スイッチング電源回路
【課題】全対応負荷領域でＺＶＳとなる、シングルエンドの共振形コンバータの実用化を図る。
【解決手段】商用交流電源を整流回路（平滑コンデンサＣｉ含む）で整流平滑化した直流入力電圧を一次側スイッチングコンバータはＥ級共振形として構成し、このＥ級共振形コンバータの一次側直列共振回路のチョークコイルを絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1とするスイッチング電源回路を構成する。また、アクティブクランプ回路１０を備えて共振電圧パルスのピーク抑制を図って、スイッチング素子等の耐圧を低減する。
【解決手段】商用交流電源を整流回路（平滑コンデンサＣｉ含む）で整流平滑化した直流入力電圧を一次側スイッチングコンバータはＥ級共振形として構成し、このＥ級共振形コンバータの一次側直列共振回路のチョークコイルを絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1とするスイッチング電源回路を構成する。また、アクティブクランプ回路１０を備えて共振電圧パルスのピーク抑制を図って、スイッチング素子等の耐圧を低減する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
【０００３】
図１４は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化することで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
【０００５】
上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
【０００７】
一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。
【０００８】
発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ字形状コアを組み合わせたＥＥ字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。
【００１１】
この場合、二次巻線Ｎ2の一端に対して二次側直列共振コンデンサＣ2を直列に接続していることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路（電流共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧Ｖ2の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。
【００１２】
制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。
【００１３】
図１５及び図１６は、上記図１４に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、図１４の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝39T、Ｎ2＝23Tとし、二次巻線Ｎ2の１ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、3V/Tを設定した。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝3900pF、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1，fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗである。
【００１４】
図１５は、図１４に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１５（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1、ＩD2が示されている。図１５（ｂ）には、中間の負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示されている。図１５（ｃ）には最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1が示される。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
【００１５】
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴONにおいて図示する波形により流れ、期間ＴOFFにおいて０レベルとなる波形として得られる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。
【００１６】
また、図１５（ａ）のみにおいて示しているが、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1，Ｄo2に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ＩD1の波形のほうが、整流電流ＩD2よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。
二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1，ＩD2が合成された波形として得られる。
【００１７】
図１６は、図１４に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を示している。
先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。
【００１８】
また、図１６のスイッチング周波数ｆｓ、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図１４に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏの変動に対してスイッチング周波数（スイッチング周期）はほぼ一定とされたうえで、オン期間とオフ期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、１周期内のオン／オフ期間を可変する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御であるとみることができる。このＰＷＭ制御によって、図１４に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化が図られる。
【００１９】
図１７は、図１４に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
図１４に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図１４に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図１７にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。そして、この図１７に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。
【００２０】
図１７に示される必要制御範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最小負荷電力Pomin時の特性曲線Ａまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最小負荷Pomin時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｂをまたぐ。
このために、図１４に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴON／ＴOFFの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図１５（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴOFF，ＴONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
【００２１】
【特許文献１】特開２０００−１３４９２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
上記図１４に示す電源回路では次のような問題を有している。
先に説明した図１５の波形図において、図１５（ａ）に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間ＴOFFの終了時点に至るまでは０レベルで、オン期間ＴONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードＤDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図１５（ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間ＴOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。
【００２３】
つまり、図１４に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてＺＶＳが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図１４の電源回路の実際としては、例えば図１６に示す区間Ａとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図１５（ｂ）のスイッチング電流ＩQ1として示すように、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子と、メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、整流平滑電圧がメインスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第１のインダクタと、メインスイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも上記第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサとを備える。
また、第２のインダクタと、この第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路を形成し、第２のインダクタと自身との直列接続回路がスイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサとを備える。
また、少なくとも、第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との総合結合係数が得られるようにして、自身の結合係数が設定されるコンバータトランスを備える。
また、コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段を備える。
また、補助スイッチング素子を備え、メインスイッチング素子がオフとなる期間内において補助スイッチング素子がオンとなるオン期間を形成して、このオン期間において一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにして設けられるアクティブクランプ回路を備えることとした。
【００２５】
なお、本願発明において「結合係数」とは、電磁的な結合の度合いを示すものであり、数値として１が最も結合の度合いが高いことを示し、数値として０が最も結合の度合いが低い（結合していない）ことを示す。また、結合係数の用語は、構成態様によらず総称として一般に用いられるものであるが、コンバータトランス自体の結合係数と区別するために、一次側の全体と二次側の全体との間の電磁的な結合の度合いについては「総合結合係数」という。例えば、コンバータトランスに他のインダクタンス成分が付加されない場合には、結合係数の値と総合結合係数の値とは一致する。
【００２６】
上記構成による電源回路は、一次側においてＥ級スイッチングコンバータとしての回路形態を形成する。Ｅ級スイッチングコンバータは、並列共振回路（一次側並列共振回路：電圧共振回路）と直列共振回路（一次側直列共振回路）を備える複合共振形といわれるソフトスイッチングコンバータの一形式である。そのうえで、Ｅ級スイッチングコンバータにおける直列共振回路（一次側直列共振回路）を形成するインダクタ（第２のインダクタ）をコンバータトランスの一次巻線として電源回路を構成している。
また、このような構成では、コンバータトランスの一次側と二次側との総合結合係数は、コンバータトランス自身の結合係数と、第１のインダクタとコンバータトランスの一次巻線（第２のインダクタ）との等価的な並列回路により得られる一次側のリーケージインダクタンスにより決定される。本発明は、このようにして総合結合係数が設定されることを考慮したうえで、疎結合としてみなされる所要の総合結合係数が得られるようにして、コンバータトランス自身の結合係数を設定するようにしている。このような総合結合係数の設定とすることで、中間負荷とされる負荷条件でのＺＶＳ動作が得られなくなる状態を回避する一要因となる。
このようにして総合結合係数を設定することにより、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作を得ている。
【００２７】
また、本発明の下で構成される一次側のＥ級スイッチングコンバータは、商用交流電源を整流平滑化する整流平滑回路を形成する平滑コンデンサの両端電圧である整流平滑電圧を入力してスイッチングを行うようにされている。このとき、平滑コンデンサからＥ級スイッチングコンバータに流入する電流は、一次側並列共振回路を形成する第1のインダクタを介してスイッチング素子側に流れるようにされることで、直流となる。
【００２８】
さらに、アクティブクランプ回路を備えて、本来は一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにすることで、一次側並列共振コンデンサの両端電圧となる電圧共振パルスのピークレベルが抑制される。
【発明の効果】
【００２９】
このようにして本発明は、一次側に並列共振回路を備えるスイッチング電源回路として、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作が解消される。このことにより、電圧共振形コンバータ（一次側並列共振回路）の構成を含むスイッチングコンバータの実用化が容易に実現されることになる。
また、商用交流電源から整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路の平滑コンデンサからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、上記平滑コンデンサとしての部品素子のキャパシタンスについて小さい値を選定し、また、汎用品を選定することが可能になり、例えば平滑コンデンサの低コスト化や小型化などの効果が得られる。
また、アクティブクランプ回路により電圧共振パルスのピークレベルが抑制されることで、メインスイッチング素子をはじめとする部品素子について、低耐圧品を選定できることになる。これにより、部品素子の性能の向上による電源回路の信頼性向上、コストダウン、回路の小型軽量化が図られる。
さらに、上記した中間負荷時における異常動作の解消、及びアクティブクランプ回路による電圧共振パルスのピークレベルの抑制効果などは、例えばより広範囲の入力電圧レベルに対応することの要因となるものであり、これにより、本発明に基づくスイッチング電源回路は、例えばＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応する、いわゆるワイドレンジ対応化なども容易に実現化される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明するのに先立ち、本実施の形態の背景技術となる、Ｅ級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図１０及び図１１を参照して説明しておく。
図１０は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Ｑ1を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ1はＭＯＳ−ＦＥＴであることとしている。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ1には、ボディダイオードＤDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードＤDの順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。
また、同じくスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
【００３１】
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイルＬ10の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ1のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。
【００３２】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインに対しては、チョークコイルＬ11の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ11が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ11と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺの具体例には圧電トランス、高周波対応の蛍光灯などを挙げることができる。
【００３３】
このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ10のインダクタンスと並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ11のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。
【００３４】
図１１は、上記図１０に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。
【００３５】
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴOFFでは０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤDを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ1のドレインからソースに流れる。
また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れるスイッチング電流ＩQ1と、並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
【００３６】
また、上記スイッチング電流ＩQ1とスイッチング電圧Ｖ1との関係によっては、スイッチング素子Ｑ1のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳ及びＺＣＳ動作が得られていることも示される。
【００３７】
また、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ10を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ1は、チョークコイルＬ10，Ｌ11のインダクタンスについて、Ｌ10＞Ｌ11の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。
【００３８】
上記Ｅ級スイッチングコンバータは、ピークスイッチ電圧が非常に高いことが知られている。例えば、スイッチング素子Ｑ1のオン時間とオフ時間のデューティ比が2:1の場合、オフ期間のスイッチング電圧Ｖ1の波形である並列共振電圧パルスのピーク値は、直流入力電圧Ｅinの5倍程度である。
このようなＥ級スイッチングコンバータのピークスイッチ電圧を抑制するための技術として、「末次正、伝送線路トランスを用いた電圧クランプ型Ｅ級増幅器、信学技報、社団法人電子情報通信学会」の文献には、ダイオードとトランスを用いた電圧クランプ法と、伝送線路トランスを用いた電圧クランプ法とが開示、提案されている。
図１２は、前者のダイオードとトランスを用いた電圧クランプ法に対応した構成の回路図であり、図１３は、後者の伝送線路トランスを用いた電圧クランプ法に対応した構成の回路図である。なお、これらの図において、図１０と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３９】
先ず、図１２に示す回路では、インダクタL10とインダクタＬ10aとを磁気結合したトランスTRと、ダイオードＤを備える。ダイオードＤとインダクタＬ10aとの直列接続を、直流入力電圧Ｅinに対して並列となる関係により接続し、インダクタL10については、一方の端部をスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続し、他方の端部を直流入力電圧Ｅinの正極と接続する。
このような回路構成では、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間においてダイオードＤが導通して、ダイオードＤ−インダクタＬ10に電流が流れる期間が形成されることで、並列共振コンデンサＣｒに流れる電流が制限され、これにより、スイッチング電圧のピークが抑制される。
ただし、上記した文献にも記載されているように、この図１２に示す電圧クランプ法では、トランスＴＲのリーケージインダクタンスによるリンギングが発生して、このリンギング成分の電圧がスイッチング電圧に重畳されることになるので、結果的には、効果的にスイッチング電圧が抑制できない。
【００４０】
そこで、上記文献では、上記したリンギングの問題を解決するために、図１４に示す構成を提案している。
図１３に示す構成では、1:2のインピーダンス変換が行われる伝送線路トランスＴＬＴ、ダイオードＤ、及び抵抗ＲDを備え、これらを図示するようにしてＥ級スイッチングコンバータに対して接続して形成する。この場合、伝送線路トランスＴＬＴは、同軸ケーブル巻線Ｌa、Lbが磁気結合するようにして巻装される２組のトランスＴＲ1、ＴＲ2を備え、これらトランスＴＲ1、ＴＲ2における上記同軸ケーブル巻線Ｌa、Lbを図示するようにして接続する。また、この場合においてダイオードＤに対して直列接続される抵抗ＲDは、インピーダンス調整のために設けられたものである。
しかしながら、この図１３に示す構成では、伝送線路トランスを使用することで、インピーダンス整合を厳密に行う必要が生じる。しかし、インピーダンス整合に抵抗を挿入することとすれば、この抵抗による電力損失が問題化する。
【００４１】
本実施の形態としては、先に図１０に示した基本構成に基づくＥ級スイッチングコンバータを電源回路に適用する。そのうえで、上記図１２及び図１３などに示される電圧クランプ法における問題がクリアされるようにして、スイッチング電圧のピークレベルが有効に抑制されるようにする。
【００４２】
本実施の形態の電源回路の構成例を図１の回路図に示す。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
【００４３】
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により商用交流電源を整流平滑化する。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
【００４４】
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、上記図１０の基本構成に基づいたＥ級スイッチングコンバータとして形成される。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合のＥ級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
【００４５】
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイル巻線Ｎ10の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、チョークコイル巻線Ｎ10の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。このチョークコイル巻線Ｎ10としてのインダクタ（第１のインダクタ）は、図１０に示したＥ級スイッチングコンバータにおけるチョークコイルＬ10に相当する機能部位となる。また、この場合のチョークコイル巻線Ｎ10は、後述するようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造に含められるようにして巻装されて設けられる。
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
【００４６】
この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
【００４７】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として、１つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
【００４８】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ11とから成る直列接続回路が並列に接続される。この場合には、一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部をスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続し、巻始め端部を一次側直列共振コンデンサＣ11と接続している。一次側直列共振コンデンサＣ11の一次巻線Ｎ1と接続されない側の極端子は、一次側アース電位にてスイッチング素子Ｑ1のソースと接続される。
【００４９】
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号波形に応じて連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
【００５０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するもので、このために、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。また、本実施の形態の場合には、チョークコイル巻線Ｎ10についても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造内に含まれるようにして巻装される。
なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例については、後述する。
【００５１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1は、後述するようにして、一次側に形成されるＥ級スイッチングコンバータにおける一次側直列共振回路を形成するための素子であり、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力に応じた交番出力が得られる。
【００５２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側整流回路として、４本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4から成るブリッジ整流回路と１本の平滑コンデンサＣｏから成るブリッジ全波整流回路が接続される。
この場合、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部は、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点に接続する。また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部を、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点に接続する。整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アース電位にて、整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点と接続される。
【００５３】
上記のようにして形成されるブリッジ全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に誘起（励起）される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが生成される。
このようにして生成される二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
【００５４】
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。
【００５５】
この図１に示す電源回路は、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFはほとんど変化を示すことが無く、一定とされたうえで、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON（導通角）の変化によりスイッチング周波数が可変するスイッチング周波数制御としての定電圧制御動作となる。
【００５６】
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００５７】
上記のようにして形成される本実施の形態の電源回路の一次側において形成されるスイッチングコンバータ（Ｑ1、Ｃｒ、Ｎ10、Ｎ1、Ｃ11）と、先に図１０に示したＥ級コンバータとしての回路構成とを比較してみると、本実施の形態のスイッチングコンバータは、図１０の回路から負荷となるインピーダンスＺを省略し、チョークコイルＬ10として機能するチョークコイル巻線Ｎ10として絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造内に巻装するとともに、チョークコイルＬ11の巻線を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（リーケージインダクタンスＬ1）と置き換えたものとしてみることができる。また、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータでは、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとによって一次側並列共振回路を形成し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより一次側直列共振回路を形成する。
このことから、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形のスイッチング動作を行うＥ級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力（交番出力）を、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルＬ11に相当する一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。つまり、図1に示す実施の形態の電源回路は一次側にＥ級スイッチングコンバータを備えるDC-DCコンバータとして構成される。
また、本実施の形態のようにして形成される一次側のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイル巻線Ｎ10、及び一次側並列共振コンデンサＣｒとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1及び一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路を並列接続した複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。
【００５８】
また、この図に示す電源回路の一次側には、アクティブクランプ回路１０が備えられる。
アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。クランプダイオードＤD2は、補助スイッチング素子Ｑ2が備えるボディダイオードとされ、アノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに対して接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，ゲート抵抗Ｒg、及びゲート−ドレイン間抵抗Ｒ1を備えて成る。
なお、以降において、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータを形成する側のスイッチング素子Ｑ1については、上記補助スイッチング素子Ｑ2と区別して、メインスイッチング素子Ｑ1ともいうことにする。
【００５９】
補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLの一方の端子と接続されて、クランプコンデンサＣCLの他方の端子は、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは、メインスイッチング素子Ｑ1のドレイン、一次側並列共振コンデンサＣｒの一方の極端子、及び一次巻線Ｎ1の巻終わり端部との接続点に対して接続される。
つまり、本実施の形態のアクティブクランプ回路１０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2//クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成される。
【００６０】
また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ドレイン間に対してゲート−ドレイン間抵抗Ｒ1を挿入する。また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して抵抗Ｒg−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路を接続する。これら直列接続回路及び抵抗Ｒ1により、補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成する。
ここでの駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装されるチョークコイル巻線Ｎ10の巻始め端部側に巻線を追加するようにして形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動巻線Ｎｇには、チョークコイル巻線Ｎ10に得られる交番電圧に応じた電圧が発生する。また、この場合には、一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇとについては逆極性の電圧が得られるようにされている。なお、実際としては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
【００６１】
上記アクティブクランプ回路１０は、後述するようにして、メインスイッチング素子Ｑ1//一次側並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端に発生するスイッチング電圧（並列共振電圧）Ｖ1について、メインスイッチング素子Ｑ１のオフ時に発生する電圧共振パルスのピークレベルを抑制するように動作する。
【００６２】
ここで、図１の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を、図２に示す。
先ず、図２に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライト材によるＥ字形状コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ字形コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢｂ1が備えられる。このボビンＢｂ1の一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢｂ1を、上記Ｅ字形状コアＣＲ１，ＣＲ２から成るＥＥ字形コアの中央磁脚が貫通するようにして取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ字形コア部分の中央磁脚に巻装される状態となる。
また、上記ＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）に対しては、さらにＥ字形状コアＣＲ3が図示するようにして組み合わされる。この場合には、ＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）におけるＥ字形状コアＣＲ1側の側面に対して、Ｅ字形状コアＣＲ3の脚部端面が対向するようにして組み合わされる。
このＥ字形状コアＣＲ3に対しては、１つの巻装領域を持つボビンＢｂ2が取り付けられ、その巻装領域に対してチョークコイル巻線Ｎ10を巻装する。これにより、チョークコイル巻線Ｎ10は、Ｅ字形状コアＣＲ3の中央磁脚に対して巻装される状態となる。
【００６３】
そして、ＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）の中央磁脚に対しては、図のようにして、所定長のギャップＧ１を形成する。これによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体における一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ≒0.75程度による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図１４に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧ１は、Ｅ字形状コアＣＲ1，ＣＲ2の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
また、例えばＥＥ字形状コアＣＲ3の中央磁脚を外磁脚よりも短く形成することで、ＥＥ字形状コアＣＲ3の中央磁脚の端部と、ＥＥ字形状コアＣＲ1との側面部との間にギャップＧ2を形成するようにされる。この場合のギャップＧ2のギャップ長は、上記ギャップＧ1のギャップ長に対して約１／２を設定することとしている。
【００６４】
このようにして、図２に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは複合トランスとしての構造を採る。つまり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が直流的に絶縁される状態で巻装される基本構成を採ったうえで、一次側に備えられるチョークコイル巻線Ｎ10も巻装される構造である。そして、このような図２に示す構造では、先ず、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に電流が流れることによっては、Ｅ字形状コアＣＲ1、ＣＲ2から成るＥＥ字形コアにて主たる磁路（磁気回路）を形成するが、チョークコイル巻線Ｎ10に電流が流れることによっては、Ｅ字形状コアＣＲ3側のみにて主たる磁路を形成する。このようにして磁路が形成されることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が形成する磁路の磁束と、チョークコイル巻線Ｎ10が形成する磁路の磁束が鎖交する度合いは非常に小さくなる。この結果、チョークコイル巻線Ｎ10としては、例えば巻線数やギャップＧ2のギャップ長などに応じた所定のインダクタンスを有するとともに、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に対する磁気結合の度合い（結合係数）は、０とみなしてよい程度の一定以下にまで小さいものとなる。つまり、チョークコイル巻線Ｎ10側と一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2側とではトランス結合は存在しないものとしてみてよい状態を生じている。これにより、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを結合するコンバータトランス機能と、チョークコイル巻線Ｎ10によるチョークコイルとしての機能は、それぞれ相互に影響されることなく独立しているものとされる状態で動作する。従って、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2及びチョークコイル巻線Ｎ10が１つのトランス構造内に含まれているのに関わらず、一次側において適正なＥ級スイッチングコンバータの動作が得られることになる。
【００６５】
例えば本願発明としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴはＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）に対して一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2を巻装した構造とし、チョークコイルＬ10は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対して独立した部品として構成してもよい。このような構成では、絶縁コンバータトランスＰＩＴとチョークコイルＬ10とで独立した２つの部品が存在する。これに対して、複合トランスとしての絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を採ることとすれば、上記部品は１つにまとめられることとなる。これにより、例えば回路基板における部品配置などがこれまでよりも効率的なものとなって、例えば回路基板サイズの小型化などが図られることになる。
【００６６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの他の構造例について、図３、図４に示す。
図３に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライト材によるＥ字形状コアＣＲ11、ＣＲ12を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ字形コアを備える。なお、このＥＥ字形コアにおける２本の外磁脚及び１本の中央磁脚の断面サイズは同じであるようにされている。
そのうえで、ボビンＢb11において形成される2つに分割された巻装部に対して、それぞれ、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2を巻装し、このボビンＢb11をＥＥ字形コアの一方の外磁脚に対して取り付けるようにする。これにより、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2は、それぞれ異なる巻装領域により、同じ外磁脚に巻装される状態となる。このようにして一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2を巻装したうえで、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては所定長のギャップＧ11を形成する。これにより、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2については、所定の結合係数ｋによる疎結合とされる結合度が得られる。
また、ボビンＢb12の巻装部に対してはチョークコイル巻線Ｎ10を巻装して、このボビンＢb12をＥＥ字形コアの一方の外磁脚に対して取り付ける。これにより、チョークコイル巻線Ｎ10は、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻装される外磁脚に対して、中央磁脚を対称にして反対側となる外磁脚に巻装される状態となる。
このような構造では、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2による主たる磁路は、これら一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻回される外磁脚と中央磁脚とをつなぐようにして形成され、チョークコイル巻線Ｎ10による主たる磁路は、チョークコイル巻線Ｎ10が巻回される外磁脚と中央磁脚とをつなぐようにして形成されることから、この場合にも両磁路の磁束が鎖交する度合いは非常に小さくなる。これにより、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2との磁気的結合度（結合係数）はほぼ０とみなしてよく、トランス結合は存在しないとする状態を、図２の場合と同様に得ることができる。
【００６７】
また、図４に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば先ず、フェライト材によるＵ字形状コアＣＲ21、ＣＲ22を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＵＵ字形コアを形成し、さらにこのＵＵ字形コアに対して、Ｕ字形状コアＣＲ23が組み合わされる。
ＵＵ字形コア側におけるＵ字形状コアＣＲ21、ＣＲ22の各2本の磁脚が互いに対向する部位には、図示するようにして、所定ギャップ長のギャップＧ21、Ｇ22が形成される。また、ＵＵ字形コア（ＣＲ21、ＣＲ22）におけるＵ字形状コアＣＲ22の側面部に対して、Ｕ字形状コアＣＲ23の2本の磁脚端部が対向する各部位においては、所定のギャップ長のギャップＧ23，Ｇ24を形成するようにしている。
そのうえで、ボビンＢb21において形成される2つに分割された巻装部に対して、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2をそれぞれ巻装し、このボビンＢb21をＵＵ字形コア(ＣＲ21、ＣＲ22)の一方の磁脚に対して取り付ける。これにより、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、ＵＵ字形コア(ＣＲ21、ＣＲ22)の一方の磁脚において、それぞれ異なる巻装領域において巻装される状態となり、上記ギャップＧ21、Ｇ22のギャップ長の設定により、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2については、所定の結合係数ｋによる疎結合とされる結合度が得られる。
また、ボビンＢb22に対してチョークコイル巻線Ｎ10を巻装し、Ｕ字形状コアＣＲ23の一方の磁脚に対して取り付けることで、チョークコイル巻線Ｎ10がＵ字形状コアＣＲ23の一方の磁脚に巻装される状態とする。このとき、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2による主たる磁路はＵＵ字形コア（ＣＲ21、ＣＲ22）にて形成され、チョークコイル巻線Ｎ10による主たる磁路はＵ字形状コアＣＲ23側にて形成され、両磁路の磁束の鎖交はほとんど無いとされる状態が得られる。これにより、図２、図３と同様に、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2との磁気的結合度（結合係数）はほぼ０とみなされ、トランス結合も存在しないとみなしてよい状態を得ることができる。
【００６８】
そして、図１に示した回路形態の電源回路について、後述する図５に示される実験結果を得るのにあたり、要部については、下記のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２に示した構造を採用することとして、ＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）についてEER-35を選定して、ギャップＧ1については2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝55T、Ｎ2＝36Tを選定した。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体における一次側と二次側との結合係数ｋについてはｋ＝0.71が設定される。
また、ＥＥ字形状コアＣＲ3についてはER−35を選定して、ギャップＧ2については、1.1mmとして、インダクタンスL10＝1mHとなるようにしてチョークコイル巻線Ｎ10を巻装した。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ字形という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ字形のコアであるとして扱うものとする。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝1500pＦを選定した。また、一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスは、Ｃ11＝0.027μＦを選定した。クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスについては、ＣCL＝0.068μＦを選定した。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。
【００６９】
ここで、図１に示す電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とについてスイッチング周期でみた場合には、並列接続の関係にあることと等価であるとみることができる。チョークコイル巻線Ｎ10から発生する磁束は、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2とは結合することがない。このことから、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側におけるリーケージインダクタンスの成分は増加するものとしてみることができる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、例えばｋ＝0.71程度が設定されるのであるが、上記のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスが増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数としては、0.71よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路としてみた、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の間の総合的な結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。この結合度についての数値を、ここでは、総合結合係数ｋｔとして扱う。
本実施の形態としては、例えば、チョークコイル巻線Ｎ10について、先に説明した所定のインダクタンス値を設定することで、総合結合係数ｋtについて、0.7より小さいとされる疎結合とみなされる所定値を設定することとしている。この場合の総合結合係数ｋtの設定要素としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋと、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスであることになる。
【００７０】
また、本実施の形態において、図１に示す電源回路の一次側並列共振回路の共振周波数fo1(p)については、次のようにして扱うものとする。
次に説明する図５の波形図に示されるように、図１に示す電源回路における一次側のスイッチングコンバータの動作としては、Ｅ級スイッチングコンバータ（メインスイッチング素子Ｑ1）とアクティブクランプ回路１０のスイッチング動作が複合的に行われているものとしてみることができる。また、このことは、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、一次側のチョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10とにより形成されるものとする一次側並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ａという）と、クランプコンデンサＣCLとチョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10とにより形成されるものとする並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ｂという）とが、一次側において複合的に動作しているものとして考えることができる。そのうえで、本実施の形態の回路形態では、チョークコイル巻線Ｎ10と一次巻線Ｎ1とは、スイッチング周期程度の高周波とされる交流としては並列接続の関係にあるものとして等価的にみることができる。従って、実際において、一次側並列共振回路ａ及び一次側並列共振回路ｂを形成するインダクタンスは、チョークコイル巻線Ｎ10と一次巻線Ｎ1との並列接続により得られる合成インダクタンスであるとして考えるべきことになる。ちなみに、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10は、前述のように１mH程度が設定され、一次巻線Ｎ1自体のインダクタンス（リーケージインダクタンス）については、350μH程度が設定される。このことによると、一次側並列共振回路ｂの共振周波数fo1bは約38kHzとなる。これに対して、一次側並列共振回路aの共振周波数fo1aは約255kHzとなる。
ただし、一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスを比較すると、例えばＣCL＝0.068μFであり、Ｃｒ＝1500ｐＦであることから、クランプコンデンサＣCLは、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して非常に大きい値を有していることになる。このことは、一次側スイッチングコンバータの動作において、一次側並列共振回路ａと一次側並列共振回路ｂとでは、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスを有する一次側並列共振回路ｂのほうが支配的になることを意味している。このことから、一次側並列共振回路全体としての並列共振周波数fo1(p)としては、上記38kHz程度若しくは、これより若干高い40kHz前後としてみるべきことになる。
【００７１】
また、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ11とを直列接続することで形成される一次側直列共振回路の共振周波数fo1(s)については、総合結合係数ｋtに応じた一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンス(0.015μＦ)とにより設定されるものとなり、約69.5kHzとなる。このことから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1(p)と、一次側直列共振回路の共振周波数fo1(s)の大小関係は、fo1(p)＜fo1(s)で表されることになる。
【００７２】
図５の波形図は、上記構成による図１の電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示しており、図５（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における、スイッチング電圧Ｖ1、入力電流Ｉ1、クランプ電流ＩQ2、電流Ｉcr、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ2、一次側直列共振電圧Ｖ2、二次側交番電圧Ｖ3が示される。図５（ｂ）には、最大負荷電力Pomax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時における、上記各波形が示されている。
【００７３】
入力電流Ｉ1は、平滑コンデンサＣｉから一次側スイッチングコンバータに流入しようとする電流である。入力電流Ｉ1がスイッチング素子Ｑ1側に流入する経路である、平滑コンデンサＣｏの正極端子とスイッチング素子Ｑ1のドレイン側との間のラインには、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1よりも大きなインダクタンスが設定されたチョークコイル巻線Ｎ10が挿入されていることで、入力電流Ｉ1は、チョークコイル巻線Ｎ10を介するようにして流れることになる。このために、入力電流Ｉ1は平均値Ｉ0の脈流となる。このような波形の入力電流Ｉ1は、直流としてみることができる。つまり、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は直流となる。チョークコイル巻線Ｎ10を介して流れた入力電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1−一次側直列共振コンデンサＣ11の直列回路と、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して分流するようにして流れる。
【００７４】
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧であり、スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて電圧共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1としての電圧共振パルスは、本来は、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることにより、正弦波状の共振波形として得られる。しかし、本実施の形態では、アクティブクランプ回路１０が後述するようにして動作することで、電圧共振パルスのピークが抑制される波形形状となる。
【００７５】
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いてドレインからソースに流れることで正極性に反転する波形となる。このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳ(Zero Volt Switching)、ＺＣＳ(Zero Current Switching)が行われていることを示している。また、このスイッチング電流ＩQ1は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1に流れるものとしてみることができる。
【００７６】
一次巻線電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、この場合には一次巻線電流Ｉ2は、一次側直列共振回路の出力電流としてみることができる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオン/オフ動作を行うことにより、期間ＴOFFのスイッチング電圧Ｖ1である電圧共振パルスが一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路に印加される。これにより一次側直列共振回路が共振動作を行い、一次巻線電流Ｉ2は、スイッチング周期に応じた正弦波状の交番波形となる。また、ここでの一次側直列共振電圧Ｖ2は、一次巻線Ｎ1の両端電圧として示している。この一次側直列共振電圧Ｖ2は、本来は、スイッチング周期に応じた正弦波状の交番波形となるものであるが、アクティブクランプ回路１０が動作することによって、期間ＴOFFにおいては、スイッチング電圧Ｖ1とほぼ同等のレベルにてクランプされる波形となる。
【００７７】
また、二次側交番電圧Ｖ3は、二次側における整流ダイオードＤo2の両端電圧、若しくは二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部と二次側アース間の電位となるもので、二次側整流回路の動作タイミングを示している。二次巻線Ｎ2の誘起電圧の正／負で反転するのに応じて、整流ダイオードＤo1，Ｄo4の組と整流ダイオードＤo2、Ｄo3の組に対して交互に順方向電圧が印加され、これに応じて整流ダイオードＤo1，Ｄo4の組と、整流ダイオードＤo2、Ｄo3の組が交互に導通する。このようなタイミングの整流動作に応じて、二次側交番電圧Ｖ3は、整流ダイオードＤo1，Ｄo4の導通期間に応じて二次側直流出力電圧Ｅoに応じた絶対値レベルによりクランプされた交番波形となる。
【００７８】
また、この図５（ａ）（ｂ）の波形図において、アクティブクランプ回路１０の動作は、１スイッチング周期内において遷移する、mode1〜5までの５段階の動作モードとして示される。
先ず、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいてはmode1としての動作が得られる。このとき、補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ＴONにおいてはオフ状態にある。つまり、mode１は、補助スイッチング素子Ｑ2がオフ状態となるように制御されるモードである。
【００７９】
このmode1（期間ＴON）において、スイッチング電流ＩQ1は、上記もしたように、ターンオン直後において負極性によりクランプダイオードＤD2に流れた後に反転して正極性によりメインスイッチング素子Ｑ1のソースからドレインの方向に流れる。
ここで、スイッチング電流ＩQ1が負極性により流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て、一次側並列共振コンデンサＣｒにおける放電が終了することで、クランプダイオードＤDが導通し、クランプダイオードＤD→チョークコイル巻線Ｎ10を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すことで、電源側に電力を回生するモードとなる。この電力回生の動作を終了して、スイッチング電流ＩQ1は、平滑コンデンサＣｉからの入力電流Ｉ1が供給されるようにして、メインスイッチング素子Ｑ1のソース−ドレインを流れるようにされる。
【００８０】
上記mode1に対応する期間ＴONが終了して、期間ＴOFFに至ったとされると、先ず、mode2に対応する期間ｔｄ1が開始される。
この期間ｔｄ1では、メインスイッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に流れていた電流は、図５に示す電流Ｉcrとして、一次側並列共振コンデンサＣｒを充電するようにして流れることになる。このときに、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる充電電流は、この図では負極性によりパルス的に現れる波形となるが、これは部分共振モードとしての動作とされる。また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対して並列に一次側並列共振コンデンサＣｒが接続されていることで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされる。
【００８１】
続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオン状態となるように制御されると共に、メインスイッチング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間となり、これは、図５に示す期間ＴON2に相当する。
この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路１０の動作期間であり、先ずmode3としての動作を行った後にmode4としての動作を行うようにされる。
【００８２】
先のmode2の動作では、一次巻線Ｎ1とチョークコイル巻線Ｎ10の接続点側から一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉcrによって、一次側並列共振コンデンサＣｒに対する充電が行われるが、これによりmode2に続くmode3の動作としては、一次巻線Ｎ1に得られている電圧レベル（Ｖ2）が、初期時（期間ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCLの両端電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCLの経路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2としては、図５に示す期間ＴON2開始時以降において、負方向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られることになる。
先に記載したように、例えばクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスはＣCL＝0.068μＦであるのに対して、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスはＣｒ＝1500ｐＦであり、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスのほうが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスと比較して相当に小さい。このようなクランプコンデンサＣCLと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの選定とすれば、mode3としての動作によっては、大部分の電流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCLに対して流れるようにされ、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してはほとんど流れない。この結果、この期間ＴON2時における一次側並列共振コンデンサＣｒに対する充電電流量が低減されることとなって、スイッチング電圧Ｖ1における電圧共振パルスの傾きは緩やかとなるようにされ、そのピークレベルが抑制されることになる。即ち、電圧共振パルスに対するクランプ動作が得られる。
【００８３】
なお、図１に示す構成の下で、アクティブクランプ回路１０を備えない場合には、期間ＴOFFの全期間において充放電電流が流れることで、例えば、図５（ａ）のスイッチング電圧Ｖ1の波形において破線により示すように、電圧共振パルスは正弦波状の急峻な波形となり、このピークレベルは、アクティブクランプ回路１０を備える場合より上昇する。
【００８４】
そして、期間ＴON2において上記mode3が終了すると引き続いてmode4としての動作に移行する。
このmode4開始時は、図５に示すクランプ電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングとされる。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ電流ＩQ2が負極性から正極性に反転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。
このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン→ソースにクランプ電流ＩQ2が流れ、図５に示すように、正極性により増加していく波形が得られる。
【００８５】
ここで、図示していないが、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される電圧は、駆動巻線Ｎｇに誘起された電圧とされ、これは矩形波状のパルス電圧となる。
そして、期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレッシュホールド期間とされ、上記ゲート流入電流が流れることによってこのスレッシュホールド期間が保持されるものである。
【００８６】
上記mode4の動作は、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴOFFにおいて０レベルとされていた、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔｄ２におけるmode5としての動作に移行する。
mode5では、一次側並列共振コンデンサＣｒからチョークコイル巻線Ｎ10を介して平滑コンデンサＣｉの側に放電電流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られる。この部分共振動作としての放電は、図５では、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉcrとして、期間ｔｄ２のみにおいて正極性の方向で流れるパルス状の波形として示されている。
このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかるスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルスは、上述もしたように一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスより小さいことによって、その傾きが大きいものとなり、図示するようにして、急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下がっていく。
そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記mode4が終了してmode5が開始されるタイミングでターンオフを開始するが、このときには、上記したようにして電圧共振パルス（スイッチング電圧Ｖ1）が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。
アクティブクランプ回路１０は、このようなmode1〜5の動作を１スイッチング周期ごとに繰り返す。
【００８７】
図1に示す電源回路の定電圧制御動作は、前述もしたように、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF（補助スイッチング素子Ｑ2のオン期間）は一定で、オンとなる期間ＴONの可変によりスイッチング周波数ｆｓを可変変制御するスイッチング周波数制御となる。スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対しては軽負荷の傾向となるのに応じて高くなっていく傾向で変化し、交流入力電圧変動に対しては交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて高くなっていく傾向で変化する。このことは、定電圧制御動作が、軽負荷傾向及び交流入力電圧の上昇傾向に応じて二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、スイッチング周波数fsを高く制御する動作であることを示している。
【００８８】
上記スイッチング周波数fｓが定電圧制御のために必要とする制御範囲（必要制御範囲）については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対してΔfs＝16.4kHzとなる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対してΔfs＝10.9kHzとなる。
【００８９】
AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、重負荷の傾向となるのに従って増加し、また、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じて増加する傾向であった。
最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９１．０％との測定結果が得られた。
【００９０】
また、電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベル（Ｖ1p）は、重負荷の傾向となってスイッチングコンバータに流れる電流の増加に伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒに充電される電流量が増加するのに応じて上昇する特性になる。電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベル（Ｖ1p）が最大値となる最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の特性は、図5にも示したように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではＶ1p≒３００Ｖ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＶ1p≒７００Ｖとなる測定結果が得られている。このピークレベル（Ｖ1p）の特性は、アクティブクランプ回路１０を備えない場合と比較して、約１／２にまで低減されたものとなっている。
このような電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pの特性とされることで、メインスイッチング素子Ｑ1については、９００Ｖの耐圧品を選定することができる。また、補助スイッチング素子Ｑ2についても同様に９００Ｖの耐圧品を選定することができる。例えば、図１の電源回路からアクティブクランプ回路１０を省略した場合には、スイッチング素子Ｑ1には１８００Ｖ程度の耐圧品を選定する必要がある。つまり、本実施の形態では、メインスイッチング素子Ｑ1（及び補助スイッチング素子Ｑ2）、さらに、メインスイッチング素子Ｑ1に並列接続される一次側並列共振コンデンサＣｒなどついて、より低耐圧の部品を選定できる。
このようにして、各部品について低圧品を選定できることで、これら部品素子の特性が向上する。例えばメインスイッチング素子Ｑ1について、スイッチング特性がより良好なものとなるため、電力損失の低減や回路としての信頼性の向上が図られる。また、低耐圧品とされることで、部品サイズも小型となるので、回路基板の小型軽量化の促進を図ることも可能になる。また、部品にかかるコストも削減される。
また、本実施の形態のアクティブクランプ回路１０による電圧クランプの動作では、例えば、先に図１２及び図１３により説明した電圧クランプ法のようにして、リンギングの発生や、インピーダンス整合などの問題は生じることが無く、実用的かつ有効に、スイッチング電圧（電圧共振パルス）の抑制効果を得ている、といことがいえる。
【００９１】
ところで、本実施の形態の電源回路との比較として、例えば、図１４に示したような従来例としての回路構成の電源回路に、本実施の形態と同様のアクティブクランプ回路１０の構成を付加した場合には、軽負荷傾向に応じてスイッチング周波数ｆｓが高くなるように制御されると共に、１スイッチング周期内における期間ＴOFF，ＴONのデューティ比については、軽負荷の傾向となるのに従って、期間ＴOFFのほうが期間ＴONに対して大きくなるようにして変化することが実験により確認されている。これは、アクティブクランプ回路１０により電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルが抑制される分、その導通角が拡大するようにして変化する動作を生じることに依る。
一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLとのキャパシタンスについては、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してクランプコンデンサＣCLのほうを相当に大きく選定するが、電圧共振パルスの抑制の度合いは、この一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスの差を広げるほど大きくなる。しかし従来の場合には、これに伴って、電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角が拡大する度合いも大きくなる。１スイッチング周期内における電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角、つまりメインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間（ＴOFF）が拡大することによっては、その分メインスイッチング素子Ｑ1のオン期間（ＴON）が短縮されることになる。一定以上にオン期間（ＴON）が短縮されると、メインスイッチング素子Ｑ1におけるスイッチング損失が増加する。
これに対して、本実施の形態では、Ｅ級スイッチング動作のスイッチングコンバータに対してアクティブクランプ回路１０を組み合わせた構成としたことで、前述もしたように、スイッチング周波数ｆｓの可変制御は、スイッチング素子Ｑ1の期間ＴOFFを一定としたうえで期間ＴONを可変するものとなる。つまり、期間ＴOFFの拡大に伴う期間ＴONの縮小は生じない。このことから、本実施の形態としては、スイッチング損失の低減が図られることになるものであり、この結果として、先に記載したような良好なAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の特性が得られているものである。
また、上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1の期間ＴOFFが一定となるスイッチング周波数制御の動作となることで、発振・ドライブ回路２を構成するスイッチング駆動用ＩＣについて、安価な汎用のものを選定することが可能となり、例えばコストダウンが図られる。あるいはスイッチング駆動用ＩＣの選択範囲もひろがる。例えば従来の図１５の電源回路のようにして、１スイッチング周期内の期間ＴONと期間ＴOFFの時比率を可変するＰＷＭ制御となる場合には、上記した汎用のＩＣでは対応しきれずに、異常発振に近い動作となる。このために、図１５の回路の実際においては、ＰＷＭ制御に対応可能なスイッチング駆動用ＩＣを採用している。
【００９２】
さらに、図1に示される本実施の形態の電源回路と、従来例として図１４に示した電源回路とを比較してみると次のことがいえる。
一般的に、一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路は、負荷電力の制御範囲が狭く、また、軽負荷時におけるＺＶＳが維持できないために、そのままでは実用化は不可能であると考えられている。そこで、図１４に示したように、一次側電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設け、二次側整流回路として倍電圧半波整流回路を形成した電源回路を構成して本願発明者が実験を行ったところ、それまでの電圧共振形コンバータを備える電源回路よりも、実現化に近づく特性が得られることが確認された。
しかしながら、図１４の電源回路では、図１５により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、図１４の電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。
【００９３】
これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、対応負荷電力の全領域にわたってＺＶＳ動作が得られることとなった。つまり、中間負荷時における異常動作は解消され、対応負荷電力（Ｐｏmax＝２００Ｗ〜Ｐｏmin＝０Ｗ）の全範囲にて適正なスイッチング動作を得ている。Ｅ級スイッチングコンバータの基本構成は、1石のスイッチング素子と並列共振回路とを含んでいるので、本実施の形態の電源回路は、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータの回路構成を一部に備えるスイッチングコンバータとして、実用化が容易に実現可能となっている、ということがいえる。
【００９４】
図１４に示される電源回路の中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を備えた形式の複合共振形コンバータを構成した場合に生じやすいことが確認されている。これは、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路（整流回路）とが同時に動作することによる相互作用が主たる原因となっている。
そこで、本実施の形態の場合には、上記した中間負荷時の異常動作は、一次側電圧共振形コンバータと二次側直列共振回路とを組み合わせた回路構成であることがそもそもの要因であると捉えることとした。
そこで先ず、本実施の形態としては、一次側スイッチングコンバータとして、電圧共振形コンバータに代えて、Ｅ級スイッチングコンバータを適用した構成のものを備えることとした。
また、総合結合係数ｋt＝0.65程度を設定して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度を従来よりも低下させた。これにより、一次側のスイッチングコンバータの動作と、二次側整流回路の整流動作（スイッチング動作）との相互作用を希薄化した。
このような構成の電源回路とした結果、中間負荷時においてＺＶＳが得られなくなる異常動作が解消されるという実験結果が得られた。具体的には、例えば図１５（ｂ）に示した、期間ＴOFFの終了タイミングの前後で正極性のスイッチング電流ＩQ1が流れる現象が観察されなくなり、通常のＺＶＳに対応するスイッチング電流ＩQ1の波形が得られることになる。
そして、図１に示した実施の形態の電源回路の中間負荷時における異常動作の解消は、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源に対応する交流入力電圧ＶACの範囲だけではなく、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源に対応する交流入力電圧ＶACの範囲の条件でも得られている。
【００９５】
また、図１４に示す電源回路では、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を経由してスイッチング素子Ｑ1、一次側並列共振コンデンサＣｒに流入する。この場合、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は一次巻線電流Ｉ1となるものであり、スイッチング周期による比較的高い周波数となる。つまり、平滑コンデンサＣｉに対しては商用交流電源周期に対して高周波で充放電電流が流れる。
平滑コンデンサＣｉとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサＣｉに使用するアルミ電解コンデンサには、ＥＳＲ（等価直列抵抗）が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば図１４の電源回路の構成で、本実施の形態と同等の最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗに対応させる場合には、１０００μF程度若しくはこれより若干小さいキャパシタンスを選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。
【００９６】
これに対して図１に示した本実施の形態の電源回路は、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、チョークコイル巻線Ｎ10を介してスイッチング素子Ｑ1、一次側並列共振コンデンサＣｒ、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ11）に流れるようになっている。このために、平滑コンデンサＣｏからスイッチングコンバータに流入する電流は、図５の入力電流Ｉ1としても示されるように直流となる。このようにして、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、本実施の形態では、上記した静電容量の低下や損失角の正接の増加の問題は生じることが無く、従って、平滑コンデンサＣｉとして汎用のアルミ電解コンデンサを選定することができる。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても、図１４の回路の場合よりも低い値を選定できる。図1の回路の実際としては、６８０μＦ、若しくはこれより小さい値のキャパシタンスを選定できる。このようにして、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉについてのコストダウンを図ることが可能になる。
【００９７】
また、本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtとして0.65程度を設定している。この総合結合係数ｋtは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋと、一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とが等価的に並列接続されることによる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの見かけ上の増加分とにより得られるものである。
例えば、図１４に示した電源回路の構成のもとで、0.65程度の総合結合係数ｋを得ようとすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋtについて0.65程度が設定されるようにすることになる。このためには、例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴが図2などに示した構造を採る場合には、ギャップＧについて本実施の形態の場合よりも拡大してコアを形成すればよい。しかし、ギャップ長の拡大は渦電流による損失（渦電流損）を増加させる要因となるので、いたずらにギャップ長を拡大していくことは好ましいことではなく、条件などによっては、渦電流損による電力損失が無視できなくなる場合も出てくる可能性がある。
本実施の形態の場合には、上記のようにして一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの増加分により、0.65程度の総合結合係数ｋtの値を得ていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては0.75程度までの低下で抑えることができている。そして、これに伴って、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップＧの長さについては、渦電流損について特に考慮する必要はない程度の拡大に抑えることができる。
【００９８】
上記のようにして、本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける渦電流損失の増加を抑えるように考慮して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては、総合結合係数よりも高い値を設定しているが、例えば従来としての図１４の電源回路が結合係数ｋ＝0.80〜0.85程度であることと比較すれば、相当に低い値を設定している。
このように、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体が有する結合係数ｋにまで疎結合の状態とすることは、従来の電圧共振形コンバータでは、一次側から二次側への電力伝送ロスの増加による電力変換効率の低下を招くということを理由に、これまで行われてこなかったという背景がある。
また、直流入力電圧がスイッチングコンバータに流入するラインに対して、比較的大きいインダクタンスのチョークコイルＬ10を挿入することによる電力損失も相応に生じる。
しかしながら、本実施の形態では、先にも説明したように、対応負荷電力のほぼ全領域にわたって、良好とみてよい電力変換効率特性を得ている。
【００９９】
本実施の形態において高電力変換効率が得られているのは、下記のような理由によるものとされる。
先ず、電圧共振形コンバータを備える電源回路の構成は、本来、電力変換効率に関しては有利であることが知られている。特に、電圧共振形コンバータとしてシングルエンド方式を採用してスイッチング素子を必要最小限の１石とすることで、例えばハーフブリッジ結合方式、フルブリッジ結合方式、プッシュプル方式などの複数のスイッチング素子を備える構成と比較してスイッチング損失は減少し、このことが電力変換効率の向上要因となる。
本実施の形態のＥ級スイッチングコンバータも、一次側並列共振回路と1石のスイッチング素子が組み合わされた構成を含むことで、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータの構成を含んでいるということがいえ、上記したような電圧共振形コンバータとしての良好な電力変換効率特性を引き継いでいる。
【０１００】
そのうえで、本実施の形態としては、上記もしているように中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、図１５（ｂ）に示したように、ターンオン（期間ＴON開始）より以前のタイミングでスイッチング素子Ｑ1がオンとなって、正極性のスイッチング電流ＩQ1がソース−ドレイン間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流ＩQ1の動作によっては、スイッチング損失を増加させる。本実施の形態では、異常動作に対応するスイッチング電流ＩQ1の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の１つとなっているものである。
【０１０１】
また、図５に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。
このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側スイッチングコンバータについてＥ級スイッチング動作としたことで得られるものである。
【０１０２】
また、前述したように、本実施の形態の電源回路の定電圧制御動作が、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）を固定としたスイッチング周波数制御であることも、この場合には、電力変換効率向上の大きな要因となっている。
【０１０３】
また、これまでの説明から、本実施の形態の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との何れの商用交流電源入力（例えばＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖ）にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応化も図られていることになる。
つまり、前述したように、本実施の形態の電源回路における定電圧制御のために必要なスイッチング周波数ｆｓの制御範囲（Δfs）は、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではΔfs＝16.4kHz、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではΔfs＝10.9kHzであり、非常に狭いものとなっている。また、これらの制御範囲（Δfs）としての実際の周波数値は、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、本実施の形態の電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系のいずれの商用交流電源入力の条件であっても、スイッチング周波数制御による定電圧化が可能となっている。
さらに、本実施の形態の電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力の条件においても、最大負荷電力時において、９１％以上の高い電力変換効率特性が得られている。
【０１０４】
そして、上記した特性を有したうえで、本実施の形態としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の商用交流電源入力の条件において、中間負荷時における異常動作が解消されている。
また、アクティブクランプ回路１０を備えてスイッチング電圧Ｖ1のピークレベルの抑制を図ることで、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力される条件に対しても、要部の部品については、例えば９００Ｖ程度の実用範囲内の耐圧品を選定できる。
このようにして、本実施の形態の電源回路はワイドレンジ対応としての実用が可能となる。
【０１０５】
本実施の形態の他に、共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路として、ワイドレンジ対応を実現する構成としては、例えばＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ／フルブリッジで切り換える構成を採ることが知られている。あるいは、商用交流電源ＡＣについての整流動作を行う整流回路の動作を、ＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、全波整流／倍電圧整流で切り換える構成とすることが知られている。
【０１０６】
しかしながら、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで回路構成の切り換えを行う場合には、以下のような問題点が生じる。
例えば、このような商用交流電源レベルに応じた切り換えには、入力電圧についての閾値（例えば１５０Ｖ）を設定し、これを上回った場合はＡＣ２００Ｖ系、下回った場合はＡＣ１００Ｖ系に対応した回路切換を行うようにされるが、単純にこのような切り換えのみを行っていたのでは、例えばＡＣ２００Ｖ系の入力時の瞬間停電等による一時的な交流入力電圧の低下に対しても、ＡＣ１００系に対応した切り換えが行われてしまうおそれがある。つまり、例えば整流動作の切り換え構成を例に挙げれば、ＡＣ２００Ｖ系の入力であるにも関わらず、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えられてしまい、これによってスイッチング素子などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性がある。
【０１０７】
そこで、実際には、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。
しかしながら、このようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するということは、基準電圧と入力電圧との比較を行うための例えばコンパレータＩＣ等を実装することになるが、これにより部品点数が増加して、回路製造コストの増加、及び回路基板サイズの大型化が助長されてしまうことになる。
【０１０８】
また、このように誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も生じる。
【０１０９】
また、ハーフブリッジ／フルブリッジの切り換えを行う構成では、フルブリッジ構成を可能とするためにスイッチング素子を少なくとも４つ備える必要がある。つまり、切り換えが不要であればハーフブリッジでよく、スイッチング素子が２つで済むものを、この場合はさらに２つ追加しなくてはならない。
また、整流動作の切換を行う構成としても、倍電圧整流動作を得るために平滑コンデンサＣｉを２本備えるようにしなければならない。つまり全波整流のみとする構成と比較して、平滑コンデンサＣｉを１本追加しなければならなくなる。
これらの点でも、上記したような回路切換を伴うワイドレンジ対応の構成では、回路製造コストの増加、及び電源回路基板の大型化を招く。特に、整流動作切り換えの構成において、平滑コンデンサＣｉ等は電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
【０１１０】
これに対して、本実施の形態の回路構成によりワイドレンジ対応化が実現されるのであれば、先に説明したような、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
【０１１１】
また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ並列共振回路を備えるこれまでの電圧共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側並列共振コンデンサの１点のみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない部品追加で、ワイドレンジ対応を実現することができる。
【０１１２】
図６は、本実施の形態の電源回路としての二次側整流回路の変形例の1つを示している。なお、この図においては、二次巻線Ｎ2及び二次側整流回路の構成のみが抜き出されて示されているが、図示されていない他の部分は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造も含めて、先に説明した実施の形態としての構成が採られればよい。
この図６に示される二次側整流回路は両波整流回路とされている。この場合の両波整流回路は、次のようにして形成されている。
先ず、二次巻線Ｎ2については、センタータップを施すことで、センタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに分割する。センタータップは二次側アースに接続する。
そのうえで、両波整流回路を形成する部品素子として、この場合には、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び１本の平滑コンデンサＣｏを備える。整流ダイオードＤo1のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部と接続し、整流ダイオードＤo2のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部と接続する。整流ダイオードＤo1，Ｄo2のカソードを共に平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続し、平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースにて、二次巻線Ｎ2のセンタータップと接続する。
【０１１３】
このようにして形成される二次側両波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される二次巻線電圧の一方の極性の半周期に対応しては、二次巻線部ＮA→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｏに充電を行う。また、二次巻線Ｖ3の他方の極性の半周期に対応しては、二次巻線部ＮB→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｏに充電を行う。このようにして、二次巻線電圧の正負の各半周期の期間に対応して平滑コンデンサＣｏに対して整流電流を充電する両波整流動作が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの誘起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
【０１１４】
また、本実施の形態における、複合トランスとしての絶縁コンバータトランスＰＩＴの他の構造例を、図７〜図９に示す。
図７に示される制御トランスＰＲＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ51、ＣＲ52を備える。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ51、ＣＲ52の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。なお、この場合において、ダブルコの字型コアＣＲ51、ＣＲ52は、互いに同一サイズ形状のものを用いることができる。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部について、それぞれ所定長のギャップＧ50をそれぞれ形成する。なお、これら複数のギャップＧ50に設定されるギャップ長は同じであってもよいし、必要に応じて異なる長さが設定されてもよい。この点については、後述する図８、図９の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造においても同様である。
【０１１５】
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、先ず、例えばダブルコの字型コアＣＲ51側の隣り合う２本の磁脚に巻き付けるようにして、チョークコイル巻線Ｎ10を所定ターン数（巻数）巻装する。
一方、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、図示するようにして、ダブルコの字型コアＣＲ52側において、上記チョークコイル巻線Ｎ10の巻方向に対して、ちょうど直交するようにさせて、隣り合う2本の磁脚に巻き付けるようにして、所定ターン数を巻装するようにされる。
【０１１６】
上記のような構造では、チョークコイル巻線Ｎ10の巻回方向は、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻回方向に対して直交することになる。つまり、複合トランスである絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、いわゆる直交型トランスとしての構造が得られる。
【０１１７】
このようにして、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2、チョークコイル巻線Ｎ10が巻装されることで、先ず、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2については、コアサイズやギャップ長等に応じて設定される所定の結合係数により磁気結合された状態を生じる。また、チョークコイル巻線Ｎ10は、例えばコアサイズと巻数などの定数から、所定のインダクタンスを有するようにされる。そのうえで、チョークコイル巻線Ｎ10の巻回方向が一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻回方向に対して直交するようにされることで、チョークコイル巻線Ｎ10を巻回した2本の磁脚において、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2側により形成される磁路は逆方向となって打ち消し合うことになる。これにより、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2との磁気結合度としては、０とみなしてよい程度の一定以下とすることができる。
【０１１８】
図８に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ51のままとするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ52に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ60と組み合わせて形成することもできる。なお、このコア構造においても、ダブルコの字型コアＣＲ51の4本の磁脚の端面と、シングルコの字型コアＣＲ60とが対向する部位には、それぞれ、ギャップＧ50を形成するようにされる。
このコア構造において、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2を、例えば図８と同様のダブルコの字型コアＣＲ51の位置関係、及び巻方向の関係により巻装する。このようにしても、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の組とが、互いの巻き方向が直交する直交型トランスとしての構成が得られ、図７と同様にして、チョークコイル巻線Ｎ10は、所定のインダクタンスを有すると共に、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に対する磁気結合度については０とみなしてよい状態を得ることができる。
【０１１９】
また、図９に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、２つの半目字型コアＣＲ71，ＣＲ72を用意し、これらのコアの互いの磁脚が対向するようにして組み合わせることで１つの平面型の目字型コアを形成する。また、目字型コアにおいては、外側２本と内側２本の計４本の磁脚が対向することになるが、この場合には、これらの４本の磁脚が対向する各面について、それぞれ、所定長のギャップＧ70を形成する。
そして、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、一方の半目字型コアＣＲ71における２本の内側磁脚に跨るようにして所定ターン数を巻装する。
チョークコイル巻線Ｎ10は、他方の半目字型コアＣＲ72における１本の外側磁脚と、この外側磁脚と隣り合う１本の内側磁脚とに跨るようにして、所定ターン数を巻装する。
【０１２０】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造では、チョークコイル巻線Ｎ10が巻回される磁脚位置と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻回される磁脚位置とが互いに異なるようにされているが、この関係としては、図７及び図８に示したように巻回方向を直交させたのと等価となる。従って、この図９に示す構造によっても、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、チョークコイル巻線Ｎ10は、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に対する結合度は０とみなされ、かつ、所要のインダクタンスを有する状態となる。
【０１２１】
なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側のＥ級スイッチングコンバータの細部の回路形態や、二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１２２】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図３】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図４】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
【図６】実施の形態の電源回路に対応する二次側の変形例としての構成例を示す回路図である。
【図７】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図８】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図９】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図１０】Ｅ級スイッチングコンバータの基本構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０に示すＥ級スイッチングコンバータの動作を示す波形図である。
【図１２】ダイオード及びトランスによる電圧クランプの構成を付加したＥ級スイッチングコンバータの構成例を示す回路図である。
【図１３】伝送線路トランスによる電圧クランプの構成を付加したＥ級スイッチングコンバータの構成例を示す回路図である。
【図１４】従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】図１４に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１６】図１４に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間の変動特性を示す図である。
【図１７】従来の電源回路についての定電圧制御特性を概念的に示す図である。
【符号の説明】
【０１２３】
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１０ アクティブクランプ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、N10 チョークコイル巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B） 二次巻線、Ｃ11 一次側直列共振コンデンサ、Ｄo1,Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃｏ （二次側）平滑コンデンサ、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＣCL クランプコンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
【０００３】
図１４は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化することで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
【０００５】
上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
【０００７】
一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。
【０００８】
発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ字形状コアを組み合わせたＥＥ字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。
【００１１】
この場合、二次巻線Ｎ2の一端に対して二次側直列共振コンデンサＣ2を直列に接続していることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路（電流共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧Ｖ2の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。
【００１２】
制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。
【００１３】
図１５及び図１６は、上記図１４に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、図１４の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝39T、Ｎ2＝23Tとし、二次巻線Ｎ2の１ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、3V/Tを設定した。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝3900pF、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1，fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗである。
【００１４】
図１５は、図１４に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１５（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1、ＩD2が示されている。図１５（ｂ）には、中間の負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示されている。図１５（ｃ）には最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1が示される。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
【００１５】
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴONにおいて図示する波形により流れ、期間ＴOFFにおいて０レベルとなる波形として得られる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。
【００１６】
また、図１５（ａ）のみにおいて示しているが、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1，Ｄo2に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ＩD1の波形のほうが、整流電流ＩD2よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。
二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1，ＩD2が合成された波形として得られる。
【００１７】
図１６は、図１４に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率(ηAC→DC)を示している。
先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。
【００１８】
また、図１６のスイッチング周波数ｆｓ、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図１４に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏの変動に対してスイッチング周波数（スイッチング周期）はほぼ一定とされたうえで、オン期間とオフ期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、１周期内のオン／オフ期間を可変する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御であるとみることができる。このＰＷＭ制御によって、図１４に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化が図られる。
【００１９】
図１７は、図１４に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
図１４に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図１４に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図１７にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。そして、この図１７に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。
【００２０】
図１７に示される必要制御範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最小負荷電力Pomin時の特性曲線Ａまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最小負荷Pomin時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｂをまたぐ。
このために、図１４に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴON／ＴOFFの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図１５（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴOFF，ＴONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
【００２１】
【特許文献１】特開２０００−１３４９２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
上記図１４に示す電源回路では次のような問題を有している。
先に説明した図１５の波形図において、図１５（ａ）に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間ＴOFFの終了時点に至るまでは０レベルで、オン期間ＴONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードＤDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図１５（ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間ＴOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。
【００２３】
つまり、図１４に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてＺＶＳが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図１４の電源回路の実際としては、例えば図１６に示す区間Ａとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図１５（ｂ）のスイッチング電流ＩQ1として示すように、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子と、メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、整流平滑電圧がメインスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第１のインダクタと、メインスイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも上記第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサとを備える。
また、第２のインダクタと、この第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路を形成し、第２のインダクタと自身との直列接続回路がスイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサとを備える。
また、少なくとも、第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との総合結合係数が得られるようにして、自身の結合係数が設定されるコンバータトランスを備える。
また、コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段を備える。
また、補助スイッチング素子を備え、メインスイッチング素子がオフとなる期間内において補助スイッチング素子がオンとなるオン期間を形成して、このオン期間において一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにして設けられるアクティブクランプ回路を備えることとした。
【００２５】
なお、本願発明において「結合係数」とは、電磁的な結合の度合いを示すものであり、数値として１が最も結合の度合いが高いことを示し、数値として０が最も結合の度合いが低い（結合していない）ことを示す。また、結合係数の用語は、構成態様によらず総称として一般に用いられるものであるが、コンバータトランス自体の結合係数と区別するために、一次側の全体と二次側の全体との間の電磁的な結合の度合いについては「総合結合係数」という。例えば、コンバータトランスに他のインダクタンス成分が付加されない場合には、結合係数の値と総合結合係数の値とは一致する。
【００２６】
上記構成による電源回路は、一次側においてＥ級スイッチングコンバータとしての回路形態を形成する。Ｅ級スイッチングコンバータは、並列共振回路（一次側並列共振回路：電圧共振回路）と直列共振回路（一次側直列共振回路）を備える複合共振形といわれるソフトスイッチングコンバータの一形式である。そのうえで、Ｅ級スイッチングコンバータにおける直列共振回路（一次側直列共振回路）を形成するインダクタ（第２のインダクタ）をコンバータトランスの一次巻線として電源回路を構成している。
また、このような構成では、コンバータトランスの一次側と二次側との総合結合係数は、コンバータトランス自身の結合係数と、第１のインダクタとコンバータトランスの一次巻線（第２のインダクタ）との等価的な並列回路により得られる一次側のリーケージインダクタンスにより決定される。本発明は、このようにして総合結合係数が設定されることを考慮したうえで、疎結合としてみなされる所要の総合結合係数が得られるようにして、コンバータトランス自身の結合係数を設定するようにしている。このような総合結合係数の設定とすることで、中間負荷とされる負荷条件でのＺＶＳ動作が得られなくなる状態を回避する一要因となる。
このようにして総合結合係数を設定することにより、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作を得ている。
【００２７】
また、本発明の下で構成される一次側のＥ級スイッチングコンバータは、商用交流電源を整流平滑化する整流平滑回路を形成する平滑コンデンサの両端電圧である整流平滑電圧を入力してスイッチングを行うようにされている。このとき、平滑コンデンサからＥ級スイッチングコンバータに流入する電流は、一次側並列共振回路を形成する第1のインダクタを介してスイッチング素子側に流れるようにされることで、直流となる。
【００２８】
さらに、アクティブクランプ回路を備えて、本来は一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにすることで、一次側並列共振コンデンサの両端電圧となる電圧共振パルスのピークレベルが抑制される。
【発明の効果】
【００２９】
このようにして本発明は、一次側に並列共振回路を備えるスイッチング電源回路として、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作が解消される。このことにより、電圧共振形コンバータ（一次側並列共振回路）の構成を含むスイッチングコンバータの実用化が容易に実現されることになる。
また、商用交流電源から整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路の平滑コンデンサからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、上記平滑コンデンサとしての部品素子のキャパシタンスについて小さい値を選定し、また、汎用品を選定することが可能になり、例えば平滑コンデンサの低コスト化や小型化などの効果が得られる。
また、アクティブクランプ回路により電圧共振パルスのピークレベルが抑制されることで、メインスイッチング素子をはじめとする部品素子について、低耐圧品を選定できることになる。これにより、部品素子の性能の向上による電源回路の信頼性向上、コストダウン、回路の小型軽量化が図られる。
さらに、上記した中間負荷時における異常動作の解消、及びアクティブクランプ回路による電圧共振パルスのピークレベルの抑制効果などは、例えばより広範囲の入力電圧レベルに対応することの要因となるものであり、これにより、本発明に基づくスイッチング電源回路は、例えばＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応する、いわゆるワイドレンジ対応化なども容易に実現化される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明するのに先立ち、本実施の形態の背景技術となる、Ｅ級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図１０及び図１１を参照して説明しておく。
図１０は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Ｑ1を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ1はＭＯＳ−ＦＥＴであることとしている。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ1には、ボディダイオードＤDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードＤDの順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。
また、同じくスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
【００３１】
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイルＬ10の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ1のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。
【００３２】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインに対しては、チョークコイルＬ11の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ11が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ11と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺの具体例には圧電トランス、高周波対応の蛍光灯などを挙げることができる。
【００３３】
このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ10のインダクタンスと並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ11のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。
【００３４】
図１１は、上記図１０に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。
【００３５】
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴOFFでは０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤDを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ1のドレインからソースに流れる。
また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れるスイッチング電流ＩQ1と、並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
【００３６】
また、上記スイッチング電流ＩQ1とスイッチング電圧Ｖ1との関係によっては、スイッチング素子Ｑ1のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳ及びＺＣＳ動作が得られていることも示される。
【００３７】
また、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ10を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ1は、チョークコイルＬ10，Ｌ11のインダクタンスについて、Ｌ10＞Ｌ11の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。
【００３８】
上記Ｅ級スイッチングコンバータは、ピークスイッチ電圧が非常に高いことが知られている。例えば、スイッチング素子Ｑ1のオン時間とオフ時間のデューティ比が2:1の場合、オフ期間のスイッチング電圧Ｖ1の波形である並列共振電圧パルスのピーク値は、直流入力電圧Ｅinの5倍程度である。
このようなＥ級スイッチングコンバータのピークスイッチ電圧を抑制するための技術として、「末次正、伝送線路トランスを用いた電圧クランプ型Ｅ級増幅器、信学技報、社団法人電子情報通信学会」の文献には、ダイオードとトランスを用いた電圧クランプ法と、伝送線路トランスを用いた電圧クランプ法とが開示、提案されている。
図１２は、前者のダイオードとトランスを用いた電圧クランプ法に対応した構成の回路図であり、図１３は、後者の伝送線路トランスを用いた電圧クランプ法に対応した構成の回路図である。なお、これらの図において、図１０と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３９】
先ず、図１２に示す回路では、インダクタL10とインダクタＬ10aとを磁気結合したトランスTRと、ダイオードＤを備える。ダイオードＤとインダクタＬ10aとの直列接続を、直流入力電圧Ｅinに対して並列となる関係により接続し、インダクタL10については、一方の端部をスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続し、他方の端部を直流入力電圧Ｅinの正極と接続する。
このような回路構成では、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間においてダイオードＤが導通して、ダイオードＤ−インダクタＬ10に電流が流れる期間が形成されることで、並列共振コンデンサＣｒに流れる電流が制限され、これにより、スイッチング電圧のピークが抑制される。
ただし、上記した文献にも記載されているように、この図１２に示す電圧クランプ法では、トランスＴＲのリーケージインダクタンスによるリンギングが発生して、このリンギング成分の電圧がスイッチング電圧に重畳されることになるので、結果的には、効果的にスイッチング電圧が抑制できない。
【００４０】
そこで、上記文献では、上記したリンギングの問題を解決するために、図１４に示す構成を提案している。
図１３に示す構成では、1:2のインピーダンス変換が行われる伝送線路トランスＴＬＴ、ダイオードＤ、及び抵抗ＲDを備え、これらを図示するようにしてＥ級スイッチングコンバータに対して接続して形成する。この場合、伝送線路トランスＴＬＴは、同軸ケーブル巻線Ｌa、Lbが磁気結合するようにして巻装される２組のトランスＴＲ1、ＴＲ2を備え、これらトランスＴＲ1、ＴＲ2における上記同軸ケーブル巻線Ｌa、Lbを図示するようにして接続する。また、この場合においてダイオードＤに対して直列接続される抵抗ＲDは、インピーダンス調整のために設けられたものである。
しかしながら、この図１３に示す構成では、伝送線路トランスを使用することで、インピーダンス整合を厳密に行う必要が生じる。しかし、インピーダンス整合に抵抗を挿入することとすれば、この抵抗による電力損失が問題化する。
【００４１】
本実施の形態としては、先に図１０に示した基本構成に基づくＥ級スイッチングコンバータを電源回路に適用する。そのうえで、上記図１２及び図１３などに示される電圧クランプ法における問題がクリアされるようにして、スイッチング電圧のピークレベルが有効に抑制されるようにする。
【００４２】
本実施の形態の電源回路の構成例を図１の回路図に示す。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
【００４３】
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により商用交流電源を整流平滑化する。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
【００４４】
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、上記図１０の基本構成に基づいたＥ級スイッチングコンバータとして形成される。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合のＥ級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
【００４５】
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイル巻線Ｎ10の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、チョークコイル巻線Ｎ10の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。このチョークコイル巻線Ｎ10としてのインダクタ（第１のインダクタ）は、図１０に示したＥ級スイッチングコンバータにおけるチョークコイルＬ10に相当する機能部位となる。また、この場合のチョークコイル巻線Ｎ10は、後述するようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造に含められるようにして巻装されて設けられる。
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
【００４６】
この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
【００４７】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として、１つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
【００４８】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ11とから成る直列接続回路が並列に接続される。この場合には、一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部をスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続し、巻始め端部を一次側直列共振コンデンサＣ11と接続している。一次側直列共振コンデンサＣ11の一次巻線Ｎ1と接続されない側の極端子は、一次側アース電位にてスイッチング素子Ｑ1のソースと接続される。
【００４９】
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号波形に応じて連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
【００５０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するもので、このために、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。また、本実施の形態の場合には、チョークコイル巻線Ｎ10についても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造内に含まれるようにして巻装される。
なお、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例については、後述する。
【００５１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1は、後述するようにして、一次側に形成されるＥ級スイッチングコンバータにおける一次側直列共振回路を形成するための素子であり、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力に応じた交番出力が得られる。
【００５２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側整流回路として、４本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4から成るブリッジ整流回路と１本の平滑コンデンサＣｏから成るブリッジ全波整流回路が接続される。
この場合、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部は、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点に接続する。また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部を、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点に接続する。整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アース電位にて、整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点と接続される。
【００５３】
上記のようにして形成されるブリッジ全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に誘起（励起）される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが生成される。
このようにして生成される二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
【００５４】
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。
【００５５】
この図１に示す電源回路は、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFはほとんど変化を示すことが無く、一定とされたうえで、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON（導通角）の変化によりスイッチング周波数が可変するスイッチング周波数制御としての定電圧制御動作となる。
【００５６】
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００５７】
上記のようにして形成される本実施の形態の電源回路の一次側において形成されるスイッチングコンバータ（Ｑ1、Ｃｒ、Ｎ10、Ｎ1、Ｃ11）と、先に図１０に示したＥ級コンバータとしての回路構成とを比較してみると、本実施の形態のスイッチングコンバータは、図１０の回路から負荷となるインピーダンスＺを省略し、チョークコイルＬ10として機能するチョークコイル巻線Ｎ10として絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造内に巻装するとともに、チョークコイルＬ11の巻線を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（リーケージインダクタンスＬ1）と置き換えたものとしてみることができる。また、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータでは、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとによって一次側並列共振回路を形成し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより一次側直列共振回路を形成する。
このことから、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形のスイッチング動作を行うＥ級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力（交番出力）を、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルＬ11に相当する一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。つまり、図1に示す実施の形態の電源回路は一次側にＥ級スイッチングコンバータを備えるDC-DCコンバータとして構成される。
また、本実施の形態のようにして形成される一次側のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイル巻線Ｎ10、及び一次側並列共振コンデンサＣｒとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1及び一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路を並列接続した複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。
【００５８】
また、この図に示す電源回路の一次側には、アクティブクランプ回路１０が備えられる。
アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。クランプダイオードＤD2は、補助スイッチング素子Ｑ2が備えるボディダイオードとされ、アノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに対して接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，ゲート抵抗Ｒg、及びゲート−ドレイン間抵抗Ｒ1を備えて成る。
なお、以降において、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータを形成する側のスイッチング素子Ｑ1については、上記補助スイッチング素子Ｑ2と区別して、メインスイッチング素子Ｑ1ともいうことにする。
【００５９】
補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLの一方の端子と接続されて、クランプコンデンサＣCLの他方の端子は、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは、メインスイッチング素子Ｑ1のドレイン、一次側並列共振コンデンサＣｒの一方の極端子、及び一次巻線Ｎ1の巻終わり端部との接続点に対して接続される。
つまり、本実施の形態のアクティブクランプ回路１０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2//クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成される。
【００６０】
また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ドレイン間に対してゲート−ドレイン間抵抗Ｒ1を挿入する。また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して抵抗Ｒg−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路を接続する。これら直列接続回路及び抵抗Ｒ1により、補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成する。
ここでの駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装されるチョークコイル巻線Ｎ10の巻始め端部側に巻線を追加するようにして形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動巻線Ｎｇには、チョークコイル巻線Ｎ10に得られる交番電圧に応じた電圧が発生する。また、この場合には、一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇとについては逆極性の電圧が得られるようにされている。なお、実際としては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
【００６１】
上記アクティブクランプ回路１０は、後述するようにして、メインスイッチング素子Ｑ1//一次側並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端に発生するスイッチング電圧（並列共振電圧）Ｖ1について、メインスイッチング素子Ｑ１のオフ時に発生する電圧共振パルスのピークレベルを抑制するように動作する。
【００６２】
ここで、図１の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を、図２に示す。
先ず、図２に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライト材によるＥ字形状コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ字形コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢｂ1が備えられる。このボビンＢｂ1の一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢｂ1を、上記Ｅ字形状コアＣＲ１，ＣＲ２から成るＥＥ字形コアの中央磁脚が貫通するようにして取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ字形コア部分の中央磁脚に巻装される状態となる。
また、上記ＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）に対しては、さらにＥ字形状コアＣＲ3が図示するようにして組み合わされる。この場合には、ＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）におけるＥ字形状コアＣＲ1側の側面に対して、Ｅ字形状コアＣＲ3の脚部端面が対向するようにして組み合わされる。
このＥ字形状コアＣＲ3に対しては、１つの巻装領域を持つボビンＢｂ2が取り付けられ、その巻装領域に対してチョークコイル巻線Ｎ10を巻装する。これにより、チョークコイル巻線Ｎ10は、Ｅ字形状コアＣＲ3の中央磁脚に対して巻装される状態となる。
【００６３】
そして、ＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）の中央磁脚に対しては、図のようにして、所定長のギャップＧ１を形成する。これによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体における一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ≒0.75程度による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図１４に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧ１は、Ｅ字形状コアＣＲ1，ＣＲ2の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
また、例えばＥＥ字形状コアＣＲ3の中央磁脚を外磁脚よりも短く形成することで、ＥＥ字形状コアＣＲ3の中央磁脚の端部と、ＥＥ字形状コアＣＲ1との側面部との間にギャップＧ2を形成するようにされる。この場合のギャップＧ2のギャップ長は、上記ギャップＧ1のギャップ長に対して約１／２を設定することとしている。
【００６４】
このようにして、図２に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは複合トランスとしての構造を採る。つまり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が直流的に絶縁される状態で巻装される基本構成を採ったうえで、一次側に備えられるチョークコイル巻線Ｎ10も巻装される構造である。そして、このような図２に示す構造では、先ず、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に電流が流れることによっては、Ｅ字形状コアＣＲ1、ＣＲ2から成るＥＥ字形コアにて主たる磁路（磁気回路）を形成するが、チョークコイル巻線Ｎ10に電流が流れることによっては、Ｅ字形状コアＣＲ3側のみにて主たる磁路を形成する。このようにして磁路が形成されることで、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が形成する磁路の磁束と、チョークコイル巻線Ｎ10が形成する磁路の磁束が鎖交する度合いは非常に小さくなる。この結果、チョークコイル巻線Ｎ10としては、例えば巻線数やギャップＧ2のギャップ長などに応じた所定のインダクタンスを有するとともに、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に対する磁気結合の度合い（結合係数）は、０とみなしてよい程度の一定以下にまで小さいものとなる。つまり、チョークコイル巻線Ｎ10側と一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2側とではトランス結合は存在しないものとしてみてよい状態を生じている。これにより、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを結合するコンバータトランス機能と、チョークコイル巻線Ｎ10によるチョークコイルとしての機能は、それぞれ相互に影響されることなく独立しているものとされる状態で動作する。従って、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2及びチョークコイル巻線Ｎ10が１つのトランス構造内に含まれているのに関わらず、一次側において適正なＥ級スイッチングコンバータの動作が得られることになる。
【００６５】
例えば本願発明としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴはＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）に対して一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2を巻装した構造とし、チョークコイルＬ10は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対して独立した部品として構成してもよい。このような構成では、絶縁コンバータトランスＰＩＴとチョークコイルＬ10とで独立した２つの部品が存在する。これに対して、複合トランスとしての絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を採ることとすれば、上記部品は１つにまとめられることとなる。これにより、例えば回路基板における部品配置などがこれまでよりも効率的なものとなって、例えば回路基板サイズの小型化などが図られることになる。
【００６６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの他の構造例について、図３、図４に示す。
図３に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライト材によるＥ字形状コアＣＲ11、ＣＲ12を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ字形コアを備える。なお、このＥＥ字形コアにおける２本の外磁脚及び１本の中央磁脚の断面サイズは同じであるようにされている。
そのうえで、ボビンＢb11において形成される2つに分割された巻装部に対して、それぞれ、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2を巻装し、このボビンＢb11をＥＥ字形コアの一方の外磁脚に対して取り付けるようにする。これにより、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2は、それぞれ異なる巻装領域により、同じ外磁脚に巻装される状態となる。このようにして一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2を巻装したうえで、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては所定長のギャップＧ11を形成する。これにより、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2については、所定の結合係数ｋによる疎結合とされる結合度が得られる。
また、ボビンＢb12の巻装部に対してはチョークコイル巻線Ｎ10を巻装して、このボビンＢb12をＥＥ字形コアの一方の外磁脚に対して取り付ける。これにより、チョークコイル巻線Ｎ10は、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻装される外磁脚に対して、中央磁脚を対称にして反対側となる外磁脚に巻装される状態となる。
このような構造では、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2による主たる磁路は、これら一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻回される外磁脚と中央磁脚とをつなぐようにして形成され、チョークコイル巻線Ｎ10による主たる磁路は、チョークコイル巻線Ｎ10が巻回される外磁脚と中央磁脚とをつなぐようにして形成されることから、この場合にも両磁路の磁束が鎖交する度合いは非常に小さくなる。これにより、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2との磁気的結合度（結合係数）はほぼ０とみなしてよく、トランス結合は存在しないとする状態を、図２の場合と同様に得ることができる。
【００６７】
また、図４に示される絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば先ず、フェライト材によるＵ字形状コアＣＲ21、ＣＲ22を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＵＵ字形コアを形成し、さらにこのＵＵ字形コアに対して、Ｕ字形状コアＣＲ23が組み合わされる。
ＵＵ字形コア側におけるＵ字形状コアＣＲ21、ＣＲ22の各2本の磁脚が互いに対向する部位には、図示するようにして、所定ギャップ長のギャップＧ21、Ｇ22が形成される。また、ＵＵ字形コア（ＣＲ21、ＣＲ22）におけるＵ字形状コアＣＲ22の側面部に対して、Ｕ字形状コアＣＲ23の2本の磁脚端部が対向する各部位においては、所定のギャップ長のギャップＧ23，Ｇ24を形成するようにしている。
そのうえで、ボビンＢb21において形成される2つに分割された巻装部に対して、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2をそれぞれ巻装し、このボビンＢb21をＵＵ字形コア(ＣＲ21、ＣＲ22)の一方の磁脚に対して取り付ける。これにより、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、ＵＵ字形コア(ＣＲ21、ＣＲ22)の一方の磁脚において、それぞれ異なる巻装領域において巻装される状態となり、上記ギャップＧ21、Ｇ22のギャップ長の設定により、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2については、所定の結合係数ｋによる疎結合とされる結合度が得られる。
また、ボビンＢb22に対してチョークコイル巻線Ｎ10を巻装し、Ｕ字形状コアＣＲ23の一方の磁脚に対して取り付けることで、チョークコイル巻線Ｎ10がＵ字形状コアＣＲ23の一方の磁脚に巻装される状態とする。このとき、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2による主たる磁路はＵＵ字形コア（ＣＲ21、ＣＲ22）にて形成され、チョークコイル巻線Ｎ10による主たる磁路はＵ字形状コアＣＲ23側にて形成され、両磁路の磁束の鎖交はほとんど無いとされる状態が得られる。これにより、図２、図３と同様に、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2との磁気的結合度（結合係数）はほぼ０とみなされ、トランス結合も存在しないとみなしてよい状態を得ることができる。
【００６８】
そして、図１に示した回路形態の電源回路について、後述する図５に示される実験結果を得るのにあたり、要部については、下記のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２に示した構造を採用することとして、ＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）についてEER-35を選定して、ギャップＧ1については2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝55T、Ｎ2＝36Tを選定した。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体における一次側と二次側との結合係数ｋについてはｋ＝0.71が設定される。
また、ＥＥ字形状コアＣＲ3についてはER−35を選定して、ギャップＧ2については、1.1mmとして、インダクタンスL10＝1mHとなるようにしてチョークコイル巻線Ｎ10を巻装した。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、EEのあることも知られている。本願においてＥＥ字形という場合には、断面がＥＥ字形状であることに応じて、EER、EEの何れのタイプについてもＥＥ字形のコアであるとして扱うものとする。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝1500pＦを選定した。また、一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスは、Ｃ11＝0.027μＦを選定した。クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスについては、ＣCL＝0.068μＦを選定した。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。
【００６９】
ここで、図１に示す電源回路における絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とについてスイッチング周期でみた場合には、並列接続の関係にあることと等価であるとみることができる。チョークコイル巻線Ｎ10から発生する磁束は、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2とは結合することがない。このことから、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側におけるリーケージインダクタンスの成分は増加するものとしてみることができる。
このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものとしての結合係数ｋとしては、前述したように、例えばｋ＝0.71程度が設定されるのであるが、上記のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側のリーケージインダクタンスが増加することで、電源回路内における絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合的な結合係数としては、0.71よりも低い値が得られることになる。つまり、電源回路としてみた、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の間の総合的な結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。この結合度についての数値を、ここでは、総合結合係数ｋｔとして扱う。
本実施の形態としては、例えば、チョークコイル巻線Ｎ10について、先に説明した所定のインダクタンス値を設定することで、総合結合係数ｋtについて、0.7より小さいとされる疎結合とみなされる所定値を設定することとしている。この場合の総合結合係数ｋtの設定要素としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造自体による結合係数ｋと、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスであることになる。
【００７０】
また、本実施の形態において、図１に示す電源回路の一次側並列共振回路の共振周波数fo1(p)については、次のようにして扱うものとする。
次に説明する図５の波形図に示されるように、図１に示す電源回路における一次側のスイッチングコンバータの動作としては、Ｅ級スイッチングコンバータ（メインスイッチング素子Ｑ1）とアクティブクランプ回路１０のスイッチング動作が複合的に行われているものとしてみることができる。また、このことは、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、一次側のチョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10とにより形成されるものとする一次側並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ａという）と、クランプコンデンサＣCLとチョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10とにより形成されるものとする並列共振回路（ここでは一次側並列共振回路ｂという）とが、一次側において複合的に動作しているものとして考えることができる。そのうえで、本実施の形態の回路形態では、チョークコイル巻線Ｎ10と一次巻線Ｎ1とは、スイッチング周期程度の高周波とされる交流としては並列接続の関係にあるものとして等価的にみることができる。従って、実際において、一次側並列共振回路ａ及び一次側並列共振回路ｂを形成するインダクタンスは、チョークコイル巻線Ｎ10と一次巻線Ｎ1との並列接続により得られる合成インダクタンスであるとして考えるべきことになる。ちなみに、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10は、前述のように１mH程度が設定され、一次巻線Ｎ1自体のインダクタンス（リーケージインダクタンス）については、350μH程度が設定される。このことによると、一次側並列共振回路ｂの共振周波数fo1bは約38kHzとなる。これに対して、一次側並列共振回路aの共振周波数fo1aは約255kHzとなる。
ただし、一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスを比較すると、例えばＣCL＝0.068μFであり、Ｃｒ＝1500ｐＦであることから、クランプコンデンサＣCLは、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して非常に大きい値を有していることになる。このことは、一次側スイッチングコンバータの動作において、一次側並列共振回路ａと一次側並列共振回路ｂとでは、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスを有する一次側並列共振回路ｂのほうが支配的になることを意味している。このことから、一次側並列共振回路全体としての並列共振周波数fo1(p)としては、上記38kHz程度若しくは、これより若干高い40kHz前後としてみるべきことになる。
【００７１】
また、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ11とを直列接続することで形成される一次側直列共振回路の共振周波数fo1(s)については、総合結合係数ｋtに応じた一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と、一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンス(0.015μＦ)とにより設定されるものとなり、約69.5kHzとなる。このことから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1(p)と、一次側直列共振回路の共振周波数fo1(s)の大小関係は、fo1(p)＜fo1(s)で表されることになる。
【００７２】
図５の波形図は、上記構成による図１の電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示しており、図５（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における、スイッチング電圧Ｖ1、入力電流Ｉ1、クランプ電流ＩQ2、電流Ｉcr、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ2、一次側直列共振電圧Ｖ2、二次側交番電圧Ｖ3が示される。図５（ｂ）には、最大負荷電力Pomax＝２００Ｗ／交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時における、上記各波形が示されている。
【００７３】
入力電流Ｉ1は、平滑コンデンサＣｉから一次側スイッチングコンバータに流入しようとする電流である。入力電流Ｉ1がスイッチング素子Ｑ1側に流入する経路である、平滑コンデンサＣｏの正極端子とスイッチング素子Ｑ1のドレイン側との間のラインには、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1よりも大きなインダクタンスが設定されたチョークコイル巻線Ｎ10が挿入されていることで、入力電流Ｉ1は、チョークコイル巻線Ｎ10を介するようにして流れることになる。このために、入力電流Ｉ1は平均値Ｉ0の脈流となる。このような波形の入力電流Ｉ1は、直流としてみることができる。つまり、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は直流となる。チョークコイル巻線Ｎ10を介して流れた入力電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1−一次側直列共振コンデンサＣ11の直列回路と、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して分流するようにして流れる。
【００７４】
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧であり、スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて電圧共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1としての電圧共振パルスは、本来は、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることにより、正弦波状の共振波形として得られる。しかし、本実施の形態では、アクティブクランプ回路１０が後述するようにして動作することで、電圧共振パルスのピークが抑制される波形形状となる。
【００７５】
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いてドレインからソースに流れることで正極性に反転する波形となる。このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳ(Zero Volt Switching)、ＺＣＳ(Zero Current Switching)が行われていることを示している。また、このスイッチング電流ＩQ1は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1に流れるものとしてみることができる。
【００７６】
一次巻線電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、この場合には一次巻線電流Ｉ2は、一次側直列共振回路の出力電流としてみることができる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオン/オフ動作を行うことにより、期間ＴOFFのスイッチング電圧Ｖ1である電圧共振パルスが一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路に印加される。これにより一次側直列共振回路が共振動作を行い、一次巻線電流Ｉ2は、スイッチング周期に応じた正弦波状の交番波形となる。また、ここでの一次側直列共振電圧Ｖ2は、一次巻線Ｎ1の両端電圧として示している。この一次側直列共振電圧Ｖ2は、本来は、スイッチング周期に応じた正弦波状の交番波形となるものであるが、アクティブクランプ回路１０が動作することによって、期間ＴOFFにおいては、スイッチング電圧Ｖ1とほぼ同等のレベルにてクランプされる波形となる。
【００７７】
また、二次側交番電圧Ｖ3は、二次側における整流ダイオードＤo2の両端電圧、若しくは二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部と二次側アース間の電位となるもので、二次側整流回路の動作タイミングを示している。二次巻線Ｎ2の誘起電圧の正／負で反転するのに応じて、整流ダイオードＤo1，Ｄo4の組と整流ダイオードＤo2、Ｄo3の組に対して交互に順方向電圧が印加され、これに応じて整流ダイオードＤo1，Ｄo4の組と、整流ダイオードＤo2、Ｄo3の組が交互に導通する。このようなタイミングの整流動作に応じて、二次側交番電圧Ｖ3は、整流ダイオードＤo1，Ｄo4の導通期間に応じて二次側直流出力電圧Ｅoに応じた絶対値レベルによりクランプされた交番波形となる。
【００７８】
また、この図５（ａ）（ｂ）の波形図において、アクティブクランプ回路１０の動作は、１スイッチング周期内において遷移する、mode1〜5までの５段階の動作モードとして示される。
先ず、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいてはmode1としての動作が得られる。このとき、補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ＴONにおいてはオフ状態にある。つまり、mode１は、補助スイッチング素子Ｑ2がオフ状態となるように制御されるモードである。
【００７９】
このmode1（期間ＴON）において、スイッチング電流ＩQ1は、上記もしたように、ターンオン直後において負極性によりクランプダイオードＤD2に流れた後に反転して正極性によりメインスイッチング素子Ｑ1のソースからドレインの方向に流れる。
ここで、スイッチング電流ＩQ1が負極性により流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て、一次側並列共振コンデンサＣｒにおける放電が終了することで、クランプダイオードＤDが導通し、クランプダイオードＤD→チョークコイル巻線Ｎ10を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すことで、電源側に電力を回生するモードとなる。この電力回生の動作を終了して、スイッチング電流ＩQ1は、平滑コンデンサＣｉからの入力電流Ｉ1が供給されるようにして、メインスイッチング素子Ｑ1のソース−ドレインを流れるようにされる。
【００８０】
上記mode1に対応する期間ＴONが終了して、期間ＴOFFに至ったとされると、先ず、mode2に対応する期間ｔｄ1が開始される。
この期間ｔｄ1では、メインスイッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に流れていた電流は、図５に示す電流Ｉcrとして、一次側並列共振コンデンサＣｒを充電するようにして流れることになる。このときに、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる充電電流は、この図では負極性によりパルス的に現れる波形となるが、これは部分共振モードとしての動作とされる。また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対して並列に一次側並列共振コンデンサＣｒが接続されていることで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされる。
【００８１】
続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオン状態となるように制御されると共に、メインスイッチング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間となり、これは、図５に示す期間ＴON2に相当する。
この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路１０の動作期間であり、先ずmode3としての動作を行った後にmode4としての動作を行うようにされる。
【００８２】
先のmode2の動作では、一次巻線Ｎ1とチョークコイル巻線Ｎ10の接続点側から一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉcrによって、一次側並列共振コンデンサＣｒに対する充電が行われるが、これによりmode2に続くmode3の動作としては、一次巻線Ｎ1に得られている電圧レベル（Ｖ2）が、初期時（期間ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCLの両端電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCLの経路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2としては、図５に示す期間ＴON2開始時以降において、負方向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られることになる。
先に記載したように、例えばクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスはＣCL＝0.068μＦであるのに対して、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスはＣｒ＝1500ｐＦであり、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスのほうが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスと比較して相当に小さい。このようなクランプコンデンサＣCLと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの選定とすれば、mode3としての動作によっては、大部分の電流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCLに対して流れるようにされ、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してはほとんど流れない。この結果、この期間ＴON2時における一次側並列共振コンデンサＣｒに対する充電電流量が低減されることとなって、スイッチング電圧Ｖ1における電圧共振パルスの傾きは緩やかとなるようにされ、そのピークレベルが抑制されることになる。即ち、電圧共振パルスに対するクランプ動作が得られる。
【００８３】
なお、図１に示す構成の下で、アクティブクランプ回路１０を備えない場合には、期間ＴOFFの全期間において充放電電流が流れることで、例えば、図５（ａ）のスイッチング電圧Ｖ1の波形において破線により示すように、電圧共振パルスは正弦波状の急峻な波形となり、このピークレベルは、アクティブクランプ回路１０を備える場合より上昇する。
【００８４】
そして、期間ＴON2において上記mode3が終了すると引き続いてmode4としての動作に移行する。
このmode4開始時は、図５に示すクランプ電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングとされる。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ電流ＩQ2が負極性から正極性に反転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。
このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン→ソースにクランプ電流ＩQ2が流れ、図５に示すように、正極性により増加していく波形が得られる。
【００８５】
ここで、図示していないが、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される電圧は、駆動巻線Ｎｇに誘起された電圧とされ、これは矩形波状のパルス電圧となる。
そして、期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレッシュホールド期間とされ、上記ゲート流入電流が流れることによってこのスレッシュホールド期間が保持されるものである。
【００８６】
上記mode4の動作は、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴOFFにおいて０レベルとされていた、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔｄ２におけるmode5としての動作に移行する。
mode5では、一次側並列共振コンデンサＣｒからチョークコイル巻線Ｎ10を介して平滑コンデンサＣｉの側に放電電流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られる。この部分共振動作としての放電は、図５では、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉcrとして、期間ｔｄ２のみにおいて正極性の方向で流れるパルス状の波形として示されている。
このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかるスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルスは、上述もしたように一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスより小さいことによって、その傾きが大きいものとなり、図示するようにして、急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下がっていく。
そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記mode4が終了してmode5が開始されるタイミングでターンオフを開始するが、このときには、上記したようにして電圧共振パルス（スイッチング電圧Ｖ1）が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。
アクティブクランプ回路１０は、このようなmode1〜5の動作を１スイッチング周期ごとに繰り返す。
【００８７】
図1に示す電源回路の定電圧制御動作は、前述もしたように、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF（補助スイッチング素子Ｑ2のオン期間）は一定で、オンとなる期間ＴONの可変によりスイッチング周波数ｆｓを可変変制御するスイッチング周波数制御となる。スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対しては軽負荷の傾向となるのに応じて高くなっていく傾向で変化し、交流入力電圧変動に対しては交流入力電圧ＶACが上昇するのに応じて高くなっていく傾向で変化する。このことは、定電圧制御動作が、軽負荷傾向及び交流入力電圧の上昇傾向に応じて二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、スイッチング周波数fsを高く制御する動作であることを示している。
【００８８】
上記スイッチング周波数fｓが定電圧制御のために必要とする制御範囲（必要制御範囲）については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対してΔfs＝16.4kHzとなる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの範囲に対してΔfs＝10.9kHzとなる。
【００８９】
AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、重負荷の傾向となるのに従って増加し、また、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じて増加する傾向であった。
最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２．０％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではηAC→DC＝９１．０％との測定結果が得られた。
【００９０】
また、電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベル（Ｖ1p）は、重負荷の傾向となってスイッチングコンバータに流れる電流の増加に伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒに充電される電流量が増加するのに応じて上昇する特性になる。電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベル（Ｖ1p）が最大値となる最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の特性は、図5にも示したように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではＶ1p≒３００Ｖ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＶ1p≒７００Ｖとなる測定結果が得られている。このピークレベル（Ｖ1p）の特性は、アクティブクランプ回路１０を備えない場合と比較して、約１／２にまで低減されたものとなっている。
このような電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルＶ1pの特性とされることで、メインスイッチング素子Ｑ1については、９００Ｖの耐圧品を選定することができる。また、補助スイッチング素子Ｑ2についても同様に９００Ｖの耐圧品を選定することができる。例えば、図１の電源回路からアクティブクランプ回路１０を省略した場合には、スイッチング素子Ｑ1には１８００Ｖ程度の耐圧品を選定する必要がある。つまり、本実施の形態では、メインスイッチング素子Ｑ1（及び補助スイッチング素子Ｑ2）、さらに、メインスイッチング素子Ｑ1に並列接続される一次側並列共振コンデンサＣｒなどついて、より低耐圧の部品を選定できる。
このようにして、各部品について低圧品を選定できることで、これら部品素子の特性が向上する。例えばメインスイッチング素子Ｑ1について、スイッチング特性がより良好なものとなるため、電力損失の低減や回路としての信頼性の向上が図られる。また、低耐圧品とされることで、部品サイズも小型となるので、回路基板の小型軽量化の促進を図ることも可能になる。また、部品にかかるコストも削減される。
また、本実施の形態のアクティブクランプ回路１０による電圧クランプの動作では、例えば、先に図１２及び図１３により説明した電圧クランプ法のようにして、リンギングの発生や、インピーダンス整合などの問題は生じることが無く、実用的かつ有効に、スイッチング電圧（電圧共振パルス）の抑制効果を得ている、といことがいえる。
【００９１】
ところで、本実施の形態の電源回路との比較として、例えば、図１４に示したような従来例としての回路構成の電源回路に、本実施の形態と同様のアクティブクランプ回路１０の構成を付加した場合には、軽負荷傾向に応じてスイッチング周波数ｆｓが高くなるように制御されると共に、１スイッチング周期内における期間ＴOFF，ＴONのデューティ比については、軽負荷の傾向となるのに従って、期間ＴOFFのほうが期間ＴONに対して大きくなるようにして変化することが実験により確認されている。これは、アクティブクランプ回路１０により電圧共振パルス（Ｖ1）のピークレベルが抑制される分、その導通角が拡大するようにして変化する動作を生じることに依る。
一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLとのキャパシタンスについては、一次側並列共振コンデンサＣｒに対してクランプコンデンサＣCLのほうを相当に大きく選定するが、電圧共振パルスの抑制の度合いは、この一次側並列共振コンデンサＣｒとクランプコンデンサＣCLのキャパシタンスの差を広げるほど大きくなる。しかし従来の場合には、これに伴って、電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角が拡大する度合いも大きくなる。１スイッチング周期内における電圧共振パルス（Ｖ1）の導通角、つまりメインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間（ＴOFF）が拡大することによっては、その分メインスイッチング素子Ｑ1のオン期間（ＴON）が短縮されることになる。一定以上にオン期間（ＴON）が短縮されると、メインスイッチング素子Ｑ1におけるスイッチング損失が増加する。
これに対して、本実施の形態では、Ｅ級スイッチング動作のスイッチングコンバータに対してアクティブクランプ回路１０を組み合わせた構成としたことで、前述もしたように、スイッチング周波数ｆｓの可変制御は、スイッチング素子Ｑ1の期間ＴOFFを一定としたうえで期間ＴONを可変するものとなる。つまり、期間ＴOFFの拡大に伴う期間ＴONの縮小は生じない。このことから、本実施の形態としては、スイッチング損失の低減が図られることになるものであり、この結果として、先に記載したような良好なAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の特性が得られているものである。
また、上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1の期間ＴOFFが一定となるスイッチング周波数制御の動作となることで、発振・ドライブ回路２を構成するスイッチング駆動用ＩＣについて、安価な汎用のものを選定することが可能となり、例えばコストダウンが図られる。あるいはスイッチング駆動用ＩＣの選択範囲もひろがる。例えば従来の図１５の電源回路のようにして、１スイッチング周期内の期間ＴONと期間ＴOFFの時比率を可変するＰＷＭ制御となる場合には、上記した汎用のＩＣでは対応しきれずに、異常発振に近い動作となる。このために、図１５の回路の実際においては、ＰＷＭ制御に対応可能なスイッチング駆動用ＩＣを採用している。
【００９２】
さらに、図1に示される本実施の形態の電源回路と、従来例として図１４に示した電源回路とを比較してみると次のことがいえる。
一般的に、一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路は、負荷電力の制御範囲が狭く、また、軽負荷時におけるＺＶＳが維持できないために、そのままでは実用化は不可能であると考えられている。そこで、図１４に示したように、一次側電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設け、二次側整流回路として倍電圧半波整流回路を形成した電源回路を構成して本願発明者が実験を行ったところ、それまでの電圧共振形コンバータを備える電源回路よりも、実現化に近づく特性が得られることが確認された。
しかしながら、図１４の電源回路では、図１５により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、図１４の電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。
【００９３】
これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、対応負荷電力の全領域にわたってＺＶＳ動作が得られることとなった。つまり、中間負荷時における異常動作は解消され、対応負荷電力（Ｐｏmax＝２００Ｗ〜Ｐｏmin＝０Ｗ）の全範囲にて適正なスイッチング動作を得ている。Ｅ級スイッチングコンバータの基本構成は、1石のスイッチング素子と並列共振回路とを含んでいるので、本実施の形態の電源回路は、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータの回路構成を一部に備えるスイッチングコンバータとして、実用化が容易に実現可能となっている、ということがいえる。
【００９４】
図１４に示される電源回路の中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を備えた形式の複合共振形コンバータを構成した場合に生じやすいことが確認されている。これは、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路（整流回路）とが同時に動作することによる相互作用が主たる原因となっている。
そこで、本実施の形態の場合には、上記した中間負荷時の異常動作は、一次側電圧共振形コンバータと二次側直列共振回路とを組み合わせた回路構成であることがそもそもの要因であると捉えることとした。
そこで先ず、本実施の形態としては、一次側スイッチングコンバータとして、電圧共振形コンバータに代えて、Ｅ級スイッチングコンバータを適用した構成のものを備えることとした。
また、総合結合係数ｋt＝0.65程度を設定して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度を従来よりも低下させた。これにより、一次側のスイッチングコンバータの動作と、二次側整流回路の整流動作（スイッチング動作）との相互作用を希薄化した。
このような構成の電源回路とした結果、中間負荷時においてＺＶＳが得られなくなる異常動作が解消されるという実験結果が得られた。具体的には、例えば図１５（ｂ）に示した、期間ＴOFFの終了タイミングの前後で正極性のスイッチング電流ＩQ1が流れる現象が観察されなくなり、通常のＺＶＳに対応するスイッチング電流ＩQ1の波形が得られることになる。
そして、図１に示した実施の形態の電源回路の中間負荷時における異常動作の解消は、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源に対応する交流入力電圧ＶACの範囲だけではなく、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源に対応する交流入力電圧ＶACの範囲の条件でも得られている。
【００９５】
また、図１４に示す電源回路では、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を経由してスイッチング素子Ｑ1、一次側並列共振コンデンサＣｒに流入する。この場合、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は一次巻線電流Ｉ1となるものであり、スイッチング周期による比較的高い周波数となる。つまり、平滑コンデンサＣｉに対しては商用交流電源周期に対して高周波で充放電電流が流れる。
平滑コンデンサＣｉとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサＣｉに使用するアルミ電解コンデンサには、ＥＳＲ（等価直列抵抗）が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば図１４の電源回路の構成で、本実施の形態と同等の最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗに対応させる場合には、１０００μF程度若しくはこれより若干小さいキャパシタンスを選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。
【００９６】
これに対して図１に示した本実施の形態の電源回路は、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、チョークコイル巻線Ｎ10を介してスイッチング素子Ｑ1、一次側並列共振コンデンサＣｒ、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ11）に流れるようになっている。このために、平滑コンデンサＣｏからスイッチングコンバータに流入する電流は、図５の入力電流Ｉ1としても示されるように直流となる。このようにして、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、本実施の形態では、上記した静電容量の低下や損失角の正接の増加の問題は生じることが無く、従って、平滑コンデンサＣｉとして汎用のアルミ電解コンデンサを選定することができる。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても、図１４の回路の場合よりも低い値を選定できる。図1の回路の実際としては、６８０μＦ、若しくはこれより小さい値のキャパシタンスを選定できる。このようにして、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉについてのコストダウンを図ることが可能になる。
【００９７】
また、本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側との総合結合係数ｋtとして0.65程度を設定している。この総合結合係数ｋtは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋと、一次巻線Ｎ1とチョークコイルＬ10とが等価的に並列接続されることによる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの見かけ上の増加分とにより得られるものである。
例えば、図１４に示した電源回路の構成のもとで、0.65程度の総合結合係数ｋを得ようとすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋtについて0.65程度が設定されるようにすることになる。このためには、例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴが図2などに示した構造を採る場合には、ギャップＧについて本実施の形態の場合よりも拡大してコアを形成すればよい。しかし、ギャップ長の拡大は渦電流による損失（渦電流損）を増加させる要因となるので、いたずらにギャップ長を拡大していくことは好ましいことではなく、条件などによっては、渦電流損による電力損失が無視できなくなる場合も出てくる可能性がある。
本実施の形態の場合には、上記のようにして一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスの増加分により、0.65程度の総合結合係数ｋtの値を得ていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては0.75程度までの低下で抑えることができている。そして、これに伴って、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアに形成するギャップＧの長さについては、渦電流損について特に考慮する必要はない程度の拡大に抑えることができる。
【００９８】
上記のようにして、本実施の形態の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける渦電流損失の増加を抑えるように考慮して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋについては、総合結合係数よりも高い値を設定しているが、例えば従来としての図１４の電源回路が結合係数ｋ＝0.80〜0.85程度であることと比較すれば、相当に低い値を設定している。
このように、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体が有する結合係数ｋにまで疎結合の状態とすることは、従来の電圧共振形コンバータでは、一次側から二次側への電力伝送ロスの増加による電力変換効率の低下を招くということを理由に、これまで行われてこなかったという背景がある。
また、直流入力電圧がスイッチングコンバータに流入するラインに対して、比較的大きいインダクタンスのチョークコイルＬ10を挿入することによる電力損失も相応に生じる。
しかしながら、本実施の形態では、先にも説明したように、対応負荷電力のほぼ全領域にわたって、良好とみてよい電力変換効率特性を得ている。
【００９９】
本実施の形態において高電力変換効率が得られているのは、下記のような理由によるものとされる。
先ず、電圧共振形コンバータを備える電源回路の構成は、本来、電力変換効率に関しては有利であることが知られている。特に、電圧共振形コンバータとしてシングルエンド方式を採用してスイッチング素子を必要最小限の１石とすることで、例えばハーフブリッジ結合方式、フルブリッジ結合方式、プッシュプル方式などの複数のスイッチング素子を備える構成と比較してスイッチング損失は減少し、このことが電力変換効率の向上要因となる。
本実施の形態のＥ級スイッチングコンバータも、一次側並列共振回路と1石のスイッチング素子が組み合わされた構成を含むことで、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータの構成を含んでいるということがいえ、上記したような電圧共振形コンバータとしての良好な電力変換効率特性を引き継いでいる。
【０１００】
そのうえで、本実施の形態としては、上記もしているように中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、図１５（ｂ）に示したように、ターンオン（期間ＴON開始）より以前のタイミングでスイッチング素子Ｑ1がオンとなって、正極性のスイッチング電流ＩQ1がソース−ドレイン間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流ＩQ1の動作によっては、スイッチング損失を増加させる。本実施の形態では、異常動作に対応するスイッチング電流ＩQ1の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の１つとなっているものである。
【０１０１】
また、図５に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。
このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側スイッチングコンバータについてＥ級スイッチング動作としたことで得られるものである。
【０１０２】
また、前述したように、本実施の形態の電源回路の定電圧制御動作が、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）を固定としたスイッチング周波数制御であることも、この場合には、電力変換効率向上の大きな要因となっている。
【０１０３】
また、これまでの説明から、本実施の形態の電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との何れの商用交流電源入力（例えばＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖ）にも対応して動作する、いわゆるワイドレンジ対応化も図られていることになる。
つまり、前述したように、本実施の形態の電源回路における定電圧制御のために必要なスイッチング周波数ｆｓの制御範囲（Δfs）は、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではΔfs＝16.4kHz、ＡＣ２００Ｖ系に対応する交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではΔfs＝10.9kHzであり、非常に狭いものとなっている。また、これらの制御範囲（Δfs）としての実際の周波数値は、現状におけるスイッチング駆動用ＩＣ（発振・ドライブ回路２）が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、本実施の形態の電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系のいずれの商用交流電源入力の条件であっても、スイッチング周波数制御による定電圧化が可能となっている。
さらに、本実施の形態の電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の何れの商用交流電源入力の条件においても、最大負荷電力時において、９１％以上の高い電力変換効率特性が得られている。
【０１０４】
そして、上記した特性を有したうえで、本実施の形態としては、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の商用交流電源入力の条件において、中間負荷時における異常動作が解消されている。
また、アクティブクランプ回路１０を備えてスイッチング電圧Ｖ1のピークレベルの抑制を図ることで、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力される条件に対しても、要部の部品については、例えば９００Ｖ程度の実用範囲内の耐圧品を選定できる。
このようにして、本実施の形態の電源回路はワイドレンジ対応としての実用が可能となる。
【０１０５】
本実施の形態の他に、共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路として、ワイドレンジ対応を実現する構成としては、例えばＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、一次側スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ／フルブリッジで切り換える構成を採ることが知られている。あるいは、商用交流電源ＡＣについての整流動作を行う整流回路の動作を、ＡＣ１００Ｖ系／２００Ｖ系の商用交流電源入力に応じて、全波整流／倍電圧整流で切り換える構成とすることが知られている。
【０１０６】
しかしながら、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで回路構成の切り換えを行う場合には、以下のような問題点が生じる。
例えば、このような商用交流電源レベルに応じた切り換えには、入力電圧についての閾値（例えば１５０Ｖ）を設定し、これを上回った場合はＡＣ２００Ｖ系、下回った場合はＡＣ１００Ｖ系に対応した回路切換を行うようにされるが、単純にこのような切り換えのみを行っていたのでは、例えばＡＣ２００Ｖ系の入力時の瞬間停電等による一時的な交流入力電圧の低下に対しても、ＡＣ１００系に対応した切り換えが行われてしまうおそれがある。つまり、例えば整流動作の切り換え構成を例に挙げれば、ＡＣ２００Ｖ系の入力であるにも関わらず、ＡＣ１００Ｖ系であるとして倍電圧整流回路に切り換えられてしまい、これによってスイッチング素子などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性がある。
【０１０７】
そこで、実際には、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。
しかしながら、このようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するということは、基準電圧と入力電圧との比較を行うための例えばコンパレータＩＣ等を実装することになるが、これにより部品点数が増加して、回路製造コストの増加、及び回路基板サイズの大型化が助長されてしまうことになる。
【０１０８】
また、このように誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も生じる。
【０１０９】
また、ハーフブリッジ／フルブリッジの切り換えを行う構成では、フルブリッジ構成を可能とするためにスイッチング素子を少なくとも４つ備える必要がある。つまり、切り換えが不要であればハーフブリッジでよく、スイッチング素子が２つで済むものを、この場合はさらに２つ追加しなくてはならない。
また、整流動作の切換を行う構成としても、倍電圧整流動作を得るために平滑コンデンサＣｉを２本備えるようにしなければならない。つまり全波整流のみとする構成と比較して、平滑コンデンサＣｉを１本追加しなければならなくなる。
これらの点でも、上記したような回路切換を伴うワイドレンジ対応の構成では、回路製造コストの増加、及び電源回路基板の大型化を招く。特に、整流動作切り換えの構成において、平滑コンデンサＣｉ等は電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
【０１１０】
これに対して、本実施の形態の回路構成によりワイドレンジ対応化が実現されるのであれば、先に説明したような、商用交流電源の定格レベルに応じて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成するための整流回路系について整流動作を切り換えたり、あるいは、ハーフブリッジ結合方式とフルブリッジ結合方式との間でスイッチングコンバータの形式を切り換える構成を採る必要はなくなる。
そして、このような回路切り換えのための構成が不要となれば、例えば平滑コンデンサＣｉは１つのみとすることができ、またスイッチング素子としては少なくともハーフブリッジ結合に必要な２つのみとすることが可能となって、その分回路構成部品の削減、回路規模の縮小、及びスイッチングノイズの低減などが図られる。
また、回路切換の構成が不要となれば、切り換えによる誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、この点でも構成部品の増加とコストアップの抑制が図られる。さらには、誤動作防止のためにスタンバイ電源を必須としないので、電源回路が使用可能な機器範囲を広げることができる。
【０１１１】
また、このような実施の形態としての効果を得るのにあたって、一次側にのみ並列共振回路を備えるこれまでの電圧共振形コンバータの構成に対して追加すべき必要最小限の部品は、二次側並列共振コンデンサの１点のみである。つまり、従来の回路切換方式による構成を採る場合よりもはるかに少ない部品追加で、ワイドレンジ対応を実現することができる。
【０１１２】
図６は、本実施の形態の電源回路としての二次側整流回路の変形例の1つを示している。なお、この図においては、二次巻線Ｎ2及び二次側整流回路の構成のみが抜き出されて示されているが、図示されていない他の部分は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造も含めて、先に説明した実施の形態としての構成が採られればよい。
この図６に示される二次側整流回路は両波整流回路とされている。この場合の両波整流回路は、次のようにして形成されている。
先ず、二次巻線Ｎ2については、センタータップを施すことで、センタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに分割する。センタータップは二次側アースに接続する。
そのうえで、両波整流回路を形成する部品素子として、この場合には、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び１本の平滑コンデンサＣｏを備える。整流ダイオードＤo1のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部と接続し、整流ダイオードＤo2のアノードを二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部と接続する。整流ダイオードＤo1，Ｄo2のカソードを共に平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続し、平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースにて、二次巻線Ｎ2のセンタータップと接続する。
【０１１３】
このようにして形成される二次側両波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される二次巻線電圧の一方の極性の半周期に対応しては、二次巻線部ＮA→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｏに充電を行う。また、二次巻線Ｖ3の他方の極性の半周期に対応しては、二次巻線部ＮB→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏの経路で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｏに充電を行う。このようにして、二次巻線電圧の正負の各半周期の期間に対応して平滑コンデンサＣｏに対して整流電流を充電する両波整流動作が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの誘起電圧レベルの等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。
【０１１４】
また、本実施の形態における、複合トランスとしての絶縁コンバータトランスＰＩＴの他の構造例を、図７〜図９に示す。
図７に示される制御トランスＰＲＴとしては、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ51、ＣＲ52を備える。そして、これらダブルコの字型コアＣＲ51、ＣＲ52の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。なお、この場合において、ダブルコの字型コアＣＲ51、ＣＲ52は、互いに同一サイズ形状のものを用いることができる。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記４本の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアＣＲ１１、ＣＲ１２の接合部は４つ在ることとなるが、この場合、これら４つの接合部について、それぞれ所定長のギャップＧ50をそれぞれ形成する。なお、これら複数のギャップＧ50に設定されるギャップ長は同じであってもよいし、必要に応じて異なる長さが設定されてもよい。この点については、後述する図８、図９の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造においても同様である。
【０１１５】
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、先ず、例えばダブルコの字型コアＣＲ51側の隣り合う２本の磁脚に巻き付けるようにして、チョークコイル巻線Ｎ10を所定ターン数（巻数）巻装する。
一方、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、図示するようにして、ダブルコの字型コアＣＲ52側において、上記チョークコイル巻線Ｎ10の巻方向に対して、ちょうど直交するようにさせて、隣り合う2本の磁脚に巻き付けるようにして、所定ターン数を巻装するようにされる。
【０１１６】
上記のような構造では、チョークコイル巻線Ｎ10の巻回方向は、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻回方向に対して直交することになる。つまり、複合トランスである絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、いわゆる直交型トランスとしての構造が得られる。
【０１１７】
このようにして、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2、チョークコイル巻線Ｎ10が巻装されることで、先ず、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2については、コアサイズやギャップ長等に応じて設定される所定の結合係数により磁気結合された状態を生じる。また、チョークコイル巻線Ｎ10は、例えばコアサイズと巻数などの定数から、所定のインダクタンスを有するようにされる。そのうえで、チョークコイル巻線Ｎ10の巻回方向が一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻回方向に対して直交するようにされることで、チョークコイル巻線Ｎ10を巻回した2本の磁脚において、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2側により形成される磁路は逆方向となって打ち消し合うことになる。これにより、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2との磁気結合度としては、０とみなしてよい程度の一定以下とすることができる。
【０１１８】
図８に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、立体型コアについて、一方のコアは４本の磁脚を有するダブルコの字型コアＣＲ51のままとするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアＣＲ52に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアＣＲ60と組み合わせて形成することもできる。なお、このコア構造においても、ダブルコの字型コアＣＲ51の4本の磁脚の端面と、シングルコの字型コアＣＲ60とが対向する部位には、それぞれ、ギャップＧ50を形成するようにされる。
このコア構造において、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2を、例えば図８と同様のダブルコの字型コアＣＲ51の位置関係、及び巻方向の関係により巻装する。このようにしても、チョークコイル巻線Ｎ10と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の組とが、互いの巻き方向が直交する直交型トランスとしての構成が得られ、図７と同様にして、チョークコイル巻線Ｎ10は、所定のインダクタンスを有すると共に、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に対する磁気結合度については０とみなしてよい状態を得ることができる。
【０１１９】
また、図９に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、２つの半目字型コアＣＲ71，ＣＲ72を用意し、これらのコアの互いの磁脚が対向するようにして組み合わせることで１つの平面型の目字型コアを形成する。また、目字型コアにおいては、外側２本と内側２本の計４本の磁脚が対向することになるが、この場合には、これらの４本の磁脚が対向する各面について、それぞれ、所定長のギャップＧ70を形成する。
そして、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、一方の半目字型コアＣＲ71における２本の内側磁脚に跨るようにして所定ターン数を巻装する。
チョークコイル巻線Ｎ10は、他方の半目字型コアＣＲ72における１本の外側磁脚と、この外側磁脚と隣り合う１本の内側磁脚とに跨るようにして、所定ターン数を巻装する。
【０１２０】
このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造では、チョークコイル巻線Ｎ10が巻回される磁脚位置と、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2が巻回される磁脚位置とが互いに異なるようにされているが、この関係としては、図７及び図８に示したように巻回方向を直交させたのと等価となる。従って、この図９に示す構造によっても、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、チョークコイル巻線Ｎ10は、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2に対する結合度は０とみなされ、かつ、所要のインダクタンスを有する状態となる。
【０１２１】
なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側のＥ級スイッチングコンバータの細部の回路形態や、二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１２２】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図３】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図４】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
【図６】実施の形態の電源回路に対応する二次側の変形例としての構成例を示す回路図である。
【図７】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図８】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図９】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す図である。
【図１０】Ｅ級スイッチングコンバータの基本構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０に示すＥ級スイッチングコンバータの動作を示す波形図である。
【図１２】ダイオード及びトランスによる電圧クランプの構成を付加したＥ級スイッチングコンバータの構成例を示す回路図である。
【図１３】伝送線路トランスによる電圧クランプの構成を付加したＥ級スイッチングコンバータの構成例を示す回路図である。
【図１４】従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】図１４に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１６】図１４に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間の変動特性を示す図である。
【図１７】従来の電源回路についての定電圧制御特性を概念的に示す図である。
【符号の説明】
【０１２３】
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１０ アクティブクランプ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、N10 チョークコイル巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B） 二次巻線、Ｃ11 一次側直列共振コンデンサ、Ｄo1,Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃｏ （二次側）平滑コンデンサ、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＣCL クランプコンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子と、
上記メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記整流平滑電圧が上記メインスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第１のインダクタと、
上記メインスイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも上記第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサと、
第２のインダクタと、
上記第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも上記第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路を形成し、上記第２のインダクタと自身との直列接続回路が上記スイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサと、
少なくとも、上記第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との総合結合係数が得られるようにして、自身の結合係数が設定されるコンバータトランスと、
上記コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
補助スイッチング素子を備え、上記メインスイッチング素子がオフとなる期間内において上記補助スイッチング素子がオンとなるオン期間を形成して、該オン期間において上記一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにして設けられるアクティブクランプ回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項１】
少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うメインスイッチング素子と、
上記メインスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記整流平滑電圧が上記メインスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第１のインダクタと、
上記メインスイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも上記第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサと、
第２のインダクタと、
上記第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも上記第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路を形成し、上記第２のインダクタと自身との直列接続回路が上記スイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサと、
少なくとも、上記第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との総合結合係数が得られるようにして、自身の結合係数が設定されるコンバータトランスと、
上記コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
補助スイッチング素子を備え、上記メインスイッチング素子がオフとなる期間内において上記補助スイッチング素子がオンとなるオン期間を形成して、該オン期間において上記一次側並列共振コンデンサに流れるべき充放電電流を補助スイッチング素子に流すようにして設けられるアクティブクランプ回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
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【図１７】
【公開番号】特開２００６−３１１７４３（Ｐ２００６−３１１７４３Ａ）
【公開日】平成１８年１１月９日（２００６．１１．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１３３０７７（Ｐ２００５−１３３０７７）
【出願日】平成１７年４月２８日（２００５．４．２８）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１１月９日（２００６．１１．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年４月２８日（２００５．４．２８）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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