電力変換装置
【課題】従来の直列補償形の変換回路では、倍電圧整流形の高力率コンバータの損失及び直列補償動作における補償回路のスイッチング損失が大きく、またリアクトルが大型で、装置の変換効率が低くかつ大型であった。
【解決手段】第１及び第２のスイッチ素子直列回路とコンデンサ直列回路とを並列接続する。第１のスイッチ素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチを、第２のスイッチ素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチを接続する。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点をリアクトルを介して交流電源の入出力共通接続線に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の接続点に、各々接続する。
【解決手段】第１及び第２のスイッチ素子直列回路とコンデンサ直列回路とを並列接続する。第１のスイッチ素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチを、第２のスイッチ素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチを接続する。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点をリアクトルを介して交流電源の入出力共通接続線に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の接続点に、各々接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から負荷に安定した電圧を供給するための主回路構成に特徴を有する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６に、特許文献１記載された従来の技術を用いた直列補償形電力変換装置の回路構成を示す。単相交流電源Ｖａｃ１の電圧変動を直列補償する回路構成である。単相交流電源の１線は遮断用スイッチＳＷ１を介して交流出力の１線と共通接続されている。本文ではこれを入出力共通接続線と称する。
【０００３】
変換回路はダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２とを直列接続した第１のスイッチング素子直列回路と、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４とを直列接続した第２のスイッチング素子直列回路と、コンデンサＣＰとＣＮを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続した構成である。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点はリアクトルＬｉを介して、交流電源Ｖａｃ１の一端と負荷ＬＤ１の一端が接続された入出力共通接続線に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点はリアクトルＬｏを介して負荷ＬＤ１の他端が、コンデンサ直列回路内部の直列接続点には交流電源Ｖａｃ１の他端が、各々接続される。また、交流電源Ｖａｃ１とは並列にコンデンサＣｉが、負荷ＬＤ１と並列にコンデンサＣｏが、各々接続される。
【０００４】
このような構成において、交流電源Ｖａｃ１が健全時は、ＩＧＢＴＴ１とＴ２を交互にスイッチングさせることにより、コンデンサＣＰ及びＣＮを交流電源Ｖａｃ１のピーク電圧より高い電圧まで充電する。ここでは、コンデンサ直列接続点Ｍの電位を零とし、コンデンサＣＰの電圧を＋Ｅ、コンデンサＣＮの電圧を−Ｅとする。交流電源Ｖａｃ１のＭ点側が正の時、ＩＧＢＴＴ１をオンさせるとリアクトルＬｉには交流電源Ｖａｃ１の電圧＋コンデンサＣＰの電圧Ｅが印加され、電流が上昇する。次にＩＧＢＴＴ１をオフさせるとリアクトルＬｉの電流は交流電源Ｖａｃ１→コンデンサCN→ダイオードD2の経路となり、リアクトルＬｉに蓄積されたエネルギーはコンデンサＣＮに放電される。
【０００５】
また、交流出力側では、入出力共通接続線の電位を零とすると、ＩＧＢＴＴ３とＴ４を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰの電圧又はＣＮの電圧が加算又は減算された電圧が印加される。例えば、交流電源Ｖａｃ１の電圧が正の期間でＩＧＢＴＴ３をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰの電圧（＋Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ４をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧からコンデンサＣＮの電圧が減算された波形の電圧が、リアクトルＬｏに印加される。交流電源Ｖａｃ１の変動に応じて、ＩＧＢＴＴ３、Ｔ４を適切なデューティでオンオフ動作させることにより、負荷ＬＤ１には電圧変動のない電圧が供給される。
ここで、リアクトルＬｏとコンデンサＣｏはフィルタを構成しており、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点のパルス列状の波形を歪みの小さな正弦波形に整形する役割を担う。また、交流電源Ｖａｃ１の電圧変動が十分小さい時には直列補償する必要はないため、交流電源Ｖａｃ１の電圧を直接負荷に供給（スルー出力と呼ぶ）すれば良いが、この回路構成の場合にはＩＧＢＴＴ３とＴ４をディーティ５０％でオンオフスイッチングさせれば実現できる。
【０００６】
交流電源Ｖａｃ１が停電した時には交流電源Ｖａｃ１を遮断スイッチＳＷ１で切離し、コンデンサＣＰ、ＣＮを直流電源として、ＩＧＢＴＴ１〜Ｔ４をインバータ制御することにより無停電化することができる。長い停電時間を保証する場合には、コンデンサＣＰ、ＣＮと並列に蓄電装置を接続するのが一般的である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４３２９６９２号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述のように、従来の回路構成では交流入力側のコンバータ動作でリアクトルＬｉに加わる電圧が交流電源Ｖａｃ１の電圧とコンデンサ（ＣＰ又はＣＮ）電圧との和となるため、リプル電流を小さくするためにはインダクタンス値の大きなリアクトルを用いる必要があり、損失が大きくかつ大型になる。
【０００９】
一方、交流出力側では、リアクトルＬｏとコンデンサＣｏに加わる電圧波形は交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰ又はＣＮの電圧が加算又は減算された波形となるため、リプル電圧が大きく、リアクトルＬｏとコンデンサＣｏを大型にする必要があり、また損失も大きい。
【００１０】
さらに、直列補償の必要がなく交流出力を直接負荷に供給する場合にはＩＧＢＴＴ３とＴ４を５０％デュ−ティで高周波スイッチングするため、導通損失とスイッチング損失が大きく、装置の効率が低下する。
【００１１】
従って、本発明の課題は、リアクトル、コンデンサなどの部品を大型にすることなく、装置の変換効率が高く、かつ小型の電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述の課題を解決するために、第１の発明においては、それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続した第１のスイッチング素子直列回路と、第１及び第２のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、前記スイッチング素子直列回路内部の接続点と前記コンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方スイッチ手段を接続し、前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点及び前記コンデンサ直列回路内部の接続点を、少なくとも一方は第１のリアクトルを介して、各々交流電源に接続し、コンデンサ直列回路の両端又はコンデンサ直列回路内部の接続点を直流出力とする。
【００１３】
第２の発明においては、それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、それぞれダイオードが逆並列接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、第１及び第２のコンデンサを直列接続してなるコンデンサ直列回路と、前記第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点と前記コンデンサ直列回路の内部の直列接続点との間に接続された第１の双方向スイッチ手段と、前記第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点と前記コンデンサ直列回路の内部の直列接続点との間に接続された第２の双方向スイッチ手段と、交流電源に並列接続された第３のコンデンサと、負荷に並列接続された第４のコンデンサと、 負荷の一端に接続された交流電源の一端と第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第１のリアクトルと、負荷の他端と第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第２のリアクトルと、を備え、前記第１のスイッチング素子直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第１の並列接続回路を構成すると共に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、前記コンデンサ直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記第２の双方向スイッチ手段とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と前記第１のスイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチ手段とによって並列コンバータを構成し、交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償する。
【００１４】
第３の発明においては、第１又は２の発明において、前記コンデンサ直列回路の充電は、前記第１の双方向スイッチ手段をオンさせた時交流電源で第１のリアクトルにエネルギーを蓄積し、オフさせた時に前記蓄積されたエネルギーを前記第１又は第２のコンデンサへ充電する。
【００１５】
第４の発明においては、第２又は第３の発明において、前記直列コンータの補償動作は、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第２の双方向スイッチ手段とを交互にオンオフさせる動作又は前記第４の半導体スイッチング素子と前記第２の双方向スイッチ手段とを交互にオンオフさせる動作とする。
【００１６】
第５の発明においては、第２〜第４の発明において、交流電源の電圧を直接交流出力として負荷に供給する時は、前記第２の交流スイッチ手段をオン状態とする。
第６の発明においては、第２〜第５の発明において、交流電源停電時は、交流電源をスイッチ手段で切離し、前記コンデンサ直列回路を直流電源として、前記第１のスイッチング素子直列回路と、前記第２のスイッチング素子直列回路と、前記第１及び第２の双方向スイッチ手段とで３レベルインバータ回路を構成し、前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点と、前記第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に得られる３レベル交流電圧波形を、前記第１及び第２のリアクトルと前記第４のコンデンサで平滑して負荷に供給する。
【００１７】
第７の発明においては、第１〜第６の発明において、前記コンデンサ直列回路と並列に蓄電装置を接続する。
第８の発明においては、第１〜第７の発明において、前記双方向スイッチ手段は、逆方向の耐圧を備えた逆阻止型半導体素子を逆並列接続して構成する。
【００１８】
第９の発明においては、第１〜第７の発明において、前記双方向スイッチ手段は、逆方向の耐圧を備えていない半導体スイッチング素子とダイオードの直列回路を逆並列接続して構成する。
【００１９】
第１０の発明においては、電力変換システムにおいて、三相交流電源の第１相を入出力共通とし、前記第１相と第２相との間及び前記第１相と第３相との間に、前記請求項２〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置を接続する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明では、第１のスイッチング素子直列回路と第２のスイッチング素子直列回路とコンデンサ直列回路とを並列に接続して並列接続回路を構成する。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチ手段を、第２のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチ手段を接続する。前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点をリアクトルを介して交流電源の入出力共通接続線に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の接続点に、各々接続する。
前記コンデンサ直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記第２の双方向スイッチ手段とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と前記第１のスイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチ手段とによって並列コンバータを構成する。交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償する。
【００２１】
この結果、並列コンバータにおいてはリアクトルにエネルギーを蓄積する時にリアクトルに印加される電圧は交流電源の電圧だけとなり、インダクタンスが小さくて済む。また、直列コンバータにおいては、交流電源電圧に加算又は減算する電圧はコンデンサ直列回路の一方のコンデンサ電圧だけとなり、出力のフィルタリアクトルのインダクタンスを小さくすることができる。さらに、交流電圧を直接交流出力とする場合、双方向スイッチＳ２をオンさせるだけとなる。これらの結果、リアクトル及びフィルタの小型化と低損失化、半導体スイッチング素子の損失低減により、装置の小型化と高効率化を達成できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】図１の第１の動作例を示す波形図である。
【図３】図１の第２の動作例を示す波形図である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図６】従来の実施例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の要点は、以下の通りである。第１のスイッチング素子直列回路と第２のスイッチング素子直列回路とコンデンサ直列回路とを並列に接続して並列接続回路を構成する。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチ手段を、第２のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチ手段を接続する。前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点をリアクトルを介して交流電源の入出力共通接続線に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の接続点に、各々接続する。
前記コンデンサ直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記第２の双方向スイッチ手段とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と前記第１のスイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチ手段とによって並列コンバータを構成する。交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償する。
【実施例１】
【００２４】
図１に、本発明の第１の実施例を示す。単相交流電源Ｖａｃ１の電圧変動を直列補償する回路構成である。単相交流電源の１線は遮断用スイッチＳＷ１を介して交流出力の１線と共通接続されている。本文ではこれを入出力共通接続線と称する。
【００２５】
変換回路はダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２とを直列接続した第１のスイッチング素子直列回路と、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４とを直列接続した第２のスイッチング素子直列回路と、コンデンサＣＰとＣＮを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続した構成である。
第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチ手段Ｓ１を、第２のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチ手段Ｓ２を接続する。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点はリアクトルＬｉを介して、交流電源Ｖａｃ１の一端と負荷ＬＤ１の一端が接続された入出力共通接続線に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点はリアクトルＬｏを介して負荷ＬＤ１の他端が、コンデンサ直列回路内部の直列接続点には交流電源Ｖａｃ１の他端が、各々接続される。また、交流電源Ｖａｃ１とは並列にコンデンサＣｉが、負荷ＬＤ１と並列にコンデンサＣｏが、各々接続される。交流−直流変換装置として使用する場合には、コンデンサ直列回路の両端P、N又はコンデンサ直列回路内部の接続点Ｍを出力端子とする。
【００２６】
このような構成において、交流電源Ｖａｃ１が健全時は、ＩＧＢＴＴ１と交流スイッチ手段Ｓ１、又はＩＧＢＴＴ２と交流スイッチＳ１を交互にスイッチングさせることにより、コンデンサＣＰ及びＣＮを交流電源Ｖａｃ１のピーク電圧より高い電圧まで充電する。ここでは、コンデンサ直列接続点Ｍの電位を零とし、コンデンサＣＰの電圧を＋Ｅ、コンデンサＣＮの電圧を−Ｅとする。
交流電源Ｖａｃ１のＭ点側が正の時、Ｓ１をオンさせるとリアクトルＬｉには交流電源Ｖａｃ１の電圧が印加され、電流が上昇する。次にＳ１をオフさせ、ＩＧＢＴＴ２をオンさせるとリアクトルＬｉの電流は交流電源Ｖａｃ１→コンデンサＣＮ→ダイオードD2の経路となり、リアクトルＬｉに蓄積されたエネルギーはコンデンサＣＮに放電される。同様に、交流電源Ｖａｃ１のＭ点側が負の時、Ｓ１をオンさせるとリアクトルＬｉには交流電源Ｖａｃ１の電圧が印加され、電流が上昇する。次にＳ１をオフさせ、ＩＧＢＴＴ１をオンさせるとリアクトルＬｉの電流はダイオードD１→コンデンサＣＰ→交流電源Ｖａｃ１の経路となり、リアクトルＬｉに蓄積されたエネルギーはコンデンサＣＰに放電される。
ここで、ＩＧＢＴＴ１、Ｔ２はコンデンサＣＰ，ＣＮのエネルギーを交流電源Ｖａｃ１に回生する役割を果たす。
以上の動作を繰り返すことにより、コンデンサＣＰは交流電源Ｖａｃ１の正のピーク電圧より高い電圧（＋Ｅ）に、コンデンサＣＮは交流電源Ｖａｃ１の負のピーク電圧より低い電圧（−Ｅ）に充電される。
【００２７】
次に、交流電源Ｖａｃ１の電圧変動を直列補償する動作を説明する。図２と図３に動作波形を示す。図２は、交流電源の正の電圧にコンデンサＣＰの電圧を加算又は交流電源の負の電圧にコンデンサＣＮの電圧を減算(又は負に加算)して、交流出力電圧を増加させる場合の波形である。入出力共通接続線の電位を零とすると、ＩＧＢＴＴ３と双方向スイッチ手段Ｓ２を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の正の電圧にコンデンサＣＰの電圧が加算された電圧が印加される（区間Ｂ）。また、ＩＧＢＴＴ４と双方向スイッチ手段Ｓ２を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の負の電圧からコンデンサＣＰの電圧が減算（又は負に加算）された電圧が印加される（区間Ａ）。
例えば、交流電源Ｖａｃ１の電圧が正の期間（区間Ｂ）でＩＧＢＴＴ３をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰの電圧（＋Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ３をオフし双方向スイッチＳ２をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧が、各々リアクトルＬｏに印加される。区間Ａにおいては、交流電源Ｖａｃ１の電圧が負の期間でＩＧＢＴＴ４をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＮの電圧（−Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ４をオフし双方向スイッチＳ２をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧が、各々リアクトルＬｏに印加される。この波形をリアクトルＬｏとコンデンサＣｏからなるフィルタでリプルの少ない正弦波に整形して負荷に供給する。
【００２８】
図３は、交流電源の正の電圧にコンデンサＣＮの電圧（−Ｅ）を加算又は交流電源の負の電圧にコンデンサＣＰの電圧（＋Ｅ）を加算して、交流出力電圧を減少させる場合の波形である。入出力共通接続線の電位を零とすると、ＩＧＢＴＴ４と双方向スイッチ手段Ｓ２を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の正の電圧からコンデンサＣＮの電圧が加算（又は負に減算）された電圧が印加される（区間Ｂ）。また、ＩＧＢＴＴ３と双方向スイッチ手段Ｓ２を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の負の電圧にコンデンサＣＰの電圧が加算（又は負に減算）された電圧が印加される（区間Ａ）。
例えば、交流電源Ｖａｃ１の電圧が正の期間（区間Ｂ）でＩＧＢＴＴ４をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＮの電圧（−Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ４をオフし、双方向スイッチＳ２をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧が、各々リアクトルＬｏに印加される。区間Ａにおいては、交流電源Ｖａｃ１の電圧が負の期間でＩＧＢＴＴ３をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰの電圧（＋Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ３をオフし、双方向スイッチＳ２をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧が、各々リアクトルＬｏに印加される。この波形をリアクトルＬｏとコンデンサＣｏからなるフィルタでリプルの少ない正弦波に整形して負荷に供給する。
【００２９】
交流電源Ｖａｃ１の電圧変動に応じて、ＩＧＢＴＴ３、Ｔ４を適切なデューティ又は変調方式でオンオフ動作させることにより、負荷ＬＤ１には電圧変動のない電圧が供給される。ここで、リアクトルＬｏとコンデンサＣｏはフィルタを構成しており、第２のスイッチング素子直列回路内部の接続点のパルス列状の波形を歪みの小さな正弦波形に整形する役割を担う。また、交流電源Ｖａｃ１の電圧変動が十分小さい時には直列補償する必要はないため、交流電源Ｖａｃ１の電圧を直接負荷に供給（スルー出力）すれば良いが、この回路構成の場合には双方向スイッチ手段２をオンさせれば実現できる。
【００３０】
交流電源Ｖａｃ１が停電した時には交流電源Ｖａｃ１を遮断スイッチＳＷ１で切離し、コンデンサＣＰ、ＣＮを直流電源として、ＩＧＢＴＴ１〜Ｔ４、双方向スイッチ手段Ｓ１、Ｓ２を３レベルインバータとして制御することにより無停電化することができる。
【００３１】
ＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点とＩＧＢＴＴ３とＴ４の直列接続点との間には、Ｍ点電位、Ｐ点電位及びＮ点電位の３つの電位を持った交流電圧を出力することができる。このため、高調波を低減することができ、リアクトルＬｉ、Ｌｏ、コンデンサＣｏからなる交流フィルタを小型化することができる。
【実施例２】
【００３２】
図４に、本発明の第２の実施例を示す。実施例１である図１のコンデンサＣＰとコンデンサＣＮとの直列回路と並列に、蓄電池Ｂａｔ、充放電回路などから構成された蓄電装置ＥＢを接続した実施例である。交流電源の停電を長時間バックアップする場合には有効である。交流電源Ｖａｃ１が健全な場合には、充放電回路で蓄電池Ｂａｔを充電し、停電時は蓄電池Ｂａｔのエネルギーを充放電回路で放電させることにより、無停電化を達成できる。インバータ動作については、実施例１と同様である。
【実施例３】
【００３３】
図５に、本発明の第３の実施例を示す。図１に示した第１の実施例を２回路用いて、三相回路を構成した例である。三相電源Ｖａｃ２の１相Ｖｉは入出力共通線として遮断スイッチ２を介して、交流出力の一つの相出力となる。この回路構成は一般的にはＶ結線接続と呼ばれるものである。第１の実施例の変換回路を交流電源Ｖａｃ２のＶｉ相とＵｉ相の間に１回路（ＭＣａ）、Ｖｉ相とＷｉ相との間に１回路（ＭＣｂ）、各々接続し、出力に三相負荷ＬＤ２を接続した実施例である。
出力各相間の位相差が１２０度となるように、各変換回路を制御することにより、三相出力が得られる。各変換回路ＭＣａとＭＣｂの動作は、実施例１と同じであるので、説明は省略する。
また、実施例２と同様に、各変換回路ＭＣａとＭＣｂ内のコンデンサ直列回路と並列に蓄電装置を接続することにより、無停電化を達成することが可能である。
尚、上記実施例に使用している双方向スイッチ手段は、逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列接続する構成、逆導通ＩＧＢＴとダイオードの直列回路を逆並列接続した構成、単相ダイオードブリッジ回路とＩＧＢＴを組合せた回路などで実現可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明は、交流を直流に高力率で変換する倍電圧整流形の整流開路と、これを用いた交流電源の電圧変動を補償する直列補償型の主回路構成に関するものであり、無停電電源装置（ＵＰＳ）、瞬時電圧低下補償装置、交流電圧調節器（ＡＶＲ）、交流電力調節器（ＡＰＲ）などへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００３５】
Ｖａｃ１・・・単相交流電源 Ｖａｃ２・・・三相交流電源
ＳＷ１、ＳＷ２・・・遮断スイッチ
Ｔ１〜Ｔ４、Ｔ１ａ〜Ｔ４ａ、Ｔ１ｂ〜Ｔ４ｂ・・・ＩＧＢＴ
Ｄ１〜Ｄ４、Ｄ１ａ〜Ｄ４ａ、Ｄ１ｂ〜Ｄ４ｂ・・・ダイオード
Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ・・・双方向スイッチ手段
Ｃｉ，Ｃｉａ、Ｃｉｂ、Ｃｏ，Ｃｏａ、Ｃｏｂ・・・コンデンサ
ＣＰ、ＣＰａ、ＣＰｂ、ＣＮ，ＣＮａ、ＣＮｂ・・・コンデンサ
ＬＤ１，ＬＤ２・・・負荷 ＥＢ・・・蓄電装置
Ｂａｔ・・・蓄電池 ＭＣａ、ＭＣｂ・・・変換回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から負荷に安定した電圧を供給するための主回路構成に特徴を有する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６に、特許文献１記載された従来の技術を用いた直列補償形電力変換装置の回路構成を示す。単相交流電源Ｖａｃ１の電圧変動を直列補償する回路構成である。単相交流電源の１線は遮断用スイッチＳＷ１を介して交流出力の１線と共通接続されている。本文ではこれを入出力共通接続線と称する。
【０００３】
変換回路はダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２とを直列接続した第１のスイッチング素子直列回路と、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４とを直列接続した第２のスイッチング素子直列回路と、コンデンサＣＰとＣＮを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続した構成である。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点はリアクトルＬｉを介して、交流電源Ｖａｃ１の一端と負荷ＬＤ１の一端が接続された入出力共通接続線に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点はリアクトルＬｏを介して負荷ＬＤ１の他端が、コンデンサ直列回路内部の直列接続点には交流電源Ｖａｃ１の他端が、各々接続される。また、交流電源Ｖａｃ１とは並列にコンデンサＣｉが、負荷ＬＤ１と並列にコンデンサＣｏが、各々接続される。
【０００４】
このような構成において、交流電源Ｖａｃ１が健全時は、ＩＧＢＴＴ１とＴ２を交互にスイッチングさせることにより、コンデンサＣＰ及びＣＮを交流電源Ｖａｃ１のピーク電圧より高い電圧まで充電する。ここでは、コンデンサ直列接続点Ｍの電位を零とし、コンデンサＣＰの電圧を＋Ｅ、コンデンサＣＮの電圧を−Ｅとする。交流電源Ｖａｃ１のＭ点側が正の時、ＩＧＢＴＴ１をオンさせるとリアクトルＬｉには交流電源Ｖａｃ１の電圧＋コンデンサＣＰの電圧Ｅが印加され、電流が上昇する。次にＩＧＢＴＴ１をオフさせるとリアクトルＬｉの電流は交流電源Ｖａｃ１→コンデンサCN→ダイオードD2の経路となり、リアクトルＬｉに蓄積されたエネルギーはコンデンサＣＮに放電される。
【０００５】
また、交流出力側では、入出力共通接続線の電位を零とすると、ＩＧＢＴＴ３とＴ４を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰの電圧又はＣＮの電圧が加算又は減算された電圧が印加される。例えば、交流電源Ｖａｃ１の電圧が正の期間でＩＧＢＴＴ３をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰの電圧（＋Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ４をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧からコンデンサＣＮの電圧が減算された波形の電圧が、リアクトルＬｏに印加される。交流電源Ｖａｃ１の変動に応じて、ＩＧＢＴＴ３、Ｔ４を適切なデューティでオンオフ動作させることにより、負荷ＬＤ１には電圧変動のない電圧が供給される。
ここで、リアクトルＬｏとコンデンサＣｏはフィルタを構成しており、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点のパルス列状の波形を歪みの小さな正弦波形に整形する役割を担う。また、交流電源Ｖａｃ１の電圧変動が十分小さい時には直列補償する必要はないため、交流電源Ｖａｃ１の電圧を直接負荷に供給（スルー出力と呼ぶ）すれば良いが、この回路構成の場合にはＩＧＢＴＴ３とＴ４をディーティ５０％でオンオフスイッチングさせれば実現できる。
【０００６】
交流電源Ｖａｃ１が停電した時には交流電源Ｖａｃ１を遮断スイッチＳＷ１で切離し、コンデンサＣＰ、ＣＮを直流電源として、ＩＧＢＴＴ１〜Ｔ４をインバータ制御することにより無停電化することができる。長い停電時間を保証する場合には、コンデンサＣＰ、ＣＮと並列に蓄電装置を接続するのが一般的である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４３２９６９２号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述のように、従来の回路構成では交流入力側のコンバータ動作でリアクトルＬｉに加わる電圧が交流電源Ｖａｃ１の電圧とコンデンサ（ＣＰ又はＣＮ）電圧との和となるため、リプル電流を小さくするためにはインダクタンス値の大きなリアクトルを用いる必要があり、損失が大きくかつ大型になる。
【０００９】
一方、交流出力側では、リアクトルＬｏとコンデンサＣｏに加わる電圧波形は交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰ又はＣＮの電圧が加算又は減算された波形となるため、リプル電圧が大きく、リアクトルＬｏとコンデンサＣｏを大型にする必要があり、また損失も大きい。
【００１０】
さらに、直列補償の必要がなく交流出力を直接負荷に供給する場合にはＩＧＢＴＴ３とＴ４を５０％デュ−ティで高周波スイッチングするため、導通損失とスイッチング損失が大きく、装置の効率が低下する。
【００１１】
従って、本発明の課題は、リアクトル、コンデンサなどの部品を大型にすることなく、装置の変換効率が高く、かつ小型の電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述の課題を解決するために、第１の発明においては、それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続した第１のスイッチング素子直列回路と、第１及び第２のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、前記スイッチング素子直列回路内部の接続点と前記コンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方スイッチ手段を接続し、前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点及び前記コンデンサ直列回路内部の接続点を、少なくとも一方は第１のリアクトルを介して、各々交流電源に接続し、コンデンサ直列回路の両端又はコンデンサ直列回路内部の接続点を直流出力とする。
【００１３】
第２の発明においては、それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、それぞれダイオードが逆並列接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、第１及び第２のコンデンサを直列接続してなるコンデンサ直列回路と、前記第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点と前記コンデンサ直列回路の内部の直列接続点との間に接続された第１の双方向スイッチ手段と、前記第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点と前記コンデンサ直列回路の内部の直列接続点との間に接続された第２の双方向スイッチ手段と、交流電源に並列接続された第３のコンデンサと、負荷に並列接続された第４のコンデンサと、 負荷の一端に接続された交流電源の一端と第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第１のリアクトルと、負荷の他端と第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第２のリアクトルと、を備え、前記第１のスイッチング素子直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第１の並列接続回路を構成すると共に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、前記コンデンサ直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記第２の双方向スイッチ手段とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と前記第１のスイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチ手段とによって並列コンバータを構成し、交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償する。
【００１４】
第３の発明においては、第１又は２の発明において、前記コンデンサ直列回路の充電は、前記第１の双方向スイッチ手段をオンさせた時交流電源で第１のリアクトルにエネルギーを蓄積し、オフさせた時に前記蓄積されたエネルギーを前記第１又は第２のコンデンサへ充電する。
【００１５】
第４の発明においては、第２又は第３の発明において、前記直列コンータの補償動作は、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第２の双方向スイッチ手段とを交互にオンオフさせる動作又は前記第４の半導体スイッチング素子と前記第２の双方向スイッチ手段とを交互にオンオフさせる動作とする。
【００１６】
第５の発明においては、第２〜第４の発明において、交流電源の電圧を直接交流出力として負荷に供給する時は、前記第２の交流スイッチ手段をオン状態とする。
第６の発明においては、第２〜第５の発明において、交流電源停電時は、交流電源をスイッチ手段で切離し、前記コンデンサ直列回路を直流電源として、前記第１のスイッチング素子直列回路と、前記第２のスイッチング素子直列回路と、前記第１及び第２の双方向スイッチ手段とで３レベルインバータ回路を構成し、前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点と、前記第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に得られる３レベル交流電圧波形を、前記第１及び第２のリアクトルと前記第４のコンデンサで平滑して負荷に供給する。
【００１７】
第７の発明においては、第１〜第６の発明において、前記コンデンサ直列回路と並列に蓄電装置を接続する。
第８の発明においては、第１〜第７の発明において、前記双方向スイッチ手段は、逆方向の耐圧を備えた逆阻止型半導体素子を逆並列接続して構成する。
【００１８】
第９の発明においては、第１〜第７の発明において、前記双方向スイッチ手段は、逆方向の耐圧を備えていない半導体スイッチング素子とダイオードの直列回路を逆並列接続して構成する。
【００１９】
第１０の発明においては、電力変換システムにおいて、三相交流電源の第１相を入出力共通とし、前記第１相と第２相との間及び前記第１相と第３相との間に、前記請求項２〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置を接続する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明では、第１のスイッチング素子直列回路と第２のスイッチング素子直列回路とコンデンサ直列回路とを並列に接続して並列接続回路を構成する。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチ手段を、第２のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチ手段を接続する。前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点をリアクトルを介して交流電源の入出力共通接続線に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の接続点に、各々接続する。
前記コンデンサ直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記第２の双方向スイッチ手段とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と前記第１のスイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチ手段とによって並列コンバータを構成する。交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償する。
【００２１】
この結果、並列コンバータにおいてはリアクトルにエネルギーを蓄積する時にリアクトルに印加される電圧は交流電源の電圧だけとなり、インダクタンスが小さくて済む。また、直列コンバータにおいては、交流電源電圧に加算又は減算する電圧はコンデンサ直列回路の一方のコンデンサ電圧だけとなり、出力のフィルタリアクトルのインダクタンスを小さくすることができる。さらに、交流電圧を直接交流出力とする場合、双方向スイッチＳ２をオンさせるだけとなる。これらの結果、リアクトル及びフィルタの小型化と低損失化、半導体スイッチング素子の損失低減により、装置の小型化と高効率化を達成できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】図１の第１の動作例を示す波形図である。
【図３】図１の第２の動作例を示す波形図である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図６】従来の実施例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の要点は、以下の通りである。第１のスイッチング素子直列回路と第２のスイッチング素子直列回路とコンデンサ直列回路とを並列に接続して並列接続回路を構成する。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチ手段を、第２のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチ手段を接続する。前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点をリアクトルを介して交流電源の入出力共通接続線に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の接続点に、各々接続する。
前記コンデンサ直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記第２の双方向スイッチ手段とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と前記第１のスイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチ手段とによって並列コンバータを構成する。交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償する。
【実施例１】
【００２４】
図１に、本発明の第１の実施例を示す。単相交流電源Ｖａｃ１の電圧変動を直列補償する回路構成である。単相交流電源の１線は遮断用スイッチＳＷ１を介して交流出力の１線と共通接続されている。本文ではこれを入出力共通接続線と称する。
【００２５】
変換回路はダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ２とを直列接続した第１のスイッチング素子直列回路と、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４とを直列接続した第２のスイッチング素子直列回路と、コンデンサＣＰとＣＮを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続した構成である。
第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第１の双方向スイッチ手段Ｓ１を、第２のスイッチング素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に第２の双方向スイッチ手段Ｓ２を接続する。第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点はリアクトルＬｉを介して、交流電源Ｖａｃ１の一端と負荷ＬＤ１の一端が接続された入出力共通接続線に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点はリアクトルＬｏを介して負荷ＬＤ１の他端が、コンデンサ直列回路内部の直列接続点には交流電源Ｖａｃ１の他端が、各々接続される。また、交流電源Ｖａｃ１とは並列にコンデンサＣｉが、負荷ＬＤ１と並列にコンデンサＣｏが、各々接続される。交流−直流変換装置として使用する場合には、コンデンサ直列回路の両端P、N又はコンデンサ直列回路内部の接続点Ｍを出力端子とする。
【００２６】
このような構成において、交流電源Ｖａｃ１が健全時は、ＩＧＢＴＴ１と交流スイッチ手段Ｓ１、又はＩＧＢＴＴ２と交流スイッチＳ１を交互にスイッチングさせることにより、コンデンサＣＰ及びＣＮを交流電源Ｖａｃ１のピーク電圧より高い電圧まで充電する。ここでは、コンデンサ直列接続点Ｍの電位を零とし、コンデンサＣＰの電圧を＋Ｅ、コンデンサＣＮの電圧を−Ｅとする。
交流電源Ｖａｃ１のＭ点側が正の時、Ｓ１をオンさせるとリアクトルＬｉには交流電源Ｖａｃ１の電圧が印加され、電流が上昇する。次にＳ１をオフさせ、ＩＧＢＴＴ２をオンさせるとリアクトルＬｉの電流は交流電源Ｖａｃ１→コンデンサＣＮ→ダイオードD2の経路となり、リアクトルＬｉに蓄積されたエネルギーはコンデンサＣＮに放電される。同様に、交流電源Ｖａｃ１のＭ点側が負の時、Ｓ１をオンさせるとリアクトルＬｉには交流電源Ｖａｃ１の電圧が印加され、電流が上昇する。次にＳ１をオフさせ、ＩＧＢＴＴ１をオンさせるとリアクトルＬｉの電流はダイオードD１→コンデンサＣＰ→交流電源Ｖａｃ１の経路となり、リアクトルＬｉに蓄積されたエネルギーはコンデンサＣＰに放電される。
ここで、ＩＧＢＴＴ１、Ｔ２はコンデンサＣＰ，ＣＮのエネルギーを交流電源Ｖａｃ１に回生する役割を果たす。
以上の動作を繰り返すことにより、コンデンサＣＰは交流電源Ｖａｃ１の正のピーク電圧より高い電圧（＋Ｅ）に、コンデンサＣＮは交流電源Ｖａｃ１の負のピーク電圧より低い電圧（−Ｅ）に充電される。
【００２７】
次に、交流電源Ｖａｃ１の電圧変動を直列補償する動作を説明する。図２と図３に動作波形を示す。図２は、交流電源の正の電圧にコンデンサＣＰの電圧を加算又は交流電源の負の電圧にコンデンサＣＮの電圧を減算(又は負に加算)して、交流出力電圧を増加させる場合の波形である。入出力共通接続線の電位を零とすると、ＩＧＢＴＴ３と双方向スイッチ手段Ｓ２を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の正の電圧にコンデンサＣＰの電圧が加算された電圧が印加される（区間Ｂ）。また、ＩＧＢＴＴ４と双方向スイッチ手段Ｓ２を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の負の電圧からコンデンサＣＰの電圧が減算（又は負に加算）された電圧が印加される（区間Ａ）。
例えば、交流電源Ｖａｃ１の電圧が正の期間（区間Ｂ）でＩＧＢＴＴ３をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰの電圧（＋Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ３をオフし双方向スイッチＳ２をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧が、各々リアクトルＬｏに印加される。区間Ａにおいては、交流電源Ｖａｃ１の電圧が負の期間でＩＧＢＴＴ４をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＮの電圧（−Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ４をオフし双方向スイッチＳ２をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧が、各々リアクトルＬｏに印加される。この波形をリアクトルＬｏとコンデンサＣｏからなるフィルタでリプルの少ない正弦波に整形して負荷に供給する。
【００２８】
図３は、交流電源の正の電圧にコンデンサＣＮの電圧（−Ｅ）を加算又は交流電源の負の電圧にコンデンサＣＰの電圧（＋Ｅ）を加算して、交流出力電圧を減少させる場合の波形である。入出力共通接続線の電位を零とすると、ＩＧＢＴＴ４と双方向スイッチ手段Ｓ２を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の正の電圧からコンデンサＣＮの電圧が加算（又は負に減算）された電圧が印加される（区間Ｂ）。また、ＩＧＢＴＴ３と双方向スイッチ手段Ｓ２を交互にオンオフさせることにより、リアクトルＬｏには交流電源Ｖａｃ１の負の電圧にコンデンサＣＰの電圧が加算（又は負に減算）された電圧が印加される（区間Ａ）。
例えば、交流電源Ｖａｃ１の電圧が正の期間（区間Ｂ）でＩＧＢＴＴ４をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＮの電圧（−Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ４をオフし、双方向スイッチＳ２をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧が、各々リアクトルＬｏに印加される。区間Ａにおいては、交流電源Ｖａｃ１の電圧が負の期間でＩＧＢＴＴ３をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧にコンデンサＣＰの電圧（＋Ｅ）が加算された波形の電圧が、ＩＧＢＴＴ３をオフし、双方向スイッチＳ２をオンさせると交流電源Ｖａｃ１の電圧が、各々リアクトルＬｏに印加される。この波形をリアクトルＬｏとコンデンサＣｏからなるフィルタでリプルの少ない正弦波に整形して負荷に供給する。
【００２９】
交流電源Ｖａｃ１の電圧変動に応じて、ＩＧＢＴＴ３、Ｔ４を適切なデューティ又は変調方式でオンオフ動作させることにより、負荷ＬＤ１には電圧変動のない電圧が供給される。ここで、リアクトルＬｏとコンデンサＣｏはフィルタを構成しており、第２のスイッチング素子直列回路内部の接続点のパルス列状の波形を歪みの小さな正弦波形に整形する役割を担う。また、交流電源Ｖａｃ１の電圧変動が十分小さい時には直列補償する必要はないため、交流電源Ｖａｃ１の電圧を直接負荷に供給（スルー出力）すれば良いが、この回路構成の場合には双方向スイッチ手段２をオンさせれば実現できる。
【００３０】
交流電源Ｖａｃ１が停電した時には交流電源Ｖａｃ１を遮断スイッチＳＷ１で切離し、コンデンサＣＰ、ＣＮを直流電源として、ＩＧＢＴＴ１〜Ｔ４、双方向スイッチ手段Ｓ１、Ｓ２を３レベルインバータとして制御することにより無停電化することができる。
【００３１】
ＩＧＢＴＴ１とＴ２の直列接続点とＩＧＢＴＴ３とＴ４の直列接続点との間には、Ｍ点電位、Ｐ点電位及びＮ点電位の３つの電位を持った交流電圧を出力することができる。このため、高調波を低減することができ、リアクトルＬｉ、Ｌｏ、コンデンサＣｏからなる交流フィルタを小型化することができる。
【実施例２】
【００３２】
図４に、本発明の第２の実施例を示す。実施例１である図１のコンデンサＣＰとコンデンサＣＮとの直列回路と並列に、蓄電池Ｂａｔ、充放電回路などから構成された蓄電装置ＥＢを接続した実施例である。交流電源の停電を長時間バックアップする場合には有効である。交流電源Ｖａｃ１が健全な場合には、充放電回路で蓄電池Ｂａｔを充電し、停電時は蓄電池Ｂａｔのエネルギーを充放電回路で放電させることにより、無停電化を達成できる。インバータ動作については、実施例１と同様である。
【実施例３】
【００３３】
図５に、本発明の第３の実施例を示す。図１に示した第１の実施例を２回路用いて、三相回路を構成した例である。三相電源Ｖａｃ２の１相Ｖｉは入出力共通線として遮断スイッチ２を介して、交流出力の一つの相出力となる。この回路構成は一般的にはＶ結線接続と呼ばれるものである。第１の実施例の変換回路を交流電源Ｖａｃ２のＶｉ相とＵｉ相の間に１回路（ＭＣａ）、Ｖｉ相とＷｉ相との間に１回路（ＭＣｂ）、各々接続し、出力に三相負荷ＬＤ２を接続した実施例である。
出力各相間の位相差が１２０度となるように、各変換回路を制御することにより、三相出力が得られる。各変換回路ＭＣａとＭＣｂの動作は、実施例１と同じであるので、説明は省略する。
また、実施例２と同様に、各変換回路ＭＣａとＭＣｂ内のコンデンサ直列回路と並列に蓄電装置を接続することにより、無停電化を達成することが可能である。
尚、上記実施例に使用している双方向スイッチ手段は、逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列接続する構成、逆導通ＩＧＢＴとダイオードの直列回路を逆並列接続した構成、単相ダイオードブリッジ回路とＩＧＢＴを組合せた回路などで実現可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明は、交流を直流に高力率で変換する倍電圧整流形の整流開路と、これを用いた交流電源の電圧変動を補償する直列補償型の主回路構成に関するものであり、無停電電源装置（ＵＰＳ）、瞬時電圧低下補償装置、交流電圧調節器（ＡＶＲ）、交流電力調節器（ＡＰＲ）などへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００３５】
Ｖａｃ１・・・単相交流電源 Ｖａｃ２・・・三相交流電源
ＳＷ１、ＳＷ２・・・遮断スイッチ
Ｔ１〜Ｔ４、Ｔ１ａ〜Ｔ４ａ、Ｔ１ｂ〜Ｔ４ｂ・・・ＩＧＢＴ
Ｄ１〜Ｄ４、Ｄ１ａ〜Ｄ４ａ、Ｄ１ｂ〜Ｄ４ｂ・・・ダイオード
Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ・・・双方向スイッチ手段
Ｃｉ，Ｃｉａ、Ｃｉｂ、Ｃｏ，Ｃｏａ、Ｃｏｂ・・・コンデンサ
ＣＰ、ＣＰａ、ＣＰｂ、ＣＮ，ＣＮａ、ＣＮｂ・・・コンデンサ
ＬＤ１，ＬＤ２・・・負荷 ＥＢ・・・蓄電装置
Ｂａｔ・・・蓄電池 ＭＣａ、ＭＣｂ・・・変換回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列
接続した第1のスイッチング素子直列回路と、第１及び第２のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、前記スイッチング素子直列回路内部の接続点と前記コンデンサ直列回路内部の接続点との間に第1の双方向スイッチ手段を接続し、前記第1のスイッチング素子直列回路内部の接続点及び前記コンデンサ直列回路内部の接続点を、少なくとも一方は第1のリアクトルを介して、各々交流電源に接続し、コンデンサ直列回路の両端又はコンデンサ直列回路内部の接続点を直流出力とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列
接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、
それぞれダイオードが逆並列接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列
接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、
第１及び第２のコンデンサを直列接続してなるコンデンサ直列回路と、
前記第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点と前記コンデンサ直列回路の内部の直列接続点との間に接続された第１の双方向スイッチ手段と、
前記第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点と前記コンデンサ直列回路の内部の直列接続点との間に接続された第２の双方向スイッチ手段と、
交流電源に並列接続された第３のコンデンサと、
負荷に並列接続された第４のコンデンサと、
負荷の一端に接続された交流電源の一端と第１のスイッチング素子直列回路内部の直列
接続点との間に接続された第１のリアクトルと、
負荷の他端と第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第
２のリアクトルと、を備え、
前記第１のスイッチング素子直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第１の並列接続回路を構成すると共に、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、
前記コンデンサ直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記第２の双方向スイッチ手段とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と前記第１のスイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチ手段とによって並列コンバータを構成し、
交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つ
と共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列
コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償することを特徴とする電力変換
装置。
【請求項３】
前記コンデンサ直列回路の充電は、前記第１の双方向スイッチ手段をオンさせた時交流電源で第１のリアクトルにエネルギーを蓄積し、オフさせた時に前記蓄積されたエネルギーを前記第１又は第２のコンデンサへ充電することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記直列コンバータの補償動作は、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第２の双方向スイッチ手段とを交互にオンオフさせる動作又は前記第４の半導体スイッチング素子と前記第２の双方向スイッチ手段とを交互にオンオフさせる動作であることを特徴とする請求項２又は３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
交流電源の電圧を直接交流出力として負荷に供給する時は、前記第２の交流スイッチ手段をオン状態とすることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
交流電源停電時は、交流電源をスイッチ手段で切離し、前記コンデンサ直列回路を直流電源として、前記第１のスイッチング素子直列回路と、前記第２のスイッチング素子直列回路と、前記第１及び第２の双方向スイッチ手段とで３レベルインバータ回路を構成し、前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点と、前記第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に得られる３レベル交流電圧波形を、前記第１及び第２のリアクトルと前記第４のコンデンサで平滑して負荷に供給することを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記コンデンサ直列回路と並列に蓄電装置を接続することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記双方向スイッチ手段は、逆方向の耐圧を備えた逆阻止型半導体素子を逆並列接続して構成することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記双方向スイッチ手段は、逆方向の耐圧を備えていない半導体スイッチング素子とダイオードの直列回路を逆並列接続して構成することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
三相交流電源の第１相を入出力共通とし、前記第１相と第２相との間及び前記第１相と第３相との間に、前記請求項２〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置を接続することを特徴とする電力変換システム。
【請求項１】
それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列
接続した第1のスイッチング素子直列回路と、第１及び第２のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、前記スイッチング素子直列回路内部の接続点と前記コンデンサ直列回路内部の接続点との間に第1の双方向スイッチ手段を接続し、前記第1のスイッチング素子直列回路内部の接続点及び前記コンデンサ直列回路内部の接続点を、少なくとも一方は第1のリアクトルを介して、各々交流電源に接続し、コンデンサ直列回路の両端又はコンデンサ直列回路内部の接続点を直流出力とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列
接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、
それぞれダイオードが逆並列接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列
接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、
第１及び第２のコンデンサを直列接続してなるコンデンサ直列回路と、
前記第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点と前記コンデンサ直列回路の内部の直列接続点との間に接続された第１の双方向スイッチ手段と、
前記第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点と前記コンデンサ直列回路の内部の直列接続点との間に接続された第２の双方向スイッチ手段と、
交流電源に並列接続された第３のコンデンサと、
負荷に並列接続された第４のコンデンサと、
負荷の一端に接続された交流電源の一端と第１のスイッチング素子直列回路内部の直列
接続点との間に接続された第１のリアクトルと、
負荷の他端と第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第
２のリアクトルと、を備え、
前記第１のスイッチング素子直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第１の並列接続回路を構成すると共に、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、
前記コンデンサ直列回路と前記第２のスイッチング素子直列回路と前記第２の双方向スイッチ手段とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と前記第１のスイッチング素子直列回路と第１の双方向スイッチ手段とによって並列コンバータを構成し、
交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つ
と共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列
コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償することを特徴とする電力変換
装置。
【請求項３】
前記コンデンサ直列回路の充電は、前記第１の双方向スイッチ手段をオンさせた時交流電源で第１のリアクトルにエネルギーを蓄積し、オフさせた時に前記蓄積されたエネルギーを前記第１又は第２のコンデンサへ充電することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記直列コンバータの補償動作は、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第２の双方向スイッチ手段とを交互にオンオフさせる動作又は前記第４の半導体スイッチング素子と前記第２の双方向スイッチ手段とを交互にオンオフさせる動作であることを特徴とする請求項２又は３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
交流電源の電圧を直接交流出力として負荷に供給する時は、前記第２の交流スイッチ手段をオン状態とすることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
交流電源停電時は、交流電源をスイッチ手段で切離し、前記コンデンサ直列回路を直流電源として、前記第１のスイッチング素子直列回路と、前記第２のスイッチング素子直列回路と、前記第１及び第２の双方向スイッチ手段とで３レベルインバータ回路を構成し、前記第１のスイッチング素子直列回路内部の接続点と、前記第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に得られる３レベル交流電圧波形を、前記第１及び第２のリアクトルと前記第４のコンデンサで平滑して負荷に供給することを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記コンデンサ直列回路と並列に蓄電装置を接続することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記双方向スイッチ手段は、逆方向の耐圧を備えた逆阻止型半導体素子を逆並列接続して構成することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記双方向スイッチ手段は、逆方向の耐圧を備えていない半導体スイッチング素子とダイオードの直列回路を逆並列接続して構成することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
三相交流電源の第１相を入出力共通とし、前記第１相と第２相との間及び前記第１相と第３相との間に、前記請求項２〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置を接続することを特徴とする電力変換システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１２−４４８２４（Ｐ２０１２−４４８２４Ａ）
【公開日】平成２４年３月１日（２０１２．３．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１８５８５７（Ｐ２０１０−１８５８５７）
【出願日】平成２２年８月２３日（２０１０．８．２３）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月１日（２０１２．３．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年８月２３日（２０１０．８．２３）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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