インターリーブパワーコンバータおよびインターリーブパワーコンバータ用コントローラ
【課題】ＤＣ電圧源をＤＣ電圧出力に変換するためのインターリーブパワーコンバータを提供する。
【解決手段】インターリーブパワーコンバータは、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、各サブ回路のスイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動する駆動手段と、コンバータの入力電流を、サンプル点で検出することによって、入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、コントロール手段とを備える。コントロール手段は、各サンプル点において測定された入力電流値と、先行するサンプル点において測定された入力電流値とを比較し、比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方のサブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する前記比較手段と、電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有する。
【解決手段】インターリーブパワーコンバータは、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、各サブ回路のスイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動する駆動手段と、コンバータの入力電流を、サンプル点で検出することによって、入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、コントロール手段とを備える。コントロール手段は、各サンプル点において測定された入力電流値と、先行するサンプル点において測定された入力電流値とを比較し、比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方のサブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する前記比較手段と、電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インターリーブパワーコンバータ用コントローラ、および該コントローラを含むインターリーブパワーコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
単相昇圧コンバータは、ＤＣ入力電圧と、スイッチの間に接続されるインダクタを備える。このスイッチは、インダクタと入力電圧、またはインダクタと出力電圧とを、二者択一的に接続し、特定のデューティサイクルによって駆動される。この回路（単相昇圧コンバータ）は、常に入力電圧以上の出力電圧を提供するものである。降圧コンバータは、常に入力電圧が出力電圧以上となるような、逆の動作を行う同じような回路を備える。
【０００３】
昇圧コンバータに用いられるインダクタは、連続的に充電および放電するので、結果としてインダクタ電流は、リップル電流と呼ばれるＡＣ成分を有する。一般的に、そのようなリップル電流は、素子（component）性能を低下させ、回路中で不要な効果を生じさせることから、好ましくない。
【０００４】
リップル電流を減少させるための既知の方法の１つは、２つもしくはそれ以上のコンバータ回路（サブ回路）を並列で駆動させ、さらに、各サブ回路が、それぞれ、各サブ回路内のスイッチを駆動させる際、各サブ回路のスイッチ駆動間に、相互に位相シフト（すなわち、位相差）を存在させることである。２つのスイッチ駆動間における位相差は、一方のサブ回路のリップル電流を、他方のサブ回路のリップル電流が打ち消すという結果をもたらす。これにより、コンバータの入力と出力の双方におけるリップル電流を減少させることができる。
【０００５】
このような回路は、インターリーブ昇圧コンバータとしてよく知られている。力率改善（ＰＦＣ：Power-Factor Correction）に用いられる２相インターリーブ昇圧コンバータの第１の例を、図１に示す。
【０００６】
２相インターリーブ昇圧コンバータの第２の例を、図２に示す。図２に示すコンバータは、３ステート(3-state)スイッチングセルとして知られている。図２のコンバータは、各サブ回路からのインダクタが、変圧器の形で、磁気的に互いに接続され、蓄電用のインダクタが、入力電圧と変圧器との間に接続されていることを除き、図１のコンバータと同様の構成である。
【０００７】
図１および図２の回路は、基本的に同じ変圧機能を有し、基本的に同じデューティサイクルによって連続的に駆動する。
【０００８】
図２のコンバータは、図1のコンバータと比較して、回路内の個別の素子に流れるリップル電流を減少させることができる。さらに加えて、図２の回路は、従来のパワーコンバータ回路と比較して、スイッチ内でのピーク電流が低くなる。そのため、スイッチング損失を減少させることができる。
【０００９】
よく知られているように、Ｆｒｅｅｓｃａｌｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｎｏｔｅ Ａｎ３８４３：Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｈａｓｅ Ｔｗｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｌｅａｃｅｄ ＰＦＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｕｓｉｎｇ ＭＣ５６Ｆ８，０００６ Ｒｅｖ ０， ０４／２００９に記載されているような単相昇圧コンバータのコントロールは、通常、３つの検出(sensed)信号が必要である。すなわち、３つの検出信号とは、コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔ、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎ（便宜上、ブリッジ整流器のＤＣ出力を、この目的のための入力電圧としてもよい）、および入力電流Ｉ（便宜上、ブリッジ整流器への共通の戻りライン内に流れる電流を、この目的のために検出してもよい）である。これらの検出値が、コントローラによって処理され、所望の出力を得るための駆動状態変更に用いられる。
【００１０】
多数の位相がインターリーブされると、異なるサブ回路の素子間における性能ばらつきによって、各位相間の電流不均衡(current imbalance)が発生する。電流不均衡を調整（補正）することは、特に、電流不均衡が変圧器飽和、およびＲＭＳ電流増加、信頼性減少の原因となる図２に示すタイプのコンバータにとって好ましい。
【００１１】
しかしながら、各位相用の電流（すなわち、各サブ回路のスイッチに流れる電流）を入力電流から決定することはできない。このため、電流を決定し、電流不均衡を調整するために、既知のインターリーブパワーコンバータは、各スイッチ内の電流を直接検出している。例えば、上述のＦｒｅｅｓｃａｌｅ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅの例を参照されたい。各位相用に検出された電流を、共通の閾値、または２つの異なった閾値と比較することによって、コントローラは、電流不均衡を認識し、調整することができるようになる。
【００１２】
しかしながら、このような２相インターリーブ昇圧コンバータでは、単相コンバータと比較して、追加の電流検出が必要となる。そのため、追加のコストが発生し、コントローラの複雑性が増加してしまう。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の一態様においては、ＤＣ電圧源をＤＣ電圧出力に変換するためのインターリーブパワーコンバータが提供される。本発明のインターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コンバータの入力電流を、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点で検出することによって、前記各サブ回路に関連付けられた入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、
コントロール手段とを備え、
前記コントロール手段は、
前記各サンプル点において測定された前記入力電流値と、先行する前記サンプル点において測定された前記入力電流値とを比較し、前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有することを特徴とする。
【００１４】
インターリーブパワーコンバータ内の電流不均衡の主原因は、駆動器（driver）の素子およびスイッチの性能の違いによる、位相間のタイミング不均衡である。この電流不均衡は、スイッチングデバイスの駆動時間を適切に調整することによって修正（補償）可能であるということに鑑み、本発明は成された。電流不均衡の主原因は、位相間のタイミング不均衡であるが、本発明のコントロール手段は、同時に、各サブ回路間の抵抗値やインダクタンス値のばらつきに起因する電流不均衡を減少させることができる。
【００１５】
このような方法によって電流不均衡を修正することによって、本発明は、電流不均衡を検出、補償するために各スイッチ内の電流を直接検出する従来技術と比較して、コスト、サイズ、およびコントローラ用のプロセッサ要求を減少させることができる。
【００１６】
本発明のインターリーブコンバータが２つのサブ回路を有する場合には、スイッチングデバイス間の位相差は、１８０度であることが好ましい。
【００１７】
本発明のインターリーブコンバータが３つのサブ回路を有する場合には、スイッチングデバイス間の位相差は、１２０度であることが好ましい。
【００１８】
本発明のインターリーブコンバータがｎ個のサブ回路を有する場合には、スイッチングデバイス間の位相差は、３６０／ｎであることが好ましい。
【００１９】
したがって、各サブ回路のスイッチングデバイスは、略一定間隔でスイッチされる。
【００２０】
前記電流平衡手段は、直近に検出された前記入力電流値に関連付けられた前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの前記時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償するよう構成されていることが好ましい。
【００２１】
前記電流検出手段は、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１後のサンプル点において、前記コンバータの前記入力電流を検出することによって、前記各サブ回路に関連付けられた前記入力電流値を繰り返し測定するよう構成されていることが好ましく、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ２後のサンプル点において、前記コンバータの前記入力電流を測定するよう構成されていることがより好ましい。
【００２２】
前記サンプル点は、前記入力電流の波形の上昇傾斜（rising slope）と一致するよう算出されていることが好ましい。前記サンプル点は、前記入力電流の波形の上昇傾斜の略中間部に位置するよう算出されていることが好ましい。
【００２３】
特に、前記各サブ回路（位相）用の前記サンプル点は、対応する前記サブ回路（位相）用に、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ２後の前記入力電流の第１の上昇傾斜と一致するよう算出されていることが好ましい。
【００２４】
５０％以下のデューィテサイクルで駆動する２相インターリーブコンバータ用には、前記各サブ回路に関連付けられた前記サンプル点は、前記サブ回路の直近の前記時間Ｔ１の後であって、Ｔｏｎ／２＋Ｔ／２に等しいことが好ましい。
【００２５】
５０％より大きなデューティサイクルで駆動する２相インターリーブコンバータ用には、前記各サブ回路に関連付けられた前記サンプル点は、前記サブ回路の直近の前記時間Ｔ１の後であって、（Ｔｏｎ−Ｔ／２）／２と等しいことが好ましい。
【００２６】
前記コントロール手段は、前記各サブ回路の前記時間Ｔ１から前記時間Ｔ２までの前記間隔Ｔｏｎを調整し、前記インターリーブパワーコンバータの前記入力電流を参照電流に追随させる電流追随手段をさらに有していてもよい。
【００２７】
前記コントロール手段は、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）コントローラを有することが好ましい。この場合、微分項（differential term）は、電流不均衡調整のために用いられてもよい。比例項または／および積分項は、前記コンバータを参照電流に追随させるために用いられてもよい。
【００２８】
前記コントロール手段は、マイクロプロセッサ上に実装されていてもよい。前記駆動手段も同様に、マイクロプロセッサ上、または２つの別個のマイクロプロセッサ上に実装されていてもよい。前記コントロール手段と前記駆動手段は、単一のマイクロプロセッサ上に実装されていてもよい。
【００２９】
本発明の別の態様においては、インターリーブパワーコンバータ用のコントローラが提供される。
前記インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コントローラは、
前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点での前記各サブ回路に関連付けられた入力電流値を表す信号を受信する受信手段と、
前記各サンプル点において測定された前記入力電流値と、先行する前記サンプル点において測定された前記入力電流値とを比較し、前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを決定し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを備えることを特徴とする。
【００３０】
本発明の別の態様においては、ＤＣ電圧源をＤＣ電圧出力に変換するための複相インターリーブパワーコンバータが提供される。本発明の複相インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コンバータの入力電流を、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点で検出することによって、各位相に関連付けられた入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、
コントロール手段とを備え、
前記コントロール手段は、
前記各位相において測定された前記入力電流値と、先行する前記位相において測定された前記入力電流値とを比較し、前記各位相間の電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有することを特徴とする。
【００３１】
本発明の別の態様においては、複相インターリーブパワーコンバータ用のコントローラが提供される。
前記複相インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コントローラは、
前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点での各位相に関連付けられた入力電流値を表す信号を受信する受信手段と、
前記各位相において測定された前記入力電流値と、先行する前記位相において測定された前記入力電流値とを比較し、前記各位相間の電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを備えることを特徴とする。
【００３２】
本発明の第１の態様に関連して述べられた、好ましいオプショナルな特徴は、上述の本発明のその他の態様に対しても適用される。その他の好ましい、および／またはオプショナルな特徴は、独立請求項内で定義されていてもよい。
【００３３】
前記コントロール手段、前記電流検出手段、前記比較手段、前記電流平衡手段、前記電流追随手段、および前記駆動手段は、それぞれ、コントロール手段と、電流検出モジュールと、比較モジュールと、電流平衡モジュールと、電流追随モジュールと、駆動モジュールを構成してもよい。
【００３４】
以下、本発明の好適な実施形態について、添付図面を参照しつつ説明する。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、２相インターリーブ昇圧コンバータの第１の例である。
【００３６】
【図２】図２は、２相インターリーブ昇圧コンバータの第２の例である。
【００３７】
【図３ａ】図３ａは、３３％のデューティサイクルで駆動する図２のコンバータ用の電流波形を表す図である。
【図３ｂ】図３ｂは、６６％のデューティサイクルで駆動する図２のコンバータ用の電流波形を表す図である。
【００３８】
【図４】図４は、３３％のデューティサイクルで駆動する図２のコンバータ用の電流波形と、延長駆動タイムを有するスイッチＭ２の効果を表す図である。
【００３９】
【図５ａ】図５ａは、図２のコンバータ用の電流波形と、適切なサンプル点を表す図である。
【図５ｂ】図５ｂは、図２のコンバータ用の電流波形と、適切なサンプル点を表す図である。
【００４０】
【図６】図６は、本発明の実施例における、図２に示すインターリーブ昇圧コンバータに用いられるＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）コントローラを表す図である。
【００４１】
【図７】図７は、図６のコントローラのＴａｓｋ１を表す図である。
【図８】図８は、図６のコントローラのＴａｓｋ２を表す図である。
【図９】図９は、図６のコントローラのＴａｓｋ３を表す図である。
【００４２】
【図１０】図１０は、６６％（５０％より大きな）デューティサイクルで駆動する図１のコンバータの電流波形を表す図である。
【００４３】
【図１１ａ】図１１ａは、３３％より小さなデューティサイクルで駆動する３相インターリーブコンバータの波形を表す図である。
【図１１ｂ】図１１ｂは、３３−６６％のデューティサイクルで駆動する３相インターリーブコンバータの波形を表す図である。
【図１１ｃ】図１１ｃは、６６％より大きなデューティサイクルで駆動する３相インターリーブコンバータの波形を表す図である。
【００４４】
【図１２】図１２は、プロトタイプコントローラの駆動波形を示す図である。
【図１３】図１３は、プロトタイプコントローラの駆動波形を示す図である。
【図１４】図１４は、プロトタイプコントローラの駆動波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
異なる実施形態および異なる図に共通する要素は、同じ番号が付されている。
【００４６】
本発明の１つの実施形態は、図２に示す２相インターリーブ昇圧コンバータ２０を参照して詳述される。
【００４７】
図２のコンバータ２０は、入力端子２１、２２と、出力端子２３、２４とを備える。入力端子２１、２２は、４つのダイオードブリッジ整流回路２５の２つのノードｎ１、ｎ２に接続されている。整流回路２５は、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎをノードｎ３、ｎ４に提供するため、入力端子２１、２２に供給されるＡＣ入力電圧を整流する。共通の戻りライン２６は、整流回路２５のノードｎ４と出力端子２４との間を接続している。
【００４８】
整流回路２５のノードｎ３は、インダクタＬ１に接続されている。次に、インダクタＬ１は、変圧器Ｔ１の磁気的に結合している２つの素子に、接続されている。
【００４９】
次に、変圧器Ｔ１の各誘導素子は、それぞれ、ダイオードＤ１、Ｄ２の陽極（anode）に接続されている。ダイオードＤ１、Ｄ２の双方の陰極（cathode）は、出力端子２３に接続されている。したがって、２つの電流経路が、整流回路２５のノードｎ３と、出力端子２３との間に形成されている。一方の電流経路は、第１のインダクタＬ１と、変圧器Ｔ１の第１の誘導素子と、第１のダイオードＤ１を介して、出力端子２３に至る。他方の電流経路は、第１のインダクタＬ１と、変圧器Ｔ１の第２の誘導素子と、第２のダイオードＤ２を介して、出力端子２３に至る。
【００５０】
変圧器Ｔ１の誘導素子は、フェライト磁心によって、磁気的に結合されている。フェライト磁心は、図２中の平行に２つ並んだラインによって概略的に描写されている。
【００５１】
この回路は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＭ１、Ｍ２を更に備えている。各スイッチＭ１、Ｍ２のドレイン端子は、それぞれ、変圧器Ｔ１の各誘導素子と、ダイオードＤ１、Ｄ２との間の接点に接続されている。各スイッチＭ１、Ｍ２のソース端子は、共通の戻りライン２６に接続されている。デジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１、ｄＰＷＭ２（図２において図示せず）は、各スイッチＭ１、Ｍ２のゲート端子に接続されており、パルス幅変調コントロール信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２を、それぞれ、スイッチＭ１、Ｍ２に伝達する。これらのコントロール信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２は、スイッチＭ１、Ｍ２にＯＮ／Ｃｌｏｓｅｄか、ＯＦＦ／Ｏｐｅｎするかを指示する。換言すれば、ＰＷＭ１がｈｉｇｈのとき、スイッチＭ１は、ＯＮになり、ＰＷＭ１がｌｏｗのとき、スイッチＭ１は、ＯＦＦになる。同様に、ＰＷＭ２がｈｉｇｈのとき、スイッチＭ２は、ＯＮになり、ＰＷＭ２がｌｏｗのとき、スイッチＭ２は、ＯＦＦになる。したがって、スイッチＭ１、Ｍ２のデューティサイクル、および各スイッチの相対位相差は、デジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１、ｄＰＷＭ２によってコントロールされる。デジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１、ｄＰＷＭ２は、それぞれ、図６に示すコントロールモジュール（コントローラ）６０によってコントロールされる。コントロールモジュール６０は、コンバータの入力電流を参照電流Ｉｒｅｆに追随させるために、各スイッチＭ１、Ｍ２に要求されるデューティサイクルまたは駆動時間（on-time）を決定し、電流平衡を達成する。コントロールモジュール６０の詳細は、後述する。
【００５２】
コンデンサＣｏは、出力端子２３、２４の間に接続されており、当該分野において既知の方法により出力をフィルタリングする。当該分野において知られている、その他の出力のフィルタリング方法を、本発明の実施形態に組み入れてもよい。
【００５３】
インダクタＬ１、変圧器Ｔ１の第１の誘導素子、ダイオードＤ１、およびスイッチＭ１は、第１のパワー変換サブ回路を構成している。インダクタＬ１、変圧器Ｔ１の第２の誘導素子、ダイオードＤ２、およびスイッチＭ２は、第２のパワー変換サブ回路を構成している。
【００５４】
図２に示す回路の１例では、整流回路２５内のダイオードは、それぞれ、８Ａ、６００Ｖの値を有している。インダクタＬ１は、１５０μＨのインダクタンスを有している。変圧器Ｔ１の結合された誘導素子は、１：１の巻線比と、８００μＨのインダクタンスを有している。ダイオードＤ１、Ｄ２は、それぞれ、４Ａ、６００Ｖの値を有している。フィルターコンデンサＣｏは、２７０μＦの静電容量を有している。この回路は、入力電力９０Ｖａｃ、４５０Ｗで駆動する。コンバータ間の相対位相差は、略１８０度である。
【００５５】
図３ａは、３３％デューティサイクルで駆動する図２の回路の動作を表す電流波形の理論値である。この場合、一定の参照波形Ｉｒｅｆを仮定している。
【００５６】
ＰＷＭ１およびＰＷＭ２とラベルされた線は、それぞれ、デジタルコントロール信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２を表す。信号ＰＭＷ１および信号ＰＭＷ２のレベルは、スイッチＭ１、Ｍ２の動作を指定する。図３ａにおいて、Ｉ（Ｍ２）とラベルされた線は、スイッチＭ２に流れる電流を表す。すなわち、コンバータの位相２間の電流である。ＰＷＭ２がｈｉｇｈの時、スイッチＭ２はＯＮとなる。スイッチＭ２の駆動時間の間、電流は、第１の値から第２の値へ、略一定の割合で増加する。スイッチＭ１の電流波形（図示せず）、すなわち、コンバータの位相１間の電流は、略１８０度シフトしたスイッチＭ２の電流と略同等であり、スイッチＭ１の駆動時間が、ＰＭＷ１のｈｉｇｈとなっている期間に一致するようになっている。
【００５７】
Ｉ（ｉｎｐｕｔ）とラベルされた線は、結果として得られるコンバータの入力電流Ｉを表す。すなわち、整流回路２５のノードｎ４を流れる電流である。３３％（もしくは５０％より小さい）デューティサイクル、１８０度の位相オフセット、およびスイッチＭ１、Ｍ２のいずれか一方のみが任意の時間でＯＮされている状態である。スイッチＭ１、Ｍ２の一方がＯＮのとき、入力電流は、１：１変圧器の作用によって、スイッチＭ１またはスイッチＭ２に流れる電流の略２倍となっている。双方のスイッチがオフとなっている期間に、入力電流は、第２の値から第１の値へ、略一定の割合で低下する。したがって、入力電流は、ノコギリ歯状の波形となる。
【００５８】
図３ａは、３３％デューティサイクルで駆動する回路の電流波形を表している。しかしながら、スイッチの電流および入力電流を表す線は、デューティ比５０％以下（デューティサイクル＜＝５０％）の任意のデューティサイクルのとき、同じような形状となるであろう。
【００５９】
図３ｂは、６６％デューティサイクルで駆動する図２の回路に対応する電流波形の理論値を表す。ここでも同様に、一定の参照波形Ｉｒｅｆを仮定している。６６％デューティサイクル、または５０％より大きな任意のデューティサイクル、１８０度の位相差、スイッチＭ１、Ｍ２のいずれか一方が、常にＯＮ状態である。
【００６０】
図３ｂのＩ（Ｍ２）とラベルされた線から、スイッチＭ２の駆動時間における波形は、３つの領域を有することがわかる。中央の領域は、ＰＭＷ２のみがｈｉｇｈとなっているサイクル区間に対応する。外側の２つの領域は、ＰＭＷ１およびＰＷＭ２の双方がｈｉｇｈとなっているサイクル区間に対応する。第１の領域（中央の領域の左側の領域）において、電流は、第１の値から第２の値へ、略一定の割合で増加する。第２の領域（中央の領域）において、電流は、第１の値へ、一定の割合で減少する（戻る）。第３の領域（中央の領域の右側の領域）において、電流は、第２の値へ、第１の領域と同じ割合で増加する（戻る）。スイッチＭ１の電流波形（図示せず）は、略１８０度シフトしたスイッチＭ２の電流と略同等であり、スイッチＭ１の駆動時間が、ＰＭＷ１のｈｉｇｈとなっている期間に一致するようになっている。スイッチＭ１、Ｍ２の駆動時間は、１８０度の相対位相差を有しているので、電流波形の第１の領域は、もう一方のスイッチの電流波形の第３の領域と一致した形状となる。そのため、双方のスイッチの電流波形は、第１、第３の領域において、略等しいものとなる。
【００６１】
スイッチＭ１、Ｍ２の一方のみがＯＮとなっている区間、入力電流Ｉ（ｉｎｐｕｔ）は、１：１変圧器の作用によって、スイッチＭ１またはスイッチＭ２に流れている電流の２倍となっている。双方のスイッチがＯＮとなっている区間では、入力電流は、２つのスイッチＭ１、Ｍ２に流れる電流と略等しい。したがって、入力電流は、ノコギリ歯状の波形となる。
【００６２】
図３ｂは、６６％デューティサイクルで駆動する回路の電流波形を表している。しかしながら、電流および入力電流を表す線は、５０％より大きい（デューティサイクル＞５０％）任意のデューティサイクルのとき、同じような形状となるであろう。
【００６３】
図３ａおよび図３ｂに示すように、理論的な（理想的な）回路では、スイッチＭ１、Ｍ２にそれぞれ流れる電流は、コントーラの出力の共通の動作点(operating point)において、等しくなる。しかしながら、実際には、異なるドライバ（駆動）素子やスイッチ性能によって、タイミング差が発生し、電流不均衡の原因となる。さらに加えて、実際の回路では、必然的に各サブ回路間で、インダクタおよびスイッチングデバイスの抵抗値にばらつきが存在する。図２に示すタイプの回路においては、各位相差間における結合変圧器の結合係数および抵抗値のばらつきも、電流不均衡の原因となる。
【００６４】
タイミングばらつきは、両タイプのサブ回路における電流不均衡の主原因である。この点で、実際の電圧不均衡は、下記式（１）の電流不均衡にしたがって、オフセットされなければならない。
Ｖｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＝Ｉｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＊Ｒ （１）
ここで、Ｖｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅは、各位相間のタイミング差によって、誘導素子に供給される電圧不均衡である。Ｉｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅは、各位相間の電流差に対応する。Ｒは、各位相における、インダクタおよびスイッチの抵抗値である。典型的には、Ｒは小さく、数１０ｎｓ（コンダクタンス）程度である。すなわち、相対的に小さなタイミング不均衡のためには、大きな電流調整が要求されることを意味する。
【００６５】
図４は、３３％（もしくは５０％より小さな）デューティサイクルで駆動する図２のタイプのコンバータ用の、延長駆動時間を有するスイッチＭ２の効果を示している。理論的な（定常状態の）電流の輪郭（profile）が、実線で表されている。位相２における延長駆動時間の効果が、点線で表されている。図４に示すように、入力電流は、位相２の駆動時間の間、増加する。しかし、入力電流は、位相１の駆動時間の間、定常状態よりも一定値高い状態を保つ。時間経過につれて、著しい電流不均衡が発生することになる。
【００６６】
発明者は、位相間における電流不均衡は、各サブ回路内のスイッチングデバイスの駆動時間を変更することによって訂正可能であることを見出した。
【００６７】
コントロールのためには、入力電流波形中の適切なサンプル点を選択する必要がある。落下傾斜(falling slope)が任意の時間でゼロクロスする不連続モードで駆動するコンバータ用のサンプル点は、上昇傾斜（rising slope）上であることが好ましい。また、待機時間を最小化させるために、サンプル点は、波形内の可能な限り早い位置にあることが好ましい。また、サンプル点における瞬時電流値は、電流の平均値と略等しいことが好ましい。
【００６８】
図５ａは、３３％（もしくは５０％より小さな）デューティサイクルで駆動する図２のタイプのコンバータ用の適切なサンプル点を示している。塗りつぶし点は、位相２のサンプル点を表す。位相２のサンプル点は、コンバータの位相２内の、スイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜上に位置している。白抜き点は、位相１のサンプル点を表す。位相１のサンプル点は、コンバータの位相１内の、スイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜上に位置している。
【００６９】
図５ｂは、６６％（もしくは５０％より大きな）デューティサイクルで駆動する図２のタイプのコンバータ用の適切なサンプル点を示している。図５ａと同様に、位相２のサンプル点を表す塗りつぶし点は、コンバータの位相２内の、スイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜上に位置している。位相１のサンプル点を表す白抜き点は、コンバータの位相１内の、スイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜上に位置している。
【００７０】
図５ａ、５ｂ双方のケースにおいて、全てのサンプル点は、入力電流の上昇傾斜の略中間部に位置している。そのため、全てのサンプル点は、電流の平均値となる。しかしながら、６６％（もしくは５０％より大きな）デューティサイクルの場合であって、サンプリングノイズが存在する場合は、サンプル点は、入力電流の下降傾斜（down slope）の中間部に位置していてもよい。
【００７１】
図５ａ、５ｂに示したサンプル点および以下のＡからＥに基づくと、電流における差は、表１に示すように表すことができる。
Ａ：略固定、またはわずかに変化する周期Ｔのスイッチング周波数。
Ｂ：３６０／ｎの位相間での位相シフト。ここで、ｎは、位相の数である。
Ｃ：後側エッジ変換（trailing edge modulation）
Ｄ：Ｔｏｎ／Ｔのデューティサイクル内のわずかな信号変動（ほぼ定常状態）およびコンバータのスイッチング周波数での低ゲイン（low gain）を有する駆動。
Ｅ：コントローラによって追随される参照電流Ｉｒｅｆは、略不変である、またはわずかに変化する。
【００７２】
表１
【００７３】
表１において、Ｖｏｕｔは、コンバータの出力電圧である。Ｌは、インダクタＬ１の値である。ｄＴｏｎ（１）は、位相１における駆動時間の微分変化である。ｄＴｏｎ（２）は、位相２における駆動時間の微分変化である。
【００７４】
表１から、各位相におけるサンプルデータは、定常状態から離れた駆動時間の変化（ｄＴｏｎ／ｄＴ）に依存する微分値を有していることがわかる。この関係は、各位相の駆動時間、および電流を平衡（バランス）させるのに用いられる。換言すれば、表１は、駆動時間の不平衡は、電流の微分変化をもたらすことを明示している。
【００７５】
図６は、本発明の実施形態による、図２に示すインターリーブ昇圧コンバータに用いるＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）コントローラ６０を示す図である。
【００７６】
アナログ―デジタルコンバータ（ＡＤＣ）（図示せず）は、コンバータ２０の戻りライン２６を流れる入力電流Ｉのサンプリング用に使用され、取得したアナログ測定値をデジタル信号Ｉｓｅｎｓｅに変換する。ＡＤＣは、駆動周波数の全ての各サイクル内の各位相用に、入力電流波形の固定点において、入力電流を１度サンプリングする。
【００７７】
単一の電流検出手段が、双方の位相で用いられることが好ましい。すなわち、単一の電流検出手段および／または同じＡＤＣは、双方（全て）の位相に対して用いられることが好ましい。これにより、ＡＤＣが電流を検出する際の電気ノイズによって発生する多数の潜在的なエラーを、除去（eliminate）することができる。
【００７８】
もしくは、ＡＤＣは、別のアナログ測定値をサンプリングしてもよい。例えば、コンバータ２０の出力端子２３、２４間の出力電圧Ｖｏｕｔ、ノードｎ３、ｎ４間の入力電圧Ｖｉｎである。
【００７９】
信号Ｉｓｅｎｓｅは、多重変換（multiplexer）モジュールｍｕｘ１に提供される。サンプル点において、直近にスイッチＯＦＦとなったスイッチに応じて、多重変換モジュールｍｕｘ１は、信号Ｉｐｈａｓｅ１または信号Ｉｐｈａｓｅ２を出力する。信号Ｉｐｈａｓｅ１は、直近にサンプリングされ、位相１に関連付けられた入力電流を表す。信号Ｉｐｈａｓｅ２は、直近にサンプリングされ、位相２に関連付けられた入力電流を表す。入力電流は、各位相において１度だけサンプリングされるので、これら２つの信号は、常に、直近の入力電流の測定値を表す。
【００８０】
信号Ｉｐｈａｓｅ１、Ｉｐｈａｓｅ２は、モジュール７１に提供される。モジュール７１は、信号Ｉｐｈａｓｅ１から信号Ｉｐｈａｓｅ２を減算し、差分量を表す信号Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔを出力する。
【００８１】
信号Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔは、モジュール７２に提供される。モジュール７２は、信号Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔと、微分電流ゲインＣとを乗算し、その結果を積分することによって、微分平衡項Ｄを表す信号Ｄを出力する。
【００８２】
信号Ｉｓｅｎｓｅは、モジュール７３に対しても提供される。モジュール７３は、参照電流Ｉｒｅｆから信号Ｉｓｅｎｓｅを減算し、差分量を表す信号Ｉｅｒｒｏｒを出力する。
【００８３】
信号Ｉｅｒｒｏｒは、多重変換モジュールｍｕｘ２に提供される。位相１のサンプル用に、多重変換モジュールｍｕｘ２は、信号Ｉｅｒｒｏｒに対応する信号Ｉｅｒｒｏｒ１を出力する。位相２のサンプル用に、多重変換モジュールｍｕｘ２は、信号Ｉｅｒｒｏｒに対応する信号Ｉｅｒｒｏｒ２を出力する。
【００８４】
信号Ｉｅｒｒｏｒ１は、モジュール７４に提供される。モジュール７４は、信号Ｉｅｒｒｏｒ１と、乗数Ｂとを乗算し、位相１用の比例項Ｐ１を表す信号Ｐ１を出力する。
【００８５】
信号Ｉｅｒｒｏｒ２は、モジュール７５に提供される。モジュール７５は、信号Ｉｅｒｒｏｒ２と、乗数Ｂとを乗算し、位相２用の比例項Ｐ２を表す信号Ｐ２を出力する。
【００８６】
信号Ｉｅｒｒｏｒは、モジュール７６に対しても提供される。モジュール７６は、信号Ｉｅｒｒｏｒと、乗数Ａとを乗算し、その結果を積分することによって、共通の積分項を表す信号Ｉを出力する。
【００８７】
信号Ｄおよび信号Ｐ１は、モジュール７７に提供される。信号Ｉおよびモジュール７７の出力は、モジュール７８に提供される。モジュール７８は、比例エラー項、積分エラー項、および微分平衡項の総和を表す出力信号を提供する。
【００８８】
信号Ｄおよび信号Ｐ２は、加算モジュール７９に提供される。信号Ｉおよび加算モジュール７９の出力は、モジュール８０に提供される。モジュール８０は、比例エラー項、積分エラー項、および微分平衡項の総和を表す出力信号を提供する。
【００８９】
ＰＩＤコントローラの出力信号は、スイッチＭ１、Ｍ２を駆動するデジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１、ｄＰＷＭ２に供給される。比例項Ｐおよび積分項Ｉは、コンバータを確実に参照電流Ｉｒｅｆに追随させるためのものである。微分項Ｄは、各位相間の電流不均衡を訂正する。乗数Ａ、Ｂ、Ｃは、それぞれ、微分項、比例項、積分項を重みづけする。これらの項の値は、適切な出力信号を得るために、デバイスの特性および／または外部機器の状態に応じて定められる。
【００９０】
図７、８および９は、図６のコントローラの動作を示すフローチャートである。
【００９１】
図７は、Ｔａｓｋ１を示している。Ｔａｓｋ１は、コンバータに追随される参照電流Ｉｒｅｆを算出する。図８は、Ｔａｓｋ２を示している。Ｔａｓｋ２は、コンバータの比例項、積分項および微分項を算出し、位相１用のＡＤおよびデジタルＰＷＭモジュールをアップデートする。図９は、Ｔａｓｋ３を示している。Ｔａｓｋ３は、位相２用に、Ｔａｓｋ２と同様のステップを行う。
【００９２】
これら３つのＴａｓｋは、典型的な割り込み処理のように、コンバータの駆動中、周期的に呼び出される。Ｔａｓｋ２およびＴａｓｋ３は、信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２と同期しており、入力電流のＡＤＣ変換の完了後、呼び出される。Ｔａｋｓ１は、典型的には、Ｔａｓｋ２、３よりも低い割合で呼び出される。Ｔａｓｋ１は、Ｔａｋｓ２、３が動作中ではないときに呼び出されるか、Ｔａｓｋ２、３によって割り込まれることが好ましい。
【００９３】
コントローラは、コントローラを初期化するようなその他のＴａｓｋや、ハウスキーピングファンクションを実行してもよい。このようなタスクを実行することは、当業者にとって容易であろうから、ここでは説明を省略する。
【００９４】
図７に示すように、Ｔａｓｋ１のステップ７０１において、コントローラは、ＡＤＣ（図示せず）によって検出された出力電圧のサンプルＶｓａｍｐｌｅを読み込む。ステップ７０２において、コントローラは、参照電圧Ｖｒｅｆと、Ｖｓａｍｐｌｅとの差分ＶＥｒｒｏｒを算出する（ＶＥｒｒｏｒ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｓａｍｐｌｅ）。ステップ７０３において、コントローラは、ステップ７０２で算出したＶＥｒｒｏｒを用いて、新たな参照電流Ｉｒｅｆを算出する。ステップ７０４において、Ｔａｓｋ１は終了する。
【００９５】
図８に示すように、Ｔａｓｋ２のステップ８０１において、コントローラは、位相１用に、ＡＤＣ（図示せず）によって検出された入力電流のサンプルＩｓａｍｐｌｅを読み込む。ステップ８０２において、コントローラは、ＩｓａｍｐｌｅとＩｓｔｏｒｅｄの差分Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔを算出する（Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔ＝Ｉｓａｍｐｌｅ−Ｉｓｔｏｒｅｄ）。ここでＩｓｔｏｒｅｄは、前の位相において検出した入力電流のサンプルである。ステップ８０３において、コントローラは、微分電流項の積分Ｉｎｔを、Ｉｎｔ＝Ｉｎｔ＋Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔ＊Ｃによってアップデートする。ここでＣは、微分電流ゲインである。ステップ８０４において、コントローラは、ＩｓａｍｐｌｅをＩｓｔｏｒｅｄとして保存する。ステップ８０５において、コントローラは、参照電流ＩｒｅｆとＩｓａｍｐｌｅとの差分Ｉｅｒｒｏｒ１を算出する（Ｉｅｒｒｏｒ１＝Ｉｒｅｆ−Ｉｓａｍｐｌｅ）。ステップ８０６において、コントローラは、積分エラー項Ｉを、Ｉ＝Ｉ＋Ｉｅｒｒｏｒ１＊Ａによってアップデート（算出）する。ここでＡは、積分エラー項の重みづけを行う乗数である。ステップ８０７において、コントローラは、比例エラー項Ｐを、Ｐ＝Ｉｅｒｒｏｒ１＊Ｂによってアップデート（算出）する。ここでＢは、比例エラー項の重みづけを行う乗数である。ステップ８０８において、コントローラは、Ｐ、ＩおよびＤ用に算出された値を用いて、コンバータの位相１に関連づけられたスイッチ用の新たなデューティサイクルを算出する。換言すれば、このコンバータの駆動時間Ｔｏｎが調整される。また、コントローラは、次のサンプル点を決定する。ステップ８０９において、コントローラは、位相１に関連付けられたスイッチングデバイスの動作を制御するデジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１をアップデートし、アップデートされたデューティサイクルを適用する。また、コントローラは、新たなサンプル点をＡＤＣにアップデートする。ステップ８１０において、Ｔａｓｋ２は、終了する。
【００９６】
図９に示すように、Ｔａｓｋ３は、Ｉｓａｍｐｌｅが位相２のサンプル点で読み出されることを除き、Ｔａｓｋ２のステップと対応するステップを備えている。
【００９７】
もし各位相が平衡している場合、各位相における電流の平均は、入力電流から算出することができる。なぜならば、稼働中（active）の位相の数は、常にコントローラによって把握されているからである。例えば、位相が２つかつ入力電流が２Ｉの場合、各位相における電流は約１Ａになる。したがって、入力電流をコントロールすることによって、各位相の入力電流を安全なレベルに保つことができる。そのため、各位相の電流を直接測定する必要がなくなる。
【００９８】
入力電流を参照電流Ｉｒｅｆのレベルに保つよう駆動するコントローラは、入力電流の変動を調整する。したがって、もし、ある位相の駆動時間が、不適当で、その位相での電流を所望の値から逸脱するようなものであれば、入力電流を所望の値にする意図で、双方（全て）の位相の駆動時間を調整することにより、入力電流は変化する。これにより、双方（全て）の位相の駆動時間が調整される。しかしながら、タイミング不均衡は残ったままである。一度、不均衡を有する定常状態が成立すると、その不均衡は、入力電流内には表れてこない。例えば、もし、位相１において電流１Ａ、位相２において電流２Ａの定常状態が発生した場合、入力電流は３Ａとなる。さらに、形状やリップルに関して、同じ状態となり、各位相において、電流１．５Ａの平衡が入力電流に達成されていると見える。しかしながら、各位相の電流が、初期値（たとえば０Ａ）から定常値に変化する周期全体の間、各位相の電流が異なった値（例えば１Ａと２Ａ）に到達するために、各位相（例えば位相１、位相２）の駆動時間は、異なったものとなる。この駆動時間の差は、検出可能であり、電流の平衡を取るために修正が可能である。このような理由により、過渡動作の間に発生する変動を記録するため積分器が用いられる。これにより、コントローラは、電流が変化する間、その変化を知ることができ、変化を記憶することができる。例としてＰＦＣアプリケーションを含むいくつかのアプリケーションでは、電流は常に変化しているので、コントローラは、その間中、記憶を行う。
【００９９】
ＰＦＣ回路は、過渡状態において連続的に駆動する。そのため、入力電流は、変化するＡＣ参照信号に追随し、微分電流項は、連続的にアップデートされる。
【０１００】
しかしながら、ＤＣ入力によって駆動するアプリケーション用では、コントローラは、出力負荷が変化する間に、例えばスタートアップ時のように変化が発生したとき、および電流のドリフトが回路内に発生したときのみ、アップデートされればよい。このようなケースにおいては、デジタル実装（implementation）のコントロールが好ましいが、一般的には、アナログ実装も可能である。
【０１０１】
ＡＣアプリケーション用には、電源がゼロクロスをした場合に、デジタルコントローラの周期をリセットし、コンバータを再スタートすることが好ましい。
【０１０２】
図２に示す２相インターリーブコンバータ用には、入力電流のサンプル点は、駆動デューティサイクルに依存し、以下の表２に示すように、各位相の駆動時間Ｔｏｎスタートに関連して定められるのが好ましい。
【０１０３】
表２
【０１０４】
表２に示すサンプル点を用いることによって、図６のコントローラは、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２をコントロールし、コンバータを参照電流Ｉｒｅｆに追随させることができる。さらに、図６のコントローラ６０は、スイッチの駆動時間（デューティサイクル）の調整によって、位相間の電流不均衡を調整することができる。
【０１０５】
上記式（１）から、一度タイミング不均衡が修正されると、タイミング不均衡が訂正されている間に発生する電流不均衡は、巻線抵抗によって修正されることがわかる。
【０１０６】
微分電流項Ｃに要求されるゲインを決定するために、代表的な例として、３状態スイッチングセルを用いるＴｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ ＴＭＳ３２０Ｆ２８０２７ Ｐｉｃｃｏｌｏ Ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒをベースに設計された４００Ｗプロトタイプを参考とする。
【０１０７】
微分電流項の積分Ｉｎｔは、下記式（２）で求められる。
Ｉｎｔ＝Ｉｎｔ＊Ｚ−１＋Ｃ＊（Ｉｓａｍｐｌｅ−Ｉｓａｍｐｌｅ＊Ｚ−１） （２）
ここで、Ｚｎは、信号のｎ番目のサンプルを表す。したがって、例えば、Ｉｓａｍｐｌｅ＊Ｚ−１は、Ｉｓａｍｐｌｅの前の値を表す。
【０１０８】
ＰＦＣインダクタＬ１のインダクタンスは、Ｌ＝１５０μＨである。スイッチング周期は、Ｔ＝１０μｓである。ＰＦＣ出力電圧は、Ｖｏｕｔ＝３８０Ｖである。
【０１０９】
Ｃの最小値は、変圧器Ｔ１設計の最悪のケースであっても、駆動時間の変化率が、回路内における１つの磁気素子の飽和を防止するのに十分なだけの値となるよう設定されている。
【０１１０】
デジタルＰＷＭモジュールは、２５ｎｓサイズの整数ステップを有する。演算のため、１６ビットレジスタ内に保存された分数（fractional）ステップのサイズは、２５ｎｓ／１６４＝２５ｎｓ／６５５３６とすることができる。しかしながら、実際には、分数項の上位８ビットのみが、ＴＭＳ３２０Ｆ２８０２７のデジタルＰＷＭモジュールによって使用される。
【０１１１】
素子のばらつきによる駆動時間エラーは、ｄＴｏｎ＜５０ｎｓであると仮定できる。
【０１１２】
１サイクル毎の電流変化は、下記式（３）で求められる。
ｄＩ＝Ｖｏｕｔ＊ｄＴ／２Ｌ （３）
【０１１３】
最悪のケースにおいて、１サイクル毎の変圧器の磁束変化は、下記式（４）で求められる。
ｄＢ＝（Ｖｏｕｔ／２）＊ｄＴ／ｎＡｅ （４）
ここでｎＡｅは、磁心領域と巻数とによって決定される。今の例であれば、ｎＡｅ＝２３Ｔ × １１９ｕｍ２＝２．７ｅ−３である。
【０１１４】
最悪のケースにおける、磁束のピークは、下記式（５）からプラス／マイナス１５０ｍＴしたものとなる。
Ｂ＝Ｖｏｕｔ＊５ｕｓ／ｎＡｅ （５）
【０１１５】
磁心の飽和磁束密度は、３００ｍＴより大きい（＞３００ｍＴ）。
【０１１６】
上記式（４）におけるｄＴが５０ｎｓであった場合（最大駆動時間変動）、ｄＢ＝３．５ｍＴとなる。第１の近似として、Ｂ／ｄＢ＝１５０／３．５＝４３とする。したがって、ｄＴは、４３スイッチングサイクルで訂正される。
【０１１７】
上記式（３）から、ｄＩ＝６３ｍＡが得られる。１アンペア（Ａｍｐ）毎に４８８カウント（計数）であるとすると（電流検出ゲイン）、ｄＩは、３１カウントに相当する。
【０１１８】
以下、第１の近似を用いて、ｄＴｏｎをサチレーション（３０ｃｏｕｎｔｓ＊４３ｃｙｃｌｅ＊Ｃ＞＝６５５３６）なしに修正する。ここで、６５５３６は、プラス／マイナス１整数ステップ、または駆動時間のプラス／マイナス２５ｎｓ変動を表す。
【０１１９】
これにより、微分電流ゲインの最小値（Ｃ＞＝５２）が定まる。
【０１２０】
如何なる変圧器飽和も防止することが好ましいが、変圧器の過渡飽和、すなわち、Ｃ＜５２での駆動は可能である。この場合、変圧器は、飽和状態となり、駆動時間において、より大きな効果差（higher effective difference）が発生する。この効果差は、より大きな微分信号の原因となる。一度、タイミング平衡が修正されると、変圧器は、上記式（１）の結果によって、自動的に平衡点に戻るので、平衡は、このような場合であっても、達成され続けることになる。しかしながら、平衡を取る間、任意（１つ）の位相での高い電流ストレスによる駆動は、許容せざるを得ない。
【０１２１】
Ｃの上限は、平衡項が、コントローラからのデューティサイクルの変化に対し、重要な影響を与えないように、選択することができる。
【０１２２】
ステップサイズｄＴｓｔｅｐは、コントロールアルゴリズムによって提供され、ｄＴｓｔｅｐ＊６５５３６／２５ｎｓ分数ステップ、および１．３６ｅ６＊ｄＴｓｔｅｐ＊４８８カウント（上記式（３）参照）に対応する。
【０１２３】
したがって、１サイクル毎の平衡項による、分数ステップ内での駆動時間の減少は、１．３ｅ６＊ｄＴｓｔｅｐ＊４８８カウントによって与えられる。
【０１２４】
そのため、１．３ｅ６＊ｄＴｓｔｅｐ＊４８８＊Ｃ＜＜ｄＴｓｔｅｐ＊６５５３６／２５ｎｓであることが好ましい。これは、Ｃ＜＜４１３２に対応する。
【０１２５】
したがって、与えられたこの例においては、Ｃの好ましい値の範囲は、５２＜Ｃ＜＜４１３２となる。より好ましい範囲は、５２＜Ｃ＜４１３となる。
【０１２６】
図１２は、上述のプロトタイプコントローラ用の駆動波形を示す図である。図１２では、２つの位相用に完璧に近いタイミングが実現されている。図１２から、変圧器の電流波形は、略対称となっていることがわかる。
【０１２７】
図１３は、上述のプロトタイプコントローラ用の駆動波形を示す図である。ここで、位相１用の初期駆動時間は、５０ｎｓ延長されている。さらに、電流平衡が実行されないようにするため、微分電流ゲインＣは、０に設定されている。結果として得られる電流は、インターリーブコンバータ用に期待される２００ｋＨｚではなく、１００ｋＨｚのノコギリ歯状の波形を有している。これは、変換器が飽和し、コンバータに大幅な不均一が発生していることを示している。
【０１２８】
図１４は、上述のプロトタイプコントローラ用の駆動波形を示す図である。ここで、位相１用の初期駆動時間は、５０ｎｓ延長されている。さらに、微分電流ゲインＣは、１０４に設定されている。図１４から、電流平衡は修正されていることがわかる。
【０１２９】
図１２、１３、１４において、線Ｚ１は、変圧器の位相２における電流を表す。線Ｚ２は、位相１用のマイクロコントローラからのゲートドライブ信号を表す。線Ｚ３は、位相２用のマイクロコントローラからのゲートドライブ信号を表す。線Ｚ４は、ＡＤＣの入力（０．５Ｖ／Ａ）での電流検出信号を表す。
【０１３０】
同じ時間（in one time）における微差は、サイクルからサイクル（サイクル間）において、ＡＤＣの分解能では無視されてしまう大きさ以下の電流変化を発生させる。これは、微小なタイミングエラーが残存していることを意味する。この微小なタイミングエラーは、回路内の抵抗によって平衡される。
【０１３１】
昇圧コンバータの場合、下記式（５）が成立する。
Ｖｏｕｔ＊ｄＴｒｅｓｉｄｕａｌ／Ｔ＝Ｉｄｃ＊Ｒ （５）
【０１３２】
これは、許容可能なＡＤＣ分解能および受け入れ可能な回路抵抗での上限値を設定する。４００Ｗプロトタイプコンバータの場合、ＡＤＣ分解能は１．５ｍＡである。したがって、表１の要素を用いた場合、ｄＴｒｅｓｉｄｕａｌ＝１．２ｎｓである。
【０１３３】
したがって、Ｉｄｃ＝４６ｍＶ／Ｒとなる。
【０１３４】
Ｉｄｃ＜１００ｍＡとなるように、Ｒは略０．５Ｒである。これは、低いラインにおける（in low line）、各位相の電流の５％であり、変換器において約４０ｍＴのＤＣ磁束を表す。これは、フェライトを用いた場合の能力（capability）の範囲内である。
【０１３５】
ＡＣおよびＤＣ磁束の総和は、飽和磁束密度よりも小さいことが好ましい。上述の例は、このケースに該当する。
【０１３６】
図２に示すタイプの２相インターリーブ昇圧コンバータに関連して、本発明は記述されている。しかしながら、本発明は、その他の構成にも等しく適用可能である。
【０１３７】
図１は、本発明の１実施形態であるコントローラによってコントロールされる、２相インターリーブパワーコンバータの代替的にとり得る構成を示す図である。図１のコンバータは、インダクタＬ１が省略されていること、および変圧器Ｔ１の誘導素子の磁気的結合がインダクタＬＡ、ＬＢに置き換えられていることを除き、図２のコンバータと同様の構成となっている。
【０１３８】
図１０は、６６％（５０％より大きな）デューティサイクルで駆動する図１のコンバータの電流波形を示す図である。この例では、入力波形の各上昇傾斜の中点は、適切なサンプル点を表す。各サンプル点は、ターンＯＦＦが直近において発生した位相に関連付けられている。
【０１３９】
サンプリングノイズが存在する場合には、非常に高い負荷における電流の測定能力と、高電流におけるノイズから信号を正確に検出する能力との間のトレードオフによって、入力波形の各下降傾斜の中点が適切なサンプル点となってもよい。
【０１４０】
図１および２では、コンバータは、４つのダイオードから構成される整流回路２５を有している。しかしながら、その他の回路が用いられてもよい。さらに加えて、ＤＣ入力電圧の場合、整流回路は不要となる。
【０１４１】
上述の議論は、２相インターリーブパワーコンバータに関するものである。しかしながら、本発明の本質（原理）は、２相以上のインターリーブパワーコンバータに対しても適用可能である。
【０１４２】
２相以上のコンバータは、追加のサブ回路が並列に接続されていることを除き、図１および図２に示した回路と同様の構成とすることができる。一般的に、ｎ相インターリーブパワーコンバータは、ｎ個のインターリーブサブ回路を備えている。ここで、ｎは１以上の整数である。さらに、それぞれの回路内のスイッチングデバイスは、３６０／ｎ度の位相差で駆動されている。
【０１４３】
図１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、それぞれ、３３％より小さなデューティサイクル、３３％から６６％の範囲のデューティサイクル、６６％より大きなデューティサイクルで駆動する３相インターリーブコンバータの波形を表す図である。位相３用の適切なサンプル点は、各図において、黒点で示されている。それぞれの場合において、サンプル点は、位相３に関連付けられたスイッチがＯＦＦとなった後の、第１の上昇傾斜の中間部に位置していることがわかる。同様に、位相１および位相２用の適切なサンプル点（図示せず）は、それぞれの位相に関連付けられたスイッチがＯＦＦとなった後の、第１の上昇傾斜の中間部に位置している。
【０１４４】
さらに、本発明の本質（原理）は、多数の位相に対しても適用可能である。そのような場合、各位相におけるサンプル点は、それぞれの位相に関連付けられたスイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜の中間部に位置していることが好ましい。さらに加えて、５０％より大きなデューティサイクルで駆動する場合、各位相のサンプル点は、それぞれに位相に関連付けられたスイッチがＯＦＦとなった後の第１の下降傾斜の中間部に位置していることが好ましい。
【０１４５】
本発明は、連続通電モード（continuous conduction mode）駆動に関するものである。しかしながら、本発明の本質（原理）は、不連続境界モード（discontinuous and boundary mode）駆動に対しても適用可能である。
【０１４６】
さらに、本発明は、昇圧コンバータに関するものである。しかしながら、本発明の本質（原理）は、昇圧コンバータ以外のパワー回路の接続形態（topologies）においても、電流平衡を提供するために用いることができることは明らかであろう。昇圧コンバータ以外のパワー回路の接続形態は、例えば、降圧コンバータである。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インターリーブパワーコンバータ用コントローラ、および該コントローラを含むインターリーブパワーコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
単相昇圧コンバータは、ＤＣ入力電圧と、スイッチの間に接続されるインダクタを備える。このスイッチは、インダクタと入力電圧、またはインダクタと出力電圧とを、二者択一的に接続し、特定のデューティサイクルによって駆動される。この回路（単相昇圧コンバータ）は、常に入力電圧以上の出力電圧を提供するものである。降圧コンバータは、常に入力電圧が出力電圧以上となるような、逆の動作を行う同じような回路を備える。
【０００３】
昇圧コンバータに用いられるインダクタは、連続的に充電および放電するので、結果としてインダクタ電流は、リップル電流と呼ばれるＡＣ成分を有する。一般的に、そのようなリップル電流は、素子（component）性能を低下させ、回路中で不要な効果を生じさせることから、好ましくない。
【０００４】
リップル電流を減少させるための既知の方法の１つは、２つもしくはそれ以上のコンバータ回路（サブ回路）を並列で駆動させ、さらに、各サブ回路が、それぞれ、各サブ回路内のスイッチを駆動させる際、各サブ回路のスイッチ駆動間に、相互に位相シフト（すなわち、位相差）を存在させることである。２つのスイッチ駆動間における位相差は、一方のサブ回路のリップル電流を、他方のサブ回路のリップル電流が打ち消すという結果をもたらす。これにより、コンバータの入力と出力の双方におけるリップル電流を減少させることができる。
【０００５】
このような回路は、インターリーブ昇圧コンバータとしてよく知られている。力率改善（ＰＦＣ：Power-Factor Correction）に用いられる２相インターリーブ昇圧コンバータの第１の例を、図１に示す。
【０００６】
２相インターリーブ昇圧コンバータの第２の例を、図２に示す。図２に示すコンバータは、３ステート(3-state)スイッチングセルとして知られている。図２のコンバータは、各サブ回路からのインダクタが、変圧器の形で、磁気的に互いに接続され、蓄電用のインダクタが、入力電圧と変圧器との間に接続されていることを除き、図１のコンバータと同様の構成である。
【０００７】
図１および図２の回路は、基本的に同じ変圧機能を有し、基本的に同じデューティサイクルによって連続的に駆動する。
【０００８】
図２のコンバータは、図1のコンバータと比較して、回路内の個別の素子に流れるリップル電流を減少させることができる。さらに加えて、図２の回路は、従来のパワーコンバータ回路と比較して、スイッチ内でのピーク電流が低くなる。そのため、スイッチング損失を減少させることができる。
【０００９】
よく知られているように、Ｆｒｅｅｓｃａｌｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｎｏｔｅ Ａｎ３８４３：Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｈａｓｅ Ｔｗｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｌｅａｃｅｄ ＰＦＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｕｓｉｎｇ ＭＣ５６Ｆ８，０００６ Ｒｅｖ ０， ０４／２００９に記載されているような単相昇圧コンバータのコントロールは、通常、３つの検出(sensed)信号が必要である。すなわち、３つの検出信号とは、コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔ、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎ（便宜上、ブリッジ整流器のＤＣ出力を、この目的のための入力電圧としてもよい）、および入力電流Ｉ（便宜上、ブリッジ整流器への共通の戻りライン内に流れる電流を、この目的のために検出してもよい）である。これらの検出値が、コントローラによって処理され、所望の出力を得るための駆動状態変更に用いられる。
【００１０】
多数の位相がインターリーブされると、異なるサブ回路の素子間における性能ばらつきによって、各位相間の電流不均衡(current imbalance)が発生する。電流不均衡を調整（補正）することは、特に、電流不均衡が変圧器飽和、およびＲＭＳ電流増加、信頼性減少の原因となる図２に示すタイプのコンバータにとって好ましい。
【００１１】
しかしながら、各位相用の電流（すなわち、各サブ回路のスイッチに流れる電流）を入力電流から決定することはできない。このため、電流を決定し、電流不均衡を調整するために、既知のインターリーブパワーコンバータは、各スイッチ内の電流を直接検出している。例えば、上述のＦｒｅｅｓｃａｌｅ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅの例を参照されたい。各位相用に検出された電流を、共通の閾値、または２つの異なった閾値と比較することによって、コントローラは、電流不均衡を認識し、調整することができるようになる。
【００１２】
しかしながら、このような２相インターリーブ昇圧コンバータでは、単相コンバータと比較して、追加の電流検出が必要となる。そのため、追加のコストが発生し、コントローラの複雑性が増加してしまう。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の一態様においては、ＤＣ電圧源をＤＣ電圧出力に変換するためのインターリーブパワーコンバータが提供される。本発明のインターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コンバータの入力電流を、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点で検出することによって、前記各サブ回路に関連付けられた入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、
コントロール手段とを備え、
前記コントロール手段は、
前記各サンプル点において測定された前記入力電流値と、先行する前記サンプル点において測定された前記入力電流値とを比較し、前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有することを特徴とする。
【００１４】
インターリーブパワーコンバータ内の電流不均衡の主原因は、駆動器（driver）の素子およびスイッチの性能の違いによる、位相間のタイミング不均衡である。この電流不均衡は、スイッチングデバイスの駆動時間を適切に調整することによって修正（補償）可能であるということに鑑み、本発明は成された。電流不均衡の主原因は、位相間のタイミング不均衡であるが、本発明のコントロール手段は、同時に、各サブ回路間の抵抗値やインダクタンス値のばらつきに起因する電流不均衡を減少させることができる。
【００１５】
このような方法によって電流不均衡を修正することによって、本発明は、電流不均衡を検出、補償するために各スイッチ内の電流を直接検出する従来技術と比較して、コスト、サイズ、およびコントローラ用のプロセッサ要求を減少させることができる。
【００１６】
本発明のインターリーブコンバータが２つのサブ回路を有する場合には、スイッチングデバイス間の位相差は、１８０度であることが好ましい。
【００１７】
本発明のインターリーブコンバータが３つのサブ回路を有する場合には、スイッチングデバイス間の位相差は、１２０度であることが好ましい。
【００１８】
本発明のインターリーブコンバータがｎ個のサブ回路を有する場合には、スイッチングデバイス間の位相差は、３６０／ｎであることが好ましい。
【００１９】
したがって、各サブ回路のスイッチングデバイスは、略一定間隔でスイッチされる。
【００２０】
前記電流平衡手段は、直近に検出された前記入力電流値に関連付けられた前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの前記時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償するよう構成されていることが好ましい。
【００２１】
前記電流検出手段は、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１後のサンプル点において、前記コンバータの前記入力電流を検出することによって、前記各サブ回路に関連付けられた前記入力電流値を繰り返し測定するよう構成されていることが好ましく、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ２後のサンプル点において、前記コンバータの前記入力電流を測定するよう構成されていることがより好ましい。
【００２２】
前記サンプル点は、前記入力電流の波形の上昇傾斜（rising slope）と一致するよう算出されていることが好ましい。前記サンプル点は、前記入力電流の波形の上昇傾斜の略中間部に位置するよう算出されていることが好ましい。
【００２３】
特に、前記各サブ回路（位相）用の前記サンプル点は、対応する前記サブ回路（位相）用に、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ２後の前記入力電流の第１の上昇傾斜と一致するよう算出されていることが好ましい。
【００２４】
５０％以下のデューィテサイクルで駆動する２相インターリーブコンバータ用には、前記各サブ回路に関連付けられた前記サンプル点は、前記サブ回路の直近の前記時間Ｔ１の後であって、Ｔｏｎ／２＋Ｔ／２に等しいことが好ましい。
【００２５】
５０％より大きなデューティサイクルで駆動する２相インターリーブコンバータ用には、前記各サブ回路に関連付けられた前記サンプル点は、前記サブ回路の直近の前記時間Ｔ１の後であって、（Ｔｏｎ−Ｔ／２）／２と等しいことが好ましい。
【００２６】
前記コントロール手段は、前記各サブ回路の前記時間Ｔ１から前記時間Ｔ２までの前記間隔Ｔｏｎを調整し、前記インターリーブパワーコンバータの前記入力電流を参照電流に追随させる電流追随手段をさらに有していてもよい。
【００２７】
前記コントロール手段は、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）コントローラを有することが好ましい。この場合、微分項（differential term）は、電流不均衡調整のために用いられてもよい。比例項または／および積分項は、前記コンバータを参照電流に追随させるために用いられてもよい。
【００２８】
前記コントロール手段は、マイクロプロセッサ上に実装されていてもよい。前記駆動手段も同様に、マイクロプロセッサ上、または２つの別個のマイクロプロセッサ上に実装されていてもよい。前記コントロール手段と前記駆動手段は、単一のマイクロプロセッサ上に実装されていてもよい。
【００２９】
本発明の別の態様においては、インターリーブパワーコンバータ用のコントローラが提供される。
前記インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コントローラは、
前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点での前記各サブ回路に関連付けられた入力電流値を表す信号を受信する受信手段と、
前記各サンプル点において測定された前記入力電流値と、先行する前記サンプル点において測定された前記入力電流値とを比較し、前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを決定し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを備えることを特徴とする。
【００３０】
本発明の別の態様においては、ＤＣ電圧源をＤＣ電圧出力に変換するための複相インターリーブパワーコンバータが提供される。本発明の複相インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コンバータの入力電流を、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点で検出することによって、各位相に関連付けられた入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、
コントロール手段とを備え、
前記コントロール手段は、
前記各位相において測定された前記入力電流値と、先行する前記位相において測定された前記入力電流値とを比較し、前記各位相間の電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有することを特徴とする。
【００３１】
本発明の別の態様においては、複相インターリーブパワーコンバータ用のコントローラが提供される。
前記複相インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コントローラは、
前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点での各位相に関連付けられた入力電流値を表す信号を受信する受信手段と、
前記各位相において測定された前記入力電流値と、先行する前記位相において測定された前記入力電流値とを比較し、前記各位相間の電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを備えることを特徴とする。
【００３２】
本発明の第１の態様に関連して述べられた、好ましいオプショナルな特徴は、上述の本発明のその他の態様に対しても適用される。その他の好ましい、および／またはオプショナルな特徴は、独立請求項内で定義されていてもよい。
【００３３】
前記コントロール手段、前記電流検出手段、前記比較手段、前記電流平衡手段、前記電流追随手段、および前記駆動手段は、それぞれ、コントロール手段と、電流検出モジュールと、比較モジュールと、電流平衡モジュールと、電流追随モジュールと、駆動モジュールを構成してもよい。
【００３４】
以下、本発明の好適な実施形態について、添付図面を参照しつつ説明する。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、２相インターリーブ昇圧コンバータの第１の例である。
【００３６】
【図２】図２は、２相インターリーブ昇圧コンバータの第２の例である。
【００３７】
【図３ａ】図３ａは、３３％のデューティサイクルで駆動する図２のコンバータ用の電流波形を表す図である。
【図３ｂ】図３ｂは、６６％のデューティサイクルで駆動する図２のコンバータ用の電流波形を表す図である。
【００３８】
【図４】図４は、３３％のデューティサイクルで駆動する図２のコンバータ用の電流波形と、延長駆動タイムを有するスイッチＭ２の効果を表す図である。
【００３９】
【図５ａ】図５ａは、図２のコンバータ用の電流波形と、適切なサンプル点を表す図である。
【図５ｂ】図５ｂは、図２のコンバータ用の電流波形と、適切なサンプル点を表す図である。
【００４０】
【図６】図６は、本発明の実施例における、図２に示すインターリーブ昇圧コンバータに用いられるＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）コントローラを表す図である。
【００４１】
【図７】図７は、図６のコントローラのＴａｓｋ１を表す図である。
【図８】図８は、図６のコントローラのＴａｓｋ２を表す図である。
【図９】図９は、図６のコントローラのＴａｓｋ３を表す図である。
【００４２】
【図１０】図１０は、６６％（５０％より大きな）デューティサイクルで駆動する図１のコンバータの電流波形を表す図である。
【００４３】
【図１１ａ】図１１ａは、３３％より小さなデューティサイクルで駆動する３相インターリーブコンバータの波形を表す図である。
【図１１ｂ】図１１ｂは、３３−６６％のデューティサイクルで駆動する３相インターリーブコンバータの波形を表す図である。
【図１１ｃ】図１１ｃは、６６％より大きなデューティサイクルで駆動する３相インターリーブコンバータの波形を表す図である。
【００４４】
【図１２】図１２は、プロトタイプコントローラの駆動波形を示す図である。
【図１３】図１３は、プロトタイプコントローラの駆動波形を示す図である。
【図１４】図１４は、プロトタイプコントローラの駆動波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
異なる実施形態および異なる図に共通する要素は、同じ番号が付されている。
【００４６】
本発明の１つの実施形態は、図２に示す２相インターリーブ昇圧コンバータ２０を参照して詳述される。
【００４７】
図２のコンバータ２０は、入力端子２１、２２と、出力端子２３、２４とを備える。入力端子２１、２２は、４つのダイオードブリッジ整流回路２５の２つのノードｎ１、ｎ２に接続されている。整流回路２５は、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎをノードｎ３、ｎ４に提供するため、入力端子２１、２２に供給されるＡＣ入力電圧を整流する。共通の戻りライン２６は、整流回路２５のノードｎ４と出力端子２４との間を接続している。
【００４８】
整流回路２５のノードｎ３は、インダクタＬ１に接続されている。次に、インダクタＬ１は、変圧器Ｔ１の磁気的に結合している２つの素子に、接続されている。
【００４９】
次に、変圧器Ｔ１の各誘導素子は、それぞれ、ダイオードＤ１、Ｄ２の陽極（anode）に接続されている。ダイオードＤ１、Ｄ２の双方の陰極（cathode）は、出力端子２３に接続されている。したがって、２つの電流経路が、整流回路２５のノードｎ３と、出力端子２３との間に形成されている。一方の電流経路は、第１のインダクタＬ１と、変圧器Ｔ１の第１の誘導素子と、第１のダイオードＤ１を介して、出力端子２３に至る。他方の電流経路は、第１のインダクタＬ１と、変圧器Ｔ１の第２の誘導素子と、第２のダイオードＤ２を介して、出力端子２３に至る。
【００５０】
変圧器Ｔ１の誘導素子は、フェライト磁心によって、磁気的に結合されている。フェライト磁心は、図２中の平行に２つ並んだラインによって概略的に描写されている。
【００５１】
この回路は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＭ１、Ｍ２を更に備えている。各スイッチＭ１、Ｍ２のドレイン端子は、それぞれ、変圧器Ｔ１の各誘導素子と、ダイオードＤ１、Ｄ２との間の接点に接続されている。各スイッチＭ１、Ｍ２のソース端子は、共通の戻りライン２６に接続されている。デジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１、ｄＰＷＭ２（図２において図示せず）は、各スイッチＭ１、Ｍ２のゲート端子に接続されており、パルス幅変調コントロール信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２を、それぞれ、スイッチＭ１、Ｍ２に伝達する。これらのコントロール信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２は、スイッチＭ１、Ｍ２にＯＮ／Ｃｌｏｓｅｄか、ＯＦＦ／Ｏｐｅｎするかを指示する。換言すれば、ＰＷＭ１がｈｉｇｈのとき、スイッチＭ１は、ＯＮになり、ＰＷＭ１がｌｏｗのとき、スイッチＭ１は、ＯＦＦになる。同様に、ＰＷＭ２がｈｉｇｈのとき、スイッチＭ２は、ＯＮになり、ＰＷＭ２がｌｏｗのとき、スイッチＭ２は、ＯＦＦになる。したがって、スイッチＭ１、Ｍ２のデューティサイクル、および各スイッチの相対位相差は、デジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１、ｄＰＷＭ２によってコントロールされる。デジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１、ｄＰＷＭ２は、それぞれ、図６に示すコントロールモジュール（コントローラ）６０によってコントロールされる。コントロールモジュール６０は、コンバータの入力電流を参照電流Ｉｒｅｆに追随させるために、各スイッチＭ１、Ｍ２に要求されるデューティサイクルまたは駆動時間（on-time）を決定し、電流平衡を達成する。コントロールモジュール６０の詳細は、後述する。
【００５２】
コンデンサＣｏは、出力端子２３、２４の間に接続されており、当該分野において既知の方法により出力をフィルタリングする。当該分野において知られている、その他の出力のフィルタリング方法を、本発明の実施形態に組み入れてもよい。
【００５３】
インダクタＬ１、変圧器Ｔ１の第１の誘導素子、ダイオードＤ１、およびスイッチＭ１は、第１のパワー変換サブ回路を構成している。インダクタＬ１、変圧器Ｔ１の第２の誘導素子、ダイオードＤ２、およびスイッチＭ２は、第２のパワー変換サブ回路を構成している。
【００５４】
図２に示す回路の１例では、整流回路２５内のダイオードは、それぞれ、８Ａ、６００Ｖの値を有している。インダクタＬ１は、１５０μＨのインダクタンスを有している。変圧器Ｔ１の結合された誘導素子は、１：１の巻線比と、８００μＨのインダクタンスを有している。ダイオードＤ１、Ｄ２は、それぞれ、４Ａ、６００Ｖの値を有している。フィルターコンデンサＣｏは、２７０μＦの静電容量を有している。この回路は、入力電力９０Ｖａｃ、４５０Ｗで駆動する。コンバータ間の相対位相差は、略１８０度である。
【００５５】
図３ａは、３３％デューティサイクルで駆動する図２の回路の動作を表す電流波形の理論値である。この場合、一定の参照波形Ｉｒｅｆを仮定している。
【００５６】
ＰＷＭ１およびＰＷＭ２とラベルされた線は、それぞれ、デジタルコントロール信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２を表す。信号ＰＭＷ１および信号ＰＭＷ２のレベルは、スイッチＭ１、Ｍ２の動作を指定する。図３ａにおいて、Ｉ（Ｍ２）とラベルされた線は、スイッチＭ２に流れる電流を表す。すなわち、コンバータの位相２間の電流である。ＰＷＭ２がｈｉｇｈの時、スイッチＭ２はＯＮとなる。スイッチＭ２の駆動時間の間、電流は、第１の値から第２の値へ、略一定の割合で増加する。スイッチＭ１の電流波形（図示せず）、すなわち、コンバータの位相１間の電流は、略１８０度シフトしたスイッチＭ２の電流と略同等であり、スイッチＭ１の駆動時間が、ＰＭＷ１のｈｉｇｈとなっている期間に一致するようになっている。
【００５７】
Ｉ（ｉｎｐｕｔ）とラベルされた線は、結果として得られるコンバータの入力電流Ｉを表す。すなわち、整流回路２５のノードｎ４を流れる電流である。３３％（もしくは５０％より小さい）デューティサイクル、１８０度の位相オフセット、およびスイッチＭ１、Ｍ２のいずれか一方のみが任意の時間でＯＮされている状態である。スイッチＭ１、Ｍ２の一方がＯＮのとき、入力電流は、１：１変圧器の作用によって、スイッチＭ１またはスイッチＭ２に流れる電流の略２倍となっている。双方のスイッチがオフとなっている期間に、入力電流は、第２の値から第１の値へ、略一定の割合で低下する。したがって、入力電流は、ノコギリ歯状の波形となる。
【００５８】
図３ａは、３３％デューティサイクルで駆動する回路の電流波形を表している。しかしながら、スイッチの電流および入力電流を表す線は、デューティ比５０％以下（デューティサイクル＜＝５０％）の任意のデューティサイクルのとき、同じような形状となるであろう。
【００５９】
図３ｂは、６６％デューティサイクルで駆動する図２の回路に対応する電流波形の理論値を表す。ここでも同様に、一定の参照波形Ｉｒｅｆを仮定している。６６％デューティサイクル、または５０％より大きな任意のデューティサイクル、１８０度の位相差、スイッチＭ１、Ｍ２のいずれか一方が、常にＯＮ状態である。
【００６０】
図３ｂのＩ（Ｍ２）とラベルされた線から、スイッチＭ２の駆動時間における波形は、３つの領域を有することがわかる。中央の領域は、ＰＭＷ２のみがｈｉｇｈとなっているサイクル区間に対応する。外側の２つの領域は、ＰＭＷ１およびＰＷＭ２の双方がｈｉｇｈとなっているサイクル区間に対応する。第１の領域（中央の領域の左側の領域）において、電流は、第１の値から第２の値へ、略一定の割合で増加する。第２の領域（中央の領域）において、電流は、第１の値へ、一定の割合で減少する（戻る）。第３の領域（中央の領域の右側の領域）において、電流は、第２の値へ、第１の領域と同じ割合で増加する（戻る）。スイッチＭ１の電流波形（図示せず）は、略１８０度シフトしたスイッチＭ２の電流と略同等であり、スイッチＭ１の駆動時間が、ＰＭＷ１のｈｉｇｈとなっている期間に一致するようになっている。スイッチＭ１、Ｍ２の駆動時間は、１８０度の相対位相差を有しているので、電流波形の第１の領域は、もう一方のスイッチの電流波形の第３の領域と一致した形状となる。そのため、双方のスイッチの電流波形は、第１、第３の領域において、略等しいものとなる。
【００６１】
スイッチＭ１、Ｍ２の一方のみがＯＮとなっている区間、入力電流Ｉ（ｉｎｐｕｔ）は、１：１変圧器の作用によって、スイッチＭ１またはスイッチＭ２に流れている電流の２倍となっている。双方のスイッチがＯＮとなっている区間では、入力電流は、２つのスイッチＭ１、Ｍ２に流れる電流と略等しい。したがって、入力電流は、ノコギリ歯状の波形となる。
【００６２】
図３ｂは、６６％デューティサイクルで駆動する回路の電流波形を表している。しかしながら、電流および入力電流を表す線は、５０％より大きい（デューティサイクル＞５０％）任意のデューティサイクルのとき、同じような形状となるであろう。
【００６３】
図３ａおよび図３ｂに示すように、理論的な（理想的な）回路では、スイッチＭ１、Ｍ２にそれぞれ流れる電流は、コントーラの出力の共通の動作点(operating point)において、等しくなる。しかしながら、実際には、異なるドライバ（駆動）素子やスイッチ性能によって、タイミング差が発生し、電流不均衡の原因となる。さらに加えて、実際の回路では、必然的に各サブ回路間で、インダクタおよびスイッチングデバイスの抵抗値にばらつきが存在する。図２に示すタイプの回路においては、各位相差間における結合変圧器の結合係数および抵抗値のばらつきも、電流不均衡の原因となる。
【００６４】
タイミングばらつきは、両タイプのサブ回路における電流不均衡の主原因である。この点で、実際の電圧不均衡は、下記式（１）の電流不均衡にしたがって、オフセットされなければならない。
Ｖｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＝Ｉｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ＊Ｒ （１）
ここで、Ｖｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅは、各位相間のタイミング差によって、誘導素子に供給される電圧不均衡である。Ｉｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅは、各位相間の電流差に対応する。Ｒは、各位相における、インダクタおよびスイッチの抵抗値である。典型的には、Ｒは小さく、数１０ｎｓ（コンダクタンス）程度である。すなわち、相対的に小さなタイミング不均衡のためには、大きな電流調整が要求されることを意味する。
【００６５】
図４は、３３％（もしくは５０％より小さな）デューティサイクルで駆動する図２のタイプのコンバータ用の、延長駆動時間を有するスイッチＭ２の効果を示している。理論的な（定常状態の）電流の輪郭（profile）が、実線で表されている。位相２における延長駆動時間の効果が、点線で表されている。図４に示すように、入力電流は、位相２の駆動時間の間、増加する。しかし、入力電流は、位相１の駆動時間の間、定常状態よりも一定値高い状態を保つ。時間経過につれて、著しい電流不均衡が発生することになる。
【００６６】
発明者は、位相間における電流不均衡は、各サブ回路内のスイッチングデバイスの駆動時間を変更することによって訂正可能であることを見出した。
【００６７】
コントロールのためには、入力電流波形中の適切なサンプル点を選択する必要がある。落下傾斜(falling slope)が任意の時間でゼロクロスする不連続モードで駆動するコンバータ用のサンプル点は、上昇傾斜（rising slope）上であることが好ましい。また、待機時間を最小化させるために、サンプル点は、波形内の可能な限り早い位置にあることが好ましい。また、サンプル点における瞬時電流値は、電流の平均値と略等しいことが好ましい。
【００６８】
図５ａは、３３％（もしくは５０％より小さな）デューティサイクルで駆動する図２のタイプのコンバータ用の適切なサンプル点を示している。塗りつぶし点は、位相２のサンプル点を表す。位相２のサンプル点は、コンバータの位相２内の、スイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜上に位置している。白抜き点は、位相１のサンプル点を表す。位相１のサンプル点は、コンバータの位相１内の、スイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜上に位置している。
【００６９】
図５ｂは、６６％（もしくは５０％より大きな）デューティサイクルで駆動する図２のタイプのコンバータ用の適切なサンプル点を示している。図５ａと同様に、位相２のサンプル点を表す塗りつぶし点は、コンバータの位相２内の、スイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜上に位置している。位相１のサンプル点を表す白抜き点は、コンバータの位相１内の、スイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜上に位置している。
【００７０】
図５ａ、５ｂ双方のケースにおいて、全てのサンプル点は、入力電流の上昇傾斜の略中間部に位置している。そのため、全てのサンプル点は、電流の平均値となる。しかしながら、６６％（もしくは５０％より大きな）デューティサイクルの場合であって、サンプリングノイズが存在する場合は、サンプル点は、入力電流の下降傾斜（down slope）の中間部に位置していてもよい。
【００７１】
図５ａ、５ｂに示したサンプル点および以下のＡからＥに基づくと、電流における差は、表１に示すように表すことができる。
Ａ：略固定、またはわずかに変化する周期Ｔのスイッチング周波数。
Ｂ：３６０／ｎの位相間での位相シフト。ここで、ｎは、位相の数である。
Ｃ：後側エッジ変換（trailing edge modulation）
Ｄ：Ｔｏｎ／Ｔのデューティサイクル内のわずかな信号変動（ほぼ定常状態）およびコンバータのスイッチング周波数での低ゲイン（low gain）を有する駆動。
Ｅ：コントローラによって追随される参照電流Ｉｒｅｆは、略不変である、またはわずかに変化する。
【００７２】
表１
【００７３】
表１において、Ｖｏｕｔは、コンバータの出力電圧である。Ｌは、インダクタＬ１の値である。ｄＴｏｎ（１）は、位相１における駆動時間の微分変化である。ｄＴｏｎ（２）は、位相２における駆動時間の微分変化である。
【００７４】
表１から、各位相におけるサンプルデータは、定常状態から離れた駆動時間の変化（ｄＴｏｎ／ｄＴ）に依存する微分値を有していることがわかる。この関係は、各位相の駆動時間、および電流を平衡（バランス）させるのに用いられる。換言すれば、表１は、駆動時間の不平衡は、電流の微分変化をもたらすことを明示している。
【００７５】
図６は、本発明の実施形態による、図２に示すインターリーブ昇圧コンバータに用いるＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）コントローラ６０を示す図である。
【００７６】
アナログ―デジタルコンバータ（ＡＤＣ）（図示せず）は、コンバータ２０の戻りライン２６を流れる入力電流Ｉのサンプリング用に使用され、取得したアナログ測定値をデジタル信号Ｉｓｅｎｓｅに変換する。ＡＤＣは、駆動周波数の全ての各サイクル内の各位相用に、入力電流波形の固定点において、入力電流を１度サンプリングする。
【００７７】
単一の電流検出手段が、双方の位相で用いられることが好ましい。すなわち、単一の電流検出手段および／または同じＡＤＣは、双方（全て）の位相に対して用いられることが好ましい。これにより、ＡＤＣが電流を検出する際の電気ノイズによって発生する多数の潜在的なエラーを、除去（eliminate）することができる。
【００７８】
もしくは、ＡＤＣは、別のアナログ測定値をサンプリングしてもよい。例えば、コンバータ２０の出力端子２３、２４間の出力電圧Ｖｏｕｔ、ノードｎ３、ｎ４間の入力電圧Ｖｉｎである。
【００７９】
信号Ｉｓｅｎｓｅは、多重変換（multiplexer）モジュールｍｕｘ１に提供される。サンプル点において、直近にスイッチＯＦＦとなったスイッチに応じて、多重変換モジュールｍｕｘ１は、信号Ｉｐｈａｓｅ１または信号Ｉｐｈａｓｅ２を出力する。信号Ｉｐｈａｓｅ１は、直近にサンプリングされ、位相１に関連付けられた入力電流を表す。信号Ｉｐｈａｓｅ２は、直近にサンプリングされ、位相２に関連付けられた入力電流を表す。入力電流は、各位相において１度だけサンプリングされるので、これら２つの信号は、常に、直近の入力電流の測定値を表す。
【００８０】
信号Ｉｐｈａｓｅ１、Ｉｐｈａｓｅ２は、モジュール７１に提供される。モジュール７１は、信号Ｉｐｈａｓｅ１から信号Ｉｐｈａｓｅ２を減算し、差分量を表す信号Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔを出力する。
【００８１】
信号Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔは、モジュール７２に提供される。モジュール７２は、信号Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔと、微分電流ゲインＣとを乗算し、その結果を積分することによって、微分平衡項Ｄを表す信号Ｄを出力する。
【００８２】
信号Ｉｓｅｎｓｅは、モジュール７３に対しても提供される。モジュール７３は、参照電流Ｉｒｅｆから信号Ｉｓｅｎｓｅを減算し、差分量を表す信号Ｉｅｒｒｏｒを出力する。
【００８３】
信号Ｉｅｒｒｏｒは、多重変換モジュールｍｕｘ２に提供される。位相１のサンプル用に、多重変換モジュールｍｕｘ２は、信号Ｉｅｒｒｏｒに対応する信号Ｉｅｒｒｏｒ１を出力する。位相２のサンプル用に、多重変換モジュールｍｕｘ２は、信号Ｉｅｒｒｏｒに対応する信号Ｉｅｒｒｏｒ２を出力する。
【００８４】
信号Ｉｅｒｒｏｒ１は、モジュール７４に提供される。モジュール７４は、信号Ｉｅｒｒｏｒ１と、乗数Ｂとを乗算し、位相１用の比例項Ｐ１を表す信号Ｐ１を出力する。
【００８５】
信号Ｉｅｒｒｏｒ２は、モジュール７５に提供される。モジュール７５は、信号Ｉｅｒｒｏｒ２と、乗数Ｂとを乗算し、位相２用の比例項Ｐ２を表す信号Ｐ２を出力する。
【００８６】
信号Ｉｅｒｒｏｒは、モジュール７６に対しても提供される。モジュール７６は、信号Ｉｅｒｒｏｒと、乗数Ａとを乗算し、その結果を積分することによって、共通の積分項を表す信号Ｉを出力する。
【００８７】
信号Ｄおよび信号Ｐ１は、モジュール７７に提供される。信号Ｉおよびモジュール７７の出力は、モジュール７８に提供される。モジュール７８は、比例エラー項、積分エラー項、および微分平衡項の総和を表す出力信号を提供する。
【００８８】
信号Ｄおよび信号Ｐ２は、加算モジュール７９に提供される。信号Ｉおよび加算モジュール７９の出力は、モジュール８０に提供される。モジュール８０は、比例エラー項、積分エラー項、および微分平衡項の総和を表す出力信号を提供する。
【００８９】
ＰＩＤコントローラの出力信号は、スイッチＭ１、Ｍ２を駆動するデジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１、ｄＰＷＭ２に供給される。比例項Ｐおよび積分項Ｉは、コンバータを確実に参照電流Ｉｒｅｆに追随させるためのものである。微分項Ｄは、各位相間の電流不均衡を訂正する。乗数Ａ、Ｂ、Ｃは、それぞれ、微分項、比例項、積分項を重みづけする。これらの項の値は、適切な出力信号を得るために、デバイスの特性および／または外部機器の状態に応じて定められる。
【００９０】
図７、８および９は、図６のコントローラの動作を示すフローチャートである。
【００９１】
図７は、Ｔａｓｋ１を示している。Ｔａｓｋ１は、コンバータに追随される参照電流Ｉｒｅｆを算出する。図８は、Ｔａｓｋ２を示している。Ｔａｓｋ２は、コンバータの比例項、積分項および微分項を算出し、位相１用のＡＤおよびデジタルＰＷＭモジュールをアップデートする。図９は、Ｔａｓｋ３を示している。Ｔａｓｋ３は、位相２用に、Ｔａｓｋ２と同様のステップを行う。
【００９２】
これら３つのＴａｓｋは、典型的な割り込み処理のように、コンバータの駆動中、周期的に呼び出される。Ｔａｓｋ２およびＴａｓｋ３は、信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２と同期しており、入力電流のＡＤＣ変換の完了後、呼び出される。Ｔａｋｓ１は、典型的には、Ｔａｓｋ２、３よりも低い割合で呼び出される。Ｔａｓｋ１は、Ｔａｋｓ２、３が動作中ではないときに呼び出されるか、Ｔａｓｋ２、３によって割り込まれることが好ましい。
【００９３】
コントローラは、コントローラを初期化するようなその他のＴａｓｋや、ハウスキーピングファンクションを実行してもよい。このようなタスクを実行することは、当業者にとって容易であろうから、ここでは説明を省略する。
【００９４】
図７に示すように、Ｔａｓｋ１のステップ７０１において、コントローラは、ＡＤＣ（図示せず）によって検出された出力電圧のサンプルＶｓａｍｐｌｅを読み込む。ステップ７０２において、コントローラは、参照電圧Ｖｒｅｆと、Ｖｓａｍｐｌｅとの差分ＶＥｒｒｏｒを算出する（ＶＥｒｒｏｒ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｓａｍｐｌｅ）。ステップ７０３において、コントローラは、ステップ７０２で算出したＶＥｒｒｏｒを用いて、新たな参照電流Ｉｒｅｆを算出する。ステップ７０４において、Ｔａｓｋ１は終了する。
【００９５】
図８に示すように、Ｔａｓｋ２のステップ８０１において、コントローラは、位相１用に、ＡＤＣ（図示せず）によって検出された入力電流のサンプルＩｓａｍｐｌｅを読み込む。ステップ８０２において、コントローラは、ＩｓａｍｐｌｅとＩｓｔｏｒｅｄの差分Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔを算出する（Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔ＝Ｉｓａｍｐｌｅ−Ｉｓｔｏｒｅｄ）。ここでＩｓｔｏｒｅｄは、前の位相において検出した入力電流のサンプルである。ステップ８０３において、コントローラは、微分電流項の積分Ｉｎｔを、Ｉｎｔ＝Ｉｎｔ＋Ｄｉｆｆ＿Ｃｕｒｒｅｎｔ＊Ｃによってアップデートする。ここでＣは、微分電流ゲインである。ステップ８０４において、コントローラは、ＩｓａｍｐｌｅをＩｓｔｏｒｅｄとして保存する。ステップ８０５において、コントローラは、参照電流ＩｒｅｆとＩｓａｍｐｌｅとの差分Ｉｅｒｒｏｒ１を算出する（Ｉｅｒｒｏｒ１＝Ｉｒｅｆ−Ｉｓａｍｐｌｅ）。ステップ８０６において、コントローラは、積分エラー項Ｉを、Ｉ＝Ｉ＋Ｉｅｒｒｏｒ１＊Ａによってアップデート（算出）する。ここでＡは、積分エラー項の重みづけを行う乗数である。ステップ８０７において、コントローラは、比例エラー項Ｐを、Ｐ＝Ｉｅｒｒｏｒ１＊Ｂによってアップデート（算出）する。ここでＢは、比例エラー項の重みづけを行う乗数である。ステップ８０８において、コントローラは、Ｐ、ＩおよびＤ用に算出された値を用いて、コンバータの位相１に関連づけられたスイッチ用の新たなデューティサイクルを算出する。換言すれば、このコンバータの駆動時間Ｔｏｎが調整される。また、コントローラは、次のサンプル点を決定する。ステップ８０９において、コントローラは、位相１に関連付けられたスイッチングデバイスの動作を制御するデジタルパルス幅変調器ｄＰＷＭ１をアップデートし、アップデートされたデューティサイクルを適用する。また、コントローラは、新たなサンプル点をＡＤＣにアップデートする。ステップ８１０において、Ｔａｓｋ２は、終了する。
【００９６】
図９に示すように、Ｔａｓｋ３は、Ｉｓａｍｐｌｅが位相２のサンプル点で読み出されることを除き、Ｔａｓｋ２のステップと対応するステップを備えている。
【００９７】
もし各位相が平衡している場合、各位相における電流の平均は、入力電流から算出することができる。なぜならば、稼働中（active）の位相の数は、常にコントローラによって把握されているからである。例えば、位相が２つかつ入力電流が２Ｉの場合、各位相における電流は約１Ａになる。したがって、入力電流をコントロールすることによって、各位相の入力電流を安全なレベルに保つことができる。そのため、各位相の電流を直接測定する必要がなくなる。
【００９８】
入力電流を参照電流Ｉｒｅｆのレベルに保つよう駆動するコントローラは、入力電流の変動を調整する。したがって、もし、ある位相の駆動時間が、不適当で、その位相での電流を所望の値から逸脱するようなものであれば、入力電流を所望の値にする意図で、双方（全て）の位相の駆動時間を調整することにより、入力電流は変化する。これにより、双方（全て）の位相の駆動時間が調整される。しかしながら、タイミング不均衡は残ったままである。一度、不均衡を有する定常状態が成立すると、その不均衡は、入力電流内には表れてこない。例えば、もし、位相１において電流１Ａ、位相２において電流２Ａの定常状態が発生した場合、入力電流は３Ａとなる。さらに、形状やリップルに関して、同じ状態となり、各位相において、電流１．５Ａの平衡が入力電流に達成されていると見える。しかしながら、各位相の電流が、初期値（たとえば０Ａ）から定常値に変化する周期全体の間、各位相の電流が異なった値（例えば１Ａと２Ａ）に到達するために、各位相（例えば位相１、位相２）の駆動時間は、異なったものとなる。この駆動時間の差は、検出可能であり、電流の平衡を取るために修正が可能である。このような理由により、過渡動作の間に発生する変動を記録するため積分器が用いられる。これにより、コントローラは、電流が変化する間、その変化を知ることができ、変化を記憶することができる。例としてＰＦＣアプリケーションを含むいくつかのアプリケーションでは、電流は常に変化しているので、コントローラは、その間中、記憶を行う。
【００９９】
ＰＦＣ回路は、過渡状態において連続的に駆動する。そのため、入力電流は、変化するＡＣ参照信号に追随し、微分電流項は、連続的にアップデートされる。
【０１００】
しかしながら、ＤＣ入力によって駆動するアプリケーション用では、コントローラは、出力負荷が変化する間に、例えばスタートアップ時のように変化が発生したとき、および電流のドリフトが回路内に発生したときのみ、アップデートされればよい。このようなケースにおいては、デジタル実装（implementation）のコントロールが好ましいが、一般的には、アナログ実装も可能である。
【０１０１】
ＡＣアプリケーション用には、電源がゼロクロスをした場合に、デジタルコントローラの周期をリセットし、コンバータを再スタートすることが好ましい。
【０１０２】
図２に示す２相インターリーブコンバータ用には、入力電流のサンプル点は、駆動デューティサイクルに依存し、以下の表２に示すように、各位相の駆動時間Ｔｏｎスタートに関連して定められるのが好ましい。
【０１０３】
表２
【０１０４】
表２に示すサンプル点を用いることによって、図６のコントローラは、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２をコントロールし、コンバータを参照電流Ｉｒｅｆに追随させることができる。さらに、図６のコントローラ６０は、スイッチの駆動時間（デューティサイクル）の調整によって、位相間の電流不均衡を調整することができる。
【０１０５】
上記式（１）から、一度タイミング不均衡が修正されると、タイミング不均衡が訂正されている間に発生する電流不均衡は、巻線抵抗によって修正されることがわかる。
【０１０６】
微分電流項Ｃに要求されるゲインを決定するために、代表的な例として、３状態スイッチングセルを用いるＴｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ ＴＭＳ３２０Ｆ２８０２７ Ｐｉｃｃｏｌｏ Ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒをベースに設計された４００Ｗプロトタイプを参考とする。
【０１０７】
微分電流項の積分Ｉｎｔは、下記式（２）で求められる。
Ｉｎｔ＝Ｉｎｔ＊Ｚ−１＋Ｃ＊（Ｉｓａｍｐｌｅ−Ｉｓａｍｐｌｅ＊Ｚ−１） （２）
ここで、Ｚｎは、信号のｎ番目のサンプルを表す。したがって、例えば、Ｉｓａｍｐｌｅ＊Ｚ−１は、Ｉｓａｍｐｌｅの前の値を表す。
【０１０８】
ＰＦＣインダクタＬ１のインダクタンスは、Ｌ＝１５０μＨである。スイッチング周期は、Ｔ＝１０μｓである。ＰＦＣ出力電圧は、Ｖｏｕｔ＝３８０Ｖである。
【０１０９】
Ｃの最小値は、変圧器Ｔ１設計の最悪のケースであっても、駆動時間の変化率が、回路内における１つの磁気素子の飽和を防止するのに十分なだけの値となるよう設定されている。
【０１１０】
デジタルＰＷＭモジュールは、２５ｎｓサイズの整数ステップを有する。演算のため、１６ビットレジスタ内に保存された分数（fractional）ステップのサイズは、２５ｎｓ／１６４＝２５ｎｓ／６５５３６とすることができる。しかしながら、実際には、分数項の上位８ビットのみが、ＴＭＳ３２０Ｆ２８０２７のデジタルＰＷＭモジュールによって使用される。
【０１１１】
素子のばらつきによる駆動時間エラーは、ｄＴｏｎ＜５０ｎｓであると仮定できる。
【０１１２】
１サイクル毎の電流変化は、下記式（３）で求められる。
ｄＩ＝Ｖｏｕｔ＊ｄＴ／２Ｌ （３）
【０１１３】
最悪のケースにおいて、１サイクル毎の変圧器の磁束変化は、下記式（４）で求められる。
ｄＢ＝（Ｖｏｕｔ／２）＊ｄＴ／ｎＡｅ （４）
ここでｎＡｅは、磁心領域と巻数とによって決定される。今の例であれば、ｎＡｅ＝２３Ｔ × １１９ｕｍ２＝２．７ｅ−３である。
【０１１４】
最悪のケースにおける、磁束のピークは、下記式（５）からプラス／マイナス１５０ｍＴしたものとなる。
Ｂ＝Ｖｏｕｔ＊５ｕｓ／ｎＡｅ （５）
【０１１５】
磁心の飽和磁束密度は、３００ｍＴより大きい（＞３００ｍＴ）。
【０１１６】
上記式（４）におけるｄＴが５０ｎｓであった場合（最大駆動時間変動）、ｄＢ＝３．５ｍＴとなる。第１の近似として、Ｂ／ｄＢ＝１５０／３．５＝４３とする。したがって、ｄＴは、４３スイッチングサイクルで訂正される。
【０１１７】
上記式（３）から、ｄＩ＝６３ｍＡが得られる。１アンペア（Ａｍｐ）毎に４８８カウント（計数）であるとすると（電流検出ゲイン）、ｄＩは、３１カウントに相当する。
【０１１８】
以下、第１の近似を用いて、ｄＴｏｎをサチレーション（３０ｃｏｕｎｔｓ＊４３ｃｙｃｌｅ＊Ｃ＞＝６５５３６）なしに修正する。ここで、６５５３６は、プラス／マイナス１整数ステップ、または駆動時間のプラス／マイナス２５ｎｓ変動を表す。
【０１１９】
これにより、微分電流ゲインの最小値（Ｃ＞＝５２）が定まる。
【０１２０】
如何なる変圧器飽和も防止することが好ましいが、変圧器の過渡飽和、すなわち、Ｃ＜５２での駆動は可能である。この場合、変圧器は、飽和状態となり、駆動時間において、より大きな効果差（higher effective difference）が発生する。この効果差は、より大きな微分信号の原因となる。一度、タイミング平衡が修正されると、変圧器は、上記式（１）の結果によって、自動的に平衡点に戻るので、平衡は、このような場合であっても、達成され続けることになる。しかしながら、平衡を取る間、任意（１つ）の位相での高い電流ストレスによる駆動は、許容せざるを得ない。
【０１２１】
Ｃの上限は、平衡項が、コントローラからのデューティサイクルの変化に対し、重要な影響を与えないように、選択することができる。
【０１２２】
ステップサイズｄＴｓｔｅｐは、コントロールアルゴリズムによって提供され、ｄＴｓｔｅｐ＊６５５３６／２５ｎｓ分数ステップ、および１．３６ｅ６＊ｄＴｓｔｅｐ＊４８８カウント（上記式（３）参照）に対応する。
【０１２３】
したがって、１サイクル毎の平衡項による、分数ステップ内での駆動時間の減少は、１．３ｅ６＊ｄＴｓｔｅｐ＊４８８カウントによって与えられる。
【０１２４】
そのため、１．３ｅ６＊ｄＴｓｔｅｐ＊４８８＊Ｃ＜＜ｄＴｓｔｅｐ＊６５５３６／２５ｎｓであることが好ましい。これは、Ｃ＜＜４１３２に対応する。
【０１２５】
したがって、与えられたこの例においては、Ｃの好ましい値の範囲は、５２＜Ｃ＜＜４１３２となる。より好ましい範囲は、５２＜Ｃ＜４１３となる。
【０１２６】
図１２は、上述のプロトタイプコントローラ用の駆動波形を示す図である。図１２では、２つの位相用に完璧に近いタイミングが実現されている。図１２から、変圧器の電流波形は、略対称となっていることがわかる。
【０１２７】
図１３は、上述のプロトタイプコントローラ用の駆動波形を示す図である。ここで、位相１用の初期駆動時間は、５０ｎｓ延長されている。さらに、電流平衡が実行されないようにするため、微分電流ゲインＣは、０に設定されている。結果として得られる電流は、インターリーブコンバータ用に期待される２００ｋＨｚではなく、１００ｋＨｚのノコギリ歯状の波形を有している。これは、変換器が飽和し、コンバータに大幅な不均一が発生していることを示している。
【０１２８】
図１４は、上述のプロトタイプコントローラ用の駆動波形を示す図である。ここで、位相１用の初期駆動時間は、５０ｎｓ延長されている。さらに、微分電流ゲインＣは、１０４に設定されている。図１４から、電流平衡は修正されていることがわかる。
【０１２９】
図１２、１３、１４において、線Ｚ１は、変圧器の位相２における電流を表す。線Ｚ２は、位相１用のマイクロコントローラからのゲートドライブ信号を表す。線Ｚ３は、位相２用のマイクロコントローラからのゲートドライブ信号を表す。線Ｚ４は、ＡＤＣの入力（０．５Ｖ／Ａ）での電流検出信号を表す。
【０１３０】
同じ時間（in one time）における微差は、サイクルからサイクル（サイクル間）において、ＡＤＣの分解能では無視されてしまう大きさ以下の電流変化を発生させる。これは、微小なタイミングエラーが残存していることを意味する。この微小なタイミングエラーは、回路内の抵抗によって平衡される。
【０１３１】
昇圧コンバータの場合、下記式（５）が成立する。
Ｖｏｕｔ＊ｄＴｒｅｓｉｄｕａｌ／Ｔ＝Ｉｄｃ＊Ｒ （５）
【０１３２】
これは、許容可能なＡＤＣ分解能および受け入れ可能な回路抵抗での上限値を設定する。４００Ｗプロトタイプコンバータの場合、ＡＤＣ分解能は１．５ｍＡである。したがって、表１の要素を用いた場合、ｄＴｒｅｓｉｄｕａｌ＝１．２ｎｓである。
【０１３３】
したがって、Ｉｄｃ＝４６ｍＶ／Ｒとなる。
【０１３４】
Ｉｄｃ＜１００ｍＡとなるように、Ｒは略０．５Ｒである。これは、低いラインにおける（in low line）、各位相の電流の５％であり、変換器において約４０ｍＴのＤＣ磁束を表す。これは、フェライトを用いた場合の能力（capability）の範囲内である。
【０１３５】
ＡＣおよびＤＣ磁束の総和は、飽和磁束密度よりも小さいことが好ましい。上述の例は、このケースに該当する。
【０１３６】
図２に示すタイプの２相インターリーブ昇圧コンバータに関連して、本発明は記述されている。しかしながら、本発明は、その他の構成にも等しく適用可能である。
【０１３７】
図１は、本発明の１実施形態であるコントローラによってコントロールされる、２相インターリーブパワーコンバータの代替的にとり得る構成を示す図である。図１のコンバータは、インダクタＬ１が省略されていること、および変圧器Ｔ１の誘導素子の磁気的結合がインダクタＬＡ、ＬＢに置き換えられていることを除き、図２のコンバータと同様の構成となっている。
【０１３８】
図１０は、６６％（５０％より大きな）デューティサイクルで駆動する図１のコンバータの電流波形を示す図である。この例では、入力波形の各上昇傾斜の中点は、適切なサンプル点を表す。各サンプル点は、ターンＯＦＦが直近において発生した位相に関連付けられている。
【０１３９】
サンプリングノイズが存在する場合には、非常に高い負荷における電流の測定能力と、高電流におけるノイズから信号を正確に検出する能力との間のトレードオフによって、入力波形の各下降傾斜の中点が適切なサンプル点となってもよい。
【０１４０】
図１および２では、コンバータは、４つのダイオードから構成される整流回路２５を有している。しかしながら、その他の回路が用いられてもよい。さらに加えて、ＤＣ入力電圧の場合、整流回路は不要となる。
【０１４１】
上述の議論は、２相インターリーブパワーコンバータに関するものである。しかしながら、本発明の本質（原理）は、２相以上のインターリーブパワーコンバータに対しても適用可能である。
【０１４２】
２相以上のコンバータは、追加のサブ回路が並列に接続されていることを除き、図１および図２に示した回路と同様の構成とすることができる。一般的に、ｎ相インターリーブパワーコンバータは、ｎ個のインターリーブサブ回路を備えている。ここで、ｎは１以上の整数である。さらに、それぞれの回路内のスイッチングデバイスは、３６０／ｎ度の位相差で駆動されている。
【０１４３】
図１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、それぞれ、３３％より小さなデューティサイクル、３３％から６６％の範囲のデューティサイクル、６６％より大きなデューティサイクルで駆動する３相インターリーブコンバータの波形を表す図である。位相３用の適切なサンプル点は、各図において、黒点で示されている。それぞれの場合において、サンプル点は、位相３に関連付けられたスイッチがＯＦＦとなった後の、第１の上昇傾斜の中間部に位置していることがわかる。同様に、位相１および位相２用の適切なサンプル点（図示せず）は、それぞれの位相に関連付けられたスイッチがＯＦＦとなった後の、第１の上昇傾斜の中間部に位置している。
【０１４４】
さらに、本発明の本質（原理）は、多数の位相に対しても適用可能である。そのような場合、各位相におけるサンプル点は、それぞれの位相に関連付けられたスイッチがＯＦＦとなった後の第１の上昇傾斜の中間部に位置していることが好ましい。さらに加えて、５０％より大きなデューティサイクルで駆動する場合、各位相のサンプル点は、それぞれに位相に関連付けられたスイッチがＯＦＦとなった後の第１の下降傾斜の中間部に位置していることが好ましい。
【０１４５】
本発明は、連続通電モード（continuous conduction mode）駆動に関するものである。しかしながら、本発明の本質（原理）は、不連続境界モード（discontinuous and boundary mode）駆動に対しても適用可能である。
【０１４６】
さらに、本発明は、昇圧コンバータに関するものである。しかしながら、本発明の本質（原理）は、昇圧コンバータ以外のパワー回路の接続形態（topologies）においても、電流平衡を提供するために用いることができることは明らかであろう。昇圧コンバータ以外のパワー回路の接続形態は、例えば、降圧コンバータである。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ電圧源をＤＣ電圧出力に変換するためのインターリーブパワーコンバータであって、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コンバータの入力電流を、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点で検出することによって、前記各サブ回路に関連付けられた入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、
コントロール手段とを備え、
前記コントロール手段は、
前記各サンプル点において測定された前記入力電流値と、先行する前記サンプル点において測定された前記入力電流値とを比較し、前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有することを特徴とするインターリーブパワーコンバータ。
【請求項２】
前記サブ回路の数はｎ個であり、前記スイッチングデバイス間の前記位相差は、３６０／ｎ度である請求項１に記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項３】
前記サブ回路の数は２個であり、前記スイッチングデバイス間の前記位相差は、１８０度である請求項１に記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項４】
前記電流平衡手段は、直近に検出された前記入力電流値に関連付けられた前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの前記時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償するよう構成されている請求項１ないし３のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項５】
前記電流検出手段は、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１後のサンプル点において、前記コンバータの前記入力電流を検出することによって、前記各サブ回路に関連付けられた前記入力電流値を繰り返し測定するよう構成されている請求項１ないし４のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項６】
前記電流検出手段は、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ２後のサンプル点において、前記コンバータの前記入力電流を検出し、前記各サブ回路に関連付けられた前記入力電流値を繰り返し測定するよう構成されている請求項１ないし５のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項７】
前記サンプル点は、前記入力電流の波形の上昇傾斜と一致するよう算出されている請求項１ないし６のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項８】
前記各サブ位相用の前記サンプル点は、対応する前記サブ回路の前記スイッチングデバイス用に、前記時間ｔ２後の前記入力電流の第１の上昇傾斜と一致するよう算出されている請求項１ないし７のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項９】
前記サンプル点は、前記入力電流の前記波形の前記上昇傾斜の略中間部に位置するよう算出されている請求項７または８に記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１０】
前記サブ回路の数は２個であり、５０％以下のデューティサイクルでの駆動用の前記各サブ回路に関連付けられた前記サンプル点は、前記サブ回路の直近の前記時間Ｔ１の後であって、Ｔｏｎ／２＋Ｔ／２に等しい請求項１ないし９のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１１】
前記サンプル点は、前記入力電流の波形の下降傾斜と一致するよう算出されている請求項１ないし６のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１２】
前記サブ回路の数は２個であり、５０％より大きなデューティサイクルでの駆動用の前記各サブ回路に関連付けられた前記サンプル点は、前記サブ回路の直近の前記時間Ｔ１の後であって、Ｔｏｎ／２−Ｔ／４と等しい請求項１ないし１１のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１３】
前記コントロール手段は、前記各サブ回路の前記時間Ｔ１から前記時間Ｔ２までの前記間隔Ｔｏｎを調整し、前記インターリーブパワーコンバータの前記入力電流を参照電流に追随させる電流追随手段をさらに有している請求項１ないし１２のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１４】
前記コントロール手段は、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）コントローラを有する請求項１ないし１３のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１５】
微分項は、電流不均衡調整のために用いられる請求項１ないし１４のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１６】
比例項および／または積分項は、前記インターリーブパワーコンバータを参照電流に追随させるために用いられる請求項１ないし１５のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１７】
インターリーブパワーコンバータ用のコントローラであって、
前記インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段とを有し、
前記コントローラは、
前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点での前記各サブ回路に関連付けられた入力電流値を表す信号を受信する受信手段と、
前記各サンプル点において測定された前記入力電流値と、先行する前記サンプル点において測定された前記入力電流値とを比較し、前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを決定し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを備えることを特徴とするコントローラ。
【請求項１８】
ＤＣ電圧源をＤＣ電圧出力に変換するための複相インターリーブパワーコンバータであって、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コンバータの入力電流を、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点で検出することによって、各位相に関連付けられた入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、
コントロール手段とを備え、
前記コントロール手段は、
前記各位相において測定された前記入力電流値と、先行する前記位相において測定された前記入力電流値とを比較し、前記各位相間の電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有することを特徴とする複相インターリーブパワーコンバータ。
【請求項１９】
複相インターリーブパワーコンバータ用のコントローラであって、
前記複相インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段とを有し、
前記コントローラは、
前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点での各位相に関連付けられた入力電流値を表す信号を受信する受信手段と、
前記各位相において測定された前記入力電流値と、先行する前記位相において測定された前記入力電流値とを比較し、前記各位相間の電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを備えることを特徴とするコントローラ。
【請求項１】
ＤＣ電圧源をＤＣ電圧出力に変換するためのインターリーブパワーコンバータであって、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コンバータの入力電流を、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点で検出することによって、前記各サブ回路に関連付けられた入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、
コントロール手段とを備え、
前記コントロール手段は、
前記各サンプル点において測定された前記入力電流値と、先行する前記サンプル点において測定された前記入力電流値とを比較し、前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有することを特徴とするインターリーブパワーコンバータ。
【請求項２】
前記サブ回路の数はｎ個であり、前記スイッチングデバイス間の前記位相差は、３６０／ｎ度である請求項１に記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項３】
前記サブ回路の数は２個であり、前記スイッチングデバイス間の前記位相差は、１８０度である請求項１に記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項４】
前記電流平衡手段は、直近に検出された前記入力電流値に関連付けられた前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの前記時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償するよう構成されている請求項１ないし３のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項５】
前記電流検出手段は、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１後のサンプル点において、前記コンバータの前記入力電流を検出することによって、前記各サブ回路に関連付けられた前記入力電流値を繰り返し測定するよう構成されている請求項１ないし４のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項６】
前記電流検出手段は、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ２後のサンプル点において、前記コンバータの前記入力電流を検出し、前記各サブ回路に関連付けられた前記入力電流値を繰り返し測定するよう構成されている請求項１ないし５のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項７】
前記サンプル点は、前記入力電流の波形の上昇傾斜と一致するよう算出されている請求項１ないし６のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項８】
前記各サブ位相用の前記サンプル点は、対応する前記サブ回路の前記スイッチングデバイス用に、前記時間ｔ２後の前記入力電流の第１の上昇傾斜と一致するよう算出されている請求項１ないし７のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項９】
前記サンプル点は、前記入力電流の前記波形の前記上昇傾斜の略中間部に位置するよう算出されている請求項７または８に記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１０】
前記サブ回路の数は２個であり、５０％以下のデューティサイクルでの駆動用の前記各サブ回路に関連付けられた前記サンプル点は、前記サブ回路の直近の前記時間Ｔ１の後であって、Ｔｏｎ／２＋Ｔ／２に等しい請求項１ないし９のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１１】
前記サンプル点は、前記入力電流の波形の下降傾斜と一致するよう算出されている請求項１ないし６のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１２】
前記サブ回路の数は２個であり、５０％より大きなデューティサイクルでの駆動用の前記各サブ回路に関連付けられた前記サンプル点は、前記サブ回路の直近の前記時間Ｔ１の後であって、Ｔｏｎ／２−Ｔ／４と等しい請求項１ないし１１のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１３】
前記コントロール手段は、前記各サブ回路の前記時間Ｔ１から前記時間Ｔ２までの前記間隔Ｔｏｎを調整し、前記インターリーブパワーコンバータの前記入力電流を参照電流に追随させる電流追随手段をさらに有している請求項１ないし１２のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１４】
前記コントロール手段は、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）コントローラを有する請求項１ないし１３のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１５】
微分項は、電流不均衡調整のために用いられる請求項１ないし１４のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１６】
比例項および／または積分項は、前記インターリーブパワーコンバータを参照電流に追随させるために用いられる請求項１ないし１５のいずれかに記載のインターリーブパワーコンバータ。
【請求項１７】
インターリーブパワーコンバータ用のコントローラであって、
前記インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段とを有し、
前記コントローラは、
前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点での前記各サブ回路に関連付けられた入力電流値を表す信号を受信する受信手段と、
前記各サンプル点において測定された前記入力電流値と、先行する前記サンプル点において測定された前記入力電流値とを比較し、前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路に起因する電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを決定し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを備えることを特徴とするコントローラ。
【請求項１８】
ＤＣ電圧源をＤＣ電圧出力に変換するための複相インターリーブパワーコンバータであって、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段と、
前記コンバータの入力電流を、前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点で検出することによって、各位相に関連付けられた入力電流値を繰り返し測定する電流検出手段と、
コントロール手段とを備え、
前記コントロール手段は、
前記各位相において測定された前記入力電流値と、先行する前記位相において測定された前記入力電流値とを比較し、前記各位相間の電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを有することを特徴とする複相インターリーブパワーコンバータ。
【請求項１９】
複相インターリーブパワーコンバータ用のコントローラであって、
前記複相インターリーブパワーコンバータは、
誘導素子と、整流素子と、前記ＤＣ電圧源を前記ＤＣ電圧出力に変換するために接続されたコントロール可能なスイッチングデバイスとを有し、並列に接続された２つ以上のサブ回路と、
前記各サブ回路の前記スイッチングデバイスを時間ｔ１のときはスイッチオンし、時間ｔ２のときはスイッチオフするように繰り返し駆動し、前記各スイッチングデバイスの前記時間ｔ１間には位相差が存在する駆動手段とを有し、
前記コントローラは、
前記スイッチングデバイスの前記時間ｔ１または前記時間ｔ２に関連する所定の時間におけるサンプル点での各位相に関連付けられた入力電流値を表す信号を受信する受信手段と、
前記各位相において測定された前記入力電流値と、先行する前記位相において測定された前記入力電流値とを比較し、前記各位相間の電流不均衡の測定値を取得する比較手段と、
前記比較された入力電流値と関連付けられた一方または双方の前記サブ回路用に、前記時間ｔ１から前記時間ｔ２までの時間間隔Ｔｏｎを調整し、前記電流不均衡を補償する電流平衡手段とを備えることを特徴とするコントローラ。
【図１】
【図２】
【図３ａ】
【図３ｂ】
【図４】
【図５ａ】
【図５ｂ】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１ａ】
【図１１ｂ】
【図１１ｃ】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３ａ】
【図３ｂ】
【図４】
【図５ａ】
【図５ｂ】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１ａ】
【図１１ｂ】
【図１１ｃ】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１２−２１０１４５（Ｐ２０１２−２１０１４５Ａ）
【公開日】平成２４年１０月２５日（２０１２．１０．２５）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１２−７２２４７（Ｐ２０１２−７２２４７）
【出願日】平成２４年３月２７日（２０１２．３．２７）
【出願人】（５１２００６５２７）ティーディーケイ−ラムダ ユーケー リミテッド (2)
【氏名又は名称原語表記】ＴＤＫ−Ｌａｍｂｄａ ＵＫ Ｌｉｍｉｔｅｄ
【住所又は居所原語表記】Ｋｉｎｇｓｌｅｙ Ａｖｅｎｕｅ Ｉｌｆｒａｃｏｍｂｅ Ｄｅｖｏｎ ＥＸ３４ ８ＥＳ Ｕｎｉｔｅｄ Ｋｉｎｇｄｏｍ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月２５日（２０１２．１０．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−７２２４７（Ｐ２０１２−７２２４７）
【出願日】平成２４年３月２７日（２０１２．３．２７）
【出願人】（５１２００６５２７）ティーディーケイ−ラムダ ユーケー リミテッド (2)
【氏名又は名称原語表記】ＴＤＫ−Ｌａｍｂｄａ ＵＫ Ｌｉｍｉｔｅｄ
【住所又は居所原語表記】Ｋｉｎｇｓｌｅｙ Ａｖｅｎｕｅ Ｉｌｆｒａｃｏｍｂｅ Ｄｅｖｏｎ ＥＸ３４ ８ＥＳ Ｕｎｉｔｅｄ Ｋｉｎｇｄｏｍ
【Ｆターム（参考）】
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