インバータ電源装置
【課題】インバータ電源装置において変圧器の偏磁が発生した場合でも、迅速に偏磁を解消させる制御を行うこと。
【解決手段】本発明は、インバータ回路と、変圧器Ｔｒと、整流回路ＤＳ１〜２と、出力変調制御回路ＰＷＭと、変圧器Ｔｒの励磁電流が過大になったことを検出することによって偏磁を判別して偏磁判別信号Ｈｄを出力する偏磁判別回路ＨＤと、この偏磁判別信号Ｈｄが入力された時点から高周波交流の半周期が終了するまでは出力変調制御を禁止してインバータ回路のスイッチング素子ＴＲ１〜４をオフ状態に変化させる禁止回路ＫＣと、偏磁判別信号Ｈｄが入力された半周期が終了したときから所定周期の間は、偏磁を解消するために偏磁している側の半周期の出力が低下するように出力変調制御を修正する偏磁解消回路ＨＫと、を具備したインバータ電源装置である。
【解決手段】本発明は、インバータ回路と、変圧器Ｔｒと、整流回路ＤＳ１〜２と、出力変調制御回路ＰＷＭと、変圧器Ｔｒの励磁電流が過大になったことを検出することによって偏磁を判別して偏磁判別信号Ｈｄを出力する偏磁判別回路ＨＤと、この偏磁判別信号Ｈｄが入力された時点から高周波交流の半周期が終了するまでは出力変調制御を禁止してインバータ回路のスイッチング素子ＴＲ１〜４をオフ状態に変化させる禁止回路ＫＣと、偏磁判別信号Ｈｄが入力された半周期が終了したときから所定周期の間は、偏磁を解消するために偏磁している側の半周期の出力が低下するように出力変調制御を修正する偏磁解消回路ＨＫと、を具備したインバータ電源装置である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変圧器の偏磁を解消するための制御を搭載したインバータ電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インバータ電源装置は、一般的に、商用電源を整流・平滑した直流電源を複数個のスイッチング素子によって高周波交流に変換するインバータ回路と、この高周波交流を負荷に適した電圧値に変圧する変圧器と、この変圧された高周波交流を整流して負荷に供給する整流回路と、上記インバータ回路をパルス幅変調制御、周波数変調制御等の出力変調制御を行う出力変調制御回路と、上記変圧器の偏磁から上記スイッチング素子を保護する偏磁保護回路と、を具備している。この発明が対象とするインバータ電源装置は、溶接電源、スイッチング電源、半導体製造用高周波電源、誘導加熱電源、太陽電離又は燃料電池発電用電源等である。負荷の電圧値、電流値等が所望値になるようにフィードバックしてインバータ回路を形成するスイッチング素子を出力変調制御する方式には、上述したように、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）、周波数変調制御（ＦＭ）等がある。以下の説明では、代表的な出力変調制御であるパルス幅変調制御の場合を例示する。
【０００３】
インバータ電源装置にとって変圧器の偏磁は大きな問題である。偏磁から飽和へと至ると変圧器はその機能を失い短絡負荷状態となるために、インバータ回路のスイッチング素に過電流が流れて、スイッチング素子が破損する。偏磁は、負荷の急変、スイッチング素子等の特性のバラツキ、フィードバック制御系の不安定等の種々の要因で発生する。特に、最近のインバータ電源装置は、動作周波数（キャリア周波数）が100ｋＨｚを超えるものも多ために、変圧器の鉄芯に高周波での損失が少ないフェライトコアが使用されることが多い。しかし、フェライトコアは飽和磁束密度の値が低いために、少しの偏磁で直ぐに飽和に至る。このために、高周波のインバータ電源装置では偏磁対策がより一層重要である。以下、従来技術の偏磁対策技術について説明する。
【０００４】
図４は、従来技術の偏磁対策技術を搭載したインバータ電源装置のブロック図である。３相ブリッジ整流器ＤＰは、３相商用電源ＡＣを整流する。平滑コンデンサＣは、整流された電圧を平滑し直流電圧を出力する。両者ＤＰ、Ｃによって直流電源が形成される。インバータ回路は、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４及び還流ダイオードＤ１〜Ｄ４から形成される。ここでは、インバータ回路方式がフルブリッジ方式の場合であるが、プッシュ・プル方式でも良い。トランジスタＴＲ１とＴＲ４とは同時にオン／オフ制御され、トランジスタＴＲ２とＴＲ３とは同時にオン／オフ制御される。したがって、以下の説明ではＴＲ１及びＴＲ４をＡ組のトランジスタと呼び、ＴＲ２及びＴＲ３をＢ組のトランジスタと呼ぶことにする。インバータ回路は、直流電圧を高周波交流に変換する。
【０００５】
変圧器Ｔｒは、高周波交流の電圧値を負荷に適した電圧値に変圧する。Ａ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４がオン状態のときは、変圧器Ｔｒの１次巻線には正の電圧が印加し、１次電流Ｉｐは正の値となる。逆に、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３がオン状態のときは、変圧器Ｔｒの１次巻線には負の電圧が印加し、１次電流Ｉｐは負の値となる。これら正及び負の電圧の印加時間（電圧積分値）がアンバランスになると偏磁が発生する。すなわち、負荷急変等によってＡ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４のオン時間とＢ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３のオン時間に大きな差があると偏磁が発生する。２次整流器ＤＳ１、ＤＳ２は、上記の変圧された高周波交流を整流する。リアクトルＬは、整流された直流を平滑し、負荷に供給する。リアクトルＬの代わりにコンデンサを使用して平滑する場合もある。
【０００６】
電圧検出回路ＶＤは、出力電圧Ｖｏを検出して、電圧検出信号Ｖｄを出力する。電圧設定回路ＶＲは、所望値の電圧設定信号Ｖｒを出力する。誤差増幅回路ＥＡは、上記の電圧設定信号Ｖｒと電圧検出信号Ｖｄとの誤差を増幅して誤差増幅信号ΔＶを出力する。ノコギリ波発振回路ＮＨは、インバータ回路の高周波交流周波数の２倍の周波数を有するノコギリ波信号Ｎｈを出力する。ノコギリ波信号Ｎｈの周波数を設定することで、高周波交流の周波数（キャリア周波数）を設定する。パルス幅変調制御回路ＰＷＭは、上記の誤差増幅信号ΔＶ及びノコギリ波信号Ｎｈを入力としてパルス幅変調を行い、パルス幅変調信号Ｐwa、Ｐwbを出力する。パルス幅変調信号Ｐwaは、上記Ａ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４をオン制御する信号であり、パルス幅変調信号Ｐwbは、上記Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３をオン制御する信号である。パルス幅変調信号ＰwaとＰwbとは、図６で後述するように、半周期ずれた信号であり、両信号で高周波交流の１周期になる。電流検出回路ＩＤは、上記変圧器Ｔｒの１次電流Ｉｐを検出して、電流検出信号Ｉｄを出力する。偏磁判別回路ＨＤは、この電流検出信号Ｉｄを入力として、図５で後述するように、励磁電流が過大になったことを検出することによって偏磁を判別して偏磁判別信号Ｈｄを出力（Ｈｉｇｈレベル）する。禁止回路ＫＣは、上記の偏磁判別信号Ｈｄが出力されると上記のパルス幅変調信号Ｐwa、Ｐwbのパルス幅を即時にその半周期の間禁止したパルス幅禁止信号Ｐka、Ｐkbを出力する。したがって、偏磁判別信号Ｈｄが出力されていないときは、Ｐwa＝Ｐka及びＰwb＝Ｐkbである。駆動回路ＤＶは、上記のパルス幅禁止信号Ｐka、Ｐkbを入力として、Ａ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４の駆動信号Ｓａ及びＢ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の駆動信号Ｓｂを出力する。
【０００７】
図５は、偏磁判別方法を示す変圧器Ｔｒの１次電流Ｉｐ及び励磁電流Ｉｒの波形図である。同図は半周期の電流波形を示し、時刻ｔ１にＡ組又はＢ組のトランジスタがオンして電流の通電が開始する。同図では、負荷の急変等によって時刻ｔ２から偏磁が発生する場合を例示する。同図（Ｂ）に示すように、偏磁が発生すると励磁電流Ｉｒが急上昇して過大となる。したがって、励磁電流Ｉｒの値が基準値Ｉtr以上になったことを検出して偏磁を判別することができる。励磁電流Ｉｒは、Ｉｒ＝Ｉｐ−Ｋ・Ｉｓによって算出することができる。ここで、Ｋは変圧器Ｔｒの巻数比であり、Ｉｓは２次電流値である。
【０００８】
また、同図（Ａ）に示すように、１次電流Ｉｐは、負荷の大小によってその平坦部の電流値がＬ１、Ｌ２のように異なる。しかし、励磁電流Ｉｒの急上昇に伴って１次電流値Ｉｐも急上昇し、時刻ｔ３において基準値Ｉｔ以上になる。これを検出して、偏磁を判別することができる。このときに、波形Ｌ１とＬ２とでは平坦部の電流値は異なるが、偏磁による電流の急上昇は大きな差がなくなる。このために、偏磁検出精度はそれ程バラツカない。したがって、励磁電流Ｉｒが過大であることを、励磁電流Ｉｒ又は１次電流Ｉｐが基準値以上であることによって判別することができる。
【０００９】
図６は、図４で上述したインバータ電源装置における各信号のタイミングチャートである。同図（Ａ）はノコギリ波信号Ｎｈの、同図（Ｂ）はＡ組のパルス幅変調信号Ｐwaの、同図（Ｃ）はＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbの、同図（Ｄ）は電流検出信号Ｉｄの、同図（Ｅ）は偏磁判別信号Ｈｄの、同図（Ｆ）はＢ組のパルス幅禁止信号Ｐkbの時間変化を示す。同図（Ａ）に示すノコギリ波信号Ｎｈの１周期が高周波交流の半周期となる。同図は、変圧器Ｔｒへの負電圧の印加時間が長くアンバランスになり、同図（Ｄ）に示す電流検出信号Ｉｄ（＝１次電流Ｉｐ）の負の値側に偏磁した場合である。したがって、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の側に偏磁した場合である。以下、同図を参照して説明する。
【００１０】
時刻ｔ１〜ｔ２の期間中は、同図（Ｂ）に示すように、Ａ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４のためのパルス幅変調信号Ｐwaが出力され、同図（Ｄ）に示すように、電流検出信号Ｉｄは正の値となる。この期間中は変圧器Ｔｒには正の電圧が印加する。時刻ｔ２〜ｔ３の期間中は、同図（Ｃ）に示すように、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３のためのパルス幅変調信号Ｐwbが出力され、同図（Ｄ）に示すように、電流検出信号Ｉｄは負の値となる。この期間中は、変圧器Ｔｒには負の電圧が印加する。
【００１１】
時刻ｔ４〜ｔ５の期間中に負荷の急変等により偏磁が発生すると、同図（Ｄ）に示すように、電流検出信号Ｉｄは、図５で上述したように、その値が急上昇する。時刻ｔ４１において、電流検出信号Ｉｄの値が基準値Ｉｔ以上になると、同図（Ｅ）に示すように、偏磁判別信号Ｈｄが時刻ｔ５までＨｉｇｈレベルに変化する。これに応動して、同図（Ｃ）に示すＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbは時刻ｔ４１でＬｏｗレベルに禁止されて、同図（Ｆ）に示すＢ組のパルス幅禁止信号Ｐkbを出力する。これにより、電流値がさらに上昇してＢ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３が破損するのを防止する。しかし、このパルス幅禁止制御による偏磁対策では、偏磁が相当に進行した状態でパルス幅を禁止するために、偏磁状態は継続されることになる。この結果、時刻ｔ６〜ｔ７、時刻ｔ８〜ｔ９及び時刻ｔ１０〜ｔ１１のＢ側の半周期共に電流値が急上昇してパルス幅の禁止が連発する状態に陥りやすい。このような状態になると、トランジスタに過電流が連発して通電することになり、破損はしないが信頼性が低下することになる。さらに、過電流の連発状態は出力不安定状態にもなるのでインバータ電源装置のシステム信頼性も低下する。
【００１２】
上述した偏磁対策技術以外にも以下のような従来技術が開示されている。第１は、変圧器の１次電流Ｉｐの直流分をフィルタによって検出して偏磁を判別する技術である。また、第２は、変圧器に印加される１次電圧を積分してその値によって偏磁を判別する技術である。偏磁が判別されると、偏磁を解消するようにパルス幅変調信号を修正する（例えば、特許文献１〜３参照）。
【００１３】
【特許文献１】特公平３−４３９３８号公報
【特許文献２】特許第２９７３５６４号公報
【特許文献３】特開平８−１８７５７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上述した１次電流値が基準値以上になるとパルス幅を禁止する従来技術では、偏磁状態を解消することができないためにパルス幅の禁止が連発する状態に陥りやすい。このために、インバータ回路のスイッチング素子の信頼性の低下を招くと共に、出力不安定状態によるシステム信頼性の低下を引き起こす。次に、１次電流の直流分を検出する従来技術では、直流分検出用フィルタの時間遅れのために、急激な偏磁の発生からスイッチング素子を保護することができない。これは、上述したように、最近のインバータ電源装置にはフェライトコアが使用されることが多いために、飽和磁束密度が小さいので、少しの偏磁で直ぐに飽和して過電流が流れスイッチング素子が破損する。したがって、時間遅れはできるだけ短くしなければならない。次に、１次電圧を積分する従来技術では、やはり少し時間遅れが発生する。さらに、１次電圧は３００Ｖ程度と高電圧であるので、電圧の検出回路が大型化し高価になる。１次電圧を検出するために変圧器に補助巻線を巻き、その電圧を検出することもある。この場合でも、電圧値は１００Ｖ程度となり、やはり検出が難しい。
【００１５】
そこで、本発明では、偏磁を時間遅れなくかつ容易な手段で検出して過電流を防止すると共に、偏磁を解消させる制御を同時に行うことができるインバータ電源装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電源を複数個のスイッチング素子によって高周波交流に変換するインバータ回路と、この高周波交流を負荷に適した電圧値に変圧する変圧器と、この変圧された高周波交流を整流して負荷に供給する整流回路と、前記インバータ回路を出力変調制御する出力変調制御回路と、前記変圧器の励磁電流が過大になったことを検出することによって前記変圧器の偏磁を判別して偏磁判別信号を出力する偏磁判別回路と、この偏磁判別信号が入力された時点から前記高周波交流の半周期が終了するまでは前記出力変調制御を禁止して前記インバータ回路のスイッチング素子をオフ状態に変化させる禁止回路と、を備えたインバータ電源装置において、
前記偏磁判別信号が入力された半周期が終了したときから所定周期の間は、偏磁を解消するために偏磁している側の半周期の出力が低下するように前記出力変調制御を修正する偏磁解消回路を設けたことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００１７】
また、第２の発明は、第１の発明記載の偏磁判別回路における前記変圧器の励磁電流が過大になったことを、前記変圧器の１次電流の立上り期間を除く上昇率及び／又は前記１次電流の値が基準値以上になったことで検出する、ことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００１８】
また、第３の発明は、第１の発明記載の偏磁解消回路における偏磁している側の半周期の出力が低下するように前記出力変調制御を修正する方法が、偏磁している側の半周期のパルス幅を短縮するように前記出力変調制御を修正することである、ことを特徴とするインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、偏磁を励磁電流の過大によって時間遅れなく検出すると、即時にインバータ回路のスイッチング素子をオフ状態にしてその破損を防止する。続いて、偏磁判別から所定周期の間は偏磁している側の出力を低下させることによって、偏磁を解消させることができる。このために、偏磁状態の継続に伴う過電流の連発状態を防止することができ、トランジスタ及びシステムの信頼性を高めることができる。さらに、電流検出によって偏磁を判別することができるので、検出手段が容易かつ安価である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態に係るインバータ電源装置のブロック図である。同図において上述した図４と同一ブロックには同一符号を付してそれらの説明は省略する。以下、図４とは異なる点線で示すブロックについて説明する。
【００２２】
同図は、図４に偏磁解消回路ＨＫを追加したものである。この偏磁解消回路ＨＫは、偏磁判別信号Ｈｄが入力された半周期が終了した時点から所定の偏磁解消周期Ｔｈの間は、偏磁を解消するために偏磁している側の半周期の出力が低下するようにパルス幅変調信号Ｐwa又はＰwbを修正して、パルス幅修正信号Ｐha、Ｐhbを出力する。
【００２３】
図２は、上述した図１のインバータ電源装置における各信号のタイミングチャートである。同図（Ａ）はノコギリ波信号Ｎｈの、同図（Ｂ）はＡ組のパルス幅変調信号Ｐwaの、同図（Ｃ）はＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbの、同図（Ｄ）は電流検出信号Ｉｄの、同図（Ｅ）は偏磁判別信号Ｈｄの、同図（Ｆ）はＢ組のパルス幅修正信号Ｐhbの、同図（Ｇ）はＢ組のパルス幅禁止信号Ｐkbの時間変化を示す。同図は、上述した図６と対応しており、同図（Ｆ）に示すＢ組のパルス幅修正信号Ｐhbを追加したものである。同図は、図６のときと同様に、同図（Ａ）に示すノコギリ波信号Ｎｈの１周期が高周波交流の半周期となる。同図は、変圧器Ｔｒへの負電圧の印加時間が長くアンバランスになり、同図（Ｄ）に示す電流検出信号Ｉｄ（＝１次電流Ｉｐ）の負の値側に偏磁した場合である。したがって、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の側に偏磁した場合である。以下、同図を参照して説明する。
【００２４】
時刻ｔ４１において、同図（Ｄ）に示すように、変圧器の偏磁が発生して１次電流Ｉｐの値が基準値Ｉｔ以上になると、同図（Ｅ）に示すように、偏磁判別信号Ｈｄが出力（Ｈｉｇｈレベル）される。偏磁は、１次電流Ｉｐが負の値となる側（Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の側）に発生している。これに応動して、同図（Ｇ）に示すように、Ｂ側のパルス幅禁止信号Ｐkbは即時にＬｏｗレベルに禁止される。この結果、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３は即時にターンオフされて、同図（Ｄ）に示すように、１次電流Ｉｐが基準値Ｉｔを超えて流れることを禁止する。これによりＢ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の破損を防止できる。
【００２５】
続く時刻ｔ５において、同図（Ｄ）に示す偏磁判別信号Ｈｄが出力（Ｈｉｇｈレベル）された半周期が終了してＬｏｗレベルになると、その時点（ｔ５）から予め定めた偏磁解消周期Ｔｈが開始する。ここでは、Ｔｈ＝２周期としている。Ｔｈ＝１〜１０周期程度が適正範囲である。この偏磁解消機関Ｔｈ中は、同図（Ｆ）に示すように、偏磁しているＢ側の半周期（ｔ６〜ｔ７及びｔｔ８〜ｔ９）のパルス幅を短縮してＢ側半周期の出力が低下するようにする。すなわち、時刻ｔ６〜ｔ７期間中の同図（Ｃ）に示すＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbは、同図（Ｆ）に示すように、時刻ｔ６２までに短縮されたパルス幅修正信号Ｐhbに修正される。同様に、時刻ｔ８〜ｔ９期間中の同図（Ｃ）に示すＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbは、同図（Ｆ）に示すように、時刻ｔ８２までに短縮されたパルス幅修正信号Ｐhbに修正される。このパルス幅短縮方法は、元のパルス幅変調信号Ｐwbのパルス幅を、このパルス幅に係数（０＜係数＜1.0）を乗じたパルス幅に減じる方法で行われる。また、所定の最小パルス幅に修正する方法もある。
【００２６】
上記の偏磁解消周期Ｔｈ中は、偏磁しているＢ側の半周期の出力を低下させることによって、Ｂ側への偏磁を解消する。この実施の形態では、出力変調制御方法がパルス幅変調制御方法の場合であるので、出力を低下させるためにはパルス幅を短くすれば良い。出力変調制御方法が周波数変調制御方法（パルス幅一定）である場合には、出力を低下させるためには周波数を低くすれば良い。
【００２７】
偏磁を判別するためには、図５で上述したように、変圧器の励磁電流Ｉｒが過大になったことを検出すれば良い。この方法として、図５に示すように、１次電流Ｉｐ又は励磁電流Ｉｒの値が基準値以上になったことを検出する方法がある。図３は、これ以外の励磁電流の過大を検出する方法を示す電流波形図である。同図（Ａ）は１次電流Ｉｐの半周期の波形を示し、同図（Ｂ）は１次電流Ｉｐの微分値Ｂｉ＝ｄＩｐ／ｄｔを示す。同図（Ｂ）に示すように、微分値Ｂｉは１次電流Ｉｐの上昇率を示し、その値が基準微分値Ｂｔ以上となった時刻ｔ３において偏磁を判別する。この上昇率による方法は、１次電流値Ｉｐを基準値Ｉｔと比較する方法に比べて、偏磁の発生を早期に確実に検出することができる可能性がある。両者を使用して検出し論理積を取り検出精度をより確実にすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施の形態に係るインバータ電源装置のブロック図である。
【図２】図１のインバータ電源装置の各信号のタイミングチャートである。
【図３】偏磁判別方法を示す変圧器の１次電流Ｉｐ及びその微分値Ｂｉの波形図である。
【図４】従来技術におけるインバータ電源装置のブロック図である。
【図５】偏磁判別方法を示す変圧器の１次電流Ｉｐ及び励磁電流Ｉｒの波形図である。
【図６】図４のインバータ電源装置の各信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００２９】
ＡＣ 商用電源
Ｂｉ 微分値
Ｂｔ 基準微分値
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ 還流ダイオード
ＤＰ ３相ブリッジ整流器
ＤＳ１、ＤＳ２ ２次整流器
ＤＶ 駆動回路
ＥＡ 誤差増幅回路
ＨＤ 偏磁判別回路
Ｈｄ 偏磁判別信号
ＨＫ 偏磁解消回路
ＩＤ 電流検出回路
Ｉｄ 電流検出信号
Ｉｐ １次電流
Ｉｒ 励磁電流
Ｉｓ ２次電流
Ｉｔ 基準値
Ｉtr 基準値
ＫＣ 禁止回路
Ｌ リアクトル
ＮＨ ノコギリ波発振回路
Ｎｈ ノコギリ波信号
Ｐha、Ｐhb パルス幅修正信号
Ｐka、Ｐkb パルス幅禁止信号
ＰＷＭ パルス幅変調制御回路
Ｐwa、Ｐwb パルス幅変調信号
Ｓａ、Ｓｂ 駆動信号
Ｔｈ 偏磁解消周期
Ｔｒ 変圧器
ＴＲ１〜ＴＲ４ トランジスタ
ＶＤ 電圧検出回路
Ｖｄ 電圧検出信号
Ｖｏ 出力電圧
ＶＲ 電圧設定回路
Ｖｒ 電圧設定信号
ΔＶ 誤差増幅信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変圧器の偏磁を解消するための制御を搭載したインバータ電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インバータ電源装置は、一般的に、商用電源を整流・平滑した直流電源を複数個のスイッチング素子によって高周波交流に変換するインバータ回路と、この高周波交流を負荷に適した電圧値に変圧する変圧器と、この変圧された高周波交流を整流して負荷に供給する整流回路と、上記インバータ回路をパルス幅変調制御、周波数変調制御等の出力変調制御を行う出力変調制御回路と、上記変圧器の偏磁から上記スイッチング素子を保護する偏磁保護回路と、を具備している。この発明が対象とするインバータ電源装置は、溶接電源、スイッチング電源、半導体製造用高周波電源、誘導加熱電源、太陽電離又は燃料電池発電用電源等である。負荷の電圧値、電流値等が所望値になるようにフィードバックしてインバータ回路を形成するスイッチング素子を出力変調制御する方式には、上述したように、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）、周波数変調制御（ＦＭ）等がある。以下の説明では、代表的な出力変調制御であるパルス幅変調制御の場合を例示する。
【０００３】
インバータ電源装置にとって変圧器の偏磁は大きな問題である。偏磁から飽和へと至ると変圧器はその機能を失い短絡負荷状態となるために、インバータ回路のスイッチング素に過電流が流れて、スイッチング素子が破損する。偏磁は、負荷の急変、スイッチング素子等の特性のバラツキ、フィードバック制御系の不安定等の種々の要因で発生する。特に、最近のインバータ電源装置は、動作周波数（キャリア周波数）が100ｋＨｚを超えるものも多ために、変圧器の鉄芯に高周波での損失が少ないフェライトコアが使用されることが多い。しかし、フェライトコアは飽和磁束密度の値が低いために、少しの偏磁で直ぐに飽和に至る。このために、高周波のインバータ電源装置では偏磁対策がより一層重要である。以下、従来技術の偏磁対策技術について説明する。
【０００４】
図４は、従来技術の偏磁対策技術を搭載したインバータ電源装置のブロック図である。３相ブリッジ整流器ＤＰは、３相商用電源ＡＣを整流する。平滑コンデンサＣは、整流された電圧を平滑し直流電圧を出力する。両者ＤＰ、Ｃによって直流電源が形成される。インバータ回路は、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４及び還流ダイオードＤ１〜Ｄ４から形成される。ここでは、インバータ回路方式がフルブリッジ方式の場合であるが、プッシュ・プル方式でも良い。トランジスタＴＲ１とＴＲ４とは同時にオン／オフ制御され、トランジスタＴＲ２とＴＲ３とは同時にオン／オフ制御される。したがって、以下の説明ではＴＲ１及びＴＲ４をＡ組のトランジスタと呼び、ＴＲ２及びＴＲ３をＢ組のトランジスタと呼ぶことにする。インバータ回路は、直流電圧を高周波交流に変換する。
【０００５】
変圧器Ｔｒは、高周波交流の電圧値を負荷に適した電圧値に変圧する。Ａ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４がオン状態のときは、変圧器Ｔｒの１次巻線には正の電圧が印加し、１次電流Ｉｐは正の値となる。逆に、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３がオン状態のときは、変圧器Ｔｒの１次巻線には負の電圧が印加し、１次電流Ｉｐは負の値となる。これら正及び負の電圧の印加時間（電圧積分値）がアンバランスになると偏磁が発生する。すなわち、負荷急変等によってＡ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４のオン時間とＢ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３のオン時間に大きな差があると偏磁が発生する。２次整流器ＤＳ１、ＤＳ２は、上記の変圧された高周波交流を整流する。リアクトルＬは、整流された直流を平滑し、負荷に供給する。リアクトルＬの代わりにコンデンサを使用して平滑する場合もある。
【０００６】
電圧検出回路ＶＤは、出力電圧Ｖｏを検出して、電圧検出信号Ｖｄを出力する。電圧設定回路ＶＲは、所望値の電圧設定信号Ｖｒを出力する。誤差増幅回路ＥＡは、上記の電圧設定信号Ｖｒと電圧検出信号Ｖｄとの誤差を増幅して誤差増幅信号ΔＶを出力する。ノコギリ波発振回路ＮＨは、インバータ回路の高周波交流周波数の２倍の周波数を有するノコギリ波信号Ｎｈを出力する。ノコギリ波信号Ｎｈの周波数を設定することで、高周波交流の周波数（キャリア周波数）を設定する。パルス幅変調制御回路ＰＷＭは、上記の誤差増幅信号ΔＶ及びノコギリ波信号Ｎｈを入力としてパルス幅変調を行い、パルス幅変調信号Ｐwa、Ｐwbを出力する。パルス幅変調信号Ｐwaは、上記Ａ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４をオン制御する信号であり、パルス幅変調信号Ｐwbは、上記Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３をオン制御する信号である。パルス幅変調信号ＰwaとＰwbとは、図６で後述するように、半周期ずれた信号であり、両信号で高周波交流の１周期になる。電流検出回路ＩＤは、上記変圧器Ｔｒの１次電流Ｉｐを検出して、電流検出信号Ｉｄを出力する。偏磁判別回路ＨＤは、この電流検出信号Ｉｄを入力として、図５で後述するように、励磁電流が過大になったことを検出することによって偏磁を判別して偏磁判別信号Ｈｄを出力（Ｈｉｇｈレベル）する。禁止回路ＫＣは、上記の偏磁判別信号Ｈｄが出力されると上記のパルス幅変調信号Ｐwa、Ｐwbのパルス幅を即時にその半周期の間禁止したパルス幅禁止信号Ｐka、Ｐkbを出力する。したがって、偏磁判別信号Ｈｄが出力されていないときは、Ｐwa＝Ｐka及びＰwb＝Ｐkbである。駆動回路ＤＶは、上記のパルス幅禁止信号Ｐka、Ｐkbを入力として、Ａ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４の駆動信号Ｓａ及びＢ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の駆動信号Ｓｂを出力する。
【０００７】
図５は、偏磁判別方法を示す変圧器Ｔｒの１次電流Ｉｐ及び励磁電流Ｉｒの波形図である。同図は半周期の電流波形を示し、時刻ｔ１にＡ組又はＢ組のトランジスタがオンして電流の通電が開始する。同図では、負荷の急変等によって時刻ｔ２から偏磁が発生する場合を例示する。同図（Ｂ）に示すように、偏磁が発生すると励磁電流Ｉｒが急上昇して過大となる。したがって、励磁電流Ｉｒの値が基準値Ｉtr以上になったことを検出して偏磁を判別することができる。励磁電流Ｉｒは、Ｉｒ＝Ｉｐ−Ｋ・Ｉｓによって算出することができる。ここで、Ｋは変圧器Ｔｒの巻数比であり、Ｉｓは２次電流値である。
【０００８】
また、同図（Ａ）に示すように、１次電流Ｉｐは、負荷の大小によってその平坦部の電流値がＬ１、Ｌ２のように異なる。しかし、励磁電流Ｉｒの急上昇に伴って１次電流値Ｉｐも急上昇し、時刻ｔ３において基準値Ｉｔ以上になる。これを検出して、偏磁を判別することができる。このときに、波形Ｌ１とＬ２とでは平坦部の電流値は異なるが、偏磁による電流の急上昇は大きな差がなくなる。このために、偏磁検出精度はそれ程バラツカない。したがって、励磁電流Ｉｒが過大であることを、励磁電流Ｉｒ又は１次電流Ｉｐが基準値以上であることによって判別することができる。
【０００９】
図６は、図４で上述したインバータ電源装置における各信号のタイミングチャートである。同図（Ａ）はノコギリ波信号Ｎｈの、同図（Ｂ）はＡ組のパルス幅変調信号Ｐwaの、同図（Ｃ）はＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbの、同図（Ｄ）は電流検出信号Ｉｄの、同図（Ｅ）は偏磁判別信号Ｈｄの、同図（Ｆ）はＢ組のパルス幅禁止信号Ｐkbの時間変化を示す。同図（Ａ）に示すノコギリ波信号Ｎｈの１周期が高周波交流の半周期となる。同図は、変圧器Ｔｒへの負電圧の印加時間が長くアンバランスになり、同図（Ｄ）に示す電流検出信号Ｉｄ（＝１次電流Ｉｐ）の負の値側に偏磁した場合である。したがって、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の側に偏磁した場合である。以下、同図を参照して説明する。
【００１０】
時刻ｔ１〜ｔ２の期間中は、同図（Ｂ）に示すように、Ａ組のトランジスタＴＲ１、ＴＲ４のためのパルス幅変調信号Ｐwaが出力され、同図（Ｄ）に示すように、電流検出信号Ｉｄは正の値となる。この期間中は変圧器Ｔｒには正の電圧が印加する。時刻ｔ２〜ｔ３の期間中は、同図（Ｃ）に示すように、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３のためのパルス幅変調信号Ｐwbが出力され、同図（Ｄ）に示すように、電流検出信号Ｉｄは負の値となる。この期間中は、変圧器Ｔｒには負の電圧が印加する。
【００１１】
時刻ｔ４〜ｔ５の期間中に負荷の急変等により偏磁が発生すると、同図（Ｄ）に示すように、電流検出信号Ｉｄは、図５で上述したように、その値が急上昇する。時刻ｔ４１において、電流検出信号Ｉｄの値が基準値Ｉｔ以上になると、同図（Ｅ）に示すように、偏磁判別信号Ｈｄが時刻ｔ５までＨｉｇｈレベルに変化する。これに応動して、同図（Ｃ）に示すＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbは時刻ｔ４１でＬｏｗレベルに禁止されて、同図（Ｆ）に示すＢ組のパルス幅禁止信号Ｐkbを出力する。これにより、電流値がさらに上昇してＢ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３が破損するのを防止する。しかし、このパルス幅禁止制御による偏磁対策では、偏磁が相当に進行した状態でパルス幅を禁止するために、偏磁状態は継続されることになる。この結果、時刻ｔ６〜ｔ７、時刻ｔ８〜ｔ９及び時刻ｔ１０〜ｔ１１のＢ側の半周期共に電流値が急上昇してパルス幅の禁止が連発する状態に陥りやすい。このような状態になると、トランジスタに過電流が連発して通電することになり、破損はしないが信頼性が低下することになる。さらに、過電流の連発状態は出力不安定状態にもなるのでインバータ電源装置のシステム信頼性も低下する。
【００１２】
上述した偏磁対策技術以外にも以下のような従来技術が開示されている。第１は、変圧器の１次電流Ｉｐの直流分をフィルタによって検出して偏磁を判別する技術である。また、第２は、変圧器に印加される１次電圧を積分してその値によって偏磁を判別する技術である。偏磁が判別されると、偏磁を解消するようにパルス幅変調信号を修正する（例えば、特許文献１〜３参照）。
【００１３】
【特許文献１】特公平３−４３９３８号公報
【特許文献２】特許第２９７３５６４号公報
【特許文献３】特開平８−１８７５７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上述した１次電流値が基準値以上になるとパルス幅を禁止する従来技術では、偏磁状態を解消することができないためにパルス幅の禁止が連発する状態に陥りやすい。このために、インバータ回路のスイッチング素子の信頼性の低下を招くと共に、出力不安定状態によるシステム信頼性の低下を引き起こす。次に、１次電流の直流分を検出する従来技術では、直流分検出用フィルタの時間遅れのために、急激な偏磁の発生からスイッチング素子を保護することができない。これは、上述したように、最近のインバータ電源装置にはフェライトコアが使用されることが多いために、飽和磁束密度が小さいので、少しの偏磁で直ぐに飽和して過電流が流れスイッチング素子が破損する。したがって、時間遅れはできるだけ短くしなければならない。次に、１次電圧を積分する従来技術では、やはり少し時間遅れが発生する。さらに、１次電圧は３００Ｖ程度と高電圧であるので、電圧の検出回路が大型化し高価になる。１次電圧を検出するために変圧器に補助巻線を巻き、その電圧を検出することもある。この場合でも、電圧値は１００Ｖ程度となり、やはり検出が難しい。
【００１５】
そこで、本発明では、偏磁を時間遅れなくかつ容易な手段で検出して過電流を防止すると共に、偏磁を解消させる制御を同時に行うことができるインバータ電源装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電源を複数個のスイッチング素子によって高周波交流に変換するインバータ回路と、この高周波交流を負荷に適した電圧値に変圧する変圧器と、この変圧された高周波交流を整流して負荷に供給する整流回路と、前記インバータ回路を出力変調制御する出力変調制御回路と、前記変圧器の励磁電流が過大になったことを検出することによって前記変圧器の偏磁を判別して偏磁判別信号を出力する偏磁判別回路と、この偏磁判別信号が入力された時点から前記高周波交流の半周期が終了するまでは前記出力変調制御を禁止して前記インバータ回路のスイッチング素子をオフ状態に変化させる禁止回路と、を備えたインバータ電源装置において、
前記偏磁判別信号が入力された半周期が終了したときから所定周期の間は、偏磁を解消するために偏磁している側の半周期の出力が低下するように前記出力変調制御を修正する偏磁解消回路を設けたことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００１７】
また、第２の発明は、第１の発明記載の偏磁判別回路における前記変圧器の励磁電流が過大になったことを、前記変圧器の１次電流の立上り期間を除く上昇率及び／又は前記１次電流の値が基準値以上になったことで検出する、ことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００１８】
また、第３の発明は、第１の発明記載の偏磁解消回路における偏磁している側の半周期の出力が低下するように前記出力変調制御を修正する方法が、偏磁している側の半周期のパルス幅を短縮するように前記出力変調制御を修正することである、ことを特徴とするインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、偏磁を励磁電流の過大によって時間遅れなく検出すると、即時にインバータ回路のスイッチング素子をオフ状態にしてその破損を防止する。続いて、偏磁判別から所定周期の間は偏磁している側の出力を低下させることによって、偏磁を解消させることができる。このために、偏磁状態の継続に伴う過電流の連発状態を防止することができ、トランジスタ及びシステムの信頼性を高めることができる。さらに、電流検出によって偏磁を判別することができるので、検出手段が容易かつ安価である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態に係るインバータ電源装置のブロック図である。同図において上述した図４と同一ブロックには同一符号を付してそれらの説明は省略する。以下、図４とは異なる点線で示すブロックについて説明する。
【００２２】
同図は、図４に偏磁解消回路ＨＫを追加したものである。この偏磁解消回路ＨＫは、偏磁判別信号Ｈｄが入力された半周期が終了した時点から所定の偏磁解消周期Ｔｈの間は、偏磁を解消するために偏磁している側の半周期の出力が低下するようにパルス幅変調信号Ｐwa又はＰwbを修正して、パルス幅修正信号Ｐha、Ｐhbを出力する。
【００２３】
図２は、上述した図１のインバータ電源装置における各信号のタイミングチャートである。同図（Ａ）はノコギリ波信号Ｎｈの、同図（Ｂ）はＡ組のパルス幅変調信号Ｐwaの、同図（Ｃ）はＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbの、同図（Ｄ）は電流検出信号Ｉｄの、同図（Ｅ）は偏磁判別信号Ｈｄの、同図（Ｆ）はＢ組のパルス幅修正信号Ｐhbの、同図（Ｇ）はＢ組のパルス幅禁止信号Ｐkbの時間変化を示す。同図は、上述した図６と対応しており、同図（Ｆ）に示すＢ組のパルス幅修正信号Ｐhbを追加したものである。同図は、図６のときと同様に、同図（Ａ）に示すノコギリ波信号Ｎｈの１周期が高周波交流の半周期となる。同図は、変圧器Ｔｒへの負電圧の印加時間が長くアンバランスになり、同図（Ｄ）に示す電流検出信号Ｉｄ（＝１次電流Ｉｐ）の負の値側に偏磁した場合である。したがって、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の側に偏磁した場合である。以下、同図を参照して説明する。
【００２４】
時刻ｔ４１において、同図（Ｄ）に示すように、変圧器の偏磁が発生して１次電流Ｉｐの値が基準値Ｉｔ以上になると、同図（Ｅ）に示すように、偏磁判別信号Ｈｄが出力（Ｈｉｇｈレベル）される。偏磁は、１次電流Ｉｐが負の値となる側（Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の側）に発生している。これに応動して、同図（Ｇ）に示すように、Ｂ側のパルス幅禁止信号Ｐkbは即時にＬｏｗレベルに禁止される。この結果、Ｂ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３は即時にターンオフされて、同図（Ｄ）に示すように、１次電流Ｉｐが基準値Ｉｔを超えて流れることを禁止する。これによりＢ組のトランジスタＴＲ２、ＴＲ３の破損を防止できる。
【００２５】
続く時刻ｔ５において、同図（Ｄ）に示す偏磁判別信号Ｈｄが出力（Ｈｉｇｈレベル）された半周期が終了してＬｏｗレベルになると、その時点（ｔ５）から予め定めた偏磁解消周期Ｔｈが開始する。ここでは、Ｔｈ＝２周期としている。Ｔｈ＝１〜１０周期程度が適正範囲である。この偏磁解消機関Ｔｈ中は、同図（Ｆ）に示すように、偏磁しているＢ側の半周期（ｔ６〜ｔ７及びｔｔ８〜ｔ９）のパルス幅を短縮してＢ側半周期の出力が低下するようにする。すなわち、時刻ｔ６〜ｔ７期間中の同図（Ｃ）に示すＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbは、同図（Ｆ）に示すように、時刻ｔ６２までに短縮されたパルス幅修正信号Ｐhbに修正される。同様に、時刻ｔ８〜ｔ９期間中の同図（Ｃ）に示すＢ組のパルス幅変調信号Ｐwbは、同図（Ｆ）に示すように、時刻ｔ８２までに短縮されたパルス幅修正信号Ｐhbに修正される。このパルス幅短縮方法は、元のパルス幅変調信号Ｐwbのパルス幅を、このパルス幅に係数（０＜係数＜1.0）を乗じたパルス幅に減じる方法で行われる。また、所定の最小パルス幅に修正する方法もある。
【００２６】
上記の偏磁解消周期Ｔｈ中は、偏磁しているＢ側の半周期の出力を低下させることによって、Ｂ側への偏磁を解消する。この実施の形態では、出力変調制御方法がパルス幅変調制御方法の場合であるので、出力を低下させるためにはパルス幅を短くすれば良い。出力変調制御方法が周波数変調制御方法（パルス幅一定）である場合には、出力を低下させるためには周波数を低くすれば良い。
【００２７】
偏磁を判別するためには、図５で上述したように、変圧器の励磁電流Ｉｒが過大になったことを検出すれば良い。この方法として、図５に示すように、１次電流Ｉｐ又は励磁電流Ｉｒの値が基準値以上になったことを検出する方法がある。図３は、これ以外の励磁電流の過大を検出する方法を示す電流波形図である。同図（Ａ）は１次電流Ｉｐの半周期の波形を示し、同図（Ｂ）は１次電流Ｉｐの微分値Ｂｉ＝ｄＩｐ／ｄｔを示す。同図（Ｂ）に示すように、微分値Ｂｉは１次電流Ｉｐの上昇率を示し、その値が基準微分値Ｂｔ以上となった時刻ｔ３において偏磁を判別する。この上昇率による方法は、１次電流値Ｉｐを基準値Ｉｔと比較する方法に比べて、偏磁の発生を早期に確実に検出することができる可能性がある。両者を使用して検出し論理積を取り検出精度をより確実にすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施の形態に係るインバータ電源装置のブロック図である。
【図２】図１のインバータ電源装置の各信号のタイミングチャートである。
【図３】偏磁判別方法を示す変圧器の１次電流Ｉｐ及びその微分値Ｂｉの波形図である。
【図４】従来技術におけるインバータ電源装置のブロック図である。
【図５】偏磁判別方法を示す変圧器の１次電流Ｉｐ及び励磁電流Ｉｒの波形図である。
【図６】図４のインバータ電源装置の各信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００２９】
ＡＣ 商用電源
Ｂｉ 微分値
Ｂｔ 基準微分値
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ 還流ダイオード
ＤＰ ３相ブリッジ整流器
ＤＳ１、ＤＳ２ ２次整流器
ＤＶ 駆動回路
ＥＡ 誤差増幅回路
ＨＤ 偏磁判別回路
Ｈｄ 偏磁判別信号
ＨＫ 偏磁解消回路
ＩＤ 電流検出回路
Ｉｄ 電流検出信号
Ｉｐ １次電流
Ｉｒ 励磁電流
Ｉｓ ２次電流
Ｉｔ 基準値
Ｉtr 基準値
ＫＣ 禁止回路
Ｌ リアクトル
ＮＨ ノコギリ波発振回路
Ｎｈ ノコギリ波信号
Ｐha、Ｐhb パルス幅修正信号
Ｐka、Ｐkb パルス幅禁止信号
ＰＷＭ パルス幅変調制御回路
Ｐwa、Ｐwb パルス幅変調信号
Ｓａ、Ｓｂ 駆動信号
Ｔｈ 偏磁解消周期
Ｔｒ 変圧器
ＴＲ１〜ＴＲ４ トランジスタ
ＶＤ 電圧検出回路
Ｖｄ 電圧検出信号
Ｖｏ 出力電圧
ＶＲ 電圧設定回路
Ｖｒ 電圧設定信号
ΔＶ 誤差増幅信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を複数個のスイッチング素子によって高周波交流に変換するインバータ回路と、この高周波交流を負荷に適した電圧値に変圧する変圧器と、この変圧された高周波交流を整流して負荷に供給する整流回路と、前記インバータ回路を出力変調制御する出力変調制御回路と、前記変圧器の励磁電流が過大になったことを検出することによって前記変圧器の偏磁を判別して偏磁判別信号を出力する偏磁判別回路と、この偏磁判別信号が入力された時点から前記高周波交流の半周期が終了するまでは前記出力変調制御を禁止して前記インバータ回路のスイッチング素子をオフ状態に変化させる禁止回路と、を備えたインバータ電源装置において、
前記偏磁判別信号が入力された半周期が終了したときから所定周期の間は、偏磁を解消するために偏磁している側の半周期の出力が低下するように前記出力変調制御を修正する偏磁解消回路を設けたことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の偏磁判別回路における前記変圧器の励磁電流が過大になったことを、前記変圧器の１次電流の立上り期間を除く上昇率及び／又は前記１次電流の値が基準値以上になったことで検出する、ことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項３】
請求項１記載の偏磁解消回路における偏磁している側の半周期の出力が低下するように前記出力変調制御を修正する方法が、偏磁している側の半周期のパルス幅を短縮するように前記出力変調制御を修正することである、ことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項１】
直流電源を複数個のスイッチング素子によって高周波交流に変換するインバータ回路と、この高周波交流を負荷に適した電圧値に変圧する変圧器と、この変圧された高周波交流を整流して負荷に供給する整流回路と、前記インバータ回路を出力変調制御する出力変調制御回路と、前記変圧器の励磁電流が過大になったことを検出することによって前記変圧器の偏磁を判別して偏磁判別信号を出力する偏磁判別回路と、この偏磁判別信号が入力された時点から前記高周波交流の半周期が終了するまでは前記出力変調制御を禁止して前記インバータ回路のスイッチング素子をオフ状態に変化させる禁止回路と、を備えたインバータ電源装置において、
前記偏磁判別信号が入力された半周期が終了したときから所定周期の間は、偏磁を解消するために偏磁している側の半周期の出力が低下するように前記出力変調制御を修正する偏磁解消回路を設けたことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の偏磁判別回路における前記変圧器の励磁電流が過大になったことを、前記変圧器の１次電流の立上り期間を除く上昇率及び／又は前記１次電流の値が基準値以上になったことで検出する、ことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項３】
請求項１記載の偏磁解消回路における偏磁している側の半周期の出力が低下するように前記出力変調制御を修正する方法が、偏磁している側の半周期のパルス幅を短縮するように前記出力変調制御を修正することである、ことを特徴とするインバータ電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００７−２０２４３（Ｐ２００７−２０２４３Ａ）
【公開日】平成１９年１月２５日（２００７．１．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１９５９５２（Ｐ２００５−１９５９５２）
【出願日】平成１７年７月５日（２００５．７．５）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１月２５日（２００７．１．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年７月５日（２００５．７．５）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]