DCDCコンバータ
【課題】チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力して且つ、複数のコイルが磁気結合されたものにあって、コアの外部への漏れ磁束が大きくなること。
【解決手段】スイッチング素子Q1,Q2がオンとなる際にバッテリ10の両端子とコイルW1,W2とで閉ループ回路を構成し、コイルW1,W2にエネルギを蓄える。そして、スイッチング素子Q1,Q2をオフすることで、コイルW1,W2に蓄えられたエネルギをダイオードD1,D2を介して出力する。これらコイルW1,W2は、コア20によって磁気結合される。コイルW1の起磁力とコイルW2の起磁力とは、これに平行な単位ベクトルの和がゼロとなるように設定される。
【解決手段】スイッチング素子Q1,Q2がオンとなる際にバッテリ10の両端子とコイルW1,W2とで閉ループ回路を構成し、コイルW1,W2にエネルギを蓄える。そして、スイッチング素子Q1,Q2をオフすることで、コイルW1,W2に蓄えられたエネルギをダイオードD1,D2を介して出力する。これらコイルW1,W2は、コア20によって磁気結合される。コイルW1の起磁力とコイルW2の起磁力とは、これに平行な単位ベクトルの和がゼロとなるように設定される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するDCDCコンバータに関する。
【背景技術】
【0002】
この種のDCDCコンバータとしては、例えば下記非特許文献1に見られるように、マルチフェーズ方式のトランスリンク形昇圧コンバータも提案されている。このコンバータは、図14に示すように、バッテリ10およびコイルW1を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q1と、バッテリ10およびコイルW2を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q2と、コイルW1,W2に蓄積されたエネルギをコンデンサ12に出力するダイオードD1,D2とを備え、コイルW1,W2をコア120によって磁気結合させたものである。ここで、スイッチング素子Q1,Q2を、スイッチング周期の「1/2」の位相差で操作することで、コイルW1,W2に流れる電流の漸増および漸減の周期によって定まる周波数(リプル電流の周波数)を、スイッチング周波数の「2倍」にすることができる。
【0003】
なお、従来のDCDCコンバータとしては、他にも例えば下記特許文献1に見られるものもある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特開2006−262601号公報
【非特許文献】
【0005】
【非特許文献1】橋谷ら「マルチフェーズ方式トランスリンク形昇圧チョッパの小型化に関する研究」、平成19年電気学会産業応用部門大会、1−119
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
ただし、上記DCDCコンバータは、コイルW1,W2に生じる磁束のうちコア120の外部へと漏れる量が非常に多くなることが発明者によって見出された。
【0007】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するものにあって、漏れ磁束を好適に低減することのできるDCDCコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【0009】
請求項1記載の発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するDCDCコンバータにおいて、前記コイルは、中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置された所定の複数個のコイルを含み、前記中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記コイルを覆う部分とを有するコアと、前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とする。
【0010】
上記発明では、上記単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるため、コイルが生じる磁界がコアの外部で互いに相殺するようにすることができる。このため、コアの外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。
【0011】
請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記コアは、前記所定の複数個のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束が通る経路について、前記所定の複数個のコイルのうちの隣接する一対のコイルから等しい距離となる部分の単位長さ当たりの磁気抵抗をそれ以外の部分の単位長さ当たりの磁気抵抗よりも大きくすることを特徴とする。
【0012】
上記発明では、隣接する一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束の通る経路のうち、一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束によって共有される経路の磁気抵抗を支配的なものとすることができる。そしてこの場合、コイルを流れる電流の周期的な変動を、上記共有される経路の磁束の周期的な変動に応じたものとすることができる。
【0013】
請求項3記載の発明は、請求項2記載の発明において、前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分を備えることを特徴とする。
【0014】
上記発明では、上記延びる部分を備えることで、これを備えない場合と比較して、この部分の磁束の経路の透磁率を高くすることができる。
【0015】
請求項4記載の発明は、請求項3記載の発明において、前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分の長さが、前記各コイルの軸方向に延びる部分の長さよりも長いことを特徴とする。
【0016】
上記発明では、上記等距離となる方向に延びる部分の磁気抵抗よりも、コイルの充填される空間についての上記延びる方向の磁気抵抗を十分に大きくすることが可能となり、ひいては、コイルに電流が流れることで生じる磁束がコイルの充填される空間に漏れることを好適に回避することができ、ひいては上記延びる部分を通るようにすることができる。
【0017】
請求項5記載の発明は、請求項1〜4のいずれか1項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と負極との間に介在し、
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする。
【0018】
上記発明では、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。
【0019】
請求項6記載の発明は、請求項1〜5のいずれか1項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と出力端子の正極との間に介在し、前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする。
【0020】
上記発明では、入力端子の電圧を降圧して出力端子に出力することができる。
【0021】
請求項7記載の発明は、請求項1〜6のいずれか1項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルは、2個のコイルであることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【0022】
【図1】第1の実施形態にかかるシステム構成図。
【図2】同実施形態にかかる磁気回路を示す図。
【図3】同実施形態にかかるDCDCコンバータの操作態様を示すタイムチャート。
【図4】同実施形態の効果を示す図。
【図5】同実施形態の効果を説明するための図。
【図6】従来の構成の問題点を示す図。
【図7】上記実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図8】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図9】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図10】同実施形態の構成のメリットを説明するための図。
【図11】第2の実施形態にかかるDCDCコンバータの構成を示す図。
【図12】上記実施形態の変形例にの磁気部品の構成を示す図。
【図13】上記各実施形態の変形例の磁気部品の断面構成を示す断面図。
【図14】従来のDCDCコンバータの構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【0023】
(第1の実施形態)
以下、本発明にかかるDCDCコンバータを昇圧コンバータに適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【0024】
図1に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図示されるDCDCコンバータCVは、バッテリ10の電圧を昇圧して一対の出力端子間に設けられるコンデンサ12の電圧とするものである。DCDCコンバータCVは、バッテリ10の正極側に接続されるコイルW1と、バッテリ10およびコイルW1を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q1と、スイッチング素子Q1に逆並列に接続されるダイオードD3と、コイルW1の出力電流をコンデンサ12に出力するダイオードD1とを備える。また、DCDCコンバータCVは、バッテリ10の正極側に接続されるコイルW2と、バッテリ10およびコイルW2を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q2と、スイッチング素子Q2に逆並列に接続されるダイオードD4と、コイルW2の出力電流をコンデンサ12に出力するダイオードD2とを備える。ここで、コイルW1,W2の巻数はともにNであり同一である。
【0025】
上記コイルW1、スイッチング素子Q1およびダイオードD1を備える回路と、コイルW2、スイッチング素子Q2およびダイオードD2を備える回路とは、独立に昇圧動作を行うことのできる周知の昇圧回路の構成を有している。すなわち、これらはいずれもスイッチング素子Q1,Q2がオンとなる際にバッテリ10の両端子とコイルW1,W2とで閉ループ回路を構成し、コイルW1,W2にエネルギを蓄える。そして、スイッチング素子Q1,Q2をオフすることで、コイルW1,W2に蓄えられたエネルギをダイオードD1,D2を介して出力する。ただし、本実施形態にかかるDCDCコンバータCVは、これらコイルW1,W2がコア20によって磁気結合している。
【0026】
コア20は、電磁鋼板によって形成されており、中心部20aと、中心部20aを中心に同一平面上で放射状且つ等角度間隔に延びて且つコイルW1,W2の各軸を含む軸案内部20b、20cと、コイルW1,W2から等距離の経路部分(センターコア20d,20e)とを備えている。さらに、コア20は、これら中心部20a,軸案内部20b、20c、センターコア20d,20eおよびコイルW1,W2を内包して且つ軸案内部20b、20cとセンターコア20d,20eとを接続する結合部20fを備えている。なお、センターコア20d,20eは、磁気抵抗を増大させるためのギャップを備えている。また、結合部20fは、コイルW1,W2の端子を外部に引き出す部分を除いて中心部20a,軸案内部20b、20c、センターコア20d,20eおよびコイルW1,W2を覆って、これらを外部から遮断している。
【0027】
DCDCコンバータCVは、スイッチング素子Q1,Q2が制御装置30によって周期的にオン・オフ操作される(チョッパ制御)ことで、昇圧動作を行うものである。ここで、出力電圧は、オン・オフ操作の1周期に対するオン時間の比率(時比率D)によって制御される。この時比率Dは、スイッチング素子Q1,Q2に共通であるが、スイッチング素子Q1のオン操作開始タイミングとスイッチング素子Q2のオン操作開始タイミングとは、その位相が「180°」ずらされる。すなわち、オン・オフ操作の半周期だけずらされる。こうした設定により、チョッパ制御に伴ってコイルW1,W2を流れるリプル電流の周波数を、スイッチング周波数の「2」倍とすることができる。
【0028】
以下、チョッパ制御によってコイルW1,W2を流れる電流や磁束について説明する。ここでは、図2(a)に示すように、コイルW1,W2に電流が流れることで生じる磁束をそれぞれΦ1、Φ2として、センターコア20d,20eを通る磁束を、対称性に鑑みて共通の磁束Φ3とする。この場合、磁気部品の磁気回路は、図2(b)となる。すなわち、コイルW1の起磁力は、巻数Nおよび電流I1によって、N・I1と表現でき、コイルW2の起磁力は、巻数Nおよび電流I2によって、N・I2と表現できる。なお、図2(b)に示す磁気回路では、対称性に鑑み、軸案内部20bおよび結合部20fの磁気抵抗と軸案内部20cおよび結合部20fの磁気抵抗とをともに磁気抵抗R1として且つ、センターコア20d,20eの磁気抵抗をともに磁気抵抗R2としている。
【0029】
この場合、以下の式が成立する。
【0030】
Φ3=(Φ1+Φ2)/2 …(c1)
N・I1=R1・Φ1+R2・Φ3 …(c2)
N・I2=R1・Φ2+R2・Φ3 …(c3)
ここで、本実施形態では、センターコア20d,20eがギャップを備えるため、その磁気抵抗R2が他の磁気抵抗(磁気抵抗R1)と比較して非常に大きい。このため、上記の式(c2)、(c3)の右辺第1項を無視できる。そしてこの場合、コイルW1を流れる電流I1とコイルW2を流れる電流I2とは、略同一となる。
【0031】
図3に、本実施形態にかかるチョッパ制御によりコイルW1,W2に流れる電流I1,I2等の挙動を示す。図示されるように、コイルW1,W2を流れる電流は、いずれもスイッチング素子Q1,Q2のいずれか一方のオン期間において漸増し、双方のオフ期間に漸減する。そして、この漸増および漸減の1周期(リプル電流の周期)は、スイッチング素子Q1,Q2のオン・オフ操作の半周期となる。
【0032】
ちなみに、DCDCコンバータCVの出力電圧は、バッテリ10の電圧Vbを用いると、「Vb/(1−D)」と表現できる。これは、コイルW1、スイッチング素子Q1およびコンデンサ12を備える基本的な昇圧回路の出力電圧と同一である。これは、図3に示されるように、スイッチング素子Q1,Q2のそれぞれのオフ期間においてダイオードD1,D2に順方向電流が流れることと、スイッチング素子Q1,Q2のそれぞれのオン期間およびオフ期間におけるET積が等しくなるとの考察から導くことができる。
【0033】
上記磁気部品は、コア20の外部への磁束漏れを好適に低減できる優れた構造を有するものである。図4に、DCDCコンバータCVの動作時における磁束分布をCAE(Computer Aided Engineering)を使用して解析した結果を示す。図示されるように、コア20の外部への漏れ磁束は好適に低減されている。これは、図5に示すように、コイルW1,W2のそれぞれの起磁力によって生じる磁束が、コア20の外部で互いに相殺するためである。図5では、コイルW1の起磁力N・I1によって生じる磁束を破線にて示し、コイルW2の起磁力N・I2によって生じる磁束を点線にて示している。図示されるように、コア20の外部において、上記一対の磁束は互いに向きが反対となっている。
【0034】
図6に、先の図14に示したコンバータの駆動時における磁束分布を示す。図示されるように、この場合、コイルW1,W2に電流が流れることによって生じる磁束は非常に広範囲に広がっている。
【0035】
図7に、先の図4および図6のそれぞれに示したA,B点における磁束密度の推移を示す。図示されるように、A,B点のそれぞれにおける磁束密度や、磁束密度の変化は、いずれも従来の場合と比較して本実施形態の場合には低減されている。具体的には、漏れ磁束のDC成分は、従来と比較して「4/1000」に低減され、AC成分は「9/100」に低減されている。
【0036】
図8(c)に、図8(a)および図8(b)のそれぞれに示す態様にて磁気部品をアルミケース40で覆うことでアルミケース40に生じる渦電流による損失の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、コア20の外部に漏れる磁束が低減できることから、アルミケース40に生じる渦電流を低減でき、ひいてはこれによる損失を低減できる。ちなみに、従来の場合、渦電流損失が大きいため、例えばハイブリッド車や電気自動車等において車載主機としての回転機の電源となる高電圧バッテリに先の図14に示したコンバータの入力端子を接続する場合、大電力を扱うことからアルミケース40の発熱量が非常に大きなものとなる。そしてこれにより、例えば高電圧バッテリの温度が過度に上昇し、その寿命の短縮にもつながりかねない。
【0037】
図9に、磁気部品をアルミケース40に入れた場合と入れない場合とのそれぞれにおける入力電流(バッテリ10の出力電流)の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、入力電流のリプル成分の変化がない一方、従来の場合、入力電流のリプル成分が増大している。これは、アルミケース40に入れることで、コア120のインダクタンスが見かけ上低下するためである。
【0038】
なお、上記コア20は、先の図1に示したように、センターコア20d,20eの長さ(コイルW1,W2の軸に直交する平面内において中心部20aから延びる長さ)の方が、軸案内部20b,20cの長さ(コイルW1,W2の軸方向に延びる長さ)よりも長く設定している。これにより、結合部20fの内部において、センターコア20d,20eを通過しない磁束が生じることを抑制することができる。すなわち、図10に示すように、センターコア20d,20eの長さの方が軸案内部20b,20cの長さよりも短く設定される場合、コイルW1,W2が充填される空間の磁気抵抗がさほど大きくならないことに起因して、センターコアを通ることなくコイルW1,W2が充填される空間に漏れ出る磁束が多くなる。これに対し、先の図1に示した構成によれば、コイルW1,W2が充填される空間におけるセンターコア20d,20eに平行な長さが十分に長いため、上記空間における上記平行な方向の磁気抵抗を大きくすることができ、ひいては磁束がセンターコア20d,20eから漏れることを好適に回避することできる。
【0039】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【0040】
(1)中心部20aに対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置されたコイルW1,W2のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定した。これにより、コア20の外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。
【0041】
(2)センターコア20d,20eの磁気抵抗を、それ以外の部分の磁気抵抗を無視しうる程度に大きくした。これにより、コイルW1,W2を流れる電流の周期的な変動を、センターコア20d,20eの磁束Φ3の周期的な変動に応じたものとすることができる。
【0042】
(3)センターコア20d,20eの長さを、軸案内部20b、20cの長さよりも長くした。これにより、コイルW1,W2のそれぞれに電流が流れることで生じる磁束がコイルW1,W2の充填される空間に漏れることを好適に回避しセンターコア20d,20eを通るようにすることができる。
【0043】
(4)スイッチング素子Q1,Q2をオン状態とすることでバッテリ10およびコイルW1,W2を備える閉ループ回路を形成してコイルW1,W2にエネルギを蓄え、このエネルギをスイッチング素子Q1,Q2をオフすることでダイオードD1,D2を介して出力した。これにより、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。
【0044】
(第2の実施形態)
以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【0045】
図11に、本実施形態にかかるDCDCコンバータCVを示す。なお、図11において、先の図1に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【0046】
本実施形態では、DCDCコンバータCVを昇降圧チョッパ回路とする。すなわち、先の図1に示したダイオードD1,D2に並列に、スイッチング素子Q3,Q4を接続する。ここで、スイッチング素子Q3,Q4は、コンデンサ12側からバッテリ10側への電流の流通を許容するものである。これにより、スイッチング素子Q1,Q2を用いたチョッパ制御により、バッテリ10側を入力としてその電圧を昇圧する動作のみならず、スイッチング素子Q3,Q4を用いたチョッパ制御により、コンデンサ12側を入力としてその電圧を降圧する動作を行うことができる。
【0047】
ちなみに、スイッチング素子Q3,Q4は、オン・オフ操作の時比率Dがともに同一であって且つ、オン操作の開始タイミングが互いに「180°」ずらされている。これにより、スイッチング素子Q3,Q4のオン・オフ操作の時比率Dとコンデンサ12の電圧Vcとを用いて、出力電圧を「D・Vc」とすることができる。なお、スイッチング素子Q3,ダイオードD3、コイルW1およびバッテリ10や、スイッチング素子Q4,ダイオードD4、コイルW2およびバッテリ10は、それぞれ独立で降圧コンバータを構成しうるものである。すなわち、スイッチング素子Q3,Q4がオンとなることで、コンデンサ12からバッテリ10に電流が流れるとともに、コイルW1,W2にエネルギを蓄積する。そして、スイッチング素子Q3,Q4がオフとなることでコイルW1,W2に蓄えられたエネルギがダイオードD3,D4、コイルW1,W2、およびバッテリ10を備える閉ループ回路を介してバッテリ10に出力される。ただし、コイルW1,W2がコア20によって磁気結合しているため、コイルW1、W2を流れるリプル電流の周波数は、スイッチング素子Q3,Q4のスイッチング周波数の2倍となる。
【0048】
以上説明した本実施形態によれば、先の第1の実施形態の上記(1)〜(4)の効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。
【0049】
(5)入力端子の正極(コンデンサ12の正極)と出力端子の正極(バッテリ10の正極)との間にコイルW1,W2およびスイッチング素子Q3,Q4を介在させて且つ、出力端子の正極および負極間にダイオードD3,D4を備えた。これにより、コンデンサ12の電圧を降圧してバッテリ10に出力することができる。
【0050】
(その他の実施形態)
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
<コアについて>
コア20としては、コイルW1,W2から等距離の経路部分(センターコア20d、20e)にギャップを備えるものに限らない。例えば、ダストコア等の圧粉磁性材料をコアとして用いるものとしてもよい。これによっても、センターコア20d,20eの単位長さ当たりの磁気抵抗を、軸案内部20b,20c等の単位長さ当たりの磁気抵抗と比較して大きくすることができる。そしてセンターコア20d,20eにギャップがない場合、漏れ磁束を低減できることから、コイルW1,W2の交流銅損を低減することができ、高効率なリアクトルを実現することができる。
【0051】
また、図12に示すように、リング状のコイルW1,W2およびセンターコア20d,20eを予め作成しておき、中心部20a,軸案内部20b、20cおよび結合部20f部分と一体成型することもできる。ここで、図12(a)は、磁気部品の斜視図(コア20の斜視図)である。図示されるように、コア20は、上記結合部20fによってコイルW1,W2を覆っているが、コイルW1の端子Ta、T1bと、コイルW2の端子T2a,T2bとがコイルW1,W2と電気的に接続されて且つコア20の外部に突出している。図12(b)は、図12(a)のA−A断面である。図示されるように、コア20は、軸案内部20b、20cの長さの方が、センターコア20d,20eの長さよりも短くなっている。また、コイルW1,W2は、軸方向の長さよりもこれに直交する方向の長さの方が長くなっている。図12(c)は、図12(b)のB−B断面である。ただし、ここでは、コイルW2を除いた図を示している。また、図12(d)は、図12(b)のC−C断面である。
【0052】
なお、センターコア20d,20eの単位長さ当たりの磁気抵抗が軸案内部20b,20cや結合部20fの単位長さ当たりの磁気抵抗と比較して十分に大きくない場合、コイルW1,W2を流れるリプル電流の位相等に無視し得ない差が生じることとなるが、この場合であっても、上記第1の実施形態の上記(1)の効果を得ることはできる。
【0053】
また、コイルの軸方向の長さをこれに直交する方向の長さよりも長くしても上記第1の実施形態の上記(1)等の効果を得ることはできる。
<磁気結合されるコイルの数について>
磁気結合されるコイルの数は、2個に限らず、3個以上であってもよい。図13に、コイルの数が3個である場合を示す。ここで、コイルW1,W2,W3は、その軸方向が、中心CPに対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に配置されている。そして、コイルW1、W2,W3のそれぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、コイルW1、W2,W3のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとする。なお、これらの巻数と印加電圧の大きさとは互いに同一とする。
【0054】
さらに、3個のコイルを備えるものにも限らず、4個以上のコイルを備えてもよい。この場合であっても、各コイルの軸方向を、中心に対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に配置して且つ、それぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、それぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとする。
【0055】
もっとも、各コイルの軸方向を、中心に対して放射状且つ等角度間隔に配置するに際しては、これら各コイルの軸が同一平面内に収まるものにも限らない。例えば6個のコイルを備えるものにおいて、中心に対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に4つのコイルを配置して且つ、この平面に直交する方向に2つのコイルを配置してもよい。
【0056】
なお、Nc個のコイルを備える場合、これらとバッテリ10とを接続するループ回路を開閉するスイッチング素子を互いに「360°/Nc」の位相差で操作することが望ましい。ただし、こうした設定としなくても、スイッチング素子の操作の位相に差があるなら、スイッチング周波数よりもリプル電流の周波数を大きくすることはできる。
<そのほか>
・上記各実施形態では、コイルW1,W2を流れる電流の流通方向が互いに相違しないようにしたがこれに限らない。相違しない場合において、特にセンターコア20d,20e以外の磁束経路の磁気抵抗を無視し得ないなら、コイルW1の起磁力とコイルW2の起磁力とのそれぞれに平行な単位ベクトルの和がゼロとならないタイミングが生じうる。この場合、上記単位ベクトルの和の時間平均値がゼロとなるようにしたり、スイッチング素子のオン・オフ操作の1周期における上記ゼロとならない期間の比率を小さくしたりすることで、コア20の外部に漏れる磁束を低減することはできると考えられる。
【0057】
・チョッパ制御に用いるスイッチング素子としては、IGBTに限らない。例えばパワーMOS電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。
【0058】
・DCDCコンバータとしては、昇圧コンバータや昇降圧チョッパ回路に限らず、例えば降圧コンバータであってもよい。これは、例えば先の図11に示した構成において、スイッチング素子Q1,Q2を削除することで構成することができる。またこれに限らず、例えば、所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子を備えて構成されるコンバータにおいて、コイル同士を磁気結合させる構成であればよい。
【符号の説明】
【0059】
10…バッテリ、12…コンデンサ、20…コア、W1,W2…コイル、CV…DCDCコンバータ。
【技術分野】
【0001】
本発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するDCDCコンバータに関する。
【背景技術】
【0002】
この種のDCDCコンバータとしては、例えば下記非特許文献1に見られるように、マルチフェーズ方式のトランスリンク形昇圧コンバータも提案されている。このコンバータは、図14に示すように、バッテリ10およびコイルW1を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q1と、バッテリ10およびコイルW2を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q2と、コイルW1,W2に蓄積されたエネルギをコンデンサ12に出力するダイオードD1,D2とを備え、コイルW1,W2をコア120によって磁気結合させたものである。ここで、スイッチング素子Q1,Q2を、スイッチング周期の「1/2」の位相差で操作することで、コイルW1,W2に流れる電流の漸増および漸減の周期によって定まる周波数(リプル電流の周波数)を、スイッチング周波数の「2倍」にすることができる。
【0003】
なお、従来のDCDCコンバータとしては、他にも例えば下記特許文献1に見られるものもある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特開2006−262601号公報
【非特許文献】
【0005】
【非特許文献1】橋谷ら「マルチフェーズ方式トランスリンク形昇圧チョッパの小型化に関する研究」、平成19年電気学会産業応用部門大会、1−119
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
ただし、上記DCDCコンバータは、コイルW1,W2に生じる磁束のうちコア120の外部へと漏れる量が非常に多くなることが発明者によって見出された。
【0007】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するものにあって、漏れ磁束を好適に低減することのできるDCDCコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【0009】
請求項1記載の発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するDCDCコンバータにおいて、前記コイルは、中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置された所定の複数個のコイルを含み、前記中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記コイルを覆う部分とを有するコアと、前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とする。
【0010】
上記発明では、上記単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるため、コイルが生じる磁界がコアの外部で互いに相殺するようにすることができる。このため、コアの外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。
【0011】
請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記コアは、前記所定の複数個のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束が通る経路について、前記所定の複数個のコイルのうちの隣接する一対のコイルから等しい距離となる部分の単位長さ当たりの磁気抵抗をそれ以外の部分の単位長さ当たりの磁気抵抗よりも大きくすることを特徴とする。
【0012】
上記発明では、隣接する一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束の通る経路のうち、一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束によって共有される経路の磁気抵抗を支配的なものとすることができる。そしてこの場合、コイルを流れる電流の周期的な変動を、上記共有される経路の磁束の周期的な変動に応じたものとすることができる。
【0013】
請求項3記載の発明は、請求項2記載の発明において、前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分を備えることを特徴とする。
【0014】
上記発明では、上記延びる部分を備えることで、これを備えない場合と比較して、この部分の磁束の経路の透磁率を高くすることができる。
【0015】
請求項4記載の発明は、請求項3記載の発明において、前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分の長さが、前記各コイルの軸方向に延びる部分の長さよりも長いことを特徴とする。
【0016】
上記発明では、上記等距離となる方向に延びる部分の磁気抵抗よりも、コイルの充填される空間についての上記延びる方向の磁気抵抗を十分に大きくすることが可能となり、ひいては、コイルに電流が流れることで生じる磁束がコイルの充填される空間に漏れることを好適に回避することができ、ひいては上記延びる部分を通るようにすることができる。
【0017】
請求項5記載の発明は、請求項1〜4のいずれか1項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と負極との間に介在し、
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする。
【0018】
上記発明では、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。
【0019】
請求項6記載の発明は、請求項1〜5のいずれか1項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と出力端子の正極との間に介在し、前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする。
【0020】
上記発明では、入力端子の電圧を降圧して出力端子に出力することができる。
【0021】
請求項7記載の発明は、請求項1〜6のいずれか1項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルは、2個のコイルであることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【0022】
【図1】第1の実施形態にかかるシステム構成図。
【図2】同実施形態にかかる磁気回路を示す図。
【図3】同実施形態にかかるDCDCコンバータの操作態様を示すタイムチャート。
【図4】同実施形態の効果を示す図。
【図5】同実施形態の効果を説明するための図。
【図6】従来の構成の問題点を示す図。
【図7】上記実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図8】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図9】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図10】同実施形態の構成のメリットを説明するための図。
【図11】第2の実施形態にかかるDCDCコンバータの構成を示す図。
【図12】上記実施形態の変形例にの磁気部品の構成を示す図。
【図13】上記各実施形態の変形例の磁気部品の断面構成を示す断面図。
【図14】従来のDCDCコンバータの構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【0023】
(第1の実施形態)
以下、本発明にかかるDCDCコンバータを昇圧コンバータに適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【0024】
図1に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図示されるDCDCコンバータCVは、バッテリ10の電圧を昇圧して一対の出力端子間に設けられるコンデンサ12の電圧とするものである。DCDCコンバータCVは、バッテリ10の正極側に接続されるコイルW1と、バッテリ10およびコイルW1を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q1と、スイッチング素子Q1に逆並列に接続されるダイオードD3と、コイルW1の出力電流をコンデンサ12に出力するダイオードD1とを備える。また、DCDCコンバータCVは、バッテリ10の正極側に接続されるコイルW2と、バッテリ10およびコイルW2を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Q2と、スイッチング素子Q2に逆並列に接続されるダイオードD4と、コイルW2の出力電流をコンデンサ12に出力するダイオードD2とを備える。ここで、コイルW1,W2の巻数はともにNであり同一である。
【0025】
上記コイルW1、スイッチング素子Q1およびダイオードD1を備える回路と、コイルW2、スイッチング素子Q2およびダイオードD2を備える回路とは、独立に昇圧動作を行うことのできる周知の昇圧回路の構成を有している。すなわち、これらはいずれもスイッチング素子Q1,Q2がオンとなる際にバッテリ10の両端子とコイルW1,W2とで閉ループ回路を構成し、コイルW1,W2にエネルギを蓄える。そして、スイッチング素子Q1,Q2をオフすることで、コイルW1,W2に蓄えられたエネルギをダイオードD1,D2を介して出力する。ただし、本実施形態にかかるDCDCコンバータCVは、これらコイルW1,W2がコア20によって磁気結合している。
【0026】
コア20は、電磁鋼板によって形成されており、中心部20aと、中心部20aを中心に同一平面上で放射状且つ等角度間隔に延びて且つコイルW1,W2の各軸を含む軸案内部20b、20cと、コイルW1,W2から等距離の経路部分(センターコア20d,20e)とを備えている。さらに、コア20は、これら中心部20a,軸案内部20b、20c、センターコア20d,20eおよびコイルW1,W2を内包して且つ軸案内部20b、20cとセンターコア20d,20eとを接続する結合部20fを備えている。なお、センターコア20d,20eは、磁気抵抗を増大させるためのギャップを備えている。また、結合部20fは、コイルW1,W2の端子を外部に引き出す部分を除いて中心部20a,軸案内部20b、20c、センターコア20d,20eおよびコイルW1,W2を覆って、これらを外部から遮断している。
【0027】
DCDCコンバータCVは、スイッチング素子Q1,Q2が制御装置30によって周期的にオン・オフ操作される(チョッパ制御)ことで、昇圧動作を行うものである。ここで、出力電圧は、オン・オフ操作の1周期に対するオン時間の比率(時比率D)によって制御される。この時比率Dは、スイッチング素子Q1,Q2に共通であるが、スイッチング素子Q1のオン操作開始タイミングとスイッチング素子Q2のオン操作開始タイミングとは、その位相が「180°」ずらされる。すなわち、オン・オフ操作の半周期だけずらされる。こうした設定により、チョッパ制御に伴ってコイルW1,W2を流れるリプル電流の周波数を、スイッチング周波数の「2」倍とすることができる。
【0028】
以下、チョッパ制御によってコイルW1,W2を流れる電流や磁束について説明する。ここでは、図2(a)に示すように、コイルW1,W2に電流が流れることで生じる磁束をそれぞれΦ1、Φ2として、センターコア20d,20eを通る磁束を、対称性に鑑みて共通の磁束Φ3とする。この場合、磁気部品の磁気回路は、図2(b)となる。すなわち、コイルW1の起磁力は、巻数Nおよび電流I1によって、N・I1と表現でき、コイルW2の起磁力は、巻数Nおよび電流I2によって、N・I2と表現できる。なお、図2(b)に示す磁気回路では、対称性に鑑み、軸案内部20bおよび結合部20fの磁気抵抗と軸案内部20cおよび結合部20fの磁気抵抗とをともに磁気抵抗R1として且つ、センターコア20d,20eの磁気抵抗をともに磁気抵抗R2としている。
【0029】
この場合、以下の式が成立する。
【0030】
Φ3=(Φ1+Φ2)/2 …(c1)
N・I1=R1・Φ1+R2・Φ3 …(c2)
N・I2=R1・Φ2+R2・Φ3 …(c3)
ここで、本実施形態では、センターコア20d,20eがギャップを備えるため、その磁気抵抗R2が他の磁気抵抗(磁気抵抗R1)と比較して非常に大きい。このため、上記の式(c2)、(c3)の右辺第1項を無視できる。そしてこの場合、コイルW1を流れる電流I1とコイルW2を流れる電流I2とは、略同一となる。
【0031】
図3に、本実施形態にかかるチョッパ制御によりコイルW1,W2に流れる電流I1,I2等の挙動を示す。図示されるように、コイルW1,W2を流れる電流は、いずれもスイッチング素子Q1,Q2のいずれか一方のオン期間において漸増し、双方のオフ期間に漸減する。そして、この漸増および漸減の1周期(リプル電流の周期)は、スイッチング素子Q1,Q2のオン・オフ操作の半周期となる。
【0032】
ちなみに、DCDCコンバータCVの出力電圧は、バッテリ10の電圧Vbを用いると、「Vb/(1−D)」と表現できる。これは、コイルW1、スイッチング素子Q1およびコンデンサ12を備える基本的な昇圧回路の出力電圧と同一である。これは、図3に示されるように、スイッチング素子Q1,Q2のそれぞれのオフ期間においてダイオードD1,D2に順方向電流が流れることと、スイッチング素子Q1,Q2のそれぞれのオン期間およびオフ期間におけるET積が等しくなるとの考察から導くことができる。
【0033】
上記磁気部品は、コア20の外部への磁束漏れを好適に低減できる優れた構造を有するものである。図4に、DCDCコンバータCVの動作時における磁束分布をCAE(Computer Aided Engineering)を使用して解析した結果を示す。図示されるように、コア20の外部への漏れ磁束は好適に低減されている。これは、図5に示すように、コイルW1,W2のそれぞれの起磁力によって生じる磁束が、コア20の外部で互いに相殺するためである。図5では、コイルW1の起磁力N・I1によって生じる磁束を破線にて示し、コイルW2の起磁力N・I2によって生じる磁束を点線にて示している。図示されるように、コア20の外部において、上記一対の磁束は互いに向きが反対となっている。
【0034】
図6に、先の図14に示したコンバータの駆動時における磁束分布を示す。図示されるように、この場合、コイルW1,W2に電流が流れることによって生じる磁束は非常に広範囲に広がっている。
【0035】
図7に、先の図4および図6のそれぞれに示したA,B点における磁束密度の推移を示す。図示されるように、A,B点のそれぞれにおける磁束密度や、磁束密度の変化は、いずれも従来の場合と比較して本実施形態の場合には低減されている。具体的には、漏れ磁束のDC成分は、従来と比較して「4/1000」に低減され、AC成分は「9/100」に低減されている。
【0036】
図8(c)に、図8(a)および図8(b)のそれぞれに示す態様にて磁気部品をアルミケース40で覆うことでアルミケース40に生じる渦電流による損失の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、コア20の外部に漏れる磁束が低減できることから、アルミケース40に生じる渦電流を低減でき、ひいてはこれによる損失を低減できる。ちなみに、従来の場合、渦電流損失が大きいため、例えばハイブリッド車や電気自動車等において車載主機としての回転機の電源となる高電圧バッテリに先の図14に示したコンバータの入力端子を接続する場合、大電力を扱うことからアルミケース40の発熱量が非常に大きなものとなる。そしてこれにより、例えば高電圧バッテリの温度が過度に上昇し、その寿命の短縮にもつながりかねない。
【0037】
図9に、磁気部品をアルミケース40に入れた場合と入れない場合とのそれぞれにおける入力電流(バッテリ10の出力電流)の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、入力電流のリプル成分の変化がない一方、従来の場合、入力電流のリプル成分が増大している。これは、アルミケース40に入れることで、コア120のインダクタンスが見かけ上低下するためである。
【0038】
なお、上記コア20は、先の図1に示したように、センターコア20d,20eの長さ(コイルW1,W2の軸に直交する平面内において中心部20aから延びる長さ)の方が、軸案内部20b,20cの長さ(コイルW1,W2の軸方向に延びる長さ)よりも長く設定している。これにより、結合部20fの内部において、センターコア20d,20eを通過しない磁束が生じることを抑制することができる。すなわち、図10に示すように、センターコア20d,20eの長さの方が軸案内部20b,20cの長さよりも短く設定される場合、コイルW1,W2が充填される空間の磁気抵抗がさほど大きくならないことに起因して、センターコアを通ることなくコイルW1,W2が充填される空間に漏れ出る磁束が多くなる。これに対し、先の図1に示した構成によれば、コイルW1,W2が充填される空間におけるセンターコア20d,20eに平行な長さが十分に長いため、上記空間における上記平行な方向の磁気抵抗を大きくすることができ、ひいては磁束がセンターコア20d,20eから漏れることを好適に回避することできる。
【0039】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【0040】
(1)中心部20aに対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置されたコイルW1,W2のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定した。これにより、コア20の外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。
【0041】
(2)センターコア20d,20eの磁気抵抗を、それ以外の部分の磁気抵抗を無視しうる程度に大きくした。これにより、コイルW1,W2を流れる電流の周期的な変動を、センターコア20d,20eの磁束Φ3の周期的な変動に応じたものとすることができる。
【0042】
(3)センターコア20d,20eの長さを、軸案内部20b、20cの長さよりも長くした。これにより、コイルW1,W2のそれぞれに電流が流れることで生じる磁束がコイルW1,W2の充填される空間に漏れることを好適に回避しセンターコア20d,20eを通るようにすることができる。
【0043】
(4)スイッチング素子Q1,Q2をオン状態とすることでバッテリ10およびコイルW1,W2を備える閉ループ回路を形成してコイルW1,W2にエネルギを蓄え、このエネルギをスイッチング素子Q1,Q2をオフすることでダイオードD1,D2を介して出力した。これにより、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。
【0044】
(第2の実施形態)
以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【0045】
図11に、本実施形態にかかるDCDCコンバータCVを示す。なお、図11において、先の図1に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【0046】
本実施形態では、DCDCコンバータCVを昇降圧チョッパ回路とする。すなわち、先の図1に示したダイオードD1,D2に並列に、スイッチング素子Q3,Q4を接続する。ここで、スイッチング素子Q3,Q4は、コンデンサ12側からバッテリ10側への電流の流通を許容するものである。これにより、スイッチング素子Q1,Q2を用いたチョッパ制御により、バッテリ10側を入力としてその電圧を昇圧する動作のみならず、スイッチング素子Q3,Q4を用いたチョッパ制御により、コンデンサ12側を入力としてその電圧を降圧する動作を行うことができる。
【0047】
ちなみに、スイッチング素子Q3,Q4は、オン・オフ操作の時比率Dがともに同一であって且つ、オン操作の開始タイミングが互いに「180°」ずらされている。これにより、スイッチング素子Q3,Q4のオン・オフ操作の時比率Dとコンデンサ12の電圧Vcとを用いて、出力電圧を「D・Vc」とすることができる。なお、スイッチング素子Q3,ダイオードD3、コイルW1およびバッテリ10や、スイッチング素子Q4,ダイオードD4、コイルW2およびバッテリ10は、それぞれ独立で降圧コンバータを構成しうるものである。すなわち、スイッチング素子Q3,Q4がオンとなることで、コンデンサ12からバッテリ10に電流が流れるとともに、コイルW1,W2にエネルギを蓄積する。そして、スイッチング素子Q3,Q4がオフとなることでコイルW1,W2に蓄えられたエネルギがダイオードD3,D4、コイルW1,W2、およびバッテリ10を備える閉ループ回路を介してバッテリ10に出力される。ただし、コイルW1,W2がコア20によって磁気結合しているため、コイルW1、W2を流れるリプル電流の周波数は、スイッチング素子Q3,Q4のスイッチング周波数の2倍となる。
【0048】
以上説明した本実施形態によれば、先の第1の実施形態の上記(1)〜(4)の効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。
【0049】
(5)入力端子の正極(コンデンサ12の正極)と出力端子の正極(バッテリ10の正極)との間にコイルW1,W2およびスイッチング素子Q3,Q4を介在させて且つ、出力端子の正極および負極間にダイオードD3,D4を備えた。これにより、コンデンサ12の電圧を降圧してバッテリ10に出力することができる。
【0050】
(その他の実施形態)
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
<コアについて>
コア20としては、コイルW1,W2から等距離の経路部分(センターコア20d、20e)にギャップを備えるものに限らない。例えば、ダストコア等の圧粉磁性材料をコアとして用いるものとしてもよい。これによっても、センターコア20d,20eの単位長さ当たりの磁気抵抗を、軸案内部20b,20c等の単位長さ当たりの磁気抵抗と比較して大きくすることができる。そしてセンターコア20d,20eにギャップがない場合、漏れ磁束を低減できることから、コイルW1,W2の交流銅損を低減することができ、高効率なリアクトルを実現することができる。
【0051】
また、図12に示すように、リング状のコイルW1,W2およびセンターコア20d,20eを予め作成しておき、中心部20a,軸案内部20b、20cおよび結合部20f部分と一体成型することもできる。ここで、図12(a)は、磁気部品の斜視図(コア20の斜視図)である。図示されるように、コア20は、上記結合部20fによってコイルW1,W2を覆っているが、コイルW1の端子Ta、T1bと、コイルW2の端子T2a,T2bとがコイルW1,W2と電気的に接続されて且つコア20の外部に突出している。図12(b)は、図12(a)のA−A断面である。図示されるように、コア20は、軸案内部20b、20cの長さの方が、センターコア20d,20eの長さよりも短くなっている。また、コイルW1,W2は、軸方向の長さよりもこれに直交する方向の長さの方が長くなっている。図12(c)は、図12(b)のB−B断面である。ただし、ここでは、コイルW2を除いた図を示している。また、図12(d)は、図12(b)のC−C断面である。
【0052】
なお、センターコア20d,20eの単位長さ当たりの磁気抵抗が軸案内部20b,20cや結合部20fの単位長さ当たりの磁気抵抗と比較して十分に大きくない場合、コイルW1,W2を流れるリプル電流の位相等に無視し得ない差が生じることとなるが、この場合であっても、上記第1の実施形態の上記(1)の効果を得ることはできる。
【0053】
また、コイルの軸方向の長さをこれに直交する方向の長さよりも長くしても上記第1の実施形態の上記(1)等の効果を得ることはできる。
<磁気結合されるコイルの数について>
磁気結合されるコイルの数は、2個に限らず、3個以上であってもよい。図13に、コイルの数が3個である場合を示す。ここで、コイルW1,W2,W3は、その軸方向が、中心CPに対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に配置されている。そして、コイルW1、W2,W3のそれぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、コイルW1、W2,W3のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとする。なお、これらの巻数と印加電圧の大きさとは互いに同一とする。
【0054】
さらに、3個のコイルを備えるものにも限らず、4個以上のコイルを備えてもよい。この場合であっても、各コイルの軸方向を、中心に対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に配置して且つ、それぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、それぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとする。
【0055】
もっとも、各コイルの軸方向を、中心に対して放射状且つ等角度間隔に配置するに際しては、これら各コイルの軸が同一平面内に収まるものにも限らない。例えば6個のコイルを備えるものにおいて、中心に対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に4つのコイルを配置して且つ、この平面に直交する方向に2つのコイルを配置してもよい。
【0056】
なお、Nc個のコイルを備える場合、これらとバッテリ10とを接続するループ回路を開閉するスイッチング素子を互いに「360°/Nc」の位相差で操作することが望ましい。ただし、こうした設定としなくても、スイッチング素子の操作の位相に差があるなら、スイッチング周波数よりもリプル電流の周波数を大きくすることはできる。
<そのほか>
・上記各実施形態では、コイルW1,W2を流れる電流の流通方向が互いに相違しないようにしたがこれに限らない。相違しない場合において、特にセンターコア20d,20e以外の磁束経路の磁気抵抗を無視し得ないなら、コイルW1の起磁力とコイルW2の起磁力とのそれぞれに平行な単位ベクトルの和がゼロとならないタイミングが生じうる。この場合、上記単位ベクトルの和の時間平均値がゼロとなるようにしたり、スイッチング素子のオン・オフ操作の1周期における上記ゼロとならない期間の比率を小さくしたりすることで、コア20の外部に漏れる磁束を低減することはできると考えられる。
【0057】
・チョッパ制御に用いるスイッチング素子としては、IGBTに限らない。例えばパワーMOS電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。
【0058】
・DCDCコンバータとしては、昇圧コンバータや昇降圧チョッパ回路に限らず、例えば降圧コンバータであってもよい。これは、例えば先の図11に示した構成において、スイッチング素子Q1,Q2を削除することで構成することができる。またこれに限らず、例えば、所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子を備えて構成されるコンバータにおいて、コイル同士を磁気結合させる構成であればよい。
【符号の説明】
【0059】
10…バッテリ、12…コンデンサ、20…コア、W1,W2…コイル、CV…DCDCコンバータ。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するDCDCコンバータにおいて、
前記コイルは、中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置された所定の複数個のコイルを含み、
前記中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記コイルを覆う部分とを有するコアと、
前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、
前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とするDCDCコンバータ。
【請求項2】
前記コアは、前記所定の複数個のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束が通る経路について、前記所定の複数個のコイルのうちの隣接する一対のコイルから等しい距離となる部分の単位長さ当たりの磁気抵抗をそれ以外の部分の単位長さ当たりの磁気抵抗よりも大きくすることを特徴とする請求項1記載のDCDCコンバータ。
【請求項3】
前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分を備えることを特徴とする請求項2記載のDCDCコンバータ。
【請求項4】
前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分の長さが、前記各コイルの軸方向に延びる部分の長さよりも長いことを特徴とする請求項3記載のDCDCコンバータ。
【請求項5】
前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と負極との間に介在し、
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のDCDCコンバータ。
【請求項6】
前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と出力端子の正極との間に介在し、
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、
前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする請求項1〜5のいずれか1項に記載のDCDCコンバータ。
【請求項7】
前記所定の複数個のコイルは、2個のコイルであることを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載のDCDCコンバータ。
【請求項1】
チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するDCDCコンバータにおいて、
前記コイルは、中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置された所定の複数個のコイルを含み、
前記中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記コイルを覆う部分とを有するコアと、
前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、
前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とするDCDCコンバータ。
【請求項2】
前記コアは、前記所定の複数個のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束が通る経路について、前記所定の複数個のコイルのうちの隣接する一対のコイルから等しい距離となる部分の単位長さ当たりの磁気抵抗をそれ以外の部分の単位長さ当たりの磁気抵抗よりも大きくすることを特徴とする請求項1記載のDCDCコンバータ。
【請求項3】
前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分を備えることを特徴とする請求項2記載のDCDCコンバータ。
【請求項4】
前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分の長さが、前記各コイルの軸方向に延びる部分の長さよりも長いことを特徴とする請求項3記載のDCDCコンバータ。
【請求項5】
前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と負極との間に介在し、
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のDCDCコンバータ。
【請求項6】
前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と出力端子の正極との間に介在し、
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、
前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする請求項1〜5のいずれか1項に記載のDCDCコンバータ。
【請求項7】
前記所定の複数個のコイルは、2個のコイルであることを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載のDCDCコンバータ。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図9】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図9】
【公開番号】特開2011−130572(P2011−130572A)
【公開日】平成23年6月30日(2011.6.30)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2009−286185(P2009−286185)
【出願日】平成21年12月17日(2009.12.17)
【出願人】(000004695)株式会社日本自動車部品総合研究所 (1,981)
【出願人】(000004260)株式会社デンソー (27,639)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成23年6月30日(2011.6.30)
【国際特許分類】
【出願日】平成21年12月17日(2009.12.17)
【出願人】(000004695)株式会社日本自動車部品総合研究所 (1,981)
【出願人】(000004260)株式会社デンソー (27,639)
【Fターム(参考)】
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