インバータシステムの無駄時間補償装置
【課題】制御対象に非線形要素を含んでいても、直接制御対象モデルに組み込んでスミス予測器を具備した無駄時間補償装置及びその方法を提供する。
【解決手段】無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償装置であって、非線形要素を含む制御対象Ｇ（ｓ）ｅ-sＬと同じ応答特性を有するモデル回路Ｐ（ｓ）を、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ回路のハードウエア回路で実装したスミス予測器を具備し、前記モデル回路Ｐ(ｓ)に、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号をフィードバック制御系に負帰還させ、さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素ｅ-sＬに入力し、前記入力した無駄時間要素ｅ-sＬの出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、フィードバック制御系に負帰還させている。
【解決手段】無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償装置であって、非線形要素を含む制御対象Ｇ（ｓ）ｅ-sＬと同じ応答特性を有するモデル回路Ｐ（ｓ）を、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ回路のハードウエア回路で実装したスミス予測器を具備し、前記モデル回路Ｐ(ｓ)に、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号をフィードバック制御系に負帰還させ、さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素ｅ-sＬに入力し、前記入力した無駄時間要素ｅ-sＬの出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、フィードバック制御系に負帰還させている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無駄時間を有する制御対象のフィードバック制御系において、非線形回路および非線形負荷を有する、例えばインバータ制御システムなどの無駄時間補償装置及びその方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、工場の搬送車、エレベータなどの移動体に対して、接触給電や制御系ケーブルに替わる非接触給電の研究がされており、一部では実用化が始まっている。接触給電方式ではブラシの不良、磨耗、火花の発生のため保守および交換などが必要であったが、非接触給電ではいっさい必要がなくなる。その技術を応用し、医療機器用の非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置の研究が行われている。
【０００３】
この非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置の実現には、電力供給部分の非接触化とともに制御データ送受信の非接触化も必要となる。非接触データ通信として赤外線通信があるが、入出力のＡＤ／ＤＡ変換や誤り検出などにより、制御データのフィードバックは、１ｍｓ程度の遅れをともなう。このような、情報の伝送遅延によりシステムの入出力に遅れを生じるシステムは、無駄時間システムと呼ばれている。
【０００４】
図１に医療機器用の非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置の全体構成ブロック図を示す。図１に示すように非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置は、電源１と、インバータ２と、非接触給電による巻線変圧器３と、主変圧器４と、整流器５と、平滑コンデンサ６と、Ｘ線管７とを備える。電源１は、直流電圧を発生するものであり、インバータ２は、上記電源１から出力された直流電圧を交流に変換するものである。Ｘ線ＣＴ装置は、被検体の周囲をＸ線管７が回転するようになっているため、主変圧器４、整流器５、平滑コンデンサ６、Ｘ線管７については、共に回転部１０として構成され、電源１、インバータ２については、共に固定部９として構成される。この固定部９のインバータ２の出力側に接続された巻線と、回転部１０の主変圧器４の入力側に接続された巻線とを電磁気的に結合する巻線変圧器３が、非接触で所要の電力を供給するように互いに対向して配置され、固定部９と回転部１０との間に備えられる。主変圧器４は、上記インバータ２から出力された交流電圧を昇圧するものであり、整流器５と平滑コンデンサ６は、主変圧器４の出力電圧を直流の高電圧にするものである。これらにより、Ｘ線管７の高電圧発生装置が形成される。
【０００５】
一方、Ｘ線の放射が一定となるようにＸ線ＣＴ装置では、Ｘ線管７の両側の電圧（管電圧）の出力情報を光ファイバなどの通信システムでフィードバックし、インバータ２の周波数や出力電圧の制御を行っている。前記フィードバック部は、図１に示すようにＸ線管７間の電圧をＡ／Ｄ変換回路１１でデジタル信号化し、固定部９と回転部１０との間を非接触データ通信装置１２で送信して、インバータ制御回路８でインバータ２を制御することによりＸ線管７の電圧の安定化を図っている。このフィードバックは、固定部９と回転部１０との間では非接触であるため時間遅延をともない、そのためインバータ制御回路８では、管電圧のフィードバックに１ｍｓ−数ｍｓの無駄時間を持つことになる。
【０００６】
この非接触化にともなう無駄時間は、制御系の安定性を損なうものである。通常無駄時間が大きい制御対象に対してＰＩＤ制御を行うと、オーバーシュート量が大きくなり、制御性が劣化し不安定となる。そこで無駄時間を補償するために、従来では制御系にスミス法を用いた補償装置が用いられていた。
【０００７】
通常のフィードバック制御系を図２に示す。図２において、Ｃ（ｓ）はコントローラ、Ｇ（ｓ）は制御対象、ｅ-sＬは無駄時間要素、Ｒ（ｓ）は制御指令、Ｕ（ｓ）は操作量、Ｄ（ｓ）は外乱、Ｙ（ｓ）は出力を示している。このフィードバック制御系において、制御対象が１次遅れのみで無駄時間がほとんどない（Ｌ≒０）場合、ＰＩ制御によって容易に制御できる。しかし制御対象の無駄時間が大きい場合には、制御に大きな影響を生じ、制御が難しくなっていく。そのときの図２の伝達関数は、次のようになる。
【０００８】
【数１】
【０００９】
ただし、外乱は考えていない（Ｄ（ｓ）＝０）。前記式により、この制御系の特性方程式は、
【００１０】
【数２】
【００１１】
となる。この特性方程式には無駄時間が含まれるため、制御性能が劣化し、コントローラの設計も困難のものとなる。
【００１２】
そこで上記に記載したように、この無駄時間を補償するために通常スミス法が用いられ、その基本構成図を図３に示す。図３において、Ｐ（ｓ）は制御対象モデル、ｅ-sＬは無駄時間モデルを示し、これらを総称してスミス予測器とする。図３は、無駄時間を持つ制御対象Ｇ（ｓ）ｅ-sＬに対して、制御対象モデルの伝達関数Ｐ（ｓ）を介したフィードバックと、無駄時間要素ｅ-sＬと制御対象Ｇ（ｓ）ｅ-sＬの差分をフィードバックすることで構成される。スミス法は、制御対象モデルと無駄時間モデルを持ち、無駄時間経過後に現れる現象を常に予測しながら制御を行う。つまり、制御量および設定値Ｒ（ｓ）に基づいて、コントローラＣ（ｓ）によって操作量Ｕ（ｓ）が算出され、スミス予測器を用いて操作量Ｕ（ｓ）に対する制御量の変化が予測され、さらに、この変化量に基づきコントローラＣ（ｓ）内で操作量Ｕ（ｓ）が算出される。したがって、図３のフィードバック制御系にスミス予測器を付加した場合の制御指令値Ｒ（ｓ）から出力Ｙ（ｓ）までの伝達関数は、次のようになる。
【００１３】
【数３】
【００１４】
モデル誤差が全くない場合、すなわちＰ（ｓ）＝Ｇ（ｓ）であれば、特性方程式は、次のようになる。
【００１５】
【数４】
【００１６】
伝達関数の分母多項式は、制御系の安定性を決める特性多項式であり、（数３）の分母多項式（数４）に無駄時間要素が残らないので、安定である。このようなスミス予測器を用いることで、システムから無駄時間による影響を排除でき、出力Ｙ（ｓ）を制御指令Ｒ（ｓ）に精度よく追従することができ、無駄時間がない場合と同じコントローラを使用できる。
【００１７】
スミス法は、無駄時間を制御ループから排除できるため見かけ上制御対象に無駄時間がなくなること、フィードバック制御系の特性方程式から無駄時間が排除されるためコントローラの設計が容易になること、外乱に対しては無駄時間がそのまま残るため複雑なまま放置されること、などの特徴を有する。
【００１８】
以上より、スミス法の構成には、正確な制御対象モデルＧ（ｓ）および無駄時間モデルｅ-sＬが必要であり、したがって、伝達関数で定義できる制御対象であれば、無駄時間要素の対応も容易である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開平１０−３３６８９７号公報
【特許文献２】特開平０５−０３５３０６号公報
【特許文献３】特開平０８−２３４８０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかし、例えばＸ線ＣＴ装置の高電圧発生装置などでは、制御対象内に非線形要素であるダイオード整流回路を含んでいるため、この制御対象をスミス予測器が必要とする伝達関数または状態方程式で表現することが難しく、モデルの作成は困難であり、制御装置への適用が不可能であるという問題点があった。
【００２１】
本発明は、上記問題点を解決するため、制御対象の構成にかかわらず、この制御対象の無駄時間を的確に補償することができる無駄時間補償装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
請求項１の発明の無駄時間補償装置は、無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償装置であって、前記制御対象と同じ応答特性を有するモデル回路を実装したスミス予測器を具備することを特徴とする。
【００２３】
請求項２の発明の無駄時間補償装置において、前記制御対象は、非線形回路および非線形負荷である非線形要素を含むことを特徴とする。
【００２４】
請求項３の発明の無駄時間補償装置において、前記モデル回路は、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate array）回路のハードウエア回路によって構成されることを特徴とする。
【００２５】
請求項４の発明の無駄時間補償装置において、前記モデル回路は、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号を前記フィードバック制御系に負帰還させ、さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素に入力し、前記入力した無駄時間要素の出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、前記フィードバック制御系に負帰還させるものであることを特徴とする。
【００２６】
請求項５の発明の無駄時間補償装置において、前記制御対象は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路を含むことを特徴とする。
【００２７】
請求項６の発明の無駄時間補償方法は、無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償方法であって、前記制御対象と同じ応答特性を有するモデル回路を実装したスミス予測器を具備することを特徴とする。
【００２８】
請求項７の発明の無駄時間補償方法において、前記制御対象は、非線形要素を含むことを特徴とする。
【００２９】
請求項８の発明の無駄時間補償方法において、前記モデル回路は、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate array）回路のハードウエア回路によって構成されることを特徴とする。
【００３０】
請求項９の発明の無駄時間補償方法において、前記モデル回路は、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号を前記フィードバック制御系に負帰還させ、さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素に入力し、前記入力した無駄時間要素の出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、前記フィードバック制御系に負帰還させるものであることを特徴とする。
【００３１】
請求項１０の発明の無駄時間補償方法において、前記制御対象は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、伝達関数または状態方程式を使わなくても、非線形要素である非線形回路および非線形負荷をアナログ計算機（オペアンプ回路）で構成することで演算の高速化を図るとともに、非線形回路であるダイオード整流回路を直接制御対象モデルに組み込んだスミス法を構築してスミス予測器を実現することで、例えばインバータ制御システムなどの無駄時間補償を解決するとともに、インバータ制御システムの安定化をはかることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】医療機器用非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置の高電圧発生装置の構成ブロック図を示す。
【図２】従来の通常のフィードバック制御系の構成図を示す。
【図３】従来の無駄時間を補償するためのスミス法の基本構成図を示す。
【図４】インバータの出力からＸ線管までの管電圧制御回路の等価回路を示す。
【図５ａ】オペアンプの積分回路を示す。
【図５ｂ】オペアンプの微分回路を示す。
【図６】図４の回路を３分割した等価回路を示す。
【図７ａ】図６で分割した等価回路の第１等価回路を示す。
【図７ｂ】図７ａの第１等価回路のモデル回路を示す。
【図８ａ】図６で分割した等価回路の第２等価回路を示す。
【図８ｂ】図８ａの第２等価回路のモデル回路を示す。
【図９ａ】本発明の図６で分割した等価回路の第３等価回路を示す。
【図９ｂ】本発明の図９ａの第３等価回路のモデル回路を示す。
【図１０】本発明のモデル回路のダイオード順方向電圧降下の補償を示す。
【図１１】本発明のスミス法を適用したＸ線管電圧制御ブロック図を示す。
【図１２】従来の無駄時間がない理想のＸ線管電圧制御システムの時間応答のシミュレーション結果を示す。
【図１３】従来の無駄時間１ｍｓを持つＸ線管電圧制御システムの時間応答のシミュレーション結果を示す。
【図１４】無駄時間１ｍｓを持つＸ線管電圧制御システムに本発明を適用した場合の時間応答のシミュレーション結果を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下添付図面を参照しながら、本発明における、伝達関数の定義できない非線形回路及び非線形負荷をアナログ計算機のハードウエアで直接構成して、スミス予測器を構成して、無駄時間要素ｅ-sＬによる不安定な性能を改善する例えばインバータ制御システムなどの無駄時間補償を解決するための実施例を説明する。
【実施例】
【００３５】
図４は、インバータの出力から負荷としてのＸ線管までの管電圧制御回路の等価回路を示す。図４に示すように管電圧制御回路の等価回路は、インバータ出力電圧ｖｓからＸ線管の両端の電圧ｖｄｃまでを示している。また簡単化のために、等価回路におけるＸ線管部分は、抵抗Ｒｘに置き換えている。スミス予測器作成のため、図４の等価回路のオペアンプ回路モデルの作成を行う。
【００３６】
このモデル回路は、オペアンプによるアナログ回路によって作成する。図４の等価回路におけるコンデンサを図５ａのオペアンプのアナログ回路に、リアクトル部分を図５ｂのオペアンプのアナログ回路にそれぞれ置き換えて計算を行う。
【００３７】
等価回路の電圧センサ、電流センサの倍率を、それぞれ１／２０００、１／１００００とする。これにより、モデル回路と等価回路とのインピーダンス比Ｋｚが次のように計算できる。
【００３８】
【数５】
【００３９】
したがって、インピーダンス比が５となるので、等価回路でのインピーダンスは、モデル回路内で５倍として計算される。等価回路の入力電圧（インバータ出力電圧）ｖｓと入力電流ｉｓ（インバータ出力電流）は、測定可能な値であり、これらの値を用いて等価回路に流れる電流、電圧の計算を行い、最終的にＸ線管電圧予測値ｖｄｃを求める。以下に、その計算方法を説明する。
【００４０】
ここで図４の等価回路を図６に示すように３つの回路部（第１等価回路１００、第２等価回路２００、第３等価回路３００）に分割し、それぞれに対するモデル回路を設計する。図７ａは、等価回路の第１等価回路を示し、図７ｂはそのモデル回路を示す。まず等価回路の、Ｃｓ、Ｒｓ、Ｌｓｒでの電圧降下ｖｃｓ、ｖｒｓ、ｖｌｓｒをそれぞれ計算し、入力電圧ｖｓから、それらの電圧降下の和ｖｌｃｒを減算することで、この回路から出力される電圧ｖｘを求める。例えば、Ｃｓによる電圧降下の計算は、等価回路として（数６）、そのモデル回路として（数７）のように行われる。
【００４１】
【数６】
【００４２】
【数７】
【００４３】
インピーダンス比Ｋｚを用いて、この回路に相当するコンデンサや抵抗は、次のように計算できる。
【００４４】
【数８】
【００４５】
したがって、
【００４６】
【数９】
【００４７】
ここで、Ｃ１＝１００ｐＦとすると、図７ｂのＲ１は、
【００４８】
【数１０】
【００４９】
以下、同様に計算を行う。図６の等価回路の第２等価回路を図８ａに示し、そのオペアンプにより設計したモデル回路を図８ｂに示す。同様に、図６の等価回路の第３等価回路を図９ａに示し、そのオペアンプにより設計したモデル回路を図９ｂに示す。
【００５０】
図９ａの非線形負荷であるダイオードブリッジを含む等価回路部分は、インピーダンスを５倍にしてそのままモデル回路上で用いる。そして、最終段の電圧ｖ〜ｄｃをモデル回路の出力として使用する。また無駄時間要素は、アナログ回路での実現は困難であるので、この部分のみデジタル制御系で構成する。
【００５１】
一方、電子回路でのダイオードには、約０．３Ｖの不感領域および順方向電圧降下が存在する。すなわち、アノードとカソード間に加わる順方向電圧が、０．３Ｖを越えるとオンとなって電流が流れ、それ以外の電圧０〜０．３Ｖ間ではオンにならないことが存在する。実際の等価回路でもダイオードの不感領域は存在するが、電子回路におけるダイオードとパワーモジュールのダイオードとではその比が大きく異なるため、モデル回路に誤差を生じる可能性がある。
【００５２】
そこで、電子回路におけるダイオードの不感領域の影響を無くすために、モデル回路を図１０のように変更する。すなわち、図９ｂのダイオードブリッジ部分を全波整流の出力電圧となる絶対値回路４００に置き換え、さらに半波整流回路と電圧ホロア回路を用いたピークホールド回路を応用した負荷回路５００を加えることにより、ダイオードのオン、オフを再現する。したがって、これらの補償回路により、モデル回路内では理想ダイオードとなるため、不感領域を生じない。なお、等価回路におけるパワーモジュールダイオードの順方向電圧降下分は、モデル回路の絶対値回路手前で減算することにより、補正できる。
【００５３】
以上を踏まえ、Ｘ線管電圧制御システムの時間応答のシミュレーションを行った。Ｘ線管電圧は、Ｘ線を放射している状態に近づけるため、５７０Ｖにステップ状に変化させる制御を行い、Ｘ線管電圧の制御は、位相シフト型インバータを用い、ＰＩ制御などの各ゲインは、すでに調整されているものを用いた。
【００５４】
Ｘ線管電圧制御にスミス予測器を追加した制御回路ブロック図を図１１に示す。図１１のモデル回路Ｇ（ｓ）の部分に、アナログ計算機（オペアンプ回路）で構成された図９ａ、図９ｂ、図１０のような非線形な制御対象が実装される。図１１の点線内は、ＣＰＵのソフトウエアで構成されている部分である。このソフトウエア内で、無駄時間ｅ-ｓＬを組み込み、フィードバック制御系を構成している。
【００５５】
従来のＸ線管電圧制御システムのフィードバックに無駄時間がない場合の理想の時間応答シミュレーション結果を図１２に示す。図１１、図１２において、ｖｄｃ＊はＸ線管電圧指令値、ｖｄｃはＸ線管電圧のフィードバック値を示している。このフィードバックにＡＤ／ＤＡ変換がなく無駄時間もないため、Ｘ線管電圧は指令値によく追従する。
【００５６】
次に、制御システムに通信遅延、及びＡＤ／ＤＡ変換による無駄時間要素を入れたシミュレーションを行う。ＡＤ／ＤＡ変換によるサンプリングは２０ｋＨｚ、通信遅延による無駄時間は１ｍｓと設定した。従来の無駄時間１ｍｓを持つＸ線管電圧制御システムの時間応答のシミュレーション結果を図１３に示す。図１３において、ｖｄｃｄｅｌａｙは無駄時間要素後のＸ線管電圧フィードバック値である。図１３から明らかなように、Ｘ線管電圧ｖｄｃは指令値ｖｄｃ＊を中心に大きく振動しており、制御が不可能である。これは、Ｘ線管電圧制御の比例ゲインが大きいことが原因であると思われる。したがって、無駄時間が大きいためＰＩ制御だけでは安定な応答を得ることはできない。
【００５７】
これに対して、図１４に無駄時間１ｍｓを持つＸ線管電圧制御システムに本発明のスミス法を適用した場合の時間応答のシミュレーション結果を示す。モデルには前述のアナログ計算の出力を用い、無駄時間はデジタル値でサンプリング毎に保持することで再現した。図１４のシミュレーション結果より、スミス予測器を用いた制御におけるＸ線管電圧の応答ｖｄｃｄｅｌａｙは、１ｍｓの遅れ時間は発生するが、無駄時間がない場合の理想状態の応答とほぼ同じ応答であり、この無駄時間システムに対して有効であることがわかる。
【００５８】
また無駄時間モデルにモデル誤差が生じていた場合を考慮し、無駄時間１．１ｍｓに設定して、無駄時間モデルに最悪±２０％の誤差を想定したシミュレーションを行ったが、その結果においても応答が悪化し振動はしているが、Ｘ線管電圧は指令値に追従していることがわかった。
【００５９】
以上のように本発明の実施例では、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路を含む無駄時間を有する、例えば非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置などのデジタル制御系を制御対象として、当該制御対象であるＸ線管電圧におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償装置であって、ダイオード整流回路及びＸ線管などの非線形要素を含む制御対象Ｇ（ｓ）ｅ-sＬと同じ応答特性を有するモデル回路Ｐ（ｓ）を、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ回路のハードウエア回路で実装したスミス予測器を具備し、前記モデル回路Ｐ(ｓ)に、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号をフィードバック制御系に負帰還させ、さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素ｅ-sＬに入力し、前記入力した無駄時間要素ｅ-sＬの出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、フィードバック制御系に負帰還させている。
【００６０】
このようにすれば、伝達関数または状態方程式を使わなくても、非線形回路および非線形負荷をアナログ計算機（オペアンプ回路）で構成することで演算の高速化を図るとともに、非線形要素であるダイオード整流回路を直接制御対象モデルに組み込んだスミス法を構築してスミス予測器を実現することで、例えばインバータ制御システムなどの無駄時間補償を解決するとともに、インバータ制御システムの安定化をはかることができる。
【００６１】
なお本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。例えば本実施例の制御対象内の非線形要素は、ダイオード整流回路に限らず、トランジスタ回路等でもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
デジタル制御系で駆動されるインバータまたはコンバータは、ダイオード整流回路などの非線形要素と複数の制御モードを持つ能動回路部分を有する。１次側のインバータ回路からトランスを経由して２次側に電力を供給する場合の無駄時間を持つデジタル制御系では、このような非線形要素及び複数の制御モードを有する場合には伝達関数を定義することが困難であり、このような困難な部分に、オペアンプ回路に代表されるアナログ計算機、またはＦＰＧＡ回路などで実装して、無駄時間の補償を容易に可能にする。このように無駄時間補償は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路などの無駄時間を有する産業用システムでよく用いられるデジタル制御系に適用できる。
【符号の説明】
【００６３】
１ 電源（直流電圧）
２ インバータ
３ 非接触給電による巻線変圧器
４ 主変圧器
５ 整流器
６ 平滑コンデンサ
７ Ｘ線管
８ インバータ制御回路
９ 固定部
１０ 回転部
１１ Ａ／Ｄ変換回路
１２ 非接触データ通信装置
１００ 第１等価回路
２００ 第２等価回路
３００ 第３等価回路
４００ 絶対値回路（全波整流回路）
５００ 負荷回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無駄時間を有する制御対象のフィードバック制御系において、非線形回路および非線形負荷を有する、例えばインバータ制御システムなどの無駄時間補償装置及びその方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、工場の搬送車、エレベータなどの移動体に対して、接触給電や制御系ケーブルに替わる非接触給電の研究がされており、一部では実用化が始まっている。接触給電方式ではブラシの不良、磨耗、火花の発生のため保守および交換などが必要であったが、非接触給電ではいっさい必要がなくなる。その技術を応用し、医療機器用の非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置の研究が行われている。
【０００３】
この非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置の実現には、電力供給部分の非接触化とともに制御データ送受信の非接触化も必要となる。非接触データ通信として赤外線通信があるが、入出力のＡＤ／ＤＡ変換や誤り検出などにより、制御データのフィードバックは、１ｍｓ程度の遅れをともなう。このような、情報の伝送遅延によりシステムの入出力に遅れを生じるシステムは、無駄時間システムと呼ばれている。
【０００４】
図１に医療機器用の非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置の全体構成ブロック図を示す。図１に示すように非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置は、電源１と、インバータ２と、非接触給電による巻線変圧器３と、主変圧器４と、整流器５と、平滑コンデンサ６と、Ｘ線管７とを備える。電源１は、直流電圧を発生するものであり、インバータ２は、上記電源１から出力された直流電圧を交流に変換するものである。Ｘ線ＣＴ装置は、被検体の周囲をＸ線管７が回転するようになっているため、主変圧器４、整流器５、平滑コンデンサ６、Ｘ線管７については、共に回転部１０として構成され、電源１、インバータ２については、共に固定部９として構成される。この固定部９のインバータ２の出力側に接続された巻線と、回転部１０の主変圧器４の入力側に接続された巻線とを電磁気的に結合する巻線変圧器３が、非接触で所要の電力を供給するように互いに対向して配置され、固定部９と回転部１０との間に備えられる。主変圧器４は、上記インバータ２から出力された交流電圧を昇圧するものであり、整流器５と平滑コンデンサ６は、主変圧器４の出力電圧を直流の高電圧にするものである。これらにより、Ｘ線管７の高電圧発生装置が形成される。
【０００５】
一方、Ｘ線の放射が一定となるようにＸ線ＣＴ装置では、Ｘ線管７の両側の電圧（管電圧）の出力情報を光ファイバなどの通信システムでフィードバックし、インバータ２の周波数や出力電圧の制御を行っている。前記フィードバック部は、図１に示すようにＸ線管７間の電圧をＡ／Ｄ変換回路１１でデジタル信号化し、固定部９と回転部１０との間を非接触データ通信装置１２で送信して、インバータ制御回路８でインバータ２を制御することによりＸ線管７の電圧の安定化を図っている。このフィードバックは、固定部９と回転部１０との間では非接触であるため時間遅延をともない、そのためインバータ制御回路８では、管電圧のフィードバックに１ｍｓ−数ｍｓの無駄時間を持つことになる。
【０００６】
この非接触化にともなう無駄時間は、制御系の安定性を損なうものである。通常無駄時間が大きい制御対象に対してＰＩＤ制御を行うと、オーバーシュート量が大きくなり、制御性が劣化し不安定となる。そこで無駄時間を補償するために、従来では制御系にスミス法を用いた補償装置が用いられていた。
【０００７】
通常のフィードバック制御系を図２に示す。図２において、Ｃ（ｓ）はコントローラ、Ｇ（ｓ）は制御対象、ｅ-sＬは無駄時間要素、Ｒ（ｓ）は制御指令、Ｕ（ｓ）は操作量、Ｄ（ｓ）は外乱、Ｙ（ｓ）は出力を示している。このフィードバック制御系において、制御対象が１次遅れのみで無駄時間がほとんどない（Ｌ≒０）場合、ＰＩ制御によって容易に制御できる。しかし制御対象の無駄時間が大きい場合には、制御に大きな影響を生じ、制御が難しくなっていく。そのときの図２の伝達関数は、次のようになる。
【０００８】
【数１】
【０００９】
ただし、外乱は考えていない（Ｄ（ｓ）＝０）。前記式により、この制御系の特性方程式は、
【００１０】
【数２】
【００１１】
となる。この特性方程式には無駄時間が含まれるため、制御性能が劣化し、コントローラの設計も困難のものとなる。
【００１２】
そこで上記に記載したように、この無駄時間を補償するために通常スミス法が用いられ、その基本構成図を図３に示す。図３において、Ｐ（ｓ）は制御対象モデル、ｅ-sＬは無駄時間モデルを示し、これらを総称してスミス予測器とする。図３は、無駄時間を持つ制御対象Ｇ（ｓ）ｅ-sＬに対して、制御対象モデルの伝達関数Ｐ（ｓ）を介したフィードバックと、無駄時間要素ｅ-sＬと制御対象Ｇ（ｓ）ｅ-sＬの差分をフィードバックすることで構成される。スミス法は、制御対象モデルと無駄時間モデルを持ち、無駄時間経過後に現れる現象を常に予測しながら制御を行う。つまり、制御量および設定値Ｒ（ｓ）に基づいて、コントローラＣ（ｓ）によって操作量Ｕ（ｓ）が算出され、スミス予測器を用いて操作量Ｕ（ｓ）に対する制御量の変化が予測され、さらに、この変化量に基づきコントローラＣ（ｓ）内で操作量Ｕ（ｓ）が算出される。したがって、図３のフィードバック制御系にスミス予測器を付加した場合の制御指令値Ｒ（ｓ）から出力Ｙ（ｓ）までの伝達関数は、次のようになる。
【００１３】
【数３】
【００１４】
モデル誤差が全くない場合、すなわちＰ（ｓ）＝Ｇ（ｓ）であれば、特性方程式は、次のようになる。
【００１５】
【数４】
【００１６】
伝達関数の分母多項式は、制御系の安定性を決める特性多項式であり、（数３）の分母多項式（数４）に無駄時間要素が残らないので、安定である。このようなスミス予測器を用いることで、システムから無駄時間による影響を排除でき、出力Ｙ（ｓ）を制御指令Ｒ（ｓ）に精度よく追従することができ、無駄時間がない場合と同じコントローラを使用できる。
【００１７】
スミス法は、無駄時間を制御ループから排除できるため見かけ上制御対象に無駄時間がなくなること、フィードバック制御系の特性方程式から無駄時間が排除されるためコントローラの設計が容易になること、外乱に対しては無駄時間がそのまま残るため複雑なまま放置されること、などの特徴を有する。
【００１８】
以上より、スミス法の構成には、正確な制御対象モデルＧ（ｓ）および無駄時間モデルｅ-sＬが必要であり、したがって、伝達関数で定義できる制御対象であれば、無駄時間要素の対応も容易である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開平１０−３３６８９７号公報
【特許文献２】特開平０５−０３５３０６号公報
【特許文献３】特開平０８−２３４８０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかし、例えばＸ線ＣＴ装置の高電圧発生装置などでは、制御対象内に非線形要素であるダイオード整流回路を含んでいるため、この制御対象をスミス予測器が必要とする伝達関数または状態方程式で表現することが難しく、モデルの作成は困難であり、制御装置への適用が不可能であるという問題点があった。
【００２１】
本発明は、上記問題点を解決するため、制御対象の構成にかかわらず、この制御対象の無駄時間を的確に補償することができる無駄時間補償装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
請求項１の発明の無駄時間補償装置は、無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償装置であって、前記制御対象と同じ応答特性を有するモデル回路を実装したスミス予測器を具備することを特徴とする。
【００２３】
請求項２の発明の無駄時間補償装置において、前記制御対象は、非線形回路および非線形負荷である非線形要素を含むことを特徴とする。
【００２４】
請求項３の発明の無駄時間補償装置において、前記モデル回路は、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate array）回路のハードウエア回路によって構成されることを特徴とする。
【００２５】
請求項４の発明の無駄時間補償装置において、前記モデル回路は、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号を前記フィードバック制御系に負帰還させ、さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素に入力し、前記入力した無駄時間要素の出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、前記フィードバック制御系に負帰還させるものであることを特徴とする。
【００２６】
請求項５の発明の無駄時間補償装置において、前記制御対象は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路を含むことを特徴とする。
【００２７】
請求項６の発明の無駄時間補償方法は、無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償方法であって、前記制御対象と同じ応答特性を有するモデル回路を実装したスミス予測器を具備することを特徴とする。
【００２８】
請求項７の発明の無駄時間補償方法において、前記制御対象は、非線形要素を含むことを特徴とする。
【００２９】
請求項８の発明の無駄時間補償方法において、前記モデル回路は、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate array）回路のハードウエア回路によって構成されることを特徴とする。
【００３０】
請求項９の発明の無駄時間補償方法において、前記モデル回路は、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号を前記フィードバック制御系に負帰還させ、さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素に入力し、前記入力した無駄時間要素の出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、前記フィードバック制御系に負帰還させるものであることを特徴とする。
【００３１】
請求項１０の発明の無駄時間補償方法において、前記制御対象は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、伝達関数または状態方程式を使わなくても、非線形要素である非線形回路および非線形負荷をアナログ計算機（オペアンプ回路）で構成することで演算の高速化を図るとともに、非線形回路であるダイオード整流回路を直接制御対象モデルに組み込んだスミス法を構築してスミス予測器を実現することで、例えばインバータ制御システムなどの無駄時間補償を解決するとともに、インバータ制御システムの安定化をはかることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】医療機器用非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置の高電圧発生装置の構成ブロック図を示す。
【図２】従来の通常のフィードバック制御系の構成図を示す。
【図３】従来の無駄時間を補償するためのスミス法の基本構成図を示す。
【図４】インバータの出力からＸ線管までの管電圧制御回路の等価回路を示す。
【図５ａ】オペアンプの積分回路を示す。
【図５ｂ】オペアンプの微分回路を示す。
【図６】図４の回路を３分割した等価回路を示す。
【図７ａ】図６で分割した等価回路の第１等価回路を示す。
【図７ｂ】図７ａの第１等価回路のモデル回路を示す。
【図８ａ】図６で分割した等価回路の第２等価回路を示す。
【図８ｂ】図８ａの第２等価回路のモデル回路を示す。
【図９ａ】本発明の図６で分割した等価回路の第３等価回路を示す。
【図９ｂ】本発明の図９ａの第３等価回路のモデル回路を示す。
【図１０】本発明のモデル回路のダイオード順方向電圧降下の補償を示す。
【図１１】本発明のスミス法を適用したＸ線管電圧制御ブロック図を示す。
【図１２】従来の無駄時間がない理想のＸ線管電圧制御システムの時間応答のシミュレーション結果を示す。
【図１３】従来の無駄時間１ｍｓを持つＸ線管電圧制御システムの時間応答のシミュレーション結果を示す。
【図１４】無駄時間１ｍｓを持つＸ線管電圧制御システムに本発明を適用した場合の時間応答のシミュレーション結果を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下添付図面を参照しながら、本発明における、伝達関数の定義できない非線形回路及び非線形負荷をアナログ計算機のハードウエアで直接構成して、スミス予測器を構成して、無駄時間要素ｅ-sＬによる不安定な性能を改善する例えばインバータ制御システムなどの無駄時間補償を解決するための実施例を説明する。
【実施例】
【００３５】
図４は、インバータの出力から負荷としてのＸ線管までの管電圧制御回路の等価回路を示す。図４に示すように管電圧制御回路の等価回路は、インバータ出力電圧ｖｓからＸ線管の両端の電圧ｖｄｃまでを示している。また簡単化のために、等価回路におけるＸ線管部分は、抵抗Ｒｘに置き換えている。スミス予測器作成のため、図４の等価回路のオペアンプ回路モデルの作成を行う。
【００３６】
このモデル回路は、オペアンプによるアナログ回路によって作成する。図４の等価回路におけるコンデンサを図５ａのオペアンプのアナログ回路に、リアクトル部分を図５ｂのオペアンプのアナログ回路にそれぞれ置き換えて計算を行う。
【００３７】
等価回路の電圧センサ、電流センサの倍率を、それぞれ１／２０００、１／１００００とする。これにより、モデル回路と等価回路とのインピーダンス比Ｋｚが次のように計算できる。
【００３８】
【数５】
【００３９】
したがって、インピーダンス比が５となるので、等価回路でのインピーダンスは、モデル回路内で５倍として計算される。等価回路の入力電圧（インバータ出力電圧）ｖｓと入力電流ｉｓ（インバータ出力電流）は、測定可能な値であり、これらの値を用いて等価回路に流れる電流、電圧の計算を行い、最終的にＸ線管電圧予測値ｖｄｃを求める。以下に、その計算方法を説明する。
【００４０】
ここで図４の等価回路を図６に示すように３つの回路部（第１等価回路１００、第２等価回路２００、第３等価回路３００）に分割し、それぞれに対するモデル回路を設計する。図７ａは、等価回路の第１等価回路を示し、図７ｂはそのモデル回路を示す。まず等価回路の、Ｃｓ、Ｒｓ、Ｌｓｒでの電圧降下ｖｃｓ、ｖｒｓ、ｖｌｓｒをそれぞれ計算し、入力電圧ｖｓから、それらの電圧降下の和ｖｌｃｒを減算することで、この回路から出力される電圧ｖｘを求める。例えば、Ｃｓによる電圧降下の計算は、等価回路として（数６）、そのモデル回路として（数７）のように行われる。
【００４１】
【数６】
【００４２】
【数７】
【００４３】
インピーダンス比Ｋｚを用いて、この回路に相当するコンデンサや抵抗は、次のように計算できる。
【００４４】
【数８】
【００４５】
したがって、
【００４６】
【数９】
【００４７】
ここで、Ｃ１＝１００ｐＦとすると、図７ｂのＲ１は、
【００４８】
【数１０】
【００４９】
以下、同様に計算を行う。図６の等価回路の第２等価回路を図８ａに示し、そのオペアンプにより設計したモデル回路を図８ｂに示す。同様に、図６の等価回路の第３等価回路を図９ａに示し、そのオペアンプにより設計したモデル回路を図９ｂに示す。
【００５０】
図９ａの非線形負荷であるダイオードブリッジを含む等価回路部分は、インピーダンスを５倍にしてそのままモデル回路上で用いる。そして、最終段の電圧ｖ〜ｄｃをモデル回路の出力として使用する。また無駄時間要素は、アナログ回路での実現は困難であるので、この部分のみデジタル制御系で構成する。
【００５１】
一方、電子回路でのダイオードには、約０．３Ｖの不感領域および順方向電圧降下が存在する。すなわち、アノードとカソード間に加わる順方向電圧が、０．３Ｖを越えるとオンとなって電流が流れ、それ以外の電圧０〜０．３Ｖ間ではオンにならないことが存在する。実際の等価回路でもダイオードの不感領域は存在するが、電子回路におけるダイオードとパワーモジュールのダイオードとではその比が大きく異なるため、モデル回路に誤差を生じる可能性がある。
【００５２】
そこで、電子回路におけるダイオードの不感領域の影響を無くすために、モデル回路を図１０のように変更する。すなわち、図９ｂのダイオードブリッジ部分を全波整流の出力電圧となる絶対値回路４００に置き換え、さらに半波整流回路と電圧ホロア回路を用いたピークホールド回路を応用した負荷回路５００を加えることにより、ダイオードのオン、オフを再現する。したがって、これらの補償回路により、モデル回路内では理想ダイオードとなるため、不感領域を生じない。なお、等価回路におけるパワーモジュールダイオードの順方向電圧降下分は、モデル回路の絶対値回路手前で減算することにより、補正できる。
【００５３】
以上を踏まえ、Ｘ線管電圧制御システムの時間応答のシミュレーションを行った。Ｘ線管電圧は、Ｘ線を放射している状態に近づけるため、５７０Ｖにステップ状に変化させる制御を行い、Ｘ線管電圧の制御は、位相シフト型インバータを用い、ＰＩ制御などの各ゲインは、すでに調整されているものを用いた。
【００５４】
Ｘ線管電圧制御にスミス予測器を追加した制御回路ブロック図を図１１に示す。図１１のモデル回路Ｇ（ｓ）の部分に、アナログ計算機（オペアンプ回路）で構成された図９ａ、図９ｂ、図１０のような非線形な制御対象が実装される。図１１の点線内は、ＣＰＵのソフトウエアで構成されている部分である。このソフトウエア内で、無駄時間ｅ-ｓＬを組み込み、フィードバック制御系を構成している。
【００５５】
従来のＸ線管電圧制御システムのフィードバックに無駄時間がない場合の理想の時間応答シミュレーション結果を図１２に示す。図１１、図１２において、ｖｄｃ＊はＸ線管電圧指令値、ｖｄｃはＸ線管電圧のフィードバック値を示している。このフィードバックにＡＤ／ＤＡ変換がなく無駄時間もないため、Ｘ線管電圧は指令値によく追従する。
【００５６】
次に、制御システムに通信遅延、及びＡＤ／ＤＡ変換による無駄時間要素を入れたシミュレーションを行う。ＡＤ／ＤＡ変換によるサンプリングは２０ｋＨｚ、通信遅延による無駄時間は１ｍｓと設定した。従来の無駄時間１ｍｓを持つＸ線管電圧制御システムの時間応答のシミュレーション結果を図１３に示す。図１３において、ｖｄｃｄｅｌａｙは無駄時間要素後のＸ線管電圧フィードバック値である。図１３から明らかなように、Ｘ線管電圧ｖｄｃは指令値ｖｄｃ＊を中心に大きく振動しており、制御が不可能である。これは、Ｘ線管電圧制御の比例ゲインが大きいことが原因であると思われる。したがって、無駄時間が大きいためＰＩ制御だけでは安定な応答を得ることはできない。
【００５７】
これに対して、図１４に無駄時間１ｍｓを持つＸ線管電圧制御システムに本発明のスミス法を適用した場合の時間応答のシミュレーション結果を示す。モデルには前述のアナログ計算の出力を用い、無駄時間はデジタル値でサンプリング毎に保持することで再現した。図１４のシミュレーション結果より、スミス予測器を用いた制御におけるＸ線管電圧の応答ｖｄｃｄｅｌａｙは、１ｍｓの遅れ時間は発生するが、無駄時間がない場合の理想状態の応答とほぼ同じ応答であり、この無駄時間システムに対して有効であることがわかる。
【００５８】
また無駄時間モデルにモデル誤差が生じていた場合を考慮し、無駄時間１．１ｍｓに設定して、無駄時間モデルに最悪±２０％の誤差を想定したシミュレーションを行ったが、その結果においても応答が悪化し振動はしているが、Ｘ線管電圧は指令値に追従していることがわかった。
【００５９】
以上のように本発明の実施例では、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路を含む無駄時間を有する、例えば非接触給電方式Ｘ線ＣＴ装置などのデジタル制御系を制御対象として、当該制御対象であるＸ線管電圧におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償装置であって、ダイオード整流回路及びＸ線管などの非線形要素を含む制御対象Ｇ（ｓ）ｅ-sＬと同じ応答特性を有するモデル回路Ｐ（ｓ）を、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ回路のハードウエア回路で実装したスミス予測器を具備し、前記モデル回路Ｐ(ｓ)に、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号をフィードバック制御系に負帰還させ、さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素ｅ-sＬに入力し、前記入力した無駄時間要素ｅ-sＬの出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、フィードバック制御系に負帰還させている。
【００６０】
このようにすれば、伝達関数または状態方程式を使わなくても、非線形回路および非線形負荷をアナログ計算機（オペアンプ回路）で構成することで演算の高速化を図るとともに、非線形要素であるダイオード整流回路を直接制御対象モデルに組み込んだスミス法を構築してスミス予測器を実現することで、例えばインバータ制御システムなどの無駄時間補償を解決するとともに、インバータ制御システムの安定化をはかることができる。
【００６１】
なお本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。例えば本実施例の制御対象内の非線形要素は、ダイオード整流回路に限らず、トランジスタ回路等でもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
デジタル制御系で駆動されるインバータまたはコンバータは、ダイオード整流回路などの非線形要素と複数の制御モードを持つ能動回路部分を有する。１次側のインバータ回路からトランスを経由して２次側に電力を供給する場合の無駄時間を持つデジタル制御系では、このような非線形要素及び複数の制御モードを有する場合には伝達関数を定義することが困難であり、このような困難な部分に、オペアンプ回路に代表されるアナログ計算機、またはＦＰＧＡ回路などで実装して、無駄時間の補償を容易に可能にする。このように無駄時間補償は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路などの無駄時間を有する産業用システムでよく用いられるデジタル制御系に適用できる。
【符号の説明】
【００６３】
１ 電源（直流電圧）
２ インバータ
３ 非接触給電による巻線変圧器
４ 主変圧器
５ 整流器
６ 平滑コンデンサ
７ Ｘ線管
８ インバータ制御回路
９ 固定部
１０ 回転部
１１ Ａ／Ｄ変換回路
１２ 非接触データ通信装置
１００ 第１等価回路
２００ 第２等価回路
３００ 第３等価回路
４００ 絶対値回路（全波整流回路）
５００ 負荷回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償装置であって、
前記制御対象と同じ応答特性を有するモデル回路を実装したスミス予測器を具備することを特徴とする無駄時間補償装置。
【請求項２】
前記制御対象は、非線形要素を含むことを特徴とする、請求項１に記載の無駄時間補償装置。
【請求項３】
前記モデル回路は、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ回路のハードウエア回路によって構成されることを特徴とする、請求項１または２に記載の無駄時間補償装置。
【請求項４】
前記モデル回路は、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号を前記フィードバック制御系に負帰還させ、
さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素に入力し、前記入力した無駄時間要素の出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、前記フィードバック制御系に負帰還させるものであることを特徴とする、請求項１ないし３のいずれか1項に記載の無駄時間補償装置。
【請求項５】
前記制御対象は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路を含むことを特徴とする、請求項１ないし４のいずれか1項に記載の無駄時間補償装置。
【請求項６】
無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償方法であって、
前記制御対象と同じ応答特性を有するモデル回路を実装したスミス予測器を具備することを特徴とする無駄時間補償方法。
【請求項７】
前記制御対象は、非線形要素を含むことを特徴とする、請求項６に記載の無駄時間補償方法。
【請求項８】
前記モデル回路は、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ回路のハードウエア回路によって構成されることを特徴とする、請求項６または７に記載の無駄時間補償方法。
【請求項９】
前記モデル回路は、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号を前記フィードバック制御系に負帰還させ、
さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素に入力し、前記入力した無駄時間要素の出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、前記フィードバック制御系に負帰還させるものであることを特徴とする、請求項６ないし８のいずれか1項に記載の無駄時間補償方法。
【請求項１０】
前記制御対象は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路であることを特徴とする、請求項６ないし９のいずれか1項に記載の無駄時間補償方法。
【請求項１】
無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償装置であって、
前記制御対象と同じ応答特性を有するモデル回路を実装したスミス予測器を具備することを特徴とする無駄時間補償装置。
【請求項２】
前記制御対象は、非線形要素を含むことを特徴とする、請求項１に記載の無駄時間補償装置。
【請求項３】
前記モデル回路は、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ回路のハードウエア回路によって構成されることを特徴とする、請求項１または２に記載の無駄時間補償装置。
【請求項４】
前記モデル回路は、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号を前記フィードバック制御系に負帰還させ、
さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素に入力し、前記入力した無駄時間要素の出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、前記フィードバック制御系に負帰還させるものであることを特徴とする、請求項１ないし３のいずれか1項に記載の無駄時間補償装置。
【請求項５】
前記制御対象は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路を含むことを特徴とする、請求項１ないし４のいずれか1項に記載の無駄時間補償装置。
【請求項６】
無駄時間を有する制御対象として、当該制御対象におけるフィードバック制御系の安定性を保つための無駄時間補償方法であって、
前記制御対象と同じ応答特性を有するモデル回路を実装したスミス予測器を具備することを特徴とする無駄時間補償方法。
【請求項７】
前記制御対象は、非線形要素を含むことを特徴とする、請求項６に記載の無駄時間補償方法。
【請求項８】
前記モデル回路は、オペアンプ回路によるアナログ計算機、又はＦＰＧＡ回路のハードウエア回路によって構成されることを特徴とする、請求項６または７に記載の無駄時間補償方法。
【請求項９】
前記モデル回路は、前記制御対象と同じ信号を入力して出力信号を取得し、前記取得した出力信号を前記フィードバック制御系に負帰還させ、
さらに前記取得した出力信号を、前記制御対象と同じ無駄時間要素に入力し、前記入力した無駄時間要素の出力信号と前記制御対象の出力信号の差分信号を、前記フィードバック制御系に負帰還させるものであることを特徴とする、請求項６ないし８のいずれか1項に記載の無駄時間補償方法。
【請求項１０】
前記制御対象は、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、サンプリング回路、又は通信遅延回路であることを特徴とする、請求項６ないし９のいずれか1項に記載の無駄時間補償方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５ａ】
【図５ｂ】
【図６】
【図７ａ】
【図７ｂ】
【図８ａ】
【図８ｂ】
【図９ａ】
【図９ｂ】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５ａ】
【図５ｂ】
【図６】
【図７ａ】
【図７ｂ】
【図８ａ】
【図８ｂ】
【図９ａ】
【図９ｂ】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１０−１７０３４４（Ｐ２０１０−１７０３４４Ａ）
【公開日】平成２２年８月５日（２０１０．８．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１２３９７（Ｐ２００９−１２３９７）
【出願日】平成２１年１月２２日（２００９．１．２２）
【出願人】（３０４０２１２８８）国立大学法人長岡技術科学大学 (458)
【出願人】（５０４２３７０５０）独立行政法人国立高等専門学校機構 (656)
【出願人】（０００１５３４９８）株式会社日立メディコ (1,613)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年８月５日（２０１０．８．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１月２２日（２００９．１．２２）
【出願人】（３０４０２１２８８）国立大学法人長岡技術科学大学 (458)
【出願人】（５０４２３７０５０）独立行政法人国立高等専門学校機構 (656)
【出願人】（０００１５３４９８）株式会社日立メディコ (1,613)
【Ｆターム（参考）】
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