電力変換装置および太陽光発電システム
【課題】入力コンデンサ電圧および直流母線コンデンサ電圧のモニタを不要としつつ、導通損失を低減すること。
【解決手段】入力コンデンサ２の正極側から直流母線コンデンサ４の正極側に向かって順方向になるようにバイパスダイオード１２を昇圧回路３に並列に接続する。
【解決手段】入力コンデンサ２の正極側から直流母線コンデンサ４の正極側に向かって順方向になるようにバイパスダイオード１２を昇圧回路３に並列に接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置および太陽光発電システムに関し、特にＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
パワーコンディショナでは、太陽電池や燃料電池などで発生する直流電圧を必要な電圧に昇圧し、その昇圧電圧を交流電圧に変換して、交流機器で消費させたり、電力系統に逆潮流させたりしている。
【０００３】
昇圧電圧は電力系統の電圧値やインバータ方式により決まる。また、太陽電池で発電する電圧の大きさによっては、昇圧回路で昇圧する必要のない条件が発生する。
【０００４】
一般的な昇圧回路は、昇圧用半導体スイッチと、ダイオードと、リアクトルにより構成される。この昇圧回路では、昇圧回路の動作を停止しても、ダイオードとリアクトルに電流が流れ続けるため、導通損失が発生する。
【０００５】
また、特許文献１には、太陽光電圧をチョッパ回路にて昇圧して生成し、太陽光電圧が所定の電圧を超えるときチョッパ回路の昇圧動作を停止すると共に、並列接続されたバイパスリレーにてチョッパ回路内のリアクトルおよびダイオードをバイパスすることで、昇圧に係る損失を低減し、さらにチョッパ回路内部品の導通損失をなくす技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−２３８６２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１の技術によれば、バイパスリレーの導通時に入力コンデンサ電圧と直流母線コンデンサ電圧との差が３Ｖ程度以上あると、バイパスリレーに大電流が流れ、バイパスリレーの接点が溶着故障することがあるという問題があった。
【０００８】
一方、バイパスリレーに大電流が流れるのを防止するには、入力コンデンサ電圧に対して直流母線コンデンサ電圧を高精度に追従させる必要がある。このため、入力コンデンサ電圧と直流母線コンデンサ電圧とを測定するために高精度なセンサが必要となり、バイパスリレーを導通させるための設備と制御も複雑化するという問題があった。
【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、入力コンデンサ電圧および直流母線コンデンサ電圧のモニタを不要としつつ、導通損失を低減することが可能な電力変換装置および太陽光発電システムを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、入力コンデンサ電圧を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路に前記入力コンデンサ電圧を入力する入力コンデンサと、前記昇圧回路の出力側に接続された直流母線コンデンサと、前記入力コンデンサの正極側から前記直流母線コンデンサの正極側に向かって順方向になるように接続されたバイパスダイオードとを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、入力コンデンサ電圧および直流母線コンデンサ電圧のモニタを不要としつつ、導通損失を低減することが可能という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態１の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、図１の電力変換装置の時間に対する入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【図３】図３は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態２の概略構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、図３の電力変換装置のＳｉＣダイオードの順方向電圧と順方向電流の温度特性の一例を示す図である。
【図５】図５は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態３の概略構成を示すブロック図である。
【図６】図６（ａ）は、図５の電力変換装置の時間に対するパイパス電流Ｉｘを示す図、図６（ｂ）は、図５の電力変換装置の時間に対する入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【図７】図７（ａ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの上昇時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図、図７（ｂ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの下降時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【図８】図８（ａ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態５の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの上昇時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図、図８（ｂ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの下降時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明に係る電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態１の概略構成を示すブロック図である。図１において、電力変換装置には、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎを昇圧する昇圧回路３が設けられている。そして、昇圧回路３の入力側には入力コンデンサ２が接続され、昇圧回路３の出力側には直流母線コンデンサ４が接続されている。
【００１５】
また、入力コンデンサ２の前段には可変直流電源として太陽電池１が接続され、直流母線コンデンサ４の後段にはインバータ回路５を介して交流負荷６が接続されている。この交流負荷６は電力系統であってもよい。
【００１６】
昇圧回路３には、昇圧半導体スイッチ７、昇圧リアクトル８および昇圧ダイオード９が設けられている。昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９とは直列に接続され、この直列回路は、入力コンデンサ２の正極側から直流母線コンデンサ４の正極側に向かって昇圧ダイオード９が順方向になるように、入力コンデンサ２の正極側と直流母線コンデンサ４の正極側との間に接続されている。昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９との接続点には昇圧半導体スイッチ７が接続されている。
【００１７】
また、入力コンデンサ２の正極側から直流母線コンデンサ４の正極側に向かって順方向になるようにバイパスダイオード１２が昇圧回路３に並列に接続されている。
【００１８】
太陽電池１の電圧は入力コンデンサ２に充電され、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが昇圧回路３に入力される。ここで、太陽電池１など自然エネルギーによる発電手段では、直流電圧の変動が大きく、入力コンデンサ２の電圧を安定的に所定の電圧以上に上昇させたり、太陽電池１で発生する直流電圧が高くなり、昇圧動作が不要になったりする条件が発生する。
【００１９】
入力コンデンサ電圧Ｖｉｎを所望の値に昇圧する場合、昇圧半導体スイッチ７がオン／オフ制御される。そして、昇圧半導体スイッチ７がオンの時は、昇圧半導体スイッチ７を介して昇圧リアクトル８に電流が流れ、昇圧半導体スイッチ７がオフの時は、昇圧リアクトル８に流れる電流が直流母線コンデンサ４へ充電されることで、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが昇圧され、直流母線コンデンサ電圧Ｖｏが生成される。
【００２０】
直流母線コンデンサ電圧Ｖｏはインバータ回路５にて直流から交流に変換されて、交流負荷６へ供給される。例えば、交流負荷６が電力系統の場合は、インバータ回路５が出力する電圧は電力系統電圧により決まる。また、直流母線コンデンサ電圧Ｖｏも系統電圧とインバータ回路方式により決まる。また、系統電圧が変動することがあり、これに対応するために直流母線コンデンサ電圧Ｖｏの目標値を変える。
【００２１】
昇圧回路３は、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎを所望の値に昇圧すると、昇圧半導体スイッチ７をオフし、昇圧動作を停止する。この時、昇圧半導体スイッチ７のスイッチングが止まっても、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋昇圧ダイオード９の順方向電圧より大きいと、昇圧リアクトル６と昇圧ダイオード９に電流は流れる。昇圧リアクトル６と昇圧ダイオード９に電流が流れると、導通損失が発生する。
【００２２】
ここで、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋バイパスダイオード１２の順方向電圧より大きいと、バイパスダイオード１２は導通し、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより小さいと、バイパスダイオード１２はオフする。
【００２３】
バイパスダイオード１２が導通している時は、昇圧回路３が停止している。このため、バイパスダイオード１２がオフしている時に昇圧回路３は昇圧動作を行う。
【００２４】
例えば、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより小さく、昇圧回路３が昇圧動作している場合、バイパスダイオード１２は非導通状態であるため、昇圧回路３は正常に動作することができる。
【００２５】
一方、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより大きい場合、昇圧回路３は昇圧する必要がなく、昇圧回路３は昇圧動作を停止する。この時、バイパスダイオード１２は導通状態になり、バイパスダイオード１２にバイバス電流Ｉｘが流れ、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋バイパスダイオード１２の順方向電圧になる。
【００２６】
バイパスダイオード１２では、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏの大小関係に応じてスイッチ動作がそれ自体の性質により実施されるため、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎおよび直流母線コンデンサ電圧Ｖｏのモニタやバイパスダイオード１２の電圧制御を不要としつつ、昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９に流れる電流をバイパスさせることができ、昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９の導通損失を低減することができる。
【００２７】
なお、バイパスダイオード１２を使う場合、バイパスダイオード１２の順方向電圧による導通損失が発生するが、昇圧リアクトル８に電流が流れる分だけ導通損失を低減させることができる。さらに、バイパスダイオード１２の順方向電圧を昇圧ダイオード９の順方向電圧より小さくすることで、昇圧ダイオード９の導通損失よりもバイパスダイオード１２の導通損失を小さくすることができる。ここで、バイパスダイオード１２はスイッチング動作を必要としないため、リカバリー損失が大きくてもよく、昇圧ダイオード９より順方向電圧が低いものを選択することができる。
【００２８】
図２は、図１の電力変換装置の時間に対する入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。図２において、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが時間と伴に増加するものとする。時刻Ａから時刻Ｂの間は入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが必要な直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより低いため、図１の昇圧回路３は動作し、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎを所定の値まで増加させる。この状態では入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより小さいため、バイパスダイオード１２はオフし、バイパス電流Ｉｘは流れない。
【００２９】
時刻Ｂから時刻Ｃの間は、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが所定の電圧を越えている。そのため、昇圧回路３は昇圧動作する必要がなく停止する。この状態では入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋昇圧ダイオード９の順方向電圧より大きくなり、バイパスダイオード１２は導通し、バイパス電流Ｉｘが流れる。
【００３０】
昇圧回路３が停止の状態で、バイパスダイオード１２にバイパス電流Ｉｘを流すことができる。このため、昇圧回路３の動作停止時の導通損失を昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９の導通損失分から、バイパスダイオード１２の導通損失分に減少させることができる。さらに、バイパスダイオード１２は高い繰り返し周波数でのスイッチングを必要としないため、昇圧ダイオード９に比べて導通損失の少ないダイオードを選択することができ、バイパスダイオード１２での損失も低減することができる。
【００３１】
実施の形態２．
図３は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態２の概略構成を示すブロック図である。図３において、この電力変換装置では図１のパイパスダイオード１２としてワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂが設けられている。これらのワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂは互いに並列に接続されている。なお、ワイドギャップ半導体の材料としては、例えば、ＳｉＣ、ＧａＮあるいはダイヤモンド用いることができる。
ＳｉＣダイオードを並列に使うことにより導通損失を低減できる。
【００３２】
ここで、Ｓｉダイオードに比べて、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂはオン抵抗が小さい。このため、パイパスダイオード１２としてワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂを使用することにより、その導通損失を小さくすることができ、電力変換装置の効率を向上させることができる。
【００３３】
また、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂの順方向電圧は正の温度係数を持っており、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂの温度が高くなると、順方向電圧が高くなり、電流が流れにくくなる。このため、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂのどちらか一方に電流が集中すると、電流が集中した方のワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂの温度が上昇し、電流が抑制される。この結果、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂを互いに並列に接続することにより、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂに流れる電流を均等化することができ、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂでの損失を低減することができる。
【００３４】
図４は、図３の電力変換装置のＳｉＣダイオードの順方向電圧と順方向電流の温度特性の一例を示す図である。図４において、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂは順方向電圧が正の温度係数であるので、その温度が高くなると、順方向電圧が高くなり、電流が流れにくくなる。
【００３５】
このため、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂを並列に接続することで、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂに流れる電流を均等化することができ、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂでの損失を低減することができる。
【００３６】
これに対し、シリコンダイオードの順方向電圧は負の温度係数を持っており、シリコンダイオードの温度が高くなると、順方向電圧が低くなり、電流が流れ易くなる。このため、特定のシリコンダイオードに電流が集中すると、そのシリコンダイオードは発熱し、さらに順方向電圧が低くなることから、さらに電流集中が促進され、シリコンダイオードを並列に接続した場合においても、導通損失の改善が図れない。
【００３７】
実施の形態３．
図５は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態３の概略構成を示すブロック図である。図５において、この電力変換装置では図１のパイパスダイオード１２に並列にバイパス補助リレー１３が接続されている。
【００３８】
また、パイパスダイオード１２に流れるバイパス電流Ｉｘを計測する電流計１４、バイパス補助リレー１３の導通制御を行うリレー制御装置１６が設けられている。
【００３９】
なお、図５の例では、電流計１４は、バイパス補助リレー１３の接続点と入力コンデンサ２の正極側との間に接続する方法について説明したが、バイパス補助リレー１３の接続点とバイパスダイオード１２のアノード端子の間に接続し、バイパスダイオード１２だけの電流を測定できるようにしてもよい。電流計１４としては、例えば、シャント抵抗、磁場を測定するセンサまたはカレントトランスなどを挙げることができる。また、リレー制御装置１６はマイクロコンピュータあるいはＤＳＰにて構成するようにしてもよいし、コンパレータなどのデジタル回路にて構成するようにしてもよい。
【００４０】
次に、図５の電力変換装置の動作について説明する。
【００４１】
昇圧回路３が停止し、バイパスダイオード１２にバイパス電流Ｉｘが流れ始めると、このバイパス電流Ｉｘは電流計１４にて計測され、その電流測定値１５がリレー制御装置１６に送られる。
【００４２】
リレー制御装置１６では電流測定値１５が送られると、バイパス補助リレー制御信号１７を出力し、バイパス補助リレー１３が導通するように制御する。ここで、バイパス電流Ｉｘが流れる場合、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋バイパスダイオード１３の順方向電圧になっている。
【００４３】
すなわち、バイパス補助リレー１３の両端には、バイパスダイオード１２の順方向電圧が掛かる。この時、バイパス補助リレー１３の両端の電位差が１Ｖ以下であれば、バイパス補助リレー１３の接点は破損し難い。
【００４４】
一方、バイパスダイオード１２の順方向電圧は一般的には０．６Ｖ前後である。このため、バイパスダイオード１２の導通後にバイパス補助リレー１３を導通させると、バイパス補助リレー１３の両端の電位差は１Ｖ以下となり、バイパス補助リレー１３の接点の破損を防止することができる。
【００４５】
ここで、バイパスダイオード１２にアノードからカソードに向かって順方向電流が流れると、バイパスダイオード１２に順方向電圧が発生し、導通損失が発生する。一方、バイパス補助リレー１３では、バイパスダイオード１２に比べてオン抵抗を小さくすることができ、導通損失を小さくすることができる。
【００４６】
このため、バイパスダイオード１２の導通後にバイパス補助リレー１３を導通させることにより、バイパス補助リレー１３の接点の破損を防止しつつ、導通損失をより一層低減させることができる。
【００４７】
この時のバイパス補助リレー１３の導通できる条件は、バイパスダイオード１２にバイパス電流Ｉｘが流れ、バイパスダイオード１２のアノードとカソードの電位差が１Ｖ以下になった場合である。
【００４８】
このため、電流計１４にてバイパス電流Ｉｘを計測することにより、バイパスダイオード１２の導通を正確に監視することができ、バイパス補助リレー１３が導通タイミングを精度よく設定することができる。このため、バイパス補助リレー１３に過電流が流れるのを防止することができ、バイパス補助リレー１３の損傷を回避することができる。
【００４９】
図６（ａ）は、図５の電力変換装置の時間に対するパイパス電流Ｉｘを示す図、図６（ｂ）は、図５の電力変換装置の時間に対する入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【００５０】
図６において、バイパスダイオード１２のアノードとカソードの電位差が１Ｖ以下になった場合では、バイパス電流Ｉｘの電流ピークを抑えることができ、バイパス補助リレー１３の損傷を回避することができる。
【００５１】
なお、上述した実施の形態では、バイパスダイオード１２に流れるパイパス電流Ｉｘを計測する電流計１４を設け、電流計１４にてパイパス電流Ｉｘが検出された時にバイパス補助リレー１３を導通させる方法について説明したが、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏを計測する電圧計を設け、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの差が１Ｖ程度以下になった時にバイパス補助リレー１３を導通させるようにしてもよい。
【００５２】
実施の形態４．
図７（ａ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの上昇時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図、図７（ｂ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの下降時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【００５３】
図７（ａ）および図７（ｂ）において、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが時間的に上昇したと仮定して、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏが等しくなり、さらに入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが上昇した点に、バイパスリレー導通電圧１８およびバイパスリレー解列電圧１９を設定する。
【００５４】
そして、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏが等しくなると、パイパス電流Ｉｘが流れる。さらに、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎがバイパスリレー導通電圧１８を越えると、図５のリレー制御装置１６からバイパス補助リレー制御信号１７が出力され、バイパス補助リレー１３が導通する。
【００５５】
また、図７（ｂ）に示すように、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが下降し、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎがバイパスリレー解列電圧１９を下回ると、バイパス補助リレー制御信号１７が遮断され、バイパス補助リレー１３が解列する。
【００５６】
これにより、バイパスダイオード１２に電流が流れた状態でバイパス補助リレー１３を導通させることができ、バイパス補助リレー１３を破壊するような突入電流を防ぐことができ、導通損失の少ない電力変換装置が期待できる。
【００５７】
すなわち、直流母線コンデンサ電圧Ｖｏに対して入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが高くなった状態が、バイパスダイオード１２に電流が流れている状態である。この状態をリレー制御装置１６で確認し、バイパス補助リレー１３を導通させることにより、バイパス補助リレー１３に過電流が発生することがなく、バイパス補助リレー１３の損傷を回避させることができる。
【００５８】
また、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎをバイパスリレー導通電圧１８およびバイパスリレー解列電圧１９と比較することにより、直流母線コンデンサ電圧Ｖｏは直接測定する必要がなくなり、バイパス補助リレー１３の制御を容易に行うことができる。
【００５９】
実施の形態５．
図８（ａ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態５の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの上昇時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図、図８（ｂ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの下降時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【００６０】
図８において、図７のバイパスリレー導通電圧１８とバイパスリレー解列電圧１９の代わりにバイパスリレー導通電圧１８´とバイパスリレー解列電圧１９´が設定されている。入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの変化ヒステリシス動作が可能になるように、バイパスリレー導通電圧１８´とバイパスリレー解列電圧１９´とは互いに異なっている。
【００６１】
これにより、バイパスダイオード１２に充分電流が流れてからバイパス補助リレー１３を投入することが可能となるとともに、バイパスダイオード１２に流れる電流がなくなる前にバイパス補助リレー１３を解列させることができる。このため、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの変化によるバイパス補助リレー１３のチャタリングを防止でき安定した動作が可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
以上のように本発明に係る電力変換装置は、入力コンデンサ電圧および直流母線コンデンサ電圧のモニタを不要としつつ、導通損失を低減することが可能となり、太陽電池や燃料電池などで発生する直流電圧を必要な電圧に昇圧する電力変換装置および太陽光発電システムに適している。
【符号の説明】
【００６３】
１ 太陽電池
２ 入力コンデンサ
３ 昇圧回路
４ 直流母線コンデンサ
５ インバータ回路
６ 交流負荷（電力系統）
７ 昇圧半導体スイッチ
８ 昇圧リアクトル
９ 昇圧ダイオード
１２ バイパスダイオード
１３ バイパス補助リレー
１４ 電流計
１５ 電流測定値
１６ リレー制御装置
１７ バイパス補助リレー制御信号
１８、１８´ バイパスリレー導通電圧
１９、１９´ バイパスリレー解列電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置および太陽光発電システムに関し、特にＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
パワーコンディショナでは、太陽電池や燃料電池などで発生する直流電圧を必要な電圧に昇圧し、その昇圧電圧を交流電圧に変換して、交流機器で消費させたり、電力系統に逆潮流させたりしている。
【０００３】
昇圧電圧は電力系統の電圧値やインバータ方式により決まる。また、太陽電池で発電する電圧の大きさによっては、昇圧回路で昇圧する必要のない条件が発生する。
【０００４】
一般的な昇圧回路は、昇圧用半導体スイッチと、ダイオードと、リアクトルにより構成される。この昇圧回路では、昇圧回路の動作を停止しても、ダイオードとリアクトルに電流が流れ続けるため、導通損失が発生する。
【０００５】
また、特許文献１には、太陽光電圧をチョッパ回路にて昇圧して生成し、太陽光電圧が所定の電圧を超えるときチョッパ回路の昇圧動作を停止すると共に、並列接続されたバイパスリレーにてチョッパ回路内のリアクトルおよびダイオードをバイパスすることで、昇圧に係る損失を低減し、さらにチョッパ回路内部品の導通損失をなくす技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−２３８６２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１の技術によれば、バイパスリレーの導通時に入力コンデンサ電圧と直流母線コンデンサ電圧との差が３Ｖ程度以上あると、バイパスリレーに大電流が流れ、バイパスリレーの接点が溶着故障することがあるという問題があった。
【０００８】
一方、バイパスリレーに大電流が流れるのを防止するには、入力コンデンサ電圧に対して直流母線コンデンサ電圧を高精度に追従させる必要がある。このため、入力コンデンサ電圧と直流母線コンデンサ電圧とを測定するために高精度なセンサが必要となり、バイパスリレーを導通させるための設備と制御も複雑化するという問題があった。
【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、入力コンデンサ電圧および直流母線コンデンサ電圧のモニタを不要としつつ、導通損失を低減することが可能な電力変換装置および太陽光発電システムを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、入力コンデンサ電圧を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路に前記入力コンデンサ電圧を入力する入力コンデンサと、前記昇圧回路の出力側に接続された直流母線コンデンサと、前記入力コンデンサの正極側から前記直流母線コンデンサの正極側に向かって順方向になるように接続されたバイパスダイオードとを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、入力コンデンサ電圧および直流母線コンデンサ電圧のモニタを不要としつつ、導通損失を低減することが可能という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態１の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、図１の電力変換装置の時間に対する入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【図３】図３は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態２の概略構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、図３の電力変換装置のＳｉＣダイオードの順方向電圧と順方向電流の温度特性の一例を示す図である。
【図５】図５は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態３の概略構成を示すブロック図である。
【図６】図６（ａ）は、図５の電力変換装置の時間に対するパイパス電流Ｉｘを示す図、図６（ｂ）は、図５の電力変換装置の時間に対する入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【図７】図７（ａ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの上昇時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図、図７（ｂ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの下降時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【図８】図８（ａ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態５の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの上昇時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図、図８（ｂ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの下降時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明に係る電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態１の概略構成を示すブロック図である。図１において、電力変換装置には、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎを昇圧する昇圧回路３が設けられている。そして、昇圧回路３の入力側には入力コンデンサ２が接続され、昇圧回路３の出力側には直流母線コンデンサ４が接続されている。
【００１５】
また、入力コンデンサ２の前段には可変直流電源として太陽電池１が接続され、直流母線コンデンサ４の後段にはインバータ回路５を介して交流負荷６が接続されている。この交流負荷６は電力系統であってもよい。
【００１６】
昇圧回路３には、昇圧半導体スイッチ７、昇圧リアクトル８および昇圧ダイオード９が設けられている。昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９とは直列に接続され、この直列回路は、入力コンデンサ２の正極側から直流母線コンデンサ４の正極側に向かって昇圧ダイオード９が順方向になるように、入力コンデンサ２の正極側と直流母線コンデンサ４の正極側との間に接続されている。昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９との接続点には昇圧半導体スイッチ７が接続されている。
【００１７】
また、入力コンデンサ２の正極側から直流母線コンデンサ４の正極側に向かって順方向になるようにバイパスダイオード１２が昇圧回路３に並列に接続されている。
【００１８】
太陽電池１の電圧は入力コンデンサ２に充電され、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが昇圧回路３に入力される。ここで、太陽電池１など自然エネルギーによる発電手段では、直流電圧の変動が大きく、入力コンデンサ２の電圧を安定的に所定の電圧以上に上昇させたり、太陽電池１で発生する直流電圧が高くなり、昇圧動作が不要になったりする条件が発生する。
【００１９】
入力コンデンサ電圧Ｖｉｎを所望の値に昇圧する場合、昇圧半導体スイッチ７がオン／オフ制御される。そして、昇圧半導体スイッチ７がオンの時は、昇圧半導体スイッチ７を介して昇圧リアクトル８に電流が流れ、昇圧半導体スイッチ７がオフの時は、昇圧リアクトル８に流れる電流が直流母線コンデンサ４へ充電されることで、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが昇圧され、直流母線コンデンサ電圧Ｖｏが生成される。
【００２０】
直流母線コンデンサ電圧Ｖｏはインバータ回路５にて直流から交流に変換されて、交流負荷６へ供給される。例えば、交流負荷６が電力系統の場合は、インバータ回路５が出力する電圧は電力系統電圧により決まる。また、直流母線コンデンサ電圧Ｖｏも系統電圧とインバータ回路方式により決まる。また、系統電圧が変動することがあり、これに対応するために直流母線コンデンサ電圧Ｖｏの目標値を変える。
【００２１】
昇圧回路３は、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎを所望の値に昇圧すると、昇圧半導体スイッチ７をオフし、昇圧動作を停止する。この時、昇圧半導体スイッチ７のスイッチングが止まっても、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋昇圧ダイオード９の順方向電圧より大きいと、昇圧リアクトル６と昇圧ダイオード９に電流は流れる。昇圧リアクトル６と昇圧ダイオード９に電流が流れると、導通損失が発生する。
【００２２】
ここで、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋バイパスダイオード１２の順方向電圧より大きいと、バイパスダイオード１２は導通し、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより小さいと、バイパスダイオード１２はオフする。
【００２３】
バイパスダイオード１２が導通している時は、昇圧回路３が停止している。このため、バイパスダイオード１２がオフしている時に昇圧回路３は昇圧動作を行う。
【００２４】
例えば、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより小さく、昇圧回路３が昇圧動作している場合、バイパスダイオード１２は非導通状態であるため、昇圧回路３は正常に動作することができる。
【００２５】
一方、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより大きい場合、昇圧回路３は昇圧する必要がなく、昇圧回路３は昇圧動作を停止する。この時、バイパスダイオード１２は導通状態になり、バイパスダイオード１２にバイバス電流Ｉｘが流れ、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋バイパスダイオード１２の順方向電圧になる。
【００２６】
バイパスダイオード１２では、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏの大小関係に応じてスイッチ動作がそれ自体の性質により実施されるため、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎおよび直流母線コンデンサ電圧Ｖｏのモニタやバイパスダイオード１２の電圧制御を不要としつつ、昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９に流れる電流をバイパスさせることができ、昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９の導通損失を低減することができる。
【００２７】
なお、バイパスダイオード１２を使う場合、バイパスダイオード１２の順方向電圧による導通損失が発生するが、昇圧リアクトル８に電流が流れる分だけ導通損失を低減させることができる。さらに、バイパスダイオード１２の順方向電圧を昇圧ダイオード９の順方向電圧より小さくすることで、昇圧ダイオード９の導通損失よりもバイパスダイオード１２の導通損失を小さくすることができる。ここで、バイパスダイオード１２はスイッチング動作を必要としないため、リカバリー損失が大きくてもよく、昇圧ダイオード９より順方向電圧が低いものを選択することができる。
【００２８】
図２は、図１の電力変換装置の時間に対する入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。図２において、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが時間と伴に増加するものとする。時刻Ａから時刻Ｂの間は入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが必要な直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより低いため、図１の昇圧回路３は動作し、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎを所定の値まで増加させる。この状態では入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏより小さいため、バイパスダイオード１２はオフし、バイパス電流Ｉｘは流れない。
【００２９】
時刻Ｂから時刻Ｃの間は、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが所定の電圧を越えている。そのため、昇圧回路３は昇圧動作する必要がなく停止する。この状態では入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋昇圧ダイオード９の順方向電圧より大きくなり、バイパスダイオード１２は導通し、バイパス電流Ｉｘが流れる。
【００３０】
昇圧回路３が停止の状態で、バイパスダイオード１２にバイパス電流Ｉｘを流すことができる。このため、昇圧回路３の動作停止時の導通損失を昇圧リアクトル８と昇圧ダイオード９の導通損失分から、バイパスダイオード１２の導通損失分に減少させることができる。さらに、バイパスダイオード１２は高い繰り返し周波数でのスイッチングを必要としないため、昇圧ダイオード９に比べて導通損失の少ないダイオードを選択することができ、バイパスダイオード１２での損失も低減することができる。
【００３１】
実施の形態２．
図３は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態２の概略構成を示すブロック図である。図３において、この電力変換装置では図１のパイパスダイオード１２としてワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂが設けられている。これらのワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂは互いに並列に接続されている。なお、ワイドギャップ半導体の材料としては、例えば、ＳｉＣ、ＧａＮあるいはダイヤモンド用いることができる。
ＳｉＣダイオードを並列に使うことにより導通損失を低減できる。
【００３２】
ここで、Ｓｉダイオードに比べて、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂはオン抵抗が小さい。このため、パイパスダイオード１２としてワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂを使用することにより、その導通損失を小さくすることができ、電力変換装置の効率を向上させることができる。
【００３３】
また、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂの順方向電圧は正の温度係数を持っており、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂの温度が高くなると、順方向電圧が高くなり、電流が流れにくくなる。このため、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂのどちらか一方に電流が集中すると、電流が集中した方のワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂの温度が上昇し、電流が抑制される。この結果、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂを互いに並列に接続することにより、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂに流れる電流を均等化することができ、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂでの損失を低減することができる。
【００３４】
図４は、図３の電力変換装置のＳｉＣダイオードの順方向電圧と順方向電流の温度特性の一例を示す図である。図４において、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂは順方向電圧が正の温度係数であるので、その温度が高くなると、順方向電圧が高くなり、電流が流れにくくなる。
【００３５】
このため、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂを並列に接続することで、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂに流れる電流を均等化することができ、ワイドギャップ半導体ダイオード１２ａ、１２ｂでの損失を低減することができる。
【００３６】
これに対し、シリコンダイオードの順方向電圧は負の温度係数を持っており、シリコンダイオードの温度が高くなると、順方向電圧が低くなり、電流が流れ易くなる。このため、特定のシリコンダイオードに電流が集中すると、そのシリコンダイオードは発熱し、さらに順方向電圧が低くなることから、さらに電流集中が促進され、シリコンダイオードを並列に接続した場合においても、導通損失の改善が図れない。
【００３７】
実施の形態３．
図５は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態３の概略構成を示すブロック図である。図５において、この電力変換装置では図１のパイパスダイオード１２に並列にバイパス補助リレー１３が接続されている。
【００３８】
また、パイパスダイオード１２に流れるバイパス電流Ｉｘを計測する電流計１４、バイパス補助リレー１３の導通制御を行うリレー制御装置１６が設けられている。
【００３９】
なお、図５の例では、電流計１４は、バイパス補助リレー１３の接続点と入力コンデンサ２の正極側との間に接続する方法について説明したが、バイパス補助リレー１３の接続点とバイパスダイオード１２のアノード端子の間に接続し、バイパスダイオード１２だけの電流を測定できるようにしてもよい。電流計１４としては、例えば、シャント抵抗、磁場を測定するセンサまたはカレントトランスなどを挙げることができる。また、リレー制御装置１６はマイクロコンピュータあるいはＤＳＰにて構成するようにしてもよいし、コンパレータなどのデジタル回路にて構成するようにしてもよい。
【００４０】
次に、図５の電力変換装置の動作について説明する。
【００４１】
昇圧回路３が停止し、バイパスダイオード１２にバイパス電流Ｉｘが流れ始めると、このバイパス電流Ｉｘは電流計１４にて計測され、その電流測定値１５がリレー制御装置１６に送られる。
【００４２】
リレー制御装置１６では電流測定値１５が送られると、バイパス補助リレー制御信号１７を出力し、バイパス補助リレー１３が導通するように制御する。ここで、バイパス電流Ｉｘが流れる場合、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが直流母線コンデンサ電圧Ｖｏ＋バイパスダイオード１３の順方向電圧になっている。
【００４３】
すなわち、バイパス補助リレー１３の両端には、バイパスダイオード１２の順方向電圧が掛かる。この時、バイパス補助リレー１３の両端の電位差が１Ｖ以下であれば、バイパス補助リレー１３の接点は破損し難い。
【００４４】
一方、バイパスダイオード１２の順方向電圧は一般的には０．６Ｖ前後である。このため、バイパスダイオード１２の導通後にバイパス補助リレー１３を導通させると、バイパス補助リレー１３の両端の電位差は１Ｖ以下となり、バイパス補助リレー１３の接点の破損を防止することができる。
【００４５】
ここで、バイパスダイオード１２にアノードからカソードに向かって順方向電流が流れると、バイパスダイオード１２に順方向電圧が発生し、導通損失が発生する。一方、バイパス補助リレー１３では、バイパスダイオード１２に比べてオン抵抗を小さくすることができ、導通損失を小さくすることができる。
【００４６】
このため、バイパスダイオード１２の導通後にバイパス補助リレー１３を導通させることにより、バイパス補助リレー１３の接点の破損を防止しつつ、導通損失をより一層低減させることができる。
【００４７】
この時のバイパス補助リレー１３の導通できる条件は、バイパスダイオード１２にバイパス電流Ｉｘが流れ、バイパスダイオード１２のアノードとカソードの電位差が１Ｖ以下になった場合である。
【００４８】
このため、電流計１４にてバイパス電流Ｉｘを計測することにより、バイパスダイオード１２の導通を正確に監視することができ、バイパス補助リレー１３が導通タイミングを精度よく設定することができる。このため、バイパス補助リレー１３に過電流が流れるのを防止することができ、バイパス補助リレー１３の損傷を回避することができる。
【００４９】
図６（ａ）は、図５の電力変換装置の時間に対するパイパス電流Ｉｘを示す図、図６（ｂ）は、図５の電力変換装置の時間に対する入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【００５０】
図６において、バイパスダイオード１２のアノードとカソードの電位差が１Ｖ以下になった場合では、バイパス電流Ｉｘの電流ピークを抑えることができ、バイパス補助リレー１３の損傷を回避することができる。
【００５１】
なお、上述した実施の形態では、バイパスダイオード１２に流れるパイパス電流Ｉｘを計測する電流計１４を設け、電流計１４にてパイパス電流Ｉｘが検出された時にバイパス補助リレー１３を導通させる方法について説明したが、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏを計測する電圧計を設け、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの差が１Ｖ程度以下になった時にバイパス補助リレー１３を導通させるようにしてもよい。
【００５２】
実施の形態４．
図７（ａ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの上昇時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図、図７（ｂ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの下降時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【００５３】
図７（ａ）および図７（ｂ）において、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが時間的に上昇したと仮定して、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏが等しくなり、さらに入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが上昇した点に、バイパスリレー導通電圧１８およびバイパスリレー解列電圧１９を設定する。
【００５４】
そして、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏが等しくなると、パイパス電流Ｉｘが流れる。さらに、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎがバイパスリレー導通電圧１８を越えると、図５のリレー制御装置１６からバイパス補助リレー制御信号１７が出力され、バイパス補助リレー１３が導通する。
【００５５】
また、図７（ｂ）に示すように、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが下降し、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎがバイパスリレー解列電圧１９を下回ると、バイパス補助リレー制御信号１７が遮断され、バイパス補助リレー１３が解列する。
【００５６】
これにより、バイパスダイオード１２に電流が流れた状態でバイパス補助リレー１３を導通させることができ、バイパス補助リレー１３を破壊するような突入電流を防ぐことができ、導通損失の少ない電力変換装置が期待できる。
【００５７】
すなわち、直流母線コンデンサ電圧Ｖｏに対して入力コンデンサ電圧Ｖｉｎが高くなった状態が、バイパスダイオード１２に電流が流れている状態である。この状態をリレー制御装置１６で確認し、バイパス補助リレー１３を導通させることにより、バイパス補助リレー１３に過電流が発生することがなく、バイパス補助リレー１３の損傷を回避させることができる。
【００５８】
また、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎをバイパスリレー導通電圧１８およびバイパスリレー解列電圧１９と比較することにより、直流母線コンデンサ電圧Ｖｏは直接測定する必要がなくなり、バイパス補助リレー１３の制御を容易に行うことができる。
【００５９】
実施の形態５．
図８（ａ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態５の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの上昇時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図、図８（ｂ）は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態４の入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの下降時におけるパイパス電流Ｉｘと入力コンデンサ電圧Ｖｉｎと直流母線コンデンサ電圧Ｖｏとの関係を示す図である。
【００６０】
図８において、図７のバイパスリレー導通電圧１８とバイパスリレー解列電圧１９の代わりにバイパスリレー導通電圧１８´とバイパスリレー解列電圧１９´が設定されている。入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの変化ヒステリシス動作が可能になるように、バイパスリレー導通電圧１８´とバイパスリレー解列電圧１９´とは互いに異なっている。
【００６１】
これにより、バイパスダイオード１２に充分電流が流れてからバイパス補助リレー１３を投入することが可能となるとともに、バイパスダイオード１２に流れる電流がなくなる前にバイパス補助リレー１３を解列させることができる。このため、入力コンデンサ電圧Ｖｉｎの変化によるバイパス補助リレー１３のチャタリングを防止でき安定した動作が可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
以上のように本発明に係る電力変換装置は、入力コンデンサ電圧および直流母線コンデンサ電圧のモニタを不要としつつ、導通損失を低減することが可能となり、太陽電池や燃料電池などで発生する直流電圧を必要な電圧に昇圧する電力変換装置および太陽光発電システムに適している。
【符号の説明】
【００６３】
１ 太陽電池
２ 入力コンデンサ
３ 昇圧回路
４ 直流母線コンデンサ
５ インバータ回路
６ 交流負荷（電力系統）
７ 昇圧半導体スイッチ
８ 昇圧リアクトル
９ 昇圧ダイオード
１２ バイパスダイオード
１３ バイパス補助リレー
１４ 電流計
１５ 電流測定値
１６ リレー制御装置
１７ バイパス補助リレー制御信号
１８、１８´ バイパスリレー導通電圧
１９、１９´ バイパスリレー解列電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力コンデンサ電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路に前記入力コンデンサ電圧を入力する入力コンデンサと、
前記昇圧回路の出力側に接続された直流母線コンデンサと、
前記入力コンデンサの正極側から前記直流母線コンデンサの正極側に向かって順方向になるように接続されたバイパスダイオードとを備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記バイパスダイオードはワイドギャップ半導体ダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
複数のワイドギャップ半導体ダイオードが並列に接続されていることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記入力コンデンサの前段に接続された可変直流電源と、
前記直流母線コンデンサの後段に接続されたインバータ回路とを備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記バイパスダイオードに並列に接続されたバイパス補助リレーをさらに備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記バイパスダイオードの導通後に前記バイパス補助リレーを導通させるリレー制御装置をさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記バイパスダイオードに流れる電流を計測する電流計をさらに備え、
前記リレー制御装置は、前記バイパスダイオードに流れる電流に基づいて、前記バイパス補助リレーを導通させることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
入力コンデンサ電圧と直流母線コンデンサ電圧を計測する電圧計をさらに備え、
前記リレー制御装置は、前記入力コンデンサ電圧と前記直流母線コンデンサ電圧との差に基づいて、前記バイパス補助リレーを導通させることを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
入力コンデンサ電圧を計測する電圧計をさらに備え、
前記リレー制御装置は、前記入力コンデンサ電圧をバイパスリレー導通電圧およびバイパスリレー解列電圧と比較し、前記入力コンデンサ電圧が前記バイパスリレー導通電圧より高い場合、前記バイパス補助リレーを導通させ、前記入力コンデンサ電圧が前記バイパスリレー解列電圧より低い場合、前記バイパス補助リレーを解列させることを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記バイパスリレー導通電圧と前記バイパスリレー解列電圧を互いに異ならせることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置を有するパワーコンディショナを備えることを特徴とする太陽光発電システム。
【請求項１】
入力コンデンサ電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路に前記入力コンデンサ電圧を入力する入力コンデンサと、
前記昇圧回路の出力側に接続された直流母線コンデンサと、
前記入力コンデンサの正極側から前記直流母線コンデンサの正極側に向かって順方向になるように接続されたバイパスダイオードとを備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記バイパスダイオードはワイドギャップ半導体ダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
複数のワイドギャップ半導体ダイオードが並列に接続されていることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記入力コンデンサの前段に接続された可変直流電源と、
前記直流母線コンデンサの後段に接続されたインバータ回路とを備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記バイパスダイオードに並列に接続されたバイパス補助リレーをさらに備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記バイパスダイオードの導通後に前記バイパス補助リレーを導通させるリレー制御装置をさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記バイパスダイオードに流れる電流を計測する電流計をさらに備え、
前記リレー制御装置は、前記バイパスダイオードに流れる電流に基づいて、前記バイパス補助リレーを導通させることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
入力コンデンサ電圧と直流母線コンデンサ電圧を計測する電圧計をさらに備え、
前記リレー制御装置は、前記入力コンデンサ電圧と前記直流母線コンデンサ電圧との差に基づいて、前記バイパス補助リレーを導通させることを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
入力コンデンサ電圧を計測する電圧計をさらに備え、
前記リレー制御装置は、前記入力コンデンサ電圧をバイパスリレー導通電圧およびバイパスリレー解列電圧と比較し、前記入力コンデンサ電圧が前記バイパスリレー導通電圧より高い場合、前記バイパス補助リレーを導通させ、前記入力コンデンサ電圧が前記バイパスリレー解列電圧より低い場合、前記バイパス補助リレーを解列させることを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記バイパスリレー導通電圧と前記バイパスリレー解列電圧を互いに異ならせることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置を有するパワーコンディショナを備えることを特徴とする太陽光発電システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１２−６５４４１（Ｐ２０１２−６５４４１Ａ）
【公開日】平成２４年３月２９日（２０１２．３．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２０７２４４（Ｐ２０１０−２０７２４４）
【出願日】平成２２年９月１５日（２０１０．９．１５）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月２９日（２０１２．３．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月１５日（２０１０．９．１５）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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