スイッチング電源回路
【課題】スイッチング素子耐圧を超えずゼロ電圧スイッチングを実現し高効率なスイッチング電源回路。
【解決手段】巻線L1-1と巻線L1-2とが直列に接続された第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルLr、直流電源Vinの一端と他端との間に接続され第１リアクトルとリアクトルLrとコンデンサC1とダイオードD1と出力コンデンサCoとの直列回路、巻線L1-1と巻線L1-2との接続点と直流電源の一端との間に接続されたスイッチング素子Q1、一端が巻線L1-1と巻線L1-2との接続点に接続され他端がコンデンサC1とダイオードD1との接続点に接続されスイッチング素子Q2とコンデンサC2との直列回路、コンデンサC1とダイオードD1との接続点と直流電源の一端との間に接続されたリアクトルL2、スイッチング素子Q1のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるようにスイッチング素子Q2のオンオフを制御する制御回路10を有する。
【解決手段】巻線L1-1と巻線L1-2とが直列に接続された第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルLr、直流電源Vinの一端と他端との間に接続され第１リアクトルとリアクトルLrとコンデンサC1とダイオードD1と出力コンデンサCoとの直列回路、巻線L1-1と巻線L1-2との接続点と直流電源の一端との間に接続されたスイッチング素子Q1、一端が巻線L1-1と巻線L1-2との接続点に接続され他端がコンデンサC1とダイオードD1との接続点に接続されスイッチング素子Q2とコンデンサC2との直列回路、コンデンサC1とダイオードD1との接続点と直流電源の一端との間に接続されたリアクトルL2、スイッチング素子Q1のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるようにスイッチング素子Q2のオンオフを制御する制御回路10を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１２に従来の昇降圧型のスイッチング電源回路の一例を示す。図１２に示すスイッチング電源回路は、シングルエンド型一次インダクタンス・コンバータ（ＳＥＰＩＣ）と呼ばれるもので、２つのリアクトルを用いて入力電圧に対して昇圧又は降圧した出力電圧を得るものである。図１２において、直流電源Ｖｉｎの両端にはリアクトルＬ１ａとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路が接続されている。
【０００３】
スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間にはダイオードＤａとコンデンサＣａとの並列回路が接続されている。ダイオードＤａはスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣａはスイッチング素子Ｑ１の寄生コンデンサでも良い。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路の両端にはコンデンサＣ１とリアクトルＬ２との直列回路が接続され、リアクトルＬ２の両端にはダイオードＤ１と出力コンデンサＣｏとの直列回路が接続されている。制御回路１００は、出力コンデンサＣｏからの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせ、出力電圧Ｖｏの制御を行う。
【０００５】
このようなＳＥＰＩＣタイプのスイッチング電源回路は、特に、直流カット用のコンデンサＣ１が直流電源ラインに挿入され、このコンデンサＣ１により出力短絡が保護されるという利点があるため注目されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−６６０１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１に記載された従来のスイッチング電源回路では、ＰＷＭ制御などにより直流電流が重畳されるために、ダイオードＤ１にリカバリ電流が発生する。このリカバリ電流とスイッチング素子Ｑ１に印加される電圧とによりスイッチング素子Ｑ１にスイッチング損失を発生してしまう。このため、直流電源Ｖｉｎの利用効率が低下してしまう。
【０００８】
本発明の課題は、スイッチング素子の耐圧を超えないように電圧上昇を抑制するとともに、ゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源回路は、第１巻線とこの第１巻線に磁気結合する第２巻線とが直列に接続された第１リアクトルと前記第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルとからなるリアクトル回路と、直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルと第１コンデンサと第１ダイオードと出力コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１巻線と前記第２巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１巻線と前記第２巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点又は前記第１ダイオードと前記出力コンデンサとの接続点に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第３リアクトルと、前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、第１スイッチング素子がオフすると第１リアクトルの励磁エネルギーは、第１巻線から第２スイッチング素子と第２コンデンサとを介して出力コンデンサに放出され、第２コンデンサは充電されるが、同時に第２巻線からもエネルギーが放出され、第２巻線、第２リアクトル、第１コンデンサ、第２コンデンサ、第２スイッチング素子の経路又は第２巻線、第２リアクトル、第１コンデンサ、第１ダイオード、第２コンデンサ、第２スイッチング素子の経路で第２コンデンサが放電されるので、第２コンデンサの充電電圧が低く抑えられ、第１及び第２スイッチング素子の耐圧を超えず、第１及び第２スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の構成図である。
【図２】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。
【図４】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。
【図５】本発明の実施例２のスイッチング電源回路の構成図である。
【図６】本発明の実施例２のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。
【図７】本発明の実施例３のスイッチング電源回路の構成図である。
【図８】本発明の実施例４のスイッチング電源回路の構成図である。
【図９】本発明の実施例５のスイッチング電源回路の構成図である。
【図１０】本発明の実施例６のスイッチング電源回路の構成図である。
【図１１】本発明の実施例７のスイッチング電源回路の構成図である。
【図１２】従来の昇降圧型のスイッチング電源回路の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源回路を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の構成図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源回路は、図１２に示す従来のスイッチング電源回路の構成に対して、第１巻線Ｌ１−１とこの第１巻線Ｌ１−１に磁気結合する第２巻線Ｌ１−２とを有する第１リアクトルと、第２リアクトルＬｒとからなるリアクトルＬ１（リアクトル回路）を有している。
【００１４】
また、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２との接続点と、コンデンサＣ１（第１コンデンサ）とダイオードＤ１（第１ダイオード）のアノードとの接続点との間には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）とコンデンサＣ２（第２コンデンサ）との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とはアクティブクランプ回路を構成している。
【００１５】
スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間にはダイオードＤｂとコンデンサＣｂとの並列回路が接続されている。ダイオードＤｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生コンデンサでも良い。
【００１６】
なお、その他の構成は、図１２の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。
【００１７】
第２リアクトルＬｒは、第１リアクトルの第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２との間の漏れ磁束によるリーケージインダクタンスからなる。なお、第２リアクトルＬｒは、前記リーケージインダクタンスではなく、個別に設けても良い。また、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２との巻数比は、１０：１程度で良い。リアクトルＬ２は第３リアクトルに対応する。
【００１８】
制御回路１０は、出力コンデンサＣｏからの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてゲート信号Ｑ１ｇを生成してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力しスイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）をオンオフさせる。
【００１９】
制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせるゲート信号Ｑ１ｇを反転させたゲート信号Ｑ２ｇを生成し、スイッチング素子Ｑ２のゲートに出力しスイッチング素子Ｑ２をオンオフさせる。
【００２０】
また、制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する。
【００２１】
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧は、出力コンデンサＣｏの両端電圧とコンデンサＣ２の両端電圧との和である。
【００２２】
図２は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。図３及び図４は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。
【００２３】
なお、図２において、コンデンサＣ２の電圧Ｃ２ｖは、スイッチング素子Ｑ２のドレイン側電位を正とし、＋Ｖｏ側電位を０ボルトと定義する。
【００２４】
次に、図１乃至図４を参照しながら、実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を説明する。なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは所定のデッドタイムｔｄを有し、交互にオン／オフするようになっている。図３（ａ）は初期状態を示している。
【００２５】
まず、図３（ｂ）の期間ｔ３において、直流電源Ｖｉｎの電圧により励磁されたリアクトルＬ１のエネルギーにより、Ｌ１−１→Ｑ１（Ｃａ）→Ｒ１→Ｖｉｎの負極の経路で、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間のコンデンサＣａが充電される。このため、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の電圧Ｑ１ｖが上昇する。
【００２６】
また、これと同時に、リアクトルＬ１のエネルギーは、Ｌ１−１→Ｑ２（Ｃｂ）→Ｃ２→Ｄ１→Ｃｏ→Ｖｉｎの負極の経路にも流れるため、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｑ２ｖも下がり始める。コンデンサＣａ，Ｃｂの電圧変化率ｄｖ／ｄｔは、第１巻線Ｌ１−１とコンデンサＣａ，Ｃｂとの時定数からなる傾きで変化する。また、これと同時に、コンデンサＣ１、第２リアクトルＬｒ、第２巻線Ｌ１−２を介してスイッチング素子Ｑ１によって励磁されていたリアクトルＬ２も励磁エネルギーを放出し始める。
【００２７】
図３（ｃ）の期間ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤｂに第１巻線Ｌ１−１の放出エネルギーが流れ始める。図２に示す負の電流Ｑ２ｉは、ダイオードＤｂに電流が流れることを示す。この負の電流Ｑ２ｉが流れている期間に、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２をオンさせることで、スイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【００２８】
また、Ｖｉｎの正極→Ｌ１−１→Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｃ１→Ｄ１→Ｃｏ→Ｖｉｎの負極の第１の経路と、Ｖｉｎの正極→Ｌ１−１→Ｑ２→Ｃ２→Ｄ１→Ｃｏ→Ｖｉｎの負極の第２の経路と、Ｌ２→Ｄ１→Ｃｏ→Ｌ２の第３の経路とにより、出力コンデンサＣｏへエネルギーが放出される。
【００２９】
図３（ｄ）の期間ｔ５において、スイッチング素子Ｑ１がオフで、スイッチング素子Ｑ２がオンである。このとき、リアクトルＬ１のエネルギーにより、スイッチング素子Ｑ２を介してコンデンサＣ２が充電される。これと同時に、第２巻線Ｌ１−２のエネルギーが放出され始め、Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｃ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｌ１−２の経路でコンデンサＣ２が放電される。
【００３０】
ダイオードＤ１には第２巻線Ｌ１−２と第２リアクトルＬｒとが接続されているため、第２巻線Ｌ１−２の放出エネルギーは、第２リアクトルＬｒを励磁しながらコンデンサＣ１に出力される。やがて、コンデンサＣ２の充電電圧Ｃ２ｖが上昇してくると、今度は、コンデンサＣ２が放電して、Ｃ２→Ｑ２→Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｃ１→Ｃ２の経路で電流が流れ出す。このことは、スイッチング素子Ｑ２の電流Ｑ２ｉが正に極性反転していることからもわかる。
【００３１】
図４（ａ）の期間ｔ６において、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２がオフし、これと同時に、第２リアクトルＬｒは励磁エネルギーを放出し始める。Ｌｒ→Ｃ１→Ｄ１→Ｃｏ→Ｒ１→Ｃａ→Ｌ１−２→Ｌｒの経路に電流が流れ、第２リアクトルＬｒとコンデンサＣａとの時定数による傾きｄｖ／ｄｔで、コンデンサＣｂは徐々に充電されて、コンデンサＣｂの電圧、即ちスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｑ２ｖが上昇する。
【００３２】
さらに、Ｌｒ→Ｃ１→Ｃ２→Ｃｂ→Ｌ１−２→Ｌｒの経路で、第２リアクトルＬｒの励磁エネルギーが放出し始める。このとき、スイッチング素子Ｑ１のコンデンサＣａの電荷は引き抜かれて、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｑ１ｖは下がる。
【００３３】
図４（ｂ）の期間ｔ７において、期間ｔ６と同じ電流経路で電流が流れるため、スイッチング素子Ｑ１のダイオードＤａに第２リアクトルＬｒの放出エネルギーが流れる。図２に示す負の電流Ｑ１ｉは、ダイオードＤａに電流が流れることを示す。負の電流Ｑ１ｉが流れている期間に、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１をオンさせることで、スイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【００３４】
図４（ｃ）の期間ｔ１において、スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ１には、直流電源Ｖｉｎにより第１巻線Ｌ１−１に流れる励磁電流と、第２リアクトルＬｒのエネルギー放出により流れる電流との差分の電流が流れる。
【００３５】
図４（ｄ）の期間ｔ２において、第２リアクトルＬｒのエネルギー放出が終了し、スイッチング素子Ｑ１の電流Ｑ１ｉは、直流電源Ｖｉｎにより励磁される電流の傾きで流れる。
【００３６】
このとき、リアクトルＬ２もスイッチング素子Ｑ１によりコンデンサＣ１の電荷により励磁される。
【００３７】
このように、実施例１のスイッチング電源回路によれば、スイッチング素子Ｑ１がオフすることによりリアクトルＬ１の励磁エネルギーは、まず、第１巻線Ｌ１−１からスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とを介して出力コンデンサＣｏあるいは負荷に放出され、コンデンサＣ２は充電されるが、同時に第２巻線Ｌ１−２からもエネルギーが放出され、第２巻線Ｌ１−２、第２リアクトルＬｒ、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ２の経路でコンデンサＣ２が放電される。
【００３８】
従って、コンデンサＣ２の充電電圧が低く抑えられ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは耐圧を超えることがなくなる。即ち、第２巻線Ｌ１−２を設けることにより、積極的にコンデンサＣ２の放電を行い、コンデンサＣ２の電圧の上昇によるスイッチング素子耐圧を超えることがなくなり、また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。
【００３９】
また、第２巻線Ｌ１−２の巻数を増やしていくと、コンデンサＣ２の電圧Ｃ２ｖは、負電圧となる場合もあり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧Ｑ１ｖ，Ｑ２ｖを出力電圧（出力コンデンサＣｏの電圧）よりも低くすることができる。また、直流カット用のコンデンサＣ１は、通常、電圧（直流電源電圧Ｖｉｎ＋出力電圧Ｖｏ）に充電され、この電圧がスイッチング素子の耐圧となる。
【実施例２】
【００４０】
図５は、本発明の実施例２のスイッチング電源回路の構成図である。図５に示す実施例２では、第２巻線Ｌ１−２と第２リアクトルＬｒとコンデンサＣ１とダイオードＤ１とコンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ２とを閉回路に接続して構成したことを特徴とする。
【００４１】
なお、図５は、図１のコンデンサＣ２の接続を変えている。その他の構成は、図１の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。
【００４２】
このような構成であっても、図１に示す実施例１のスイッチング電源回路の動作及び効果と同様な動作及び効果が得られる。図６に実施例２のスイッチング電源回路の各部の動作波形図を示した。
【実施例３】
【００４３】
図７は、本発明の実施例３のスイッチング電源回路の構成図である。図１に示す実施例１では、第１巻線Ｌ１−１とこの第１巻線Ｌ１−１に磁気結合する第２巻線Ｌ１−２とを有する第１リアクトルと第２リアクトルＬｒとからなるリアクトルＬ１は、コンデンサＣ１よりも入力側（直流電源Ｖｉｎ側）に設けたが、図７に示す実施例３では、第１巻線Ｌ２−１とこの第１巻線Ｌ２−１に磁気結合する第２巻線Ｌ２−２とを有する第１リアクトルと第２リアクトルＬｒとからなるリアクトルＬ２ａ（リアクトル回路）は、コンデンサＣ１よりも出力側に設けたことを特徴とする。
【００４４】
図７において、直流電源Ｖｉｎの両端には、リアクトルＬ１ａ（第３リアクトル）とコンデンサＣ１と第２巻線Ｌ２−２と第２リアクトルＬｒとダイオードＤ１と出力コンデンサＣｏとが直列に接続されている。リアクトルＬ１ａと出力コンデンサＣ１との接続点と直流電源Ｖｉｎの負極との間には、スイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路が接続されている。
【００４５】
第１巻線Ｌ２−１と第２巻線Ｌ２−２との接続点とダイオードＤ１と出力コンデンサＣｏとの接続点には、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続されている。
【００４６】
なお、その他の構成は、図１の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。
【００４７】
このように構成された実施例３のスイッチング電源回路であっても、実施例１のスイッチング電源回路と同様に動作し、同様の効果が得られる。
【実施例４】
【００４８】
図８は、本発明の実施例４のスイッチング電源回路の構成図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源回路は、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２とを用いていたが、図８に示す実施例４のスイッチング電源回路は、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２とリアクトルＬ２に相当する第３巻線Ｌ１−３とが互いに磁気結合されたリアクトルＬ１ｂ（リアクトル回路）を用いたことを特徴とする。
【００４９】
このような実施例４のスイッチング電源回路によれば、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２と第３巻線Ｌ１−３とが互いに磁気結合されたリアクトルＬ１ｂを用いたので、図１に示す実施例１のスイッチング電源回路よりも部品点数を削減することができる。
【実施例５】
【００５０】
図９は、本発明の実施例５のスイッチング電源回路の構成図である。図９に示す実施例５のスイッチング電源回路は、図１に示す実施例１のスイッチング電源回路に対して、さらに、コンデンサＣ１とダイオードＤ１のアノードとの接続点にカソードが接続され且つリアクトルＬ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ２（第２ダイオード）を設けたことを特徴とする。
【００５１】
実施例５のスイッチング電源回路によれば、ダイオードＤ２をリアクトルＬ２に直列に接続したので、コンデンサＣ１が短絡故障時には、ダイオードＤ２が逆バイバス状態となる。このため、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｌ２という地絡（電源短絡）を防止することができる。
【実施例６】
【００５２】
図１０は、本発明の実施例６のスイッチング電源回路の構成図である。図１０に示す実施例６のスイッチング電源回路は、図８に示す実施例４のスイッチング電源回路に対して、コンデンサＣ２の一端をダイオードＤ１と出力コンデンサＣｏとの接続点に接続したことを特徴とする。
【００５３】
このように実施例６のスイッチング電源回路によれば、図８に示す実施例４のスイッチング電源回路の動作及び効果と同様な動作及び効果が得られる。
【実施例７】
【００５４】
図１１は、本発明の実施例７のスイッチング電源回路の構成図である。図１１に示す実施例７のスイッチング電源回路は、図１２に示すスイッチング電源回路に対して、さらに、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点にカソードが接続され且つリアクトルＬ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ２（第２ダイオード）を設けたことを特徴とする。
【００５５】
このように構成された実施例７のスイッチング電源回路によれば、コンデンサＣ１が短絡故障時には、ダイオードＤ２が逆バイバス状態となるため、Ｖｉｎ→Ｌ１ａ→Ｌ２という地絡を防止することができる。
【００５６】
なお、本発明は、実施例１乃至７のスイッチング電源回路に限定されるものではない。例えば、図５又は図８又は図１０に示すスイッチング電源回路に対して、さらに、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点にカソードが接続され且つリアクトルＬ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ２を設けても良い。このようにすれば、コンデンサＣ１が短絡故障時には、ダイオードＤ２が逆バイバス状態となるため、地絡を防止することができる。
【００５７】
また、図７に示すスイッチング電源回路の構成に対して、さらに、カソードがコンデンサＣ１と第２巻線Ｌ２−２との接続点に接続され且つアノードが第１巻線Ｌ２−１の一端に接続されたダイオードＤ２を設けても良い。この場合にも、コンデンサＣ１が短絡故障時には、ダイオードＤ２が逆バイバス状態となるため、Ｖｉｎ→Ｌ１ａ→Ｌ２−１という地絡を防止することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、力率改善回路やＡＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
【符号の説明】
【００５９】
Ｖｉｎ 直流電源
Ｌ１，Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２，Ｌ２ａ リアクトル
Ｌ１−１，Ｌ２−１ 第１巻線
Ｌ１−２，Ｌ２−２ 第２巻線
Ｌ１−３ 第３巻線
Ｌｒ 第２リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｒ１ 電流検出抵抗
Ｃｏ〜Ｃ３ コンデンサ
１０，１００ 制御回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１２に従来の昇降圧型のスイッチング電源回路の一例を示す。図１２に示すスイッチング電源回路は、シングルエンド型一次インダクタンス・コンバータ（ＳＥＰＩＣ）と呼ばれるもので、２つのリアクトルを用いて入力電圧に対して昇圧又は降圧した出力電圧を得るものである。図１２において、直流電源Ｖｉｎの両端にはリアクトルＬ１ａとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路が接続されている。
【０００３】
スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間にはダイオードＤａとコンデンサＣａとの並列回路が接続されている。ダイオードＤａはスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣａはスイッチング素子Ｑ１の寄生コンデンサでも良い。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路の両端にはコンデンサＣ１とリアクトルＬ２との直列回路が接続され、リアクトルＬ２の両端にはダイオードＤ１と出力コンデンサＣｏとの直列回路が接続されている。制御回路１００は、出力コンデンサＣｏからの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせ、出力電圧Ｖｏの制御を行う。
【０００５】
このようなＳＥＰＩＣタイプのスイッチング電源回路は、特に、直流カット用のコンデンサＣ１が直流電源ラインに挿入され、このコンデンサＣ１により出力短絡が保護されるという利点があるため注目されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−６６０１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１に記載された従来のスイッチング電源回路では、ＰＷＭ制御などにより直流電流が重畳されるために、ダイオードＤ１にリカバリ電流が発生する。このリカバリ電流とスイッチング素子Ｑ１に印加される電圧とによりスイッチング素子Ｑ１にスイッチング損失を発生してしまう。このため、直流電源Ｖｉｎの利用効率が低下してしまう。
【０００８】
本発明の課題は、スイッチング素子の耐圧を超えないように電圧上昇を抑制するとともに、ゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源回路は、第１巻線とこの第１巻線に磁気結合する第２巻線とが直列に接続された第１リアクトルと前記第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルとからなるリアクトル回路と、直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルと第１コンデンサと第１ダイオードと出力コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１巻線と前記第２巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１巻線と前記第２巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点又は前記第１ダイオードと前記出力コンデンサとの接続点に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第３リアクトルと、前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、第１スイッチング素子がオフすると第１リアクトルの励磁エネルギーは、第１巻線から第２スイッチング素子と第２コンデンサとを介して出力コンデンサに放出され、第２コンデンサは充電されるが、同時に第２巻線からもエネルギーが放出され、第２巻線、第２リアクトル、第１コンデンサ、第２コンデンサ、第２スイッチング素子の経路又は第２巻線、第２リアクトル、第１コンデンサ、第１ダイオード、第２コンデンサ、第２スイッチング素子の経路で第２コンデンサが放電されるので、第２コンデンサの充電電圧が低く抑えられ、第１及び第２スイッチング素子の耐圧を超えず、第１及び第２スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の構成図である。
【図２】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。
【図４】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。
【図５】本発明の実施例２のスイッチング電源回路の構成図である。
【図６】本発明の実施例２のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。
【図７】本発明の実施例３のスイッチング電源回路の構成図である。
【図８】本発明の実施例４のスイッチング電源回路の構成図である。
【図９】本発明の実施例５のスイッチング電源回路の構成図である。
【図１０】本発明の実施例６のスイッチング電源回路の構成図である。
【図１１】本発明の実施例７のスイッチング電源回路の構成図である。
【図１２】従来の昇降圧型のスイッチング電源回路の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源回路を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の構成図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源回路は、図１２に示す従来のスイッチング電源回路の構成に対して、第１巻線Ｌ１−１とこの第１巻線Ｌ１−１に磁気結合する第２巻線Ｌ１−２とを有する第１リアクトルと、第２リアクトルＬｒとからなるリアクトルＬ１（リアクトル回路）を有している。
【００１４】
また、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２との接続点と、コンデンサＣ１（第１コンデンサ）とダイオードＤ１（第１ダイオード）のアノードとの接続点との間には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）とコンデンサＣ２（第２コンデンサ）との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とはアクティブクランプ回路を構成している。
【００１５】
スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間にはダイオードＤｂとコンデンサＣｂとの並列回路が接続されている。ダイオードＤｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生コンデンサでも良い。
【００１６】
なお、その他の構成は、図１２の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。
【００１７】
第２リアクトルＬｒは、第１リアクトルの第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２との間の漏れ磁束によるリーケージインダクタンスからなる。なお、第２リアクトルＬｒは、前記リーケージインダクタンスではなく、個別に設けても良い。また、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２との巻数比は、１０：１程度で良い。リアクトルＬ２は第３リアクトルに対応する。
【００１８】
制御回路１０は、出力コンデンサＣｏからの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてゲート信号Ｑ１ｇを生成してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力しスイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）をオンオフさせる。
【００１９】
制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせるゲート信号Ｑ１ｇを反転させたゲート信号Ｑ２ｇを生成し、スイッチング素子Ｑ２のゲートに出力しスイッチング素子Ｑ２をオンオフさせる。
【００２０】
また、制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する。
【００２１】
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧は、出力コンデンサＣｏの両端電圧とコンデンサＣ２の両端電圧との和である。
【００２２】
図２は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。図３及び図４は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。
【００２３】
なお、図２において、コンデンサＣ２の電圧Ｃ２ｖは、スイッチング素子Ｑ２のドレイン側電位を正とし、＋Ｖｏ側電位を０ボルトと定義する。
【００２４】
次に、図１乃至図４を参照しながら、実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を説明する。なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは所定のデッドタイムｔｄを有し、交互にオン／オフするようになっている。図３（ａ）は初期状態を示している。
【００２５】
まず、図３（ｂ）の期間ｔ３において、直流電源Ｖｉｎの電圧により励磁されたリアクトルＬ１のエネルギーにより、Ｌ１−１→Ｑ１（Ｃａ）→Ｒ１→Ｖｉｎの負極の経路で、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間のコンデンサＣａが充電される。このため、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の電圧Ｑ１ｖが上昇する。
【００２６】
また、これと同時に、リアクトルＬ１のエネルギーは、Ｌ１−１→Ｑ２（Ｃｂ）→Ｃ２→Ｄ１→Ｃｏ→Ｖｉｎの負極の経路にも流れるため、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｑ２ｖも下がり始める。コンデンサＣａ，Ｃｂの電圧変化率ｄｖ／ｄｔは、第１巻線Ｌ１−１とコンデンサＣａ，Ｃｂとの時定数からなる傾きで変化する。また、これと同時に、コンデンサＣ１、第２リアクトルＬｒ、第２巻線Ｌ１−２を介してスイッチング素子Ｑ１によって励磁されていたリアクトルＬ２も励磁エネルギーを放出し始める。
【００２７】
図３（ｃ）の期間ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤｂに第１巻線Ｌ１−１の放出エネルギーが流れ始める。図２に示す負の電流Ｑ２ｉは、ダイオードＤｂに電流が流れることを示す。この負の電流Ｑ２ｉが流れている期間に、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２をオンさせることで、スイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【００２８】
また、Ｖｉｎの正極→Ｌ１−１→Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｃ１→Ｄ１→Ｃｏ→Ｖｉｎの負極の第１の経路と、Ｖｉｎの正極→Ｌ１−１→Ｑ２→Ｃ２→Ｄ１→Ｃｏ→Ｖｉｎの負極の第２の経路と、Ｌ２→Ｄ１→Ｃｏ→Ｌ２の第３の経路とにより、出力コンデンサＣｏへエネルギーが放出される。
【００２９】
図３（ｄ）の期間ｔ５において、スイッチング素子Ｑ１がオフで、スイッチング素子Ｑ２がオンである。このとき、リアクトルＬ１のエネルギーにより、スイッチング素子Ｑ２を介してコンデンサＣ２が充電される。これと同時に、第２巻線Ｌ１−２のエネルギーが放出され始め、Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｃ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｌ１−２の経路でコンデンサＣ２が放電される。
【００３０】
ダイオードＤ１には第２巻線Ｌ１−２と第２リアクトルＬｒとが接続されているため、第２巻線Ｌ１−２の放出エネルギーは、第２リアクトルＬｒを励磁しながらコンデンサＣ１に出力される。やがて、コンデンサＣ２の充電電圧Ｃ２ｖが上昇してくると、今度は、コンデンサＣ２が放電して、Ｃ２→Ｑ２→Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｃ１→Ｃ２の経路で電流が流れ出す。このことは、スイッチング素子Ｑ２の電流Ｑ２ｉが正に極性反転していることからもわかる。
【００３１】
図４（ａ）の期間ｔ６において、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２がオフし、これと同時に、第２リアクトルＬｒは励磁エネルギーを放出し始める。Ｌｒ→Ｃ１→Ｄ１→Ｃｏ→Ｒ１→Ｃａ→Ｌ１−２→Ｌｒの経路に電流が流れ、第２リアクトルＬｒとコンデンサＣａとの時定数による傾きｄｖ／ｄｔで、コンデンサＣｂは徐々に充電されて、コンデンサＣｂの電圧、即ちスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｑ２ｖが上昇する。
【００３２】
さらに、Ｌｒ→Ｃ１→Ｃ２→Ｃｂ→Ｌ１−２→Ｌｒの経路で、第２リアクトルＬｒの励磁エネルギーが放出し始める。このとき、スイッチング素子Ｑ１のコンデンサＣａの電荷は引き抜かれて、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｑ１ｖは下がる。
【００３３】
図４（ｂ）の期間ｔ７において、期間ｔ６と同じ電流経路で電流が流れるため、スイッチング素子Ｑ１のダイオードＤａに第２リアクトルＬｒの放出エネルギーが流れる。図２に示す負の電流Ｑ１ｉは、ダイオードＤａに電流が流れることを示す。負の電流Ｑ１ｉが流れている期間に、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１をオンさせることで、スイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【００３４】
図４（ｃ）の期間ｔ１において、スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ１には、直流電源Ｖｉｎにより第１巻線Ｌ１−１に流れる励磁電流と、第２リアクトルＬｒのエネルギー放出により流れる電流との差分の電流が流れる。
【００３５】
図４（ｄ）の期間ｔ２において、第２リアクトルＬｒのエネルギー放出が終了し、スイッチング素子Ｑ１の電流Ｑ１ｉは、直流電源Ｖｉｎにより励磁される電流の傾きで流れる。
【００３６】
このとき、リアクトルＬ２もスイッチング素子Ｑ１によりコンデンサＣ１の電荷により励磁される。
【００３７】
このように、実施例１のスイッチング電源回路によれば、スイッチング素子Ｑ１がオフすることによりリアクトルＬ１の励磁エネルギーは、まず、第１巻線Ｌ１−１からスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とを介して出力コンデンサＣｏあるいは負荷に放出され、コンデンサＣ２は充電されるが、同時に第２巻線Ｌ１−２からもエネルギーが放出され、第２巻線Ｌ１−２、第２リアクトルＬｒ、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ２の経路でコンデンサＣ２が放電される。
【００３８】
従って、コンデンサＣ２の充電電圧が低く抑えられ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは耐圧を超えることがなくなる。即ち、第２巻線Ｌ１−２を設けることにより、積極的にコンデンサＣ２の放電を行い、コンデンサＣ２の電圧の上昇によるスイッチング素子耐圧を超えることがなくなり、また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。
【００３９】
また、第２巻線Ｌ１−２の巻数を増やしていくと、コンデンサＣ２の電圧Ｃ２ｖは、負電圧となる場合もあり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧Ｑ１ｖ，Ｑ２ｖを出力電圧（出力コンデンサＣｏの電圧）よりも低くすることができる。また、直流カット用のコンデンサＣ１は、通常、電圧（直流電源電圧Ｖｉｎ＋出力電圧Ｖｏ）に充電され、この電圧がスイッチング素子の耐圧となる。
【実施例２】
【００４０】
図５は、本発明の実施例２のスイッチング電源回路の構成図である。図５に示す実施例２では、第２巻線Ｌ１−２と第２リアクトルＬｒとコンデンサＣ１とダイオードＤ１とコンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ２とを閉回路に接続して構成したことを特徴とする。
【００４１】
なお、図５は、図１のコンデンサＣ２の接続を変えている。その他の構成は、図１の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。
【００４２】
このような構成であっても、図１に示す実施例１のスイッチング電源回路の動作及び効果と同様な動作及び効果が得られる。図６に実施例２のスイッチング電源回路の各部の動作波形図を示した。
【実施例３】
【００４３】
図７は、本発明の実施例３のスイッチング電源回路の構成図である。図１に示す実施例１では、第１巻線Ｌ１−１とこの第１巻線Ｌ１−１に磁気結合する第２巻線Ｌ１−２とを有する第１リアクトルと第２リアクトルＬｒとからなるリアクトルＬ１は、コンデンサＣ１よりも入力側（直流電源Ｖｉｎ側）に設けたが、図７に示す実施例３では、第１巻線Ｌ２−１とこの第１巻線Ｌ２−１に磁気結合する第２巻線Ｌ２−２とを有する第１リアクトルと第２リアクトルＬｒとからなるリアクトルＬ２ａ（リアクトル回路）は、コンデンサＣ１よりも出力側に設けたことを特徴とする。
【００４４】
図７において、直流電源Ｖｉｎの両端には、リアクトルＬ１ａ（第３リアクトル）とコンデンサＣ１と第２巻線Ｌ２−２と第２リアクトルＬｒとダイオードＤ１と出力コンデンサＣｏとが直列に接続されている。リアクトルＬ１ａと出力コンデンサＣ１との接続点と直流電源Ｖｉｎの負極との間には、スイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路が接続されている。
【００４５】
第１巻線Ｌ２−１と第２巻線Ｌ２−２との接続点とダイオードＤ１と出力コンデンサＣｏとの接続点には、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続されている。
【００４６】
なお、その他の構成は、図１の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。
【００４７】
このように構成された実施例３のスイッチング電源回路であっても、実施例１のスイッチング電源回路と同様に動作し、同様の効果が得られる。
【実施例４】
【００４８】
図８は、本発明の実施例４のスイッチング電源回路の構成図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源回路は、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２とを用いていたが、図８に示す実施例４のスイッチング電源回路は、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２とリアクトルＬ２に相当する第３巻線Ｌ１−３とが互いに磁気結合されたリアクトルＬ１ｂ（リアクトル回路）を用いたことを特徴とする。
【００４９】
このような実施例４のスイッチング電源回路によれば、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２と第３巻線Ｌ１−３とが互いに磁気結合されたリアクトルＬ１ｂを用いたので、図１に示す実施例１のスイッチング電源回路よりも部品点数を削減することができる。
【実施例５】
【００５０】
図９は、本発明の実施例５のスイッチング電源回路の構成図である。図９に示す実施例５のスイッチング電源回路は、図１に示す実施例１のスイッチング電源回路に対して、さらに、コンデンサＣ１とダイオードＤ１のアノードとの接続点にカソードが接続され且つリアクトルＬ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ２（第２ダイオード）を設けたことを特徴とする。
【００５１】
実施例５のスイッチング電源回路によれば、ダイオードＤ２をリアクトルＬ２に直列に接続したので、コンデンサＣ１が短絡故障時には、ダイオードＤ２が逆バイバス状態となる。このため、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｌ２という地絡（電源短絡）を防止することができる。
【実施例６】
【００５２】
図１０は、本発明の実施例６のスイッチング電源回路の構成図である。図１０に示す実施例６のスイッチング電源回路は、図８に示す実施例４のスイッチング電源回路に対して、コンデンサＣ２の一端をダイオードＤ１と出力コンデンサＣｏとの接続点に接続したことを特徴とする。
【００５３】
このように実施例６のスイッチング電源回路によれば、図８に示す実施例４のスイッチング電源回路の動作及び効果と同様な動作及び効果が得られる。
【実施例７】
【００５４】
図１１は、本発明の実施例７のスイッチング電源回路の構成図である。図１１に示す実施例７のスイッチング電源回路は、図１２に示すスイッチング電源回路に対して、さらに、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点にカソードが接続され且つリアクトルＬ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ２（第２ダイオード）を設けたことを特徴とする。
【００５５】
このように構成された実施例７のスイッチング電源回路によれば、コンデンサＣ１が短絡故障時には、ダイオードＤ２が逆バイバス状態となるため、Ｖｉｎ→Ｌ１ａ→Ｌ２という地絡を防止することができる。
【００５６】
なお、本発明は、実施例１乃至７のスイッチング電源回路に限定されるものではない。例えば、図５又は図８又は図１０に示すスイッチング電源回路に対して、さらに、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点にカソードが接続され且つリアクトルＬ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ２を設けても良い。このようにすれば、コンデンサＣ１が短絡故障時には、ダイオードＤ２が逆バイバス状態となるため、地絡を防止することができる。
【００５７】
また、図７に示すスイッチング電源回路の構成に対して、さらに、カソードがコンデンサＣ１と第２巻線Ｌ２−２との接続点に接続され且つアノードが第１巻線Ｌ２−１の一端に接続されたダイオードＤ２を設けても良い。この場合にも、コンデンサＣ１が短絡故障時には、ダイオードＤ２が逆バイバス状態となるため、Ｖｉｎ→Ｌ１ａ→Ｌ２−１という地絡を防止することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、力率改善回路やＡＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
【符号の説明】
【００５９】
Ｖｉｎ 直流電源
Ｌ１，Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２，Ｌ２ａ リアクトル
Ｌ１−１，Ｌ２−１ 第１巻線
Ｌ１−２，Ｌ２−２ 第２巻線
Ｌ１−３ 第３巻線
Ｌｒ 第２リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｒ１ 電流検出抵抗
Ｃｏ〜Ｃ３ コンデンサ
１０，１００ 制御回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１巻線とこの第１巻線に磁気結合する第２巻線とが直列に接続された第１リアクトルと前記第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルとからなるリアクトル回路と、
直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルと第１コンデンサと第１ダイオードと出力コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１巻線と前記第２巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１巻線と前記第２巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点又は前記第１ダイオードと前記出力コンデンサとの接続点に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第３リアクトルと、
前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記第３リアクトルは、前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に、第２ダイオードを介して接続されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記リアクトル回路の前記第１リアクトルと前記第３リアクトルとは、磁気結合されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
一端が直流電源の一端に接続された第１巻線とこの第１巻線に磁気結合する第２巻線とが直列に接続された第１リアクトルと前記第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルとからなるリアクトル回路と、
直流電源の一端と他端との間に接続され、第３リアクトルと第１コンデンサと前記第２巻線と前記第２リアクトルと第１ダイオードと出力コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第３リアクトルと前記第１コンデンサとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１巻線と前記第２巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第１ダイオードと前記出力コンデンサとの接続点に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記第１リアクトルの前記第１巻線は、前記第１コンデンサと前記第１リアクトルの前記第２巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に、第２ダイオードを介して接続されることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記第２リアクトルは、前記第１リアクトルの前記第１巻線と前記第２巻線との間のリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
直流電源の一端と他端との間に接続され、第１リアクトルと第１コンデンサと第１ダイオードと出力コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１リアクトルと前記第１コンデンサとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、
前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、第２ダイオードと第２リアクトルとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項１】
第１巻線とこの第１巻線に磁気結合する第２巻線とが直列に接続された第１リアクトルと前記第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルとからなるリアクトル回路と、
直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルと第１コンデンサと第１ダイオードと出力コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１巻線と前記第２巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１巻線と前記第２巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点又は前記第１ダイオードと前記出力コンデンサとの接続点に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第３リアクトルと、
前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記第３リアクトルは、前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に、第２ダイオードを介して接続されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記リアクトル回路の前記第１リアクトルと前記第３リアクトルとは、磁気結合されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
一端が直流電源の一端に接続された第１巻線とこの第１巻線に磁気結合する第２巻線とが直列に接続された第１リアクトルと前記第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルとからなるリアクトル回路と、
直流電源の一端と他端との間に接続され、第３リアクトルと第１コンデンサと前記第２巻線と前記第２リアクトルと第１ダイオードと出力コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第３リアクトルと前記第１コンデンサとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１巻線と前記第２巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第１ダイオードと前記出力コンデンサとの接続点に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記第１リアクトルの前記第１巻線は、前記第１コンデンサと前記第１リアクトルの前記第２巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に、第２ダイオードを介して接続されることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記第２リアクトルは、前記第１リアクトルの前記第１巻線と前記第２巻線との間のリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
直流電源の一端と他端との間に接続され、第１リアクトルと第１コンデンサと第１ダイオードと出力コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１リアクトルと前記第１コンデンサとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、
前記第１コンデンサと前記第１ダイオードとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、第２ダイオードと第２リアクトルとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−２７１２４（Ｐ２０１３−２７１２４Ａ）
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５８９４４（Ｐ２０１１−１５８９４４）
【出願日】平成２３年７月２０日（２０１１．７．２０）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２０日（２０１１．７．２０）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]