電力変換装置
【課題】逆励磁方式で起動して直流系統を交流系統に連系する場合に高速に起動でき迅速に交流系統に連系できる電力変換装置を提供することである。
【解決手段】制御装置２０から起動がかけられると、初充電回路１７は交流系統１５から電力を入力し、直流系統１２の直流コンデンサ１９に充電を開始し、直流コンデンサ１９の電圧Ｖｄｃがインバータの最低動作可能電圧になると、制御装置２０はインバータ１１をＰＷＭ運転し、その後に、連系遮断器１４を閉じて直流系統１２を交流系統１５に連系させる
【解決手段】制御装置２０から起動がかけられると、初充電回路１７は交流系統１５から電力を入力し、直流系統１２の直流コンデンサ１９に充電を開始し、直流コンデンサ１９の電圧Ｖｄｃがインバータの最低動作可能電圧になると、制御装置２０はインバータ１１をＰＷＭ運転し、その後に、連系遮断器１４を閉じて直流系統１２を交流系統１５に連系させる
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流系統の直流を交流に変換して交流系統と連系運転する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流系統の直流を交流に変換して交流系統と連系運転する電力変換装置としては、直流送電系統を交流系統に接続するもの、分散型電源設備を交流系統に接続するもの、静止形無効電力補償装置を交流系統に接続するものなどがある。
【０００３】
このような電力変換装置では、その起動の前段階として，別回路（初充電回路）から直流コンデンサ（以下、ＤＣコンデンサという）を充電する逆励磁方式が採用されている。これは、交流系統との連系を行う変圧器の励磁突入電流を回避するためである（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図８は逆励磁方式を採用した従来の電力変換装置の構成図である。電力変換装置のインバータ１１は、直流系統１２の直流を交流に変換して変圧器１３及び連系遮断器１４を介して交流系統１５に連系される。電力変換装置の起動の際には、交流系統１５から励磁用変圧器１６を介して電力を初充電回路１７に入力し、初充電回路１７は交流を直流に変換して開閉器１８を介してＤＣコンデンサ１９を充電する。そして、インバータ１１はＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づき、変圧器１３を逆励磁してインバータ１１を交流系統１５に連系する。
【０００５】
制御装置２０は電力変換装置の制御を行うものであり、制御装置２０の起動制御部２１は、電力変換装置の起動の際に初充電回路１７を起動してＤＣコンデンサ１９を充電するものである。また、直流電圧判定部２２はＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧を監視するものであり、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１以上となったときはＰＷＭ制御部２３を起動する。
【０００６】
ＰＷＭ制御部２３は、位相同期回路（ＰＬＬ）２４で得られた交流系統１５の電圧Ｖｓに同期した信号を入力し、ＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づきインバータ１１を制御する。すなわち、インバータ１１の出力電圧Ｖｃが交流系統１１の周波数、位相及び大きさに一致するように制御する。そして、ＰＷＭ制御部２３によるインバータ１１の出力電圧Ｖｃの制御が安定すると、連系制御部２５は連系遮断器１４を閉じてインバータ１１を交流系統１５に連系する。これにより、電力変換装置は交流系統１５と連系運転されることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平２００７−１９５３４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、電力変換装置の起動の際には、初充電回路１７によりＤＣコンデンサ１９が充電され、そのＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１以上となったときに、初めて制御装置２０のＰＷＭ制御部２３によりＰＷＭ制御が開始されるので、迅速に電力変換装置を立ち上げることができない。
【０００９】
図９に示すように、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１は交流電圧Ｖａｃの（√３／２√２≒１．６３）倍であるので、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になるまでのＤＣコンデンサ１９への充電時間Ｔ１が長く、時点ｔ１でＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になる。従って、ＰＷＭ制御が開始されるまでの時間が長く高速化が困難である。一方、電力変換器を高速に立ち上げるために電力変換装置を常にゲートブロック状態で待機させておくことも考えられるが、そうすると待機時に損失が発生する。
【００１０】
ここで、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１として交流電圧Ｖａｃの約１．６３倍の電圧が必要となるのは、図１０に示すように、ＰＷＭ制御によるインバータ１１の出力電圧は、矩形波がＰＷＭ制御された断続波形となり電圧利用率が高くないことに起因する。
【００１１】
本発明の目的は、逆励磁方式で起動して直流系統を交流系統に連系する場合に高速に起動でき迅速に交流系統に連系できる電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１の発明に係る電力変換装置は、直流系統の直流を交流に変換し変圧器及び連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路と、前記起動の際の前記初充電回路による前記直流コンデンサの充電により前記直流コンデンサの電圧が前記インバータの最低動作可能電圧になると前記インバータをＰＷＭ運転し前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させる制御装置とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明に係る電力変換装置は、請求項１の発明において、前記変圧器に直列接続されたリアクトルと、前記リアクトルに並列に設けられ前記リアクトルを短絡する短絡スイッチとを設け、前記制御装置は、前記起動の際には前記短絡スイッチを開き、前記直流系統を前記交流系統に連系させた後に前記短絡スイッチを閉じることを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明に係る電力変換装置は、請求項１または２の発明において、前記制御装置は、前記直流系統を前記交流系統に連系した後に前記交流系統の系統電圧が予め定めた変動許容範囲を逸脱しないところまで前記直流コンデンサの電圧を上昇させた後に前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
請求項１の発明によれば、電力変換装置の起動の際に、直流コンデンサの電圧がＰＷＭ制御可能電圧よりも低い最低動作可能電圧になると、インバータをＰＷＭ運転にて、そのＰＷＭ運転の状態で連系遮断器を閉じて直流系統を交流系統に連系させるので、インバータから無効電力の発生はあるが、高速で電力変換装置を起動でき迅速に直流系統を交流系統に連系できる。
【００１６】
請求項２の発明によれば、電力変換装置の起動の際には、短絡スイッチを開きリアクトルを変圧器に直列接続した状態とするので、インバータの最低動作可能電圧がさらに低くなり、さらに高速で直流系統を前記交流系統に連系できる。また、直流系統を交流系統に連系させた後に短絡スイッチを閉じるので、連系後においてはリアクトルによる無効電力の発生を抑制できる。
【００１７】
請求項３の発明によれば、例えば、交流系統の系統電圧の最低値が予め定められていた場合において、直流系統を交流系統に連系した後に交流系統の系統電圧がその最低値以下とならない範囲まで直流コンデンサの電圧を上昇させて連系遮断器を閉じて直流系統を交流系統に連系させるので、インバータからの無効電力による交流系統の系統電圧への影響により系統電圧が予め定められた最低値以下となることを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態におけるインバータの動作特性図。
【図３】本発明の第１の実施の形態におけるインバータが有効電力Ｐのみを出力している状態を示す特性図。
【図４】本発明の第１の実施の形態におけるインバータが無効電力Ｑのみを入力している状態を示す特性図。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置でのＰＷＭ制御が開始される最低動作可能電圧Ｖｄｃ０の特性を示す特性図。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【図８】逆励磁方式を採用した従来の電力変換装置の構成図。
【図９】従来の電力変換装置でのＰＷＭ制御が開始されるＰＷＭ制御可能電圧の特性を示す特性図。
【図１０】逆励磁方式を採用した従来の電力変換装置の起動時のＰＷＭ制御によるインバータの出力電圧の波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。この第１の実施の形態に係る電力変換装置は、図７に示した従来例に対し、制御装置２０の直流電圧判定部２２は、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１以上となったときにＰＷＭ制御部２３を起動することに代えて、直流コンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１よりも低い最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったときにＰＷＭ制御部２３を起動するようにしたものである。図７と同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００２０】
直流電圧判定部２２は、初充電回路１７によりＤＣコンデンサ１９への充電が開始されると、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃがインバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったかどうかを監視する。インバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０はＰＷＭ制御可能信号Ｖｄｃ１より低い電圧である。そして、直流電圧判定部２２は、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったことを検出すると、ＰＷＭ制御部２３を起動する。
【００２１】
ＰＷＭ制御部２３は、起動がかけられると、位相同期回路（ＰＬＬ）２４で得られた交流系統１５の電圧Ｖｓに同期した信号を入力し、ＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づきインバータ１１への制御指令を介してインバータ１１に出力する。すなわち、インバータ１１の出力電圧Ｖｃが交流系統１１の周波数、位相及び大きさに一致するように制御する。そして、ＰＷＭ制御部２３によるインバータ１１の出力電圧の制御が安定すると、連系制御部２５は連系遮断器１４を閉じてインバータ１１を交流系統１５に連系する。これにより、電力変換装置は交流系統と連系運転されることになる。
【００２２】
次に、インバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０について説明する。図２はインバータ１１の動作特性図であり、図２（ａ）はインバータ１１が交流系統１５に供給できる有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図、図２（ｂ）はインバータ１１の出力電圧Ｖｃの特性図である。
【００２３】
交流系統１５に接続された自励式のインバータ１１が交流系統１５に供給できる有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）は、図２（ａ）に示すように、インバータ１１の皮相電力最大値Ｓｍａｘを半径とした円内の任意の値となる。有効電力Ｐ及び無効電力Ｑの向きについては、通常、他励式のインバータの場合には入力方向を正とするが、ここでは自励式のインバータを一種の電源とみなし、インバータ１１からの出力方向を正とする。従って、図２（ａ）の右半平面が逆変換運転の状態、左半平面が順変換運転の状態に対応する。
【００２４】
また、皮相電力最大値Ｓｍａｘは、交流系統１５の系統電圧｜Ｖｓ｜とインバータ１１の実効値電流容量｜Ｉｃｍａｘ｜との積（Ｓｍａｘ＝｜Ｖｓ｜・｜Ｉｃｍａｘ｜）で与えられ、系統電圧Ｖｓが定格１．０ｐｕの場合にはＭＶＡ容量に一致する。ＰＱ可制御領域は、皮相電力最大値Ｓｍａｘを半径とした円内であることから、ＰＱ可制御領域は、｜Ｉｃｍａｘ｜のみならず系統電圧Ｖｓの大きさ｜Ｖｓ｜にも依存して変化し、その増減に対応してＰＱ可制御領域も同心円状に増減する。なお、図２（ａ）中のφは、系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電流Ｉｃとの位相差である。
【００２５】
一般に、自励式のインバータにおいては、ＰＱ指令値に基づいて系統電圧Ｖｓに対してインバータの出力電流Ｉｃを演算し、このインバータの出力電流Ｉｃを交流系統１５に流し込むのに必要なインバータの出力電圧ＶｃをＰＷＭ制御により発生している。インバータ１１の最大出力は（１）式で示され、系統電圧Ｖｓを位相基準とするとインバータ１１の最大出力は（２）式で示される。なお、（１）式及び（２）式中のＸは変圧器１３のリアクタンスである。
【数１】
【数２】
【００２６】
次に、（２）式からインバータ１１の出力電圧Ｖｃを求めると（３）式が得られる。（３）式は、図２（ａ）の円上に対応したＭＶＡ最大出力Ｓｍａｘを交流系統１５に供給するために必要とされるインバータ１１の出力電圧Ｖｃである。
【数３】
【００２７】
インバータ１１の出力電圧Ｖｃは、図２（ｂ）に示すように、大きさ｜Ｖｃ｜がＸＩｃｍａｘの円内の任意の値となる。インバータ１１は、この円内の交流電圧を出力することにより、図２（ａ）に示したＰＱ可制御領域に対応した有効・無効電力を発生できる。図２（ｂ）中のθは系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電圧Ｖｃとの位相差である。ここで、有効電力Ｐは系統電圧Ｖｓに対してπ／２位相をもつ成分(ｑ軸成分)により、無効電力Ｑは同相の成分(ｄ軸成分)により決定される。
【００２８】
図３はインバータ１１が有効電力Ｐのみを入出力している状態を示す特性図であり、図３（ａ）はインバータ１１が有効電力Ｐのみを交流系統１５に出力している状態を示す特性図、図３（ｂ）はインバータ１１が有効電力Ｐのみを交流系統１５から入力している状態を示す特性図である。図３（ａ）に示すように、系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電流Ｉｃとが同相である場合には、インバータ１１が有効電力Ｐのみを交流系統１５に出力している状態であり、この場合、図２（ａ）の有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図におけるＰｍａｘ点での運転となる。図３（ｂ）に示すように、系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電流Ｉｃとの位相がπである場合には、インバータ１１が有効電力Ｐのみを交流系統１５から入力している状態であり、この場合、図２（ａ）の有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図における−Ｐｍａｘ点での運転となる。すなわち、有効電力Ｐは系統電圧Ｖｓに対してπ／２位相をもつ成分(ｑ軸成分)により決定される。
【００２９】
図４はインバータ１１が無効電力Ｑのみを入出力している状態を示す特性図であり、図４（ａ）はインバータ１１が無効電力Ｑのみを交流系統１５に出力している状態を示す特性図、図４（ｂ）はインバータ１１が無効電力Ｑのみを交流系統１５から入力している状態を示す特性図である。図４（ａ）に示すように、インバータ１１の出力電流Ｉｃの位相が系統電圧Ｖｓよりπ／２だけ進んでいる場合には、インバータ１１が無効電力Ｑのみを交流系統１５に出力している状態であり、この場合、図２（ａ）の有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図におけるＱｍａｘ点での運転となる。図４（ｂ）に示すように、インバータ１１の出力電流Ｉｃの位相が系統電圧Ｖｓよりπ／２だけ遅れている場合には、インバータ１１が無効電力Ｑのみを交流系統１５から入力している状態であり、この場合、図２（ａ）の有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図における−Ｑｍａｘ点での運転となる。すなわち、無効電力Ｑは系統電圧Ｖｓの位相と同相の成分(ｄ軸成分)により決定される。
【００３０】
ここで、インバータ１１が有効・無効電力を制御できる範囲は、図２（ａ）に示したＰＱ可制御領域（皮相電力最大値Ｓｍａｘを半径とした円内）であり、その場合、インバータ１１の出力電圧Ｖｃが取り得る最低交流電圧は、図４（ａ）に示すＶｃ０である。この最低交流電圧Ｖｃ０をインバータ１１が出力できるときのＤＣコンデンサ１９の電圧がインバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０である。
【００３１】
前述したように、本発明では、直流コンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１よりも低い最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったときにＰＷＭ制御部２３を起動する。
【００３２】
図５は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置でのＰＷＭ制御が開始される最低動作可能電圧Ｖｄｃ０の特性を示す特性図である。図５に示すように、最低動作可能電圧Ｖｄｃ０は、変圧器１３を介して系統電圧Ｖｓと位相・大きさ・周波数が一致しインバータ１１の出力電圧Ｖｃを出力可能なＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１より小さい。従って、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが最低動作可能電圧Ｖｄｃ０なる時点ｔ２までのＤＣコンデンサ１９への充電時間Ｔ２は、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になる時点ｔ１までのＤＣコンデンサ１９への充電時間Ｔ１より短い。このことから、インバータ１１から無効電力の発生はあるが、時点ｔ１より早い時点ｔ２からＰＷＭ制御を行うことができる。
【００３３】
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。図６は本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。この第２の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対し、変圧器１３に直列接続されたリアクトル２６と、リアクトル２６に並列に短絡スイッチ２７を設け、制御装置２０の連系制御部２５は、起動の際には短絡スイッチ２７を開いておき、直流系統１２を交流系統１５に連系させた後には短絡スイッチ２７を閉じるようにしたものである。図１と同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００３４】
図６に示すように、変圧器１３の二次側と連系遮断器１４との間にリアクトル２６が直列接続され、そのリアクトル２６に並列に短絡スイッチ２７が設けられている。そして、制御装置２０の連系制御部２５は、電力変換装置の起動の際には、短絡スイッチ２７を開いておき、リアクトル２６を変圧器１３に直列接続した状態としておく。
【００３５】
前述の（３）式から分かるように、インバータ１１の出力電圧Ｖｃは、変圧器のインダクタンスＸの関数で示される。インバータ１１の出力電圧Ｖｃが最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になるのは、図４（ａ）に示したときであり、このときは、系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電流Ｉｃとの位相差φは零であることから、（３）式の第２項の極性はマイナスとなる。従って、変圧器１３のリアクタンスＸが大きいほど最低動作可能電圧Ｖｄｃ０は小さくなり、より高速で直流系統１２を交流系統１５に連系できることになる。
【００３６】
そこで、電力変換装置の起動の際には、リアクトル２６を変圧器１３に直列接続した状態としておき、最低動作可能電圧Ｖｄｃ０は小さくする。そして、直流系統１２を交流系統１５に連系させた後においては、リアクトル２６を交流系統１５に接続しておく必要はなくなるので、短絡スイッチ１７を閉じリアクトル２６を交流系統１５から切り離す。これにより、リアクトルによる無効電力の発生を抑制する。
【００３７】
第２の実施の形態によれば、電力変換装置の起動において、インバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０をさらに小さくできるので、第１の実施の形態よりも高速で直流系統１２を交流系統１５に連系できる。以上の説明では、変圧器の一次側にリアクトル２６を設けたが、変圧器の二次側にリアクトル２６を設けるようにしてもよい。
【００３８】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。図７は本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。この第３の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対し、交流系統１５の系統電圧Ｖｓを検出する電圧検出器２８を設けるとともに、制御装置２０に連系許容直流電圧演算部２９を設けたものである。連系許容直流電圧演算部２９は、電圧検出器２８で検出された系統電圧Ｖｓを入力し、直流系統１２を交流系統１５に連系した後に交流系統１５の系統電圧Ｖｓが予め定めた変動許容範囲を逸脱しない直流コンデンサ１９のＤＣ電圧（連系許容直流電圧Ｖｄｃ２）を演算する。そして、連系制御部２５は直流コンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが連系許容直流電圧Ｖｄｃ２になると、連系遮断器１４を閉じて直流系統１２を交流系統１５に連系させるようにしたものである。図１と同一要素には、同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００３９】
制御装置２０の連系許容直流電圧演算部２９は、電圧検出器２８で検出された系統電圧Ｖｓを入力し、直流系統１２を交流系統１５に連系した後に系統電圧Ｖｓが変動許容範囲を逸脱しないこととなる直流コンデンサ１９のＤＣ電圧を連系許容直流電圧Ｖｄｃ２として予め演算する。そして、直流コンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃがその連系許容直流電圧Ｖｄｃ２まで上昇したときに連系遮断器１４を閉じて、直流系統１２を交流系統１５に連系させる。
【００４０】
前述したように、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったときに制御装置２０のＰＷＭ制御部２３はＰＷＭ制御を開始し、ＰＷＭ制御部２３によるインバータ１１の出力電圧Ｖｃの制御が安定すると、連系制御部２５は連系遮断器１４を閉じてインバータ１１を交流系統１５に連系することになるが、その際には、インバータ１１は無効電力Ｑを交流系統１５に出力することになる。
【００４１】
そこで、制御装置２０の連系許容直流電圧演算部２９は、系統電圧Ｖｓを入力し、直流系統１２を交流系統１５に連系した後の系統電圧Ｖｓがその変動許容範囲内を逸脱しないこととなる直流コンデンサ１９のＤＣ電圧を連系許容直流電圧Ｖｄｃ２として予め演算し、直流コンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃがその連系許容直流電圧Ｖｄｃ２になったときに連系遮断器１４を閉じて直流系統１２を交流系統１５に連系させる。系統電圧Ｖｓの変動許容範囲は、基準電圧から一時的に低下する系統電圧Ｖｓの許容範囲を考慮して定められる。
【００４２】
これにより、直流系統１２を交流系統１５に連系させた際に生じるインバータ１１からの無効電力Ｑによる系統電圧Ｖｓの電圧変動を緩和できる。以上の説明では、第１の実施の形態に対して電圧検出器２８を設け、直流系統１２を交流系統１５に連系させた際に生じる系統電圧Ｖｓの電圧変動を緩和するようにしたが、第２の実施の形態に対しても同様に適用することができることは言うまでもない。
【符号の説明】
【００４３】
１１…インバータ、１２…直流系統、１３…変圧器、１４…連系遮断器、１５…交流系統、１６…励磁用変圧器、１７…初充電回路、１８…開閉器、１９…ＤＣコンデンサ、２０…制御装置、２１…起動制御部、２２…電圧判定部、２３…ＰＷＭ制御部、２４…位相同期回路、２５…連系制御部、２６…リアクトル、２７…短絡スイッチ、２８…電圧検出器、２９…連系許容直流電圧演算部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流系統の直流を交流に変換して交流系統と連系運転する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流系統の直流を交流に変換して交流系統と連系運転する電力変換装置としては、直流送電系統を交流系統に接続するもの、分散型電源設備を交流系統に接続するもの、静止形無効電力補償装置を交流系統に接続するものなどがある。
【０００３】
このような電力変換装置では、その起動の前段階として，別回路（初充電回路）から直流コンデンサ（以下、ＤＣコンデンサという）を充電する逆励磁方式が採用されている。これは、交流系統との連系を行う変圧器の励磁突入電流を回避するためである（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図８は逆励磁方式を採用した従来の電力変換装置の構成図である。電力変換装置のインバータ１１は、直流系統１２の直流を交流に変換して変圧器１３及び連系遮断器１４を介して交流系統１５に連系される。電力変換装置の起動の際には、交流系統１５から励磁用変圧器１６を介して電力を初充電回路１７に入力し、初充電回路１７は交流を直流に変換して開閉器１８を介してＤＣコンデンサ１９を充電する。そして、インバータ１１はＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づき、変圧器１３を逆励磁してインバータ１１を交流系統１５に連系する。
【０００５】
制御装置２０は電力変換装置の制御を行うものであり、制御装置２０の起動制御部２１は、電力変換装置の起動の際に初充電回路１７を起動してＤＣコンデンサ１９を充電するものである。また、直流電圧判定部２２はＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧を監視するものであり、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１以上となったときはＰＷＭ制御部２３を起動する。
【０００６】
ＰＷＭ制御部２３は、位相同期回路（ＰＬＬ）２４で得られた交流系統１５の電圧Ｖｓに同期した信号を入力し、ＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づきインバータ１１を制御する。すなわち、インバータ１１の出力電圧Ｖｃが交流系統１１の周波数、位相及び大きさに一致するように制御する。そして、ＰＷＭ制御部２３によるインバータ１１の出力電圧Ｖｃの制御が安定すると、連系制御部２５は連系遮断器１４を閉じてインバータ１１を交流系統１５に連系する。これにより、電力変換装置は交流系統１５と連系運転されることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平２００７−１９５３４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、電力変換装置の起動の際には、初充電回路１７によりＤＣコンデンサ１９が充電され、そのＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１以上となったときに、初めて制御装置２０のＰＷＭ制御部２３によりＰＷＭ制御が開始されるので、迅速に電力変換装置を立ち上げることができない。
【０００９】
図９に示すように、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１は交流電圧Ｖａｃの（√３／２√２≒１．６３）倍であるので、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になるまでのＤＣコンデンサ１９への充電時間Ｔ１が長く、時点ｔ１でＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になる。従って、ＰＷＭ制御が開始されるまでの時間が長く高速化が困難である。一方、電力変換器を高速に立ち上げるために電力変換装置を常にゲートブロック状態で待機させておくことも考えられるが、そうすると待機時に損失が発生する。
【００１０】
ここで、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１として交流電圧Ｖａｃの約１．６３倍の電圧が必要となるのは、図１０に示すように、ＰＷＭ制御によるインバータ１１の出力電圧は、矩形波がＰＷＭ制御された断続波形となり電圧利用率が高くないことに起因する。
【００１１】
本発明の目的は、逆励磁方式で起動して直流系統を交流系統に連系する場合に高速に起動でき迅速に交流系統に連系できる電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１の発明に係る電力変換装置は、直流系統の直流を交流に変換し変圧器及び連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路と、前記起動の際の前記初充電回路による前記直流コンデンサの充電により前記直流コンデンサの電圧が前記インバータの最低動作可能電圧になると前記インバータをＰＷＭ運転し前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させる制御装置とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明に係る電力変換装置は、請求項１の発明において、前記変圧器に直列接続されたリアクトルと、前記リアクトルに並列に設けられ前記リアクトルを短絡する短絡スイッチとを設け、前記制御装置は、前記起動の際には前記短絡スイッチを開き、前記直流系統を前記交流系統に連系させた後に前記短絡スイッチを閉じることを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明に係る電力変換装置は、請求項１または２の発明において、前記制御装置は、前記直流系統を前記交流系統に連系した後に前記交流系統の系統電圧が予め定めた変動許容範囲を逸脱しないところまで前記直流コンデンサの電圧を上昇させた後に前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
請求項１の発明によれば、電力変換装置の起動の際に、直流コンデンサの電圧がＰＷＭ制御可能電圧よりも低い最低動作可能電圧になると、インバータをＰＷＭ運転にて、そのＰＷＭ運転の状態で連系遮断器を閉じて直流系統を交流系統に連系させるので、インバータから無効電力の発生はあるが、高速で電力変換装置を起動でき迅速に直流系統を交流系統に連系できる。
【００１６】
請求項２の発明によれば、電力変換装置の起動の際には、短絡スイッチを開きリアクトルを変圧器に直列接続した状態とするので、インバータの最低動作可能電圧がさらに低くなり、さらに高速で直流系統を前記交流系統に連系できる。また、直流系統を交流系統に連系させた後に短絡スイッチを閉じるので、連系後においてはリアクトルによる無効電力の発生を抑制できる。
【００１７】
請求項３の発明によれば、例えば、交流系統の系統電圧の最低値が予め定められていた場合において、直流系統を交流系統に連系した後に交流系統の系統電圧がその最低値以下とならない範囲まで直流コンデンサの電圧を上昇させて連系遮断器を閉じて直流系統を交流系統に連系させるので、インバータからの無効電力による交流系統の系統電圧への影響により系統電圧が予め定められた最低値以下となることを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態におけるインバータの動作特性図。
【図３】本発明の第１の実施の形態におけるインバータが有効電力Ｐのみを出力している状態を示す特性図。
【図４】本発明の第１の実施の形態におけるインバータが無効電力Ｑのみを入力している状態を示す特性図。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置でのＰＷＭ制御が開始される最低動作可能電圧Ｖｄｃ０の特性を示す特性図。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【図８】逆励磁方式を採用した従来の電力変換装置の構成図。
【図９】従来の電力変換装置でのＰＷＭ制御が開始されるＰＷＭ制御可能電圧の特性を示す特性図。
【図１０】逆励磁方式を採用した従来の電力変換装置の起動時のＰＷＭ制御によるインバータの出力電圧の波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。この第１の実施の形態に係る電力変換装置は、図７に示した従来例に対し、制御装置２０の直流電圧判定部２２は、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１以上となったときにＰＷＭ制御部２３を起動することに代えて、直流コンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１よりも低い最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったときにＰＷＭ制御部２３を起動するようにしたものである。図７と同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００２０】
直流電圧判定部２２は、初充電回路１７によりＤＣコンデンサ１９への充電が開始されると、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃがインバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったかどうかを監視する。インバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０はＰＷＭ制御可能信号Ｖｄｃ１より低い電圧である。そして、直流電圧判定部２２は、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったことを検出すると、ＰＷＭ制御部２３を起動する。
【００２１】
ＰＷＭ制御部２３は、起動がかけられると、位相同期回路（ＰＬＬ）２４で得られた交流系統１５の電圧Ｖｓに同期した信号を入力し、ＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づきインバータ１１への制御指令を介してインバータ１１に出力する。すなわち、インバータ１１の出力電圧Ｖｃが交流系統１１の周波数、位相及び大きさに一致するように制御する。そして、ＰＷＭ制御部２３によるインバータ１１の出力電圧の制御が安定すると、連系制御部２５は連系遮断器１４を閉じてインバータ１１を交流系統１５に連系する。これにより、電力変換装置は交流系統と連系運転されることになる。
【００２２】
次に、インバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０について説明する。図２はインバータ１１の動作特性図であり、図２（ａ）はインバータ１１が交流系統１５に供給できる有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図、図２（ｂ）はインバータ１１の出力電圧Ｖｃの特性図である。
【００２３】
交流系統１５に接続された自励式のインバータ１１が交流系統１５に供給できる有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）は、図２（ａ）に示すように、インバータ１１の皮相電力最大値Ｓｍａｘを半径とした円内の任意の値となる。有効電力Ｐ及び無効電力Ｑの向きについては、通常、他励式のインバータの場合には入力方向を正とするが、ここでは自励式のインバータを一種の電源とみなし、インバータ１１からの出力方向を正とする。従って、図２（ａ）の右半平面が逆変換運転の状態、左半平面が順変換運転の状態に対応する。
【００２４】
また、皮相電力最大値Ｓｍａｘは、交流系統１５の系統電圧｜Ｖｓ｜とインバータ１１の実効値電流容量｜Ｉｃｍａｘ｜との積（Ｓｍａｘ＝｜Ｖｓ｜・｜Ｉｃｍａｘ｜）で与えられ、系統電圧Ｖｓが定格１．０ｐｕの場合にはＭＶＡ容量に一致する。ＰＱ可制御領域は、皮相電力最大値Ｓｍａｘを半径とした円内であることから、ＰＱ可制御領域は、｜Ｉｃｍａｘ｜のみならず系統電圧Ｖｓの大きさ｜Ｖｓ｜にも依存して変化し、その増減に対応してＰＱ可制御領域も同心円状に増減する。なお、図２（ａ）中のφは、系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電流Ｉｃとの位相差である。
【００２５】
一般に、自励式のインバータにおいては、ＰＱ指令値に基づいて系統電圧Ｖｓに対してインバータの出力電流Ｉｃを演算し、このインバータの出力電流Ｉｃを交流系統１５に流し込むのに必要なインバータの出力電圧ＶｃをＰＷＭ制御により発生している。インバータ１１の最大出力は（１）式で示され、系統電圧Ｖｓを位相基準とするとインバータ１１の最大出力は（２）式で示される。なお、（１）式及び（２）式中のＸは変圧器１３のリアクタンスである。
【数１】
【数２】
【００２６】
次に、（２）式からインバータ１１の出力電圧Ｖｃを求めると（３）式が得られる。（３）式は、図２（ａ）の円上に対応したＭＶＡ最大出力Ｓｍａｘを交流系統１５に供給するために必要とされるインバータ１１の出力電圧Ｖｃである。
【数３】
【００２７】
インバータ１１の出力電圧Ｖｃは、図２（ｂ）に示すように、大きさ｜Ｖｃ｜がＸＩｃｍａｘの円内の任意の値となる。インバータ１１は、この円内の交流電圧を出力することにより、図２（ａ）に示したＰＱ可制御領域に対応した有効・無効電力を発生できる。図２（ｂ）中のθは系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電圧Ｖｃとの位相差である。ここで、有効電力Ｐは系統電圧Ｖｓに対してπ／２位相をもつ成分(ｑ軸成分)により、無効電力Ｑは同相の成分(ｄ軸成分)により決定される。
【００２８】
図３はインバータ１１が有効電力Ｐのみを入出力している状態を示す特性図であり、図３（ａ）はインバータ１１が有効電力Ｐのみを交流系統１５に出力している状態を示す特性図、図３（ｂ）はインバータ１１が有効電力Ｐのみを交流系統１５から入力している状態を示す特性図である。図３（ａ）に示すように、系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電流Ｉｃとが同相である場合には、インバータ１１が有効電力Ｐのみを交流系統１５に出力している状態であり、この場合、図２（ａ）の有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図におけるＰｍａｘ点での運転となる。図３（ｂ）に示すように、系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電流Ｉｃとの位相がπである場合には、インバータ１１が有効電力Ｐのみを交流系統１５から入力している状態であり、この場合、図２（ａ）の有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図における−Ｐｍａｘ点での運転となる。すなわち、有効電力Ｐは系統電圧Ｖｓに対してπ／２位相をもつ成分(ｑ軸成分)により決定される。
【００２９】
図４はインバータ１１が無効電力Ｑのみを入出力している状態を示す特性図であり、図４（ａ）はインバータ１１が無効電力Ｑのみを交流系統１５に出力している状態を示す特性図、図４（ｂ）はインバータ１１が無効電力Ｑのみを交流系統１５から入力している状態を示す特性図である。図４（ａ）に示すように、インバータ１１の出力電流Ｉｃの位相が系統電圧Ｖｓよりπ／２だけ進んでいる場合には、インバータ１１が無効電力Ｑのみを交流系統１５に出力している状態であり、この場合、図２（ａ）の有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図におけるＱｍａｘ点での運転となる。図４（ｂ）に示すように、インバータ１１の出力電流Ｉｃの位相が系統電圧Ｖｓよりπ／２だけ遅れている場合には、インバータ１１が無効電力Ｑのみを交流系統１５から入力している状態であり、この場合、図２（ａ）の有効・無効電力（Ｐ＋ｊＱ）の特性図における−Ｑｍａｘ点での運転となる。すなわち、無効電力Ｑは系統電圧Ｖｓの位相と同相の成分(ｄ軸成分)により決定される。
【００３０】
ここで、インバータ１１が有効・無効電力を制御できる範囲は、図２（ａ）に示したＰＱ可制御領域（皮相電力最大値Ｓｍａｘを半径とした円内）であり、その場合、インバータ１１の出力電圧Ｖｃが取り得る最低交流電圧は、図４（ａ）に示すＶｃ０である。この最低交流電圧Ｖｃ０をインバータ１１が出力できるときのＤＣコンデンサ１９の電圧がインバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０である。
【００３１】
前述したように、本発明では、直流コンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１よりも低い最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったときにＰＷＭ制御部２３を起動する。
【００３２】
図５は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置でのＰＷＭ制御が開始される最低動作可能電圧Ｖｄｃ０の特性を示す特性図である。図５に示すように、最低動作可能電圧Ｖｄｃ０は、変圧器１３を介して系統電圧Ｖｓと位相・大きさ・周波数が一致しインバータ１１の出力電圧Ｖｃを出力可能なＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１より小さい。従って、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが最低動作可能電圧Ｖｄｃ０なる時点ｔ２までのＤＣコンデンサ１９への充電時間Ｔ２は、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になる時点ｔ１までのＤＣコンデンサ１９への充電時間Ｔ１より短い。このことから、インバータ１１から無効電力の発生はあるが、時点ｔ１より早い時点ｔ２からＰＷＭ制御を行うことができる。
【００３３】
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。図６は本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。この第２の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対し、変圧器１３に直列接続されたリアクトル２６と、リアクトル２６に並列に短絡スイッチ２７を設け、制御装置２０の連系制御部２５は、起動の際には短絡スイッチ２７を開いておき、直流系統１２を交流系統１５に連系させた後には短絡スイッチ２７を閉じるようにしたものである。図１と同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００３４】
図６に示すように、変圧器１３の二次側と連系遮断器１４との間にリアクトル２６が直列接続され、そのリアクトル２６に並列に短絡スイッチ２７が設けられている。そして、制御装置２０の連系制御部２５は、電力変換装置の起動の際には、短絡スイッチ２７を開いておき、リアクトル２６を変圧器１３に直列接続した状態としておく。
【００３５】
前述の（３）式から分かるように、インバータ１１の出力電圧Ｖｃは、変圧器のインダクタンスＸの関数で示される。インバータ１１の出力電圧Ｖｃが最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になるのは、図４（ａ）に示したときであり、このときは、系統電圧Ｖｓとインバータ１１の出力電流Ｉｃとの位相差φは零であることから、（３）式の第２項の極性はマイナスとなる。従って、変圧器１３のリアクタンスＸが大きいほど最低動作可能電圧Ｖｄｃ０は小さくなり、より高速で直流系統１２を交流系統１５に連系できることになる。
【００３６】
そこで、電力変換装置の起動の際には、リアクトル２６を変圧器１３に直列接続した状態としておき、最低動作可能電圧Ｖｄｃ０は小さくする。そして、直流系統１２を交流系統１５に連系させた後においては、リアクトル２６を交流系統１５に接続しておく必要はなくなるので、短絡スイッチ１７を閉じリアクトル２６を交流系統１５から切り離す。これにより、リアクトルによる無効電力の発生を抑制する。
【００３７】
第２の実施の形態によれば、電力変換装置の起動において、インバータ１１の最低動作可能電圧Ｖｄｃ０をさらに小さくできるので、第１の実施の形態よりも高速で直流系統１２を交流系統１５に連系できる。以上の説明では、変圧器の一次側にリアクトル２６を設けたが、変圧器の二次側にリアクトル２６を設けるようにしてもよい。
【００３８】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。図７は本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。この第３の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対し、交流系統１５の系統電圧Ｖｓを検出する電圧検出器２８を設けるとともに、制御装置２０に連系許容直流電圧演算部２９を設けたものである。連系許容直流電圧演算部２９は、電圧検出器２８で検出された系統電圧Ｖｓを入力し、直流系統１２を交流系統１５に連系した後に交流系統１５の系統電圧Ｖｓが予め定めた変動許容範囲を逸脱しない直流コンデンサ１９のＤＣ電圧（連系許容直流電圧Ｖｄｃ２）を演算する。そして、連系制御部２５は直流コンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが連系許容直流電圧Ｖｄｃ２になると、連系遮断器１４を閉じて直流系統１２を交流系統１５に連系させるようにしたものである。図１と同一要素には、同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００３９】
制御装置２０の連系許容直流電圧演算部２９は、電圧検出器２８で検出された系統電圧Ｖｓを入力し、直流系統１２を交流系統１５に連系した後に系統電圧Ｖｓが変動許容範囲を逸脱しないこととなる直流コンデンサ１９のＤＣ電圧を連系許容直流電圧Ｖｄｃ２として予め演算する。そして、直流コンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃがその連系許容直流電圧Ｖｄｃ２まで上昇したときに連系遮断器１４を閉じて、直流系統１２を交流系統１５に連系させる。
【００４０】
前述したように、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが最低動作可能電圧Ｖｄｃ０になったときに制御装置２０のＰＷＭ制御部２３はＰＷＭ制御を開始し、ＰＷＭ制御部２３によるインバータ１１の出力電圧Ｖｃの制御が安定すると、連系制御部２５は連系遮断器１４を閉じてインバータ１１を交流系統１５に連系することになるが、その際には、インバータ１１は無効電力Ｑを交流系統１５に出力することになる。
【００４１】
そこで、制御装置２０の連系許容直流電圧演算部２９は、系統電圧Ｖｓを入力し、直流系統１２を交流系統１５に連系した後の系統電圧Ｖｓがその変動許容範囲内を逸脱しないこととなる直流コンデンサ１９のＤＣ電圧を連系許容直流電圧Ｖｄｃ２として予め演算し、直流コンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃがその連系許容直流電圧Ｖｄｃ２になったときに連系遮断器１４を閉じて直流系統１２を交流系統１５に連系させる。系統電圧Ｖｓの変動許容範囲は、基準電圧から一時的に低下する系統電圧Ｖｓの許容範囲を考慮して定められる。
【００４２】
これにより、直流系統１２を交流系統１５に連系させた際に生じるインバータ１１からの無効電力Ｑによる系統電圧Ｖｓの電圧変動を緩和できる。以上の説明では、第１の実施の形態に対して電圧検出器２８を設け、直流系統１２を交流系統１５に連系させた際に生じる系統電圧Ｖｓの電圧変動を緩和するようにしたが、第２の実施の形態に対しても同様に適用することができることは言うまでもない。
【符号の説明】
【００４３】
１１…インバータ、１２…直流系統、１３…変圧器、１４…連系遮断器、１５…交流系統、１６…励磁用変圧器、１７…初充電回路、１８…開閉器、１９…ＤＣコンデンサ、２０…制御装置、２１…起動制御部、２２…電圧判定部、２３…ＰＷＭ制御部、２４…位相同期回路、２５…連系制御部、２６…リアクトル、２７…短絡スイッチ、２８…電圧検出器、２９…連系許容直流電圧演算部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流系統の直流を交流に変換し変圧器及び連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路と、前記起動の際の前記初充電回路による前記直流コンデンサの充電により前記直流コンデンサの電圧が前記インバータの最低動作可能電圧になると前記インバータをＰＷＭ運転し前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させる制御装置とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記変圧器に直列接続されたリアクトルと、前記リアクトルに並列に設けられ前記リアクトルを短絡する短絡スイッチとを設け、前記制御装置は、前記起動の際には前記短絡スイッチを開き、前記直流系統を前記交流系統に連系させた後に前記短絡スイッチを閉じることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御装置は、前記直流系統を前記交流系統に連系した後に前記交流系統の系統電圧が予め定めた変動許容範囲を逸脱しないところまで前記直流コンデンサの電圧を上昇させた後に前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項１】
直流系統の直流を交流に変換し変圧器及び連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路と、前記起動の際の前記初充電回路による前記直流コンデンサの充電により前記直流コンデンサの電圧が前記インバータの最低動作可能電圧になると前記インバータをＰＷＭ運転し前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させる制御装置とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記変圧器に直列接続されたリアクトルと、前記リアクトルに並列に設けられ前記リアクトルを短絡する短絡スイッチとを設け、前記制御装置は、前記起動の際には前記短絡スイッチを開き、前記直流系統を前記交流系統に連系させた後に前記短絡スイッチを閉じることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御装置は、前記直流系統を前記交流系統に連系した後に前記交流系統の系統電圧が予め定めた変動許容範囲を逸脱しないところまで前記直流コンデンサの電圧を上昇させた後に前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１１−１７２３３３（Ｐ２０１１−１７２３３３Ａ）
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−３２０１２（Ｐ２０１０−３２０１２）
【出願日】平成２２年２月１７日（２０１０．２．１７）
【出願人】（０００００３６８７）東京電力株式会社 (2,580)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月１７日（２０１０．２．１７）
【出願人】（０００００３６８７）東京電力株式会社 (2,580)
【Ｆターム（参考）】
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