電力変換装置
【課題】本発明はＤＣ／ＤＣコンバータやトランスでの絶縁をすることなく、複数の系統にそれぞれ接続したＣＭＣ変換器間を有効電力融通できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】第１の電力系統に、第１の連系リアクトルを介して連系した第１のＹ結線カスケード形マルチレベル変換器（ＣＭＣ）と、第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のＣＭＣと、第１の電力系統に接続した第１のＹ結線リアクトルと、第２の系統に連系した第２のＹ結線リアクトルとを有し、第１のＣＭＣの中性点と第２のＣＭＣの中性点を接続し、また、第１のＹ結線リアクトルの中性点と第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、第１，第２のＣＭＣの中性点と、第１，第２のＹ結線リアクトルの中性点を直流リンクとすることを特徴とする電力変換システムにより、一方の系統から他方の系統に有効電力を供給できる。
【解決手段】第１の電力系統に、第１の連系リアクトルを介して連系した第１のＹ結線カスケード形マルチレベル変換器（ＣＭＣ）と、第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のＣＭＣと、第１の電力系統に接続した第１のＹ結線リアクトルと、第２の系統に連系した第２のＹ結線リアクトルとを有し、第１のＣＭＣの中性点と第２のＣＭＣの中性点を接続し、また、第１のＹ結線リアクトルの中性点と第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、第１，第２のＣＭＣの中性点と、第１，第２のＹ結線リアクトルの中性点を直流リンクとすることを特徴とする電力変換システムにより、一方の系統から他方の系統に有効電力を供給できる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力系統と連系する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
〔非特許文献１〕は、オン・オフ制御が可能なスイッチング素子（Insulated-gate bipolar transistor：ＩＧＢＴなど）を使用し、該スイッチング素子の耐圧を超える高電圧を出力できる電力変換装置の一方式として、カスケード・モジュラー・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を提案している。
【０００３】
ＣＭＣは、フルブリッジ回路や双方向チョッパ回路を単位セルとして、その入出力端子をカスケードに接続した変換器である。ＣＭＣは、単位セルのＰＷＭ制御用搬送波の位相を単位セル毎にずらすことにより、ＣＭＣの出力する変換器の高調波を抑制できるという特徴を持つ。前記ＣＭＣは無効電力出力装置や有効電力貯蔵装置として使用できることが知られている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】電気学会論文誌 Ｄ部門１２７巻８号７８１ページ〜７８８ページ
【非特許文献２】電気学会論文誌 Ｄ部門１２６巻３号２１１ページ〜２１７ページ
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、ＣＭＣは、ＨＶＤＣやＢＴＢのように複数のＣＭＣ間で有効電力融通することができなかった。〔非特許文献２〕では、ＣＭＣを用いたシステムで有効電力を融通できるように、異なる系統に連系したＣＭＣの単位セル同士を、トランスで絶縁したＤＣ／ＤＣコンバータで接続して、有効電力を融通する電力変換システムが開示されている。
【０００６】
しかし、〔非特許文献２〕で開示された電力変換システムでは、ＤＣ／ＤＣコンバータが必要となってしまう。さらに、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、各セルの電位が異なるので、トランスによる絶縁が必須となってしまい、システムが大型化してしまう。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、ＤＣ／ＤＣコンバータやその他のトランスで絶縁をすることなく、複数の系統にそれぞれ接続したＣＭＣ変換器間を有効電力を融通できるトランスレスのＣＭＣ変換器システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を達成するために、本発明の電力変換装置は、第１の電力系統に第１の連系リアクトルを介して連系した第１のマルチレベル変換器と、第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のマルチレベル変換器と、第１の電力系統に連系した第１のＹ結線リアクトルと、第２の電力系統に連系した第２のＹ結線リアクトルと、前記第１のマルチレベル変換器の中性点と前記第２のマルチレベル変換器の中性点を接続し、また、前記第１のＹ結線リアクトルの中性点と前記第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、前記第１，第２のマルチレベル変換器の中性点と、前記第１，第２のＹ結線リアクトルの中性点を直流リンクする構成を備えたことを特徴とするものである。
【０００９】
また、上記課題を達成するために、本発明の電力変換装置は、第１の電力系統に第１の連系リアクトルを介して連系した第１のマルチレベル変換器と、第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のマルチレベル変換器と、第１の電力系統に連系した第１のＹ結線リアクトルと、第２の電力系統に連系した第２のＹ結線リアクトルと、前記第１のマルチレベル変換器の中性点と前記第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、また、前記第１のＹ結線リアクトルの中性点と前記第２のマルチレベル変換器の中性点を接続する構成を備えたことを特徴とするものである。
【００１０】
更に、本発明の電力変換装置は、前記マルチレベル変換器の単位セルが双方向チョッパ回路で構成されていることを特徴とするものである。
【００１１】
更に、本発明の電力変換装置は、前記マルチレベル変換器の単位セルがフルブリッジ回路で構成されていることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、有効電力を融通する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータやトランスが不要になるので、システムの小形・軽量化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１，２の実施形態を示す回路図。
【図２】本発明の第２，４の実施形態の一部を示す回路図。
【図３】本発明の第１，３の実施形態の一部を示す回路図。
【図４】本発明の第２，４の実施形態を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
〔実施例１〕
本発明を実施する第１の形態について説明する。
【００１５】
本発明の実施例１では、〔非特許文献２〕で必要であったＤＣ／ＤＣコンバータを不要にできるという効果が得られる。
【００１６】
図１は、本発明の第１の実施形態を表した回路図である。まず、図１を用いて、本発明の電力変換システム１０１の構成を説明する。
【００１７】
本発明の電力変換システムは２つの三相連系リアクトル２０１ａ，２０１ｂと２つの三相Ｙ結線リアクトル２０２ａ，２０２ｂを有する。該三相連系リアクトル２０１ａ，２０１ｂはそれぞれＣＭＣ１０５ａ，１０５ｂと接続される。一方、Ｙ結線リアクトル２０２ａとＹ結線リアクトル２０２ｂは中性点同士が接続点３００で接続された構成となる。また、ＣＭＣ１０５ａとＣＭＣ１０５ｂの各中性点は接続点３０１で接続される。
【００１８】
該ＣＭＣ１０５ａ，１０５ｂは、双方向チョッパ回路１２０Ｃ（図３参照）やフルブリッジ回路１２０Ｆ（図４参照）を単位セル１２０として、その入出力端子をカスケードに接続した変換器である。系統１００ａ，１００ｂに連系する該ＣＭＣ１０５ａ，１０５ｂはそれぞれ３つのＣＭＣレッグがＹ結線に接続された構成を有する。各ＣＭＣレッグ１０３ａＵ〜１０３ｂＷは、それぞれ単位セル１２０がカスケードに接続された構成である。
【００１９】
本実施例では、該単位セルが双方向チョッパ１２０Ｃであるとの前提で図３を用いて該単位セル１２０の回路構成を説明する。
【００２０】
該双方向チョッパ回路１２０Ｃは、ＩＧＢＴ並列体４０２ＰとＩＧＢＴ並列体４０２Ｎで構成されるＩＧＢＴレッグ４１１と、該ＩＧＢＴレッグ４１１に接続された直流コンデンサ４０６から構成される。該ＩＧＢＴ並列体４０２Ｎのアノードとカソードはそれぞれ単位セル１２０の入出力端子４００Ｐと入出力端子４００Ｎとして機能する。
【００２１】
そして、単位セル１２０の入出力端子４００Ｐ，４００ＮはＣＭＣレッグの入出力端子５００Ｐ（５００ａＵＰ〜５００ｂＷＰ），５００Ｎ（５００ａＵＮ〜５００ｂＷＮ）としても機能する、各ＣＭＣレッグの両端に配置された単位セル１２０の入出力端子４００Ｐと４００Ｎを除き、複数で使用される各単位セル１２０の入出力端子４００Ｎは他の単位セル１２０の入出力端子４００Ｐ、各単位セルの入出力端子４００Ｐは他の単位セル１２０の入出力端子４００Ｎにカスケードに接続される。
【００２２】
なお、ＣＭＣ１０５ａを構成する各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ａＵ〜１１３ａＷ）の高圧側の入出力端子５００Ｐ（５００ａＵＰ〜５００ａＷＰ）はそれぞれ三相連系リアクトル２０１ａの各端子と電気的に接続される。同様に、ＣＭＣ１０５ｂを構成する各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ｂＵ〜１１３ｂＷ）の高圧側の各入出力端子５００Ｐ（５００ｂＵＰ〜５００ｂＷＰ）はそれぞれ三相連系リアクトル２０１ｂの各端子と電気的に接続される。各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ａＵ〜１１３ｂＷ）の低圧側入出力端子５００Ｎ（５００ａＵＮ〜５００ｂＷＮ）は、他のＣＭＣレッグ１１３の低圧側入出力端子５００Ｎ（５００ａＵＮ〜５００ｂＷＮ）と中性点３０１で電気的に接続される。
【００２３】
次に、本発明のＣＭＣ変換器システム１０１の動作を説明する。
【００２４】
まず、各電圧の定義を明確にする。中性点３００を基準として中性点３０１との間の電圧を中性点間電圧と定義する。また、中性点３００を基準として各ＣＭＣレッグ１１３の高圧側入出力端子５００Ｐ（５００ａＵＰ〜５００ｂＷＰ）との間の電圧をＣＭＣレッグ出力電圧と定義する。
【００２５】
また、中性点３００を基準にして各系統１００ａ，１００ｂの相電圧のことを系統相電圧と定義する。
【００２６】
また、中性点３０１基準として各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ａＵ〜１１３ｂＷ）の高圧側の入出力端子５００Ｐ（５００ａＵＰ〜５００ｂＷＰ）、の電位、すなわちＣＭＣレッグ１１３の両入出力端子間５００Ｐと５００Ｎの間の電圧をＣＭＣレッグ電圧と定義する。
【００２７】
ＣＭＣ変換器システム１０１は、系統１００との間で電力を授受する時に、ＣＭＣ変換器システム１０１と系統１００の間で電流が通流する。
【００２８】
ＣＭＣ変換器システム１０１から系統１００ａに流れる各相出力電流は式（１）の関係がある。式（１）は任意の相の出力電流と電圧の関係を示している。
【００２９】
出力電流＝（ＣＭＣレッグ出力電圧−系統相電圧）／系統連系リアクトル２０１ａの インピーダンス ・・・・（１）
【００３０】
式（１）において、系統連系リアクトル２０１ａのインピーダンスは通常固定値とみなせるので、出力電流を制御するには、系統相電圧を検出して、それを元にＣＭＣレッグ出力電圧を制御すればよい。各相のＣＭＣレッグ出力電圧は、式（２）の関係がある。
【００３１】
ＣＭＣレッグ出力電圧＝中性点間電圧＋ＣＭＣレッグ電圧 ・・・・（２）
【００３２】
式（２）の各項のうち、中性点間電圧の絶対値は、連系リアクトル２０１ａと２０１ｂのインピーダンス、Ｙ結線リアクトル２０１ａ，２０１ｂのインピーダンスがそれぞれ等しければ、ＣＭＣ１０５ａ，１０５ｂの各レッグ（１１３ａＵ，１１３ａＶ，１１３ａＷ，１１３ｂＵ，１１３ｂＶ，１１３ｂＷ）のＣＭＣレッグ電圧の平均値に等しい。また、各ＣＭＣレッグ電圧は、各ＣＭＣレッグ１１３を構成する単位セル１２０の出力電圧の総和であり、各単位セル１２０の出力電圧により制御できる。各単位セル１２０の出力電圧は電圧指令と三角波を比較してゲートパルスを生成するいわゆるＰＷＭ制御により制御して、単位セル１２０の入出力端子４００Ｐと４００Ｎの間には前記電圧指令値電圧相当のパルス電圧を出力できる。
【００３３】
したがって、式（１），式（２）から出力電流を下記のように制御できる。
【００３４】
各系統相電圧を検出して、各ＣＭＣレッグ電圧の総和が大略一定になるように調整しつつ、対象とするＣＭＣレッグ１１３のＣＭＣレッグ電圧を調整することにより、ＣＭＣレッグ１１３のＣＭＣレッグ出力電圧を制御して、任意の電流を系統１００に出力できる。（たとえばＣＭＣレッグ１１３ａＵの出力電圧を制御して任意のＵ相電流を系統１００ａに出力できる）。
【００３５】
なお、各系統相電圧と中性点間電圧を検出して、対象とするＣＭＣレッグ１１３のＣＭＣレッグ電圧を調整することによりＣＭＣレッグ１１３のＣＭＣレッグ出力電圧を制御しても、任意の電流を系統１００ａに出力できる（たとえばＣＭＣレッグの出力電圧を制御して任意のＵ相電流を出力できる）。このように、本発明の電力変換装置すなわちＣＭＣ変換器システム１０１は、任意の電流を出力できるので、トランスレスで系統１００ａと系統１００ｂ間で有効電力を融通することが実現できる。
【００３６】
〔実施例２〕
本発明の第２の実施例のＣＭＣ変換器システム１０１の構成は、第１の実施例と同様に図１で表すことができる。第１の実施例では、各単位セルが双方向チョッパ回路１２０Ｃで構成されていたのに対し、第２の実施例では、各単位セルがフルブリッジ回路１２０Ｆで構成されている点のみが異なる。
【００３７】
図４に本発明の第２の実施例の単位セル１２０を構成するフルブリッジ回路１２０Ｆを示す。該フルブリッジ回路１２０ＦはＩＧＢＴレッグ４１１（４１１Ｌ，４１１Ｒ）を２並列にして、直流コンデンサ４０６と接続した構成である。各ＩＧＢＴレッグ４１１は、第１の実施例と同様にＩＧＢＴ並列体４０２（４０２Ｐ，４０２Ｎ）を直列に接続した構成である。ＩＧＢＴ並列体４０２ＰとＩＧＢＴ並列体４０２Ｎの接続部に入出力端子４００（４００Ｌ，４００Ｒ）を設け、各単位セルの入出力端子４００（４００Ｌ，４００Ｒ）同士がカスケード接続される。
【００３８】
次に本実施例のＣＭＣ変換器システム１０１の動作について説明する−。本実施例は各ＩＧＢＴレッグ４１１が正負の電圧を出力できることを除けば、第１の実施例と基本的に同等であるので、単位セル１２０の動作のみを説明する。
【００３９】
単位セル１２０を構成する各フルブリッジ回路１２０ＦのＩＧＢＴレッグ４１１は、第１の実施例と同様に、いわゆるＰＷＭ制御により制御する。フルブリッジを構成するＩＧＢＴレッグ４１１ＬとＩＧＢＴレッグ４１１Ｒはそれぞれ、正負反転した電圧指令値を与えてＰＷＭ変調する。フルブリッジ回路１２０Ｆの端子には前記電圧指令値の差電圧相当のパルス電圧が出力される。単セルの出力電圧はＩＧＢＴレッグ４１１ＬとＩＧＢＴレッグ４１１Ｒの差電圧であるので、第１の実施例では単位セルは零もしくは正電圧しか出力できなかったのに対して、正負両極性の電圧を出力できるので、本実施例のＣＭＣを用いた電力変換装置１０１は、正負両極性の中性点間電圧を出力できるというメリットがある。中性点３００と３０１の間で短絡事故が生じた場合に、中性点間電圧を零にして事故の拡大を防ぐことができる。
【００４０】
なお、実施例１でＣＭＣレッグ１１３の高圧側入力端子５００Ｐと呼んだ端子は、本実施例の場合必ずしも高圧側とは限らない。この場合５００Ｐは連系リアクトル２０１とＣＭＣ１０５の接続点に相当する。同様に、実施例１でＣＭＣレッグ１１３の低圧側入力端子５００Ｎと呼んだ各端子は、本実施例の場合必ずしも低圧側とは限らない。５００Ｎは中性点３０１と各ＣＭＣ１０５の接続点に相当する。
【００４１】
第２の実施例の単位セル１２０は実施例１の単位セルよりも出力電圧の自由度が高いので、実施例１と同様に、本発明の電力変換装置すなわちＣＭＣの電力変換１０１は、任意の電流を出力でき、トランスレスで系統１００ａと系統１００ｂ間で有効電力を融通することが実現できる。
【００４２】
〔実施例３〕
第１の実施例では、ＣＭＣ変換器システム１０１が接続した２つの系統（１００ａと１００ｂ）の零相電圧が異なると、該２つの系統の間で零相電流が通流する。しかし、第３の実施例では零相電流の通流を抑制できる。
【００４３】
まず、図２を用いて第３の実施例のＣＭＣ変換器システム１０１の構成を説明する。
【００４４】
本発明のＣＭＣ変換器システム１０１は、第１の実施例と同様に、２つの連系リアクトル２０１ａ，２０１ｂとＹ結線２０２ａ，２０２ｂを有し、該連系リアクトルを介して、系統１００ａ，１００ｂと接続される。該連系リアクトルのうち、連系リアクトル２０１ａ，２０１ｂはそれぞれＣＭＣ変換器１０５ａ，１０５ｂと接続される。単位チョッパセル１２０が双方向チョッパ１２０Ｃで構成される点も第１の実施例と同じである。
【００４５】
一方、Ｙ結線リアクトル２０２ａとＹ結線リアクトル２０２ｂのそれぞれの中性点が、それぞれＣＭＣ変換器１０５ｂの中性点、ＣＭＣ変換器１０５ａの中性点と接続される点が第１の実施例と異なる。
【００４６】
以後、Ｙ結線リアクトル２０２ａとＣＭＣ１０５ｂの接続点を中性点３００ｂ、Ｙ結線リアクトル２０２ｂの中性点とＣＭＣ変換器１０５ａの中性点の接続点を中性点３００ａと呼ぶ。
【００４７】
次に、第３の実施例のＣＭＣ変換器システム１０１の動作を説明する。
【００４８】
第３の実施例では、中性点３００ａを基準とした中性点３００ｂの電位を、中性点間電圧と定義する。また、中性点３００ａを基準としたＣＭＣ１０５ａの各ＣＭＣレッグ１１３ａＵ〜１１３ａＷと連系リアクトル２０１ａの各接続点５００ａＵＰ〜５００ａＷＰの各電位をＣＭＣレッグ出力電圧Ａと定義する。同様に、中性点３００ｂを基準として、ＣＭＣ１０５ｂの各ＣＭＣレッグ１１３ｂＵ〜１１３ｂＷと連系リアクトル２０１ｂとの各接続点５００ｂＵＰ〜５００ｂＷＰの各電位はＣＭＣレッグ出力電圧Ｂと定義する。
【００４９】
また、各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ａＵ〜１１３ｂＷ）の両端に発生する電圧をＣＭＣレッグ電圧と定義する。そして、第３の実施例では、ＣＭＣレッグ出力電圧とＣＭＣレッグ電圧は等しい。
【００５０】
また、中性点３００Ａを基準としたＣＭＣ変換システム１０１と系統１００ａとの各接続点の各相電位のことを系統相電圧Ａと呼ぶ。同様に、中性点３００Ｂを基準とした、ＣＭＣ変換システム１０１と系統１００ｂとの各接続点の各相電位のことを系統相電圧Ｂと呼ぶ。
【００５１】
ＣＭＣ変換器システム１０１ａから系統１００ａに流れる相電流はその相の各電圧との間に式（３−１ａ）の関係がある。
【００５２】
相電流＝（ＣＭＣレッグ出力電圧Ａ−系統相電圧Ａ）／系統連系リアクトル２０１ａ のインピーダンス ・・・・（３−１ａ）
【００５３】
同様に、系統１００ｂとＣＭＣ変換器システム１０１ｂとの間の相電流は式（３−１ｂ）の関係がある。
【００５４】
相電流＝（ＣＭＣレッグ出力電圧Ｂ−系統相電圧Ｂ）／系統連系リアクトル２０１ｂ のインピーダンス ・・・・（３−１ｂ）
【００５５】
式（１）において、系統連系リアクトル２０１ａのインピーダンスは通常固定値とみなせるので、出力電流を制御するには、系統相電圧を検出して、それを元にＣＭＣレッグ出力電圧を制御すればよい。
【００５６】
但し、中性点３００ａと系統１００ｂ、中性点３００ｂと系統１００ａ間で零相電流が通流しないように、中性点間電圧を制御することが好ましい。零相電流の通流を防ぐには、ＣＭＣ変換器１０５ａの各ＣＭＣレッグ（１１３ａＵ，１１３ａＶ，１１３ａＷ）のＣＭＣレッグ電圧の平均値が系統１００ａと系統１００ｂの零相電圧の差電圧、ＣＭＣ変換器１０５ｂの各ＣＭＣレッグ（１１３ｂＵ，１１３ｂＶ，１１３ｂＷ）のＣＭＣレッグ電圧の平均値が系統１００ｂと系統１００ａの零相電圧の差電圧と等しくなればよい。
【００５７】
したがって、ＣＭＣレッグ電圧の平均値を制御して、零相電流を抑制しつつ、任意の相のＣＭＣレッグ電圧を個別に制御すればＣＭＣの出力電流を制御できる。
【００５８】
本発明の電力変換装置すなわちＣＭＣ変換器システム１０１は、任意の電流を出力できるので、系統１００間で有効電力を融通することが実現できる。
【００５９】
〔実施例４〕
第４の実施例は第３の実施例の各単位セル１２０がフルブリッジ回路１２０Ｆで構成されたことを特徴とする。
【００６０】
第３の実施例では、各単位セル１２０がフルブリッジ回路１２０Ｆで構成されていたのに対し、第４の実施例では、各単位セルが双方向チョッパ回路１２０Ｃで構成されている点のみが異なる。
【００６１】
第４の実施例のＣＭＣ回路１０５（１０５ａと１０５ｂ）の構成は第２の実施例のＣＭＣ回路１０５の構成と同じである。
【００６２】
第３の実施例では、単位セル１２０の出力電圧が零もしくは正電圧しか出力できないのに対し、第４の実施例のＣＭＣ変換器システムでは、正負両極性の電圧を出力できるので、本発明の電力変換装置であるＣＭＣ変換器システム１０１の中性点間電圧として、正負の電圧を出力できる効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）やBack−to−Backシステム（周波数変換装置など），直流送電システム（ＨＶＤＣ），モータドライブなどに利用可能である。
【符号の説明】
【００６４】
１００ａ，１００ｂ 三相電力系統
１０１ ＣＭＣ変換器システム
１０５ａ，１０５ｂ ＣＭＣ
１１３ａＵ，１１３ａＶ，１１３ａＷ，１１３ｂＵ，１１３ｂＶ，１１３ｂＷ ＣＭＣレッグ
１２０ 単位セル
２０１ａ，２０１ｂ 連系リアクトル
２０２ａ，２０２ｂ Ｙ結線リアクトル
３００，３００ａ，３００ｂ，３０１ 中性点
４００Ｌ，４００Ｒ，４００Ｐ，４００Ｎ 単位セル入出力端子
４０２Ｐ ，４０２Ｎ ＩＧＢＴ並列体
４０６ 直流コンデンサ
４１１，４１１Ｌ，４１１Ｒ ＩＧＢＴレッグ
５００ａＵＰ，５００ａＶＰ，５００ａＷＰ，５００ｂＵＰ，５００ｂＶＰ，５００ｂＷＰ，５００ａＵＮ，５００ａＶＮ，５００ａＷＮ，５００ｂＵＮ，５００ｂＶＮ，５００ｂＷＮ ＣＭＣレッグ入出力端子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力系統と連系する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
〔非特許文献１〕は、オン・オフ制御が可能なスイッチング素子（Insulated-gate bipolar transistor：ＩＧＢＴなど）を使用し、該スイッチング素子の耐圧を超える高電圧を出力できる電力変換装置の一方式として、カスケード・モジュラー・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を提案している。
【０００３】
ＣＭＣは、フルブリッジ回路や双方向チョッパ回路を単位セルとして、その入出力端子をカスケードに接続した変換器である。ＣＭＣは、単位セルのＰＷＭ制御用搬送波の位相を単位セル毎にずらすことにより、ＣＭＣの出力する変換器の高調波を抑制できるという特徴を持つ。前記ＣＭＣは無効電力出力装置や有効電力貯蔵装置として使用できることが知られている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】電気学会論文誌 Ｄ部門１２７巻８号７８１ページ〜７８８ページ
【非特許文献２】電気学会論文誌 Ｄ部門１２６巻３号２１１ページ〜２１７ページ
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、ＣＭＣは、ＨＶＤＣやＢＴＢのように複数のＣＭＣ間で有効電力融通することができなかった。〔非特許文献２〕では、ＣＭＣを用いたシステムで有効電力を融通できるように、異なる系統に連系したＣＭＣの単位セル同士を、トランスで絶縁したＤＣ／ＤＣコンバータで接続して、有効電力を融通する電力変換システムが開示されている。
【０００６】
しかし、〔非特許文献２〕で開示された電力変換システムでは、ＤＣ／ＤＣコンバータが必要となってしまう。さらに、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、各セルの電位が異なるので、トランスによる絶縁が必須となってしまい、システムが大型化してしまう。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、ＤＣ／ＤＣコンバータやその他のトランスで絶縁をすることなく、複数の系統にそれぞれ接続したＣＭＣ変換器間を有効電力を融通できるトランスレスのＣＭＣ変換器システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を達成するために、本発明の電力変換装置は、第１の電力系統に第１の連系リアクトルを介して連系した第１のマルチレベル変換器と、第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のマルチレベル変換器と、第１の電力系統に連系した第１のＹ結線リアクトルと、第２の電力系統に連系した第２のＹ結線リアクトルと、前記第１のマルチレベル変換器の中性点と前記第２のマルチレベル変換器の中性点を接続し、また、前記第１のＹ結線リアクトルの中性点と前記第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、前記第１，第２のマルチレベル変換器の中性点と、前記第１，第２のＹ結線リアクトルの中性点を直流リンクする構成を備えたことを特徴とするものである。
【０００９】
また、上記課題を達成するために、本発明の電力変換装置は、第１の電力系統に第１の連系リアクトルを介して連系した第１のマルチレベル変換器と、第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のマルチレベル変換器と、第１の電力系統に連系した第１のＹ結線リアクトルと、第２の電力系統に連系した第２のＹ結線リアクトルと、前記第１のマルチレベル変換器の中性点と前記第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、また、前記第１のＹ結線リアクトルの中性点と前記第２のマルチレベル変換器の中性点を接続する構成を備えたことを特徴とするものである。
【００１０】
更に、本発明の電力変換装置は、前記マルチレベル変換器の単位セルが双方向チョッパ回路で構成されていることを特徴とするものである。
【００１１】
更に、本発明の電力変換装置は、前記マルチレベル変換器の単位セルがフルブリッジ回路で構成されていることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、有効電力を融通する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータやトランスが不要になるので、システムの小形・軽量化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１，２の実施形態を示す回路図。
【図２】本発明の第２，４の実施形態の一部を示す回路図。
【図３】本発明の第１，３の実施形態の一部を示す回路図。
【図４】本発明の第２，４の実施形態を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
〔実施例１〕
本発明を実施する第１の形態について説明する。
【００１５】
本発明の実施例１では、〔非特許文献２〕で必要であったＤＣ／ＤＣコンバータを不要にできるという効果が得られる。
【００１６】
図１は、本発明の第１の実施形態を表した回路図である。まず、図１を用いて、本発明の電力変換システム１０１の構成を説明する。
【００１７】
本発明の電力変換システムは２つの三相連系リアクトル２０１ａ，２０１ｂと２つの三相Ｙ結線リアクトル２０２ａ，２０２ｂを有する。該三相連系リアクトル２０１ａ，２０１ｂはそれぞれＣＭＣ１０５ａ，１０５ｂと接続される。一方、Ｙ結線リアクトル２０２ａとＹ結線リアクトル２０２ｂは中性点同士が接続点３００で接続された構成となる。また、ＣＭＣ１０５ａとＣＭＣ１０５ｂの各中性点は接続点３０１で接続される。
【００１８】
該ＣＭＣ１０５ａ，１０５ｂは、双方向チョッパ回路１２０Ｃ（図３参照）やフルブリッジ回路１２０Ｆ（図４参照）を単位セル１２０として、その入出力端子をカスケードに接続した変換器である。系統１００ａ，１００ｂに連系する該ＣＭＣ１０５ａ，１０５ｂはそれぞれ３つのＣＭＣレッグがＹ結線に接続された構成を有する。各ＣＭＣレッグ１０３ａＵ〜１０３ｂＷは、それぞれ単位セル１２０がカスケードに接続された構成である。
【００１９】
本実施例では、該単位セルが双方向チョッパ１２０Ｃであるとの前提で図３を用いて該単位セル１２０の回路構成を説明する。
【００２０】
該双方向チョッパ回路１２０Ｃは、ＩＧＢＴ並列体４０２ＰとＩＧＢＴ並列体４０２Ｎで構成されるＩＧＢＴレッグ４１１と、該ＩＧＢＴレッグ４１１に接続された直流コンデンサ４０６から構成される。該ＩＧＢＴ並列体４０２Ｎのアノードとカソードはそれぞれ単位セル１２０の入出力端子４００Ｐと入出力端子４００Ｎとして機能する。
【００２１】
そして、単位セル１２０の入出力端子４００Ｐ，４００ＮはＣＭＣレッグの入出力端子５００Ｐ（５００ａＵＰ〜５００ｂＷＰ），５００Ｎ（５００ａＵＮ〜５００ｂＷＮ）としても機能する、各ＣＭＣレッグの両端に配置された単位セル１２０の入出力端子４００Ｐと４００Ｎを除き、複数で使用される各単位セル１２０の入出力端子４００Ｎは他の単位セル１２０の入出力端子４００Ｐ、各単位セルの入出力端子４００Ｐは他の単位セル１２０の入出力端子４００Ｎにカスケードに接続される。
【００２２】
なお、ＣＭＣ１０５ａを構成する各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ａＵ〜１１３ａＷ）の高圧側の入出力端子５００Ｐ（５００ａＵＰ〜５００ａＷＰ）はそれぞれ三相連系リアクトル２０１ａの各端子と電気的に接続される。同様に、ＣＭＣ１０５ｂを構成する各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ｂＵ〜１１３ｂＷ）の高圧側の各入出力端子５００Ｐ（５００ｂＵＰ〜５００ｂＷＰ）はそれぞれ三相連系リアクトル２０１ｂの各端子と電気的に接続される。各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ａＵ〜１１３ｂＷ）の低圧側入出力端子５００Ｎ（５００ａＵＮ〜５００ｂＷＮ）は、他のＣＭＣレッグ１１３の低圧側入出力端子５００Ｎ（５００ａＵＮ〜５００ｂＷＮ）と中性点３０１で電気的に接続される。
【００２３】
次に、本発明のＣＭＣ変換器システム１０１の動作を説明する。
【００２４】
まず、各電圧の定義を明確にする。中性点３００を基準として中性点３０１との間の電圧を中性点間電圧と定義する。また、中性点３００を基準として各ＣＭＣレッグ１１３の高圧側入出力端子５００Ｐ（５００ａＵＰ〜５００ｂＷＰ）との間の電圧をＣＭＣレッグ出力電圧と定義する。
【００２５】
また、中性点３００を基準にして各系統１００ａ，１００ｂの相電圧のことを系統相電圧と定義する。
【００２６】
また、中性点３０１基準として各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ａＵ〜１１３ｂＷ）の高圧側の入出力端子５００Ｐ（５００ａＵＰ〜５００ｂＷＰ）、の電位、すなわちＣＭＣレッグ１１３の両入出力端子間５００Ｐと５００Ｎの間の電圧をＣＭＣレッグ電圧と定義する。
【００２７】
ＣＭＣ変換器システム１０１は、系統１００との間で電力を授受する時に、ＣＭＣ変換器システム１０１と系統１００の間で電流が通流する。
【００２８】
ＣＭＣ変換器システム１０１から系統１００ａに流れる各相出力電流は式（１）の関係がある。式（１）は任意の相の出力電流と電圧の関係を示している。
【００２９】
出力電流＝（ＣＭＣレッグ出力電圧−系統相電圧）／系統連系リアクトル２０１ａの インピーダンス ・・・・（１）
【００３０】
式（１）において、系統連系リアクトル２０１ａのインピーダンスは通常固定値とみなせるので、出力電流を制御するには、系統相電圧を検出して、それを元にＣＭＣレッグ出力電圧を制御すればよい。各相のＣＭＣレッグ出力電圧は、式（２）の関係がある。
【００３１】
ＣＭＣレッグ出力電圧＝中性点間電圧＋ＣＭＣレッグ電圧 ・・・・（２）
【００３２】
式（２）の各項のうち、中性点間電圧の絶対値は、連系リアクトル２０１ａと２０１ｂのインピーダンス、Ｙ結線リアクトル２０１ａ，２０１ｂのインピーダンスがそれぞれ等しければ、ＣＭＣ１０５ａ，１０５ｂの各レッグ（１１３ａＵ，１１３ａＶ，１１３ａＷ，１１３ｂＵ，１１３ｂＶ，１１３ｂＷ）のＣＭＣレッグ電圧の平均値に等しい。また、各ＣＭＣレッグ電圧は、各ＣＭＣレッグ１１３を構成する単位セル１２０の出力電圧の総和であり、各単位セル１２０の出力電圧により制御できる。各単位セル１２０の出力電圧は電圧指令と三角波を比較してゲートパルスを生成するいわゆるＰＷＭ制御により制御して、単位セル１２０の入出力端子４００Ｐと４００Ｎの間には前記電圧指令値電圧相当のパルス電圧を出力できる。
【００３３】
したがって、式（１），式（２）から出力電流を下記のように制御できる。
【００３４】
各系統相電圧を検出して、各ＣＭＣレッグ電圧の総和が大略一定になるように調整しつつ、対象とするＣＭＣレッグ１１３のＣＭＣレッグ電圧を調整することにより、ＣＭＣレッグ１１３のＣＭＣレッグ出力電圧を制御して、任意の電流を系統１００に出力できる。（たとえばＣＭＣレッグ１１３ａＵの出力電圧を制御して任意のＵ相電流を系統１００ａに出力できる）。
【００３５】
なお、各系統相電圧と中性点間電圧を検出して、対象とするＣＭＣレッグ１１３のＣＭＣレッグ電圧を調整することによりＣＭＣレッグ１１３のＣＭＣレッグ出力電圧を制御しても、任意の電流を系統１００ａに出力できる（たとえばＣＭＣレッグの出力電圧を制御して任意のＵ相電流を出力できる）。このように、本発明の電力変換装置すなわちＣＭＣ変換器システム１０１は、任意の電流を出力できるので、トランスレスで系統１００ａと系統１００ｂ間で有効電力を融通することが実現できる。
【００３６】
〔実施例２〕
本発明の第２の実施例のＣＭＣ変換器システム１０１の構成は、第１の実施例と同様に図１で表すことができる。第１の実施例では、各単位セルが双方向チョッパ回路１２０Ｃで構成されていたのに対し、第２の実施例では、各単位セルがフルブリッジ回路１２０Ｆで構成されている点のみが異なる。
【００３７】
図４に本発明の第２の実施例の単位セル１２０を構成するフルブリッジ回路１２０Ｆを示す。該フルブリッジ回路１２０ＦはＩＧＢＴレッグ４１１（４１１Ｌ，４１１Ｒ）を２並列にして、直流コンデンサ４０６と接続した構成である。各ＩＧＢＴレッグ４１１は、第１の実施例と同様にＩＧＢＴ並列体４０２（４０２Ｐ，４０２Ｎ）を直列に接続した構成である。ＩＧＢＴ並列体４０２ＰとＩＧＢＴ並列体４０２Ｎの接続部に入出力端子４００（４００Ｌ，４００Ｒ）を設け、各単位セルの入出力端子４００（４００Ｌ，４００Ｒ）同士がカスケード接続される。
【００３８】
次に本実施例のＣＭＣ変換器システム１０１の動作について説明する−。本実施例は各ＩＧＢＴレッグ４１１が正負の電圧を出力できることを除けば、第１の実施例と基本的に同等であるので、単位セル１２０の動作のみを説明する。
【００３９】
単位セル１２０を構成する各フルブリッジ回路１２０ＦのＩＧＢＴレッグ４１１は、第１の実施例と同様に、いわゆるＰＷＭ制御により制御する。フルブリッジを構成するＩＧＢＴレッグ４１１ＬとＩＧＢＴレッグ４１１Ｒはそれぞれ、正負反転した電圧指令値を与えてＰＷＭ変調する。フルブリッジ回路１２０Ｆの端子には前記電圧指令値の差電圧相当のパルス電圧が出力される。単セルの出力電圧はＩＧＢＴレッグ４１１ＬとＩＧＢＴレッグ４１１Ｒの差電圧であるので、第１の実施例では単位セルは零もしくは正電圧しか出力できなかったのに対して、正負両極性の電圧を出力できるので、本実施例のＣＭＣを用いた電力変換装置１０１は、正負両極性の中性点間電圧を出力できるというメリットがある。中性点３００と３０１の間で短絡事故が生じた場合に、中性点間電圧を零にして事故の拡大を防ぐことができる。
【００４０】
なお、実施例１でＣＭＣレッグ１１３の高圧側入力端子５００Ｐと呼んだ端子は、本実施例の場合必ずしも高圧側とは限らない。この場合５００Ｐは連系リアクトル２０１とＣＭＣ１０５の接続点に相当する。同様に、実施例１でＣＭＣレッグ１１３の低圧側入力端子５００Ｎと呼んだ各端子は、本実施例の場合必ずしも低圧側とは限らない。５００Ｎは中性点３０１と各ＣＭＣ１０５の接続点に相当する。
【００４１】
第２の実施例の単位セル１２０は実施例１の単位セルよりも出力電圧の自由度が高いので、実施例１と同様に、本発明の電力変換装置すなわちＣＭＣの電力変換１０１は、任意の電流を出力でき、トランスレスで系統１００ａと系統１００ｂ間で有効電力を融通することが実現できる。
【００４２】
〔実施例３〕
第１の実施例では、ＣＭＣ変換器システム１０１が接続した２つの系統（１００ａと１００ｂ）の零相電圧が異なると、該２つの系統の間で零相電流が通流する。しかし、第３の実施例では零相電流の通流を抑制できる。
【００４３】
まず、図２を用いて第３の実施例のＣＭＣ変換器システム１０１の構成を説明する。
【００４４】
本発明のＣＭＣ変換器システム１０１は、第１の実施例と同様に、２つの連系リアクトル２０１ａ，２０１ｂとＹ結線２０２ａ，２０２ｂを有し、該連系リアクトルを介して、系統１００ａ，１００ｂと接続される。該連系リアクトルのうち、連系リアクトル２０１ａ，２０１ｂはそれぞれＣＭＣ変換器１０５ａ，１０５ｂと接続される。単位チョッパセル１２０が双方向チョッパ１２０Ｃで構成される点も第１の実施例と同じである。
【００４５】
一方、Ｙ結線リアクトル２０２ａとＹ結線リアクトル２０２ｂのそれぞれの中性点が、それぞれＣＭＣ変換器１０５ｂの中性点、ＣＭＣ変換器１０５ａの中性点と接続される点が第１の実施例と異なる。
【００４６】
以後、Ｙ結線リアクトル２０２ａとＣＭＣ１０５ｂの接続点を中性点３００ｂ、Ｙ結線リアクトル２０２ｂの中性点とＣＭＣ変換器１０５ａの中性点の接続点を中性点３００ａと呼ぶ。
【００４７】
次に、第３の実施例のＣＭＣ変換器システム１０１の動作を説明する。
【００４８】
第３の実施例では、中性点３００ａを基準とした中性点３００ｂの電位を、中性点間電圧と定義する。また、中性点３００ａを基準としたＣＭＣ１０５ａの各ＣＭＣレッグ１１３ａＵ〜１１３ａＷと連系リアクトル２０１ａの各接続点５００ａＵＰ〜５００ａＷＰの各電位をＣＭＣレッグ出力電圧Ａと定義する。同様に、中性点３００ｂを基準として、ＣＭＣ１０５ｂの各ＣＭＣレッグ１１３ｂＵ〜１１３ｂＷと連系リアクトル２０１ｂとの各接続点５００ｂＵＰ〜５００ｂＷＰの各電位はＣＭＣレッグ出力電圧Ｂと定義する。
【００４９】
また、各ＣＭＣレッグ１１３（１１３ａＵ〜１１３ｂＷ）の両端に発生する電圧をＣＭＣレッグ電圧と定義する。そして、第３の実施例では、ＣＭＣレッグ出力電圧とＣＭＣレッグ電圧は等しい。
【００５０】
また、中性点３００Ａを基準としたＣＭＣ変換システム１０１と系統１００ａとの各接続点の各相電位のことを系統相電圧Ａと呼ぶ。同様に、中性点３００Ｂを基準とした、ＣＭＣ変換システム１０１と系統１００ｂとの各接続点の各相電位のことを系統相電圧Ｂと呼ぶ。
【００５１】
ＣＭＣ変換器システム１０１ａから系統１００ａに流れる相電流はその相の各電圧との間に式（３−１ａ）の関係がある。
【００５２】
相電流＝（ＣＭＣレッグ出力電圧Ａ−系統相電圧Ａ）／系統連系リアクトル２０１ａ のインピーダンス ・・・・（３−１ａ）
【００５３】
同様に、系統１００ｂとＣＭＣ変換器システム１０１ｂとの間の相電流は式（３−１ｂ）の関係がある。
【００５４】
相電流＝（ＣＭＣレッグ出力電圧Ｂ−系統相電圧Ｂ）／系統連系リアクトル２０１ｂ のインピーダンス ・・・・（３−１ｂ）
【００５５】
式（１）において、系統連系リアクトル２０１ａのインピーダンスは通常固定値とみなせるので、出力電流を制御するには、系統相電圧を検出して、それを元にＣＭＣレッグ出力電圧を制御すればよい。
【００５６】
但し、中性点３００ａと系統１００ｂ、中性点３００ｂと系統１００ａ間で零相電流が通流しないように、中性点間電圧を制御することが好ましい。零相電流の通流を防ぐには、ＣＭＣ変換器１０５ａの各ＣＭＣレッグ（１１３ａＵ，１１３ａＶ，１１３ａＷ）のＣＭＣレッグ電圧の平均値が系統１００ａと系統１００ｂの零相電圧の差電圧、ＣＭＣ変換器１０５ｂの各ＣＭＣレッグ（１１３ｂＵ，１１３ｂＶ，１１３ｂＷ）のＣＭＣレッグ電圧の平均値が系統１００ｂと系統１００ａの零相電圧の差電圧と等しくなればよい。
【００５７】
したがって、ＣＭＣレッグ電圧の平均値を制御して、零相電流を抑制しつつ、任意の相のＣＭＣレッグ電圧を個別に制御すればＣＭＣの出力電流を制御できる。
【００５８】
本発明の電力変換装置すなわちＣＭＣ変換器システム１０１は、任意の電流を出力できるので、系統１００間で有効電力を融通することが実現できる。
【００５９】
〔実施例４〕
第４の実施例は第３の実施例の各単位セル１２０がフルブリッジ回路１２０Ｆで構成されたことを特徴とする。
【００６０】
第３の実施例では、各単位セル１２０がフルブリッジ回路１２０Ｆで構成されていたのに対し、第４の実施例では、各単位セルが双方向チョッパ回路１２０Ｃで構成されている点のみが異なる。
【００６１】
第４の実施例のＣＭＣ回路１０５（１０５ａと１０５ｂ）の構成は第２の実施例のＣＭＣ回路１０５の構成と同じである。
【００６２】
第３の実施例では、単位セル１２０の出力電圧が零もしくは正電圧しか出力できないのに対し、第４の実施例のＣＭＣ変換器システムでは、正負両極性の電圧を出力できるので、本発明の電力変換装置であるＣＭＣ変換器システム１０１の中性点間電圧として、正負の電圧を出力できる効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）やBack−to−Backシステム（周波数変換装置など），直流送電システム（ＨＶＤＣ），モータドライブなどに利用可能である。
【符号の説明】
【００６４】
１００ａ，１００ｂ 三相電力系統
１０１ ＣＭＣ変換器システム
１０５ａ，１０５ｂ ＣＭＣ
１１３ａＵ，１１３ａＶ，１１３ａＷ，１１３ｂＵ，１１３ｂＶ，１１３ｂＷ ＣＭＣレッグ
１２０ 単位セル
２０１ａ，２０１ｂ 連系リアクトル
２０２ａ，２０２ｂ Ｙ結線リアクトル
３００，３００ａ，３００ｂ，３０１ 中性点
４００Ｌ，４００Ｒ，４００Ｐ，４００Ｎ 単位セル入出力端子
４０２Ｐ ，４０２Ｎ ＩＧＢＴ並列体
４０６ 直流コンデンサ
４１１，４１１Ｌ，４１１Ｒ ＩＧＢＴレッグ
５００ａＵＰ，５００ａＶＰ，５００ａＷＰ，５００ｂＵＰ，５００ｂＶＰ，５００ｂＷＰ，５００ａＵＮ，５００ａＶＮ，５００ａＷＮ，５００ｂＵＮ，５００ｂＶＮ，５００ｂＷＮ ＣＭＣレッグ入出力端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電力系統に第１の連系リアクトルを介して連系した第１のマルチレベル変換器と、
第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のマルチレベル変換器と、
第１の電力系統に連系した第１のＹ結線リアクトルと、
第２の電力系統に連系した第２のＹ結線リアクトルと、
前記第１のマルチレベル変換器の中性点と前記第２のマルチレベル変換器の中性点を接続し、また、
前記第１のＹ結線リアクトルの中性点と前記第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、
前記第１，第２のマルチレベル変換器の中性点と、前記第１，第２のＹ結線リアクトルの中性点を直流リンクする構成を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１の電力変換装置において、
前記マルチレベル変換器の単位セルが双方向チョッパ回路で構成されていることを特徴とした電力変換装置。
【請求項３】
請求項１の電力変換装置において、
前記マルチレベル変換器の単位セルがフルブリッジ回路で構成されていることを特徴とした電力変換装置。
【請求項４】
第１の電力系統に第１の連系リアクトルを介して連系した第１のマルチレベル変換器と、
第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のマルチレベル変換器と、
第１の電力系統に連系した第１のＹ結線リアクトルと、
第２の電力系統に連系した第２のＹ結線リアクトルと、
前記第１のマルチレベル変換器の中性点と前記第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、また、
前記第１のＹ結線リアクトルの中性点と前記第２のマルチレベル変換器の中性点を接続する構成を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４の電力変換装置において、
前記マルチレベル変換器の単位セルが双方向チョッパ回路で構成されていることを特徴とした電力変換装置。
【請求項６】
請求項５の電力変換装置において、
前記マルチレベル変換器の単位セルがフルブリッジ回路で構成されていることを特徴とした電力変換装置。
【請求項１】
第１の電力系統に第１の連系リアクトルを介して連系した第１のマルチレベル変換器と、
第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のマルチレベル変換器と、
第１の電力系統に連系した第１のＹ結線リアクトルと、
第２の電力系統に連系した第２のＹ結線リアクトルと、
前記第１のマルチレベル変換器の中性点と前記第２のマルチレベル変換器の中性点を接続し、また、
前記第１のＹ結線リアクトルの中性点と前記第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、
前記第１，第２のマルチレベル変換器の中性点と、前記第１，第２のＹ結線リアクトルの中性点を直流リンクする構成を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１の電力変換装置において、
前記マルチレベル変換器の単位セルが双方向チョッパ回路で構成されていることを特徴とした電力変換装置。
【請求項３】
請求項１の電力変換装置において、
前記マルチレベル変換器の単位セルがフルブリッジ回路で構成されていることを特徴とした電力変換装置。
【請求項４】
第１の電力系統に第１の連系リアクトルを介して連系した第１のマルチレベル変換器と、
第２の電力系統に第２の連系リアクトルを介して連系した第２のマルチレベル変換器と、
第１の電力系統に連系した第１のＹ結線リアクトルと、
第２の電力系統に連系した第２のＹ結線リアクトルと、
前記第１のマルチレベル変換器の中性点と前記第２のＹ結線リアクトルの中性点を接続し、また、
前記第１のＹ結線リアクトルの中性点と前記第２のマルチレベル変換器の中性点を接続する構成を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４の電力変換装置において、
前記マルチレベル変換器の単位セルが双方向チョッパ回路で構成されていることを特徴とした電力変換装置。
【請求項６】
請求項５の電力変換装置において、
前記マルチレベル変換器の単位セルがフルブリッジ回路で構成されていることを特徴とした電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１１−２４３９１（Ｐ２０１１−２４３９１Ａ）
【公開日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１６９６８５（Ｐ２００９−１６９６８５）
【出願日】平成２１年７月２１日（２００９．７．２１）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年７月２１日（２００９．７．２１）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
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