電力変換装置
【課題】マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１０１において、ＭＣ（マトリックスコンバータ）１は、複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力する。制御部４は、ＭＣ１から負荷に供給される負荷交流電力に基づいて、複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，ＰｃがＭＣ１へ出力する電源交流電圧とＭＣ１が複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧との位相差である入力電圧位相を算出し、算出した入力電圧位相に基づいてＭＣ１を制御することにより、入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力する昇圧動作を行なう。
【解決手段】電力変換装置１０１において、ＭＣ（マトリックスコンバータ）１は、複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力する。制御部４は、ＭＣ１から負荷に供給される負荷交流電力に基づいて、複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，ＰｃがＭＣ１へ出力する電源交流電圧とＭＣ１が複数相の電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧との位相差である入力電圧位相を算出し、算出した入力電圧位相に基づいてＭＣ１を制御することにより、入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力する昇圧動作を行なう。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源からの交流電力を、直流リンクを介さずに任意の電圧および任意の周波数の交流電力に直接変換可能なマトリックスコンバータ（以下、ＭＣとも称する。）が注目されている。
【０００３】
ＭＣは、従来の直流リンクを介したコンバータ・インバータシステムと比較すると、サイズ、寿命および効率の点で有利である。また、電源高調波も少なく、回生動作が可能である。
【０００４】
このようなＭＣの特長を生かした様々な研究がなされる中で、近年では発電機への適用も検討されている（たとえば、春名順之介・伊東淳一 著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009（非特許文献１）、および春名順之介・伊東淳一 著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009（非特許文献２）参照）。
【０００５】
しかしながら、非特許文献１および非特許文献２に記載の配電方式は三相３線式であり、ヒータ等の単相負荷を扱う場合には各線間に単相負荷を接続しなければならないことから、接地を施すと必ず短絡する。この短絡を防ぐために、絶縁変圧器を介して片側接地することで対地電位を定める構成が考えられるが、絶縁変圧器による重量増加およびスペースの占有が問題となる。
【０００６】
そこで、負荷への電力供給方法として、配電方式の一つである三相４線式を考える。三相４線式において単相負荷を接続する場合には、対地電位を定めるための接地が中性線により共通化され、各相は必ず負荷を挟むように接地される。このため、変圧器無しで接地が可能であり、大幅な軽量化および省スペース化が可能となる。
【０００７】
電源側と負荷側とを同じ中性点に接地した場合には、これまでの一般的な制御方法（たとえば、石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987（非特許文献３）参照）を適用すると、単相負荷として機能しないだけでなく、零相電圧が変動することによって低周波の中性点電流が流れる。その結果、電力脈動、効率低下、および中性線の重量増加などの問題が現れる。
【０００８】
これに対して、ＭＣを使用した、単相負荷および三相負荷を一括して扱うことが可能な三相４線式の電源システムを構築し、中性点接地された不平衡負荷における零相電圧抑制制御法の提案ならびに有効性の検証が行われている（たとえば、▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008（非特許文献４）参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】春名順之介・伊東淳一 著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009
【非特許文献２】春名順之介・伊東淳一 著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009
【非特許文献３】石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987
【非特許文献４】▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。
【００１１】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力するためのマトリックスコンバータと、上記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、上記制御部は、上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電力に基づいて、上記複数相の電源が上記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電圧と上記マトリックスコンバータが上記複数相の電源から受ける入力交流電圧との位相差である入力電圧位相を算出し、算出した上記入力電圧位相に基づいて上記マトリックスコンバータを制御することにより、入力交流電圧を昇圧して上記負荷へ出力する昇圧動作を行なう。
【００１３】
このような構成により、入力電圧位相を用いてマトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、発電機等の電源の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。
【００１４】
好ましくは、上記制御部は、上記入力電圧位相に基づいて上記マトリックスコンバータを制御することにより、上記マトリックスコンバータが上記複数相の電源から受ける入力交流電流を制御し、上記昇圧動作を行なう。
【００１５】
このように、入力交流電流を制御する構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【００１６】
より好ましくは、上記制御部は、上記マトリックスコンバータから出力される出力交流電流を制御するための出力側関数、および上記入力交流電圧を制御するための入力側関数に基づいて上記マトリックスコンバータを制御し、上記入力側関数は、上記入力電圧位相を変数とする。
【００１７】
このように、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を行なう構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【００１８】
より好ましくは、上記出力側関数は、上記出力交流電力の周波数、および上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電圧と上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電流との位相差を変数とし、上記入力側関数は、上記複数相の電源が上記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電力の周波数、および上記入力電圧位相を変数とする。
【００１９】
このように、適切な変数を出力側関数および入力側関数において用いる構成により、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を適切に行なうことができる。
【００２０】
好ましくは、上記制御部は、上記負荷交流電力および上記入力交流電力に基づいて上記入力電圧位相を算出する。
【００２１】
このような構成により、負荷交流電力および入力交流電力の関係に基づいて入力電圧位相を適切に算出することができる。
【００２２】
好ましくは、上記制御部は、上記負荷交流電力、および上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電圧と所定の電圧指令値との差を所定数倍した値に基づいて上記入力電圧位相を算出する。
【００２３】
このような構成により、測定することが困難なマトリックスコンバータの出力交流電流を、測定が容易な負荷交流電圧を用いて算出することができる。また、出力交流電流を加味して入力電圧位相を算出する構成により、マトリックスコンバータの出力交流電流のリップルを抑制することができる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【図２】降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【図３】昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【図４】昇圧形ＭＣの入力側のベクトル線図である。
【図５】昇圧形ＭＣの出力側のベクトル線図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの入力側の回路パラメータを示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの出力側の回路パラメータを示す図である。
【図９】三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１９】三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２７】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【００２８】
図１を参照して、電源システム２０１は、たとえば発電機である交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃと、電力変換装置１０１と、負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとを備える。電力変換装置１０１は、マトリックスコンバータ１と、出力フィルタ２と、測定部３と、制御部４とを含む。交流電源Ｐａは、交流電圧源Ｅａと、インダクタＬａとを含む。交流電源Ｐｂは、交流電圧源Ｅｂと、インダクタＬｂとを含む。交流電源Ｐｃは、交流電圧源Ｅｃと、インダクタＬｃとを含む。出力フィルタ２は、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗとを含む。マトリックスコンバータ１は、双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３を含む。負荷ＬＤｕは、抵抗Ｒｕと、インダクタＬｕとを含む。負荷ＬＤｖは、抵抗Ｒｖと、インダクタＬｖとを含む。負荷ＬＤｗは、抵抗Ｒｗと、インダクタＬｗとを含む。
【００２９】
電源システム２０１においては、たとえば交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの中性点ＮＰ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗの中性点ＮＰ２とが共通の安定電位ＳＰに結合されている。ここで、安定電位とは、電源システム２０１における他の部分と比べてインピーダンスが小さく電位変動が微小な部分の電位である。
【００３０】
電力変換装置１０１は、周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する。すなわち、電力変換装置１０１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの各々から供給されるＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗにそれぞれ供給する。
【００３１】
出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間に設けられている。出力フィルタ２において、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗはスター結線されている、すなわち、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の配線間にそれぞれ接続されている。
【００３２】
マトリックスコンバータ１において、双方向スイッチＳａ１は、インダクタＬａと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ２は、インダクタＬａと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ３は、インダクタＬａと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ１は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ２は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ３は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ１は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ２は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ３は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。
【００３３】
双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３の各々は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）およびダイオードを直列接続した回路を２つ用意し、互いの導通方向が逆向きになるようにこの２つの回路を並列接続した構成である。あるいは、これらの双方向スイッチは、逆耐圧性能を有する２つの逆阻止ＩＧＢＴが、互いの導通方向が逆向きになるように並列接続されている構成であってもよい。
【００３４】
マトリックスコンバータ１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ出力する。具体的には、マトリックスコンバータ１は、制御部４から受けた制御信号Ｇ１〜Ｇ９に基づいて双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３をそれぞれオン・オフすることにより、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換し、出力フィルタ２へ出力する。
【００３５】
出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１から受けたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへそれぞれ出力する。
【００３６】
ここで、出力フィルタ２が減衰させるノイズの周波数は、電源システム２０１の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ供給すべき交流電力の周波数より高い周波数である。
【００３７】
測定部３は、図示しない電流検出部を含み、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉc、マトリックスコンバータ１が出力する出力交流電流ｉu，ｉv，ｉw、および負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0を検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。
【００３８】
また、測定部３は、図示しない電圧検出部を含み、交流電圧源Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖc、および負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。
【００３９】
また、測定部３は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃが出力する電源交流電力の周波数である入力角周波数ωSを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。たとえば、測定部３は、交流電源である発電機の磁極位置を磁極位置センサで検出することにより、入力角周波数ωSを検出する。
【００４０】
制御部４は、測定部３の検出結果に基づいて制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１における双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３へそれぞれ出力することにより、マトリックスコンバータ１を制御する。
【００４１】
具体的には、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcの実効値が、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力に追随するように、マトリックスコンバータ１を制御する。また、制御部４は、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。制御部４は、マトリックスコンバータ１における各スイッチをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
【００４２】
本発明の実施の形態に係る電源システム２０１では、単体で昇圧機能を持つＭＣ（以下、昇圧形ＭＣとも称する。）を用いる。
【００４３】
非特許文献１〜４に記載のＭＣである降圧形ＭＣは、電源電圧をＰＷＭ制御することから、出力電圧の最大値は電源電圧に制限される。また、電源電圧をＰＷＭ制御することは、出力電流をＰＷＭ制御することにもなるため、入力電流の最大値は出力電流に制限される。
【００４４】
したがって、降圧形ＭＣの出力側から入力側を見ると電圧が昇圧されていると考えることができるため、降圧形ＭＣの入出力特性を入れ替えることによって昇圧形ＭＣを定義することができる。
【００４５】
図２は、降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【００４６】
図２を参照して、降圧形ＭＣでは、入力側が電圧源ＶＳであり、出力側が電流源ＩＳである。降圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電圧をＰＷＭ制御する。
【００４７】
図３は、昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【００４８】
図３を参照して、昇圧形ＭＣと降圧形ＭＣとは入出力特性が双対の関係にある。すなわち、昇圧形ＭＣでは、入力側が電流源ＩＳとなり、出力側が電圧源ＶＳとなる。昇圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電流をＰＷＭ制御する。
【００４９】
電源システム２０１は、たとえば独立電源として利用される。この場合、入力側には発電機が接続されることを考えると、図１に示すように、入力側は実際には発電機の起電力および内部インダクタンスＬｉｎで構成され、昇圧形ＭＣの入力側制御により入力電流が制御される。また、出力側は電圧源として動作させるためにキャパシタＣｏｕｔおよび負荷で構成される。
【００５０】
［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の電力変換動作について図面を用いて説明する。
【００５１】
まず、昇圧形ＭＣの入出力関係を定義する。昇圧形ＭＣは、９つの双方向スイッチを切り換え、出力相に接続する入力相とその接続時間とを制御することにより、任意の電流および任意の周波数を直接出力する。１制御周期内、たとえばＰＷＭ制御に用いられる三角波の１周期内の出力線電流平均値と入力線電流との関係は、以下の式で表される。
【数１】
【００５２】
（１）式において、３×３行列は、１制御周期内のスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオン時間の割合すなわちオンデューティで定義される。ａ１〜ｃ３は、それぞれスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオンデューティである。
【００５３】
また、昇圧形ＭＣでは、入力側を電流源とみなし、出力側を電圧源とみなすことから、電源開放および負荷短絡は許されない。このため、ａ１〜ｃ３には以下の式で表される拘束条件が必要となる。
【数２】
【数３】
【００５４】
（１）式におけるオンデューティの決定方法については様々な研究がなされている。電力変換装置１０１では、たとえば、座標変換を用いた手法によりオンデューティを演算する（たとえば、非特許文献３および４参照）。制御関数は、以下の式で表される。
【数４】
【００５５】
（４）式において、関数Ｘ１、Ｘ２、Ｘ３は以下の式で表され、出力側関数と称する。また、出力側関数をＸ関数とも称する。Ｘ関数は、Ｙ関数によって仮想的に変換された直流電力を交流電力に変換するための関数である。
【数５】
【００５６】
（５）式において、ωLおよびψLは、それぞれ出力角周波数、および出力電流位相すなわち負荷力率角であり、Ａは振幅変調率である。
【００５７】
また、関数Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３は以下の式で表され、入力側関数と称する。また、入力側関数をＹ関数とも称する。Ｙ関数は、入力交流電力を仮想的に直流電力に変換するための関数である。
【数６】
【００５８】
（６）式において、ψSは、電源交流電圧と入力交流電圧との位相差である。
【００５９】
ここで、昇圧形ＭＣの入力電流が、入力側の制御によって以下の式のように表されると仮定する。
【数７】
【００６０】
（７）式の第１項は対称成分であり、第２項は零相成分である。また、ＩSは入力電流振幅であり、ψ0は入力電圧に対する入力電流の位相差すなわち入力力率角である。
【００６１】
（１），（４），（６），（７）式より、昇圧形ＭＣの出力電流は、以下の式のように第１項の対称三相出力電流と第２項の零相電流とに分割して表現できる。
【数８】
【００６２】
（８）式において、
【数９】
【００６３】
（９）式において、ｈｕ，ｈｖ，ｈｗは、零相成分を決定する関数である。電力変換装置１０１では、たとえば零相成分が発生しない制御が要求される。このため、ｈｕ，ｈｖ，ｈｗを以下の式のように決定する。
【数１０】
【００６４】
（８）〜（１０）式より、出力電流の式を書き換えると、以下のようになる。
【数１１】
【００６５】
（１１）式より、入力電流に含まれる零相電流ｉ0がそのまま出力側に現れることが分かる。
【００６６】
また、出力側の制御により昇圧形ＭＣの出力電圧が以下の式のように表されると仮定する。
【数１２】
【００６７】
（１２）式において、ＶLは出力電圧振幅であり、ｖ0は零相電圧である。出力電流に零相成分が含まれる場合、出力電圧にも零相成分が含まれるが、たとえば非特許文献４において提案されている零相電圧抑制法により相殺することが可能である。
【００６８】
ここでは、昇圧形ＭＣの動作のみを検証し、零相成分についての説明は行なわない。
昇圧形ＭＣの入出力電圧の関係式より、入力電圧は以下の式で表される。
【数１３】
【００６９】
さらに、ＭＣへの入力直前電圧ｖａ〜ｖｃの振幅を以下の式のように定義する。
【数１４】
【００７０】
そして、（６）式を（１３）式に代入すると、以下の式が得られる。
【数１５】
【００７１】
図４は、昇圧形ＭＣの入力側のベクトル線図である。図５は、昇圧形ＭＣの出力側のベクトル線図である。
【００７２】
上述のようにして導出した電源電圧ＶS0、入力電圧ＶS、入力電流ＩS、出力電圧ＶL、および出力電流ＩLの関係をベクトル図で表すと、図４および図５に示すようになる。ただし、電源電圧ＶS0は電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0に相当し、入力電圧ＶSは入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcに相当し、入力電流ＩSは入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcに相当し、出力電圧ＶLは負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwに相当し、出力電流ＩLは出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwに相当する。
【００７３】
以上のように、昇圧形ＭＣの入出力関係の式が得られた。次に、昇圧形ＭＣの制御を説明する。まず、出力側および入力側の制御原理について説明する。
【００７４】
（８）式より、昇圧形ＭＣの出力側の制御は、入力電流が確立していることを前提とした出力電流制御である。すなわち、所望の電圧を得るために、負荷に応じて振幅変調率Ａおよび負荷力率角ψLを制御する。
【００７５】
また、（１５）式より、昇圧形ＭＣの入力側の制御は、昇圧形ＭＣの入力電流を確立するための電源電圧ＶS0と入力電圧ＶSとの電位差の制御である。
【００７６】
すなわち、入力電圧振幅ＶSはＡにより制御されるため、入力側の制御は電源交流電圧と入力交流電圧との位相差ψSのみの制御となる。
【００７７】
（５）〜（１５）式で示した入出力電圧および入出力電流の式および変数を用いて出力有効電力Ｐｏｕｔおよび入力有効電力Ｐｉｎを導出する。発電機出力の力率が１であると仮定すると、出力有効電力Ｐｏｕｔおよび入力有効電力Ｐｉｎは、以下の各式で表される。
【数１６】
【数１７】
【００７８】
入出力の有効電力は一致するため、（１６）式および（１７）式より、以下の式が得られる。
【数１８】
【００７９】
（１８）式おいて、ＬSは、マトリックスコンバータ１の入力インダクタンスである。（１８）式に従って導出したψSをＹ関数に与える。これにより、出力電力を制御することができる。
【００８０】
次に、昇圧形ＭＣにおいて、上記のような制御を実現するための制御系について説明する。
【００８１】
図６は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【００８２】
図６を参照して、制御部４は、３相／ｄｑ変換部１１と、減算部１２ｄ，１２ｑと、増幅部１３ｄ，１３ｑと、入力側制御演算部１４と、Ｙ関数演算部１５と、ＰＩ演算部１６ｑ，１６ｄと、ｄｑ／３相変換部１７と、制御関数生成部１８と、ＰＷＭパターン生成部１９とを含む。
【００８３】
３相／ｄｑ変換部１１は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwをｄｑ変換して負荷交流電圧ｖLd，ｖLqを算出する。
【００８４】
減算部１２ｄ，１２ｑは、電圧指令値ｖLd*，ｖLq*から、３相／ｄｑ変換部１１によって算出された負荷交流電圧ｖLd，ｖLqを減算する。
【００８５】
ＰＩ演算部１６ｑ，１６ｄは、減算部１２ｄ，１２ｑの減算結果に対してＰＩ演算をそれぞれ行なう。
【００８６】
ｄｑ／３相変換部１７は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、ＰＩ演算部１６ｑ，１６ｄの演算結果を３相変換し、振幅変調率およびＸ関数を示すＡＸ１，ＡＸ２，ＡＸ３を算出する。
【００８７】
増幅部１３ｄ，１３ｑは、減算部１２ｄ，１２ｑの減算結果をＫ倍する。
【００８８】
入力側制御演算部１４は、負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwおよび負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0に基づいて負荷交流電力を算出し、算出した負荷交流電力を増幅部１３ｄ，１３ｑの増倍結果に基づいて補正する。そして、入力側制御演算部１４は、補正後の負荷交流電力、電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0、入力角周波数ωSおよび入力インダクタンスＬSに基づいて、電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0に対する入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcの位相である入力電圧位相ψSを算出する。
【００８９】
Ｙ関数演算部１５は、入力側制御演算部１４が算出した入力電圧位相ψSに基づいて、Ｙ関数を示すＹ１，Ｙ２，Ｙ３を算出する。
【００９０】
制御関数生成部１８は、ｄｑ／３相変換部１７が算出したＡＸ１，ＡＸ２，ＡＸ３、およびＹ関数演算部１５が算出したＹ１〜Ｙ３に基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチのオンデューティを制御するための制御関数を算出する。
【００９１】
ＰＷＭパターン生成部１９は、制御関数生成部１８が算出した制御関数に基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチをＰＷＭ制御するための制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１へ出力する。
【００９２】
このように、電力変換装置１０１では、負荷変動などの過渡時を扱うことを前提に、瞬時値に基づいて制御系を構築する。
【００９３】
すなわち、制御部４では、ｄｑ変換した出力電圧指令値ｖLd*およびｖLq *と、検出した出力電圧ｖLdおよびｖLqとの偏差をＰＩ制御器へ入力する。そして、ＰＩ制御器の出力を三相変換した結果を、操作変数であるＡ、およびＸ関数とする。
【００９４】
また、出力電圧および負荷電流を元に現在の出力有効電力Ｐｏｕｔを導出し、（１８）式に従って演算した入力電圧位相ψSをＹ関数に与える。
【００９５】
すなわち、制御部４は、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力に基づいて、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0とマトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcとの位相差である入力電圧位相ψSを算出する。
【００９６】
たとえば、制御部４は、負荷交流電力およびマトリックスコンバータ１の入力交流電力に基づいて入力電圧位相ψSを算出する。より詳細には、制御部４は、負荷交流電力、電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0のレベルおよび周波数、ならびに交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃのインダクタンスに基づいて、入力電圧位相ψSを算出する。
【００９７】
さらに、制御部４は、たとえば、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと所定の電圧指令値ｖLd*，ｖLq*との差を所定数倍した値も用いて、入力電圧位相ψSを算出する。
【００９８】
そして、制御部４は、算出した入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ１を制御することにより、入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力する昇圧動作を行なう。より詳細には、制御部４は、入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ１を制御することにより、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcを制御し、昇圧動作を行なう。
【００９９】
たとえば、制御部４は、出力交流電流を制御するための出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３、および入力交流電圧を制御するための入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、入力電圧位相ψSを変数とする。
【０１００】
より詳細には、出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３は、出力交流電力の周波数ωL、およびマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwとマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0との位相差ψLを変数とする。また、入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、入力角周波数ωSおよび入力電圧位相ψSを変数とする。
【０１０１】
［動作の検証］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置による昇圧動作の検証結果を説明する。ここでは、三相平衡負荷の場合および三相不平衡負荷の場合についてシミュレーションを行った。
【０１０２】
図７は、本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの入力側の回路パラメータを示す図である。
【０１０３】
図７を参照して、電源電圧ＶS0が１６０Ｖｒｍｓであり、電源周波数ｆ0が６０Ｈｚであり、入力インダクタンス（内部インダクタンス）Ｌinが１０ｍＨであり、最大入力電力Ｐin_maxが３．４ｋＷであり、キャリア周波数ｆcarrが９ｋＨｚである。
【０１０４】
図８は、本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの出力側の回路パラメータを示す図である。
【０１０５】
図８を参照して、出力フィルタ２のキャパシタ容量Ｃoutが３０μＦであり、出力電圧Ｖoutが１８４．７Ｖｒｍｓであり、負荷周波数ｆoutが３０Ｈｚであり、負荷抵抗ＲLが５０Ωであり、負荷リアクトルＬLが３０ｍＨであり、負荷電力Ｐoutが２．０２ｋＷであり、負荷力率ｃｏｓψLが０．９８５である。
【０１０６】
通常、ＭＣの入力側には電源として可変速発電機が用いられる。しかしながら、ここでは定常特性のみをシミュレートするため、電圧および周波数の変化しない対称三相電源を用いると仮定する。また、スイッチング素子には理想スイッチを用いる。
【０１０７】
図９は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１０８】
図１０は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１０９】
図１１は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１０】
図１２は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１１】
図９〜図１２を参照して、出力電圧は、指令値通り３０Ｈｚの正弦波状に制御できている。また、振幅は、１８４．６Ｖｒｍｓと理論値どおり２倍に昇圧されている。また、入力電流は、６０Ｈｚの正弦波状に制御できており、力率が１となっている。以上のシミュレーション結果より、三相平衡負荷における電力変換装置１０１の昇圧動作の有効性が確認できた。
【０１１２】
また、電力変換装置１０１は、たとえば、定電圧定周波数電源として使用する。この場合、出力には単相負荷が接続されることを考慮して、不平衡負荷時の動作についても検証する。
【０１１３】
ここでは、負荷変動時の挙動を合わせて検証するため、三相平衡負荷状態からＵ相の負荷のみ５０Ωかつ３０ｍＨから４２．５Ωかつ２５．５ｍＨへと１５％変動させ、三相不平衡負荷状態へ遷移させる。
【０１１４】
図１３は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１５】
図１４は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１６】
図１５は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１７】
図１６は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１８】
図１３〜図１６を参照して、負荷変動タイミングである１秒前後で出力電圧および出力電流には大きな脈動が発生せず、安定に制御できていることが分かる。
【０１１９】
また、入力電圧および入力電流は、負荷変動タイミング後において、負荷へ供給する電力量の増加、および出力側で発生する瞬時電力脈動のため、約１．０２秒において脈動成分が入力側に現れ、電流振幅が大きくなっている。
【０１２０】
図１７は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２１】
図１８は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２２】
図１９は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２３】
図２０は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２４】
図１７〜図２０を参照して、本シミュレーションでは、不平衡負荷に対する制御を特に積極的には行っていないが、負荷１相の変動幅が１５％の場合、出力電圧については、基本波指令値との誤差が±３％以内となり、また、ひずみ率が２．６１％程度となっている。
【０１２５】
入力電圧および入力電流では、出力側で発生する瞬時電力脈動のため、脈動が発生している。このとき、入力電流ひずみ率は５．５８％である。
【０１２６】
図１３〜図２０に示すシミュレーション結果により、負荷変動時および三相不平衡負荷での電力変換装置１０１の適用が可能であることが確認できた。
【０１２７】
以上のように、定電圧電源および三相平衡負荷時についてシミュレーションし、電力変換装置１０１は原理的に昇圧動作が可能であることを確認した。また、負荷変動時および三相不平衡負荷時についてもシミュレーションし、電力変換装置１０１の不平衡負荷への適用が可能であることを確認した。
【０１２８】
ところで、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。
【０１２９】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、マトリックスコンバータ１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ出力する。制御部４は、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力に基づいて、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0とマトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcとの位相差である入力電圧位相ψSを算出する。そして、制御部４は、算出した入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ１を制御することにより、入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力する昇圧動作を行なう。
【０１３０】
このような構成により、入力電圧位相ψSを用いてマトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、電源である発電機の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。
【０１３１】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ１を制御することにより、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcを制御し、上記昇圧動作を行なう。
【０１３２】
このように、入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcを制御する構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【０１３３】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、出力交流電流を制御するための出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３、および入力交流電圧を制御するための入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、入力電圧位相ψSを変数とする。
【０１３４】
このように、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を行なう構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【０１３５】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３は、出力交流電力の周波数ωL、およびマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwとマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0との位相差ψLを変数とする。また、入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、入力角周波数ωSおよび入力電圧位相ψSを変数とする。
【０１３６】
このように、適切な変数を出力側関数および入力側関数において用いる構成により、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を適切に行なうことができる。
【０１３７】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、負荷交流電力および入力交流電力に基づいて入力電圧位相ψSを算出する。
【０１３８】
このような構成により、負荷交流電力および入力交流電力の関係に基づいて入力電圧位相ψSを適切に算出することができる。
【０１３９】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、負荷交流電力、およびマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと所定の電圧指令値ｖLd*，ｖLq*との差を所定数倍した値に基づいて入力電圧位相ψSを算出する。
【０１４０】
このような構成により、測定することが困難なマトリックスコンバータ１の出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwを、測定が容易な負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwを用いて算出することができる。また、出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwを加味して入力電圧位相ψSを算出する構成により、マトリックスコンバータ１の出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwのリップルを抑制することができる。
【０１４１】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcの実効値が負荷交流電力に追随するように、かつマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１４２】
このような構成により、入力側が電流源となり、出力側が電圧源となる昇圧型ＭＣを適切に制御することができる。
【０１４３】
なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、測定部３を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部３は、電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。
【０１４４】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１４５】
１ マトリックスコンバータ
２ 出力フィルタ
３ 測定部
４ 制御部
１１ ３相／ｄｑ変換部
１２ｄ，１２ｑ 減算部
１３ｄ，１３ｑ 増幅部
１４ 入力側制御演算部
１５ Ｙ関数演算部
１６ｑ，１６ｄ ＰＩ演算部
１７ ｄｑ／３相変換部
１８ 制御関数生成部
１９ ＰＷＭパターン生成部
１０１ 電力変換装置
２０１ 電源システム
Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ 交流電源
ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗ 負荷
Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃ 交流電圧源
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ インダクタ
Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ キャパシタ
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ インダクタ
Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ 抵抗
Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３ 双方向スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源からの交流電力を、直流リンクを介さずに任意の電圧および任意の周波数の交流電力に直接変換可能なマトリックスコンバータ（以下、ＭＣとも称する。）が注目されている。
【０００３】
ＭＣは、従来の直流リンクを介したコンバータ・インバータシステムと比較すると、サイズ、寿命および効率の点で有利である。また、電源高調波も少なく、回生動作が可能である。
【０００４】
このようなＭＣの特長を生かした様々な研究がなされる中で、近年では発電機への適用も検討されている（たとえば、春名順之介・伊東淳一 著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009（非特許文献１）、および春名順之介・伊東淳一 著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009（非特許文献２）参照）。
【０００５】
しかしながら、非特許文献１および非特許文献２に記載の配電方式は三相３線式であり、ヒータ等の単相負荷を扱う場合には各線間に単相負荷を接続しなければならないことから、接地を施すと必ず短絡する。この短絡を防ぐために、絶縁変圧器を介して片側接地することで対地電位を定める構成が考えられるが、絶縁変圧器による重量増加およびスペースの占有が問題となる。
【０００６】
そこで、負荷への電力供給方法として、配電方式の一つである三相４線式を考える。三相４線式において単相負荷を接続する場合には、対地電位を定めるための接地が中性線により共通化され、各相は必ず負荷を挟むように接地される。このため、変圧器無しで接地が可能であり、大幅な軽量化および省スペース化が可能となる。
【０００７】
電源側と負荷側とを同じ中性点に接地した場合には、これまでの一般的な制御方法（たとえば、石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987（非特許文献３）参照）を適用すると、単相負荷として機能しないだけでなく、零相電圧が変動することによって低周波の中性点電流が流れる。その結果、電力脈動、効率低下、および中性線の重量増加などの問題が現れる。
【０００８】
これに対して、ＭＣを使用した、単相負荷および三相負荷を一括して扱うことが可能な三相４線式の電源システムを構築し、中性点接地された不平衡負荷における零相電圧抑制制御法の提案ならびに有効性の検証が行われている（たとえば、▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008（非特許文献４）参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】春名順之介・伊東淳一 著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009
【非特許文献２】春名順之介・伊東淳一 著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009
【非特許文献３】石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987
【非特許文献４】▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。
【００１１】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力するためのマトリックスコンバータと、上記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、上記制御部は、上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電力に基づいて、上記複数相の電源が上記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電圧と上記マトリックスコンバータが上記複数相の電源から受ける入力交流電圧との位相差である入力電圧位相を算出し、算出した上記入力電圧位相に基づいて上記マトリックスコンバータを制御することにより、入力交流電圧を昇圧して上記負荷へ出力する昇圧動作を行なう。
【００１３】
このような構成により、入力電圧位相を用いてマトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、発電機等の電源の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。
【００１４】
好ましくは、上記制御部は、上記入力電圧位相に基づいて上記マトリックスコンバータを制御することにより、上記マトリックスコンバータが上記複数相の電源から受ける入力交流電流を制御し、上記昇圧動作を行なう。
【００１５】
このように、入力交流電流を制御する構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【００１６】
より好ましくは、上記制御部は、上記マトリックスコンバータから出力される出力交流電流を制御するための出力側関数、および上記入力交流電圧を制御するための入力側関数に基づいて上記マトリックスコンバータを制御し、上記入力側関数は、上記入力電圧位相を変数とする。
【００１７】
このように、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を行なう構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【００１８】
より好ましくは、上記出力側関数は、上記出力交流電力の周波数、および上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電圧と上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電流との位相差を変数とし、上記入力側関数は、上記複数相の電源が上記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電力の周波数、および上記入力電圧位相を変数とする。
【００１９】
このように、適切な変数を出力側関数および入力側関数において用いる構成により、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を適切に行なうことができる。
【００２０】
好ましくは、上記制御部は、上記負荷交流電力および上記入力交流電力に基づいて上記入力電圧位相を算出する。
【００２１】
このような構成により、負荷交流電力および入力交流電力の関係に基づいて入力電圧位相を適切に算出することができる。
【００２２】
好ましくは、上記制御部は、上記負荷交流電力、および上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電圧と所定の電圧指令値との差を所定数倍した値に基づいて上記入力電圧位相を算出する。
【００２３】
このような構成により、測定することが困難なマトリックスコンバータの出力交流電流を、測定が容易な負荷交流電圧を用いて算出することができる。また、出力交流電流を加味して入力電圧位相を算出する構成により、マトリックスコンバータの出力交流電流のリップルを抑制することができる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【図２】降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【図３】昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【図４】昇圧形ＭＣの入力側のベクトル線図である。
【図５】昇圧形ＭＣの出力側のベクトル線図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの入力側の回路パラメータを示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの出力側の回路パラメータを示す図である。
【図９】三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１９】三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２７】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【００２８】
図１を参照して、電源システム２０１は、たとえば発電機である交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃと、電力変換装置１０１と、負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとを備える。電力変換装置１０１は、マトリックスコンバータ１と、出力フィルタ２と、測定部３と、制御部４とを含む。交流電源Ｐａは、交流電圧源Ｅａと、インダクタＬａとを含む。交流電源Ｐｂは、交流電圧源Ｅｂと、インダクタＬｂとを含む。交流電源Ｐｃは、交流電圧源Ｅｃと、インダクタＬｃとを含む。出力フィルタ２は、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗとを含む。マトリックスコンバータ１は、双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３を含む。負荷ＬＤｕは、抵抗Ｒｕと、インダクタＬｕとを含む。負荷ＬＤｖは、抵抗Ｒｖと、インダクタＬｖとを含む。負荷ＬＤｗは、抵抗Ｒｗと、インダクタＬｗとを含む。
【００２９】
電源システム２０１においては、たとえば交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの中性点ＮＰ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗの中性点ＮＰ２とが共通の安定電位ＳＰに結合されている。ここで、安定電位とは、電源システム２０１における他の部分と比べてインピーダンスが小さく電位変動が微小な部分の電位である。
【００３０】
電力変換装置１０１は、周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する。すなわち、電力変換装置１０１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの各々から供給されるＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗにそれぞれ供給する。
【００３１】
出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間に設けられている。出力フィルタ２において、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗはスター結線されている、すなわち、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の配線間にそれぞれ接続されている。
【００３２】
マトリックスコンバータ１において、双方向スイッチＳａ１は、インダクタＬａと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ２は、インダクタＬａと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ３は、インダクタＬａと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ１は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ２は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ３は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ１は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ２は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ３は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。
【００３３】
双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３の各々は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）およびダイオードを直列接続した回路を２つ用意し、互いの導通方向が逆向きになるようにこの２つの回路を並列接続した構成である。あるいは、これらの双方向スイッチは、逆耐圧性能を有する２つの逆阻止ＩＧＢＴが、互いの導通方向が逆向きになるように並列接続されている構成であってもよい。
【００３４】
マトリックスコンバータ１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ出力する。具体的には、マトリックスコンバータ１は、制御部４から受けた制御信号Ｇ１〜Ｇ９に基づいて双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３をそれぞれオン・オフすることにより、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換し、出力フィルタ２へ出力する。
【００３５】
出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１から受けたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへそれぞれ出力する。
【００３６】
ここで、出力フィルタ２が減衰させるノイズの周波数は、電源システム２０１の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ供給すべき交流電力の周波数より高い周波数である。
【００３７】
測定部３は、図示しない電流検出部を含み、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉc、マトリックスコンバータ１が出力する出力交流電流ｉu，ｉv，ｉw、および負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0を検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。
【００３８】
また、測定部３は、図示しない電圧検出部を含み、交流電圧源Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖc、および負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。
【００３９】
また、測定部３は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃが出力する電源交流電力の周波数である入力角周波数ωSを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。たとえば、測定部３は、交流電源である発電機の磁極位置を磁極位置センサで検出することにより、入力角周波数ωSを検出する。
【００４０】
制御部４は、測定部３の検出結果に基づいて制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１における双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３へそれぞれ出力することにより、マトリックスコンバータ１を制御する。
【００４１】
具体的には、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcの実効値が、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力に追随するように、マトリックスコンバータ１を制御する。また、制御部４は、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。制御部４は、マトリックスコンバータ１における各スイッチをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
【００４２】
本発明の実施の形態に係る電源システム２０１では、単体で昇圧機能を持つＭＣ（以下、昇圧形ＭＣとも称する。）を用いる。
【００４３】
非特許文献１〜４に記載のＭＣである降圧形ＭＣは、電源電圧をＰＷＭ制御することから、出力電圧の最大値は電源電圧に制限される。また、電源電圧をＰＷＭ制御することは、出力電流をＰＷＭ制御することにもなるため、入力電流の最大値は出力電流に制限される。
【００４４】
したがって、降圧形ＭＣの出力側から入力側を見ると電圧が昇圧されていると考えることができるため、降圧形ＭＣの入出力特性を入れ替えることによって昇圧形ＭＣを定義することができる。
【００４５】
図２は、降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【００４６】
図２を参照して、降圧形ＭＣでは、入力側が電圧源ＶＳであり、出力側が電流源ＩＳである。降圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電圧をＰＷＭ制御する。
【００４７】
図３は、昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。
【００４８】
図３を参照して、昇圧形ＭＣと降圧形ＭＣとは入出力特性が双対の関係にある。すなわち、昇圧形ＭＣでは、入力側が電流源ＩＳとなり、出力側が電圧源ＶＳとなる。昇圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電流をＰＷＭ制御する。
【００４９】
電源システム２０１は、たとえば独立電源として利用される。この場合、入力側には発電機が接続されることを考えると、図１に示すように、入力側は実際には発電機の起電力および内部インダクタンスＬｉｎで構成され、昇圧形ＭＣの入力側制御により入力電流が制御される。また、出力側は電圧源として動作させるためにキャパシタＣｏｕｔおよび負荷で構成される。
【００５０】
［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の電力変換動作について図面を用いて説明する。
【００５１】
まず、昇圧形ＭＣの入出力関係を定義する。昇圧形ＭＣは、９つの双方向スイッチを切り換え、出力相に接続する入力相とその接続時間とを制御することにより、任意の電流および任意の周波数を直接出力する。１制御周期内、たとえばＰＷＭ制御に用いられる三角波の１周期内の出力線電流平均値と入力線電流との関係は、以下の式で表される。
【数１】
【００５２】
（１）式において、３×３行列は、１制御周期内のスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオン時間の割合すなわちオンデューティで定義される。ａ１〜ｃ３は、それぞれスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオンデューティである。
【００５３】
また、昇圧形ＭＣでは、入力側を電流源とみなし、出力側を電圧源とみなすことから、電源開放および負荷短絡は許されない。このため、ａ１〜ｃ３には以下の式で表される拘束条件が必要となる。
【数２】
【数３】
【００５４】
（１）式におけるオンデューティの決定方法については様々な研究がなされている。電力変換装置１０１では、たとえば、座標変換を用いた手法によりオンデューティを演算する（たとえば、非特許文献３および４参照）。制御関数は、以下の式で表される。
【数４】
【００５５】
（４）式において、関数Ｘ１、Ｘ２、Ｘ３は以下の式で表され、出力側関数と称する。また、出力側関数をＸ関数とも称する。Ｘ関数は、Ｙ関数によって仮想的に変換された直流電力を交流電力に変換するための関数である。
【数５】
【００５６】
（５）式において、ωLおよびψLは、それぞれ出力角周波数、および出力電流位相すなわち負荷力率角であり、Ａは振幅変調率である。
【００５７】
また、関数Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３は以下の式で表され、入力側関数と称する。また、入力側関数をＹ関数とも称する。Ｙ関数は、入力交流電力を仮想的に直流電力に変換するための関数である。
【数６】
【００５８】
（６）式において、ψSは、電源交流電圧と入力交流電圧との位相差である。
【００５９】
ここで、昇圧形ＭＣの入力電流が、入力側の制御によって以下の式のように表されると仮定する。
【数７】
【００６０】
（７）式の第１項は対称成分であり、第２項は零相成分である。また、ＩSは入力電流振幅であり、ψ0は入力電圧に対する入力電流の位相差すなわち入力力率角である。
【００６１】
（１），（４），（６），（７）式より、昇圧形ＭＣの出力電流は、以下の式のように第１項の対称三相出力電流と第２項の零相電流とに分割して表現できる。
【数８】
【００６２】
（８）式において、
【数９】
【００６３】
（９）式において、ｈｕ，ｈｖ，ｈｗは、零相成分を決定する関数である。電力変換装置１０１では、たとえば零相成分が発生しない制御が要求される。このため、ｈｕ，ｈｖ，ｈｗを以下の式のように決定する。
【数１０】
【００６４】
（８）〜（１０）式より、出力電流の式を書き換えると、以下のようになる。
【数１１】
【００６５】
（１１）式より、入力電流に含まれる零相電流ｉ0がそのまま出力側に現れることが分かる。
【００６６】
また、出力側の制御により昇圧形ＭＣの出力電圧が以下の式のように表されると仮定する。
【数１２】
【００６７】
（１２）式において、ＶLは出力電圧振幅であり、ｖ0は零相電圧である。出力電流に零相成分が含まれる場合、出力電圧にも零相成分が含まれるが、たとえば非特許文献４において提案されている零相電圧抑制法により相殺することが可能である。
【００６８】
ここでは、昇圧形ＭＣの動作のみを検証し、零相成分についての説明は行なわない。
昇圧形ＭＣの入出力電圧の関係式より、入力電圧は以下の式で表される。
【数１３】
【００６９】
さらに、ＭＣへの入力直前電圧ｖａ〜ｖｃの振幅を以下の式のように定義する。
【数１４】
【００７０】
そして、（６）式を（１３）式に代入すると、以下の式が得られる。
【数１５】
【００７１】
図４は、昇圧形ＭＣの入力側のベクトル線図である。図５は、昇圧形ＭＣの出力側のベクトル線図である。
【００７２】
上述のようにして導出した電源電圧ＶS0、入力電圧ＶS、入力電流ＩS、出力電圧ＶL、および出力電流ＩLの関係をベクトル図で表すと、図４および図５に示すようになる。ただし、電源電圧ＶS0は電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0に相当し、入力電圧ＶSは入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcに相当し、入力電流ＩSは入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcに相当し、出力電圧ＶLは負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwに相当し、出力電流ＩLは出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwに相当する。
【００７３】
以上のように、昇圧形ＭＣの入出力関係の式が得られた。次に、昇圧形ＭＣの制御を説明する。まず、出力側および入力側の制御原理について説明する。
【００７４】
（８）式より、昇圧形ＭＣの出力側の制御は、入力電流が確立していることを前提とした出力電流制御である。すなわち、所望の電圧を得るために、負荷に応じて振幅変調率Ａおよび負荷力率角ψLを制御する。
【００７５】
また、（１５）式より、昇圧形ＭＣの入力側の制御は、昇圧形ＭＣの入力電流を確立するための電源電圧ＶS0と入力電圧ＶSとの電位差の制御である。
【００７６】
すなわち、入力電圧振幅ＶSはＡにより制御されるため、入力側の制御は電源交流電圧と入力交流電圧との位相差ψSのみの制御となる。
【００７７】
（５）〜（１５）式で示した入出力電圧および入出力電流の式および変数を用いて出力有効電力Ｐｏｕｔおよび入力有効電力Ｐｉｎを導出する。発電機出力の力率が１であると仮定すると、出力有効電力Ｐｏｕｔおよび入力有効電力Ｐｉｎは、以下の各式で表される。
【数１６】
【数１７】
【００７８】
入出力の有効電力は一致するため、（１６）式および（１７）式より、以下の式が得られる。
【数１８】
【００７９】
（１８）式おいて、ＬSは、マトリックスコンバータ１の入力インダクタンスである。（１８）式に従って導出したψSをＹ関数に与える。これにより、出力電力を制御することができる。
【００８０】
次に、昇圧形ＭＣにおいて、上記のような制御を実現するための制御系について説明する。
【００８１】
図６は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。
【００８２】
図６を参照して、制御部４は、３相／ｄｑ変換部１１と、減算部１２ｄ，１２ｑと、増幅部１３ｄ，１３ｑと、入力側制御演算部１４と、Ｙ関数演算部１５と、ＰＩ演算部１６ｑ，１６ｄと、ｄｑ／３相変換部１７と、制御関数生成部１８と、ＰＷＭパターン生成部１９とを含む。
【００８３】
３相／ｄｑ変換部１１は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwをｄｑ変換して負荷交流電圧ｖLd，ｖLqを算出する。
【００８４】
減算部１２ｄ，１２ｑは、電圧指令値ｖLd*，ｖLq*から、３相／ｄｑ変換部１１によって算出された負荷交流電圧ｖLd，ｖLqを減算する。
【００８５】
ＰＩ演算部１６ｑ，１６ｄは、減算部１２ｄ，１２ｑの減算結果に対してＰＩ演算をそれぞれ行なう。
【００８６】
ｄｑ／３相変換部１７は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、ＰＩ演算部１６ｑ，１６ｄの演算結果を３相変換し、振幅変調率およびＸ関数を示すＡＸ１，ＡＸ２，ＡＸ３を算出する。
【００８７】
増幅部１３ｄ，１３ｑは、減算部１２ｄ，１２ｑの減算結果をＫ倍する。
【００８８】
入力側制御演算部１４は、負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwおよび負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0に基づいて負荷交流電力を算出し、算出した負荷交流電力を増幅部１３ｄ，１３ｑの増倍結果に基づいて補正する。そして、入力側制御演算部１４は、補正後の負荷交流電力、電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0、入力角周波数ωSおよび入力インダクタンスＬSに基づいて、電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0に対する入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcの位相である入力電圧位相ψSを算出する。
【００８９】
Ｙ関数演算部１５は、入力側制御演算部１４が算出した入力電圧位相ψSに基づいて、Ｙ関数を示すＹ１，Ｙ２，Ｙ３を算出する。
【００９０】
制御関数生成部１８は、ｄｑ／３相変換部１７が算出したＡＸ１，ＡＸ２，ＡＸ３、およびＹ関数演算部１５が算出したＹ１〜Ｙ３に基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチのオンデューティを制御するための制御関数を算出する。
【００９１】
ＰＷＭパターン生成部１９は、制御関数生成部１８が算出した制御関数に基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチをＰＷＭ制御するための制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１へ出力する。
【００９２】
このように、電力変換装置１０１では、負荷変動などの過渡時を扱うことを前提に、瞬時値に基づいて制御系を構築する。
【００９３】
すなわち、制御部４では、ｄｑ変換した出力電圧指令値ｖLd*およびｖLq *と、検出した出力電圧ｖLdおよびｖLqとの偏差をＰＩ制御器へ入力する。そして、ＰＩ制御器の出力を三相変換した結果を、操作変数であるＡ、およびＸ関数とする。
【００９４】
また、出力電圧および負荷電流を元に現在の出力有効電力Ｐｏｕｔを導出し、（１８）式に従って演算した入力電圧位相ψSをＹ関数に与える。
【００９５】
すなわち、制御部４は、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力に基づいて、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0とマトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcとの位相差である入力電圧位相ψSを算出する。
【００９６】
たとえば、制御部４は、負荷交流電力およびマトリックスコンバータ１の入力交流電力に基づいて入力電圧位相ψSを算出する。より詳細には、制御部４は、負荷交流電力、電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0のレベルおよび周波数、ならびに交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃのインダクタンスに基づいて、入力電圧位相ψSを算出する。
【００９７】
さらに、制御部４は、たとえば、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと所定の電圧指令値ｖLd*，ｖLq*との差を所定数倍した値も用いて、入力電圧位相ψSを算出する。
【００９８】
そして、制御部４は、算出した入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ１を制御することにより、入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力する昇圧動作を行なう。より詳細には、制御部４は、入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ１を制御することにより、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcを制御し、昇圧動作を行なう。
【００９９】
たとえば、制御部４は、出力交流電流を制御するための出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３、および入力交流電圧を制御するための入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、入力電圧位相ψSを変数とする。
【０１００】
より詳細には、出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３は、出力交流電力の周波数ωL、およびマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwとマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0との位相差ψLを変数とする。また、入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、入力角周波数ωSおよび入力電圧位相ψSを変数とする。
【０１０１】
［動作の検証］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置による昇圧動作の検証結果を説明する。ここでは、三相平衡負荷の場合および三相不平衡負荷の場合についてシミュレーションを行った。
【０１０２】
図７は、本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの入力側の回路パラメータを示す図である。
【０１０３】
図７を参照して、電源電圧ＶS0が１６０Ｖｒｍｓであり、電源周波数ｆ0が６０Ｈｚであり、入力インダクタンス（内部インダクタンス）Ｌinが１０ｍＨであり、最大入力電力Ｐin_maxが３．４ｋＷであり、キャリア周波数ｆcarrが９ｋＨｚである。
【０１０４】
図８は、本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの出力側の回路パラメータを示す図である。
【０１０５】
図８を参照して、出力フィルタ２のキャパシタ容量Ｃoutが３０μＦであり、出力電圧Ｖoutが１８４．７Ｖｒｍｓであり、負荷周波数ｆoutが３０Ｈｚであり、負荷抵抗ＲLが５０Ωであり、負荷リアクトルＬLが３０ｍＨであり、負荷電力Ｐoutが２．０２ｋＷであり、負荷力率ｃｏｓψLが０．９８５である。
【０１０６】
通常、ＭＣの入力側には電源として可変速発電機が用いられる。しかしながら、ここでは定常特性のみをシミュレートするため、電圧および周波数の変化しない対称三相電源を用いると仮定する。また、スイッチング素子には理想スイッチを用いる。
【０１０７】
図９は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１０８】
図１０は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１０９】
図１１は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１０】
図１２は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１１】
図９〜図１２を参照して、出力電圧は、指令値通り３０Ｈｚの正弦波状に制御できている。また、振幅は、１８４．６Ｖｒｍｓと理論値どおり２倍に昇圧されている。また、入力電流は、６０Ｈｚの正弦波状に制御できており、力率が１となっている。以上のシミュレーション結果より、三相平衡負荷における電力変換装置１０１の昇圧動作の有効性が確認できた。
【０１１２】
また、電力変換装置１０１は、たとえば、定電圧定周波数電源として使用する。この場合、出力には単相負荷が接続されることを考慮して、不平衡負荷時の動作についても検証する。
【０１１３】
ここでは、負荷変動時の挙動を合わせて検証するため、三相平衡負荷状態からＵ相の負荷のみ５０Ωかつ３０ｍＨから４２．５Ωかつ２５．５ｍＨへと１５％変動させ、三相不平衡負荷状態へ遷移させる。
【０１１４】
図１３は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１５】
図１４は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１６】
図１５は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１７】
図１６は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１１８】
図１３〜図１６を参照して、負荷変動タイミングである１秒前後で出力電圧および出力電流には大きな脈動が発生せず、安定に制御できていることが分かる。
【０１１９】
また、入力電圧および入力電流は、負荷変動タイミング後において、負荷へ供給する電力量の増加、および出力側で発生する瞬時電力脈動のため、約１．０２秒において脈動成分が入力側に現れ、電流振幅が大きくなっている。
【０１２０】
図１７は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２１】
図１８は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２２】
図１９は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２３】
図２０は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。
【０１２４】
図１７〜図２０を参照して、本シミュレーションでは、不平衡負荷に対する制御を特に積極的には行っていないが、負荷１相の変動幅が１５％の場合、出力電圧については、基本波指令値との誤差が±３％以内となり、また、ひずみ率が２．６１％程度となっている。
【０１２５】
入力電圧および入力電流では、出力側で発生する瞬時電力脈動のため、脈動が発生している。このとき、入力電流ひずみ率は５．５８％である。
【０１２６】
図１３〜図２０に示すシミュレーション結果により、負荷変動時および三相不平衡負荷での電力変換装置１０１の適用が可能であることが確認できた。
【０１２７】
以上のように、定電圧電源および三相平衡負荷時についてシミュレーションし、電力変換装置１０１は原理的に昇圧動作が可能であることを確認した。また、負荷変動時および三相不平衡負荷時についてもシミュレーションし、電力変換装置１０１の不平衡負荷への適用が可能であることを確認した。
【０１２８】
ところで、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。
【０１２９】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、マトリックスコンバータ１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ出力する。制御部４は、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力に基づいて、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖa0，ｖb0，ｖc0とマトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧ｖa，ｖb，ｖcとの位相差である入力電圧位相ψSを算出する。そして、制御部４は、算出した入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ１を制御することにより、入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力する昇圧動作を行なう。
【０１３０】
このような構成により、入力電圧位相ψSを用いてマトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、電源である発電機の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。
【０１３１】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ１を制御することにより、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcを制御し、上記昇圧動作を行なう。
【０１３２】
このように、入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcを制御する構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【０１３３】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、出力交流電流を制御するための出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３、および入力交流電圧を制御するための入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、入力電圧位相ψSを変数とする。
【０１３４】
このように、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を行なう構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。
【０１３５】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３は、出力交流電力の周波数ωL、およびマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwとマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電流ｉu0，ｉv0，ｉw0との位相差ψLを変数とする。また、入力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、入力角周波数ωSおよび入力電圧位相ψSを変数とする。
【０１３６】
このように、適切な変数を出力側関数および入力側関数において用いる構成により、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を適切に行なうことができる。
【０１３７】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、負荷交流電力および入力交流電力に基づいて入力電圧位相ψSを算出する。
【０１３８】
このような構成により、負荷交流電力および入力交流電力の関係に基づいて入力電圧位相ψSを適切に算出することができる。
【０１３９】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、負荷交流電力、およびマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと所定の電圧指令値ｖLd*，ｖLq*との差を所定数倍した値に基づいて入力電圧位相ψSを算出する。
【０１４０】
このような構成により、測定することが困難なマトリックスコンバータ１の出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwを、測定が容易な負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwを用いて算出することができる。また、出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwを加味して入力電圧位相ψSを算出する構成により、マトリックスコンバータ１の出力交流電流ｉu，ｉv，ｉwのリップルを抑制することができる。
【０１４１】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉa，ｉb，ｉcの実効値が負荷交流電力に追随するように、かつマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。
【０１４２】
このような構成により、入力側が電流源となり、出力側が電圧源となる昇圧型ＭＣを適切に制御することができる。
【０１４３】
なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、測定部３を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部３は、電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。
【０１４４】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１４５】
１ マトリックスコンバータ
２ 出力フィルタ
３ 測定部
４ 制御部
１１ ３相／ｄｑ変換部
１２ｄ，１２ｑ 減算部
１３ｄ，１３ｑ 増幅部
１４ 入力側制御演算部
１５ Ｙ関数演算部
１６ｑ，１６ｄ ＰＩ演算部
１７ ｄｑ／３相変換部
１８ 制御関数生成部
１９ ＰＷＭパターン生成部
１０１ 電力変換装置
２０１ 電源システム
Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ 交流電源
ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗ 負荷
Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃ 交流電圧源
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ インダクタ
Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ キャパシタ
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ インダクタ
Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ 抵抗
Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３ 双方向スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力するためのマトリックスコンバータと、
前記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、
前記制御部は、前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電力に基づいて、前記複数相の電源が前記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電圧と前記マトリックスコンバータが前記複数相の電源から受ける入力交流電圧との位相差である入力電圧位相を算出し、算出した前記入力電圧位相に基づいて前記マトリックスコンバータを制御することにより、前記入力交流電圧を昇圧して前記負荷へ出力する昇圧動作を行なう、電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記入力電圧位相に基づいて前記マトリックスコンバータを制御することにより、前記マトリックスコンバータが前記複数相の電源から受ける入力交流電流を制御し、前記昇圧動作を行なう、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記マトリックスコンバータから出力される出力交流電流を制御するための出力側関数、および前記入力交流電圧を制御するための入力側関数に基づいて前記マトリックスコンバータを制御し、
前記入力側関数は、前記入力電圧位相を変数とする、請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記出力側関数は、前記出力交流電力の周波数、および前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電圧と前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電流との位相差を変数とし、
前記入力側関数は、前記複数相の電源が前記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電力の周波数、および前記入力電圧位相を変数とする、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記負荷交流電力および前記入力交流電力に基づいて前記入力電圧位相を算出する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記負荷交流電力、および前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電圧と所定の電圧指令値との差を所定数倍した値に基づいて前記入力電圧位相を算出する、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１】
複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力するためのマトリックスコンバータと、
前記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、
前記制御部は、前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電力に基づいて、前記複数相の電源が前記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電圧と前記マトリックスコンバータが前記複数相の電源から受ける入力交流電圧との位相差である入力電圧位相を算出し、算出した前記入力電圧位相に基づいて前記マトリックスコンバータを制御することにより、前記入力交流電圧を昇圧して前記負荷へ出力する昇圧動作を行なう、電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記入力電圧位相に基づいて前記マトリックスコンバータを制御することにより、前記マトリックスコンバータが前記複数相の電源から受ける入力交流電流を制御し、前記昇圧動作を行なう、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記マトリックスコンバータから出力される出力交流電流を制御するための出力側関数、および前記入力交流電圧を制御するための入力側関数に基づいて前記マトリックスコンバータを制御し、
前記入力側関数は、前記入力電圧位相を変数とする、請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記出力側関数は、前記出力交流電力の周波数、および前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電圧と前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電流との位相差を変数とし、
前記入力側関数は、前記複数相の電源が前記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電力の周波数、および前記入力電圧位相を変数とする、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記負荷交流電力および前記入力交流電力に基づいて前記入力電圧位相を算出する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記負荷交流電力、および前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電圧と所定の電圧指令値との差を所定数倍した値に基づいて前記入力電圧位相を算出する、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２０１２−２４９４３２（Ｐ２０１２−２４９４３２Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１９４１７（Ｐ２０１１−１１９４１７）
【出願日】平成２３年５月２７日（２０１１．５．２７）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２２年１１月２９日に社団法人電気学会主催の電子デバイス／半導体電力変換合同研究会において文書をもって発表
【出願人】（３０４０２６６９６）国立大学法人三重大学 (270)
【出願人】（０００００２０５９）シンフォニアテクノロジー株式会社 (1,111)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月２７日（２０１１．５．２７）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２２年１１月２９日に社団法人電気学会主催の電子デバイス／半導体電力変換合同研究会において文書をもって発表
【出願人】（３０４０２６６９６）国立大学法人三重大学 (270)
【出願人】（０００００２０５９）シンフォニアテクノロジー株式会社 (1,111)
【Ｆターム（参考）】
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