電圧変換装置
【課題】昇圧コンバータの昇圧比を大きくすることが困難なこと。
【解決手段】スイッチング素子Ｓａがオンとなることで、入力電圧ＶｉｎがコイルＷ１に印加され、コイルＷ１を鎖交する直流磁束（磁束φ１）が漸増することでコア２０にエネルギが蓄えられる。スイッチング素子Ｓａがオフとなる場合、コイルＷ１には、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの差圧が印加されるため、コイルＷ１を鎖交する直流磁束は漸減する。ここで、スイッチング素子Ｓａがオフであって且つスイッチング素子Ｓｂがオンとなる場合、コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体に上記差圧が印加されるようになる。このため、この期間における直流磁束の漸減速度を他の期間と比較して小さくすることができる。
【解決手段】スイッチング素子Ｓａがオンとなることで、入力電圧ＶｉｎがコイルＷ１に印加され、コイルＷ１を鎖交する直流磁束（磁束φ１）が漸増することでコア２０にエネルギが蓄えられる。スイッチング素子Ｓａがオフとなる場合、コイルＷ１には、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの差圧が印加されるため、コイルＷ１を鎖交する直流磁束は漸減する。ここで、スイッチング素子Ｓａがオフであって且つスイッチング素子Ｓｂがオンとなる場合、コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体に上記差圧が印加されるようになる。このため、この期間における直流磁束の漸減速度を他の期間と比較して小さくすることができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧の大きさを変換して出力電圧として出力する電圧変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電気自動車などで２次電池（バッテリ）を利用したモータ駆動装置が普及するようになり、バッテリの電圧を、モータ駆動装置が求める電圧に昇圧する昇圧ＤＣＤＣコンバータが広く用いられるようになっている。この種の昇圧ＤＣＤＣコンバータには、小型・軽量化と高昇圧比の二つが強く求められる。
【０００３】
小型・軽量化が重要なのは、車載環境においては限られたスペースに装置を収める必要があるからである。また高昇圧比が重要なのは、電気自動車等のモータでは動作領域が高速回転から低速回転まで広く存在するためである。広い動作領域でのモータ駆動を実現するためには低圧から高圧まで広い幅で発生する逆起電圧に打ち勝つ電圧をモータに印加する必要があるため、逆起電圧に応じて印加電圧を大きく変更できなくてはならないこととなる。一方、一般に昇圧コンバータにおいては低昇圧比の実現は容易である一方、高昇圧比の実現は困難であることが多いため、広範囲な駆動電圧を生成する上では、高昇圧比をいかに実現するかが問題となる。以下、これについて、図１４に示す周知のＤＣＤＣコンバータを用いて説明する。
【０００４】
図１４に示される昇圧ＤＣＤＣコンバータは、バッテリ１０に並列接続されたリアクトルＬおよびスイッチング素子ＳＷの直列接続体と、直列接続体の接続点から出力用コンデンサ１２へと進む方向を順方向とするダイオードＤとを備えて構成されている。このコンバータの昇圧動作は、次のようなものとなる。
【０００５】
まずスイッチング素子ＳＷをオン状態とすることで、リアクトルＬにエネルギを蓄える。ここで、リアクトルＬを流れる電流は、インダクタンスＬと入力電圧Ｖｉｎとを用いて、Ｖｉｎ／Ｌの速度で漸増する。その後、スイッチング素子ＳＷをオフ状態とすることで、リアクトルＬに蓄えられたエネルギがダイオードＤを介して出力用コンデンサ１２に出力される。この際、リアクトルＬを流れる電流は、出力電圧Ｖｏｕｔ等を用いて、｜Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ｜／Ｌの速度で漸減する。ここで、スイッチング素子ＳＷのオン・オフの一周期に対するオン時間の時比率Ｄを用い、スイッチング素子ＳＷの一周期におけるリアクトルＬの電流の漸増量と漸減量とが一致するとして「Ｄ・Ｖｉｎ／Ｌ＋｛（１−Ｄ）・（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ｝＝０」が成立する。そしてこれにより、出力電圧Ｖｏｕｔが「Ｖｉｎ／（１−Ｄ）」に定まる。
【０００６】
この場合、理論的には、時比率Ｄを大きくすることで、出力電圧Ｖｏｕｔをいくらでも大きくすることができるものの、実際には、出力電圧Ｖｏｕｔを大きくするほど効率が低下する。これは、時比率Ｄが大きくなるほど、リアクトルＬに蓄えられたエネルギの出力期間に対するスイッチング状態の切替期間の割合が大きくなるためである。このため、上記昇圧ＤＣＤＣコンバータを用いる場合、出力電圧を大きくすることには大きな制約がある。
【０００７】
そこで従来、たとえば下記特許文献１に見られるように、リアクトルに加えて、３つのコイルを有するトランスを追加することで、高昇圧比を実現するものも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−９５１４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ただし、上記従来技術には、小型・軽量化に関して次のような問題がある。
【００１０】
まず第１に、先の図１４に示した周知のコンバータに比べて、トランスが追加されるという問題である。一般に電力変換装置を構成する電子部品の体格・重量の大部分は、コンデンサやリアクトルのような受動部品が占める。したがって、受動部品であるトランスの追加は、必然的に無視できない体格増加を生み出し、小型・軽量化を阻む問題となる。
【００１１】
第２に、トランスの３つのコイルのうちの１つに大きなターン数が要求されることである。すなわち、たとえば時比率Ｄ＝０．５付近で先の図１４に示した周知のコンバータの２倍の昇圧比を得るためには、上記コイルのターン数を、他のコイルのターン数の２倍とする必要がある。これにより、トランスに周回されるターン線が増加し、トランスの磁心の体格増加になるのみならず、コイルの銅損が増加し電力変換効率が低下することから、トランスを放熱する強力な冷却器が必要となり、冷却器の体格増加にもつながりかねない。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、入力電圧の大きさを変換して出力電圧として出力する新たな電圧変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【００１４】
請求項１記載の発明は、入力電圧の大きさを変換して出力電圧として出力する電圧変換装置において、前記入力電圧が印加される端子および前記出力電圧が印加される端子のうちの一対の端子であって且つ、前記入力電圧、前記出力電圧、ならびに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧の３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧である第１電圧を一対の端子間の差圧とする一対の第１電圧印加用端子と、前記入力電圧が印加される端子および前記出力電圧が印加される端子のうちの一対の端子であって且つ、前記入力電圧、前記出力電圧、ならびに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧の３つの電圧のうちの前記第１電圧以外のいずれか一方の電圧である第２電圧を一対の端子間の差圧とする一対の第２電圧印加用端子と、互いに磁気結合されて且つ互いに直列接続された一対のコイルのうちの一方のコイルの両端に前記第１電圧印加用端子を介して前記第１電圧を印加するに際し、前記一対のコイルの接続点を介して前記一対のコイルの一方および他方間に電流が流れることを回避する分離手段と、前記一対のコイルの直列接続体の両端に前記第２電圧印加用端子を介して前記第２電圧を印加する結合手段とを備え、前記一方のコイルに第１電圧を印加する期間および前記一対のコイルに前記第２電圧を印加する期間の一対の期間について、そのいずれか一方の期間において前記一方のコイルを鎖交する直流磁束を増加させ、他方の期間において前記直流磁束を減少させるように設定し、前記一対のコイルを２組備えて且つ、それぞれの組についての前記一方のコイルを第１コイル、第２コイルとした場合、前記他方のコイルが、前記２組によって共有される第３コイルであり、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交して且つ磁心によって案内されたループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交して且つ磁心によって案内されたループ経路として、互いに相違するものが存在することを特徴とする。
【００１５】
上記直流磁束を増加させる期間にループ経路に蓄えられたエネルギは直流磁束を減少させる期間に外部に放出される。こうした現象を利用した電圧変換回路では、直流磁束の増加量と減少量とが等しいという関係に基づき、出力電圧の大きさが定まる。ここで、直流磁束の増加速度や減少速度は、第１電圧や第２電圧の絶対値に加えて、電圧が印加されるコイルのターン数に応じて変化する。上記発明では、この点に鑑み、分離手段と結合手段とを備えることで、直流磁束を増加させる期間の少なくとも一部の期間と減少させる期間の少なくとも一部の期間とで、上記直流磁束を変化させるために電圧が印加されるコイルのターン数を変化させる。これにより、直流磁束の増加速度や減少速度の調節の自由度を向上させることができ、ひいては出力電圧を調節するための自由度を向上させることができる。
【００１６】
さらに、上記発明では、一対のコイルを少なくとも２組備え、それら２組の他方のコイルを第３コイルとして共有化した。これにより、２組のコイルのそれぞれによって生じるリップルを互いに相殺するような設定も可能なことから、部品点数の増加を抑制しつつも、１組の場合と比較して電流のリップルを低減することを容易とすることなどができる。
【００１７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記一対のコイルに前記第２電圧が印加されることで前記一対のコイルに電流が流れる場合、前記一対のコイルのそれぞれによって誘起される磁束についての前記一対のコイルの双方を鎖交するループ経路における方向が互いに等しくなるように設定したことを特徴とする。
【００１８】
第２電圧を印加することで一対のコイルの双方に電流を流すに際し、上記方向が互いに逆となる場合、一対のコイルの両端に電圧を印加することによって生じるループ経路内の磁束変化は、一対のコイルよりもターン数を減少させた単一のコイルに第２電圧を印加した際に生じる磁束変化と同一となる。これは、第１電圧の印加時には一方のコイルを利用して、また、第２電圧の印加時には一対のコイルの合計ターン数よりも小さいターン数のコイルを利用して、それぞれ直流磁束を変化させるのと等価となる。このため、用途によっては、ターン数を稼ぐために多数の巻線が必要となるおそれがある。これに対し、上記発明では、第１電圧の印加時には一方のコイルによって、また、第２電圧の印加時には一対のコイルの合計のターン数を有したコイルを利用して、それぞれ直流磁束を変化させるため、余分にターン数を稼ぐ必要がなく、各コイル材料の消費量を低減しやすい。
【００１９】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記第１コイルに前記第１電圧を印加した場合に前記第１コイルに生じる磁束が前記第３コイルを鎖交する方向と、前記第２コイルに前記第１電圧を印加した場合に前記第２コイルに生じる磁束が前記第３コイルを鎖交する方向とが逆となるように設定したことを特徴とする。。
【００２０】
上記発明では、第１コイルおよび第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、第２コイルおよび第３コイルの双方を鎖交するループ経路とについて、これら双方を構成する磁心を一体とする場合等において、磁心を小型化することができる。
【００２１】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記結合手段によって前記第２コイルおよび前記第３コイルに前記第２電圧が印加されて且つ前記第１コイルに前記第１電圧が印加される状態と、前記結合手段によって前記第１コイルおよび前記第３コイルに前記第２電圧が印加されて且つ前記第２コイルに前記第１電圧が印加される状態とを有することを特徴とすることを特徴とする。
【００２２】
第１コイルに第１電圧が印加される際に、第２コイルおよび第３コイルに第２電圧が印加される場合、第１コイルに流れる電流は、第１コイルのターン数や第１電圧のみからは定まらず、第３コイルを流れる電流の影響を受ける。このためたとえば、第１コイルに第１電圧を印加することで第１コイルを鎖交する直流磁束が漸増する場合において、第３コイルに流れる電流によって誘起される磁束が第１コイルを鎖交する方向を直流磁束と逆方向とするなら、第１コイルに流れる電流を増加させ、ひいては入力エネルギの蓄積速度を増大させる設定も可能となる。またたとえば第１コイルおよび第３コイルに第２電圧を印加することで第１コイルを鎖交する直流磁束が漸増する場合、第３コイルに流れる電流によって誘起される磁束が第１コイルを鎖交する方向を直流磁束と同一方向とするなら、第１コイルに流れる電流を減少させ、ひいては入力エネルギの蓄積速度を減少させることが容易となる。
【００２３】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記分離手段および前記結合手段は、前記第１コイルおよび前記第３コイルの接続手段であって且つ前記第１コイルから前記第３コイルへの電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第１整流手段と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの接続手段であって且つ前記第２コイルから前記第３コイルへの電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第２整流手段と、前記第１整流手段の出力側から前記第２電圧印加用端子への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第３整流手段と、前記第２整流手段の出力側から前記第２電圧印加用端子への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第４整流手段と、前記第１コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第１コイル用開閉手段と、前記第２コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第２コイル用開閉手段と、を備えることを特徴とする。
【００２４】
請求項６記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記分離手段および前記結合手段は、前記第１コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第１開閉手段と、前記第２コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第２開閉手段と、前記第３コイルの一方の端部および前記第２電圧印加用端子の間を開閉する第３開閉手段と、前記第３コイルの他方の端部および前記第２電圧印加用端子間を開閉する第４開閉手段と、前記第１コイル経由で前記第１電圧印加用端子のうち低電位側から高電位側へと電流が流れることを許容して且つ逆方向に流れることを阻止する第１コイル用整流手段と、前記第２コイル経由で前記第１電圧印加用端子のうち低電位側から高電位側へと電流が流れることを許容して且つ逆方向に流れることを阻止する第２コイル用整流手段と、を備えることを特徴とする。
【００２５】
請求項７記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記分離手段および前記結合手段は、前記第１コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第１開閉手段と、前記第２コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第２開閉手段と、前記第３コイルの一方の端部および前記第２電圧印加用端子の間を開閉する第３開閉手段と、前記第３コイルの他方の端部および前記第２電圧印加用端子間を開閉する第４開閉手段と、前記第１コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第１コイル用開閉手段と、前記第２コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第２コイル用開閉手段と、を備えることを特徴とする。
【００２６】
請求項８記載の発明は、請求項３〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路とのそれぞれは、磁心を備えて構成されて且つ、他の部分と比較して透磁率の低い箇所を備えることを特徴とする。
【００２７】
直流磁束を増加させることでエネルギを蓄えて且つ、直流磁束を減少させることでエネルギを放出する磁心には、大きなエネルギを蓄えることが要求されることから、磁気飽和を生じやすい。上記発明では、この点に鑑み、透磁率の低い箇所を備えた。
【００２８】
請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第３コイルを鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルを鎖交するループ経路を構成する磁心とが一体的に形成され、前記透磁率の低い部分は、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路との共通部分以外の部分に構成されていることを特徴とする。
【００２９】
たとえば、第１コイルを鎖交する直流磁束が増加する際にこの磁束が第３コイルを鎖交する方向と、第２コイルを鎖交する直流磁束が増加する際にこの磁束が第３コイルを鎖交する方向とが逆に設定されている場合等には、上記共通部分において磁束は相殺されるため、ここに透磁率が低い部分を設けたとしても、蓄えることのできるエネルギを大きくすることが困難である。上記発明では、こうした点に鑑み、上記設定とした。
【００３０】
請求項１０記載の発明は、請求項３〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第２コイルのターン数が互いに等しく設定されており、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路とについて、それらの磁気抵抗を同一としたことを特徴とする。
【００３１】
上記発明では、第１コイルを鎖交する直流磁束と第２コイルを鎖交する直流磁束との対称性の実現や、第１コイルを流れる電流と第２コイルを流れる電流との対称性の実現が容易となる。
【００３２】
請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記第１コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間とを同一として且つ、前記第１コイルへの前記第２電圧印加用端子による前記第２電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第２電圧印加用端子による前記第２電圧の印加期間とを同一としたことを特徴とする。
【００３３】
上記発明では、第１コイルおよび第２コイルのそれぞれに流れる電流を同一のものとすることができる。また、第１コイルを鎖交する直流磁束が増加する際にこの磁束が第３コイルを鎖交する方向と、第２コイルを鎖交する直流磁束が増加する際にこの磁束が第３コイルを鎖交する方向とが逆に設定されている場合等には、第３コイルを鎖交する磁束を交流磁束とすることができるため、磁心のこの部分を小型化することも可能となる。
【００３４】
請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の発明において、第１コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間との位相をπだけずらすことを特徴とする。
【００３５】
上記発明では、第１コイルを鎖交する直流磁束および第２コイルを鎖交する直流磁束のそれぞれの変化速度の絶対値を極力低減でき、ひいては磁心による電力損失を低減することができる。また、上記発明では、第１コイルの磁束と第２コイルの磁束との合成磁束の変化を極力低減することができるため、電流のリプルを低減することも可能となる。
【００３６】
請求項１３記載の発明は、請求項３〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心とが一体的に形成されていることを特徴とする。
【００３７】
上記発明では、上記一対のループ経路を構成する磁心を一体的に形成することで、磁気部品の小型化を図ることができる。
【００３８】
請求項１４記載の発明は、請求項１３記載の発明において、前記磁心は、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを鎖交しないループ経路であって且つ、一対のコイルを鎖交するループ経路をさらに備え、該一対のコイルは、それらを鎖交する前記ループ経路上における方向および大きさが互いに等しい磁束を誘起することを特徴とする。
【００３９】
上記発明では、電圧変換処理用のコイルの磁心と、それ以外の別の処理を行う一対のコイルの磁心とを一体的に形成することで、磁気部品の小型化を図ることができる。
【００４０】
請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の発明において、前記磁心は、コイルを鎖交しないループ経路であって且つ、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを挟むループ経路を構成することを特徴とする。
【００４１】
上記発明では、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを挟むループ経路に、磁気シールドの機能を持たせることができる。
【００４２】
請求項１６記載の発明は、請求項３〜８，１０〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心とが、各別の磁心であることを特徴とする。
【００４３】
上記発明では、一対の磁心をトロイダルコア等によって構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるスイッチング制御を示すタイムチャート。
【図３】同実施形態にかかる昇圧動作を示す回路図。
【図４】第２の実施形態にかかるコンバータを示す回路図。
【図５】第３の実施形態にかかるコンバータを示す回路図。
【図６】第４の実施形態にかかるコンバータを示す回路図。
【図７】第５の実施形態にかかるコンバータを示す回路図。
【図８】同実施形態にかかるスイッチング制御を示すタイムチャート。
【図９】第６の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１０】同実施形態にかかるスイッチング制御を示すタイムチャート。
【図１１】第７の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１２】上記実施形態にかかる変形例を説明するための図。
【図１３】上記各実施形態の変形例にかかるコンバータを示す回路図。
【図１４】従来のコンバータを示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換装置を車載高電圧バッテリの電圧を変換する電力変換装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００４６】
図示される高電圧バッテリ１０は、車載主機に電力を供給するものであり、たとえば端子電圧が１００Ｖ以上となるものである。非絶縁型のコンバータＣＮＶは、高電圧バッテリ１０の端子電圧（入力電圧Ｖｉｎ）を変換して出力用コンデンサ１２の端子電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）として出力するものである。なお、コンバータＣＮＶの実際の入力電圧は、高電圧バッテリ１０に並列接続された平滑コンデンサ１４の端子電圧となる。ここで平滑コンデンサ１４は、高電圧バッテリ１０からコンバータＣＮＶまでの配線が長い場合等において、入力電圧の変動を抑制するための手段である。なお、図中、接地の記号は、車体ボディとは絶縁された高電圧システム系の基準電位であってもよい。
【００４７】
本実施形態にかかるコンバータＣＮＶは、平滑コンデンサ１４（高電圧バッテリ１０）の正極側および負極側（接地側）の一対の端子を入力電圧が印加される入力端子としており、出力用コンデンサ１２の正極側および負極側（接地側）の一対の端子を出力電圧が印加される出力端子としている。以下、コンバータＣＮＶの構成について詳述する。
【００４８】
平滑コンデンサ１４の正極側には、一対のコイルＷ１，Ｗ２が接続されており、コイルＷ１およびコイルＷ２のそれぞれは、スイッチング素子Ｓａおよびスイッチング素子Ｓｂのそれぞれを介して接地されている（負極側の入力端子および出力端子に接続されている）。また、コイルＷ１およびコイルＷ２のそれぞれは、ダイオードＤ１，Ｄ３およびダイオードＤ２，Ｄ４のそれぞれを介して出力用コンデンサ１２の正極側に接続されている。また、コイルＷ１は、ダイオードＤ１を介してコイルＷ３の一方の端子に接続されており、コイルＷ２は、ダイオードＤ２を介してコイルＷ３の他方の端子に接続されている。
【００４９】
コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３には、磁心（コア２０）が鎖交している。コア２０は、互いに平行な３本の磁心（足２１，２２，２３）と、これらの両端部にそれぞれ接続される接続部２４，２５とを備えるＥＥコアである。詳しくは、接続部２４のうち足２２よりも図中左側の部分がコイルＷ１を鎖交し、右側の部分がコイルＷ２を鎖交しており、コイルＷ３には、コア２０の足２２が鎖交している。
【００５０】
上記コア２０の足２１，２３のそれぞれには、コア２０よりも透磁率が低い低透磁率部材Ｌμが挟み込まれている。ここで、低透磁率部材Ｌμは、たとえば樹脂やプラスチックで形成すればよい。一方、上記足２１，２３は、互いに同一形状、同一寸法であり、各足２１，２３の低透磁率部材Ｌμも同一形状、同一寸法である。これは、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路と、コイルＷ２およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路との磁気抵抗を等しくするための設定である。また、コイルＷ１の巻数（ターン数Ｎ１）とコイルＷ２のターン数Ｎ２とを、互いに同一（ターン数Ｎ）としている。なお、ターン数とは、コイルの鎖交磁束をコイル内の磁束で割った値である。
【００５１】
制御装置３０は、操作信号ｍｓａ，ｍｓｂのそれぞれをスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂのそれぞれに出力することで、これらスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを操作し、昇圧処理を行う。図２に、本実施形態にかかるスイッチング制御を示す。
【００５２】
詳しくは、図２（ａ１）および図２（ａ２）は、操作信号ｍｓａの推移を示し、図２（ｂ１）および図２（ｂ２）は、操作信号ｍｓｂの推移を示す。また、図２（ａ１）および図２（ｂ１）は、各スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂが１度ずつオン操作される周期Ｔに対する各スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂがオンとなる時間の比率（時比率Ｄ）を「０．５」以下とする場合であり、図２（ａ２）および図２（ｂ２）は、時比率Ｄを「０．５」よりも大きくする場合である。ちなみに、本実施形態では、スイッチング素子Ｓａとスイッチング素子Ｓｂとで時比率Ｄを互いに等しく設定している。また、本実施形態では、スイッチング素子Ｓａとスイッチング素子Ｓｂとを交互にオン操作することで、昇圧処理を行う。
【００５３】
以下、図３を参照しつつ、時比率Ｄが０．５以下である場合における時比率Ｄと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を導く。なお、図３において、磁束φ１，φ２，φ３は、図に示す方向を正と定義している。このため、下記の式（ｃ１）が成立する。
【００５４】
φ１＝φ２＋φ３ …（ｃ１）
図３（ａ）は、スイッチング素子Ｓａがオン且つスイッチング素子Ｓｂがオフとなる状態を示す。この場合、コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎが印加されることで、図中、破線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ１およびスイッチング素子Ｓａの経路で電流が流れる。これにより、コイルＷ１を鎖交する磁束φ１は、入力電圧Ｖｉｎに比例しコイルＷ１のターン数Ｎ１に反比例しつつ漸増する。
【００５５】
磁束φ１が漸増すると、コイルＷ３を鎖交する磁束φ３についても漸増する。これにより、レンツの規則により、コイルＷ３には、この磁束φ３の増加を妨げる向きに電流を流そうとする起電力が生じる。このため、ダイオードＤ２，Ｄ３がオン状態となり、図中、一点鎖線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ２、ダイオードＤ２、コイルＷ３、ダイオードＤ３、および正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）の経路で電流が流れる。なお、この際、コイルＷ２に流れる電流によって生じる磁束とコイルＷ３に流れる電流によって生じる磁束とは、コイルＷ２およびコイルＷ３を鎖交するループ経路（足２２，２３および、接続部２４，２５のうち足２２，２３間に対応する部分を備えて構成される経路）において同一方向となるように設定されている。なお、ここでいう「コイルＷ３に流れる電流によって生じる磁束」とは、図示される磁束φ３とは逆向きの磁束のことである。
【００５６】
ここで、上述したようにコイルＷ１，Ｗ２のターン数Ｎ１，Ｎ２が共通のターン数Ｎであることに鑑み、また、コイルＷ３のターン数Ｎ３を用いると、以下の式が成立する。
【００５７】
Ｎｄφ１／ｄｔ＝Ｖｉｎ …（ｃ２）
−Ｎ３ｄφ３／ｄｔ＋Ｎｄφ２／ｄｔ＝−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ …（ｃ３）
上記の式（ｃ１）〜（ｃ３）により、以下の式が得られる。
【００５８】
ｄφ１／ｄｔ＝Ｖｉｎ／Ｎ …（ｃ４）
ｄφ２／ｄｔ＝｛−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３）｝＋Ｖｉｎ／Ｎ …（ｃ５）
ｄφ３／ｄｔ＝Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３） …（ｃ６）
図３（ｂ）は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの双方がオフとなる状態を示す。この場合、対称性より、コイルＷ３に電流は流れない。そして、コイルＷ１には、図中、破線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ１、ダイオードＤ１、ダイオードＤ３、および正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）の経路で電流が流れる。また、コイルＷ２には、図中、一点鎖線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ２、ダイオードＤ２、ダイオードＤ４、および正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）の経路で電流が流れる。
【００５９】
この場合、以下の式が成立する。
【００６０】
ｄφ１／ｄｔ＝ｄφ２／ｄｔ＝（−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ）／Ｎ …（ｃ７）
ｄφ３／ｄｔ＝０ …（ｃ８）
図３（ｃ）は、スイッチング素子Ｓｂがオン且つスイッチング素子Ｓａがオフとなる状態を示す。この場合、コイルＷ２に入力電圧Ｖｉｎが印加されることで、図中、一点鎖線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ２およびスイッチング素子Ｓｂの経路で電流が流れる。これにより、コイルＷ２を鎖交する磁束φ２は、入力電圧Ｖｉｎに比例しコイルＷ２のターン数Ｎ２に反比例しつつ漸増する。
【００６１】
磁束φ２が漸増すると、コイルＷ３を鎖交する磁束φ３は漸減する。これにより、レンツの規則により、コイルＷ３には、この磁束φ３の減少を妨げる向きに電流を流そうとする起電力が生じる。このため、ダイオードＤ１，Ｄ４がオン状態となり、図中、破線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ１、ダイオードＤ１、コイルＷ３、ダイオードＤ４、および正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）の経路で電流が流れる。なお、この際、コイルＷ１に流れる電流によって生じる磁束とコイルＷ３に流れる電流によって生じる磁束とは、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路において同一方向となるように設定されている。なお、ここでいう「コイルＷ３に流れる電流によって生じる磁束」とは、図示される磁束φ３と同じ向きの磁束のことである。
【００６２】
ここで、上述したようにコイルＷ１，Ｗ２のターン数Ｎ１，Ｎ２が共通のターン数Ｎであることに鑑み、また、コイルＷ３のターン数Ｎ３を用いると、以下の式が成立する。
【００６３】
Ｎｄφ２／ｄｔ＝Ｖｉｎ …（ｃ９）
Ｎ３ｄφ３／ｄｔ＋Ｎｄφ１／ｄｔ＝−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ …（ｃ１０）
上記の式（ｃ１）、（ｃ９）、（ｃ１０）により、以下の式が得られる。
【００６４】
ｄφ１／ｄｔ＝｛−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３）｝＋Ｖｉｎ／Ｎ …（ｃ１１）
ｄφ２／ｄｔ＝Ｖｉｎ／Ｎ …（ｃ１２）
ｄφ３／ｄｔ＝−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３） …（ｃ１３）
ここで、エネルギ保存則より、周期ＴにおいてコイルＷ１を鎖交する直流磁束に蓄えられるエネルギと直流磁束から放出されるエネルギとが等しくなることに鑑みれば、周期Ｔの間で磁束φ１の変動量がゼロとなることから、以下の式が成立する。
【００６５】
ＤＶｉｎ／Ｎ
＋Ｄ［｛−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３）｝＋Ｖｉｎ／Ｎ］
＋（１−２Ｄ）（−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ）／Ｎ
＝０ …（ｃ１４）
以上より、「Ｎ３／Ｎ＝ｎ」として以下の式が導かれる。
【００６６】
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝１＋［Ｄ（１＋２ｎ）／｛（１＋ｎ）−Ｄ（１＋２ｎ）｝］
…（ｃ１５）
次に、時比率Ｄが０．５よりも大きい場合について、時比率Ｄと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を導出する。
【００６７】
スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの双方ともオン状態となる場合、コイルＷ１を流れる電流の経路は、図３（ａ）に示したものとなり、コイルＷ２を流れる電流の経路は、図３（ｃ）に示したものとなることから、上記の式（ｃ２）、（ｃ１２）が成立する。ちなみに、この場合、コイルＷ３に電圧が印加されないため、「ｄφ３／ｄｔ＝０」である。
【００６８】
以上より、周期Ｔの間で磁束φ１の変動量がゼロとなることに鑑みれば、以下の式が成立する。
【００６９】
ＤＶｉｎ／Ｎ＋（１−Ｄ）［｛−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３）｝＋Ｖｉｎ／Ｎ］＝０
…（ｃ１７）
したがって、以下の式が成立する。
【００７０】
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝（１＋ｎ）／（１−Ｄ） …（ｃ１８）
上記（ｃ１５）、（ｃ１８）に示す昇圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）は、先の図１４に示した周知の昇圧チョッパ回路の昇圧比よりも大きくなっている。これは、コイルＷ３を利用することで、コイルＷ１，Ｗ２を鎖交する直流磁束を漸増させる期間において漸増させるために利用されるコイルのターン数と、同直流磁束を漸減させる期間の少なくとも一部の期間において漸減させるために利用されるコイルのターン数とを相違させることで実現したものである。以下、これについて、コイルＷ１を鎖交する直流磁束（磁束φ１）を例にとって説明する。
【００７１】
磁束φ１を漸増させる期間は、図３（ａ）に示した期間であり、この期間において、磁束φ１を漸増させるために利用されるコイルのターン数は、上記の式（ｃ２）に示したように、コイルＷ１のターン数Ｎに等しい。これに対し、コイル磁束φ１を漸減させる期間である図３（ｂ）に示す期間と図３（ｃ）に示す期間のうち、図３（ｃ）に示す期間においては、上記の式（ｃ１１）からわかるように、磁束φ１を漸減させるために利用されるコイルのターン数が、コイルＷ１のターン数Ｎとは一致しない。このターン数は、仮に磁束φ１を漸減させるために利用される単一のコイルに「Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ」の電圧が印加されると想定した場合の値として定義すると、ターン数Ｎよりも大きい値となっている。これは、コイルＷ１、Ｗ３に電流が流れる際に生じる磁束の方向を、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路において同一に定めた結果である。
【００７２】
上記のように、先の図３（ｃ）に示した状態において直流磁束を漸減させるのに利用されるコイルの仮想的なターン数が大きくなることで、磁束φ１を漸減させる全期間が先の図３（ｂ）に示した状態となる場合と比較して、磁束φ１の平均減少速度は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差圧が同一なら小さくなる。ただし、磁束φ１の漸増量については、図３（ｃ）の状態の有無に関わらず時比率Ｄによって定まる値に固定されるため、周期Ｔにおける磁束φ１の漸増量と漸減量とが同一となるとの要請から、図３（ｃ）の状態がある場合にはない場合と比較して上記差圧の絶対値が拡大する。これが、昇圧比が大きくなる理由である。
【００７３】
ちなみに、上記の式（ｃ５），（ｃ１１）に示されるように、本実施形態において磁束φ１、φ２を漸減すべく「−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ」の電圧が印加される単一のコイルを想定できないのは、コイルＷ３を、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路と、コイルＷ２およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路とで共有したためである。
【００７４】
しかも、本実施形態では、平滑コンデンサ１４からコンバータＣＮＶに入力される電流のリプルを低減することができる。これは次の理由による。
【００７５】
コイルＷ１〜Ｗ３のそれぞれに流れる電流をＩ１〜Ｉ３とし、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路と、コイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路とのそれぞれにおいてアンペールの法則を適用すると、以下の式が成立する。
【００７６】
Ｎ・Ｉ１−Ｎ３・Ｉ３＝Ｒ１・φ１＋Ｒ３・φ３ …（ｃ１９）
Ｎ・Ｉ２＋Ｎ３・Ｉ３＝Ｒ２・φ２−Ｒ３・φ３ …（ｃ２０）
ここで、磁気抵抗Ｒ１は、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交する経路のうちコイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路との共通部分が除かれた部分の磁気抵抗であり、磁気抵抗Ｒ２は、コイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交する経路のうち上記共通部分を除いた部分の磁気抵抗である。また、磁気抵抗Ｒ３は、上記共通部分の磁気抵抗である。
【００７７】
上記の式（ｃ１９）、（ｃ２０）から、以下の式（ｃ２１）が成立する。
【００７８】
Ｉｉｎ＝Ｉ１＋Ｉ２＝（Ｒ１・φ１＋Ｒ２・φ２）／Ｎ …（ｃ２１）
上記の式（ｃ２１）により、磁束φ１，φ２が連続量であることに鑑みれば、入力電流Ｉｉｎは、連続量であることがわかる。特に、本実施形態のように、スイッチング素子Ｓａをオンとする期間とスイッチング素子Ｓｂをオンとする期間との位相がπだけずれる設定の場合、磁束φ１の漸増期間と磁束φ２の漸増期間とを極力離間させることができ、入力電流Ｉｉｎのリプルを抑制することができる。さらに、本実施形態では、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交する経路の磁気抵抗とコイルＷ２、Ｗ３の双方を鎖交するループ経路の磁気抵抗とを同一としたため、磁束φ１の変化と磁束φ２の変化とが極力相殺するようになることから、入力電流Ｉｉｎのリプルをよりいっそう低減することができる。
【００７９】
また、上記の式（ｃ６），（ｃ１３）によれば、先の図３（ａ）に示した状態と図３（ｃ）に示した状態とで磁束φ３の変化速度の絶対値が同一且つ符号が逆であり、また、上記の式（ｃ８）によれば、先の図３（ｂ）に示した状態において磁束φ３が変化しない。このため、先の図３（ａ）に示した状態と先の図３（ｂ）に示した状態との継続時間を互いに等しくする本実施形態によれば、コイルＷ１，Ｗ２のターン数を等しくする設定との協働で、磁束φ３の直流成分をゼロとすることができる。そしてこれにより、足２２が直流偏磁しないため、足２２を小型化することが可能となる。
【００８０】
さらに、本実施形態では、上述したようにスイッチング素子Ｓａがオンとなる位相とスイッチング素子Ｓｂがオンとなる位相とを互いにπだけずらしており、これにより、損失を極力抑制することができる。すなわち、上記の式（ｃ２），（ｃ７），（ｃ１１）等に鑑みれば、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの双方がオンとなる状態や双方がオフとなる状態における磁束φ１，φ２の変化速度の絶対値は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂのいずれか一方のみがオンとなる状態におけるオンに対応する側の磁束の変化速度の絶対値よりも大きい。そして、コア２０における損失が大きくは磁束の変化速度の２乗に比例することに鑑みれば、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの双方のオン期間や双方のオフ期間を極力短縮することが上記損失低減の上では望ましいため、上記位相の設定は、上記損失を低減する上では最適なものとなる。
【００８１】
以下、上記本実施形態における代表的な効果を列挙する。
【００８２】
（１）コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれを鎖交する直流磁束を、コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれによって漸増させた後、コイルＷ１およびコイルＷ３、コイルＷ２およびコイルＷ３の協働で漸減させた。これにより、直流磁束の増加速度や減少速度の調節の自由度を向上させることができ、ひいては出力電圧を調節するための自由度が向上する。
【００８３】
（２）コイルＷ１，Ｗ３（コイルＷ２，Ｗ３）の一方から他方へと電流を流すに際し、コイルＷ１，Ｗ３（コイルＷ２，Ｗ３）のそれぞれによって誘起される磁束についてのそれら一対のコイルＷ１，Ｗ３（コイルＷ２，Ｗ３）を鎖交するループ経路における方向が互いに等しくなるようにした。これにより、昇圧比を向上させることができる。
【００８４】
（３）コイルＷ１，Ｗ３とコイルＷ２，Ｗ３との２組を用いて昇圧処理を行った。これにより、コイルＷ１，Ｗ３のみを用いる場合と比較して、コンバータＣＮＶの入力電流のリプルを低減することが容易となる。また、コイルＷ１のみを用いてコイルＷ１を鎖交する直流磁束を漸増させるに際して、コイルＷ３が、流通規制要素（スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂ、ダイオードＤ１〜Ｄ４）の要求耐圧を上昇させるような電圧を印加することを回避することができる。
【００８５】
（４）コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎを印加した場合にコイルＷ１に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向と、コイルＷ２に入力電圧Ｖｉｎを印加した場合にコイルＷ２に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向とが逆となるように設定した。これにより、コイルＷ１とコイルＷ２とでコア２０を共有するに際し、コア２０を小型化することが容易となる。
【００８６】
（５）低透磁率部材Ｌμを、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路とコイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路との共通部分以外の部分に設けた。これにより、コイルＷ３に誘起される電圧の極性設定を上記としたこととの協働で、コア２０に蓄えることが可能なエネルギを大きくしつつもコア２０を好適に小型化することができる。すなわち、コア２０に蓄えられるエネルギ密度は、磁束密度Ｂと透磁率μとを用いてＢ・Ｂ／（２・μ）となる。このため、コア２０の透磁率よりも低透磁率部材Ｌμの透磁率を十分に小さくすることで、低透磁率部材Ｌμにエネルギが集中する。ここで、低透磁率部材Ｌμを上記共通部分に設ける場合には、磁束φ３が磁束φ１と磁束φ２とによって相殺されたものであることから、低透磁率部材Ｌμに蓄えられるエネルギは小さくなる。このため、コア２０に蓄えられるエネルギを大きくする上では、上記共通部分以外の部分の体格を大きくすることが要求されることとなる。
【００８７】
（６）先の図３（ａ）に示した状態において、コイルＷ１のみを用いてコイルＷ１を鎖交する直流磁束を漸増させるに際して、この磁束の増加を打ち消す側の電流がコイルＷ３に流れることで、この間にコイルＷ１に流れる電流を、コイルＷ１のみを用いる場合と比較して大きくできる。すなわち、コイルＷ１の直流磁束を漸増させる期間においては、以下の式が成立する。
【００８８】
Ｒ１・φ１＋Ｒ３・φ３＝Ｎ１・Ｉ１−Ｎ３・Ｉ３
ここで、φ１、φ３は、コイルＷ１，Ｗ３のそれぞれに印加される電圧およびターン数によって定まるものであるため、左辺は、印加電圧とターン数のみに依存する。一方、コイルＷ１のみを用いる場合には、以下の式が成立する。
【００８９】
（Ｒ１＋Ｒ３）・φ１＝Ｎ１・Ｉ１
ここで、本実施形態にかかる「Ｎ１・Ｉ１」からコイルＷ１のみを用いた場合のそれを減算した値は、「Ｒ３・（φ３−φ１）＋Ｎ３・Ｉ３」である。ここで、本実施形態では、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路とコイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路との共通部分以外の部分に低透磁率部材Ｌμを設けることで共通部分の磁気抵抗Ｒ３を小さくすることができ、ひいては「Ｒ３・（φ３−φ１）」を、「Ｎ３・Ｉ３」と比較して小さくすることができる。このため、上記の式の電流の符号が磁束φ１の方向を正とした際のアンペールの法則によるものであることに注意すると、電流Ｉ３＞０であることから、「Ｒ３・（φ３−φ１）＋Ｎ３・Ｉ３＞０」となる。したがって、コイルＷ１のみを用いた場合と比較して、入力エネルギ「Ｖｉｎ・Ｉ１」を増大させることができ、ひいては昇圧比を大きくすることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９０】
図４に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図４において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９１】
図示されるように、本実施形態では、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路を構成するコア２０ａと、コイルＷ２およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路を構成するコア２０ｂとが各別の部材とされる。特に本実施形態では、コア２０ａ，２０ｂとして、トロイダルコアを採用している。この場合、コア２０ａ，２０ｂが円環状であることにより、発熱が起こりやすい角部が存在しないため、コンバータＣＮＶの放熱性を向上させることができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９２】
図５に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９３】
図示されるように、本実施形態では、出力用コンデンサ１２に出力される電流を平滑化するための平滑用インダクタ（コイルＷ４，Ｗ５）を備え、これを鎖交する磁心と、コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３を鎖交する磁心とを、一体形成した。これは、コア２０に、コイルＷ４，Ｗ５のそれぞれを鎖交する足２６，２７を追加することで行うことができる。
【００９４】
ここで、コイルＷ４，Ｗ５によって生じる磁束とコイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３の磁束とが干渉しないためには、第１に、コイルＷ４，Ｗ５の双方を鎖交するループ経路におけるコイルＷ４によって生じる磁束の方向および大きさとコイルＷ５によって生じる磁束の方向および大きさとを同一とすることが必要である。第２に、コイルＷ４，Ｗ５の双方を鎖交するループ経路とコイルＷ１，Ｗ２の双方を鎖交するループ経路との共通領域に、低透磁率部材Ｌμを設けないことが必要である。上記第１の条件は、コイルＷ４，Ｗ５のターン数を互いに等しくするとともに、コイルＷ４，Ｗ５の巻き方によって実現されている。ここでは、コイルＷ４，Ｗ５に印加される電圧の絶対値が互いに等しいことを利用している。また、第２の条件は、低透磁率部材Ｌμを、足２１，２３，２６，２７に設けることで実現されている。
【００９５】
特に、本実施形態では、コイルＷ４，Ｗ５に電流が流れることで生じる磁束の方向と、コイルＷ１、Ｗ２に電圧が印加されることで生じる磁束の方向とが、コイルＷ１，Ｗ２の双方を鎖交するループ経路上で逆方向となるように設定している。これにより、接続部２４，２５の磁束を低減することできるため、コア２０を小型化することができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９６】
図６に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９７】
本実施形態では、コイルＷ１を鎖交する足２１とコイルＷ２を鎖交する足２３との双方によってコイルＷ３が鎖交されるようにして且つ、コイルを鎖交しない足２８，２９をさらに備えた。ここで、足２８，２９は、コイルＷ３を鎖交するループ経路を構成する要素である。こうした構成によればコイルＷ１〜Ｗ３が足２８，２９によって挟まれることとなり、足２８，２９を、コイルＷ１〜Ｗ３等からの電磁ノイズをシールドする電磁シールドとして用いることができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９８】
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９９】
本実施形態にかかるコンバータＣＮＶは、高電圧バッテリ１０の端子電圧（入力電圧Ｖｉｎ）を降圧して出力電圧Ｖｏｕｔとして出力するものである。これは、上記ダイオードＤ１〜Ｄ４にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を並列接続して且つ、上記スイッチング素子Ｓａ，ＳｂをダイオードＤａ，Ｄｂとすることで実現することができる。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４として、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを想定している。このため、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、トランジスタのボディダイオードであってもよい。
【０１００】
一方、制御装置３０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれに、操作信号ｍｓ１〜ｍｓ４を出力することで、降圧処理を行う。図８に、本実施形態にかかる降圧処理のためのスイッチング操作手法を示す。詳しくは、図８（ａ１）および図８（ａ２）は、操作信号ｍｓ１の推移を示し、図８（ｂ１）および図８（ｂ２）は、操作信号ｍｓ２の推移を示し、図８（ｃ１）および図８（ｃ２）は、操作信号ｍｓ３の推移を示し、図８（ｄ１）および図８（ｄ２）は、操作信号ｍｓ４の推移を示す。なお、図８（ａ１）〜図８（ｄ１）は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフの周期Ｔに対するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ｓ２，Ｓ３）のオン時間の時比率Ｄが「０．５」以下である場合を示し、図８（ａ２）〜図８（ｄ２）は、時比率Ｄが「０．５」よりも大きい場合を示す。
【０１０１】
ここで、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンとなる期間には、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）からコイルＷ３，Ｗ１を介して正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）に電流が流れる。この期間は、コイルＷ１を鎖交する直流磁束が漸増することでエネルギを蓄える期間である。
【０１０２】
これに対し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンとなる期間や、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が全てオフまたはオンとなる期間には、負極側の入力（出力）端子からダイオードＤａおよびコイルＷ１を介して正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）に電流が流れる。この期間は、コイルＷ１を鎖交する直流磁束が漸減することでエネルギを放出する期間である。
【０１０３】
ここで、エネルギ保存則により、周期Ｔにおける上記直流磁束の増加量と減少量とが等しいことに鑑みれば、出力電圧Ｖｏｕｔが定まる。特に、本実施形態では、エネルギを蓄える際に、コイルＷ１に加えてコイルＷ３を利用する。このため、磁束φ１の増加速度がコイルＷ１のみを用いた場合よりも小さくなる。したがって、コイルＷ１のみを用いて磁束φ１を増減させる場合と比較して、出力電圧Ｖｏｕｔが小さくなる。
【０１０４】
実際、本実施形態では、Ｄ＝０．５以下の場合、下記の式（ｃ２２）が成立し、Ｄ＞０．５の場合、下記の式（ｃ２３）が成立する。
【０１０５】
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝Ｄ／（１＋ｎ） …（ｃ２２）
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝Ｄ−［（１−Ｄ）・ｎ／（１＋ｎ）］ …（ｃ２３）
これらは、周知の降圧チョッパ回路の降圧比Ｄと比較して小さくなっている。さらに、本実施形態では、直流磁束（磁束φ１）を漸増させる期間において以下の式が成立し、入力エネルギを低減することができることも、降圧比をいっそう下げることに寄与している。
【０１０６】
Ｒ１・φ１＋Ｒ３・φ３＝Ｎ１・Ｉ１＋Ｎ３・Ｉ３
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１０７】
図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【０１０８】
本実施形態にかかるコンバータＣＮＶは、入力電圧Ｖｉｎを昇圧する機能と、出力電圧Ｖｏｕｔを降圧する機能との双方を兼ね備えている。これは、第１の実施形態（図１）の構成と、第５の実施形態（図７）の構成とを併せることで実現することができる。すなわち、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ１〜Ｓ４と、ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄ１〜Ｄ４とを備えることで実現することができる。
【０１０９】
一方、制御装置３０は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれに、操作信号ｍｓａ，ｍｓｂ，ｍｓ１〜ｍｓ４を出力することで、昇圧処理や降圧処理を行う。ここで、昇圧処理を行う場合、先の第１の実施形態の要領でスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを操作すればよく、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４についてはこれをオフ状態としこれに逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４が利用される。一方、降圧処理を行う場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を操作し、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂについてはオフ状態としこれに逆並列接続されたダイオードＤａ，Ｄｂが利用される。
【０１１０】
図１０に、降圧処理に際してのスイッチング操作を示す。図１０（ａ）は、操作信号ｍｓ１の推移を示し、図１０（ｂ）は、操作信号ｍｓ２の推移を示し、図１０（ｃ）は、操作信号ｍｓ３の推移を示し、図１０（ｄ）は、操作信号ｍｓ４の推移を示す。なお、図１０に示すスイッチング操作は、「Ｄ＜０．５」において利用可能なものであるため、本実施形態では「Ｄ＜０．５」に制限することを想定している。また、本実施形態でも、リプル電流を最大限抑制すべく、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンする期間とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオンする期間との位相をπだけずらす設定を行っている。これは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンとする期間を「０．５×Ｔ」とすることで実現することができる。
【０１１１】
図示されるように、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ４をオン状態とすることでエネルギを蓄えた後、スイッチング素子Ｓ１をオフとするとともに、スイッチング素子Ｓ３をオンとする。その後、スイッチング素子Ｓ４をオフするとともにスイッチング素子Ｓ２およびスイッチング素子Ｓ３をオン状態とすることでエネルギを蓄えた後、スイッチング素子Ｓ３をオフとするとともにスイッチング素子Ｓ１をオンとする。なお、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンとなる期間や、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンとなる期間は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフとなる期間と、磁束の変化は同じである。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１１２】
図１１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【０１１３】
本実施形態にかかるコンバータＣＮＶは、入力電圧Ｖｉｎに対して出力電圧の極性が反転するものである。これは、上記第６の実施形態（図９）の構成において、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの一端を接地する代わりに、高電圧バッテリ１０の負極側に接続することで実現する。
【０１１４】
一方、制御装置３０は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれに、操作信号ｍｓａ，ｍｓｂ，ｍｓ１〜ｍｓ４を出力することで、昇圧処理や降圧処理を行う。ここで、入力電圧Ｖｉｎの絶対値を大きくして出力電圧Ｖｏｕｔとする昇圧処理を行う場合、先の第１の実施形態の要領でスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを操作すればよく、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４についてはこれをオフ状態としこれに逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４が利用される。一方、出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値を小さくして入力電圧Ｖｉｎとする降圧処理を行う場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を操作し、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂについてはオフ状態としこれに逆並列接続されたダイオードＤａ，Ｄｂが利用される。この際のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の操作は、先の図１０に示したものと同様とすればよい。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１１５】
「コイルＷ３の鎖交磁束の方向について」
たとえば、上記第１の実施形態について、コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合にコイルＷ１に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向と、コイルＷ２に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合にコイルＷ２に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向とを同一としてもよい。ここで、たとえばコイルＷ１の巻き方を変更してこうした設定を実現する場合、ダイオードＤ１のカソード側をダイオードＤ２のカソード側に接続すればよい。
【０１１６】
「第１〜第４整流手段、第１コイル用整流手段、第２コイル用整流手段について」
ダイオードＤ１〜Ｄ４や、ダイオードＤａ，Ｄｂに限らない。たとえばサイリスタ等であってもよい。
【０１１７】
「第１〜第４開閉手段について」
ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタに限らず、ＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ等、任意の電界効果トランジスタであってよい。また、電界効果トランジスタに限らず、たとえばＩＧＢＴ等であってもよい。
【０１１８】
「結合手段について」
結合手段が、コイルＷ１に接続されるコイルＷ３の端部とコイルＷ２に接続されるコイルＷ３の端部とを相違させるものに限らないことについては、「コイルＷ３の鎖交磁束の方向について」の欄に記載したとおりである。
【０１１９】
「力行、回生制御について」
たとえば先の第６の実施形態（図９）の構成において、スイッチング素子Ｓａとスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４とを交互にオン操作（相補駆動）して且つ、スイッチング素子Ｓｂとスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３とを相補駆動してもよい。詳しくは、先の図８（ａ１）〜図８（ｄ１）に示したようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を操作するに際し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオフ期間をスイッチング素子Ｓａのオン期間とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオフ期間をスイッチング素子Ｓｂのオン期間としてもよい。これにより、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの大小関係に応じて力行制御、回生制御が成り行きで行われることとなる。これが可能であるのは、上記の式（ｃ１５）、（ｃ１８）にそれぞれにおいて、時比率Ｄを「１−Ｄ」に置き換えると、上記の式（ｃ２３）、（ｃ２２）のそれぞれとなるためである。ちなみに、図１０（ａ）〜図１０（ｄ）に示したようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を操作するに際し、スイッチング素子Ｓ１のオフ期間をスイッチング素子Ｓａのオン期間とし、スイッチング素子Ｓ２のオフ期間をスイッチング素子Ｓｂのオン期間としてもよい。
【０１２０】
なお、このように力行、回生制御を成り行きに任せる手法は、上記第７の実施形態（図１１）の構成においても可能である。
【０１２１】
「低透磁率部材Ｌμについて」
低透磁率部材Ｌμの配置としては、上記第１の実施形態等に例示したものに限らない。ただし、コイルＷ１とコイルＷ２とで磁心を共有化して且つコイルＷ３に誘起される磁束が交流となる設定の場合、大きなエネルギを蓄えるうえでは、低透磁率部材Ｌμを、図１２の領域ＬＡ，ＬＢのそれぞれに設けることが望ましい。ただし、上記第３の実施形態（図５）の構成においては、接続部２４，２５には、低透磁率部材Ｌμを設けないことが望ましい。これにより、入力電流と出力電流との挙動が互いに干渉しあうことを回避することができる。
【０１２２】
上記第４〜第７の実施形態では、コア２０が低透磁率部材Ｌμを備えない構成を例示したが、備えてもよい。
【０１２３】
なお、コイルＷ３を鎖交する部分にも低透磁率部材Ｌμを設けることも可能である。また、コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎが印加される場合にコイルＷ１に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向と、コイルＷ２に入力電圧Ｖｉｎが印加される場合にコイルＷ２に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向とを同一とする場合には、低透磁率部材ＬμをコイルＷ３に鎖交する部分に限って設けるなどしても、コア２０に大きなエネルギを蓄えることができる。
【０１２４】
低透磁率部材Ｌμを備える代わりに、これが形成される部分を空間（ギャップ）としてもよい。
【０１２５】
「一対のループ経路の磁気抵抗について」
コイルＷ１，Ｗ３を鎖交するループ経路と、コイルＷ２，Ｗ３を鎖交するループ経路との磁気抵抗が互いに等しくなる設定が望ましいものの、磁気抵抗が等しくなる設定は必須ではない。
【０１２６】
「コイルの数について」
コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３からなるものに限らない。たとえば図１３に示すように、コイルＷａ，Ｗｂ，Ｗｃ，Ｗｄ，Ｗｅ，Ｗｆからなるものであってもよい。ここで、コイルＷａ，Ｗｂ，Ｗｄのそれぞれは、第１の実施形態のコイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３に対応しており、コイルＷｂ，Ｗｃ，Ｗｆのそれぞれは、第１の実施形態のコイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３に対応しており、コイルＷｃ，Ｗａ，Ｗｅのそれぞれは、第１の実施形態のコイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３に対応している。
【０１２７】
「直列接続される一対のコイルそれぞれによって誘起される磁束の方向について」
直列接続される一対のコイル（コイルＷ１およびＷ３等）に電流が流れる際に誘起される磁束としては、一対のコイルを鎖交するループ経路における方向が同一となるものに限らず、逆となる場合であってもよい。
【０１２８】
「直列接続される一対のコイルの利用目的について」
昇圧比を高めたり降圧比を下げたりするために利用するものにも限らない。昇圧比を下げたり降圧比を高めたりする設定とすることで、時比率Ｄに対する出力電圧の変化速度を低下させるなら、出力電圧の微調整が容易となるため、この目的での利用も考えられる。
【０１２９】
「入力電圧について」
たとえば上記第１の実施形態（図１）において、コイルＷ１に印加される入力電圧とコイルＷ２に印加される入力電圧とが互いに相違するように、各別のバッテリの端子電圧を印加するようにしてもよい。
【０１３０】
また、直流電圧源の端子電圧を直接の入力電圧とするものに限らず、直流電圧源とコンバータＣＮＶの入力端子との間にフィルタとしてのインダクタを備える等してもよい。
【０１３１】
「回路、動作の対称性について」
コイルＷ１，Ｗ２のターン数を同一とするものに限らない。また、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路とコイルＷ２およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路との磁気抵抗が同一とされるものに限らない。特に、「入力電圧について」の欄に記載したように、コイルＷ１，Ｗ２の印加電圧が相違する場合には、ターン数や磁気抵抗を同一とすることによっては、電気的な状態の対称性を保つことができないため、これらをずらしたり、時比率Ｄを相違させたりすることで電気的な状態の対称性を極力回復するようにしてもよい。
【０１３２】
「そのほか」
・上記第５の実施形態（図７、図８）において、「Ｄ＜０．５」とするなら、上記第６の実施形態（図１０）のスイッチング操作を行ってもよい。
【０１３３】
・上記第６の実施形態（図９、図１０）や上記第７の実施形態（図１１）において、上記第５の実施形態（図７、図８）のスイッチング操作を行ってもよい。
【０１３４】
・一対のコイルＷ１，Ｗ２への電圧印加期間の位相については、πだけずれたものとするものに限らない。
【０１３５】
・上記第３の実施形態において、磁束φ４，φ５の向きを逆とする設定としてもよい。この場合、低透磁率部材Ｌμを、コイルＷ１およびコイルＷ２を鎖交するループ経路とコイルＷ４およびコイルＷ５を鎖交するループ経路との共通部分に設けても、大きなエネルギを蓄えることは可能となる。ただし、入力電流の挙動と出力電流の挙動との干渉を回避する上では、この場合であっても、低透磁率部材Ｌμを共通部分以外に設けることが望ましい。
【０１３６】
・上記第３の実施形態において、コイルＷ４，Ｗ５は、平滑用インダクタに限らず、別の回路において利用されるコイルであってもよい。
【０１３７】
・入力電圧としては、高電圧バッテリ１０の端子電圧に限らない。たとえば燃料電池の端子電圧であってもよい。
【０１３８】
・電力変換装置としては、車両に搭載されるものにも限らない。
【符号の説明】
【０１３９】
Ｓａ…スイッチング素子（第１コイル用開閉手段の一実施形態）、Ｓｂ…スイッチング素子（第２コイル用開閉手段の一実施形態）、Ｗ１…コイル（第１コイルの一実施形態）、Ｗ２…コイル（第２コイルの一実施形態）、Ｗ３…コイル（第３コイルの一実施形態）。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧の大きさを変換して出力電圧として出力する電圧変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、電気自動車などで２次電池（バッテリ）を利用したモータ駆動装置が普及するようになり、バッテリの電圧を、モータ駆動装置が求める電圧に昇圧する昇圧ＤＣＤＣコンバータが広く用いられるようになっている。この種の昇圧ＤＣＤＣコンバータには、小型・軽量化と高昇圧比の二つが強く求められる。
【０００３】
小型・軽量化が重要なのは、車載環境においては限られたスペースに装置を収める必要があるからである。また高昇圧比が重要なのは、電気自動車等のモータでは動作領域が高速回転から低速回転まで広く存在するためである。広い動作領域でのモータ駆動を実現するためには低圧から高圧まで広い幅で発生する逆起電圧に打ち勝つ電圧をモータに印加する必要があるため、逆起電圧に応じて印加電圧を大きく変更できなくてはならないこととなる。一方、一般に昇圧コンバータにおいては低昇圧比の実現は容易である一方、高昇圧比の実現は困難であることが多いため、広範囲な駆動電圧を生成する上では、高昇圧比をいかに実現するかが問題となる。以下、これについて、図１４に示す周知のＤＣＤＣコンバータを用いて説明する。
【０００４】
図１４に示される昇圧ＤＣＤＣコンバータは、バッテリ１０に並列接続されたリアクトルＬおよびスイッチング素子ＳＷの直列接続体と、直列接続体の接続点から出力用コンデンサ１２へと進む方向を順方向とするダイオードＤとを備えて構成されている。このコンバータの昇圧動作は、次のようなものとなる。
【０００５】
まずスイッチング素子ＳＷをオン状態とすることで、リアクトルＬにエネルギを蓄える。ここで、リアクトルＬを流れる電流は、インダクタンスＬと入力電圧Ｖｉｎとを用いて、Ｖｉｎ／Ｌの速度で漸増する。その後、スイッチング素子ＳＷをオフ状態とすることで、リアクトルＬに蓄えられたエネルギがダイオードＤを介して出力用コンデンサ１２に出力される。この際、リアクトルＬを流れる電流は、出力電圧Ｖｏｕｔ等を用いて、｜Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ｜／Ｌの速度で漸減する。ここで、スイッチング素子ＳＷのオン・オフの一周期に対するオン時間の時比率Ｄを用い、スイッチング素子ＳＷの一周期におけるリアクトルＬの電流の漸増量と漸減量とが一致するとして「Ｄ・Ｖｉｎ／Ｌ＋｛（１−Ｄ）・（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ｝＝０」が成立する。そしてこれにより、出力電圧Ｖｏｕｔが「Ｖｉｎ／（１−Ｄ）」に定まる。
【０００６】
この場合、理論的には、時比率Ｄを大きくすることで、出力電圧Ｖｏｕｔをいくらでも大きくすることができるものの、実際には、出力電圧Ｖｏｕｔを大きくするほど効率が低下する。これは、時比率Ｄが大きくなるほど、リアクトルＬに蓄えられたエネルギの出力期間に対するスイッチング状態の切替期間の割合が大きくなるためである。このため、上記昇圧ＤＣＤＣコンバータを用いる場合、出力電圧を大きくすることには大きな制約がある。
【０００７】
そこで従来、たとえば下記特許文献１に見られるように、リアクトルに加えて、３つのコイルを有するトランスを追加することで、高昇圧比を実現するものも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−９５１４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ただし、上記従来技術には、小型・軽量化に関して次のような問題がある。
【００１０】
まず第１に、先の図１４に示した周知のコンバータに比べて、トランスが追加されるという問題である。一般に電力変換装置を構成する電子部品の体格・重量の大部分は、コンデンサやリアクトルのような受動部品が占める。したがって、受動部品であるトランスの追加は、必然的に無視できない体格増加を生み出し、小型・軽量化を阻む問題となる。
【００１１】
第２に、トランスの３つのコイルのうちの１つに大きなターン数が要求されることである。すなわち、たとえば時比率Ｄ＝０．５付近で先の図１４に示した周知のコンバータの２倍の昇圧比を得るためには、上記コイルのターン数を、他のコイルのターン数の２倍とする必要がある。これにより、トランスに周回されるターン線が増加し、トランスの磁心の体格増加になるのみならず、コイルの銅損が増加し電力変換効率が低下することから、トランスを放熱する強力な冷却器が必要となり、冷却器の体格増加にもつながりかねない。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、入力電圧の大きさを変換して出力電圧として出力する新たな電圧変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【００１４】
請求項１記載の発明は、入力電圧の大きさを変換して出力電圧として出力する電圧変換装置において、前記入力電圧が印加される端子および前記出力電圧が印加される端子のうちの一対の端子であって且つ、前記入力電圧、前記出力電圧、ならびに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧の３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧である第１電圧を一対の端子間の差圧とする一対の第１電圧印加用端子と、前記入力電圧が印加される端子および前記出力電圧が印加される端子のうちの一対の端子であって且つ、前記入力電圧、前記出力電圧、ならびに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧の３つの電圧のうちの前記第１電圧以外のいずれか一方の電圧である第２電圧を一対の端子間の差圧とする一対の第２電圧印加用端子と、互いに磁気結合されて且つ互いに直列接続された一対のコイルのうちの一方のコイルの両端に前記第１電圧印加用端子を介して前記第１電圧を印加するに際し、前記一対のコイルの接続点を介して前記一対のコイルの一方および他方間に電流が流れることを回避する分離手段と、前記一対のコイルの直列接続体の両端に前記第２電圧印加用端子を介して前記第２電圧を印加する結合手段とを備え、前記一方のコイルに第１電圧を印加する期間および前記一対のコイルに前記第２電圧を印加する期間の一対の期間について、そのいずれか一方の期間において前記一方のコイルを鎖交する直流磁束を増加させ、他方の期間において前記直流磁束を減少させるように設定し、前記一対のコイルを２組備えて且つ、それぞれの組についての前記一方のコイルを第１コイル、第２コイルとした場合、前記他方のコイルが、前記２組によって共有される第３コイルであり、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交して且つ磁心によって案内されたループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交して且つ磁心によって案内されたループ経路として、互いに相違するものが存在することを特徴とする。
【００１５】
上記直流磁束を増加させる期間にループ経路に蓄えられたエネルギは直流磁束を減少させる期間に外部に放出される。こうした現象を利用した電圧変換回路では、直流磁束の増加量と減少量とが等しいという関係に基づき、出力電圧の大きさが定まる。ここで、直流磁束の増加速度や減少速度は、第１電圧や第２電圧の絶対値に加えて、電圧が印加されるコイルのターン数に応じて変化する。上記発明では、この点に鑑み、分離手段と結合手段とを備えることで、直流磁束を増加させる期間の少なくとも一部の期間と減少させる期間の少なくとも一部の期間とで、上記直流磁束を変化させるために電圧が印加されるコイルのターン数を変化させる。これにより、直流磁束の増加速度や減少速度の調節の自由度を向上させることができ、ひいては出力電圧を調節するための自由度を向上させることができる。
【００１６】
さらに、上記発明では、一対のコイルを少なくとも２組備え、それら２組の他方のコイルを第３コイルとして共有化した。これにより、２組のコイルのそれぞれによって生じるリップルを互いに相殺するような設定も可能なことから、部品点数の増加を抑制しつつも、１組の場合と比較して電流のリップルを低減することを容易とすることなどができる。
【００１７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記一対のコイルに前記第２電圧が印加されることで前記一対のコイルに電流が流れる場合、前記一対のコイルのそれぞれによって誘起される磁束についての前記一対のコイルの双方を鎖交するループ経路における方向が互いに等しくなるように設定したことを特徴とする。
【００１８】
第２電圧を印加することで一対のコイルの双方に電流を流すに際し、上記方向が互いに逆となる場合、一対のコイルの両端に電圧を印加することによって生じるループ経路内の磁束変化は、一対のコイルよりもターン数を減少させた単一のコイルに第２電圧を印加した際に生じる磁束変化と同一となる。これは、第１電圧の印加時には一方のコイルを利用して、また、第２電圧の印加時には一対のコイルの合計ターン数よりも小さいターン数のコイルを利用して、それぞれ直流磁束を変化させるのと等価となる。このため、用途によっては、ターン数を稼ぐために多数の巻線が必要となるおそれがある。これに対し、上記発明では、第１電圧の印加時には一方のコイルによって、また、第２電圧の印加時には一対のコイルの合計のターン数を有したコイルを利用して、それぞれ直流磁束を変化させるため、余分にターン数を稼ぐ必要がなく、各コイル材料の消費量を低減しやすい。
【００１９】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記第１コイルに前記第１電圧を印加した場合に前記第１コイルに生じる磁束が前記第３コイルを鎖交する方向と、前記第２コイルに前記第１電圧を印加した場合に前記第２コイルに生じる磁束が前記第３コイルを鎖交する方向とが逆となるように設定したことを特徴とする。。
【００２０】
上記発明では、第１コイルおよび第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、第２コイルおよび第３コイルの双方を鎖交するループ経路とについて、これら双方を構成する磁心を一体とする場合等において、磁心を小型化することができる。
【００２１】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記結合手段によって前記第２コイルおよび前記第３コイルに前記第２電圧が印加されて且つ前記第１コイルに前記第１電圧が印加される状態と、前記結合手段によって前記第１コイルおよび前記第３コイルに前記第２電圧が印加されて且つ前記第２コイルに前記第１電圧が印加される状態とを有することを特徴とすることを特徴とする。
【００２２】
第１コイルに第１電圧が印加される際に、第２コイルおよび第３コイルに第２電圧が印加される場合、第１コイルに流れる電流は、第１コイルのターン数や第１電圧のみからは定まらず、第３コイルを流れる電流の影響を受ける。このためたとえば、第１コイルに第１電圧を印加することで第１コイルを鎖交する直流磁束が漸増する場合において、第３コイルに流れる電流によって誘起される磁束が第１コイルを鎖交する方向を直流磁束と逆方向とするなら、第１コイルに流れる電流を増加させ、ひいては入力エネルギの蓄積速度を増大させる設定も可能となる。またたとえば第１コイルおよび第３コイルに第２電圧を印加することで第１コイルを鎖交する直流磁束が漸増する場合、第３コイルに流れる電流によって誘起される磁束が第１コイルを鎖交する方向を直流磁束と同一方向とするなら、第１コイルに流れる電流を減少させ、ひいては入力エネルギの蓄積速度を減少させることが容易となる。
【００２３】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記分離手段および前記結合手段は、前記第１コイルおよび前記第３コイルの接続手段であって且つ前記第１コイルから前記第３コイルへの電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第１整流手段と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの接続手段であって且つ前記第２コイルから前記第３コイルへの電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第２整流手段と、前記第１整流手段の出力側から前記第２電圧印加用端子への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第３整流手段と、前記第２整流手段の出力側から前記第２電圧印加用端子への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第４整流手段と、前記第１コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第１コイル用開閉手段と、前記第２コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第２コイル用開閉手段と、を備えることを特徴とする。
【００２４】
請求項６記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記分離手段および前記結合手段は、前記第１コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第１開閉手段と、前記第２コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第２開閉手段と、前記第３コイルの一方の端部および前記第２電圧印加用端子の間を開閉する第３開閉手段と、前記第３コイルの他方の端部および前記第２電圧印加用端子間を開閉する第４開閉手段と、前記第１コイル経由で前記第１電圧印加用端子のうち低電位側から高電位側へと電流が流れることを許容して且つ逆方向に流れることを阻止する第１コイル用整流手段と、前記第２コイル経由で前記第１電圧印加用端子のうち低電位側から高電位側へと電流が流れることを許容して且つ逆方向に流れることを阻止する第２コイル用整流手段と、を備えることを特徴とする。
【００２５】
請求項７記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記分離手段および前記結合手段は、前記第１コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第１開閉手段と、前記第２コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第２開閉手段と、前記第３コイルの一方の端部および前記第２電圧印加用端子の間を開閉する第３開閉手段と、前記第３コイルの他方の端部および前記第２電圧印加用端子間を開閉する第４開閉手段と、前記第１コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第１コイル用開閉手段と、前記第２コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第２コイル用開閉手段と、を備えることを特徴とする。
【００２６】
請求項８記載の発明は、請求項３〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路とのそれぞれは、磁心を備えて構成されて且つ、他の部分と比較して透磁率の低い箇所を備えることを特徴とする。
【００２７】
直流磁束を増加させることでエネルギを蓄えて且つ、直流磁束を減少させることでエネルギを放出する磁心には、大きなエネルギを蓄えることが要求されることから、磁気飽和を生じやすい。上記発明では、この点に鑑み、透磁率の低い箇所を備えた。
【００２８】
請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第３コイルを鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルを鎖交するループ経路を構成する磁心とが一体的に形成され、前記透磁率の低い部分は、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路との共通部分以外の部分に構成されていることを特徴とする。
【００２９】
たとえば、第１コイルを鎖交する直流磁束が増加する際にこの磁束が第３コイルを鎖交する方向と、第２コイルを鎖交する直流磁束が増加する際にこの磁束が第３コイルを鎖交する方向とが逆に設定されている場合等には、上記共通部分において磁束は相殺されるため、ここに透磁率が低い部分を設けたとしても、蓄えることのできるエネルギを大きくすることが困難である。上記発明では、こうした点に鑑み、上記設定とした。
【００３０】
請求項１０記載の発明は、請求項３〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第２コイルのターン数が互いに等しく設定されており、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路とについて、それらの磁気抵抗を同一としたことを特徴とする。
【００３１】
上記発明では、第１コイルを鎖交する直流磁束と第２コイルを鎖交する直流磁束との対称性の実現や、第１コイルを流れる電流と第２コイルを流れる電流との対称性の実現が容易となる。
【００３２】
請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記第１コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間とを同一として且つ、前記第１コイルへの前記第２電圧印加用端子による前記第２電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第２電圧印加用端子による前記第２電圧の印加期間とを同一としたことを特徴とする。
【００３３】
上記発明では、第１コイルおよび第２コイルのそれぞれに流れる電流を同一のものとすることができる。また、第１コイルを鎖交する直流磁束が増加する際にこの磁束が第３コイルを鎖交する方向と、第２コイルを鎖交する直流磁束が増加する際にこの磁束が第３コイルを鎖交する方向とが逆に設定されている場合等には、第３コイルを鎖交する磁束を交流磁束とすることができるため、磁心のこの部分を小型化することも可能となる。
【００３４】
請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の発明において、第１コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間との位相をπだけずらすことを特徴とする。
【００３５】
上記発明では、第１コイルを鎖交する直流磁束および第２コイルを鎖交する直流磁束のそれぞれの変化速度の絶対値を極力低減でき、ひいては磁心による電力損失を低減することができる。また、上記発明では、第１コイルの磁束と第２コイルの磁束との合成磁束の変化を極力低減することができるため、電流のリプルを低減することも可能となる。
【００３６】
請求項１３記載の発明は、請求項３〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心とが一体的に形成されていることを特徴とする。
【００３７】
上記発明では、上記一対のループ経路を構成する磁心を一体的に形成することで、磁気部品の小型化を図ることができる。
【００３８】
請求項１４記載の発明は、請求項１３記載の発明において、前記磁心は、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを鎖交しないループ経路であって且つ、一対のコイルを鎖交するループ経路をさらに備え、該一対のコイルは、それらを鎖交する前記ループ経路上における方向および大きさが互いに等しい磁束を誘起することを特徴とする。
【００３９】
上記発明では、電圧変換処理用のコイルの磁心と、それ以外の別の処理を行う一対のコイルの磁心とを一体的に形成することで、磁気部品の小型化を図ることができる。
【００４０】
請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の発明において、前記磁心は、コイルを鎖交しないループ経路であって且つ、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを挟むループ経路を構成することを特徴とする。
【００４１】
上記発明では、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを挟むループ経路に、磁気シールドの機能を持たせることができる。
【００４２】
請求項１６記載の発明は、請求項３〜８，１０〜１２のいずれか１項に記載の発明において、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心とが、各別の磁心であることを特徴とする。
【００４３】
上記発明では、一対の磁心をトロイダルコア等によって構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるスイッチング制御を示すタイムチャート。
【図３】同実施形態にかかる昇圧動作を示す回路図。
【図４】第２の実施形態にかかるコンバータを示す回路図。
【図５】第３の実施形態にかかるコンバータを示す回路図。
【図６】第４の実施形態にかかるコンバータを示す回路図。
【図７】第５の実施形態にかかるコンバータを示す回路図。
【図８】同実施形態にかかるスイッチング制御を示すタイムチャート。
【図９】第６の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１０】同実施形態にかかるスイッチング制御を示すタイムチャート。
【図１１】第７の実施形態にかかるシステム構成図。
【図１２】上記実施形態にかかる変形例を説明するための図。
【図１３】上記各実施形態の変形例にかかるコンバータを示す回路図。
【図１４】従来のコンバータを示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換装置を車載高電圧バッテリの電圧を変換する電力変換装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００４６】
図示される高電圧バッテリ１０は、車載主機に電力を供給するものであり、たとえば端子電圧が１００Ｖ以上となるものである。非絶縁型のコンバータＣＮＶは、高電圧バッテリ１０の端子電圧（入力電圧Ｖｉｎ）を変換して出力用コンデンサ１２の端子電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）として出力するものである。なお、コンバータＣＮＶの実際の入力電圧は、高電圧バッテリ１０に並列接続された平滑コンデンサ１４の端子電圧となる。ここで平滑コンデンサ１４は、高電圧バッテリ１０からコンバータＣＮＶまでの配線が長い場合等において、入力電圧の変動を抑制するための手段である。なお、図中、接地の記号は、車体ボディとは絶縁された高電圧システム系の基準電位であってもよい。
【００４７】
本実施形態にかかるコンバータＣＮＶは、平滑コンデンサ１４（高電圧バッテリ１０）の正極側および負極側（接地側）の一対の端子を入力電圧が印加される入力端子としており、出力用コンデンサ１２の正極側および負極側（接地側）の一対の端子を出力電圧が印加される出力端子としている。以下、コンバータＣＮＶの構成について詳述する。
【００４８】
平滑コンデンサ１４の正極側には、一対のコイルＷ１，Ｗ２が接続されており、コイルＷ１およびコイルＷ２のそれぞれは、スイッチング素子Ｓａおよびスイッチング素子Ｓｂのそれぞれを介して接地されている（負極側の入力端子および出力端子に接続されている）。また、コイルＷ１およびコイルＷ２のそれぞれは、ダイオードＤ１，Ｄ３およびダイオードＤ２，Ｄ４のそれぞれを介して出力用コンデンサ１２の正極側に接続されている。また、コイルＷ１は、ダイオードＤ１を介してコイルＷ３の一方の端子に接続されており、コイルＷ２は、ダイオードＤ２を介してコイルＷ３の他方の端子に接続されている。
【００４９】
コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３には、磁心（コア２０）が鎖交している。コア２０は、互いに平行な３本の磁心（足２１，２２，２３）と、これらの両端部にそれぞれ接続される接続部２４，２５とを備えるＥＥコアである。詳しくは、接続部２４のうち足２２よりも図中左側の部分がコイルＷ１を鎖交し、右側の部分がコイルＷ２を鎖交しており、コイルＷ３には、コア２０の足２２が鎖交している。
【００５０】
上記コア２０の足２１，２３のそれぞれには、コア２０よりも透磁率が低い低透磁率部材Ｌμが挟み込まれている。ここで、低透磁率部材Ｌμは、たとえば樹脂やプラスチックで形成すればよい。一方、上記足２１，２３は、互いに同一形状、同一寸法であり、各足２１，２３の低透磁率部材Ｌμも同一形状、同一寸法である。これは、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路と、コイルＷ２およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路との磁気抵抗を等しくするための設定である。また、コイルＷ１の巻数（ターン数Ｎ１）とコイルＷ２のターン数Ｎ２とを、互いに同一（ターン数Ｎ）としている。なお、ターン数とは、コイルの鎖交磁束をコイル内の磁束で割った値である。
【００５１】
制御装置３０は、操作信号ｍｓａ，ｍｓｂのそれぞれをスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂのそれぞれに出力することで、これらスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを操作し、昇圧処理を行う。図２に、本実施形態にかかるスイッチング制御を示す。
【００５２】
詳しくは、図２（ａ１）および図２（ａ２）は、操作信号ｍｓａの推移を示し、図２（ｂ１）および図２（ｂ２）は、操作信号ｍｓｂの推移を示す。また、図２（ａ１）および図２（ｂ１）は、各スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂが１度ずつオン操作される周期Ｔに対する各スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂがオンとなる時間の比率（時比率Ｄ）を「０．５」以下とする場合であり、図２（ａ２）および図２（ｂ２）は、時比率Ｄを「０．５」よりも大きくする場合である。ちなみに、本実施形態では、スイッチング素子Ｓａとスイッチング素子Ｓｂとで時比率Ｄを互いに等しく設定している。また、本実施形態では、スイッチング素子Ｓａとスイッチング素子Ｓｂとを交互にオン操作することで、昇圧処理を行う。
【００５３】
以下、図３を参照しつつ、時比率Ｄが０．５以下である場合における時比率Ｄと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を導く。なお、図３において、磁束φ１，φ２，φ３は、図に示す方向を正と定義している。このため、下記の式（ｃ１）が成立する。
【００５４】
φ１＝φ２＋φ３ …（ｃ１）
図３（ａ）は、スイッチング素子Ｓａがオン且つスイッチング素子Ｓｂがオフとなる状態を示す。この場合、コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎが印加されることで、図中、破線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ１およびスイッチング素子Ｓａの経路で電流が流れる。これにより、コイルＷ１を鎖交する磁束φ１は、入力電圧Ｖｉｎに比例しコイルＷ１のターン数Ｎ１に反比例しつつ漸増する。
【００５５】
磁束φ１が漸増すると、コイルＷ３を鎖交する磁束φ３についても漸増する。これにより、レンツの規則により、コイルＷ３には、この磁束φ３の増加を妨げる向きに電流を流そうとする起電力が生じる。このため、ダイオードＤ２，Ｄ３がオン状態となり、図中、一点鎖線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ２、ダイオードＤ２、コイルＷ３、ダイオードＤ３、および正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）の経路で電流が流れる。なお、この際、コイルＷ２に流れる電流によって生じる磁束とコイルＷ３に流れる電流によって生じる磁束とは、コイルＷ２およびコイルＷ３を鎖交するループ経路（足２２，２３および、接続部２４，２５のうち足２２，２３間に対応する部分を備えて構成される経路）において同一方向となるように設定されている。なお、ここでいう「コイルＷ３に流れる電流によって生じる磁束」とは、図示される磁束φ３とは逆向きの磁束のことである。
【００５６】
ここで、上述したようにコイルＷ１，Ｗ２のターン数Ｎ１，Ｎ２が共通のターン数Ｎであることに鑑み、また、コイルＷ３のターン数Ｎ３を用いると、以下の式が成立する。
【００５７】
Ｎｄφ１／ｄｔ＝Ｖｉｎ …（ｃ２）
−Ｎ３ｄφ３／ｄｔ＋Ｎｄφ２／ｄｔ＝−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ …（ｃ３）
上記の式（ｃ１）〜（ｃ３）により、以下の式が得られる。
【００５８】
ｄφ１／ｄｔ＝Ｖｉｎ／Ｎ …（ｃ４）
ｄφ２／ｄｔ＝｛−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３）｝＋Ｖｉｎ／Ｎ …（ｃ５）
ｄφ３／ｄｔ＝Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３） …（ｃ６）
図３（ｂ）は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの双方がオフとなる状態を示す。この場合、対称性より、コイルＷ３に電流は流れない。そして、コイルＷ１には、図中、破線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ１、ダイオードＤ１、ダイオードＤ３、および正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）の経路で電流が流れる。また、コイルＷ２には、図中、一点鎖線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ２、ダイオードＤ２、ダイオードＤ４、および正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）の経路で電流が流れる。
【００５９】
この場合、以下の式が成立する。
【００６０】
ｄφ１／ｄｔ＝ｄφ２／ｄｔ＝（−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ）／Ｎ …（ｃ７）
ｄφ３／ｄｔ＝０ …（ｃ８）
図３（ｃ）は、スイッチング素子Ｓｂがオン且つスイッチング素子Ｓａがオフとなる状態を示す。この場合、コイルＷ２に入力電圧Ｖｉｎが印加されることで、図中、一点鎖線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ２およびスイッチング素子Ｓｂの経路で電流が流れる。これにより、コイルＷ２を鎖交する磁束φ２は、入力電圧Ｖｉｎに比例しコイルＷ２のターン数Ｎ２に反比例しつつ漸増する。
【００６１】
磁束φ２が漸増すると、コイルＷ３を鎖交する磁束φ３は漸減する。これにより、レンツの規則により、コイルＷ３には、この磁束φ３の減少を妨げる向きに電流を流そうとする起電力が生じる。このため、ダイオードＤ１，Ｄ４がオン状態となり、図中、破線にて示すように、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）、コイルＷ１、ダイオードＤ１、コイルＷ３、ダイオードＤ４、および正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）の経路で電流が流れる。なお、この際、コイルＷ１に流れる電流によって生じる磁束とコイルＷ３に流れる電流によって生じる磁束とは、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路において同一方向となるように設定されている。なお、ここでいう「コイルＷ３に流れる電流によって生じる磁束」とは、図示される磁束φ３と同じ向きの磁束のことである。
【００６２】
ここで、上述したようにコイルＷ１，Ｗ２のターン数Ｎ１，Ｎ２が共通のターン数Ｎであることに鑑み、また、コイルＷ３のターン数Ｎ３を用いると、以下の式が成立する。
【００６３】
Ｎｄφ２／ｄｔ＝Ｖｉｎ …（ｃ９）
Ｎ３ｄφ３／ｄｔ＋Ｎｄφ１／ｄｔ＝−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ …（ｃ１０）
上記の式（ｃ１）、（ｃ９）、（ｃ１０）により、以下の式が得られる。
【００６４】
ｄφ１／ｄｔ＝｛−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３）｝＋Ｖｉｎ／Ｎ …（ｃ１１）
ｄφ２／ｄｔ＝Ｖｉｎ／Ｎ …（ｃ１２）
ｄφ３／ｄｔ＝−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３） …（ｃ１３）
ここで、エネルギ保存則より、周期ＴにおいてコイルＷ１を鎖交する直流磁束に蓄えられるエネルギと直流磁束から放出されるエネルギとが等しくなることに鑑みれば、周期Ｔの間で磁束φ１の変動量がゼロとなることから、以下の式が成立する。
【００６５】
ＤＶｉｎ／Ｎ
＋Ｄ［｛−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３）｝＋Ｖｉｎ／Ｎ］
＋（１−２Ｄ）（−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ）／Ｎ
＝０ …（ｃ１４）
以上より、「Ｎ３／Ｎ＝ｎ」として以下の式が導かれる。
【００６６】
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝１＋［Ｄ（１＋２ｎ）／｛（１＋ｎ）−Ｄ（１＋２ｎ）｝］
…（ｃ１５）
次に、時比率Ｄが０．５よりも大きい場合について、時比率Ｄと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を導出する。
【００６７】
スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの双方ともオン状態となる場合、コイルＷ１を流れる電流の経路は、図３（ａ）に示したものとなり、コイルＷ２を流れる電流の経路は、図３（ｃ）に示したものとなることから、上記の式（ｃ２）、（ｃ１２）が成立する。ちなみに、この場合、コイルＷ３に電圧が印加されないため、「ｄφ３／ｄｔ＝０」である。
【００６８】
以上より、周期Ｔの間で磁束φ１の変動量がゼロとなることに鑑みれば、以下の式が成立する。
【００６９】
ＤＶｉｎ／Ｎ＋（１−Ｄ）［｛−Ｖｏｕｔ／（Ｎ＋Ｎ３）｝＋Ｖｉｎ／Ｎ］＝０
…（ｃ１７）
したがって、以下の式が成立する。
【００７０】
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝（１＋ｎ）／（１−Ｄ） …（ｃ１８）
上記（ｃ１５）、（ｃ１８）に示す昇圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）は、先の図１４に示した周知の昇圧チョッパ回路の昇圧比よりも大きくなっている。これは、コイルＷ３を利用することで、コイルＷ１，Ｗ２を鎖交する直流磁束を漸増させる期間において漸増させるために利用されるコイルのターン数と、同直流磁束を漸減させる期間の少なくとも一部の期間において漸減させるために利用されるコイルのターン数とを相違させることで実現したものである。以下、これについて、コイルＷ１を鎖交する直流磁束（磁束φ１）を例にとって説明する。
【００７１】
磁束φ１を漸増させる期間は、図３（ａ）に示した期間であり、この期間において、磁束φ１を漸増させるために利用されるコイルのターン数は、上記の式（ｃ２）に示したように、コイルＷ１のターン数Ｎに等しい。これに対し、コイル磁束φ１を漸減させる期間である図３（ｂ）に示す期間と図３（ｃ）に示す期間のうち、図３（ｃ）に示す期間においては、上記の式（ｃ１１）からわかるように、磁束φ１を漸減させるために利用されるコイルのターン数が、コイルＷ１のターン数Ｎとは一致しない。このターン数は、仮に磁束φ１を漸減させるために利用される単一のコイルに「Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ」の電圧が印加されると想定した場合の値として定義すると、ターン数Ｎよりも大きい値となっている。これは、コイルＷ１、Ｗ３に電流が流れる際に生じる磁束の方向を、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路において同一に定めた結果である。
【００７２】
上記のように、先の図３（ｃ）に示した状態において直流磁束を漸減させるのに利用されるコイルの仮想的なターン数が大きくなることで、磁束φ１を漸減させる全期間が先の図３（ｂ）に示した状態となる場合と比較して、磁束φ１の平均減少速度は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差圧が同一なら小さくなる。ただし、磁束φ１の漸増量については、図３（ｃ）の状態の有無に関わらず時比率Ｄによって定まる値に固定されるため、周期Ｔにおける磁束φ１の漸増量と漸減量とが同一となるとの要請から、図３（ｃ）の状態がある場合にはない場合と比較して上記差圧の絶対値が拡大する。これが、昇圧比が大きくなる理由である。
【００７３】
ちなみに、上記の式（ｃ５），（ｃ１１）に示されるように、本実施形態において磁束φ１、φ２を漸減すべく「−Ｖｏｕｔ＋Ｖｉｎ」の電圧が印加される単一のコイルを想定できないのは、コイルＷ３を、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路と、コイルＷ２およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路とで共有したためである。
【００７４】
しかも、本実施形態では、平滑コンデンサ１４からコンバータＣＮＶに入力される電流のリプルを低減することができる。これは次の理由による。
【００７５】
コイルＷ１〜Ｗ３のそれぞれに流れる電流をＩ１〜Ｉ３とし、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路と、コイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路とのそれぞれにおいてアンペールの法則を適用すると、以下の式が成立する。
【００７６】
Ｎ・Ｉ１−Ｎ３・Ｉ３＝Ｒ１・φ１＋Ｒ３・φ３ …（ｃ１９）
Ｎ・Ｉ２＋Ｎ３・Ｉ３＝Ｒ２・φ２−Ｒ３・φ３ …（ｃ２０）
ここで、磁気抵抗Ｒ１は、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交する経路のうちコイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路との共通部分が除かれた部分の磁気抵抗であり、磁気抵抗Ｒ２は、コイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交する経路のうち上記共通部分を除いた部分の磁気抵抗である。また、磁気抵抗Ｒ３は、上記共通部分の磁気抵抗である。
【００７７】
上記の式（ｃ１９）、（ｃ２０）から、以下の式（ｃ２１）が成立する。
【００７８】
Ｉｉｎ＝Ｉ１＋Ｉ２＝（Ｒ１・φ１＋Ｒ２・φ２）／Ｎ …（ｃ２１）
上記の式（ｃ２１）により、磁束φ１，φ２が連続量であることに鑑みれば、入力電流Ｉｉｎは、連続量であることがわかる。特に、本実施形態のように、スイッチング素子Ｓａをオンとする期間とスイッチング素子Ｓｂをオンとする期間との位相がπだけずれる設定の場合、磁束φ１の漸増期間と磁束φ２の漸増期間とを極力離間させることができ、入力電流Ｉｉｎのリプルを抑制することができる。さらに、本実施形態では、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交する経路の磁気抵抗とコイルＷ２、Ｗ３の双方を鎖交するループ経路の磁気抵抗とを同一としたため、磁束φ１の変化と磁束φ２の変化とが極力相殺するようになることから、入力電流Ｉｉｎのリプルをよりいっそう低減することができる。
【００７９】
また、上記の式（ｃ６），（ｃ１３）によれば、先の図３（ａ）に示した状態と図３（ｃ）に示した状態とで磁束φ３の変化速度の絶対値が同一且つ符号が逆であり、また、上記の式（ｃ８）によれば、先の図３（ｂ）に示した状態において磁束φ３が変化しない。このため、先の図３（ａ）に示した状態と先の図３（ｂ）に示した状態との継続時間を互いに等しくする本実施形態によれば、コイルＷ１，Ｗ２のターン数を等しくする設定との協働で、磁束φ３の直流成分をゼロとすることができる。そしてこれにより、足２２が直流偏磁しないため、足２２を小型化することが可能となる。
【００８０】
さらに、本実施形態では、上述したようにスイッチング素子Ｓａがオンとなる位相とスイッチング素子Ｓｂがオンとなる位相とを互いにπだけずらしており、これにより、損失を極力抑制することができる。すなわち、上記の式（ｃ２），（ｃ７），（ｃ１１）等に鑑みれば、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの双方がオンとなる状態や双方がオフとなる状態における磁束φ１，φ２の変化速度の絶対値は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂのいずれか一方のみがオンとなる状態におけるオンに対応する側の磁束の変化速度の絶対値よりも大きい。そして、コア２０における損失が大きくは磁束の変化速度の２乗に比例することに鑑みれば、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの双方のオン期間や双方のオフ期間を極力短縮することが上記損失低減の上では望ましいため、上記位相の設定は、上記損失を低減する上では最適なものとなる。
【００８１】
以下、上記本実施形態における代表的な効果を列挙する。
【００８２】
（１）コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれを鎖交する直流磁束を、コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれによって漸増させた後、コイルＷ１およびコイルＷ３、コイルＷ２およびコイルＷ３の協働で漸減させた。これにより、直流磁束の増加速度や減少速度の調節の自由度を向上させることができ、ひいては出力電圧を調節するための自由度が向上する。
【００８３】
（２）コイルＷ１，Ｗ３（コイルＷ２，Ｗ３）の一方から他方へと電流を流すに際し、コイルＷ１，Ｗ３（コイルＷ２，Ｗ３）のそれぞれによって誘起される磁束についてのそれら一対のコイルＷ１，Ｗ３（コイルＷ２，Ｗ３）を鎖交するループ経路における方向が互いに等しくなるようにした。これにより、昇圧比を向上させることができる。
【００８４】
（３）コイルＷ１，Ｗ３とコイルＷ２，Ｗ３との２組を用いて昇圧処理を行った。これにより、コイルＷ１，Ｗ３のみを用いる場合と比較して、コンバータＣＮＶの入力電流のリプルを低減することが容易となる。また、コイルＷ１のみを用いてコイルＷ１を鎖交する直流磁束を漸増させるに際して、コイルＷ３が、流通規制要素（スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂ、ダイオードＤ１〜Ｄ４）の要求耐圧を上昇させるような電圧を印加することを回避することができる。
【００８５】
（４）コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎを印加した場合にコイルＷ１に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向と、コイルＷ２に入力電圧Ｖｉｎを印加した場合にコイルＷ２に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向とが逆となるように設定した。これにより、コイルＷ１とコイルＷ２とでコア２０を共有するに際し、コア２０を小型化することが容易となる。
【００８６】
（５）低透磁率部材Ｌμを、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路とコイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路との共通部分以外の部分に設けた。これにより、コイルＷ３に誘起される電圧の極性設定を上記としたこととの協働で、コア２０に蓄えることが可能なエネルギを大きくしつつもコア２０を好適に小型化することができる。すなわち、コア２０に蓄えられるエネルギ密度は、磁束密度Ｂと透磁率μとを用いてＢ・Ｂ／（２・μ）となる。このため、コア２０の透磁率よりも低透磁率部材Ｌμの透磁率を十分に小さくすることで、低透磁率部材Ｌμにエネルギが集中する。ここで、低透磁率部材Ｌμを上記共通部分に設ける場合には、磁束φ３が磁束φ１と磁束φ２とによって相殺されたものであることから、低透磁率部材Ｌμに蓄えられるエネルギは小さくなる。このため、コア２０に蓄えられるエネルギを大きくする上では、上記共通部分以外の部分の体格を大きくすることが要求されることとなる。
【００８７】
（６）先の図３（ａ）に示した状態において、コイルＷ１のみを用いてコイルＷ１を鎖交する直流磁束を漸増させるに際して、この磁束の増加を打ち消す側の電流がコイルＷ３に流れることで、この間にコイルＷ１に流れる電流を、コイルＷ１のみを用いる場合と比較して大きくできる。すなわち、コイルＷ１の直流磁束を漸増させる期間においては、以下の式が成立する。
【００８８】
Ｒ１・φ１＋Ｒ３・φ３＝Ｎ１・Ｉ１−Ｎ３・Ｉ３
ここで、φ１、φ３は、コイルＷ１，Ｗ３のそれぞれに印加される電圧およびターン数によって定まるものであるため、左辺は、印加電圧とターン数のみに依存する。一方、コイルＷ１のみを用いる場合には、以下の式が成立する。
【００８９】
（Ｒ１＋Ｒ３）・φ１＝Ｎ１・Ｉ１
ここで、本実施形態にかかる「Ｎ１・Ｉ１」からコイルＷ１のみを用いた場合のそれを減算した値は、「Ｒ３・（φ３−φ１）＋Ｎ３・Ｉ３」である。ここで、本実施形態では、コイルＷ１，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路とコイルＷ２，Ｗ３の双方を鎖交するループ経路との共通部分以外の部分に低透磁率部材Ｌμを設けることで共通部分の磁気抵抗Ｒ３を小さくすることができ、ひいては「Ｒ３・（φ３−φ１）」を、「Ｎ３・Ｉ３」と比較して小さくすることができる。このため、上記の式の電流の符号が磁束φ１の方向を正とした際のアンペールの法則によるものであることに注意すると、電流Ｉ３＞０であることから、「Ｒ３・（φ３−φ１）＋Ｎ３・Ｉ３＞０」となる。したがって、コイルＷ１のみを用いた場合と比較して、入力エネルギ「Ｖｉｎ・Ｉ１」を増大させることができ、ひいては昇圧比を大きくすることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９０】
図４に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図４において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９１】
図示されるように、本実施形態では、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路を構成するコア２０ａと、コイルＷ２およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路を構成するコア２０ｂとが各別の部材とされる。特に本実施形態では、コア２０ａ，２０ｂとして、トロイダルコアを採用している。この場合、コア２０ａ，２０ｂが円環状であることにより、発熱が起こりやすい角部が存在しないため、コンバータＣＮＶの放熱性を向上させることができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９２】
図５に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９３】
図示されるように、本実施形態では、出力用コンデンサ１２に出力される電流を平滑化するための平滑用インダクタ（コイルＷ４，Ｗ５）を備え、これを鎖交する磁心と、コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３を鎖交する磁心とを、一体形成した。これは、コア２０に、コイルＷ４，Ｗ５のそれぞれを鎖交する足２６，２７を追加することで行うことができる。
【００９４】
ここで、コイルＷ４，Ｗ５によって生じる磁束とコイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３の磁束とが干渉しないためには、第１に、コイルＷ４，Ｗ５の双方を鎖交するループ経路におけるコイルＷ４によって生じる磁束の方向および大きさとコイルＷ５によって生じる磁束の方向および大きさとを同一とすることが必要である。第２に、コイルＷ４，Ｗ５の双方を鎖交するループ経路とコイルＷ１，Ｗ２の双方を鎖交するループ経路との共通領域に、低透磁率部材Ｌμを設けないことが必要である。上記第１の条件は、コイルＷ４，Ｗ５のターン数を互いに等しくするとともに、コイルＷ４，Ｗ５の巻き方によって実現されている。ここでは、コイルＷ４，Ｗ５に印加される電圧の絶対値が互いに等しいことを利用している。また、第２の条件は、低透磁率部材Ｌμを、足２１，２３，２６，２７に設けることで実現されている。
【００９５】
特に、本実施形態では、コイルＷ４，Ｗ５に電流が流れることで生じる磁束の方向と、コイルＷ１、Ｗ２に電圧が印加されることで生じる磁束の方向とが、コイルＷ１，Ｗ２の双方を鎖交するループ経路上で逆方向となるように設定している。これにより、接続部２４，２５の磁束を低減することできるため、コア２０を小型化することができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９６】
図６に、本実施形態にかかるコンバータＣＮＶの構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９７】
本実施形態では、コイルＷ１を鎖交する足２１とコイルＷ２を鎖交する足２３との双方によってコイルＷ３が鎖交されるようにして且つ、コイルを鎖交しない足２８，２９をさらに備えた。ここで、足２８，２９は、コイルＷ３を鎖交するループ経路を構成する要素である。こうした構成によればコイルＷ１〜Ｗ３が足２８，２９によって挟まれることとなり、足２８，２９を、コイルＷ１〜Ｗ３等からの電磁ノイズをシールドする電磁シールドとして用いることができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９８】
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００９９】
本実施形態にかかるコンバータＣＮＶは、高電圧バッテリ１０の端子電圧（入力電圧Ｖｉｎ）を降圧して出力電圧Ｖｏｕｔとして出力するものである。これは、上記ダイオードＤ１〜Ｄ４にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を並列接続して且つ、上記スイッチング素子Ｓａ，ＳｂをダイオードＤａ，Ｄｂとすることで実現することができる。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４として、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを想定している。このため、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、トランジスタのボディダイオードであってもよい。
【０１００】
一方、制御装置３０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれに、操作信号ｍｓ１〜ｍｓ４を出力することで、降圧処理を行う。図８に、本実施形態にかかる降圧処理のためのスイッチング操作手法を示す。詳しくは、図８（ａ１）および図８（ａ２）は、操作信号ｍｓ１の推移を示し、図８（ｂ１）および図８（ｂ２）は、操作信号ｍｓ２の推移を示し、図８（ｃ１）および図８（ｃ２）は、操作信号ｍｓ３の推移を示し、図８（ｄ１）および図８（ｄ２）は、操作信号ｍｓ４の推移を示す。なお、図８（ａ１）〜図８（ｄ１）は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフの周期Ｔに対するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ｓ２，Ｓ３）のオン時間の時比率Ｄが「０．５」以下である場合を示し、図８（ａ２）〜図８（ｄ２）は、時比率Ｄが「０．５」よりも大きい場合を示す。
【０１０１】
ここで、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンとなる期間には、正極側の入力端子（平滑コンデンサ１４の端子）からコイルＷ３，Ｗ１を介して正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）に電流が流れる。この期間は、コイルＷ１を鎖交する直流磁束が漸増することでエネルギを蓄える期間である。
【０１０２】
これに対し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンとなる期間や、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が全てオフまたはオンとなる期間には、負極側の入力（出力）端子からダイオードＤａおよびコイルＷ１を介して正極側の出力端子（出力用コンデンサ１２の端子）に電流が流れる。この期間は、コイルＷ１を鎖交する直流磁束が漸減することでエネルギを放出する期間である。
【０１０３】
ここで、エネルギ保存則により、周期Ｔにおける上記直流磁束の増加量と減少量とが等しいことに鑑みれば、出力電圧Ｖｏｕｔが定まる。特に、本実施形態では、エネルギを蓄える際に、コイルＷ１に加えてコイルＷ３を利用する。このため、磁束φ１の増加速度がコイルＷ１のみを用いた場合よりも小さくなる。したがって、コイルＷ１のみを用いて磁束φ１を増減させる場合と比較して、出力電圧Ｖｏｕｔが小さくなる。
【０１０４】
実際、本実施形態では、Ｄ＝０．５以下の場合、下記の式（ｃ２２）が成立し、Ｄ＞０．５の場合、下記の式（ｃ２３）が成立する。
【０１０５】
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝Ｄ／（１＋ｎ） …（ｃ２２）
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝Ｄ−［（１−Ｄ）・ｎ／（１＋ｎ）］ …（ｃ２３）
これらは、周知の降圧チョッパ回路の降圧比Ｄと比較して小さくなっている。さらに、本実施形態では、直流磁束（磁束φ１）を漸増させる期間において以下の式が成立し、入力エネルギを低減することができることも、降圧比をいっそう下げることに寄与している。
【０１０６】
Ｒ１・φ１＋Ｒ３・φ３＝Ｎ１・Ｉ１＋Ｎ３・Ｉ３
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１０７】
図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【０１０８】
本実施形態にかかるコンバータＣＮＶは、入力電圧Ｖｉｎを昇圧する機能と、出力電圧Ｖｏｕｔを降圧する機能との双方を兼ね備えている。これは、第１の実施形態（図１）の構成と、第５の実施形態（図７）の構成とを併せることで実現することができる。すなわち、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ１〜Ｓ４と、ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄ１〜Ｄ４とを備えることで実現することができる。
【０１０９】
一方、制御装置３０は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれに、操作信号ｍｓａ，ｍｓｂ，ｍｓ１〜ｍｓ４を出力することで、昇圧処理や降圧処理を行う。ここで、昇圧処理を行う場合、先の第１の実施形態の要領でスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを操作すればよく、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４についてはこれをオフ状態としこれに逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４が利用される。一方、降圧処理を行う場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を操作し、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂについてはオフ状態としこれに逆並列接続されたダイオードＤａ，Ｄｂが利用される。
【０１１０】
図１０に、降圧処理に際してのスイッチング操作を示す。図１０（ａ）は、操作信号ｍｓ１の推移を示し、図１０（ｂ）は、操作信号ｍｓ２の推移を示し、図１０（ｃ）は、操作信号ｍｓ３の推移を示し、図１０（ｄ）は、操作信号ｍｓ４の推移を示す。なお、図１０に示すスイッチング操作は、「Ｄ＜０．５」において利用可能なものであるため、本実施形態では「Ｄ＜０．５」に制限することを想定している。また、本実施形態でも、リプル電流を最大限抑制すべく、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンする期間とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオンする期間との位相をπだけずらす設定を行っている。これは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンとする期間を「０．５×Ｔ」とすることで実現することができる。
【０１１１】
図示されるように、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ４をオン状態とすることでエネルギを蓄えた後、スイッチング素子Ｓ１をオフとするとともに、スイッチング素子Ｓ３をオンとする。その後、スイッチング素子Ｓ４をオフするとともにスイッチング素子Ｓ２およびスイッチング素子Ｓ３をオン状態とすることでエネルギを蓄えた後、スイッチング素子Ｓ３をオフとするとともにスイッチング素子Ｓ１をオンとする。なお、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンとなる期間や、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンとなる期間は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフとなる期間と、磁束の変化は同じである。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１１２】
図１１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【０１１３】
本実施形態にかかるコンバータＣＮＶは、入力電圧Ｖｉｎに対して出力電圧の極性が反転するものである。これは、上記第６の実施形態（図９）の構成において、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの一端を接地する代わりに、高電圧バッテリ１０の負極側に接続することで実現する。
【０１１４】
一方、制御装置３０は、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂ，Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれに、操作信号ｍｓａ，ｍｓｂ，ｍｓ１〜ｍｓ４を出力することで、昇圧処理や降圧処理を行う。ここで、入力電圧Ｖｉｎの絶対値を大きくして出力電圧Ｖｏｕｔとする昇圧処理を行う場合、先の第１の実施形態の要領でスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを操作すればよく、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４についてはこれをオフ状態としこれに逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４が利用される。一方、出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値を小さくして入力電圧Ｖｉｎとする降圧処理を行う場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を操作し、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂについてはオフ状態としこれに逆並列接続されたダイオードＤａ，Ｄｂが利用される。この際のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の操作は、先の図１０に示したものと同様とすればよい。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１１５】
「コイルＷ３の鎖交磁束の方向について」
たとえば、上記第１の実施形態について、コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合にコイルＷ１に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向と、コイルＷ２に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合にコイルＷ２に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向とを同一としてもよい。ここで、たとえばコイルＷ１の巻き方を変更してこうした設定を実現する場合、ダイオードＤ１のカソード側をダイオードＤ２のカソード側に接続すればよい。
【０１１６】
「第１〜第４整流手段、第１コイル用整流手段、第２コイル用整流手段について」
ダイオードＤ１〜Ｄ４や、ダイオードＤａ，Ｄｂに限らない。たとえばサイリスタ等であってもよい。
【０１１７】
「第１〜第４開閉手段について」
ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタに限らず、ＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ等、任意の電界効果トランジスタであってよい。また、電界効果トランジスタに限らず、たとえばＩＧＢＴ等であってもよい。
【０１１８】
「結合手段について」
結合手段が、コイルＷ１に接続されるコイルＷ３の端部とコイルＷ２に接続されるコイルＷ３の端部とを相違させるものに限らないことについては、「コイルＷ３の鎖交磁束の方向について」の欄に記載したとおりである。
【０１１９】
「力行、回生制御について」
たとえば先の第６の実施形態（図９）の構成において、スイッチング素子Ｓａとスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４とを交互にオン操作（相補駆動）して且つ、スイッチング素子Ｓｂとスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３とを相補駆動してもよい。詳しくは、先の図８（ａ１）〜図８（ｄ１）に示したようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を操作するに際し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオフ期間をスイッチング素子Ｓａのオン期間とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオフ期間をスイッチング素子Ｓｂのオン期間としてもよい。これにより、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの大小関係に応じて力行制御、回生制御が成り行きで行われることとなる。これが可能であるのは、上記の式（ｃ１５）、（ｃ１８）にそれぞれにおいて、時比率Ｄを「１−Ｄ」に置き換えると、上記の式（ｃ２３）、（ｃ２２）のそれぞれとなるためである。ちなみに、図１０（ａ）〜図１０（ｄ）に示したようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を操作するに際し、スイッチング素子Ｓ１のオフ期間をスイッチング素子Ｓａのオン期間とし、スイッチング素子Ｓ２のオフ期間をスイッチング素子Ｓｂのオン期間としてもよい。
【０１２０】
なお、このように力行、回生制御を成り行きに任せる手法は、上記第７の実施形態（図１１）の構成においても可能である。
【０１２１】
「低透磁率部材Ｌμについて」
低透磁率部材Ｌμの配置としては、上記第１の実施形態等に例示したものに限らない。ただし、コイルＷ１とコイルＷ２とで磁心を共有化して且つコイルＷ３に誘起される磁束が交流となる設定の場合、大きなエネルギを蓄えるうえでは、低透磁率部材Ｌμを、図１２の領域ＬＡ，ＬＢのそれぞれに設けることが望ましい。ただし、上記第３の実施形態（図５）の構成においては、接続部２４，２５には、低透磁率部材Ｌμを設けないことが望ましい。これにより、入力電流と出力電流との挙動が互いに干渉しあうことを回避することができる。
【０１２２】
上記第４〜第７の実施形態では、コア２０が低透磁率部材Ｌμを備えない構成を例示したが、備えてもよい。
【０１２３】
なお、コイルＷ３を鎖交する部分にも低透磁率部材Ｌμを設けることも可能である。また、コイルＷ１に入力電圧Ｖｉｎが印加される場合にコイルＷ１に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向と、コイルＷ２に入力電圧Ｖｉｎが印加される場合にコイルＷ２に生じる磁束がコイルＷ３を鎖交する方向とを同一とする場合には、低透磁率部材ＬμをコイルＷ３に鎖交する部分に限って設けるなどしても、コア２０に大きなエネルギを蓄えることができる。
【０１２４】
低透磁率部材Ｌμを備える代わりに、これが形成される部分を空間（ギャップ）としてもよい。
【０１２５】
「一対のループ経路の磁気抵抗について」
コイルＷ１，Ｗ３を鎖交するループ経路と、コイルＷ２，Ｗ３を鎖交するループ経路との磁気抵抗が互いに等しくなる設定が望ましいものの、磁気抵抗が等しくなる設定は必須ではない。
【０１２６】
「コイルの数について」
コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３からなるものに限らない。たとえば図１３に示すように、コイルＷａ，Ｗｂ，Ｗｃ，Ｗｄ，Ｗｅ，Ｗｆからなるものであってもよい。ここで、コイルＷａ，Ｗｂ，Ｗｄのそれぞれは、第１の実施形態のコイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３に対応しており、コイルＷｂ，Ｗｃ，Ｗｆのそれぞれは、第１の実施形態のコイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３に対応しており、コイルＷｃ，Ｗａ，Ｗｅのそれぞれは、第１の実施形態のコイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３に対応している。
【０１２７】
「直列接続される一対のコイルそれぞれによって誘起される磁束の方向について」
直列接続される一対のコイル（コイルＷ１およびＷ３等）に電流が流れる際に誘起される磁束としては、一対のコイルを鎖交するループ経路における方向が同一となるものに限らず、逆となる場合であってもよい。
【０１２８】
「直列接続される一対のコイルの利用目的について」
昇圧比を高めたり降圧比を下げたりするために利用するものにも限らない。昇圧比を下げたり降圧比を高めたりする設定とすることで、時比率Ｄに対する出力電圧の変化速度を低下させるなら、出力電圧の微調整が容易となるため、この目的での利用も考えられる。
【０１２９】
「入力電圧について」
たとえば上記第１の実施形態（図１）において、コイルＷ１に印加される入力電圧とコイルＷ２に印加される入力電圧とが互いに相違するように、各別のバッテリの端子電圧を印加するようにしてもよい。
【０１３０】
また、直流電圧源の端子電圧を直接の入力電圧とするものに限らず、直流電圧源とコンバータＣＮＶの入力端子との間にフィルタとしてのインダクタを備える等してもよい。
【０１３１】
「回路、動作の対称性について」
コイルＷ１，Ｗ２のターン数を同一とするものに限らない。また、コイルＷ１およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路とコイルＷ２およびコイルＷ３の双方を鎖交するループ経路との磁気抵抗が同一とされるものに限らない。特に、「入力電圧について」の欄に記載したように、コイルＷ１，Ｗ２の印加電圧が相違する場合には、ターン数や磁気抵抗を同一とすることによっては、電気的な状態の対称性を保つことができないため、これらをずらしたり、時比率Ｄを相違させたりすることで電気的な状態の対称性を極力回復するようにしてもよい。
【０１３２】
「そのほか」
・上記第５の実施形態（図７、図８）において、「Ｄ＜０．５」とするなら、上記第６の実施形態（図１０）のスイッチング操作を行ってもよい。
【０１３３】
・上記第６の実施形態（図９、図１０）や上記第７の実施形態（図１１）において、上記第５の実施形態（図７、図８）のスイッチング操作を行ってもよい。
【０１３４】
・一対のコイルＷ１，Ｗ２への電圧印加期間の位相については、πだけずれたものとするものに限らない。
【０１３５】
・上記第３の実施形態において、磁束φ４，φ５の向きを逆とする設定としてもよい。この場合、低透磁率部材Ｌμを、コイルＷ１およびコイルＷ２を鎖交するループ経路とコイルＷ４およびコイルＷ５を鎖交するループ経路との共通部分に設けても、大きなエネルギを蓄えることは可能となる。ただし、入力電流の挙動と出力電流の挙動との干渉を回避する上では、この場合であっても、低透磁率部材Ｌμを共通部分以外に設けることが望ましい。
【０１３６】
・上記第３の実施形態において、コイルＷ４，Ｗ５は、平滑用インダクタに限らず、別の回路において利用されるコイルであってもよい。
【０１３７】
・入力電圧としては、高電圧バッテリ１０の端子電圧に限らない。たとえば燃料電池の端子電圧であってもよい。
【０１３８】
・電力変換装置としては、車両に搭載されるものにも限らない。
【符号の説明】
【０１３９】
Ｓａ…スイッチング素子（第１コイル用開閉手段の一実施形態）、Ｓｂ…スイッチング素子（第２コイル用開閉手段の一実施形態）、Ｗ１…コイル（第１コイルの一実施形態）、Ｗ２…コイル（第２コイルの一実施形態）、Ｗ３…コイル（第３コイルの一実施形態）。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧の大きさを変換して出力電圧として出力する電圧変換装置において、
前記入力電圧が印加される端子および前記出力電圧が印加される端子のうちの一対の端子であって且つ、前記入力電圧、前記出力電圧、ならびに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧の３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧である第１電圧を一対の端子間の差圧とする一対の第１電圧印加用端子と、
前記入力電圧が印加される端子および前記出力電圧が印加される端子のうちの一対の端子であって且つ、前記入力電圧、前記出力電圧、ならびに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧の３つの電圧のうちの前記第１電圧以外のいずれか一方の電圧である第２電圧を一対の端子間の差圧とする一対の第２電圧印加用端子と、
互いに磁気結合されて且つ互いに直列接続された一対のコイルのうちの一方のコイルの両端に前記第１電圧印加用端子を介して前記第１電圧を印加するに際し、前記一対のコイルの接続点を介して前記一対のコイルの一方および他方間に電流が流れることを回避する分離手段と、
前記一対のコイルの直列接続体の両端に前記第２電圧印加用端子を介して前記第２電圧を印加する結合手段とを備え、
前記一方のコイルに第１電圧を印加する期間および前記一対のコイルに前記第２電圧を印加する期間の一対の期間について、そのいずれか一方の期間において前記一方のコイルを鎖交する直流磁束を増加させ、他方の期間において前記直流磁束を減少させるように設定し、
前記一対のコイルを２組備えて且つ、それぞれの組についての前記一方のコイルを第１コイル、第２コイルとした場合、前記他方のコイルが、前記２組によって共有される第３コイルであり、
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交して且つ磁心によって案内されたループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交して且つ磁心によって案内されたループ経路として、互いに相違するものが存在することを特徴とする電圧変換装置。
【請求項２】
前記一対のコイルに前記第２電圧が印加されることで前記一対のコイルに電流が流れる場合、前記一対のコイルのそれぞれによって誘起される磁束についての前記一対のコイルの双方を鎖交するループ経路における方向が互いに等しくなるように設定したことを特徴とする請求項１記載の電圧変換装置。
【請求項３】
前記第１コイルに前記第１電圧を印加した場合に前記第１コイルに生じる磁束が前記第３コイルを鎖交する方向と、前記第２コイルに前記第１電圧を印加した場合に前記第２コイルに生じる磁束が前記第３コイルを鎖交する方向とが逆となるように設定したことを特徴とする請求項１または２記載の電圧変換装置。
【請求項４】
前記結合手段によって前記第２コイルおよび前記第３コイルに前記第２電圧が印加されて且つ前記第１コイルに前記第１電圧が印加される状態と、前記結合手段によって前記第１コイルおよび前記第３コイルに前記第２電圧が印加されて且つ前記第２コイルに前記第１電圧が印加される状態とを有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項５】
前記分離手段および前記結合手段は、
前記第１コイルおよび前記第３コイルの接続手段であって且つ前記第１コイルから前記第３コイルへの電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第１整流手段と、
前記第２コイルおよび前記第３コイルの接続手段であって且つ前記第２コイルから前記第３コイルへの電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第２整流手段と、
前記第１整流手段の出力側から前記第２電圧印加用端子への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第３整流手段と、
前記第２整流手段の出力側から前記第２電圧印加用端子への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第４整流手段と、
前記第１コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第１コイル用開閉手段と、
前記第２コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第２コイル用開閉手段と、
を備えることを特徴とする請求項４記載の電圧変換装置。
【請求項６】
前記分離手段および前記結合手段は、
前記第１コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第１開閉手段と、
前記第２コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第２開閉手段と、
前記第３コイルの一方の端部および前記第２電圧印加用端子の間を開閉する第３開閉手段と、
前記第３コイルの他方の端部および前記第２電圧印加用端子間を開閉する第４開閉手段と、
前記第１コイル経由で前記第１電圧印加用端子のうち低電位側から高電位側へと電流が流れることを許容して且つ逆方向に流れることを阻止する第１コイル用整流手段と、
前記第２コイル経由で前記第１電圧印加用端子のうち低電位側から高電位側へと電流が流れることを許容して且つ逆方向に流れることを阻止する第２コイル用整流手段と、
を備えることを特徴とする請求項４記載の電圧変換装置。
【請求項７】
前記分離手段および前記結合手段は、
前記第１コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第１開閉手段と、
前記第２コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第２開閉手段と、
前記第３コイルの一方の端部および前記第２電圧印加用端子の間を開閉する第３開閉手段と、
前記第３コイルの他方の端部および前記第２電圧印加用端子間を開閉する第４開閉手段と、
前記第１コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第１コイル用開閉手段と、
前記第２コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第２コイル用開閉手段と、
を備えることを特徴とする請求項４記載の電圧変換装置。
【請求項８】
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路とのそれぞれは、磁心を備えて構成されて且つ、他の部分と比較して透磁率の低い箇所を備えることを特徴とする請求項３〜７のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項９】
前記第１コイルおよび前記第３コイルを鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルを鎖交するループ経路を構成する磁心とが一体的に形成され、
前記透磁率の低い部分は、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路との共通部分以外の部分に構成されていることを特徴とする請求項８記載の電圧変換装置。
【請求項１０】
前記第１コイルおよび前記第２コイルのターン数が互いに等しく設定されており、
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路とについて、それらの磁気抵抗を同一としたことを特徴とする請求項３〜９のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項１１】
前記第１コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間とを同一として且つ、前記第１コイルへの前記第２電圧印加用端子による前記第２電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第２電圧印加用端子による前記第２電圧の印加期間とを同一としたことを特徴とする請求項１０記載の電圧変換装置。
【請求項１２】
第１コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間との位相をπだけずらすことを特徴とする請求項１１記載の電圧変換装置。
【請求項１３】
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心とが一体的に形成されていることを特徴とする請求項３〜１２のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項１４】
前記磁心は、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを鎖交しないループ経路であって且つ、一対のコイルを鎖交するループ経路をさらに備え、
該一対のコイルは、それらを鎖交する前記ループ経路上における方向および大きさが互いに等しい磁束を誘起することを特徴とする請求項１３記載の電圧変換装置。
【請求項１５】
前記磁心は、コイルを鎖交しないループ経路であって且つ、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを挟むループ経路を構成することを特徴とする請求項１４記載の電圧変換装置。
【請求項１６】
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心とが、各別の磁心であることを特徴とする請求項３〜８，１０〜１２のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項１】
入力電圧の大きさを変換して出力電圧として出力する電圧変換装置において、
前記入力電圧が印加される端子および前記出力電圧が印加される端子のうちの一対の端子であって且つ、前記入力電圧、前記出力電圧、ならびに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧の３つの電圧のうちのいずれか１つの電圧である第１電圧を一対の端子間の差圧とする一対の第１電圧印加用端子と、
前記入力電圧が印加される端子および前記出力電圧が印加される端子のうちの一対の端子であって且つ、前記入力電圧、前記出力電圧、ならびに前記入力電圧および前記出力電圧の差圧の３つの電圧のうちの前記第１電圧以外のいずれか一方の電圧である第２電圧を一対の端子間の差圧とする一対の第２電圧印加用端子と、
互いに磁気結合されて且つ互いに直列接続された一対のコイルのうちの一方のコイルの両端に前記第１電圧印加用端子を介して前記第１電圧を印加するに際し、前記一対のコイルの接続点を介して前記一対のコイルの一方および他方間に電流が流れることを回避する分離手段と、
前記一対のコイルの直列接続体の両端に前記第２電圧印加用端子を介して前記第２電圧を印加する結合手段とを備え、
前記一方のコイルに第１電圧を印加する期間および前記一対のコイルに前記第２電圧を印加する期間の一対の期間について、そのいずれか一方の期間において前記一方のコイルを鎖交する直流磁束を増加させ、他方の期間において前記直流磁束を減少させるように設定し、
前記一対のコイルを２組備えて且つ、それぞれの組についての前記一方のコイルを第１コイル、第２コイルとした場合、前記他方のコイルが、前記２組によって共有される第３コイルであり、
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交して且つ磁心によって案内されたループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交して且つ磁心によって案内されたループ経路として、互いに相違するものが存在することを特徴とする電圧変換装置。
【請求項２】
前記一対のコイルに前記第２電圧が印加されることで前記一対のコイルに電流が流れる場合、前記一対のコイルのそれぞれによって誘起される磁束についての前記一対のコイルの双方を鎖交するループ経路における方向が互いに等しくなるように設定したことを特徴とする請求項１記載の電圧変換装置。
【請求項３】
前記第１コイルに前記第１電圧を印加した場合に前記第１コイルに生じる磁束が前記第３コイルを鎖交する方向と、前記第２コイルに前記第１電圧を印加した場合に前記第２コイルに生じる磁束が前記第３コイルを鎖交する方向とが逆となるように設定したことを特徴とする請求項１または２記載の電圧変換装置。
【請求項４】
前記結合手段によって前記第２コイルおよび前記第３コイルに前記第２電圧が印加されて且つ前記第１コイルに前記第１電圧が印加される状態と、前記結合手段によって前記第１コイルおよび前記第３コイルに前記第２電圧が印加されて且つ前記第２コイルに前記第１電圧が印加される状態とを有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項５】
前記分離手段および前記結合手段は、
前記第１コイルおよび前記第３コイルの接続手段であって且つ前記第１コイルから前記第３コイルへの電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第１整流手段と、
前記第２コイルおよび前記第３コイルの接続手段であって且つ前記第２コイルから前記第３コイルへの電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第２整流手段と、
前記第１整流手段の出力側から前記第２電圧印加用端子への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第３整流手段と、
前記第２整流手段の出力側から前記第２電圧印加用端子への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する第４整流手段と、
前記第１コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第１コイル用開閉手段と、
前記第２コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第２コイル用開閉手段と、
を備えることを特徴とする請求項４記載の電圧変換装置。
【請求項６】
前記分離手段および前記結合手段は、
前記第１コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第１開閉手段と、
前記第２コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第２開閉手段と、
前記第３コイルの一方の端部および前記第２電圧印加用端子の間を開閉する第３開閉手段と、
前記第３コイルの他方の端部および前記第２電圧印加用端子間を開閉する第４開閉手段と、
前記第１コイル経由で前記第１電圧印加用端子のうち低電位側から高電位側へと電流が流れることを許容して且つ逆方向に流れることを阻止する第１コイル用整流手段と、
前記第２コイル経由で前記第１電圧印加用端子のうち低電位側から高電位側へと電流が流れることを許容して且つ逆方向に流れることを阻止する第２コイル用整流手段と、
を備えることを特徴とする請求項４記載の電圧変換装置。
【請求項７】
前記分離手段および前記結合手段は、
前記第１コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第１開閉手段と、
前記第２コイルおよび前記第３コイル間を電気的に開閉する第２開閉手段と、
前記第３コイルの一方の端部および前記第２電圧印加用端子の間を開閉する第３開閉手段と、
前記第３コイルの他方の端部および前記第２電圧印加用端子間を開閉する第４開閉手段と、
前記第１コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第１コイル用開閉手段と、
前記第２コイルおよび前記第１電圧印加用端子間を開閉する第２コイル用開閉手段と、
を備えることを特徴とする請求項４記載の電圧変換装置。
【請求項８】
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路とのそれぞれは、磁心を備えて構成されて且つ、他の部分と比較して透磁率の低い箇所を備えることを特徴とする請求項３〜７のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項９】
前記第１コイルおよび前記第３コイルを鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルを鎖交するループ経路を構成する磁心とが一体的に形成され、
前記透磁率の低い部分は、前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路との共通部分以外の部分に構成されていることを特徴とする請求項８記載の電圧変換装置。
【請求項１０】
前記第１コイルおよび前記第２コイルのターン数が互いに等しく設定されており、
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路とについて、それらの磁気抵抗を同一としたことを特徴とする請求項３〜９のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項１１】
前記第１コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間とを同一として且つ、前記第１コイルへの前記第２電圧印加用端子による前記第２電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第２電圧印加用端子による前記第２電圧の印加期間とを同一としたことを特徴とする請求項１０記載の電圧変換装置。
【請求項１２】
第１コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間と、前記第２コイルへの前記第１電圧印加用端子による前記第１電圧の印加期間との位相をπだけずらすことを特徴とする請求項１１記載の電圧変換装置。
【請求項１３】
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心とが一体的に形成されていることを特徴とする請求項３〜１２のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項１４】
前記磁心は、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを鎖交しないループ経路であって且つ、一対のコイルを鎖交するループ経路をさらに備え、
該一対のコイルは、それらを鎖交する前記ループ経路上における方向および大きさが互いに等しい磁束を誘起することを特徴とする請求項１３記載の電圧変換装置。
【請求項１５】
前記磁心は、コイルを鎖交しないループ経路であって且つ、前記第１コイル、前記第２コイルおよび前記第３コイルを挟むループ経路を構成することを特徴とする請求項１４記載の電圧変換装置。
【請求項１６】
前記第１コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心と、前記第２コイルおよび前記第３コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心とが、各別の磁心であることを特徴とする請求項３〜８，１０〜１２のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１３−５１７５８（Ｐ２０１３−５１７５８Ａ）
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８７００９（Ｐ２０１１−１８７００９）
【出願日】平成２３年８月３０日（２０１１．８．３０）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月３０日（２０１１．８．３０）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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