電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置及び電力変換制御方法
【課題】電源の出力電圧にかかわらず、簡単な制御で、双方向に直流電力を供給可能でかつソフトスイッチングが可能な、低損失な電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置等を提供する。
【解決手段】ＭＥＲＳ１０１及び１０２をオンすることによってコンデンサＣＭ１及びコンデンサＣＭ２に蓄積された静電エネルギーを放電させてインダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積し、受電側のＭＥＲＳを先にオフすることによって、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを受電側のコンデンサに蓄積し、このコンデンサに蓄積された静電エネルギーによって、受電側の電池を充電する。
【解決手段】ＭＥＲＳ１０１及び１０２をオンすることによってコンデンサＣＭ１及びコンデンサＣＭ２に蓄積された静電エネルギーを放電させてインダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積し、受電側のＭＥＲＳを先にオフすることによって、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを受電側のコンデンサに蓄積し、このコンデンサに蓄積された静電エネルギーによって、受電側の電池を充電する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置及び電力変換制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを回生することが可能な低損失なスイッチとして、ＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery Switch）が知られている。
このＭＥＲＳを用いて直流電圧源から交流電力を負荷に、あるいは、交流電圧源から直流電力を負荷に供給できる低損失な直流／交流電力変換装置として、たとえば特許文献１に開示されているものがある。
【０００３】
この直流／交流電力変換装置は、ＭＥＲＳと、交流電源あるいは交流負荷と直列回路を形成し、ＭＥＲＳの交流端子間に接続された交流インダクタと、直流電源あるいは直流負荷と直列回路を形成しＭＥＲＳの直流端子間に接続された直流インダクタと、を備える。
この直流／交流電力変換装置は、ＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチをオン・オフすることで、交流電源から二次電池を充電、または、二次電池から交流電力を負荷へ供給とすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−１９３８１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、直流電力を変換する場合、例えば二次電池から他の二次電池への充電を行う場合、電力を可逆に変換できることが望ましい。一方、特許文献１の直流／交流電力変換装置は、交流負荷として整流器を介して二次電池を接続したとしても、交流電源として二次電池をインバータを介して接続しても、簡単な制御で直流電力を可逆に変換することは難しい。そのため、ＭＥＲＳを用いて直流直流変換する電力変換装置としては、ＭＥＲＳの簡単な制御でソフトスイッチング可能だという利点を残したまま、直流電力を可逆に変換するという点で改善の余地がある。
【０００６】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたもので、２つの直流電圧源の相互の結合において，その電源の出力電圧にかかわらず，電力を双方向に変換可能でかつ，簡単な制御でソフトスイッチングが可能である低損失な電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置を提供することを目的とし、また、そのような電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置を実現するための電力変換制御装置及び電力変換制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置は、
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチと、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第２のインダクタと、
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間、または、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御、
を繰り返す、
ことを特徴とする。
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置は、
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される磁気エネルギー回生スイッチと、
第１と第２の交流入力と第１と第２の直流出力とを備え、当該第１と第２の交流入力間から入力された電力を整流して当該第１と第２の交流出力間から出力する整流器と、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記整流器の第１の直流出力に接続され、当該直列回路の他端が前記整流器の第２の直流出力に接続される第２のインダクタと、
前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記整流器の前記第１の交流入力とが電気的に接続され、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記整流器の前記第１の交流入力との間、または、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを同時にオン・オフさせる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする。
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の第３の観点に係る電力変換制御方法は、
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチと、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第２のインダクタと、
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間、または、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
からなる電力変換装置を制御する電力変換制御方法であって、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、２つの直流電圧源の相互の結合において、その電源の出力電圧にかかわらず、電力を双方向に変換可能でかつ、簡単な制御でソフトなスイッチングが可能である低損失な電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置が実現され、また、そのような電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置を実現するための電力変換制御方法が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２Ａ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの従来との違いを説明するための従来技術の回路図である。
【図２Ｂ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの従来との違いを説明するための従来技術の回路図である。
【図２Ｃ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの従来との違いを説明するための当該ＤＣ／ＤＣコンバータの一部を示す回路図である。
【図３】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオフにした場合の動作を説明するための図である。
【図４Ａ】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオンし、当該ＭＥＲＳのコンデンサを放電させ、インダクタに磁気エネルギーを蓄積させる動作を説明するための図である。
【図４Ｂ】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオンした後、当該ＭＥＲＳのコンデンサの放電が完了した場合の動作を説明するための図である。
【図４Ｃ】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオフすることで、インダクタの磁気エネルギーを当該ＭＥＲＳのコンデンサに静電エネルギーとして蓄積させる動作を説明するための図である。
【図４Ｄ】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオフし、インダクタの磁気エネルギーが全てＭＥＲＳに回収された場合の動作を説明するための図である。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は、図２ＣのＭＥＲＳの交流端子に接続されたインダクタに流れる電流の時間変化と、当該ＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ＭＥＲＳに接続された直流電源から出力される電力の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図６】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳをオフに保持させた場合における、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。
【図７Ａ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、両方のＭＥＲＳがオンすることで当該両方のＭＥＲＳのコンデンサを放電させ、この放電された静電エネルギーがインダクタに磁気エネルギーとして蓄積される動作を説明するための図である。
【図７Ｂ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、両方のＭＥＲＳをオンした後、受電側のＭＥＲＳのコンデンサの放電が完了した場合の動作を説明するための図である。
【図７Ｃ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのみをオフし、インダクタの磁気エネルギーを、受電側のＭＥＲＳのコンデンサに回収させる動作を説明するための図である。
【図７Ｄ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのみをオフした後、送電側のＭＥＲＳのコンデンサの放電も完了した場合の動作を説明するための図である。
【図７Ｅ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、両方をオフし、インダクタの磁気エネルギーを、当該２つのＭＥＲＳのコンデンサに回収させる動作を説明するための図である。
【図７Ｆ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳの両方がオフされ、当該２つのＭＥＲＳのコンデンサを接続するインダクタの磁気エネルギーが全てＭＥＲＳのコンデンサに回収された場合の動作を説明するための図である。
【図８Ａ】（ａ）〜（ｅ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて昇圧変換する場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、送電側の電池から受電側の電池に供給される電力の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図８Ｂ】（ａ）〜（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、受電側と送電側の電圧が略等しい場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図８Ｃ】（ａ）〜（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて降圧変換する場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、送電側の電池から受電側の電池に供給される電力の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図８Ｄ】（ａ）〜（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータが逆変換可能であることを説明するための図である。
【図９】図１のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１０】図１のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１１】（ａ）〜（ｃ）は、図１０のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、受電側と送電側の電圧が略等しい場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失を説明するための図である。
【図１３】本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１４Ａ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサに蓄積されていた静電エネルギーが放電され、当該２つのＭＥＲＳを接続するインダクタに磁気エネルギーが蓄積される動作を説明するための図である。
【図１４Ｂ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのコンデンサに、インダクタの磁気エネルギーが回収される動作を説明するための図である。
【図１４Ｃ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサに、インダクタの磁気エネルギーが回収される動作を説明するための図である。
【図１４Ｄ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのコンデンサに蓄積された静電エネルギーによって、受電側の二次電池が充電され、送電側の二次電池によって、送電側のＭＥＲＳのコンデンサが充電される動作を説明するための図である。
【図１４Ｅ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサに蓄積されていた静電エネルギーが放電され、図１４Ａに示した電流の流れる方向とは逆の方向に電流が流れることで、インダクタに磁気エネルギーが蓄積される動作を説明するための図である。
【図１４Ｆ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち受電側のＭＥＲＳのコンデンサに、インダクタの磁気エネルギーが回収される動作を説明するための図である。
【図１４Ｇ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサに、インダクタの磁気エネルギーが回収される動作を説明するための図である。
【図１４Ｈ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのコンデンサに蓄積された静電エネルギーによって、受電側の二次電池が充電され、送電側の二次電池によって、送電側のＭＥＲＳのコンデンサが充電される動作を説明するための図である。
【図１５】図１３のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１６】図１３のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１７】図１３のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１８】（ａ）〜（ｄ）は、図１７のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図１９】図１３のＤＣ／ＤＣコンバータの応用例の構成を示す図である。
【図２０Ａ】（ａ）〜（ｃ）は、図１５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を１０ｋＨｚに設定した場合の、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧のそれぞれの時間変化と、インダクタを流れる電流の時間変化と、各スイッチのオン・オフの遷移と、の関係を説明するための図である。
【図２０Ｂ】（ａ）〜（ｃ）は、図１５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を２０ｋＨｚに設定した場合の、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧のそれぞれの時間変化と、インダクタを流れる電流の時間変化と、各スイッチのオン・オフの遷移と、の関係を説明するための図である。
【図２０Ｃ】（ａ）〜（ｃ）は、図１５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を６ｋＨｚに設定した場合の、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧のそれぞれの時間変化と、インダクタを流れる電流の時間変化と、各スイッチのオン・オフの遷移と、の関係を説明するための図である。
【図２０Ｄ】図１５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を変化させた場合における単位時間あたりの電力変換量の変化を説明するための図である。
【図２１】図１のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図２２】図２１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータのＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図２３】（ａ），（ｂ）は制御部の変形例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、ソフトなスイッチ動作を行うＭＥＲＳを直列に２つ用いて、電流エネルギー及び電界エネルギーのゲートで制御された共振現象を直流直流電力変換に利用するものである。
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を、２つの二次電池を相互に充電させるＤＣ／ＤＣコンバータ（直流／直流変換器）を例として、図面を参照しつつ説明する。このＤＣ／ＤＣコンバータは、２つのＭＥＲＳをインダクタを介して直列接続にした構成を有する。
【００１４】
（第１の実施の構成）
本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、図１に示すように、ＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery Switch）１０１及び１０２と、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２と、インダクタＬｍと、制御部２００と、から構成されている。
【００１５】
ＭＥＲＳ１０１及び１０２は、たとえば図１に示すような一方向ＭＥＲＳである。図１のＭＥＲＳ１０１は、直流端子ＤＣ１１及びＤＣ２１と、交流端子ＡＣ１１及びＡＣ２１と、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１と、２つのダイオード部ＤＵ１及びＤＹ１と、コンデンサＣＭ１と、から構成されている。同様に、ＭＥＲＳ１０２は、直流端子ＤＣ１２及びＤＣ２２と、交流端子ＡＣ１２及びＡＣ２２と、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２と、２つのダイオード部ＤＵ２及びＤＹ２と、コンデンサＣＭ２と、から構成されている。
【００１６】
逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１は、ダイオード部ＤＶ１及びスイッチ部ＳＶ１から構成されている。同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１はダイオード部ＤＸ１及びスイッチ部ＳＸ１から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２はダイオード部ＤＶ２及びスイッチ部ＳＶ２から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ２はダイオード部ＤＸ２及びスイッチ部ＳＸ２から構成されている。
【００１７】
スイッチ部ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＶ２，ＳＸ２はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate Turn-Off thyristor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。
【００１８】
ダイオード部ＤＵ１，ＤＶ１，ＤＸ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＶ２，ＤＸ２，ＤＹ２はいずれも、たとえば半導体ダイオード等の整流素子からなり、電流を一方向にのみ導通させる電流路を備える。ダイオード部ＤＶ１，ＤＸ１，ＤＶ２，ＤＸ２はたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。
【００１９】
以下では、各ダイオード部はいずれも半導体ダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。
【００２０】
それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、ダイオード部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、ダイオード部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されており、スイッチ部の電流路とダイオード部の電流路とが、合わせて逆導通型半導体スイッチの電流路をなす。
このような接続関係をとる結果、各逆導通型半導体スイッチはいずれも、スイッチ部のドレインからソースに向かう方向（順方向）に流れる電流を、当該スイッチ部のゲートに印加される信号の値に応じてオン／オフする。一方、当該スイッチ部のソースからドレインに向かう方向（逆方向）の電流については、ダイオード部がこの電流のバイパスを確保する結果、常にオン状態を保つ。
【００２１】
ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１には、ダイオード部ＤＵ１のアノードとダイオード部ＤＸ１のカソードとが接続されている。交流端子ＡＣ２１には、ダイオード部ＤＶ１のアノードと、ダイオード部ＤＹ１のカソードと、インダクタＬｍの一端と、が接続されている。
【００２２】
ＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ１１には、ダイオード部ＤＵ１及びＤＶ１の各カソードと、コンデンサＣＭ１の一端と、インダクタＬｄｃ１の一端と、が接続されている。インダクタＬｄｃ１の他端は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第１の直流正極端子ＤＣ＋１を形成する。直流端子ＤＣ２１には、ダイオード部ＤＸ１及びＤＹ１の各アノードと、コンデンサＣＭ１の他端と、が接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第１の直流負極端子ＤＣ−１をなしている。
【００２３】
直流正極端子ＤＣ＋１には、二次電池である外部の二次電池Ｅ１の正極が接続され、直流負極端子ＤＣ−１には、二次電池Ｅ２の負極が接続される。なお、このように接続される結果、二次電池Ｅ１とインダクタＬｄｃ１とが直列回路を形成することになる。これにより、インダクタＬｄｃ１は、二次電池Ｅ１の出力する電力を安定してＭＥＲＳ１０１に供給する。
インダクタＬｄｃ１は例えば直流リアクトルである。
【００２４】
ＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２には、ダイオード部ＤＵ２のアノードと、ダイオード部ＤＸ２のカソードと、インダクタＬｍの他端と、が接続されている。交流端子ＡＣ２２には、ダイオード部ＤＶ２のアノードと、ダイオード部ＤＹ２のカソードと、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１と、が接続されている。なお、本実施形態においては、交流端子ＡＣ２２は、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１とともに共通の接地線に接続されている。
【００２５】
ＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ１２は、ダイオード部ＤＵ２及びＤＶ２の各カソードと、コンデンサＣＭ２の一端と、インダクタＬｄｃ２の一端と、が接続されている。インダクタＬｄｃ２の他端は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第２の直流正極端子ＤＣ＋２をなしている。直流端子ＤＣ２２は、ダイオード部ＤＸ２及びＤＹ２の各アノードと、コンデンサＣＭ２の他端と、が接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第２の直流負極端子ＤＣ−２をなしている。
【００２６】
直流正極端子ＤＣ＋２には、２次電池である外部の二次電池Ｅ２の正極が接続され、直流負極端子ＤＣ−２には、二次電池Ｅ２の負極が接続される。このような接続されることによって、二次電池Ｅ２とインダクタＬｄｃ２とが直列回路を形成することになり、インダクタＬｄｃ２は二次電池Ｅ２の出力する電力を安定してＭＥＲＳ１０２に供給する。
インダクタＬｄｃ２は例えば直流リアクトルである。
【００２７】
スイッチ部ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＶ２及びＳＸ２の各ゲート（順に、ＧＶ１，ＧＸ１，ＧＶ２及びＧＸ２）は、ＭＥＲＳ１０１及びＭＥＲＳ２の制御端をなすもので、いずれも制御部２００に接続されている。
【００２８】
制御部２００は、たとえば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサと、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶装置とを備えたコンピュータから構成されている。
制御部２００、たとえば自己の記憶装置が予め記憶するプログラムを自己のプロセッサが読み出して実行することにより、後述する処理、たとえば、後述するサイクルを繰り返すことにより、ゲートＧＶ１，ＧＸ１，ＧＶ２，ＧＸ２に、それぞれ、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２を供給する処理を行う。
【００２９】
それぞれのゲート信号は、当該ゲート信号の供給先であるゲートを備える半導体スイッチのオン又はオフを指示する信号である。たとえば、オンを指示するときの当該ゲート信号（オン信号）は、当該半導体スイッチをオンさせるに足る電圧（ハイレベル電圧）をとり、オフを指示するときの当該ゲート信号（オフ信号）は、当該半導体スイッチをオフさせるに足る電圧（ローレベル電圧）をとる。
【００３０】
制御部２００の記憶装置は、制御部２００がＭＥＲＳ１０１に後述のサイクルを実行させる際にゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオンを保持するべき時間ｄ１と、ＭＥＲＳ１０２に後述のサイクルを実行させる際にゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２がオンを保持するべき時間であって時間ｄ１より短い時間ｄ２と、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２の後述のサイクルを繰り返す周波数ｆ１とを予め記憶する。
【００３１】
制御部２００は、動作開始前においては、全てのゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２をオフ信号として出力し、例えば、ユーザの指示に応答して、予め記憶している時間ｄ１，ｄ２並びに周波数ｆ１に基づいて、次のサイクルＣ１を繰り返す。
制御部２００は、サイクルＣ１において、全てのゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に同時に切り替える。そして、オン信号に切り替えてから時間ｄ２後に、まず、ゲート信号ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２をオン信号からオフ信号に切り替え、更に時間（ｄ１−ｄ２）経過後に、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。
制御部２００は、このサイクルＣ１を周波数ｆ１で繰り返す。
【００３２】
なお、本実施形態では、二次電池Ｅ１の出力電圧は３００Ｖ，二次電池Ｅ２の出力電圧は５００Ｖであり、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスはともに１ミリＨであり、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２のキャパシタンスはともに５マイクロＦであり、インダクタＬｍのインダクタンスは０．２ミリＨであり、時間ｄ１は６０マイクロ秒、時間ｄ２は３０マイクロ秒、周波数ｆ１は７キロＨｚである。
時間ｄ１及びｄ２並びに周波数ｆ１は、インダクタＬｍに電流が流れていない時にスイッチがオンされるように、コンデンサＣＭ１の電圧がほぼ０の時にＭＥＲＳ１０１のスイッチがオフされるように、コンデンサＣＭ２の電圧がほぼ０の時にＭＥＲＳ１０２のスイッチがオフされるように、予め調整されている。
なお、コンデンサＣＭ１とインダクタＬｄｃ１との共振周波数と、コンデンサＣＭ２とインダクタＬｄｃ２との共振周波数とは、周波数ｆ１の半分いかになるように、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２並びにインダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２を選択することが好ましい。
【００３３】
（従来技術との構成の差異）
フライバックブースト回路にトランス結合した回路が従来からある、また、そのスイッチをソフト化するためにスナバロスレススイッチ回路（Ｃブリッジと呼ばれることもある回路）を使用するものも知られている。
図２Ａに従来のハードスイッチのフライバックブーストを、図２ＢにハードスイッチをＭＥＲＳでソフト化した場合、図２ＣにＭＥＲＳの直流端子間に直流電源とインダクタンスの直列回路を接続し、交流端子間に他のインダクタンスを接続した回路（本発明の回路の一部でもある）を示す。
【００３４】
図２Ａに示した回路では，低圧側の二次電池Ｅ１からスイッチを介してインダクタンスに電流を流し、そのスイッチをオフすることでインダクタに高圧を発生させ、ダイオードを介して高圧側の二次電池Ｅ２に非可逆に電力を供給するのが基本原理である。
図２Ａのブースト回路のスイッチを、図２Ｂに示すようにＭＥＲＳに置き換えると、ソフトスイッチングすることができる。
【００３５】
一方本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、次の二つの動作を交互に繰り返すことが基本原理になっている。
一つ目の動作では、ＭＥＲＳをオンすることで、ＭＥＲＳのコンデンサに一度蓄積された静電エネルギーをインダクタに放電する。これによって、インダクタに電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。
二つ目の動作では、ＭＥＲＳをオフすることで、インダクタに流れる電流をＭＥＲＳのコンデンサで遮断する。これによって、インダクタの磁気エネルギーは、コンデンサに回収される。
【００３６】
（本発明の基本的な動作の説明）
本発明の理解を容易にするために、まず、本発明の一部、すなわち、図２Ｃに示した電流一方向のＭＥＲＳについて説明する。
【００３７】
図２Ｃに示した回路は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの、ＭＥＲＳ１０２，インダクタＬｄｃ２以外の部分である。この回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＡのＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２−ＡＣ２２を短絡したものと実質的に同一である。
【００３８】
（電流一方向のＭＥＲＳの動作）
次に、図３，図４Ａ〜図４Ｄ及び図５を参照して、ＭＥＲＳ１０１の動作を説明する。
【００３９】
ＭＥＲＳ１０１がオフの状態で二次電源Ｅ１が接続されると、図３に示すように、二次電池Ｅ１，インダクタＬｄｃ１及びコンデンサＣＭ１は直列回路を形成する。これにより、コンデンサＣＭ１は電力を蓄積する。
制御部２００が動作を開始し、ＭＥＲＳ１０１のオン・オフを切り替えることにより、以下の動作を繰り返す。
【００４０】
以下、コンデンサＣＭ１に静電エネルギーが蓄積されており、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１がともにオンである状態（すなわち後述の図４Ｄの状態）が初期状態であるとして説明する。
この初期状態から、制御部２００は、以下に述べるパターンでゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１を供給することで、ＭＥＲＳ１０１は、後述するＴ１〜Ｔ５までを１サイクルとして、以下［１］〜［４］で述べる動作を繰り返す。
【００４１】
［１］ 初期状態からまず時刻Ｔ１において、制御部２００は、図５（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオフ信号からオン信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１はオフからオンに切り替わる。
すると、コンデンサＣＭ１は放電を開始し、図４Ａに示すように、コンデンサＣＭ１の正極から、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１、インダクタンスＬｍ、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１を介して、コンデンサＣＭ１の負極へと流れ込む電流が生じる。
このようにコンデンサＣＭ１が放電することによりコンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は図５（ｂ）に示すように減少する。一方、コンデンサＣＭ１に蓄積されていた静電エネルギーが放電されることによって、図５（ａ）に示すようにインダクタＬｍに流れる電流ＩＬｍが増幅し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。
【００４２】
［２］ コンデンサＣＭ１の放電が完了する時刻Ｔ２に至ると、図４Ｂに示すように、２つの経路で電流が流れる。
第１の経路は、交流端子ＡＣ１１から、ダイオード部ＤＵ１とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路を順に通るルートである。
第２の経路は、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路とダイオード部ＤＹ１を順に通るルートである。
すなわち、コンデンサＣＭ１に蓄積されていた静電エネルギーは全て、インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積されていることになる。
この回路形態においては、電力は消費されないため、図４Ｂに示す経路で電流が流れている間は、図５（ａ）に示すように電流ＩＬｍはほぼ変化せず、図５（ｂ）に示すように、電圧Ｖｃｍ１もほぼ変化しない。
【００４３】
［３］ 上述したように、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオフ信号からオン信号に切り替えてから時間ｄ１後の時刻Ｔ３において、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１はオンからオフに切り替わる。
すると、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１を流れていた各電流は遮断され、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーによって、図４Ｃに示すように、インダクタＬｍから、ダイオード部ＤＵ１を介しコンデンサＣＭ１の正極に流入する電流が生じ、コンデンサＣＭ１の負極からは、ダイオード部ＤＹ１を経て交流端子ＡＣ２１へと電流が流れる。これによりコンデンサＣＭ１は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積するため、図５（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ１が上昇する。一方、磁気エネルギーが電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサＣＭ１に回収されるため、図５（ａ）に示すように、電流ＩＬｍは減少する。
【００４４】
［４］ その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時Ｔ４に至ると、図４Ｄに示すように、交流端子ＡＣ１１から交流端子ＡＣ２１へ流れる電流は消滅する。
この間、コンデンサＣＭ１は二次電池Ｅ１とインダクタＬｄｃ１と直列回路を形成するが、定常状態においては、図５（ｂ）に示すように、電圧Ｖｃｍ１はほとんど変化しない。
【００４５】
そして、次のサイクルにおける時刻Ｔ１に相当する時刻Ｔ５（この時刻Ｔ５は、上記周波数ｆ１によって決定される）に至ると、再び、上述の［１］〜［４］に示した動作を繰り返す。
【００４６】
このように、［１］〜［５］として説明した動作が繰り返される結果、インダクタＬｍとコンデンサＣＭ１とは、図５（ａ），（ｂ）に示すように、静電エネルギーと磁気エネルギーとを相互に変換させる。すなわち、制御部２００が逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオンからオフに切り替えることによってインダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーをコンデンサＣＭ１に電荷の形で静電エネルギーとして回収させ、制御部２００が逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオフからオンに切り替えることによって、コンデンサＣＭ１に回収されたエネルギーを再びインダクタＬｍに戻す、という効果を実現させる。
【００４７】
また、コンデンサＣＭ１とインダクタＬｍとの共振現象を利用しているため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は、二次電池Ｅ１の出力電圧３００Ｖよりも高い電圧をピークに持つことが可能である。
この例では電圧Ｖｃｍ１のピークは、図５（ｂ）に示すように、４００Ｖを超える。
また、この例では、インダクタＬｍを含め電力を消費するものがないため、定常状態では、図５（ｃ）に示すように、二次電池Ｅ１から出力される電力Ｐは略０Ｗとなる。なお、ここで、電力Ｐは、１ミリ秒間の平均電力を示す。
【００４８】
なお、図５（ａ）（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオフ信号からオン信号に切り替わる時刻Ｔ１には、インダクタＬｍには電流が流れていない。このため、時刻Ｔ５でゲート信号の切り替えがあった直後の時点には、電流が流れていない状態を維持しようとする向きの逆起電力がインダクタＬｍに生じる。従って、この時点では、インダクタＬｍから逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路（順方向）、コンデンサＣＭ、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路（順方向）を順に至る電流路は、インダクタＬｍによって遮断された状態にあるということができる。よって、時刻Ｔ５における逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１のオフからオンへのスイッチングは、半導体スイッチＳＸ１及びＳＶ１のスイッチングによる状態遷移中にこれらの電流路に流れる電流が略０である状態で行われることになり、このスイッチングはソフトスイッチングになっている。
【００４９】
また、図５（ｂ）及び（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオン信号からオフ信号に切り替わる時刻Ｔ３の直後では、コンデンサＣＭ１はほぼ完全に放電された状態にある。このため、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路は、ダイオード部ＤＹ１を介してコンデンサＣＭ１により短絡された状態にあるということができ、また、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路は、ダイオード部ＤＵ１を介してコンデンサＣＭ１により短絡された状態にあるということができる。よって、時刻Ｔ３における逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１のオンからオフへのスイッチングは、これらの電流路の両端間の電圧が略０である状態でのスイッチングとなり、スイッチングによる半導体スイッチの状態遷移中に生じるスイッチング損失が少ないスイッチング、すなわちソフトスイッチングになっている。
【００５０】
（第１の実施の形態：ＤＣ／ＤＣコンバータの動作）
上述のように、制御部２００がＭＥＲＳ１０１に対して、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオンからオフに切り替えることによってインダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーをコンデンサＣＭ１に電荷の形で静電エネルギーとして回収させ、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオフからオンに切り替えることによって、コンデンサＣＭ１が回収したエネルギーを再びインダクタＬｍに戻す。
【００５１】
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａにおいては、制御部２００は、ＭＥＲＳ１０２に対しても、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２をオンからオフに切り替える。これによりインダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーをコンデンサＣＭ２に電荷の形で静電エネルギーとして回収させる。
また、制御部２００は、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２をオフからオンに切り替えることによって、コンデンサＣＭ２が回収したエネルギーを再びインダクタＬｍに戻す。
【００５２】
このように、制御部２００は、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に蓄積されていた静電エネルギーを放電させてインダクタＬｍに磁気エネルギーとし、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーを、コンデンサＣＭ１あるいはコンデンサＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積させるように、ＭＥＲＳ１０１及び１０２を制御する。
【００５３】
ただし、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、制御部２００は、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のうち、ＭＥＲＳ１０２の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２を先にオフさせる。そのため、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーの全てあるいは大部分をコンデンサＣＭ２に充電させる。コンデンサＣＭ２に充電された電力によって、二次電池Ｅ２は充電される。
【００５４】
二次電池Ｅ２の充電に用いられるインダクタＬｍの磁気エネルギーは、インダクタＬｄｃ１を介して二次電池Ｅ１から、インダクタＬｄｃ２を介して二次電池Ｅ２から供給されたものである。しかし、二次電池Ｅ２から供給される電力は二次電池Ｅ２に戻るので、実質的には、二次電池Ｅ１が、二次電池Ｅ２を充電することになる。
なお、この例では、コンデンサＣＭ１とインダクタＬｄｃ１との共振周波数と、コンデンサＣＭ２とインダクタＬｄｃ２との共振周波数とは、周波数ｆ１の半分いかになるため、二次電池Ｅ２からＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａに電力は供給されない。
【００５５】
（第１の実施の形態：ＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な動作）
以下、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの具体的な動作について、図６，図７Ａ〜７Ｆ及び図８Ａ〜Ｄを参照して説明する。なお、図８Ａにおいて、電流ＩＬｄｃ１は二次電池Ｅ１の正極からＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ１１方向に流れる電流を示し、電流ＩＬｄｃ２はＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ１２から二次電池Ｅ２の正極方向に流れる電流を示す。
【００５６】
制御部２００から出力されるゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２が全てオフ信号の場合、図６に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２は全てオフであり、コンデンサＣＭ１はインダクタＬｄｃ１を介して二次電池Ｅ１から、コンデンサＣＭ２はインダクタＬｄｃ２を介して二次電池Ｅ２から、電力を供給される。
【００５７】
以下、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーが蓄積されており、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２がともにオンである状態（すなわち後述の図７Ｆの状態）が初期状態であるとして説明する。
この初期状態から、制御部２００は、以下に述べるパターンでゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２を供給することで、ＭＥＲＳ１０１は、後述するＴａ１〜Ｔａ７までを１サイクルとして所定の周波数ｆ１で、以下［フェイズＰＡ１］〜［フェイズＰＡ６］で述べる動作を周期的に行わせる。
【００５８】
［フェイズＰＡ１］
制御部２００は、時刻Ｔａ１において、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に切替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオフからオンに切り替わる。
すると、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は放電を開始し、図７Ａに示すように、コンデンサＣＭ１の正極から、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１、インダクタンスＬｍ、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ２を介して、コンデンサＣＭ２の負極へと流れ込む電流と、コンデンサＣＭ２の正極から、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１を介して、コンデンサＣＭ１の負極へと流れ込む電流と、が生じる。
このようにコンデンサＣＭ１及びＣＭ２が放電することによりコンデンサＣＭ１及びＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１は図８Ａ（ｂ）に示すように減少する。一方、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に蓄積されていた静電エネルギーは放電されることによって、図８Ａ（ａ）に示すようにインダクタＬｍに流れる電流ＩＬｍが増幅し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。
【００５９】
［フェイズＰＡ２］
本実施形態においては、コンデンサＣＭ２の放電がコンデンサＣＭ１よりも先に放電を完了する。コンデンサＣＭ２の放電が完了する時刻Ｔａ２に至ると、図７Ｂに示すように、電流が、ＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２から、ダイオード部ＤＵ２とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２の電流路を順に通るルートと、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＸ２の電流路とダイオード部ＤＹ２を順に通るルートと、の２つに分岐して交流端子ＡＣ２２へ流れる。
すなわち、コンデンサＣＭ２に蓄積されていた静電エネルギーは全て、インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積されることになる。なお、コンデンサＣＭ１は、この時点では放電を完了していない。
【００６０】
［フェイズＰＡ３］
上述したように、制御部２００は、時刻Ｔａ１から時間ｄ２後の時刻Ｔａ３において、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号からオフ信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオンからオフに切り替わる。本実施形態においては、時刻Ｔａ２の直後に時刻Ｔａ３に至る。
すると、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２を流れていた各電流は遮断され、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーによって、図７Ｃに示すように、インダクタＬｍから、ダイオード部ＤＵ２を介しコンデンサＣＭ２の正極に流入する電流が生じ、コンデンサＣＭ２の負極からは、ダイオード部ＤＹ２を経て交流端子ＡＣ２２へと電流が流れる。これによりコンデンサＣＭ２は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積するため、図８Ａ（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ２が上昇する。一方、磁気エネルギーが電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサＣＭ２に蓄積されるため、図８Ａ（ａ）に示すように、電流ＩＬｍは減少する。また、コンデンサＣＭ１は放電を継続するため、図８Ａ（ｂ）に示すように、電圧Ｖｃｍ１は減少する。
【００６１】
［フェイズＰＡ４］
その後、コンデンサＣＭ１の放電が完了する時刻Ｔａ４に至ると、図７Ｄに示すように、電流が、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１から、ダイオード部ＤＵ１とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路を順に通るルートと、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路とダイオード部ＤＹ１を順に通るルートと、の２つに分岐して交流端子ＡＣ２１へ流れる。
すなわち、コンデンサＣＭ１に蓄積されていた静電エネルギーも、全て、インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積されることになる。
【００６２】
［フェイズＰＡ５］
制御部２００は、時刻Ｔａ３から時間（ｄ１−ｄ２）後（時刻Ｔａ１から時間ｄ１後）の時刻Ｔａ５において、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１はオンからオフに切り替わる。なお、本実施形態においては、時刻Ｔａ５は、インダクタＬｍには電流が流れている（磁気エネルギーが残っている）状態である。
すると、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１を流れていた各電流は遮断され、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーによって、図７Ｅに示すように、インダクタＬｍから、ダイオード部ＤＵ１を介しコンデンサＣＭ１の正極に流入する電流が生じ、コンデンサＣＭ１の負極からは、ダイオード部ＤＹ１を経て交流端子ＡＣ２１へと電流が流れる。一方、ＭＥＲＳ１０２では、上記フェイズＰ５で示した経路で電流が流れる。
そのため、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、図８Ａ（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２が上昇する。一方、磁気エネルギーが電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサＣＭ１及びＣＭ２に蓄積されるため、図８Ａ（ａ）に示すように、電流ＩＬｍは減少する。
【００６３】
［フェイズＰＡ６］
その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻Ｔａ６に至ると、図７Ｆに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は消滅する。
【００６４】
そして、次のサイクルにおける時刻Ｔａ１に相当する時刻Ｔａ７（前サイクルの時刻Ｔａ１から時間１／ｆ１後）に至ると、再び、上述のフェイズＰＡ１からＰＡ６に示した動作を繰り返す。
この動作を繰り返されている間、図８Ａ（ａ）に示すように、二次電池Ｅ１からは常に電力がＭＥＲＳ１０１に供給され（電流ＩＬｄｃ１が正）、二次電池Ｅ２には常に電力がＭＥＲＳ１０２から供給されている（電流ＩＬｄｃ２が正）。
【００６５】
このように、一度コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積される。この静電エネルギーが放電されることでインダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積される。この磁気エネルギーの大部分を、コンデンサＣＭ２が回収するため、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ１の電圧から昇圧され、この例では、図８Ａ（ｂ）に示すように、二次電池Ｅ２の出力電圧をより高くなる。よって、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２を充電する。なお、この例では、二次電池Ｅ２に供給される電力は、図８Ａ（ａ）に示すように、二次電池Ｅ１から常時供給されている。
【００６６】
なお、この例では、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は６３００Ｗ である。なお、スイッチング制御の周波数ｆ１を５キロＨｚに変更すると変換電力は３６００Ｗに，１０キロＨｚに変更すると変換電力は１１７００Ｗである。
【００６７】
（第１の実施形態の他の使用例１）
上記二次電池Ｅ２を５００Ｖから３００Ｖの二次電池を変更した場合のインダクタＬｍを流れる電流ＩＬｍの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図８Ｂのようになる。
この例では、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は５６００Ｗ である。
【００６８】
（第１の実施形態の他の使用例２）
上記二次電池Ｅ２から２００Ｖの電池を変更した場合のインダクタＬｍを流れる電流ＩＬｍの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図８Ｃのようになる。
【００６９】
この例では、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は４８００Ｗ である。なお、スイッチング制御の繰返周波数ｆ１を５キロＨｚに変更すると変換電力は３２００Ｗに，１０キロＨｚに変更すると変換電力は７７００Ｗである。
この使用例では、降圧変換されている。
【００７０】
（第１の実施形態の構成の変形例１）
なお、上記実施形態では、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間が、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間よりも長い場合について説明したが、短くてもよい。
例えば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間を時間ｄ２に、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間を時間ｄ１に設定してもよい。この場合の、インダクタＬｍを流れる電流ＩＬｍの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図８Ｄのようになる。
【００７１】
この場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１が先にオフするため、二次電池Ｅ２から二次電池Ｅ１へ電力が供給されることになる。この例では、二次電池Ｅ２から二次電池Ｅ１への変換電力は１２９００Ｗである。
【００７２】
このように、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａによれば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間を、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間より短くすることによって、二次電池Ｅ２から二次電池Ｅ１に電力を供給することができる（逆変換可能である）。
すなわち、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａによれば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間、及び、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間、を適切に選択することによって、二次電池Ｅ１と二次電池Ｅ２との間で相互に電力を充電させることができる。
【００７３】
（第１実施形態の構成の変形例２）
第１の実施形態では、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１とＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２２とが、接地ラインに接続されていた。しかし、二次電池Ｅ１の負極と二次電池Ｅ２の負極とを、あるいは二次電池Ｅ１の正極と二次電池Ｅ２の正極とが、接地ラインに接続されていてもよい。ただし、二次電池Ｅ１と、二次電池Ｅ２と、が違う出力電圧である場合、共通の接地ラインを介して電流が漏れてしまう可能性がある。
【００７４】
そこで、図９に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＡのインダクタＬｍを、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ２１とＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２との間に接続されたインダクタＬｍ１と、ＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２２とＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１との間に接続されたインダクタＬｍ２と、に分割する。インダクタＬｍ１及びＬｍ２とは同一のインダクタンスを持つことが好ましい。これによって、二次電池Ｅ１及びＥ２を接地させたとしても漏れ電流を低減することができる。
【００７５】
インダクタＬｄｃ１，Ｌｄｃ２を二次電池Ｅ１，Ｅ２を中心に対称に配置してもよい。インダクタＬｄｃ１を、二次電池Ｅ１の一端とＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ１１との間に接続されたインダクタＬｄｃ１１と、二次電池Ｅ１の他端とＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ２１との間に接続されたインダクタＬｄｃ２１とに、分割する。インダクタＬｄｃ２を、二次電池Ｅ２の一端とＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ１２との間に接続されたインダクタＬｄｃ１２と、二次電池Ｅ２の他端とＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ２２との間に接続されたインダクタＬｄｃ２２とに、分割する。インダクタＬｄｃ１１及びＬｄｃ２１とは同じインダクタンス、インダクタＬｄｃ１２及びＬｄｃ２２とは同じインダクタンス、であることが好ましい。これによっても漏れ電流を低減することができる。
【００７６】
例えば、二次電池Ｅ１を３００Ｖに、二次電池Ｅ２を５００Ｖに、ゲート信号ＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１を６０マイクロ秒に、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＶＶＸ２を３０マイクロ秒に、スイッチング制御の繰り返し周波数ｆ１を７キロＨｚにした場合、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力はおよそ５９００Ｗである。
【００７７】
（第１の実施形態における構成の変形例３）
インダクタＬｍは、２巻き線トランスの漏れインダクタンスを利用してもよい。すなわち、図１０に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃのように、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＢのインダクタＬｍを高周波トランスＲＦＴに置き換えてもよい。
高周波トランスＲＦＴは一次コイルＬ１と二次コイルと、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２と、から構成されている。
【００７８】
一次コイルＬ１と二次コイルとは電磁的に接続される。
漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２は、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２との結合における漏れインダクタンスである。なお、図中の一次コイルＬ１、二次コイルＬ２、及び漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２はトランス結合の簡単なモデルである。
【００７９】
漏れインダクタンスＬＭ１は、一端が一次コイルＬ１の一端に、他端がＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ２１に接続されている。漏れインダクタンスＬＭ２は、一端が二次コイルＬ２の一端に、他端がＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２１に接続されている。
一次コイルＬ１の他端はＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１に、接続されている。二次コイルＬ２の他端はＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２２に接続されている。
ただし、実際には、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２が存在するわけでは無く，１次コイルＬ１の一端が交流端子ＡＣ２１に、二次コイルＬ２の一端が交流端子ＡＣ１２に接続されている。
【００８０】
このようにトランスを介してＭＥＲＳ１０１とＭＥＲＳ１０２とを絶縁接続することも可能である。
【００８１】
なお、漏れインダクタンスＬＭ１及び漏れインダクタンスＬＭ２に更に、インダクタを接続してもよい。
【００８２】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃにおいて、漏れインダクタンスが０．２ミリＨの高周波トランスＲＦＴ、二次電池Ｅ１及びＥ２として出力３００Ｖの二次電池を選択した場合の、第１のコイルＬＭ１を流れる電流Ｉｌｉｎｋの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図１１のようになる。
この場合、実質的に構成が同一である上記図８Ｂの波形と酷似する。
【００８３】
例えば、二次電池Ｅ１が３００Ｖで二次電池Ｅ２が３００Ｖで、ゲート信号ＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１を６０マイクロ秒に、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＶＶＸ２を３０マイクロ秒に、スイッチング制御の繰り返し周波数ｆ１を７キロＨｚに設定した場合、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力はおよそ５６００Ｗである。
【００８４】
なお、受電側の電圧が大きくなるとコンデンサＣＭ２のエネルギーが大きくなるため、インダクタンスの電流も増える。そのため、さらに出力が大きくなる特徴がある。
なお、二次電池Ｅ２が５００Ｖに変更した場合、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は６３００Ｗになる。
【００８５】
（第１の実施形態におけるスイッチング損失）
また、上述したように、上記第１の実施形態並びにその変形例において、ソフトスイッチングが実現されている。
例えば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオンに保持する時間が６０マイクロ秒で、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオンに保持する時間が３０マイクロ秒で、繰り返しは７キロＨｚ、３００Ｖの二次電池Ｅ１から５００Ｖの二次電池Ｅ２へ昇圧変換する場合の半導体スイッチの電流と電圧を図１２に示す。上から逆導通型半導体スイッチＳＶ１の電流Ｉｓｖ１及び電圧Ｖｓｖ１の時間変化、逆導通型半導体スイッチＳＶ２の電流Ｉｓｖ２及び電圧Ｖｓｖ２の時間変化、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移を示す。
【００８６】
上述したように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオフからオンに切り替わる時、電流Ｉｓｖ１はほぼ流れておらず、オンからオフに切り替わる時、電圧Ｖｓｖ１はほぼ０ボルトである。同様に、上述したように、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２がオフからオンに切り替わる時、電流Ｉｓｖ２はほぼ流れておらず、オンからオフに切り替わる時、電圧Ｖｓｖ２はほぼ０Ｖである。
【００８７】
このように、ゲート信号が切り替わる時、すなわち、逆導通型半導体スイッチのオン・オフが切り替わる時、ゼロ電流あるいはゼロ電圧になっているため、ソフトスイッチングが実現され、スイッチング損失がほとんど無い。
なお、時刻Ｔａ１から時刻Ｔａ２の期間は（上記フェイズＰＡ１の期間は）、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２とインダクタＬｍとが共振している。そのため、その共振周波数が高ければ高いほど、上述の時刻Ｔａ１から時刻Ｔａ２の時間は短くなる。
同様に、上記各フェイズでは、コンデンサＣＭ１及び／またはＣＭ２とインダクタＬｍとが共振している。そのため、これらの共振周波数が高ければ高いほど、各周期は短くなり、単位時間あたりの電力の変換回数が増える。よって、時間ｄ１，ｄ２を短く設定でき、制御の繰り返し周波数ｆ１を高く設定できる。
【００８８】
以上、本発明の第１の実施の形態を説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｃの構成は上述のものに限られない。たとえば、ＭＥＲＳ１０１及び１０２はいずれも、必ずしもソフトスイッチングを行わなくてもよい。電力の損失は大きくなるが、二次電池Ｅ１からＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａを介して二次電池Ｅ２を充電することができる。
【００８９】
以上のように本発明に係る第１の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｃによれば、２つのＭＥＲＳ１０１，１０２を同時にオンし、受電側を先にオフするという簡単な制御で、電源の出力電圧にかかわらず、双方向に直流電力を供給可能である。
また、インダクタＬｍに実質的に電流が流れていないときにオン、コンデンサＣＭ２に電圧が実質的にないときにＭＥＲＳ１０２のスイッチをオフ、コンデンサＣＭ１に電圧が実質的にないときにＭＥＲＳ１０１のスイッチをオフ、することによってソフトスイッチングが可能である。
【００９０】
（第２の実施の形態）
以上説明した第１の実施の形態では、ＭＥＲＳ１０１及び１０２は片方向ＭＥＲＳであった。しかし、ＭＥＲＳ１０１及び１０２は、フルブリッジ型ＭＥＲＳであってもよい。また、第１の実施の形態では、電流の向きが片方向用のＭＥＲＳを使用していたため、インダクタＬｍに流れる電力も一方向であった。しかし、フルブリッジ型ＭＥＲＳを使用すれば、インダクタＬｍに双方向の電流を供給することができる。以下では、そのような構成を有する、本発明の第２の実施の形態を説明する。
【００９１】
第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄは、図１３に示すように、第１の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＡとＭＥＲＳ１０１をフルブリッジ型のＭＥＲＳ１０３に、ＭＥＲＳ１０２をフルブリッジ型のＭＥＲＳ１０４に変更したものである。また、制御部２００は上述のサイクルＣ１と後述のＣ２とを交互に繰り返すことで各ゲート信号のオン信号・オフ信号を切替える。
他の構成は、第１の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと実質的に同一である。
【００９２】
ＭＥＲＳ１０３は、ＭＥＲＳ１０１のダイオード部ＤＵ１に並列にスイッチ部ＳＵ１が、ダイオード部ＤＹ１に並列にスイッチ部ＳＹ１が、接続されているものである。ＭＥＲＳ１０３の他の構成は、ＭＥＲＳ１０１と実質的に同一である。
ＭＥＲＳ１０４は、ＭＥＲＳ１０２のダイオード部ＤＵ２に並列にスイッチ部ＳＵ２が、ダイオード部ＤＹ２に並列にスイッチ部ＳＹ２が、接続されているものである。ＭＥＲＳ１０４の他の構成は、ＭＥＲＳ１０２と実質的に同一である。
【００９３】
スイッチ部ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＵ２，ＳＹ２はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate Turn-Off thyristor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。
【００９４】
ダイオード部ＤＵ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＹ２はたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。
【００９５】
以下では、各ダイオード部はいずれも半導体ダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。
【００９６】
制御部２００は、動作開始前においては、全てのゲート信号ＳＧＧＵ１乃至ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２乃至ＳＧＧＹ２をオフ信号として出力し、例えば、ユーザの指示に応答して、予め記憶している時間ｄ１，ｄ２並びに周波数ｆ１に基づいて、上述のサイクルＣ１と次のサイクルＣ２を周波数ｆ１で交互に繰り返す。
サイクルＣ２において、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＵ１とＳＧＧＹ１のペアと，ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２のペアと、をオフ信号からオン信号に同時に切り替える。その後、オン信号に切り替えてから時間ｄ２後に、まず、ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２のペアをオン信号からオフ信号に切り替え、更に時間（ｄ１−ｄ２）経過後（オン信号に切替えてから時間ｄ１後）に、ゲート信号ＳＧＧＵ１及びＳＧＧＹ１のペアをオン信号からオフ信号に切り替える。
【００９７】
なお、本実施形態では、二次電池Ｅ１の出力電圧は３００Ｖ，二次電池Ｅ２の出力電圧は５００Ｖであり、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスはともに１ミリＨであり、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２のキャパシタンスはともに５マイクロＦであり、インダクタＬｍのインダクタンスは０．２ミリＨであり、時間ｄ１は６０マイクロ秒、時間ｄ２は３０マイクロ秒、周波数ｆは７キロＨｚである。
【００９８】
（第２の実施の形態：ＤＣ／ＤＣコンバータの動作）
以下、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄの動作について、図１３，図１４Ａ〜１４Ｈ及び図１５を参照して説明する。
初期状態は、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１乃至ＳＷＹ１，ＳＷＵ２乃至ＳＷＹ２がオフで、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーが蓄積されている後述のフェイズＰＢ８であるとして説明する。
【００９９】
［フェイズＰＢ１］
制御部２００は、時刻Ｔｂ１において、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に切替え、ゲート信号ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオフ信号に保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオフからオンに切り替わる。逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１，ＳＷＹ１，ＳＷＵ２及びＳＷＹ２はオフのまま変化しない。
すると、図１４Ａに示すように、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は放電を開始し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。
【０１００】
［フェイズＰＢ２］
上述したように、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に切り替えてから時間ｄ２後の時刻Ｔｂ２において、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号からオフ信号に切り替える。他のゲート信号はオフ信号を保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオンからオフに切り替わる。
すると、図１４Ｂに示すように、インダクタＬｍを流れる電流はコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ２は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。
【０１０１】
［フェイズＰＢ３］
そして、時刻ｔｂ２から時間（ｄ１−ｄ２）経過後の時刻Ｔｂ３において、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。
すると、図１４Ｃに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は、コンデンサＣＭ１及びコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が、インダクタＬｍに蓄積された残りの磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。
【０１０２】
［フェイズＰＢ４］
その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ＴＢ４に至ると、図１４Ｄに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は消滅する。
以上フェイズＰＢ１乃至ＰＢ４において、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積され、放電されることで一度インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積された電力の大部分を、コンデンサＣＭ２が回収する。そのため、コンデンサＣＭ２の電圧Ｖｃｍ２は、二次電池Ｅ２の出力電圧をより高くなる。よって、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２を充電する。電力の大部分をコンデンサＣＭ２が回収するため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は、二次電池Ｅ１の出力電圧よりも低くなる。そのため、コンデンサＣＭ１は、二次電池Ｅ１に充電される。
【０１０３】
［フェイズＰＢ５］
制御部２００は、周波数ｆ１によって定まる時刻Ｔｂ５において、ゲート信号ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオフ信号からオン信号に切替え、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号に保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１，ＳＷＹ１，ＳＷＵ２及びＳＷＹ２はオフからオンに切り替わる。逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオフのまま変化しない。
すると、図１４Ｅに示すように、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は放電を開始し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。
【０１０４】
［フェイズＰＢ６］
上述したように、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオフ信号からオン信号に切り替えてから時間ｄ２後の時刻Ｔｂ６において、ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオン信号からオフ信号に切り替える。他のゲート信号はオフ信号を保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ２及びＳＷＹ２はオンからオフに切り替わる。
すると、図１４Ｆに示すように、インダクタＬｍを流れる電流はコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ２は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。
【０１０５】
［フェイズＰＢ７］
その後、制御部２００は、時刻Ｔｂ６より時間（ｄ１−ｄ２）経過後の時刻Ｔｂ７において、ゲート信号ＳＧＧＵ１及びＳＧＧＹ１をオン信号からオフ信号に切り替える。
すると、図１４Ｇに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は、コンデンサＣＭ１及びコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。
【０１０６】
［フェイズＰＢ８］
その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ＴＢ８に至ると、図１４Ｈに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は消滅する。
以上フェイズＰＢ５乃至ＰＢ８において、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積され、放電されることで一度インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積された電力の大部分を、コンデンサＣＭ２が回収する。そのため、コンデンサＣＭ２は、の電圧は昇圧され、二次電池Ｅ２の出力電圧をより高くなる。よって、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２を充電する。電力の大部分をコンデンサＣＭ２が回収するため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は、二次電池Ｅ１の出力電圧よりも低くなる。そのため、コンデンサＣＭ１は、二次電池Ｅ１に充電される。
【０１０７】
以上説明したように、本発明の第２の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄによっても、低電圧側の二次電池Ｅ１と高電圧側の二次電池Ｅ２との間で相互に電力を充電させることができる。
また、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄにおいて、インダクタＬｍには交流電流が流れるため、第１の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａに比べ偏磁しにくい、という利点もある。
【０１０８】
また、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄの場合、各ダイオード部に電流が流れている場合、そのダイオードに並列に接続されているスイッチ部をオンすることにより電力の損失をよりおさえることが可能である。
【０１０９】
（第２の実施形態における構成の変形例１）
【０１１０】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＤのインダクタＬｄｃ１，Ｌｄｃ２を二次電池Ｅ１，Ｅ２を中心に対称に配置してもよい。
図１５に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｅように、インダクタＬｄｃ１を、二次電池Ｅ１の一端とＭＥＲＳ１０３の直流端子ＤＣ１１との間に接続されたインダクタＬｄｃ１１と、二次電池Ｅ１の他端とＭＥＲＳ１０３の直流端子ＤＣ２１との間に接続されたインダクタＬｄｃ２１とに、分割する。インダクタＬｄｃ２を、二次電池Ｅ２の一端とＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ１２との間に接続されたインダクタＬｄｃ１２と、二次電池Ｅ２の他端とＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ２２との間に接続されたインダクタＬｄｃ２２とに、分割する。インダクタＬｄｃ１１及びＬｄｃ２１とは同じインダクタンス、インダクタＬｄｃ１２及びＬｄｃ２２とは同じインダクタンス、であることが好ましい。これによって漏れ電流を低減することができる。
【０１１１】
（第２の実施形態における構成の変形例２）
また、インダクタＬｍは、２巻き線トランス構造のインダクタンスを利用してもよい。すなわち、例えば、図１６に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆのように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＥのインダクタＬｍを高周波トランスＲＦＴに置き換えてもよい。
【０１１２】
このようにトランスを介してＭＥＲＳ１０１とＭＥＲＳ１０２とを絶縁接続することも可能である。また、第１のコイルに直列にインダクタを、あるいは、第２のコイルに直列にインダクタを、またはその両方を接続してもよい。
【０１１３】
図１６に示すこの回路は，従来のインバータによる絶縁トランス結合ＤＣＤＣ変換の回路図と似ているが，インダクタＬｄｃ１（インダクタＬｄｃ１１及びＬｄｃ１２），インダクタＬｄｃ２（インダクタＬｄｃ２１及びＬｄｃ２２）のインダクタンスがあることで二次電池Ｅ１及びＥ２を電流源に近い動作をさせる点と，コンデンサＣＭ１とＣＭ２が、その電圧が略ゼロなるまで放電することでソフトスイッチングが実現している点と、で大きく異なる。
また、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２の電圧が、接続されている電池の電圧より昇圧される、という点でも大きくことなる。
また、トランス結合における漏れインダクタンスを利用できる、という点でも、従来のインバータによる絶縁トランス結合ＤＣＤＣ変換とは大きくことなる。
【０１１４】
（第１及び第２の実施形態における構成の変形例１）
また、図１７に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆに示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｅにおいて、ＭＥＲＳ１０３の直流端子ＤＣ＋１から二次電池Ｅ１の一端への方向に流れる電流を遮断するダイオードＤＲ１と、二次電池Ｅ１の一端からＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ＋２への方向に流れる電流を遮断するダイオードＤＲ２と、を更に備えてもよい。
【０１１５】
この場合、二次電池Ｅ２の出力する電力によって二次電池Ｅ１を充電することない。また、二次電池Ｅ１の一端への方向に流れる電流は遮断されるため、インダクタＬｄｃ１として、直流リアクトルを用いることができ、かつ、インダクタＬｄｃ１のインダクタンスを小さくすることもできる。これにより、インダクタＬｄｃ１を小型化することができる。
二次電池Ｅ１の一端からＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ＋２への方向に流れる電流は遮断されるため、インダクタＬｄｃ１を小型化できるのと同様の理由で、インダクタＬｄｃ２を小型化することができる。
また、二次電池Ｅ２から電力を出力させる必要がない場合、二次電池Ｅ２は不必要な放電を行わない、という利点もある。
【０１１６】
この例では、全ての逆導通型半導体スイッチがオフの間、コンデンサＣＭ１が充電され、全ての逆導通型半導体スイッチがオンされてコンデンサＣＭ１の静電エネルギーが放電されて電流Ｉｌｉｎｋとして漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２に磁気エネルギーとして蓄積され、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２を先にオフすることで、電流ＩｌｉｎｋがコンデンサＣＭ２に遮断されて、コンデンサＣＭ２が漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２の磁気エネルギーがコンデンサＣＭ２に回収され、コンデンサＣＭ２の電圧によって二次電池Ｅ２が充電される。この動作が繰り返されることにより、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２に電力を供給することができる。
【０１１７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆの、第１のコイルＬ１を流れる電流Ｉｌｉｎｋ，インダクタＬｄｃ１を流れる電流ＩＬｄｃ１及びインダクタＬｄｃ２を流れる電流ＩＬｄｃ２の時間変化と、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１及びコンデンサＣＭ２の電圧Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、二次電池Ｅ１の出力電力Ｐ１と二次電池Ｅ２へ供給される電力Ｐ２の時間変化と、は図１８に示すようになる。
なお、二次電池Ｅ１及びＥ２は出力１００Ｖで、インダクタＬ１及びＬ２は０．２ミリＨで、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は０．５マイクロＦで、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２は０．１ミリＨで、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間は３０マイクロ秒で、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２のオン時間は１５マイクロ秒で、繰り返し周波数ｆ１は６キロＨｚである。
【０１１８】
全ての逆導通型半導体スイッチがオフされると、コンデンサＣＭ１が充電されるため、コンデンサ電圧Ｖｃｍ１は上昇し、インダクタＬ１とコンデンサＣＭ１の共振のピークで電圧が保持されている。
全ての逆導通型半導体スイッチがオンされると、コンデンサＣＭ１の静電エネルギーが放電されて電流Ｉｌｉｎｋとして漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２に磁気エネルギーとして蓄積されるため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は減少し、漏れインダクタンスＬｍ１に流れる電流Ｉｌｉｎｋは上昇している。
この例では、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１がほぼ０になるタイミングで、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２が先にオフされる。逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２が先にオフされることにより、インダクタンスＬｍ１に流れる電流ＩｌｉｎｋはコンデンサＣＭ２に回収されるため、コンデンサＣＭ２の電圧が上昇する。コンデンサＣＭ２の電圧が二次電池Ｅ２の電圧１００Ｖを超えると、コンデンサＣＭ２から二次電池Ｅ２に放電が開始される。この例では、インダクタＬｄｃ３によって、コンデンサＣＭ２は、電圧がほぼ０になるまで、電力を電池Ｅ２に放電する。
その後、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１がオフされると、コンデンサＣＭ１は充電される。
以降上記動作を繰り返す。
【０１１９】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｅでは、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスは１ミリＨであるとして説明した。一方本変更例であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆでは、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスは０．２ミリＨである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｅでは、ダイオードＤＲ１及びＤＲ２がないため、インダクタＬｄｃ１乃至Ｌｄｃ２のインダクタンスを電流の逆流がないように十分に大きくすることが好ましい。
【０１２０】
一方、一方本変更例であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆでは、ダイオードＤＲ１によって二次電池Ｅ１の一端への方向に流れる電流は遮断され、ダイオードＤＲ２によって二次電池Ｅ２の出力する電力は遮断される。
そのため、インダクタＬｄｃ１として、直流リアクトルを用いることができ、かつ、インダクタＬｄｃ１のインダクタンスを小さくすることもできる。これにより、インダクタＬｄｃ１を小型化することができる。
【０１２１】
（第１及び第２の実施形態における構成の変形例２）
また、ＭＥＲＳの各スイッチのオン時間やオフ時間を変化させる装置を別途備えてもよい。
例えば、図１９に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｇように、本発明の第２の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄの制御部２００に、制御の繰り返し周波数ｆ１を、変更させるダイヤル３００を接続させてもよい。ダイヤル３００を時計回りに回せば周波数ｆ１は低くなり、ダイヤル３００を時計回りに回せば周波数ｆ１は高くなる。
【０１２２】
二次電池Ｅ１及びＥ２が１００Ｖで、インダクタＬｍが２００ｍＨで、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が１ｍＦで、時間ｄ１が２５ｍｓ，時間ｄ２が４０ｍｓで、周波数ｆ１を変化させた場合の、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２と、インダクタＬｍに流れる電流ＩＬｍと、ゲート信号ＳＵ１及びＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１，ＳＵ２及びＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２の関係は、図２０Ａ乃至２０Ｃのようになる。
図２０Ａは、周波数ｆ１が１０ｋＨｚ、図２０Ｂは２０ｋＨｚ、図２０Ｃは６ｋＨｚの時の、それぞれ関係を示したものである。
【０１２３】
図２０Ａに示すように、周波数ｆ１が１０ｋＨｚの時、電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２は、およそ２００Ｖまで上昇し、電流ＩＬｍはおよそ１６Ａまで上昇している。また、各周期（例えば、ゲート信号ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１がオンしてからゲート信号ＳＵ２，ＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２がオンするまでの１周期）において、電流ＩＬｍは、およそ１００ミリ秒間は流れ、１００ミリ秒間は流れてない。
また、図２０Ｂに示すように、周波数ｆ２が２０ｋＨｚの時、電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２は、およそ２３０Ｖまで上昇し、電流ＩＬｍはおよそ２５Ａまで上昇している。また、各周期（例えば、ゲート信号ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１がオンしてからゲート信号ＳＵ２，ＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２がオンするまでの１周期）において、電流ＩＬｍは、ほぼ連続して流れている。
また、図２０Ｃに示すように、周波数ｆ３が６ｋＨｚの時、電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２は、およそ１８０Ｖまで上昇し、電流ＩＬｍはおよそ１０Ａまで上昇している。また、各周期（例えば、ゲート信号ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１がオンしてからゲート信号ＳＵ２，ＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２がオンするまでの１周期）において、電流ＩＬｍは、およそ１００ミリ秒間の流れ、次の周期までは流れない。
【０１２４】
周波数を上げると、コンデンサの電圧のピークは上がり、１周期当たりの充電量は上昇する。その上、単位時間あたりの充電回数が増える。そのため、周波数を上げると、周波数を上げるほど、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の供給量は増大する。ただし、１周期が、インダクタＬｍに１方向に連続して電流が流れている時間以上になると、スイッチングがハードスイッチングになってしまう。よって、周波数ｆ１による定まる１周期は、インダクタＬｍに１方向に連続して電流が流れている時間よりも長いことが望ましい。
【０１２５】
周波数ｆ１を変化させた場合における二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の供給量の変化は、この例では、図２０Ｄに示すように、周波数ｆ１が６ｋＨｚの時およそ５０Ｗ、周波数ｆ１が１０ｋＨｚの時およそ２３０Ｗ、周波数ｆ１が２０ｋＨｚの時およそ９７０Ｗになり、周波数の上昇に伴い電力の供給量も増大する。
【０１２６】
このように、周波数ｆ１を調整させることによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の時間あたりの充電量を調整させることができる。
換言すると、制御部２００は、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチを実質的に同時にオンし、第１の所定の時間経過後に、一方のＭＥＲＳのスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に、他方のＭＥＲＳをオフし、更に第３の所定の時間両方のＭＥＲＳのスイッチをオフに保持させる場合において、第３の所定の時間を調整することによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の時間あたりの供給量を調整させることができる。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆにおいては、ダイヤル３００を時計回りに回せば時間あたりの充電量が増え、反時計回りに回せば時間あたりの充電量が減る。
【０１２７】
また、図２０Ａ乃至２０Ｃからもわかるように、各ゲート信号のオン信号からオフ信号に切り替える時は、そのＭＥＲＳのコンデンサ電圧はほぼゼロであり、各ゲート信号のオフ信号からオン信号に切り替える時は、インダクタＬｍに流れる電流はほぼ０である。そのため、各スイッチのスイッチングはゼロ電圧またはゼロ電流となっており、時間あたりの充電量が高い場合も低い場合もソフトスイッチングが実現される。
【０１２８】
以上説明したように、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチのスイッチをオンさせた後、片方のＭＥＲＳのスイッチを、他方のＭＥＲＳのスイッチよりも先にオフさせる制御、を繰り返す、ことによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２に、その電圧の大小にかかわらずに、双方向に電力を変換することができる。
【０１２９】
また、ＭＥＲＳ１０１，１０２を、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１０３，１０４に変更し、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチのスイッチをオンさせた後、片方のＭＥＲＳのスイッチを、他方のＭＥＲＳのスイッチよりも先にオフさせる制御と、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチのスイッチをオンさせた後、他方のＭＥＲＳのスイッチを、一方のＭＥＲＳのスイッチよりも先にオフさせる制御と、の２つの制御を交互に繰り返すことで、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２に、その電圧の大小にかかわらずに、双方向に電力を変換することができ、かつ、インダクタＬｍの偏磁を抑制することができる。
【０１３０】
また、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチを実質的に同時にオンし、第１の所定の時間経過後に、一方のＭＥＲＳのスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に、他方のＭＥＲＳをオフし、更に第３の所定の時間両方のＭＥＲＳのスイッチをオフに保持させることによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２に、その電圧の大小にかかわらずに、双方向に電力を変換することができ、この第３の所定の時間を調整することによって、送電側の電源から受電側の電源に供給される電力を調整することができる。
【０１３１】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような、種々の変形が可能である。例えば、上記実施形態における各設定値は１例であり、様々な設定が可能である。また、上述の実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。
【０１３２】
また、上記各実施形態においては、直流電源として二次電池Ｅ１を、直流負荷として二次電池Ｅ２を用いたが、もちろんそれぞれ二次電池である必要はない。
たとえば、二次電池Ｅ１を家庭用電源を整流し平滑コンデンサによって平滑したものに変更してもよいし、二次電池Ｅ２を、直流電力を供給されることによって動作する電気機器に変更してもよい。
例えば、電力を供給する側（二次電池Ｅ１）を、電力を供給する必要のないもの（例えば、一次電池）に、あるいは、電力を供給される側（二次電池Ｅ２）を、電力を出力させる必要がないもの（例えば）に、するならば、図１４に示したように、ダイオードＤＲ１及びダイオードＤＲ２を用いればよい。これによって、電力を供給する側に供給される電力は遮断され、電力を供給される側から出力される電力は遮断される。
【０１３３】
また、二次電池Ｅ１，Ｅ２の代わりに直流母線を接続してもよい。
例えば、二次電池Ｅ１の代わりに、家庭内の様々な電気機器に接続された直流母線を接続し、二次電池Ｅ２を電気自動車の内部電池であってもよい。
この時、夜間、電気自動車の内部電池を受電側とし、直流母線を送電側とする。そして、昼間、例えば電気自動車のユーザが自宅にいる場合は、電気自動車の電池を送電側とし、受電側の直流母線に電力を供給する。
【０１３４】
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＦではＭＥＲＳ１０２の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２は常にオンでもよい、として説明した。そのため、図２１に示すＤＣ−ＤＣコンバータＨのように、ＭＥＲＳ１０２のスイッチ部ＳＶ２，ＳＸ２がなくともよい。つまり、受電側のＭＥＲＳは、整流回路でもよい。
この場合も、図２２に示すように、二次電池Ｅ１から出力された電力をＭＥＲＳ１０１が静電エネルギーとして蓄積し、ＭＥＲＳ１０１をオンすることでインダクタンスに電流を流すことで磁気エネルギーとして蓄積させ、その磁気エネルギーをもって二次電池Ｅ２を充電する。
なお、図２２の例では、インダクタＬｄｃ１は０．２ミリＨで、コンデンサＣＭ１は０．５マイクロＦで、漏れインダクタＬＭ１及びＬＭ２は０．１ミリＨで、二次電池Ｅ１の出力電圧は１００Ｖで、二次電池Ｅ２の出力電圧は７０Ｖである。
【０１３５】
また、高周波トランスＲＦＴの巻線比は１対１である必要はない。適宜変更することによって、昇圧，降圧の割合を所望のものに調整可能である。
【０１３６】
また、第１，第２の実施の形態において、制御部２００は、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等からなる専用の電子回路から構成されていてもよい。
例えば、繰り返し周波数ｆ１が７キロＨｚ、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間が６０マイクロ秒、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間が３０マイクロ秒、である時の制御部２００の回路は図２３のようになる。
【０１３７】
図２３（ａ）は、上記片方向ＭＥＲＳを用いたＤＣ−ＤＣコンバータのゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１,ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２を出力する制御回路である。この回路は、発振器ＯＳＣと、ワンショットマルチバイブレータＭＶ１，ＭＶ２と、を備える。
発振器ＯＳＣは、上記周波数７キロＨｚ（周波数ｆ１）のクロックパルスを出力する。
ワンショットマルチバイブレータＭＶ１の出力は、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１として逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１のゲートＧＶ１及びＧＸ１に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＶ１は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を６０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
同様に、ワンショットマルチバイブレータＭＶ２の出力は、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２として逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２のゲートＧＶ２及びＧＸ２に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＶ２は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を３０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
【０１３８】
図２３（ｂ）は、上記両方向ＭＥＲＳを用いたＤＣ−ＤＣコンバータのゲート信号ＳＧＧＵ１,ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１,ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２,ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２及びＳＧＧＹ２を出力する制御回路である。この回路は、図２３（ａ）で説明した制御部２００に、更に、ワンショットマルチバイブレータＭＵ１，ＭＵ２と、を備えるものである。
ワンショットマルチバイブレータＭＵ１の出力は、ゲート信号ＳＧＧＵ１及びＳＧＧＹ１として逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１及びＳＷＹ１のゲートＧＵ１及びＧＹ１に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＵ１は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を６０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
同様に、ワンショットマルチバイブレータＭＵ２の出力は、ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２として逆導通型半導体スイッチＳＷＵ２及びＳＷＹ２のゲートＧＵ２及びＧＹ２に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＵ２は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を３０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
【０１３９】
また、上記実施形態では、制御部２００は、予め設定された時間ｄ１，ｄ２及び周波数ｆ１に基づいて、ゲート信号を制御した。しかし、ゲート信号の制御は様々な変更が考えられる。例えば、デューティ比で各スイッチのオン時間を制御してもよい。
制御部２００は、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチを実質的に同時にオンし、第１の所定の時間経過後に、一方のＭＥＲＳのスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に、他方のＭＥＲＳをオフし、更に第３の所定の時間両方のＭＥＲＳのスイッチをオフに保持させる、という制御を繰り返す。
【０１４０】
一方、上記各実施の形態における制御部２００の構成は、通常のコンピュータシステムを用いても実現することができる。
例えば、制御部２００が行う上述の処理を実行させるためのプログラムを、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk Read-Only Memory）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）あるいはその他のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、このプログラムをコンピュータにインストールすることにより、上述の制御部２００を構成することができる。
【０１４１】
また、プログラムをインターネット等の通信ネットワーク上の所定のサーバ装置が有するディスク装置等に格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するようにしてもよい。更に、通信ネットワークを介してプログラムを転送しながら起動実行することによっても、上述の処理を達成することができる。
また、上述の機能を、ＯＳ（Operating System）が分担して実現する場合又はＯＳとアプリケーションとの協働により実現する場合等には、ＯＳ以外の部分のみを媒体に格納して配布してもよく、また、コンピュータにダウンロード等してもよい。
【符号の説明】
【０１４２】
１０Ａ乃至１０Ｈ ＤＣ／ＤＣコンバータ
ＤＣ＋１，ＤＣ＋２ 直流入力端子
ＤＣ−１，ＤＣ−２ 直流出力端子
Ｌｄｃ１，Ｌｄｃ２，Ｌｄｃ１１，Ｌｄｃ１２，Ｌｄｃ２１，Ｌｄｃ２２ インダクタ
１０１，１０２，１０３，１０４ ＭＥＲＳ
ＡＣ１１，ＡＣ２１，ＡＣ１２，ＡＣ２２ 交流端子
ＤＣ１１，ＤＣ２１，ＤＣ１２，ＤＣ２２ 直流端子
ＳＷＵ１，ＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＹ１，ＳＷＵ２，ＳＷＶ２，ＳＷＸ２，ＳＷＹ２ 逆導通型半導体スイッチ
ＤＵ１，ＤＶ１，ＤＸ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＶ２，ＤＸ２，ＤＹ２ ダイオード部
ＳＵ１，ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＹ１，ＳＵ２，ＳＶ２，ＳＸ２，ＳＹ２ スイッチ部
ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＸ１，ＧＹ１，ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＸ２，ＧＹ２ ゲート
ＣＭ１，ＣＭ２ コンデンサ
Ｌｍ，Ｌｍ１，Ｌｍ２ インダクタ
ＲＦＴ 高周波トランス
Ｌ１ 一次巻線
Ｌ２ 二次巻線
ＬＭ１，ＬＭ２ 漏れインダクタンス
２００ 制御部
ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２，ＳＧＧＹ２ ゲート信号
Ｅ１，Ｅ２ 二次電池
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置及び電力変換制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導性負荷に蓄積された磁気エネルギーを回生することが可能な低損失なスイッチとして、ＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery Switch）が知られている。
このＭＥＲＳを用いて直流電圧源から交流電力を負荷に、あるいは、交流電圧源から直流電力を負荷に供給できる低損失な直流／交流電力変換装置として、たとえば特許文献１に開示されているものがある。
【０００３】
この直流／交流電力変換装置は、ＭＥＲＳと、交流電源あるいは交流負荷と直列回路を形成し、ＭＥＲＳの交流端子間に接続された交流インダクタと、直流電源あるいは直流負荷と直列回路を形成しＭＥＲＳの直流端子間に接続された直流インダクタと、を備える。
この直流／交流電力変換装置は、ＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチをオン・オフすることで、交流電源から二次電池を充電、または、二次電池から交流電力を負荷へ供給とすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−１９３８１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、直流電力を変換する場合、例えば二次電池から他の二次電池への充電を行う場合、電力を可逆に変換できることが望ましい。一方、特許文献１の直流／交流電力変換装置は、交流負荷として整流器を介して二次電池を接続したとしても、交流電源として二次電池をインバータを介して接続しても、簡単な制御で直流電力を可逆に変換することは難しい。そのため、ＭＥＲＳを用いて直流直流変換する電力変換装置としては、ＭＥＲＳの簡単な制御でソフトスイッチング可能だという利点を残したまま、直流電力を可逆に変換するという点で改善の余地がある。
【０００６】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたもので、２つの直流電圧源の相互の結合において，その電源の出力電圧にかかわらず，電力を双方向に変換可能でかつ，簡単な制御でソフトスイッチングが可能である低損失な電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置を提供することを目的とし、また、そのような電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置を実現するための電力変換制御装置及び電力変換制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置は、
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチと、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第２のインダクタと、
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間、または、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御、
を繰り返す、
ことを特徴とする。
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置は、
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される磁気エネルギー回生スイッチと、
第１と第２の交流入力と第１と第２の直流出力とを備え、当該第１と第２の交流入力間から入力された電力を整流して当該第１と第２の交流出力間から出力する整流器と、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記整流器の第１の直流出力に接続され、当該直列回路の他端が前記整流器の第２の直流出力に接続される第２のインダクタと、
前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記整流器の前記第１の交流入力とが電気的に接続され、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記整流器の前記第１の交流入力との間、または、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを同時にオン・オフさせる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする。
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明の第３の観点に係る電力変換制御方法は、
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチと、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第２のインダクタと、
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間、または、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
からなる電力変換装置を制御する電力変換制御方法であって、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、２つの直流電圧源の相互の結合において、その電源の出力電圧にかかわらず、電力を双方向に変換可能でかつ、簡単な制御でソフトなスイッチングが可能である低損失な電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置が実現され、また、そのような電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置を実現するための電力変換制御方法が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２Ａ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの従来との違いを説明するための従来技術の回路図である。
【図２Ｂ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの従来との違いを説明するための従来技術の回路図である。
【図２Ｃ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの従来との違いを説明するための当該ＤＣ／ＤＣコンバータの一部を示す回路図である。
【図３】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオフにした場合の動作を説明するための図である。
【図４Ａ】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオンし、当該ＭＥＲＳのコンデンサを放電させ、インダクタに磁気エネルギーを蓄積させる動作を説明するための図である。
【図４Ｂ】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオンした後、当該ＭＥＲＳのコンデンサの放電が完了した場合の動作を説明するための図である。
【図４Ｃ】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオフすることで、インダクタの磁気エネルギーを当該ＭＥＲＳのコンデンサに静電エネルギーとして蓄積させる動作を説明するための図である。
【図４Ｄ】図２Ｃに示すＭＥＲＳをオフし、インダクタの磁気エネルギーが全てＭＥＲＳに回収された場合の動作を説明するための図である。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は、図２ＣのＭＥＲＳの交流端子に接続されたインダクタに流れる電流の時間変化と、当該ＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ＭＥＲＳに接続された直流電源から出力される電力の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図６】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳをオフに保持させた場合における、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。
【図７Ａ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、両方のＭＥＲＳがオンすることで当該両方のＭＥＲＳのコンデンサを放電させ、この放電された静電エネルギーがインダクタに磁気エネルギーとして蓄積される動作を説明するための図である。
【図７Ｂ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、両方のＭＥＲＳをオンした後、受電側のＭＥＲＳのコンデンサの放電が完了した場合の動作を説明するための図である。
【図７Ｃ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのみをオフし、インダクタの磁気エネルギーを、受電側のＭＥＲＳのコンデンサに回収させる動作を説明するための図である。
【図７Ｄ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのみをオフした後、送電側のＭＥＲＳのコンデンサの放電も完了した場合の動作を説明するための図である。
【図７Ｅ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、両方をオフし、インダクタの磁気エネルギーを、当該２つのＭＥＲＳのコンデンサに回収させる動作を説明するための図である。
【図７Ｆ】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳの両方がオフされ、当該２つのＭＥＲＳのコンデンサを接続するインダクタの磁気エネルギーが全てＭＥＲＳのコンデンサに回収された場合の動作を説明するための図である。
【図８Ａ】（ａ）〜（ｅ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて昇圧変換する場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、送電側の電池から受電側の電池に供給される電力の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図８Ｂ】（ａ）〜（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、受電側と送電側の電圧が略等しい場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図８Ｃ】（ａ）〜（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて降圧変換する場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、送電側の電池から受電側の電池に供給される電力の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図８Ｄ】（ａ）〜（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータが逆変換可能であることを説明するための図である。
【図９】図１のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１０】図１のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１１】（ａ）〜（ｃ）は、図１０のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、受電側と送電側の電圧が略等しい場合の、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失を説明するための図である。
【図１３】本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１４Ａ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサに蓄積されていた静電エネルギーが放電され、当該２つのＭＥＲＳを接続するインダクタに磁気エネルギーが蓄積される動作を説明するための図である。
【図１４Ｂ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのコンデンサに、インダクタの磁気エネルギーが回収される動作を説明するための図である。
【図１４Ｃ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサに、インダクタの磁気エネルギーが回収される動作を説明するための図である。
【図１４Ｄ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのコンデンサに蓄積された静電エネルギーによって、受電側の二次電池が充電され、送電側の二次電池によって、送電側のＭＥＲＳのコンデンサが充電される動作を説明するための図である。
【図１４Ｅ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサに蓄積されていた静電エネルギーが放電され、図１４Ａに示した電流の流れる方向とは逆の方向に電流が流れることで、インダクタに磁気エネルギーが蓄積される動作を説明するための図である。
【図１４Ｆ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち受電側のＭＥＲＳのコンデンサに、インダクタの磁気エネルギーが回収される動作を説明するための図である。
【図１４Ｇ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのコンデンサに、インダクタの磁気エネルギーが回収される動作を説明するための図である。
【図１４Ｈ】図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２つのＭＥＲＳのうち、受電側のＭＥＲＳのコンデンサに蓄積された静電エネルギーによって、受電側の二次電池が充電され、送電側の二次電池によって、送電側のＭＥＲＳのコンデンサが充電される動作を説明するための図である。
【図１５】図１３のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１６】図１３のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１７】図１３のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図１８】（ａ）〜（ｄ）は、図１７のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図１９】図１３のＤＣ／ＤＣコンバータの応用例の構成を示す図である。
【図２０Ａ】（ａ）〜（ｃ）は、図１５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を１０ｋＨｚに設定した場合の、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧のそれぞれの時間変化と、インダクタを流れる電流の時間変化と、各スイッチのオン・オフの遷移と、の関係を説明するための図である。
【図２０Ｂ】（ａ）〜（ｃ）は、図１５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を２０ｋＨｚに設定した場合の、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧のそれぞれの時間変化と、インダクタを流れる電流の時間変化と、各スイッチのオン・オフの遷移と、の関係を説明するための図である。
【図２０Ｃ】（ａ）〜（ｃ）は、図１５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を６ｋＨｚに設定した場合の、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの２つＭＥＲＳのコンデンサの電圧のそれぞれの時間変化と、インダクタを流れる電流の時間変化と、各スイッチのオン・オフの遷移と、の関係を説明するための図である。
【図２０Ｄ】図１５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御を繰り返す周波数を変化させた場合における単位時間あたりの電力変換量の変化を説明するための図である。
【図２１】図１のＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す図である。
【図２２】図２１のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２つの直流リアタンス及びインダクタを流れる電流の時間変化と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータのＭＥＲＳのコンデンサの電圧の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１の論理状態の遷移と、の関係を説明するための図である。
【図２３】（ａ），（ｂ）は制御部の変形例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、ソフトなスイッチ動作を行うＭＥＲＳを直列に２つ用いて、電流エネルギー及び電界エネルギーのゲートで制御された共振現象を直流直流電力変換に利用するものである。
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を、２つの二次電池を相互に充電させるＤＣ／ＤＣコンバータ（直流／直流変換器）を例として、図面を参照しつつ説明する。このＤＣ／ＤＣコンバータは、２つのＭＥＲＳをインダクタを介して直列接続にした構成を有する。
【００１４】
（第１の実施の構成）
本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、図１に示すように、ＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery Switch）１０１及び１０２と、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２と、インダクタＬｍと、制御部２００と、から構成されている。
【００１５】
ＭＥＲＳ１０１及び１０２は、たとえば図１に示すような一方向ＭＥＲＳである。図１のＭＥＲＳ１０１は、直流端子ＤＣ１１及びＤＣ２１と、交流端子ＡＣ１１及びＡＣ２１と、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１と、２つのダイオード部ＤＵ１及びＤＹ１と、コンデンサＣＭ１と、から構成されている。同様に、ＭＥＲＳ１０２は、直流端子ＤＣ１２及びＤＣ２２と、交流端子ＡＣ１２及びＡＣ２２と、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２と、２つのダイオード部ＤＵ２及びＤＹ２と、コンデンサＣＭ２と、から構成されている。
【００１６】
逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１は、ダイオード部ＤＶ１及びスイッチ部ＳＶ１から構成されている。同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１はダイオード部ＤＸ１及びスイッチ部ＳＸ１から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２はダイオード部ＤＶ２及びスイッチ部ＳＶ２から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ２はダイオード部ＤＸ２及びスイッチ部ＳＸ２から構成されている。
【００１７】
スイッチ部ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＶ２，ＳＸ２はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate Turn-Off thyristor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。
【００１８】
ダイオード部ＤＵ１，ＤＶ１，ＤＸ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＶ２，ＤＸ２，ＤＹ２はいずれも、たとえば半導体ダイオード等の整流素子からなり、電流を一方向にのみ導通させる電流路を備える。ダイオード部ＤＶ１，ＤＸ１，ＤＶ２，ＤＸ２はたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。
【００１９】
以下では、各ダイオード部はいずれも半導体ダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。
【００２０】
それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、ダイオード部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、ダイオード部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されており、スイッチ部の電流路とダイオード部の電流路とが、合わせて逆導通型半導体スイッチの電流路をなす。
このような接続関係をとる結果、各逆導通型半導体スイッチはいずれも、スイッチ部のドレインからソースに向かう方向（順方向）に流れる電流を、当該スイッチ部のゲートに印加される信号の値に応じてオン／オフする。一方、当該スイッチ部のソースからドレインに向かう方向（逆方向）の電流については、ダイオード部がこの電流のバイパスを確保する結果、常にオン状態を保つ。
【００２１】
ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１には、ダイオード部ＤＵ１のアノードとダイオード部ＤＸ１のカソードとが接続されている。交流端子ＡＣ２１には、ダイオード部ＤＶ１のアノードと、ダイオード部ＤＹ１のカソードと、インダクタＬｍの一端と、が接続されている。
【００２２】
ＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ１１には、ダイオード部ＤＵ１及びＤＶ１の各カソードと、コンデンサＣＭ１の一端と、インダクタＬｄｃ１の一端と、が接続されている。インダクタＬｄｃ１の他端は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第１の直流正極端子ＤＣ＋１を形成する。直流端子ＤＣ２１には、ダイオード部ＤＸ１及びＤＹ１の各アノードと、コンデンサＣＭ１の他端と、が接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第１の直流負極端子ＤＣ−１をなしている。
【００２３】
直流正極端子ＤＣ＋１には、二次電池である外部の二次電池Ｅ１の正極が接続され、直流負極端子ＤＣ−１には、二次電池Ｅ２の負極が接続される。なお、このように接続される結果、二次電池Ｅ１とインダクタＬｄｃ１とが直列回路を形成することになる。これにより、インダクタＬｄｃ１は、二次電池Ｅ１の出力する電力を安定してＭＥＲＳ１０１に供給する。
インダクタＬｄｃ１は例えば直流リアクトルである。
【００２４】
ＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２には、ダイオード部ＤＵ２のアノードと、ダイオード部ＤＸ２のカソードと、インダクタＬｍの他端と、が接続されている。交流端子ＡＣ２２には、ダイオード部ＤＶ２のアノードと、ダイオード部ＤＹ２のカソードと、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１と、が接続されている。なお、本実施形態においては、交流端子ＡＣ２２は、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１とともに共通の接地線に接続されている。
【００２５】
ＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ１２は、ダイオード部ＤＵ２及びＤＶ２の各カソードと、コンデンサＣＭ２の一端と、インダクタＬｄｃ２の一端と、が接続されている。インダクタＬｄｃ２の他端は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第２の直流正極端子ＤＣ＋２をなしている。直流端子ＤＣ２２は、ダイオード部ＤＸ２及びＤＹ２の各アノードと、コンデンサＣＭ２の他端と、が接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第２の直流負極端子ＤＣ−２をなしている。
【００２６】
直流正極端子ＤＣ＋２には、２次電池である外部の二次電池Ｅ２の正極が接続され、直流負極端子ＤＣ−２には、二次電池Ｅ２の負極が接続される。このような接続されることによって、二次電池Ｅ２とインダクタＬｄｃ２とが直列回路を形成することになり、インダクタＬｄｃ２は二次電池Ｅ２の出力する電力を安定してＭＥＲＳ１０２に供給する。
インダクタＬｄｃ２は例えば直流リアクトルである。
【００２７】
スイッチ部ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＶ２及びＳＸ２の各ゲート（順に、ＧＶ１，ＧＸ１，ＧＶ２及びＧＸ２）は、ＭＥＲＳ１０１及びＭＥＲＳ２の制御端をなすもので、いずれも制御部２００に接続されている。
【００２８】
制御部２００は、たとえば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサと、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶装置とを備えたコンピュータから構成されている。
制御部２００、たとえば自己の記憶装置が予め記憶するプログラムを自己のプロセッサが読み出して実行することにより、後述する処理、たとえば、後述するサイクルを繰り返すことにより、ゲートＧＶ１，ＧＸ１，ＧＶ２，ＧＸ２に、それぞれ、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２を供給する処理を行う。
【００２９】
それぞれのゲート信号は、当該ゲート信号の供給先であるゲートを備える半導体スイッチのオン又はオフを指示する信号である。たとえば、オンを指示するときの当該ゲート信号（オン信号）は、当該半導体スイッチをオンさせるに足る電圧（ハイレベル電圧）をとり、オフを指示するときの当該ゲート信号（オフ信号）は、当該半導体スイッチをオフさせるに足る電圧（ローレベル電圧）をとる。
【００３０】
制御部２００の記憶装置は、制御部２００がＭＥＲＳ１０１に後述のサイクルを実行させる際にゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオンを保持するべき時間ｄ１と、ＭＥＲＳ１０２に後述のサイクルを実行させる際にゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２がオンを保持するべき時間であって時間ｄ１より短い時間ｄ２と、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２の後述のサイクルを繰り返す周波数ｆ１とを予め記憶する。
【００３１】
制御部２００は、動作開始前においては、全てのゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２をオフ信号として出力し、例えば、ユーザの指示に応答して、予め記憶している時間ｄ１，ｄ２並びに周波数ｆ１に基づいて、次のサイクルＣ１を繰り返す。
制御部２００は、サイクルＣ１において、全てのゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に同時に切り替える。そして、オン信号に切り替えてから時間ｄ２後に、まず、ゲート信号ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２をオン信号からオフ信号に切り替え、更に時間（ｄ１−ｄ２）経過後に、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。
制御部２００は、このサイクルＣ１を周波数ｆ１で繰り返す。
【００３２】
なお、本実施形態では、二次電池Ｅ１の出力電圧は３００Ｖ，二次電池Ｅ２の出力電圧は５００Ｖであり、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスはともに１ミリＨであり、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２のキャパシタンスはともに５マイクロＦであり、インダクタＬｍのインダクタンスは０．２ミリＨであり、時間ｄ１は６０マイクロ秒、時間ｄ２は３０マイクロ秒、周波数ｆ１は７キロＨｚである。
時間ｄ１及びｄ２並びに周波数ｆ１は、インダクタＬｍに電流が流れていない時にスイッチがオンされるように、コンデンサＣＭ１の電圧がほぼ０の時にＭＥＲＳ１０１のスイッチがオフされるように、コンデンサＣＭ２の電圧がほぼ０の時にＭＥＲＳ１０２のスイッチがオフされるように、予め調整されている。
なお、コンデンサＣＭ１とインダクタＬｄｃ１との共振周波数と、コンデンサＣＭ２とインダクタＬｄｃ２との共振周波数とは、周波数ｆ１の半分いかになるように、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２並びにインダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２を選択することが好ましい。
【００３３】
（従来技術との構成の差異）
フライバックブースト回路にトランス結合した回路が従来からある、また、そのスイッチをソフト化するためにスナバロスレススイッチ回路（Ｃブリッジと呼ばれることもある回路）を使用するものも知られている。
図２Ａに従来のハードスイッチのフライバックブーストを、図２ＢにハードスイッチをＭＥＲＳでソフト化した場合、図２ＣにＭＥＲＳの直流端子間に直流電源とインダクタンスの直列回路を接続し、交流端子間に他のインダクタンスを接続した回路（本発明の回路の一部でもある）を示す。
【００３４】
図２Ａに示した回路では，低圧側の二次電池Ｅ１からスイッチを介してインダクタンスに電流を流し、そのスイッチをオフすることでインダクタに高圧を発生させ、ダイオードを介して高圧側の二次電池Ｅ２に非可逆に電力を供給するのが基本原理である。
図２Ａのブースト回路のスイッチを、図２Ｂに示すようにＭＥＲＳに置き換えると、ソフトスイッチングすることができる。
【００３５】
一方本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、次の二つの動作を交互に繰り返すことが基本原理になっている。
一つ目の動作では、ＭＥＲＳをオンすることで、ＭＥＲＳのコンデンサに一度蓄積された静電エネルギーをインダクタに放電する。これによって、インダクタに電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。
二つ目の動作では、ＭＥＲＳをオフすることで、インダクタに流れる電流をＭＥＲＳのコンデンサで遮断する。これによって、インダクタの磁気エネルギーは、コンデンサに回収される。
【００３６】
（本発明の基本的な動作の説明）
本発明の理解を容易にするために、まず、本発明の一部、すなわち、図２Ｃに示した電流一方向のＭＥＲＳについて説明する。
【００３７】
図２Ｃに示した回路は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの、ＭＥＲＳ１０２，インダクタＬｄｃ２以外の部分である。この回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＡのＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２−ＡＣ２２を短絡したものと実質的に同一である。
【００３８】
（電流一方向のＭＥＲＳの動作）
次に、図３，図４Ａ〜図４Ｄ及び図５を参照して、ＭＥＲＳ１０１の動作を説明する。
【００３９】
ＭＥＲＳ１０１がオフの状態で二次電源Ｅ１が接続されると、図３に示すように、二次電池Ｅ１，インダクタＬｄｃ１及びコンデンサＣＭ１は直列回路を形成する。これにより、コンデンサＣＭ１は電力を蓄積する。
制御部２００が動作を開始し、ＭＥＲＳ１０１のオン・オフを切り替えることにより、以下の動作を繰り返す。
【００４０】
以下、コンデンサＣＭ１に静電エネルギーが蓄積されており、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１がともにオンである状態（すなわち後述の図４Ｄの状態）が初期状態であるとして説明する。
この初期状態から、制御部２００は、以下に述べるパターンでゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１を供給することで、ＭＥＲＳ１０１は、後述するＴ１〜Ｔ５までを１サイクルとして、以下［１］〜［４］で述べる動作を繰り返す。
【００４１】
［１］ 初期状態からまず時刻Ｔ１において、制御部２００は、図５（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオフ信号からオン信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１はオフからオンに切り替わる。
すると、コンデンサＣＭ１は放電を開始し、図４Ａに示すように、コンデンサＣＭ１の正極から、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１、インダクタンスＬｍ、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１を介して、コンデンサＣＭ１の負極へと流れ込む電流が生じる。
このようにコンデンサＣＭ１が放電することによりコンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は図５（ｂ）に示すように減少する。一方、コンデンサＣＭ１に蓄積されていた静電エネルギーが放電されることによって、図５（ａ）に示すようにインダクタＬｍに流れる電流ＩＬｍが増幅し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。
【００４２】
［２］ コンデンサＣＭ１の放電が完了する時刻Ｔ２に至ると、図４Ｂに示すように、２つの経路で電流が流れる。
第１の経路は、交流端子ＡＣ１１から、ダイオード部ＤＵ１とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路を順に通るルートである。
第２の経路は、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路とダイオード部ＤＹ１を順に通るルートである。
すなわち、コンデンサＣＭ１に蓄積されていた静電エネルギーは全て、インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積されていることになる。
この回路形態においては、電力は消費されないため、図４Ｂに示す経路で電流が流れている間は、図５（ａ）に示すように電流ＩＬｍはほぼ変化せず、図５（ｂ）に示すように、電圧Ｖｃｍ１もほぼ変化しない。
【００４３】
［３］ 上述したように、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオフ信号からオン信号に切り替えてから時間ｄ１後の時刻Ｔ３において、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１はオンからオフに切り替わる。
すると、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１を流れていた各電流は遮断され、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーによって、図４Ｃに示すように、インダクタＬｍから、ダイオード部ＤＵ１を介しコンデンサＣＭ１の正極に流入する電流が生じ、コンデンサＣＭ１の負極からは、ダイオード部ＤＹ１を経て交流端子ＡＣ２１へと電流が流れる。これによりコンデンサＣＭ１は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積するため、図５（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ１が上昇する。一方、磁気エネルギーが電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサＣＭ１に回収されるため、図５（ａ）に示すように、電流ＩＬｍは減少する。
【００４４】
［４］ その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時Ｔ４に至ると、図４Ｄに示すように、交流端子ＡＣ１１から交流端子ＡＣ２１へ流れる電流は消滅する。
この間、コンデンサＣＭ１は二次電池Ｅ１とインダクタＬｄｃ１と直列回路を形成するが、定常状態においては、図５（ｂ）に示すように、電圧Ｖｃｍ１はほとんど変化しない。
【００４５】
そして、次のサイクルにおける時刻Ｔ１に相当する時刻Ｔ５（この時刻Ｔ５は、上記周波数ｆ１によって決定される）に至ると、再び、上述の［１］〜［４］に示した動作を繰り返す。
【００４６】
このように、［１］〜［５］として説明した動作が繰り返される結果、インダクタＬｍとコンデンサＣＭ１とは、図５（ａ），（ｂ）に示すように、静電エネルギーと磁気エネルギーとを相互に変換させる。すなわち、制御部２００が逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオンからオフに切り替えることによってインダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーをコンデンサＣＭ１に電荷の形で静電エネルギーとして回収させ、制御部２００が逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオフからオンに切り替えることによって、コンデンサＣＭ１に回収されたエネルギーを再びインダクタＬｍに戻す、という効果を実現させる。
【００４７】
また、コンデンサＣＭ１とインダクタＬｍとの共振現象を利用しているため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は、二次電池Ｅ１の出力電圧３００Ｖよりも高い電圧をピークに持つことが可能である。
この例では電圧Ｖｃｍ１のピークは、図５（ｂ）に示すように、４００Ｖを超える。
また、この例では、インダクタＬｍを含め電力を消費するものがないため、定常状態では、図５（ｃ）に示すように、二次電池Ｅ１から出力される電力Ｐは略０Ｗとなる。なお、ここで、電力Ｐは、１ミリ秒間の平均電力を示す。
【００４８】
なお、図５（ａ）（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオフ信号からオン信号に切り替わる時刻Ｔ１には、インダクタＬｍには電流が流れていない。このため、時刻Ｔ５でゲート信号の切り替えがあった直後の時点には、電流が流れていない状態を維持しようとする向きの逆起電力がインダクタＬｍに生じる。従って、この時点では、インダクタＬｍから逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路（順方向）、コンデンサＣＭ、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路（順方向）を順に至る電流路は、インダクタＬｍによって遮断された状態にあるということができる。よって、時刻Ｔ５における逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１のオフからオンへのスイッチングは、半導体スイッチＳＸ１及びＳＶ１のスイッチングによる状態遷移中にこれらの電流路に流れる電流が略０である状態で行われることになり、このスイッチングはソフトスイッチングになっている。
【００４９】
また、図５（ｂ）及び（ｄ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオン信号からオフ信号に切り替わる時刻Ｔ３の直後では、コンデンサＣＭ１はほぼ完全に放電された状態にある。このため、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路は、ダイオード部ＤＹ１を介してコンデンサＣＭ１により短絡された状態にあるということができ、また、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路は、ダイオード部ＤＵ１を介してコンデンサＣＭ１により短絡された状態にあるということができる。よって、時刻Ｔ３における逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１のオンからオフへのスイッチングは、これらの電流路の両端間の電圧が略０である状態でのスイッチングとなり、スイッチングによる半導体スイッチの状態遷移中に生じるスイッチング損失が少ないスイッチング、すなわちソフトスイッチングになっている。
【００５０】
（第１の実施の形態：ＤＣ／ＤＣコンバータの動作）
上述のように、制御部２００がＭＥＲＳ１０１に対して、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオンからオフに切り替えることによってインダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーをコンデンサＣＭ１に電荷の形で静電エネルギーとして回収させ、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１をオフからオンに切り替えることによって、コンデンサＣＭ１が回収したエネルギーを再びインダクタＬｍに戻す。
【００５１】
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａにおいては、制御部２００は、ＭＥＲＳ１０２に対しても、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２をオンからオフに切り替える。これによりインダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーをコンデンサＣＭ２に電荷の形で静電エネルギーとして回収させる。
また、制御部２００は、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２をオフからオンに切り替えることによって、コンデンサＣＭ２が回収したエネルギーを再びインダクタＬｍに戻す。
【００５２】
このように、制御部２００は、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に蓄積されていた静電エネルギーを放電させてインダクタＬｍに磁気エネルギーとし、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーを、コンデンサＣＭ１あるいはコンデンサＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積させるように、ＭＥＲＳ１０１及び１０２を制御する。
【００５３】
ただし、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、制御部２００は、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のうち、ＭＥＲＳ１０２の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２を先にオフさせる。そのため、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーの全てあるいは大部分をコンデンサＣＭ２に充電させる。コンデンサＣＭ２に充電された電力によって、二次電池Ｅ２は充電される。
【００５４】
二次電池Ｅ２の充電に用いられるインダクタＬｍの磁気エネルギーは、インダクタＬｄｃ１を介して二次電池Ｅ１から、インダクタＬｄｃ２を介して二次電池Ｅ２から供給されたものである。しかし、二次電池Ｅ２から供給される電力は二次電池Ｅ２に戻るので、実質的には、二次電池Ｅ１が、二次電池Ｅ２を充電することになる。
なお、この例では、コンデンサＣＭ１とインダクタＬｄｃ１との共振周波数と、コンデンサＣＭ２とインダクタＬｄｃ２との共振周波数とは、周波数ｆ１の半分いかになるため、二次電池Ｅ２からＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａに電力は供給されない。
【００５５】
（第１の実施の形態：ＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な動作）
以下、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの具体的な動作について、図６，図７Ａ〜７Ｆ及び図８Ａ〜Ｄを参照して説明する。なお、図８Ａにおいて、電流ＩＬｄｃ１は二次電池Ｅ１の正極からＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ１１方向に流れる電流を示し、電流ＩＬｄｃ２はＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ１２から二次電池Ｅ２の正極方向に流れる電流を示す。
【００５６】
制御部２００から出力されるゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２が全てオフ信号の場合、図６に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２は全てオフであり、コンデンサＣＭ１はインダクタＬｄｃ１を介して二次電池Ｅ１から、コンデンサＣＭ２はインダクタＬｄｃ２を介して二次電池Ｅ２から、電力を供給される。
【００５７】
以下、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーが蓄積されており、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２がともにオンである状態（すなわち後述の図７Ｆの状態）が初期状態であるとして説明する。
この初期状態から、制御部２００は、以下に述べるパターンでゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２を供給することで、ＭＥＲＳ１０１は、後述するＴａ１〜Ｔａ７までを１サイクルとして所定の周波数ｆ１で、以下［フェイズＰＡ１］〜［フェイズＰＡ６］で述べる動作を周期的に行わせる。
【００５８】
［フェイズＰＡ１］
制御部２００は、時刻Ｔａ１において、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に切替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオフからオンに切り替わる。
すると、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は放電を開始し、図７Ａに示すように、コンデンサＣＭ１の正極から、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１、インダクタンスＬｍ、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ２を介して、コンデンサＣＭ２の負極へと流れ込む電流と、コンデンサＣＭ２の正極から、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１を介して、コンデンサＣＭ１の負極へと流れ込む電流と、が生じる。
このようにコンデンサＣＭ１及びＣＭ２が放電することによりコンデンサＣＭ１及びＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１は図８Ａ（ｂ）に示すように減少する。一方、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に蓄積されていた静電エネルギーは放電されることによって、図８Ａ（ａ）に示すようにインダクタＬｍに流れる電流ＩＬｍが増幅し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。
【００５９】
［フェイズＰＡ２］
本実施形態においては、コンデンサＣＭ２の放電がコンデンサＣＭ１よりも先に放電を完了する。コンデンサＣＭ２の放電が完了する時刻Ｔａ２に至ると、図７Ｂに示すように、電流が、ＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２から、ダイオード部ＤＵ２とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２の電流路を順に通るルートと、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＸ２の電流路とダイオード部ＤＹ２を順に通るルートと、の２つに分岐して交流端子ＡＣ２２へ流れる。
すなわち、コンデンサＣＭ２に蓄積されていた静電エネルギーは全て、インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積されることになる。なお、コンデンサＣＭ１は、この時点では放電を完了していない。
【００６０】
［フェイズＰＡ３］
上述したように、制御部２００は、時刻Ｔａ１から時間ｄ２後の時刻Ｔａ３において、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号からオフ信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオンからオフに切り替わる。本実施形態においては、時刻Ｔａ２の直後に時刻Ｔａ３に至る。
すると、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２を流れていた各電流は遮断され、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーによって、図７Ｃに示すように、インダクタＬｍから、ダイオード部ＤＵ２を介しコンデンサＣＭ２の正極に流入する電流が生じ、コンデンサＣＭ２の負極からは、ダイオード部ＤＹ２を経て交流端子ＡＣ２２へと電流が流れる。これによりコンデンサＣＭ２は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積するため、図８Ａ（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ２が上昇する。一方、磁気エネルギーが電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサＣＭ２に蓄積されるため、図８Ａ（ａ）に示すように、電流ＩＬｍは減少する。また、コンデンサＣＭ１は放電を継続するため、図８Ａ（ｂ）に示すように、電圧Ｖｃｍ１は減少する。
【００６１】
［フェイズＰＡ４］
その後、コンデンサＣＭ１の放電が完了する時刻Ｔａ４に至ると、図７Ｄに示すように、電流が、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１から、ダイオード部ＤＵ１とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１の電流路を順に通るルートと、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷＸ１の電流路とダイオード部ＤＹ１を順に通るルートと、の２つに分岐して交流端子ＡＣ２１へ流れる。
すなわち、コンデンサＣＭ１に蓄積されていた静電エネルギーも、全て、インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積されることになる。
【００６２】
［フェイズＰＡ５］
制御部２００は、時刻Ｔａ３から時間（ｄ１−ｄ２）後（時刻Ｔａ１から時間ｄ１後）の時刻Ｔａ５において、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１はオンからオフに切り替わる。なお、本実施形態においては、時刻Ｔａ５は、インダクタＬｍには電流が流れている（磁気エネルギーが残っている）状態である。
すると、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１を流れていた各電流は遮断され、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーによって、図７Ｅに示すように、インダクタＬｍから、ダイオード部ＤＵ１を介しコンデンサＣＭ１の正極に流入する電流が生じ、コンデンサＣＭ１の負極からは、ダイオード部ＤＹ１を経て交流端子ＡＣ２１へと電流が流れる。一方、ＭＥＲＳ１０２では、上記フェイズＰ５で示した経路で電流が流れる。
そのため、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、図８Ａ（ｂ）に示すように電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２が上昇する。一方、磁気エネルギーが電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサＣＭ１及びＣＭ２に蓄積されるため、図８Ａ（ａ）に示すように、電流ＩＬｍは減少する。
【００６３】
［フェイズＰＡ６］
その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻Ｔａ６に至ると、図７Ｆに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は消滅する。
【００６４】
そして、次のサイクルにおける時刻Ｔａ１に相当する時刻Ｔａ７（前サイクルの時刻Ｔａ１から時間１／ｆ１後）に至ると、再び、上述のフェイズＰＡ１からＰＡ６に示した動作を繰り返す。
この動作を繰り返されている間、図８Ａ（ａ）に示すように、二次電池Ｅ１からは常に電力がＭＥＲＳ１０１に供給され（電流ＩＬｄｃ１が正）、二次電池Ｅ２には常に電力がＭＥＲＳ１０２から供給されている（電流ＩＬｄｃ２が正）。
【００６５】
このように、一度コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積される。この静電エネルギーが放電されることでインダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積される。この磁気エネルギーの大部分を、コンデンサＣＭ２が回収するため、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ１の電圧から昇圧され、この例では、図８Ａ（ｂ）に示すように、二次電池Ｅ２の出力電圧をより高くなる。よって、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２を充電する。なお、この例では、二次電池Ｅ２に供給される電力は、図８Ａ（ａ）に示すように、二次電池Ｅ１から常時供給されている。
【００６６】
なお、この例では、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は６３００Ｗ である。なお、スイッチング制御の周波数ｆ１を５キロＨｚに変更すると変換電力は３６００Ｗに，１０キロＨｚに変更すると変換電力は１１７００Ｗである。
【００６７】
（第１の実施形態の他の使用例１）
上記二次電池Ｅ２を５００Ｖから３００Ｖの二次電池を変更した場合のインダクタＬｍを流れる電流ＩＬｍの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図８Ｂのようになる。
この例では、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は５６００Ｗ である。
【００６８】
（第１の実施形態の他の使用例２）
上記二次電池Ｅ２から２００Ｖの電池を変更した場合のインダクタＬｍを流れる電流ＩＬｍの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図８Ｃのようになる。
【００６９】
この例では、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は４８００Ｗ である。なお、スイッチング制御の繰返周波数ｆ１を５キロＨｚに変更すると変換電力は３２００Ｗに，１０キロＨｚに変更すると変換電力は７７００Ｗである。
この使用例では、降圧変換されている。
【００７０】
（第１の実施形態の構成の変形例１）
なお、上記実施形態では、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間が、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間よりも長い場合について説明したが、短くてもよい。
例えば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間を時間ｄ２に、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間を時間ｄ１に設定してもよい。この場合の、インダクタＬｍを流れる電流ＩＬｍの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図８Ｄのようになる。
【００７１】
この場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１が先にオフするため、二次電池Ｅ２から二次電池Ｅ１へ電力が供給されることになる。この例では、二次電池Ｅ２から二次電池Ｅ１への変換電力は１２９００Ｗである。
【００７２】
このように、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａによれば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間を、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間より短くすることによって、二次電池Ｅ２から二次電池Ｅ１に電力を供給することができる（逆変換可能である）。
すなわち、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａによれば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号に保持する時間、及び、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号に保持する時間、を適切に選択することによって、二次電池Ｅ１と二次電池Ｅ２との間で相互に電力を充電させることができる。
【００７３】
（第１実施形態の構成の変形例２）
第１の実施形態では、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１とＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２２とが、接地ラインに接続されていた。しかし、二次電池Ｅ１の負極と二次電池Ｅ２の負極とを、あるいは二次電池Ｅ１の正極と二次電池Ｅ２の正極とが、接地ラインに接続されていてもよい。ただし、二次電池Ｅ１と、二次電池Ｅ２と、が違う出力電圧である場合、共通の接地ラインを介して電流が漏れてしまう可能性がある。
【００７４】
そこで、図９に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＡのインダクタＬｍを、ＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ２１とＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ１２との間に接続されたインダクタＬｍ１と、ＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２２とＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１との間に接続されたインダクタＬｍ２と、に分割する。インダクタＬｍ１及びＬｍ２とは同一のインダクタンスを持つことが好ましい。これによって、二次電池Ｅ１及びＥ２を接地させたとしても漏れ電流を低減することができる。
【００７５】
インダクタＬｄｃ１，Ｌｄｃ２を二次電池Ｅ１，Ｅ２を中心に対称に配置してもよい。インダクタＬｄｃ１を、二次電池Ｅ１の一端とＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ１１との間に接続されたインダクタＬｄｃ１１と、二次電池Ｅ１の他端とＭＥＲＳ１０１の直流端子ＤＣ２１との間に接続されたインダクタＬｄｃ２１とに、分割する。インダクタＬｄｃ２を、二次電池Ｅ２の一端とＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ１２との間に接続されたインダクタＬｄｃ１２と、二次電池Ｅ２の他端とＭＥＲＳ１０２の直流端子ＤＣ２２との間に接続されたインダクタＬｄｃ２２とに、分割する。インダクタＬｄｃ１１及びＬｄｃ２１とは同じインダクタンス、インダクタＬｄｃ１２及びＬｄｃ２２とは同じインダクタンス、であることが好ましい。これによっても漏れ電流を低減することができる。
【００７６】
例えば、二次電池Ｅ１を３００Ｖに、二次電池Ｅ２を５００Ｖに、ゲート信号ＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１を６０マイクロ秒に、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＶＶＸ２を３０マイクロ秒に、スイッチング制御の繰り返し周波数ｆ１を７キロＨｚにした場合、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力はおよそ５９００Ｗである。
【００７７】
（第１の実施形態における構成の変形例３）
インダクタＬｍは、２巻き線トランスの漏れインダクタンスを利用してもよい。すなわち、図１０に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃのように、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＢのインダクタＬｍを高周波トランスＲＦＴに置き換えてもよい。
高周波トランスＲＦＴは一次コイルＬ１と二次コイルと、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２と、から構成されている。
【００７８】
一次コイルＬ１と二次コイルとは電磁的に接続される。
漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２は、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２との結合における漏れインダクタンスである。なお、図中の一次コイルＬ１、二次コイルＬ２、及び漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２はトランス結合の簡単なモデルである。
【００７９】
漏れインダクタンスＬＭ１は、一端が一次コイルＬ１の一端に、他端がＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ２１に接続されている。漏れインダクタンスＬＭ２は、一端が二次コイルＬ２の一端に、他端がＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２１に接続されている。
一次コイルＬ１の他端はＭＥＲＳ１０１の交流端子ＡＣ１１に、接続されている。二次コイルＬ２の他端はＭＥＲＳ１０２の交流端子ＡＣ２２に接続されている。
ただし、実際には、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２が存在するわけでは無く，１次コイルＬ１の一端が交流端子ＡＣ２１に、二次コイルＬ２の一端が交流端子ＡＣ１２に接続されている。
【００８０】
このようにトランスを介してＭＥＲＳ１０１とＭＥＲＳ１０２とを絶縁接続することも可能である。
【００８１】
なお、漏れインダクタンスＬＭ１及び漏れインダクタンスＬＭ２に更に、インダクタを接続してもよい。
【００８２】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃにおいて、漏れインダクタンスが０．２ミリＨの高周波トランスＲＦＴ、二次電池Ｅ１及びＥ２として出力３００Ｖの二次電池を選択した場合の、第１のコイルＬＭ１を流れる電流Ｉｌｉｎｋの時間変化と、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、の関係は図１１のようになる。
この場合、実質的に構成が同一である上記図８Ｂの波形と酷似する。
【００８３】
例えば、二次電池Ｅ１が３００Ｖで二次電池Ｅ２が３００Ｖで、ゲート信号ＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１を６０マイクロ秒に、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＶＶＸ２を３０マイクロ秒に、スイッチング制御の繰り返し周波数ｆ１を７キロＨｚに設定した場合、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力はおよそ５６００Ｗである。
【００８４】
なお、受電側の電圧が大きくなるとコンデンサＣＭ２のエネルギーが大きくなるため、インダクタンスの電流も増える。そのため、さらに出力が大きくなる特徴がある。
なお、二次電池Ｅ２が５００Ｖに変更した場合、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への変換電力は６３００Ｗになる。
【００８５】
（第１の実施形態におけるスイッチング損失）
また、上述したように、上記第１の実施形態並びにその変形例において、ソフトスイッチングが実現されている。
例えば、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオンに保持する時間が６０マイクロ秒で、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオンに保持する時間が３０マイクロ秒で、繰り返しは７キロＨｚ、３００Ｖの二次電池Ｅ１から５００Ｖの二次電池Ｅ２へ昇圧変換する場合の半導体スイッチの電流と電圧を図１２に示す。上から逆導通型半導体スイッチＳＶ１の電流Ｉｓｖ１及び電圧Ｖｓｖ１の時間変化、逆導通型半導体スイッチＳＶ２の電流Ｉｓｖ２及び電圧Ｖｓｖ２の時間変化、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移を示す。
【００８６】
上述したように、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１がオフからオンに切り替わる時、電流Ｉｓｖ１はほぼ流れておらず、オンからオフに切り替わる時、電圧Ｖｓｖ１はほぼ０ボルトである。同様に、上述したように、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２がオフからオンに切り替わる時、電流Ｉｓｖ２はほぼ流れておらず、オンからオフに切り替わる時、電圧Ｖｓｖ２はほぼ０Ｖである。
【００８７】
このように、ゲート信号が切り替わる時、すなわち、逆導通型半導体スイッチのオン・オフが切り替わる時、ゼロ電流あるいはゼロ電圧になっているため、ソフトスイッチングが実現され、スイッチング損失がほとんど無い。
なお、時刻Ｔａ１から時刻Ｔａ２の期間は（上記フェイズＰＡ１の期間は）、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２とインダクタＬｍとが共振している。そのため、その共振周波数が高ければ高いほど、上述の時刻Ｔａ１から時刻Ｔａ２の時間は短くなる。
同様に、上記各フェイズでは、コンデンサＣＭ１及び／またはＣＭ２とインダクタＬｍとが共振している。そのため、これらの共振周波数が高ければ高いほど、各周期は短くなり、単位時間あたりの電力の変換回数が増える。よって、時間ｄ１，ｄ２を短く設定でき、制御の繰り返し周波数ｆ１を高く設定できる。
【００８８】
以上、本発明の第１の実施の形態を説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｃの構成は上述のものに限られない。たとえば、ＭＥＲＳ１０１及び１０２はいずれも、必ずしもソフトスイッチングを行わなくてもよい。電力の損失は大きくなるが、二次電池Ｅ１からＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａを介して二次電池Ｅ２を充電することができる。
【００８９】
以上のように本発明に係る第１の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｃによれば、２つのＭＥＲＳ１０１，１０２を同時にオンし、受電側を先にオフするという簡単な制御で、電源の出力電圧にかかわらず、双方向に直流電力を供給可能である。
また、インダクタＬｍに実質的に電流が流れていないときにオン、コンデンサＣＭ２に電圧が実質的にないときにＭＥＲＳ１０２のスイッチをオフ、コンデンサＣＭ１に電圧が実質的にないときにＭＥＲＳ１０１のスイッチをオフ、することによってソフトスイッチングが可能である。
【００９０】
（第２の実施の形態）
以上説明した第１の実施の形態では、ＭＥＲＳ１０１及び１０２は片方向ＭＥＲＳであった。しかし、ＭＥＲＳ１０１及び１０２は、フルブリッジ型ＭＥＲＳであってもよい。また、第１の実施の形態では、電流の向きが片方向用のＭＥＲＳを使用していたため、インダクタＬｍに流れる電力も一方向であった。しかし、フルブリッジ型ＭＥＲＳを使用すれば、インダクタＬｍに双方向の電流を供給することができる。以下では、そのような構成を有する、本発明の第２の実施の形態を説明する。
【００９１】
第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄは、図１３に示すように、第１の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＡとＭＥＲＳ１０１をフルブリッジ型のＭＥＲＳ１０３に、ＭＥＲＳ１０２をフルブリッジ型のＭＥＲＳ１０４に変更したものである。また、制御部２００は上述のサイクルＣ１と後述のＣ２とを交互に繰り返すことで各ゲート信号のオン信号・オフ信号を切替える。
他の構成は、第１の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと実質的に同一である。
【００９２】
ＭＥＲＳ１０３は、ＭＥＲＳ１０１のダイオード部ＤＵ１に並列にスイッチ部ＳＵ１が、ダイオード部ＤＹ１に並列にスイッチ部ＳＹ１が、接続されているものである。ＭＥＲＳ１０３の他の構成は、ＭＥＲＳ１０１と実質的に同一である。
ＭＥＲＳ１０４は、ＭＥＲＳ１０２のダイオード部ＤＵ２に並列にスイッチ部ＳＵ２が、ダイオード部ＤＹ２に並列にスイッチ部ＳＹ２が、接続されているものである。ＭＥＲＳ１０４の他の構成は、ＭＥＲＳ１０２と実質的に同一である。
【００９３】
スイッチ部ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＵ２，ＳＹ２はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate Turn-Off thyristor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。
【００９４】
ダイオード部ＤＵ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＹ２はたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。
【００９５】
以下では、各ダイオード部はいずれも半導体ダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。
【００９６】
制御部２００は、動作開始前においては、全てのゲート信号ＳＧＧＵ１乃至ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２乃至ＳＧＧＹ２をオフ信号として出力し、例えば、ユーザの指示に応答して、予め記憶している時間ｄ１，ｄ２並びに周波数ｆ１に基づいて、上述のサイクルＣ１と次のサイクルＣ２を周波数ｆ１で交互に繰り返す。
サイクルＣ２において、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＵ１とＳＧＧＹ１のペアと，ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２のペアと、をオフ信号からオン信号に同時に切り替える。その後、オン信号に切り替えてから時間ｄ２後に、まず、ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２のペアをオン信号からオフ信号に切り替え、更に時間（ｄ１−ｄ２）経過後（オン信号に切替えてから時間ｄ１後）に、ゲート信号ＳＧＧＵ１及びＳＧＧＹ１のペアをオン信号からオフ信号に切り替える。
【００９７】
なお、本実施形態では、二次電池Ｅ１の出力電圧は３００Ｖ，二次電池Ｅ２の出力電圧は５００Ｖであり、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスはともに１ミリＨであり、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２のキャパシタンスはともに５マイクロＦであり、インダクタＬｍのインダクタンスは０．２ミリＨであり、時間ｄ１は６０マイクロ秒、時間ｄ２は３０マイクロ秒、周波数ｆは７キロＨｚである。
【００９８】
（第２の実施の形態：ＤＣ／ＤＣコンバータの動作）
以下、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄの動作について、図１３，図１４Ａ〜１４Ｈ及び図１５を参照して説明する。
初期状態は、全ての逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１乃至ＳＷＹ１，ＳＷＵ２乃至ＳＷＹ２がオフで、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーが蓄積されている後述のフェイズＰＢ８であるとして説明する。
【００９９】
［フェイズＰＢ１］
制御部２００は、時刻Ｔｂ１において、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に切替え、ゲート信号ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオフ信号に保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオフからオンに切り替わる。逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１，ＳＷＹ１，ＳＷＵ２及びＳＷＹ２はオフのまま変化しない。
すると、図１４Ａに示すように、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は放電を開始し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。
【０１００】
［フェイズＰＢ２］
上述したように、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号からオン信号に切り替えてから時間ｄ２後の時刻Ｔｂ２において、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオン信号からオフ信号に切り替える。他のゲート信号はオフ信号を保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオンからオフに切り替わる。
すると、図１４Ｂに示すように、インダクタＬｍを流れる電流はコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ２は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。
【０１０１】
［フェイズＰＢ３］
そして、時刻ｔｂ２から時間（ｄ１−ｄ２）経過後の時刻Ｔｂ３において、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１をオン信号からオフ信号に切り替える。
すると、図１４Ｃに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は、コンデンサＣＭ１及びコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が、インダクタＬｍに蓄積された残りの磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。
【０１０２】
［フェイズＰＢ４］
その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ＴＢ４に至ると、図１４Ｄに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は消滅する。
以上フェイズＰＢ１乃至ＰＢ４において、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積され、放電されることで一度インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積された電力の大部分を、コンデンサＣＭ２が回収する。そのため、コンデンサＣＭ２の電圧Ｖｃｍ２は、二次電池Ｅ２の出力電圧をより高くなる。よって、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２を充電する。電力の大部分をコンデンサＣＭ２が回収するため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は、二次電池Ｅ１の出力電圧よりも低くなる。そのため、コンデンサＣＭ１は、二次電池Ｅ１に充電される。
【０１０３】
［フェイズＰＢ５］
制御部２００は、周波数ｆ１によって定まる時刻Ｔｂ５において、ゲート信号ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオフ信号からオン信号に切替え、ゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２をオフ信号に保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１，ＳＷＹ１，ＳＷＵ２及びＳＷＹ２はオフからオンに切り替わる。逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＶ２及びＳＷＸ２はオフのまま変化しない。
すると、図１４Ｅに示すように、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は放電を開始し、インダクタＬｍに磁気エネルギーが蓄積されていく。
【０１０４】
［フェイズＰＢ６］
上述したように、制御部２００は、ゲート信号ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオフ信号からオン信号に切り替えてから時間ｄ２後の時刻Ｔｂ６において、ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２をオン信号からオフ信号に切り替える。他のゲート信号はオフ信号を保持する。これにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ２及びＳＷＹ２はオンからオフに切り替わる。
すると、図１４Ｆに示すように、インダクタＬｍを流れる電流はコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ２は、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。
【０１０５】
［フェイズＰＢ７］
その後、制御部２００は、時刻Ｔｂ６より時間（ｄ１−ｄ２）経過後の時刻Ｔｂ７において、ゲート信号ＳＧＧＵ１及びＳＧＧＹ１をオン信号からオフ信号に切り替える。
すると、図１４Ｇに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は、コンデンサＣＭ１及びコンデンサＣＭ２によって遮断され、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が、インダクタＬｍに蓄積された磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。
【０１０６】
［フェイズＰＢ８］
その後、インダクタＬｍに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ＴＢ８に至ると、図１４Ｈに示すように、インダクタＬｍを流れる電流は消滅する。
以上フェイズＰＢ５乃至ＰＢ８において、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２に静電エネルギーとして蓄積され、放電されることで一度インダクタＬｍに磁気エネルギーとして蓄積された電力の大部分を、コンデンサＣＭ２が回収する。そのため、コンデンサＣＭ２は、の電圧は昇圧され、二次電池Ｅ２の出力電圧をより高くなる。よって、コンデンサＣＭ２は、二次電池Ｅ２を充電する。電力の大部分をコンデンサＣＭ２が回収するため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は、二次電池Ｅ１の出力電圧よりも低くなる。そのため、コンデンサＣＭ１は、二次電池Ｅ１に充電される。
【０１０７】
以上説明したように、本発明の第２の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄによっても、低電圧側の二次電池Ｅ１と高電圧側の二次電池Ｅ２との間で相互に電力を充電させることができる。
また、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄにおいて、インダクタＬｍには交流電流が流れるため、第１の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａに比べ偏磁しにくい、という利点もある。
【０１０８】
また、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄの場合、各ダイオード部に電流が流れている場合、そのダイオードに並列に接続されているスイッチ部をオンすることにより電力の損失をよりおさえることが可能である。
【０１０９】
（第２の実施形態における構成の変形例１）
【０１１０】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＤのインダクタＬｄｃ１，Ｌｄｃ２を二次電池Ｅ１，Ｅ２を中心に対称に配置してもよい。
図１５に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｅように、インダクタＬｄｃ１を、二次電池Ｅ１の一端とＭＥＲＳ１０３の直流端子ＤＣ１１との間に接続されたインダクタＬｄｃ１１と、二次電池Ｅ１の他端とＭＥＲＳ１０３の直流端子ＤＣ２１との間に接続されたインダクタＬｄｃ２１とに、分割する。インダクタＬｄｃ２を、二次電池Ｅ２の一端とＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ１２との間に接続されたインダクタＬｄｃ１２と、二次電池Ｅ２の他端とＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ２２との間に接続されたインダクタＬｄｃ２２とに、分割する。インダクタＬｄｃ１１及びＬｄｃ２１とは同じインダクタンス、インダクタＬｄｃ１２及びＬｄｃ２２とは同じインダクタンス、であることが好ましい。これによって漏れ電流を低減することができる。
【０１１１】
（第２の実施形態における構成の変形例２）
また、インダクタＬｍは、２巻き線トランス構造のインダクタンスを利用してもよい。すなわち、例えば、図１６に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆのように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０ＥのインダクタＬｍを高周波トランスＲＦＴに置き換えてもよい。
【０１１２】
このようにトランスを介してＭＥＲＳ１０１とＭＥＲＳ１０２とを絶縁接続することも可能である。また、第１のコイルに直列にインダクタを、あるいは、第２のコイルに直列にインダクタを、またはその両方を接続してもよい。
【０１１３】
図１６に示すこの回路は，従来のインバータによる絶縁トランス結合ＤＣＤＣ変換の回路図と似ているが，インダクタＬｄｃ１（インダクタＬｄｃ１１及びＬｄｃ１２），インダクタＬｄｃ２（インダクタＬｄｃ２１及びＬｄｃ２２）のインダクタンスがあることで二次電池Ｅ１及びＥ２を電流源に近い動作をさせる点と，コンデンサＣＭ１とＣＭ２が、その電圧が略ゼロなるまで放電することでソフトスイッチングが実現している点と、で大きく異なる。
また、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２の電圧が、接続されている電池の電圧より昇圧される、という点でも大きくことなる。
また、トランス結合における漏れインダクタンスを利用できる、という点でも、従来のインバータによる絶縁トランス結合ＤＣＤＣ変換とは大きくことなる。
【０１１４】
（第１及び第２の実施形態における構成の変形例１）
また、図１７に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆに示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｅにおいて、ＭＥＲＳ１０３の直流端子ＤＣ＋１から二次電池Ｅ１の一端への方向に流れる電流を遮断するダイオードＤＲ１と、二次電池Ｅ１の一端からＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ＋２への方向に流れる電流を遮断するダイオードＤＲ２と、を更に備えてもよい。
【０１１５】
この場合、二次電池Ｅ２の出力する電力によって二次電池Ｅ１を充電することない。また、二次電池Ｅ１の一端への方向に流れる電流は遮断されるため、インダクタＬｄｃ１として、直流リアクトルを用いることができ、かつ、インダクタＬｄｃ１のインダクタンスを小さくすることもできる。これにより、インダクタＬｄｃ１を小型化することができる。
二次電池Ｅ１の一端からＭＥＲＳ１０４の直流端子ＤＣ＋２への方向に流れる電流は遮断されるため、インダクタＬｄｃ１を小型化できるのと同様の理由で、インダクタＬｄｃ２を小型化することができる。
また、二次電池Ｅ２から電力を出力させる必要がない場合、二次電池Ｅ２は不必要な放電を行わない、という利点もある。
【０１１６】
この例では、全ての逆導通型半導体スイッチがオフの間、コンデンサＣＭ１が充電され、全ての逆導通型半導体スイッチがオンされてコンデンサＣＭ１の静電エネルギーが放電されて電流Ｉｌｉｎｋとして漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２に磁気エネルギーとして蓄積され、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２を先にオフすることで、電流ＩｌｉｎｋがコンデンサＣＭ２に遮断されて、コンデンサＣＭ２が漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２の磁気エネルギーがコンデンサＣＭ２に回収され、コンデンサＣＭ２の電圧によって二次電池Ｅ２が充電される。この動作が繰り返されることにより、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２に電力を供給することができる。
【０１１７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆの、第１のコイルＬ１を流れる電流Ｉｌｉｎｋ，インダクタＬｄｃ１を流れる電流ＩＬｄｃ１及びインダクタＬｄｃ２を流れる電流ＩＬｄｃ２の時間変化と、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１及びコンデンサＣＭ２の電圧Ｖｃｍ２の時間変化と、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１並びにゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２の時間遷移と、二次電池Ｅ１の出力電力Ｐ１と二次電池Ｅ２へ供給される電力Ｐ２の時間変化と、は図１８に示すようになる。
なお、二次電池Ｅ１及びＥ２は出力１００Ｖで、インダクタＬ１及びＬ２は０．２ミリＨで、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２は０．５マイクロＦで、漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２は０．１ミリＨで、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間は３０マイクロ秒で、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２のオン時間は１５マイクロ秒で、繰り返し周波数ｆ１は６キロＨｚである。
【０１１８】
全ての逆導通型半導体スイッチがオフされると、コンデンサＣＭ１が充電されるため、コンデンサ電圧Ｖｃｍ１は上昇し、インダクタＬ１とコンデンサＣＭ１の共振のピークで電圧が保持されている。
全ての逆導通型半導体スイッチがオンされると、コンデンサＣＭ１の静電エネルギーが放電されて電流Ｉｌｉｎｋとして漏れインダクタンスＬＭ１及びＬＭ２に磁気エネルギーとして蓄積されるため、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１は減少し、漏れインダクタンスＬｍ１に流れる電流Ｉｌｉｎｋは上昇している。
この例では、コンデンサＣＭ１の電圧Ｖｃｍ１がほぼ０になるタイミングで、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２が先にオフされる。逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２が先にオフされることにより、インダクタンスＬｍ１に流れる電流ＩｌｉｎｋはコンデンサＣＭ２に回収されるため、コンデンサＣＭ２の電圧が上昇する。コンデンサＣＭ２の電圧が二次電池Ｅ２の電圧１００Ｖを超えると、コンデンサＣＭ２から二次電池Ｅ２に放電が開始される。この例では、インダクタＬｄｃ３によって、コンデンサＣＭ２は、電圧がほぼ０になるまで、電力を電池Ｅ２に放電する。
その後、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１がオフされると、コンデンサＣＭ１は充電される。
以降上記動作を繰り返す。
【０１１９】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｅでは、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスは１ミリＨであるとして説明した。一方本変更例であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆでは、インダクタＬｄｃ１及びＬｄｃ２のインダクタンスは０．２ミリＨである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ乃至１０Ｅでは、ダイオードＤＲ１及びＤＲ２がないため、インダクタＬｄｃ１乃至Ｌｄｃ２のインダクタンスを電流の逆流がないように十分に大きくすることが好ましい。
【０１２０】
一方、一方本変更例であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆでは、ダイオードＤＲ１によって二次電池Ｅ１の一端への方向に流れる電流は遮断され、ダイオードＤＲ２によって二次電池Ｅ２の出力する電力は遮断される。
そのため、インダクタＬｄｃ１として、直流リアクトルを用いることができ、かつ、インダクタＬｄｃ１のインダクタンスを小さくすることもできる。これにより、インダクタＬｄｃ１を小型化することができる。
【０１２１】
（第１及び第２の実施形態における構成の変形例２）
また、ＭＥＲＳの各スイッチのオン時間やオフ時間を変化させる装置を別途備えてもよい。
例えば、図１９に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｇように、本発明の第２の実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄの制御部２００に、制御の繰り返し周波数ｆ１を、変更させるダイヤル３００を接続させてもよい。ダイヤル３００を時計回りに回せば周波数ｆ１は低くなり、ダイヤル３００を時計回りに回せば周波数ｆ１は高くなる。
【０１２２】
二次電池Ｅ１及びＥ２が１００Ｖで、インダクタＬｍが２００ｍＨで、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２が１ｍＦで、時間ｄ１が２５ｍｓ，時間ｄ２が４０ｍｓで、周波数ｆ１を変化させた場合の、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の電圧Ｖｃｍ１，Ｖｃｍ２と、インダクタＬｍに流れる電流ＩＬｍと、ゲート信号ＳＵ１及びＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１，ＳＵ２及びＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２の関係は、図２０Ａ乃至２０Ｃのようになる。
図２０Ａは、周波数ｆ１が１０ｋＨｚ、図２０Ｂは２０ｋＨｚ、図２０Ｃは６ｋＨｚの時の、それぞれ関係を示したものである。
【０１２３】
図２０Ａに示すように、周波数ｆ１が１０ｋＨｚの時、電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２は、およそ２００Ｖまで上昇し、電流ＩＬｍはおよそ１６Ａまで上昇している。また、各周期（例えば、ゲート信号ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１がオンしてからゲート信号ＳＵ２，ＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２がオンするまでの１周期）において、電流ＩＬｍは、およそ１００ミリ秒間は流れ、１００ミリ秒間は流れてない。
また、図２０Ｂに示すように、周波数ｆ２が２０ｋＨｚの時、電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２は、およそ２３０Ｖまで上昇し、電流ＩＬｍはおよそ２５Ａまで上昇している。また、各周期（例えば、ゲート信号ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１がオンしてからゲート信号ＳＵ２，ＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２がオンするまでの１周期）において、電流ＩＬｍは、ほぼ連続して流れている。
また、図２０Ｃに示すように、周波数ｆ３が６ｋＨｚの時、電圧Ｖｃｍ１及びＶｃｍ２は、およそ１８０Ｖまで上昇し、電流ＩＬｍはおよそ１０Ａまで上昇している。また、各周期（例えば、ゲート信号ＳＵ１，ＳＹ１，ＳＶ１及びＳＸ１がオンしてからゲート信号ＳＵ２，ＳＹ２，ＳＶ２及びＳＸ２がオンするまでの１周期）において、電流ＩＬｍは、およそ１００ミリ秒間の流れ、次の周期までは流れない。
【０１２４】
周波数を上げると、コンデンサの電圧のピークは上がり、１周期当たりの充電量は上昇する。その上、単位時間あたりの充電回数が増える。そのため、周波数を上げると、周波数を上げるほど、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の供給量は増大する。ただし、１周期が、インダクタＬｍに１方向に連続して電流が流れている時間以上になると、スイッチングがハードスイッチングになってしまう。よって、周波数ｆ１による定まる１周期は、インダクタＬｍに１方向に連続して電流が流れている時間よりも長いことが望ましい。
【０１２５】
周波数ｆ１を変化させた場合における二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の供給量の変化は、この例では、図２０Ｄに示すように、周波数ｆ１が６ｋＨｚの時およそ５０Ｗ、周波数ｆ１が１０ｋＨｚの時およそ２３０Ｗ、周波数ｆ１が２０ｋＨｚの時およそ９７０Ｗになり、周波数の上昇に伴い電力の供給量も増大する。
【０１２６】
このように、周波数ｆ１を調整させることによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の時間あたりの充電量を調整させることができる。
換言すると、制御部２００は、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチを実質的に同時にオンし、第１の所定の時間経過後に、一方のＭＥＲＳのスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に、他方のＭＥＲＳをオフし、更に第３の所定の時間両方のＭＥＲＳのスイッチをオフに保持させる場合において、第３の所定の時間を調整することによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２への電力の時間あたりの供給量を調整させることができる。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｆにおいては、ダイヤル３００を時計回りに回せば時間あたりの充電量が増え、反時計回りに回せば時間あたりの充電量が減る。
【０１２７】
また、図２０Ａ乃至２０Ｃからもわかるように、各ゲート信号のオン信号からオフ信号に切り替える時は、そのＭＥＲＳのコンデンサ電圧はほぼゼロであり、各ゲート信号のオフ信号からオン信号に切り替える時は、インダクタＬｍに流れる電流はほぼ０である。そのため、各スイッチのスイッチングはゼロ電圧またはゼロ電流となっており、時間あたりの充電量が高い場合も低い場合もソフトスイッチングが実現される。
【０１２８】
以上説明したように、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチのスイッチをオンさせた後、片方のＭＥＲＳのスイッチを、他方のＭＥＲＳのスイッチよりも先にオフさせる制御、を繰り返す、ことによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２に、その電圧の大小にかかわらずに、双方向に電力を変換することができる。
【０１２９】
また、ＭＥＲＳ１０１，１０２を、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１０３，１０４に変更し、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチのスイッチをオンさせた後、片方のＭＥＲＳのスイッチを、他方のＭＥＲＳのスイッチよりも先にオフさせる制御と、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチのスイッチをオンさせた後、他方のＭＥＲＳのスイッチを、一方のＭＥＲＳのスイッチよりも先にオフさせる制御と、の２つの制御を交互に繰り返すことで、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２に、その電圧の大小にかかわらずに、双方向に電力を変換することができ、かつ、インダクタＬｍの偏磁を抑制することができる。
【０１３０】
また、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチを実質的に同時にオンし、第１の所定の時間経過後に、一方のＭＥＲＳのスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に、他方のＭＥＲＳをオフし、更に第３の所定の時間両方のＭＥＲＳのスイッチをオフに保持させることによって、二次電池Ｅ１から二次電池Ｅ２に、その電圧の大小にかかわらずに、双方向に電力を変換することができ、この第３の所定の時間を調整することによって、送電側の電源から受電側の電源に供給される電力を調整することができる。
【０１３１】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような、種々の変形が可能である。例えば、上記実施形態における各設定値は１例であり、様々な設定が可能である。また、上述の実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。
【０１３２】
また、上記各実施形態においては、直流電源として二次電池Ｅ１を、直流負荷として二次電池Ｅ２を用いたが、もちろんそれぞれ二次電池である必要はない。
たとえば、二次電池Ｅ１を家庭用電源を整流し平滑コンデンサによって平滑したものに変更してもよいし、二次電池Ｅ２を、直流電力を供給されることによって動作する電気機器に変更してもよい。
例えば、電力を供給する側（二次電池Ｅ１）を、電力を供給する必要のないもの（例えば、一次電池）に、あるいは、電力を供給される側（二次電池Ｅ２）を、電力を出力させる必要がないもの（例えば）に、するならば、図１４に示したように、ダイオードＤＲ１及びダイオードＤＲ２を用いればよい。これによって、電力を供給する側に供給される電力は遮断され、電力を供給される側から出力される電力は遮断される。
【０１３３】
また、二次電池Ｅ１，Ｅ２の代わりに直流母線を接続してもよい。
例えば、二次電池Ｅ１の代わりに、家庭内の様々な電気機器に接続された直流母線を接続し、二次電池Ｅ２を電気自動車の内部電池であってもよい。
この時、夜間、電気自動車の内部電池を受電側とし、直流母線を送電側とする。そして、昼間、例えば電気自動車のユーザが自宅にいる場合は、電気自動車の電池を送電側とし、受電側の直流母線に電力を供給する。
【０１３４】
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＦではＭＥＲＳ１０２の逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２は常にオンでもよい、として説明した。そのため、図２１に示すＤＣ−ＤＣコンバータＨのように、ＭＥＲＳ１０２のスイッチ部ＳＶ２，ＳＸ２がなくともよい。つまり、受電側のＭＥＲＳは、整流回路でもよい。
この場合も、図２２に示すように、二次電池Ｅ１から出力された電力をＭＥＲＳ１０１が静電エネルギーとして蓄積し、ＭＥＲＳ１０１をオンすることでインダクタンスに電流を流すことで磁気エネルギーとして蓄積させ、その磁気エネルギーをもって二次電池Ｅ２を充電する。
なお、図２２の例では、インダクタＬｄｃ１は０．２ミリＨで、コンデンサＣＭ１は０．５マイクロＦで、漏れインダクタＬＭ１及びＬＭ２は０．１ミリＨで、二次電池Ｅ１の出力電圧は１００Ｖで、二次電池Ｅ２の出力電圧は７０Ｖである。
【０１３５】
また、高周波トランスＲＦＴの巻線比は１対１である必要はない。適宜変更することによって、昇圧，降圧の割合を所望のものに調整可能である。
【０１３６】
また、第１，第２の実施の形態において、制御部２００は、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等からなる専用の電子回路から構成されていてもよい。
例えば、繰り返し周波数ｆ１が７キロＨｚ、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間が６０マイクロ秒、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１のオン時間が３０マイクロ秒、である時の制御部２００の回路は図２３のようになる。
【０１３７】
図２３（ａ）は、上記片方向ＭＥＲＳを用いたＤＣ−ＤＣコンバータのゲート信号ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１,ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２を出力する制御回路である。この回路は、発振器ＯＳＣと、ワンショットマルチバイブレータＭＶ１，ＭＶ２と、を備える。
発振器ＯＳＣは、上記周波数７キロＨｚ（周波数ｆ１）のクロックパルスを出力する。
ワンショットマルチバイブレータＭＶ１の出力は、ゲート信号ＳＧＧＶ１及びＳＧＧＸ１として逆導通型半導体スイッチＳＷＶ１及びＳＷＸ１のゲートＧＶ１及びＧＸ１に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＶ１は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を６０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
同様に、ワンショットマルチバイブレータＭＶ２の出力は、ゲート信号ＳＧＧＶ２及びＳＧＧＸ２として逆導通型半導体スイッチＳＷＶ２及びＳＷＸ２のゲートＧＶ２及びＧＸ２に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＶ２は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を３０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
【０１３８】
図２３（ｂ）は、上記両方向ＭＥＲＳを用いたＤＣ−ＤＣコンバータのゲート信号ＳＧＧＵ１,ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１,ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２,ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２及びＳＧＧＹ２を出力する制御回路である。この回路は、図２３（ａ）で説明した制御部２００に、更に、ワンショットマルチバイブレータＭＵ１，ＭＵ２と、を備えるものである。
ワンショットマルチバイブレータＭＵ１の出力は、ゲート信号ＳＧＧＵ１及びＳＧＧＹ１として逆導通型半導体スイッチＳＷＵ１及びＳＷＹ１のゲートＧＵ１及びＧＹ１に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＵ１は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を６０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
同様に、ワンショットマルチバイブレータＭＵ２の出力は、ゲート信号ＳＧＧＵ２及びＳＧＧＹ２として逆導通型半導体スイッチＳＷＵ２及びＳＷＹ２のゲートＧＵ２及びＧＹ２に出力される。ワンショットマルチバイブレータＭＵ２は、発振器ＯＳＣの出力するクロックパルスが立ち上がることに応答し、オフ信号をオン信号に切り替え、オン信号を３０マイクロ秒保持した後オフ信号に切り替える。
【０１３９】
また、上記実施形態では、制御部２００は、予め設定された時間ｄ１，ｄ２及び周波数ｆ１に基づいて、ゲート信号を制御した。しかし、ゲート信号の制御は様々な変更が考えられる。例えば、デューティ比で各スイッチのオン時間を制御してもよい。
制御部２００は、ＭＥＲＳ１０１及び１０２のスイッチを実質的に同時にオンし、第１の所定の時間経過後に、一方のＭＥＲＳのスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に、他方のＭＥＲＳをオフし、更に第３の所定の時間両方のＭＥＲＳのスイッチをオフに保持させる、という制御を繰り返す。
【０１４０】
一方、上記各実施の形態における制御部２００の構成は、通常のコンピュータシステムを用いても実現することができる。
例えば、制御部２００が行う上述の処理を実行させるためのプログラムを、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk Read-Only Memory）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）あるいはその他のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、このプログラムをコンピュータにインストールすることにより、上述の制御部２００を構成することができる。
【０１４１】
また、プログラムをインターネット等の通信ネットワーク上の所定のサーバ装置が有するディスク装置等に格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するようにしてもよい。更に、通信ネットワークを介してプログラムを転送しながら起動実行することによっても、上述の処理を達成することができる。
また、上述の機能を、ＯＳ（Operating System）が分担して実現する場合又はＯＳとアプリケーションとの協働により実現する場合等には、ＯＳ以外の部分のみを媒体に格納して配布してもよく、また、コンピュータにダウンロード等してもよい。
【符号の説明】
【０１４２】
１０Ａ乃至１０Ｈ ＤＣ／ＤＣコンバータ
ＤＣ＋１，ＤＣ＋２ 直流入力端子
ＤＣ−１，ＤＣ−２ 直流出力端子
Ｌｄｃ１，Ｌｄｃ２，Ｌｄｃ１１，Ｌｄｃ１２，Ｌｄｃ２１，Ｌｄｃ２２ インダクタ
１０１，１０２，１０３，１０４ ＭＥＲＳ
ＡＣ１１，ＡＣ２１，ＡＣ１２，ＡＣ２２ 交流端子
ＤＣ１１，ＤＣ２１，ＤＣ１２，ＤＣ２２ 直流端子
ＳＷＵ１，ＳＷＶ１，ＳＷＸ１，ＳＷＹ１，ＳＷＵ２，ＳＷＶ２，ＳＷＸ２，ＳＷＹ２ 逆導通型半導体スイッチ
ＤＵ１，ＤＶ１，ＤＸ１，ＤＹ１，ＤＵ２，ＤＶ２，ＤＸ２，ＤＹ２ ダイオード部
ＳＵ１，ＳＶ１，ＳＸ１，ＳＹ１，ＳＵ２，ＳＶ２，ＳＸ２，ＳＹ２ スイッチ部
ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＸ１，ＧＹ１，ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＸ２，ＧＹ２ ゲート
ＣＭ１，ＣＭ２ コンデンサ
Ｌｍ，Ｌｍ１，Ｌｍ２ インダクタ
ＲＦＴ 高周波トランス
Ｌ１ 一次巻線
Ｌ２ 二次巻線
ＬＭ１，ＬＭ２ 漏れインダクタンス
２００ 制御部
ＳＧＧＵ１，ＳＧＧＶ１，ＳＧＧＸ１，ＳＧＧＹ１，ＳＧＧＵ２，ＳＧＧＶ２，ＳＧＧＸ２，ＳＧＧＹ２ ゲート信号
Ｅ１，Ｅ２ 二次電池
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチと、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第２のインダクタと、
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間、または、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御、
を繰り返す、
ことを特徴とする電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項２】
前記制御手段が、前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンする時は前記第３のインダクタに電流は実質的に流れておらず、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの第１及び第２のスイッチをオフする時は前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記コンデンサに実質的に静電エネルギーは蓄積されておらず、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフする時は前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記コンデンサに実質的に静電エネルギーは蓄積されていない、
ことを特徴とする請求項１に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを実質的に同じタイミングでオンし第１の所定の時間経過後に前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフし更に第２の所定の時間経過後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフし更に第３の所定の時間の間前記第１及び第２のスイッチをオフに保持させる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項４】
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２の整流素子は、それぞれ、第３及び第４のスイッチより構成されており、
前記第３及び第４のスイッチは、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させるものであり、
前記制御手段は、前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御と、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオフさせる制御と、
を交互に繰り返す、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを実質的に同じタイミングでオンし、第１の所定の時間経過後に前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフし、更に第３の所定の時間の間、前記第１乃至第４のスイッチをオフに保持させる制御と、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチを実質的に同じタイミングでオンし、第１の所定の時間経過後に前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオフし、更に第３の所定の時間の間、前記第１乃至第４のスイッチをオフに保持させる制御と、を交互に繰り返す、
ことを特徴とする請求項４に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項６】
前記第３の所定の時間を調整する調整手段を更に備える、
ことを特徴とする請求項３または５に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項７】
前記第３のインダクタは、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に接続された第４のインダクタと、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に接続された第５のインダクタと、から構成される、
ことを特徴とする請求項１乃至６のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項８】
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの第１及び第２の交流端子に接続された第１のコイルと、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの第１及び第２の交流端子に接続され、前記第１のコイルと電磁的に結合する第２のコイルと、から構成された変圧器を更に備え、
前記第３のインダクタは、当該変圧器の漏れ第３のインダクタンスである、
ことを特徴とする請求項１乃至７のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項９】
前記第１のインダクタは、前記直流電源の一端と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子との間に接続された第６のインダクタと、前記直流電源の他端と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子との間に接続された第７のインダクタと、から構成され、
前記第２のインダクタは、前記直流負荷の一端と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子との間に接続された第８のインダクタと、前記直流負荷の他端と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子との間に接続された第９のインダクタと、から構成される、
ことを特徴とする請求項１乃至８のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１０】
前記第１のインダクタと前記第１の磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサとの共振周波数と、前記第２のインダクタと前記第２の磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサとの共振周波数とが、ともに前記制御手段の前記制御を繰り返す周波数の半分以下である、
ことを特徴とする請求項１乃至９のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１１】
前記直流電源の前記一端及び前記直流負荷の前記一端あるいは前記直流電源の前記他端及び前記直流負荷の前記他端が共通の接地ラインに接続されている、
ことを特徴とする請求項１乃至１０のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１２】
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの第１の直流端子から前記直流電源の一端への方向に流れる電流を遮断する第３の整流素子と、
前記直流負荷の一端から前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの第１の直流端子への方向に流れる電流を遮断する第４の整流素子と、
を更に備える、
ことを特徴とする請求項１乃至１１のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１３】
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される磁気エネルギー回生スイッチと、
第１と第２の交流入力と第１と第２の直流出力とを備え、当該第１と第２の交流入力間から入力された電力を整流して当該第１と第２の交流出力間から出力する整流器と、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記整流器の第１の直流出力に接続され、当該直列回路の他端が前記整流器の第２の直流出力に接続される第２のインダクタと、
前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記整流器の前記第１の交流入力とが電気的に接続され、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記整流器の前記第１の交流入力との間、または、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを同時にオン・オフさせる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１４】
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチと、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第２のインダクタと、
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間、または、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
からなる電力変換装置を制御する電力変換制御方法であって、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする電力変換制御方法。
【請求項１】
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチと、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第２のインダクタと、
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間、または、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御、
を繰り返す、
ことを特徴とする電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項２】
前記制御手段が、前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンする時は前記第３のインダクタに電流は実質的に流れておらず、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの第１及び第２のスイッチをオフする時は前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記コンデンサに実質的に静電エネルギーは蓄積されておらず、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフする時は前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記コンデンサに実質的に静電エネルギーは蓄積されていない、
ことを特徴とする請求項１に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを実質的に同じタイミングでオンし第１の所定の時間経過後に前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフし更に第２の所定の時間経過後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフし更に第３の所定の時間の間前記第１及び第２のスイッチをオフに保持させる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項４】
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２の整流素子は、それぞれ、第３及び第４のスイッチより構成されており、
前記第３及び第４のスイッチは、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させるものであり、
前記制御手段は、前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御と、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオフさせる制御と、
を交互に繰り返す、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを実質的に同じタイミングでオンし、第１の所定の時間経過後に前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフし、更に第３の所定の時間の間、前記第１乃至第４のスイッチをオフに保持させる制御と、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチを実質的に同じタイミングでオンし、第１の所定の時間経過後に前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオフし、更に第２の所定の時間経過後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第３及び第４のスイッチをオフし、更に第３の所定の時間の間、前記第１乃至第４のスイッチをオフに保持させる制御と、を交互に繰り返す、
ことを特徴とする請求項４に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項６】
前記第３の所定の時間を調整する調整手段を更に備える、
ことを特徴とする請求項３または５に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項７】
前記第３のインダクタは、前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に接続された第４のインダクタと、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に接続された第５のインダクタと、から構成される、
ことを特徴とする請求項１乃至６のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項８】
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの第１及び第２の交流端子に接続された第１のコイルと、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの第１及び第２の交流端子に接続され、前記第１のコイルと電磁的に結合する第２のコイルと、から構成された変圧器を更に備え、
前記第３のインダクタは、当該変圧器の漏れ第３のインダクタンスである、
ことを特徴とする請求項１乃至７のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項９】
前記第１のインダクタは、前記直流電源の一端と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子との間に接続された第６のインダクタと、前記直流電源の他端と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子との間に接続された第７のインダクタと、から構成され、
前記第２のインダクタは、前記直流負荷の一端と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子との間に接続された第８のインダクタと、前記直流負荷の他端と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子との間に接続された第９のインダクタと、から構成される、
ことを特徴とする請求項１乃至８のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１０】
前記第１のインダクタと前記第１の磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサとの共振周波数と、前記第２のインダクタと前記第２の磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサとの共振周波数とが、ともに前記制御手段の前記制御を繰り返す周波数の半分以下である、
ことを特徴とする請求項１乃至９のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１１】
前記直流電源の前記一端及び前記直流負荷の前記一端あるいは前記直流電源の前記他端及び前記直流負荷の前記他端が共通の接地ラインに接続されている、
ことを特徴とする請求項１乃至１０のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１２】
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの第１の直流端子から前記直流電源の一端への方向に流れる電流を遮断する第３の整流素子と、
前記直流負荷の一端から前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの第１の直流端子への方向に流れる電流を遮断する第４の整流素子と、
を更に備える、
ことを特徴とする請求項１乃至１１のうちいずれか１項に記載の電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１３】
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される磁気エネルギー回生スイッチと、
第１と第２の交流入力と第１と第２の直流出力とを備え、当該第１と第２の交流入力間から入力された電力を整流して当該第１と第２の交流出力間から出力する整流器と、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記整流器の第１の直流出力に接続され、当該直列回路の他端が前記整流器の第２の直流出力に接続される第２のインダクタと、
前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記整流器の前記第１の交流入力とが電気的に接続され、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記整流器の前記第１の交流入力との間、または、前記整流器の前記第２の交流入力と前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号並びにオフさせる制御信号を前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチを同時にオン・オフさせる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする電流直列共振ＤＣＤＣ変換装置。
【請求項１４】
第１及び第２の交流端子と、第１及び第２の直流端子と、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、コンデンサと、より構成され、前記第１の交流端子に前記第１の整流素子の前記一端と前記第２のスイッチの前記他端とが、前記第２の交流端子に前記第１のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記他端とが、前記第１の直流端子に前記コンデンサの前記一端と前記第１の整流素子の前記他端と前記第１のスイッチの前記他端とが、前記第２の直流端子に前記コンデンサの前記他端と前記第２のスイッチの前記一端と前記第２の整流素子の前記一端とが、接続される第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチと、
外部の直流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第１のインダクタと、
外部の直流負荷と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の直流端子に接続され、当該直列回路の他端が前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の直流端子に接続される第２のインダクタと、
前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子とが電気的に接続され、記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間、または、前記第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第２の交流端子と前記第１の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１の交流端子との間に流れる電流によって磁気エネルギーを蓄える第３のインダクタと、
からなる電力変換装置を制御する電力変換制御方法であって、
前記第１及び第２の磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオンさせ前記第２の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせた後に前記第１の前記磁気エネルギー回生スイッチの前記第１及び第２のスイッチをオフさせる制御、を繰り返す、
ことを特徴とする電力変換制御方法。
【図１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図２Ｃ】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図５】
【図６】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図７Ｃ】
【図７Ｄ】
【図７Ｅ】
【図７Ｆ】
【図８Ａ】
【図８Ｂ】
【図８Ｃ】
【図８Ｄ】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４Ａ】
【図１４Ｂ】
【図１４Ｃ】
【図１４Ｄ】
【図１４Ｅ】
【図１４Ｆ】
【図１４Ｇ】
【図１４Ｈ】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０Ａ】
【図２０Ｂ】
【図２０Ｃ】
【図２０Ｄ】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図２Ｃ】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図５】
【図６】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図７Ｃ】
【図７Ｄ】
【図７Ｅ】
【図７Ｆ】
【図８Ａ】
【図８Ｂ】
【図８Ｃ】
【図８Ｄ】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４Ａ】
【図１４Ｂ】
【図１４Ｃ】
【図１４Ｄ】
【図１４Ｅ】
【図１４Ｆ】
【図１４Ｇ】
【図１４Ｈ】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０Ａ】
【図２０Ｂ】
【図２０Ｃ】
【図２０Ｄ】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【公開番号】特開２０１２−３４５２２（Ｐ２０１２−３４５２２Ａ）
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１７３０９５（Ｐ２０１０−１７３０９５）
【出願日】平成２２年７月３０日（２０１０．７．３０）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年７月３０日（２０１０．７．３０）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
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