ＰＷＭ制御された交流電流の測定方法およびその装置
【課題】ＰＷＭ制御された交流電流の振幅および実効値を正確に測定する。
【解決手段】ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換ステップと、電流電圧変換ステップにおいて変換した電圧信号を、当該電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、Ａ／Ｄ変換ステップにおいて変換したデジタル信号に基づいて、交流電流の振幅および実効値を算出する測定ステップとを有する。
【解決手段】ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換ステップと、電流電圧変換ステップにおいて変換した電圧信号を、当該電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、Ａ／Ｄ変換ステップにおいて変換したデジタル信号に基づいて、交流電流の振幅および実効値を算出する測定ステップとを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御された交流電流を測定する測定方法およびその装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、ヒータやランプ等の負荷に断線等の故障が生じていないかを検出するため、負荷に流れる交流電流を測定するものが知られている（例えば特許文献１参照）。この特許文献１に開示される方法では、負荷に流れる交流電流を電圧信号に変換し、この電圧信号を整流・平滑することで直流の電圧信号に変換して、測定を行っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平２−９１５７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述したように、従来の交流電流の測定方法では、交流電流を電圧信号に変換し、この電圧信号を整流・平滑した後に、測定を行っている。
一方、負荷のパワー制御を行うため、この負荷に流れる交流電流をＰＷＭ制御したものがある。このＰＷＭ制御では、例えば図７，９に示すように、１周期における交流電流のＯＮ／ＯＦＦ期間の割合（デューティ比）を調整している。
【０００５】
ここで、ＰＷＭ制御された交流電流を従来の測定方法を用いて測定した場合、測定期間（例えば１周期）内で交流電流がＯＦＦとなる期間が含まれる場合があり、このＯＦＦ期間も含めて平滑を行うことになる。そのため、図７〜１０に示すように、ＰＷＭ制御によるデューティ比が変化して交流電流７１，９１のＯＦＦ期間が変化すると、ＯＮ期間での交流電流７１，９１の振幅は変わらないにも関わらず、平滑を行った電圧信号８２，１０２（８３，１０３）が変化してしまう。よって、交流電圧の振幅・実効値を正しく測定することができず、負荷の断線等の故障を正しく検出することができないという課題があった。なお図８，１０において、符号８１，１０１は交流電流７１，９１を電圧信号に変換したものを全波整流した電圧信号であり、電圧信号８２，１０２は平滑回路の時定数が短い場合での信号であり、電圧信号８３，１０３は平滑回路の時定数が長い場合での信号である。
また、従来の測定方法のように整流を行う場合、この整流を行うダイオードで電圧降下が発生し、測定値に誤差が発生してしまうという課題があった。
【０００６】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、ＰＷＭ制御された交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができるＰＷＭ制御された交流電流の測定方法およびその装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係るＰＷＭ制御された交流電流の測定方法は、ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換ステップと、電流電圧変換ステップにおいて変換した電圧信号を、当該電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、Ａ／Ｄ変換ステップにおいて変換したデジタル信号に基づいて、交流電流の振幅および実効値を算出する測定ステップとを有するものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、上記のように構成したので、整流・平滑処理が不要となり、ＰＷＭ制御によるデューティ比の変動に伴う誤演算がなくなるため、交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができる。また、整流・平滑処理を行う構成要素が不要なため、装置の小型化およびコストダウンを図ることができる。また、整流処理が不要なため、ダイオードによる電圧降下がなくなり、高精度に測定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１に係る交流電流測定装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る交流電流測定装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】この発明の実施の形態１に係る交流電流測定装置により測定された交流波形を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係る交流電流測定装置の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２に係る交流電流測定装置の動作を示すフローチャートである。
【図６】この発明の実施の形態２に係る交流電流測定装置により測定された交流波形を示す図である。
【図７】ＰＷＭ制御された交流電流の波形を示す図である。
【図８】従来の測定方法を用いて図７に示す交流電流を測定した際の波形を示す図である。
【図９】図７に示す交流電流に対して、ＰＷＭのデューティ比を変化させた場合での交流電流の波形を示す図である。
【図１０】従来の測定方法を用いて図９に示す交流電流を測定した際の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
実施の形態１．
交流電流測定装置１は、図１に示すヒータやランプ等の負荷２に交流電源３からの交流電流が正常に流れているかを測定することで、負荷２に断線等の故障が生じていないかを検出するものである。なお交流電源３からの交流電流は、負荷２のパワー制御を行うため、ＰＷＭ制御されている。すなわち、１周期における交流電流のＯＮ／ＯＦＦ期間の割合（デューティ比）が調整されている。
このＰＷＭ制御された交流電流を測定する交流電流測定装置１は、図１に示すように、電流電圧変換部１１、増幅器１２、Ａ／Ｄ変換器１３、記憶部１４および測定部１５から構成されている。
【００１１】
電流電圧変換部１１は、負荷２と交流電源３との間に直列接続され、電流が流れることによって生じる両端の電圧を検出することで、負荷２に流れる交流電流を電圧信号に変換するものである。この電流電圧変換部１１は、例えば抵抗、トランスやホール素子等から構成される。
増幅器１２は、電流電圧変換部１１により変換された電圧信号を増幅するものである。
【００１２】
Ａ／Ｄ変換器１３は、増幅器１２により増幅された電圧信号を、この電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期（例えば１ｍｓ）で、デジタル信号に変換するものであり、ソフトウェアで実現される。なお、Ａ／Ｄ変換器１３は、所定の測定期間（例えば１周期や複数周期）を計るタイマを保持しており、このタイマに従い、測定期間での交流電圧に対するＡ／Ｄ変換を行う。
記憶部１４は、Ａ／Ｄ変換器１３により変換されたデジタル信号を記憶するものである。
【００１３】
測定部１５は、記憶部１４に記憶された測定期間での各デジタル信号に基づいて、交流電流の振幅およびその実効値を算出するものであり、ソフトウェアで実現される。この測定部１５は、測定期間での各デジタル信号の中から最大値を検出し、この最大値の倍を交流電流の振幅として算出する。また、測定部１５は、算出した振幅に、交流電流の波形に応じた係数を乗算することで、実効値を算出する。この測定部１５により算出された交流電流の実効値はディスプレイ（不図示）上に表示される。
【００１４】
次に、上記のように構成された交流電流測定装置１の動作について説明する。なお、負荷２には図７に示す交流電流が流れ、交流電流測定装置１の測定期間は１周期とする。
交流電流測定装置１の動作では、図２に示すように、まず、電流電圧変換部１１が、負荷２に流れる交流電流を電圧信号に変換する（ステップＳＴ１，電流電圧変換ステップ）。次いで、増幅器１２が、電流電圧変換部１１により変換された電圧信号を増幅する（ステップＳＴ２，増幅ステップ）。これにより、図３に示すような電圧信号３１となる。
【００１５】
次いで、Ａ／Ｄ変換器１３が、増幅器１２により増幅された電圧信号を、この電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換する（ステップＳＴ３，Ａ／Ｄ変換ステップ）。なおＡ／Ｄ変換器１３は、タイマに従い、測定期間での交流電圧に対するＡ／Ｄ変換を行う。このＡ／Ｄ変換器１３により変換されたデジタル信号は記憶部１４に記憶される。これにより、図３に示すようなサンプリング周期でデジタル信号３２を取得することができる。
【００１６】
次いで、測定部１５が、記憶部１４に記憶された測定期間での各デジタル信号の中から最大値を検出する（ステップＳＴ４）。これにより、図３に示す測定期間（１周期）でのデジタル信号の最大値３３を検出することができる。
次いで、測定部１５が、検出した最大値の倍を交流電流の振幅として算出する（ステップＳＴ５）。次いで、測定部１５が、算出した振幅に、交流電流の波形に応じた係数を乗算して、交流電流の実効値を算出する（ステップＳＴ６）。例えば、図３に示すような歪のない波形（サイン波）の場合には、係数は１／（２×√２）となる。
なお、ステップＳＴ４〜６は本願発明の測定ステップに対応する。
このように動作することで、負荷２に流れる交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができる。その後、この測定結果に基づいて、負荷２に交流電流が正常に流れているかを判断し、負荷２に断線等の故障が生じているかを判断する。
【００１７】
以上のように、この実施の形態１によれば、ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換し、この電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で直接Ａ／Ｄ変換するように構成したので、整流・平滑処理が不要となり、ＰＷＭ制御によるデューティ比の変動に伴う誤演算がなくなるため、交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができる。また、整流・平滑処理を行う構成要素が不要なため、装置の小型化およびコストダウンを図ることができる。また、整流処理が不要なため、ダイオードによる電圧降下がなくなり、高精度に測定を行うことができる。
【００１８】
実施の形態２．
実施の形態１では、交流電流を電圧信号に変換して増幅した後、そのままＡ／Ｄ変換を行っている。そのため、得られるデジタル信号は、図３に示すような０Ｖを基準とした信号となる。しかしながら、オペアンプやＡ／Ｄ変換器などの回路では、０Ｖ付近の電圧は扱うことができため、図３に示すデジタル信号を交流電流測定以外の用途に使用することはできない。そこで、このデジタル信号を他の用途にも使用可能とするため、電圧信号をレベルシフトした後Ａ／Ｄ変換を行うようにしたものについて示す。
【００１９】
図４に示す実施の形態２に係る交流電流測定装置１は、図１に示す実施の形態１に係る交流電流測定装置１の構成に加算器１６を追加し、測定部１５を測定部１５ｂに変更したものである。その他の構成は同様であり、同一の符号を付してその説明を省略する。
加算器１６は、Ａ／Ｄ変換器１３の前段に設けられ、Ａ／Ｄ変換器１３で用いる電圧信号に所定値を加算して、レベルシフトを行うものである。
また、測定部１５ｂは、記憶部１４に記憶された測定期間での各デジタル信号に基づいて、交流電流の振幅およびその実効値を算出するものであり、ソフトウェアで実現される。この測定部１５ｂは、測定期間での各デジタル信号の中から最大値および最小値を検出し、この最大値と最小値との差分から交流電流の振幅を算出する。また、測定部１５ｂは、算出した振幅に、交流電流の波形に応じた係数を乗算することで、実効値を算出する。この測定部１５ｂにより算出された交流電流の実効値はディスプレイ（不図示）上に表示される。
【００２０】
次に、上記のように構成された交流電流測定装置１の動作について説明する。なお、図５に示す実施の形態２に係る交流電流測定装置１の動作において、図２に示す実施の形態１に係る交流電流測定装置１の動作と同様の動作については、同一の符号を付しその説明を簡略化する。また、負荷２には図７に示す交流電流が流れ、交流電流測定装置１の測定期間は１周期とする。
交流電流測定装置１の動作では、図５に示すように、まず、電流電圧変換部１１が、負荷２に流れる交流電流を電圧信号に変換し（ステップＳＴ１）、増幅器１２が、この電圧信号を増幅する（ステップＳＴ２）。
【００２１】
次いで、加算器１６が、増幅器１２により増幅された電圧信号に所定値を加算して、レベルシフトを行う（ステップＳＴ７，加算ステップ）。これにより、図３に示す電圧信号３１を図６に示す電圧信号６１にレベルシフトすることができる。
次いで、Ａ／Ｄ変換器１３が、加算器１６によりレベルシフトされた電圧信号を、この電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換する（ステップＳＴ３）。このＡ／Ｄ変換器１３により変換されたデジタル信号は記憶部１４に記憶される。これにより、図６に示すようなサンプリング周期でデジタル信号６２を取得することができる。
【００２２】
次いで、測定部１５ｂが、記憶部１４に記憶された測定期間での各デジタル信号の中から最大値および最小値を検出する（ステップＳＴ８）。これにより、図６に示す測定期間（１周期）でのデジタル信号の最大値６３および最小値６４を検出することができる。
次いで、測定部１５ｂが、検出した最大値から最小値を差分して交流電流の振幅を算出する（ステップＳＴ９）。次いで、測定部１５ｂが、算出した振幅に、交流電流の波形に応じた係数を乗算して、実効値を算出する（ステップＳＴ６）。
なお、ステップＳＴ８，９，６は本願発明の測定ステップに対応する。
このように動作することで、負荷２に流れる交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができる。その後、この測定結果に基づいて、負荷２に交流電流が正常に流れているかを判断し、負荷２に断線等の故障が生じているかを判断する。
【００２３】
以上のように、この実施の形態２によれば、交流電圧をレベルシフトした後Ａ／Ｄ変換するように構成したので、実施の形態１における効果に加えて、得られたデジタル信号を交流電流測定以外の用途にも使用することが可能となる。
【００２４】
なお、実施の形態１，２では、交流電流の波形として、図７に示すような歪のない波形（サイン波）を用いて説明を行ったが、これに限るものではなく、その他の歪を有する波形（例えば方形波や三角波等）に対しても同様に適用可能である。この場合に、測定部１５，１５ｂは、事前に波形の歪み具合を把握しておくことで、この波形に応じた係数を用いて、算出した交流電流の振幅から実効値を算出することができる。
また、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【符号の説明】
【００２５】
１ 交流電流測定装置、２ 負荷、３ 交流電源、１１ 電流電圧変換部、１２ 増幅器、１３ Ａ／Ｄ変換器、１４ 記憶部、１５，１５ｂ 測定部、１６ 加算器。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御された交流電流を測定する測定方法およびその装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、ヒータやランプ等の負荷に断線等の故障が生じていないかを検出するため、負荷に流れる交流電流を測定するものが知られている（例えば特許文献１参照）。この特許文献１に開示される方法では、負荷に流れる交流電流を電圧信号に変換し、この電圧信号を整流・平滑することで直流の電圧信号に変換して、測定を行っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平２−９１５７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述したように、従来の交流電流の測定方法では、交流電流を電圧信号に変換し、この電圧信号を整流・平滑した後に、測定を行っている。
一方、負荷のパワー制御を行うため、この負荷に流れる交流電流をＰＷＭ制御したものがある。このＰＷＭ制御では、例えば図７，９に示すように、１周期における交流電流のＯＮ／ＯＦＦ期間の割合（デューティ比）を調整している。
【０００５】
ここで、ＰＷＭ制御された交流電流を従来の測定方法を用いて測定した場合、測定期間（例えば１周期）内で交流電流がＯＦＦとなる期間が含まれる場合があり、このＯＦＦ期間も含めて平滑を行うことになる。そのため、図７〜１０に示すように、ＰＷＭ制御によるデューティ比が変化して交流電流７１，９１のＯＦＦ期間が変化すると、ＯＮ期間での交流電流７１，９１の振幅は変わらないにも関わらず、平滑を行った電圧信号８２，１０２（８３，１０３）が変化してしまう。よって、交流電圧の振幅・実効値を正しく測定することができず、負荷の断線等の故障を正しく検出することができないという課題があった。なお図８，１０において、符号８１，１０１は交流電流７１，９１を電圧信号に変換したものを全波整流した電圧信号であり、電圧信号８２，１０２は平滑回路の時定数が短い場合での信号であり、電圧信号８３，１０３は平滑回路の時定数が長い場合での信号である。
また、従来の測定方法のように整流を行う場合、この整流を行うダイオードで電圧降下が発生し、測定値に誤差が発生してしまうという課題があった。
【０００６】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、ＰＷＭ制御された交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができるＰＷＭ制御された交流電流の測定方法およびその装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係るＰＷＭ制御された交流電流の測定方法は、ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換ステップと、電流電圧変換ステップにおいて変換した電圧信号を、当該電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、Ａ／Ｄ変換ステップにおいて変換したデジタル信号に基づいて、交流電流の振幅および実効値を算出する測定ステップとを有するものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、上記のように構成したので、整流・平滑処理が不要となり、ＰＷＭ制御によるデューティ比の変動に伴う誤演算がなくなるため、交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができる。また、整流・平滑処理を行う構成要素が不要なため、装置の小型化およびコストダウンを図ることができる。また、整流処理が不要なため、ダイオードによる電圧降下がなくなり、高精度に測定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１に係る交流電流測定装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る交流電流測定装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】この発明の実施の形態１に係る交流電流測定装置により測定された交流波形を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係る交流電流測定装置の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２に係る交流電流測定装置の動作を示すフローチャートである。
【図６】この発明の実施の形態２に係る交流電流測定装置により測定された交流波形を示す図である。
【図７】ＰＷＭ制御された交流電流の波形を示す図である。
【図８】従来の測定方法を用いて図７に示す交流電流を測定した際の波形を示す図である。
【図９】図７に示す交流電流に対して、ＰＷＭのデューティ比を変化させた場合での交流電流の波形を示す図である。
【図１０】従来の測定方法を用いて図９に示す交流電流を測定した際の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
実施の形態１．
交流電流測定装置１は、図１に示すヒータやランプ等の負荷２に交流電源３からの交流電流が正常に流れているかを測定することで、負荷２に断線等の故障が生じていないかを検出するものである。なお交流電源３からの交流電流は、負荷２のパワー制御を行うため、ＰＷＭ制御されている。すなわち、１周期における交流電流のＯＮ／ＯＦＦ期間の割合（デューティ比）が調整されている。
このＰＷＭ制御された交流電流を測定する交流電流測定装置１は、図１に示すように、電流電圧変換部１１、増幅器１２、Ａ／Ｄ変換器１３、記憶部１４および測定部１５から構成されている。
【００１１】
電流電圧変換部１１は、負荷２と交流電源３との間に直列接続され、電流が流れることによって生じる両端の電圧を検出することで、負荷２に流れる交流電流を電圧信号に変換するものである。この電流電圧変換部１１は、例えば抵抗、トランスやホール素子等から構成される。
増幅器１２は、電流電圧変換部１１により変換された電圧信号を増幅するものである。
【００１２】
Ａ／Ｄ変換器１３は、増幅器１２により増幅された電圧信号を、この電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期（例えば１ｍｓ）で、デジタル信号に変換するものであり、ソフトウェアで実現される。なお、Ａ／Ｄ変換器１３は、所定の測定期間（例えば１周期や複数周期）を計るタイマを保持しており、このタイマに従い、測定期間での交流電圧に対するＡ／Ｄ変換を行う。
記憶部１４は、Ａ／Ｄ変換器１３により変換されたデジタル信号を記憶するものである。
【００１３】
測定部１５は、記憶部１４に記憶された測定期間での各デジタル信号に基づいて、交流電流の振幅およびその実効値を算出するものであり、ソフトウェアで実現される。この測定部１５は、測定期間での各デジタル信号の中から最大値を検出し、この最大値の倍を交流電流の振幅として算出する。また、測定部１５は、算出した振幅に、交流電流の波形に応じた係数を乗算することで、実効値を算出する。この測定部１５により算出された交流電流の実効値はディスプレイ（不図示）上に表示される。
【００１４】
次に、上記のように構成された交流電流測定装置１の動作について説明する。なお、負荷２には図７に示す交流電流が流れ、交流電流測定装置１の測定期間は１周期とする。
交流電流測定装置１の動作では、図２に示すように、まず、電流電圧変換部１１が、負荷２に流れる交流電流を電圧信号に変換する（ステップＳＴ１，電流電圧変換ステップ）。次いで、増幅器１２が、電流電圧変換部１１により変換された電圧信号を増幅する（ステップＳＴ２，増幅ステップ）。これにより、図３に示すような電圧信号３１となる。
【００１５】
次いで、Ａ／Ｄ変換器１３が、増幅器１２により増幅された電圧信号を、この電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換する（ステップＳＴ３，Ａ／Ｄ変換ステップ）。なおＡ／Ｄ変換器１３は、タイマに従い、測定期間での交流電圧に対するＡ／Ｄ変換を行う。このＡ／Ｄ変換器１３により変換されたデジタル信号は記憶部１４に記憶される。これにより、図３に示すようなサンプリング周期でデジタル信号３２を取得することができる。
【００１６】
次いで、測定部１５が、記憶部１４に記憶された測定期間での各デジタル信号の中から最大値を検出する（ステップＳＴ４）。これにより、図３に示す測定期間（１周期）でのデジタル信号の最大値３３を検出することができる。
次いで、測定部１５が、検出した最大値の倍を交流電流の振幅として算出する（ステップＳＴ５）。次いで、測定部１５が、算出した振幅に、交流電流の波形に応じた係数を乗算して、交流電流の実効値を算出する（ステップＳＴ６）。例えば、図３に示すような歪のない波形（サイン波）の場合には、係数は１／（２×√２）となる。
なお、ステップＳＴ４〜６は本願発明の測定ステップに対応する。
このように動作することで、負荷２に流れる交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができる。その後、この測定結果に基づいて、負荷２に交流電流が正常に流れているかを判断し、負荷２に断線等の故障が生じているかを判断する。
【００１７】
以上のように、この実施の形態１によれば、ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換し、この電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で直接Ａ／Ｄ変換するように構成したので、整流・平滑処理が不要となり、ＰＷＭ制御によるデューティ比の変動に伴う誤演算がなくなるため、交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができる。また、整流・平滑処理を行う構成要素が不要なため、装置の小型化およびコストダウンを図ることができる。また、整流処理が不要なため、ダイオードによる電圧降下がなくなり、高精度に測定を行うことができる。
【００１８】
実施の形態２．
実施の形態１では、交流電流を電圧信号に変換して増幅した後、そのままＡ／Ｄ変換を行っている。そのため、得られるデジタル信号は、図３に示すような０Ｖを基準とした信号となる。しかしながら、オペアンプやＡ／Ｄ変換器などの回路では、０Ｖ付近の電圧は扱うことができため、図３に示すデジタル信号を交流電流測定以外の用途に使用することはできない。そこで、このデジタル信号を他の用途にも使用可能とするため、電圧信号をレベルシフトした後Ａ／Ｄ変換を行うようにしたものについて示す。
【００１９】
図４に示す実施の形態２に係る交流電流測定装置１は、図１に示す実施の形態１に係る交流電流測定装置１の構成に加算器１６を追加し、測定部１５を測定部１５ｂに変更したものである。その他の構成は同様であり、同一の符号を付してその説明を省略する。
加算器１６は、Ａ／Ｄ変換器１３の前段に設けられ、Ａ／Ｄ変換器１３で用いる電圧信号に所定値を加算して、レベルシフトを行うものである。
また、測定部１５ｂは、記憶部１４に記憶された測定期間での各デジタル信号に基づいて、交流電流の振幅およびその実効値を算出するものであり、ソフトウェアで実現される。この測定部１５ｂは、測定期間での各デジタル信号の中から最大値および最小値を検出し、この最大値と最小値との差分から交流電流の振幅を算出する。また、測定部１５ｂは、算出した振幅に、交流電流の波形に応じた係数を乗算することで、実効値を算出する。この測定部１５ｂにより算出された交流電流の実効値はディスプレイ（不図示）上に表示される。
【００２０】
次に、上記のように構成された交流電流測定装置１の動作について説明する。なお、図５に示す実施の形態２に係る交流電流測定装置１の動作において、図２に示す実施の形態１に係る交流電流測定装置１の動作と同様の動作については、同一の符号を付しその説明を簡略化する。また、負荷２には図７に示す交流電流が流れ、交流電流測定装置１の測定期間は１周期とする。
交流電流測定装置１の動作では、図５に示すように、まず、電流電圧変換部１１が、負荷２に流れる交流電流を電圧信号に変換し（ステップＳＴ１）、増幅器１２が、この電圧信号を増幅する（ステップＳＴ２）。
【００２１】
次いで、加算器１６が、増幅器１２により増幅された電圧信号に所定値を加算して、レベルシフトを行う（ステップＳＴ７，加算ステップ）。これにより、図３に示す電圧信号３１を図６に示す電圧信号６１にレベルシフトすることができる。
次いで、Ａ／Ｄ変換器１３が、加算器１６によりレベルシフトされた電圧信号を、この電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換する（ステップＳＴ３）。このＡ／Ｄ変換器１３により変換されたデジタル信号は記憶部１４に記憶される。これにより、図６に示すようなサンプリング周期でデジタル信号６２を取得することができる。
【００２２】
次いで、測定部１５ｂが、記憶部１４に記憶された測定期間での各デジタル信号の中から最大値および最小値を検出する（ステップＳＴ８）。これにより、図６に示す測定期間（１周期）でのデジタル信号の最大値６３および最小値６４を検出することができる。
次いで、測定部１５ｂが、検出した最大値から最小値を差分して交流電流の振幅を算出する（ステップＳＴ９）。次いで、測定部１５ｂが、算出した振幅に、交流電流の波形に応じた係数を乗算して、実効値を算出する（ステップＳＴ６）。
なお、ステップＳＴ８，９，６は本願発明の測定ステップに対応する。
このように動作することで、負荷２に流れる交流電流の振幅および実効値を正確に測定することができる。その後、この測定結果に基づいて、負荷２に交流電流が正常に流れているかを判断し、負荷２に断線等の故障が生じているかを判断する。
【００２３】
以上のように、この実施の形態２によれば、交流電圧をレベルシフトした後Ａ／Ｄ変換するように構成したので、実施の形態１における効果に加えて、得られたデジタル信号を交流電流測定以外の用途にも使用することが可能となる。
【００２４】
なお、実施の形態１，２では、交流電流の波形として、図７に示すような歪のない波形（サイン波）を用いて説明を行ったが、これに限るものではなく、その他の歪を有する波形（例えば方形波や三角波等）に対しても同様に適用可能である。この場合に、測定部１５，１５ｂは、事前に波形の歪み具合を把握しておくことで、この波形に応じた係数を用いて、算出した交流電流の振幅から実効値を算出することができる。
また、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【符号の説明】
【００２５】
１ 交流電流測定装置、２ 負荷、３ 交流電源、１１ 電流電圧変換部、１２ 増幅器、１３ Ａ／Ｄ変換器、１４ 記憶部、１５，１５ｂ 測定部、１６ 加算器。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換ステップと、
前記電流電圧変換ステップにおいて変換した電圧信号を、当該電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、
前記Ａ／Ｄ変換ステップにおいて変換したデジタル信号に基づいて、前記交流電流の振幅および実効値を算出する測定ステップと
を有するＰＷＭ制御された交流電流の測定方法。
【請求項２】
前記測定ステップにおいて、前記デジタル信号の最大値を検出し、当該最大値の倍を前記交流電流の振幅として算出し、当該振幅に基づいて実効値を算出する
ことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御された交流電流の測定方法。
【請求項３】
前記Ａ／Ｄ変換ステップの前段で、当該Ａ／Ｄ変換ステップで用いる電圧信号に所定値を加算して、レベルシフトを行う加算ステップをさらに有し、
前記測定ステップにおいて、前記デジタル信号の最大値および最小値を検出し、当該最大値と最小値との差分から振幅を算出し、当該振幅に基づいて実効値を算出する
ことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御された交流電流の測定方法。
【請求項４】
ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、
前記電流電圧変換部により変換された電圧信号を、当該電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器により変換されたデジタル信号に基づいて、前記交流電流の振幅および実効値を算出する測定部と
を備えたＰＷＭ制御された交流電流の測定装置。
【請求項１】
ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換ステップと、
前記電流電圧変換ステップにおいて変換した電圧信号を、当該電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、
前記Ａ／Ｄ変換ステップにおいて変換したデジタル信号に基づいて、前記交流電流の振幅および実効値を算出する測定ステップと
を有するＰＷＭ制御された交流電流の測定方法。
【請求項２】
前記測定ステップにおいて、前記デジタル信号の最大値を検出し、当該最大値の倍を前記交流電流の振幅として算出し、当該振幅に基づいて実効値を算出する
ことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御された交流電流の測定方法。
【請求項３】
前記Ａ／Ｄ変換ステップの前段で、当該Ａ／Ｄ変換ステップで用いる電圧信号に所定値を加算して、レベルシフトを行う加算ステップをさらに有し、
前記測定ステップにおいて、前記デジタル信号の最大値および最小値を検出し、当該最大値と最小値との差分から振幅を算出し、当該振幅に基づいて実効値を算出する
ことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ制御された交流電流の測定方法。
【請求項４】
ＰＷＭ制御された交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、
前記電流電圧変換部により変換された電圧信号を、当該電圧信号の波形を再現可能なサンプリング周期で、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器により変換されたデジタル信号に基づいて、前記交流電流の振幅および実効値を算出する測定部と
を備えたＰＷＭ制御された交流電流の測定装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１２−１８１１３３（Ｐ２０１２−１８１１３３Ａ）
【公開日】平成２４年９月２０日（２０１２．９．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−４５０３０（Ｐ２０１１−４５０３０）
【出願日】平成２３年３月２日（２０１１．３．２）
【出願人】（０００２１９４５１）東亜ディーケーケー株式会社 (204)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年９月２０日（２０１２．９．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月２日（２０１１．３．２）
【出願人】（０００２１９４５１）東亜ディーケーケー株式会社 (204)
【Ｆターム（参考）】
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