チャージポンプ回路
【課題】高効率で大出力電流のチャージポンプ回路を提供する。
【解決手段】前段２つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２をＮチャネル型で構成し、後段２つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４をＰチャネル型で構成する。また、中間電位の出力を可能にした反転レベルシフト回路Ｓ１とＳ２、非反転レベルシフト回路Ｓ３とＳ４を設けた。これらの構成により、高効率で大出力電流のチャージポンプ回路を実現できると共に電荷転送用トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（トランジスタがオン状態の時）を２Ｖｄｄに揃えることができる。
【解決手段】前段２つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２をＮチャネル型で構成し、後段２つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４をＰチャネル型で構成する。また、中間電位の出力を可能にした反転レベルシフト回路Ｓ１とＳ２、非反転レベルシフト回路Ｓ３とＳ４を設けた。これらの構成により、高効率で大出力電流のチャージポンプ回路を実現できると共に電荷転送用トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（トランジスタがオン状態の時）を２Ｖｄｄに揃えることができる。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源回路等に用いられるチャージポンプ回路に関し、特に高効率、大電流出力を可能としたチャージポンプ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年のビデオカメラ、デジタルスチールカメラ（DSC）、DSCフォーン等の映像機器は、その映像を取り込むためにCCD（Charge Coupled Devices）を使用している。CCDを駆動するためのCCD駆動回路は、プラス、マイナスの高電圧（十数V）で且つ大電流（数mA）の電源回路を必要とする。現在、この高電圧はスイッチングレギュレータを用いて生成している。
【０００３】スイッチングレギュレータは高性能、即ち高い電力効率（出力電力／入力電力）にて、高電圧を生成することができる。しかし、この回路は電流のスイッチング時に高調波ノイズを発生する欠点があり、電源回路をシールドして用いなければならない。更に外部部品としてコイルを必要とする。
【０００４】一方チャージポンプ回路は、小ノイズで高電圧を生成できるが、従来より電力効率が悪いという欠点があり、電力効率を最優先の仕様とする携帯機器の電源回路として、これを使用することはできない。そこで、高性能のチャージポンプ回路が実現できれば、携帯機器の小型化に貢献できる。
【０００５】従来の最も基本的なチャージポンプ回路としてディクソン（Dickson）チャージポンプ回路が知られいる。この回路は、例えば技術文献「John F.Dickson “On-chip High-Voltage Generation in MNOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Multiplier Technique” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS,VOL.SC-11,NO.3 pp.374-378 JUNE 1976.」に詳しく記載されている。
【０００６】図１１は４段のディクソン・チャージポンプ回路を示す概略回路図である。図１１において５つのダイオードが直列接続されている。Ｃは結合容量、ＣＬは出力容量、CLKとCLKBは互いに逆相の入力クロックパルスである。また、５１はクロックドライバー、５２は電流負荷である。
【０００７】安定状態において、出力に定電流Ioutが流れる場合、チャージポンプ回路への入力電流は、入力電圧Ｖｉｎからの電流とクロックドライバーから供給される電流となる。これらの電流は、寄生容量への充放電電流を無視すると次のようになる。Φ1= ハイ（High）、Φ２=ロウ（Low）の期間、図中の実線矢印の方向に２Ioutの平均電流が流れる。また、Φ1=ロウ（Low）、Φ２= ハイ（High）の期間、図の破線矢印の方向に２Ioutの平均電流が流れる。クロックサイクルでのこれらの平均電流は全てIoutとなる。安定状態におけるチャージポンプ回路の昇圧電圧Voutは以下のように表わされる。
【０００８】
【数１】
【０００９】ここで、Vφ’は各接続ノードにおいて、クロックパルスの変化に伴い結合容量によって生じる電圧振幅である。Vlは出力電流Ioutによって生じる電圧降下、Ｖｉｎは入力電圧であり、通常プラス昇圧では電源電圧Ｖｄｄ、マイナス昇圧では0Vとしている。Ｖｄは順方向バイアスダイオード電圧（Fo rward bias diodevoltage）ｎはポンピング段数である。更に、Vl とVφ’は次式で表される。
【００１０】
【数２】
【００１１】
【数３】
【００１２】ここで、Ｃはクロック結合容量(clock coupling capacitance)、ＣSは各接続ノードにおける寄生容量(stray capacitance at each node)、Vφはクロックパルスの振幅（clock pulse amplitude）、ｆはクロックパルスの周波数、Ｔはクロック周期(clock period)である。チャージポンプ回路の電力効率は、クロックドライバーから寄生容量に流れる充放電電流を無視し、Ｖｉｎ＝Ｖｄｄとすると以下の式で表される。
【００１３】
【数４】
【００１４】このように、チャージポンプ回路においては、ダイオードを電荷転送素子(charge transfer device) として用いて電荷を次段へと次々に転送することにより昇圧を行っている。しかし、ＭＯＳ集積回路への搭載を考えるとプロセスへの適合性からｐｎ接合のダイオードよりＭＯＳトランジスタを使用する方が実現しやすい。そこで、電荷転送用素子としてダイオードの代わりにＭＯＳトランジスタを用いることが提案された。この場合は式（１）において、ＶｄはＭＯＳトランジスタの閾値電圧(threshold voltage)Ｖｔとなる。
【００１５】さて、閾値電圧Ｖｔ分の電圧ロス(voltage loss)を無くし、高性能チャージポンプ回路を実現するには、Ioutの値に対応して電荷転送用ＭＯＳトランジスタのインピーダンスを下げねばならない。そのためには、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのチャネル幅を最適化すると同時に、そのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを電源電圧Ｖｄｄ以上に上げることが効果的である。これを実現したチャージポンプ回路は例えば、技術文献「Jieh-Tsorng Wu “MOS Charge Pumps for Low-Voltage Operation” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS.VOL.33,NO.4 APRIL 1998」に詳細に記載されている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】本発明者は上記技術文献のチャージポンプ回路を検討したところ、以下の問題点を見出した。同文献に掲載された１つのチャージポンプ回路の回路図を図１２に示す。図中、ＭＤ１〜ＭＤ４は各ポンプノードの初期設定用のダイオードでありポンピング動作には寄与しない。この回路の特徴は電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭＳ１〜ＭＳ３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとして昇圧した後段のポンピングノードの電圧を戻して、２Ｖｄｄを与えている点である。しかし、最終段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭＳ４についてはＶｇｓとして２Ｖｄｄを与えるのが困難であり、電圧ロスが生じるのを避けられない。
【００１７】上記文献に掲載された他のチャージポンプ回路は図１３に示すダイナミック方式のチャージポンプ回路である。この回路は、ＭＯＳトランジスタＭＤ４のＶｇｓがＶｄｄ＋(Ｖｄｄ-Ｖｔｈ)、更にＭＯＳトランジスタＭＤ０のＶｇｓが（Ｖｄｄ−Ｖｔｈ）と低下するのを回避するためにブートストラップ(boot-strap)方式の高電圧クロック発生器（High-voltage clock generator）を用いている。また、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭＳ１〜ＭＳ４はNチャネル型で構成されている。
【００１８】この方式は電流負荷が小さいときには、電荷転送用ＭＯＳトランジスタサイズが小さく、即ちゲート寄生容量が小さいので効果的である。しかし大電流出力のチャージポンプ回路を実現するためには、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのチャネル幅を数ｍｍとしなければならず、この結果ＭＯＳトランジスタのゲート寄生容量が大（数ｐＦ）となり、ブートストラップ方式により２Ｖｄｄのクロックを作ることが至難となる。また、後段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとして、電源電圧Ｖｄｄ以上の電圧を印加する手法を別途考案しなければならないという欠点があった。
【００１９】本発明は上記従来技術の問題点を解決する課題に鑑みて為されたものであり、電荷転送用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧Ｖｔに起因する電圧ロスを無くして高効率かつ大出力電流のチャージポンプ回路を提供することを目的とする。また、本発明は全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートソース間電圧Ｖｇｓの絶対値を２Ｖｄｄとすることによりゲート酸化膜耐圧を確保すると共に電荷転送用ＭＯＳトランジスタの最適設計を可能にすることを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本願の発明中、代表的なものの概要を説明すれば、以下のとおりである。
【００２１】第１のチャージポンプ回路は、初段の電荷転送ＭＯＳトランジスタに所定の入力電圧が印加されると共に直列接続された（ｎ＋２）個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、電荷転送用ＭＯＳトランジスタの各接続点に一端が接続された結合コンデンサと、結合コンデンサの他端に交互に逆相のクロックパルスを供給するクロックドライバーとを備え、後段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタから正の昇圧電圧を出力するチャージポンプ回路において、後段２個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＰチャネルで構成し残余のｎ個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＮチャネル型で構成すると共に、電荷転送用ＭＯＳトランジスタがオンする時にゲート・ソース間電圧が一定値となるようなゲート電圧を印加する回路手段を設けたものである。
【００２２】かかる手段によれば、電荷転送用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧Ｖｔに起因する電圧ロスを無くして高効率かつ大出力電流のチャージポンプ回路を提供することができる。しかも、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートソース間電圧Ｖｇｓの絶対値を一定値（例えば、２Ｖｄｄ）とすることによりゲート酸化膜耐圧を安定して確保することができると共に電荷転送用ＭＯＳトランジスタの最適設計が可能になる。
【００２３】第２のチャージポンプ回路は、第１のチャージポンプ回路において、回路手段は、クロックパルスに応じてＮチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する反転レベルシフト回路と、クロックパルスに応じてＰチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する非反転レベルシフト回路と、を備え、反転レベルシフト回路の高電位側の電源として昇圧された後段の接続点の電圧を用いると共に、非反転レベルシフト回路の低電位側の電源として前段の接続点の電圧を用いるものである。
【００２４】かかる手段によれば、反転レベルシフト回路と非反転レベルシフト回路とにより、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御して昇圧を可能にすると共に、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートソース間電圧Ｖｇｓを一定値にすることができる。
【００２５】第３のチャージポンプ回路は、第２のチャージポンプ回路において、反転レベルシフト回路の高電位側の電源として１段後の接続点の電圧を用いると共に、非反転レベルシフト回路の低電位側の電源として１段前の接続点の電圧を用いるものである。
【００２６】かかる手段によれば、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートソース間電圧Ｖｇｓを２Ｖｄｄとすることができる。
【００２７】第４のチャージポンプ回路は、第３のチャージポンプ回路において、中間段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタの昇圧電圧を出力して他の回路の電源として用いるものである。
【００２８】かかる手段によれば、高電圧を必要とする他の回路の電源回路を省略することができ、集積回路の設計上効率化が図れる。
【００２９】第５のチャージポンプ回路は第３のチャージポンプ回路において、結合コンデンサに供給されるクロックパルスと反転レベルシフト回路と非反転レベルシフト回路に供給されるクロックパルスのデューティを異ならしめることにより、電荷転送用ＭＯＳトランジスタの逆方向電流を防止したものである。
【００３０】かかる手段によれば、消費電力のロスを防止できる。
【００３１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について、図１〜図９を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る３段チャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【００３２】図１において、４つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４は直列接続されている。前段のＭ１、Ｍ２はＮチャネル型、後段のＭ３、Ｍ４はＰチャネル型である点が１つの特徴である。Ｍ１〜Ｍ４のゲート・基板間電圧Ｖｇｂはゲート・ソース間電圧Ｖｇｓと同一値となるように、ソースと基板が同電位となるように接続されている。 また、Ｍ１のソースには入力電圧Ｖｉｎとして電源電圧Ｖｄｄが供給されている。また、Ｍ４のドレインからの昇圧電圧Ｖｏｕｔが出力され、電流負荷Ｌに供給される。
【００３３】Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４の接続点（ポンピングノード）に一端が接続された結合コンデンサである。結合コンデンサＣ１〜Ｃ３の他端にはクロックパルスＣＬＫとこれと逆相のクロックパルスＣＬＫＢが交互に印加される。クロックパルスＣＬＫ、ＣＬＫＢは不図示のクロックドライバーから出力される。このクロックドライバーには電源電圧Ｖｄｄが供給されているものとする。
【００３４】電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１とＭ２の各ゲートには反転レベルシフト回路Ｓ１とＳ２の出力が供給されている。また、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３とＭ４の各ゲートには非反転レベルシフト回路Ｓ３とＳ４の出力が供給されている。
【００３５】反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２の回路構成及び動作波形図を図２に示す。図２（ａ）に示すように、この反転レベルシフト回路は入力インバータＩＮＶ、差動入力ＭＯＳトランジスタＭ１１とＭ１２、クロス接続されたＭＯＳトランジスタＭ１３とＭ１４とを備える。ここまでの構成は従来のレベルシフト回路と同様である。
【００３６】この反転レベルシフト回路は、これらに加えてプルアップ接続されたＭＯＳトランジスタＭ１５、Ｍ１６を備えている。そして、ＭＯＳトランジスタＭ１５のゲートには電圧Ｖ１２が印加されると共にソースには電位Ａが印加されている。
【００３７】また、ＭＯＳトランジスタＭ１６のゲートにはＶ１２と逆相の電圧Ｖ１１が印加されると共にソースには電位Ｂが印加されている。ここで、電位Ａ＞電位Ｂである。Ｍ１１、Ｍ１２はＮチャネル型、Ｍ１３〜Ｍ１６はＰチャネル型である。
【００３８】また、図２（ｂ）に示すように、上述の構成のレベルシフト回路において、ＭＯＳトランジスタＭ１５、Ｍ１６をインバータ構成とするように変更してもよい。
【００３９】上述した構成の反転レベルシフト回路の動作波形を図２（ｃ）に示す。従来のレベルシフト回路がハイ(High)電圧と０Ｖを出力するのに対して、このレベルシフト回路は電位Ａと中間電位Ｂ（Ａ＞Ｂ＞０Ｖ）を交互に出力する点が特徴である。この回路を用いることにより、後述するように、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ドレイン間電圧の絶対値を一定電圧（２Ｖｄｄ）に揃えることが可能になる。
【００４０】次に、非反転レベルシフト回路Ｓ３、Ｓ４の回路構成及び動作波形図を図３に示す。反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２と異なる点は、電位ＡにプルアップされたＭＯＳトランジスタＭ１５のゲートに電圧Ｖ１１が印加され、電位ＢにプルアップされたＭＯＳトランジスタＭ１６のゲートに電圧Ｖ１２が印加されている点である（ 図３（ａ））。なお、図３（ｂ）に示すように、ＭＯＳトランジスタＭ１５、Ｍ１６をインバータ構成にしてもよい。
【００４１】図３（ｃ）の動作波形図に示すように、この非反転レベルシフト回路Ｓ３、Ｓ４は入力電圧ＩＮに対して非反転のレベルシフト動作を行う。このレベルシフト回路を用いることにより、後述するように、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４のゲート・ドレイン間電圧の絶対値を一定電圧（２Ｖｄｄ）に揃えることが可能になる。
【００４２】反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２、非反転レベルシフト回路Ｓ３、Ｓ４とチャージポンプ回路との接続関係は以下の通りである。反転レベルシフト回路Ｓ１にはクロックパルスＣＬＫ’、反転レベルシフト回路Ｓ２にはクロックパルスＣＬＫＢ’が入力される。クロックパルスＣＬＫ’とＣＬＫＢ’は夫々クロックパルスＣＬＫとＣＬＫＢから作成されるが、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４に電流が逆流するのを防止するために、ロウ（Low）の期間が短くなっている。 すなわち、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４が完全にオフしてからクロックパルスＣＬＫとＣＬＫＢの変化により各ポンピングノードの昇圧を行うようにしている。上記クロックパルスの位相関係は図４に示されている。
【００４３】また、図１に示されているように、反転レベルシフト回路Ｓ１の高電位側の電源（電位Ａ）としては、昇圧された１段後のポンピングノードの電圧Ｖ２を帰還して用いる。同様に反転レベルシフト回路Ｓ２の高電位側の電源（電位Ａ）として昇圧された１段後のポンピングノードの電圧Ｖ３を帰還して用いる。また、反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、各段の電圧であるＶｄｄ、Ｖ１が夫々印加されている。
【００４４】一方、非反転レベルシフト回路Ｓ３の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、１段前のポンピングノードの電圧Ｖ１が用いられ、同様に非反転レベルシフト回路Ｓ４の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、１段前のポンピングノードの電圧Ｖ２が用いられる。また、反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２の高電位側の電源（電位Ａ）としては、各段の電圧であるＶ３、Ｖｏｕｔが夫々印加されている。
【００４５】上述した本実施形態によるチャージポンプ回路の特徴を要約すれば以下の通りである。第１に、前段２つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２はＮチャネル型で構成され、後段２つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４はＰチャネル型で構成されている点である。第２に中間電位の出力を可能にした反転レベルシフト回路Ｓ１とＳ２、非反転レベルシフト回路Ｓ３とＳ４を設けた点である。
【００４６】これらの構成により、電荷転送用トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（トランジスタがオン状態の時）は以下のとおり２Ｖｄｄに揃えることが導かれる。まず、次式の関係が成り立つ。
Ｖｇｓ（Ｍ１）＝Ｖ２(High)−ＶｄｄＶｇｓ（Ｍ２）＝Ｖ３(High)−Ｖ１(High)Ｖｇｓ（Ｍ３）＝Ｖ１(Low)−Ｖ３(Low)Ｖｇｓ（Ｍ４）＝Ｖ２(Low)−Ｖｏｕｔ次に、定常状態のチャージポンプの昇圧動作から、さらに以下の関係が成り立つ。
Ｖ１(High)＝２Ｖｄｄ、Ｖ１(Low)＝ＶｄｄＶ２(High)＝３Ｖｄｄ、Ｖ２(Low)＝２ＶｄｄＶ３(High)＝４Ｖｄｄ、Ｖ３(Low)＝３Ｖｄｄ、Ｖｏｕｔ＝４Ｖｄｄこれらの関係式から、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオン時のＶｇｓの絶対値は表１に示すように同一値２Ｖｄｄとなることが導かれる。したがって、高いＶｇｓにより電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のオン抵抗が下がり、高効率で大出力電流のチャージポンプ回路が実現できる。また、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のゲート酸化膜厚(thickness of gate oxide)は一律に２Ｖｄｄに耐える厚みに設計すれば良いので、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのＶｇｓが不均一である場合に比べて、オン抵抗（ON-state resistance）を低く設計でき効率が良い。
【００４７】
【表１】
【００４８】図４はチャージポンプ回路の動作を説明するためのタイミング図である。電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４はクロックパルスに応じて交互にオン・オフを繰り返す。ここで、反転レベルシフト回路Ｓ１とＳ２、非反転レベルシフト回路Ｓ３とＳ４に印加されるクロックパルスＣＬＫ’、ＣＬＫＢ’はデューティが異なる。すなわち、図に示すようにロウ(Low)の期間が短く設定されている。このため、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のオンの期間は短くなる。この理由は以下の通りである。
【００４９】電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４はダイオード接続されていないので逆方向電流が流れる危険があり、これは電力効率を悪化させる。そこで、この逆方向電流を防ぐため、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のオンの期間は短くして、オフの期間に、結合コンデンサＣ１〜Ｃ３に印加されるクロックパルスＣＬＫ、ＣＬＫＢを変化させてポンピングを行っている。
【００５０】また、図５は各ポンピングノードの電圧波形Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を示す図である。図中、ＶΦはクロックパルスＣＬＫ’、ＣＬＫＢ’の振幅、ΔＶｄｓはＭＯＳトランジスタのソースドレイン間電圧である。
【００５１】なお、図１において、２段目の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２から２Ｖｄｄを取り出す出力回路が設けられている。この回路は反転レベルシフト回路Ｓ２によって制御されたＭＯＳトランジスタＭｍとコンデンサＣｍから構成されている。この回路によれば、２Ｖｄｄの安定した直流電圧が得られるので、他の回路、例えばクロックドライバーの電源として好適である。
【００５２】以上、本発明の実施形態による３段チャージポンプ回路について説明したが、その段数は３段に限定されることはない。すなわち、電荷転送用ＭＯＳトランジスタとして後段２段をＰチャネル型、残りの前段をＮチャネル型で構成することにより任意の段数のチャージポンプ回路を実現することができる。
【００５３】なお、上述の３段チャージポンプ回路においては電荷転送用ＭＯＳトランジスタのＶｇｓの絶対値を２Ｖｄｄに揃えることができることを示したが、多段チャージポンプ回路においては電荷転送用ＭＯＳトランジスタのＶｇｓの絶対値として、３Ｖｄｄ以上に設定することも可能である。
【００５４】そのためには、反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２の高電位側の電源としてより後段の接続ノードの電圧を利用し、非反転レベルシフト回路Ｓ３、Ｓ４の高電位側の電源としてより後段の接続ノードの電圧を利用すれば良い。ただし、ゲート酸化膜耐圧(breakdown voltage of gate oxide)を考慮すれば絶対値２Ｖｄｄが最も適している。
【００５５】次に本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路を説明する。上述したチャージポンプ回路はプラス昇圧を行うものであるが、図６はマイナス昇圧（０Ｖ以下の昇圧）を行う２段チャージポンプ回路を示す概略回路図である。この２段チャージポンプ回路は、−２Ｖｄｄの昇圧電圧を出力するものであり、例えば−６．５Ｖの昇圧を行うのに適している。
【００５６】図６において、クロックパルスＣＬＫ’、ＣＬＫＢ’とレベルシフト回路の組み合わせを変更している。すなわち、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’、Ｍ２’、Ｍ３’が直列接続され、その接続ノードに結合コンデンサＣ１’、Ｃ２’が接続されている。Ｍ１’はＰチャネル型でソースに接地電位（０Ｖ）が印加されている。Ｍ２’、Ｍ３’はＮチャネル型である。
【００５７】また、Ｍ１’のゲートには反転レベルシフト回路Ｓ１’の出力が印加され、Ｍ２’、Ｍ３’のゲートには非反転レベルシフト回路Ｓ２’、Ｓ３’の出力が印加されている。そして、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３’のドレインからマイナス昇圧電圧−Ｖｏｕｔが出力され、電流負荷Ｌに供給される。
【００５８】ここで、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２’のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（オン時）を２Ｖｄｄとするために、非反転レベルシフト回路Ｓ２’の高電位側の電源をＶｄｄとした。これにより、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’、Ｍ２’、Ｍ３’のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（オン時）の絶対値を２Ｖｄｄとすることができる。
【００５９】なお、図６において、２段目の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２’から−Ｖｄｄを取り出す出力回路が設けられている。この回路は非反転レベルシフト回路Ｓ２’によって制御されたＭＯＳトランジスタＭｍ’とコンデンサＣｍ’から構成されている。この回路によれば、−Ｖｄｄの安定した直流電圧が得られるので他の回路に用いることができる。
【００６０】図７は上記構成のチャージポンプ回路の動作を説明するためのタイミング図である。電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’、Ｍ２’、Ｍ３’のゲートに印加される電圧Ｖｇｓ（Ｍ１）〜Ｖｇｓ（Ｍ３）により、Ｍ１’、Ｍ２’、Ｍ３’は交互にオンオフを繰り返す。ここで、クロックパルスＣＬＫ’、ＣＬＫＢ’はロウ（Low）の期間を短くすることにより、電流の逆流を防止している。なお、図８に各ポンピングノードの電圧波形Ｖ１、Ｖ２を示した。
【００６１】次に本発明の第３の実施形態に係るチャージポンプ回路を説明する。図９はマイナス昇圧を行う３段チャージポンプ回路を示す概略回路図である。この回路の構成は基本的には図１に示したチャージポンプ回路の構成要素の極性を逆転させたものである。すなわち、前段２段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’、Ｍ２’はＰチャネル型、後段２段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３’、Ｍ４’はＮチャネル型で構成している。
【００６２】反転レベルシフト回路Ｓ１’の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、昇圧された１段後のポンピングノードの電圧Ｖ２’を戻して用いる。同様に反転レベルシフト回路Ｓ２’の低電位側の電源（電位Ｂ）は昇圧された１段後のポンピングノードの電圧Ｖ３’を戻して用いる。また、反転レベルシフト回路Ｓ１’、Ｓ２’の高電位側の電源（電位Ａ）としては、各段の電圧であるＶｓｓ、Ｖ１’が夫々印加されている。
【００６３】一方、非反転レベルシフト回路Ｓ３’の高電位側の電源（電位Ａ）としては、１段前のポンピングノードの電圧Ｖ１’が用いられ、同様に非反転レベルシフト回路Ｓ４’の高電位側の電源（電位Ａ）としては、１段前のポンピングノードの電圧Ｖ２’が用いられている。また、反転レベルシフト回路Ｓ３’、Ｓ４’の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、各段の電圧であるＶ３’、−Ｖｏｕｔが夫々印加されている。
【００６４】なお、反転レベルシフト回路Ｓ１’とＳ２’の構成は図２に示すものと同一であり、非反転レベルシフト回路Ｓ３’とＳ４’の構成は図３に示すものと同一である。また、このチャージポンプ回路の動作は既に説明したプラス昇圧のチャージポンプ回路の動作と同様に理解できるので詳細な説明は省略する。
【００６５】上述の構成によれば、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’〜Ｍ４’のＶｇｓの絶対値は同一値２Ｖｄｄとなる。したがって、高いＶｇｓにより電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’〜Ｍ４’のオン抵抗が下がり、高効率で大出力電流のマイナス昇圧のチャージポンプ回路が実現できる。また、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’〜Ｍ４’のゲート酸化膜厚は一律に２Ｖｄｄに耐える厚みに設計すれば良いので、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのＶｇｓが不均一である場合に比べて、オン抵抗を低く設計でき効率が良い。
【００６６】以上、マイナス昇圧を行う３段チャージポンプ回路について説明したが、その段数は３段に限定されることはない。すなわち、電荷転送用ＭＯＳトランジスタとして前段２段をＰチャネル型、残りの後段をＮチャネル型で構成することにより任意の段数のマイナス昇圧を行うチャージポンプ回路を実現することができる。
【００６７】次に本発明の４の実施形態に係るチャージポンプ回路を説明する。図１０はマイナス昇圧を行う２段チャージポンプ回路を示す概略回路図である。図６に示した第２の実施形態に係る第２段チャージポンプ回路と異なる点は次の２点である。
１）電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３がすべてＮチャネル型である。
２）電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオン電圧（オン時のゲート電圧）としてＶｄｄまたはＧＮＤを用いる。すなわち、非反転レベルシフト回路Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の高電位側の電源として、それぞれＶｄｄ、Ｖｄｄ、ＧＮＤが用いられている。
【００６８】そのため、このチャージポンプ回路において、電荷転送ＭＯＳトランジスタのオン時のＶｇｓとしては、Ｍ１についてはＶｄｄ、Ｍ２及びＭ３については２Ｖｄｄとなる。このように、本実施形態のチャージポンプ回路では、第２の実施形態に係る第２段チャージポンプ回路と異なり、全ての電荷転送ＭＯＳトランジスタのオン時のＶｇｓを同一値にすることはできない。
【００６９】しかしながら、電荷転送ＭＯＳトランジスタを全て同一チャネル型で形成しているので、第２の実施形態に比して製造プロセス(manufacturing process)を簡略化できる利点が大きい。具体的には、第２の実施形態ではトリプルウエル構造(triple well structure）が必須であるのに対して、本実施形態によれば、ツインウエル構造(twin well structure)で足りるので、その分製造工数を少なくすることができる。
【００７０】
【発明の効果】本発明によれば、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとして閾値電圧以上の高い電圧を印加できるので、電圧ロスの無い高効率のチャージポンプ回路を提供することができる。
【００７１】また、絶対値２Ｖｄｄ以上の高いゲート・ソース間電圧Ｖｇｓにより電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のオン抵抗が下がり、高効率で大出力電流のチャージポンプ回路が実現できる。
【００７２】さらに、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧、ゲート・基板間電圧を一定電圧（例えば、絶対値で２Ｖｄｄ）に揃えることができるので、ゲート酸化膜厚は一律に絶対値で２Ｖｄｄに耐える厚みに設計すれば良い。これにより、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが不均一である場合に比べて、オン抵抗を低く設計することができる。
【００７３】さらにまた、本発明によれば、プラス昇圧とマイナス昇圧のチャージポンプ回路を提供することができ、しかもそのチャージポンプ段数を任意に設定可能なので、所望の昇圧電圧を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るチャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【図２】反転レベルシフト回路の構成及び動作波形を示す図である。
【図３】非反転レベルシフト回路の構成及び動作波形を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係るチャージポンプ回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係るチャージポンプ回路の各ポンピングノードの電圧波形を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路の各ポンピングノードの電圧波形を示す図である。
【図９】本発明の第３の実施形態に係るチャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態に係るチャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【図１１】従来例に係るチャージポンプ回路を示す回路図である。
【図１２】従来例に係るチャージポンプ回路を示す回路図である。
【図１３】従来例に係るチャージポンプ回路を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｍ１〜Ｍ４ 電荷転送用ＭＯＳトランジスタ
Ｃ１〜Ｃ３ 結合コンデンサ
Ｃｏｕｔ 出力コンデンサ
Ｌ 電流負荷
Ｓ１、Ｓ２ 反転レベルシフト回路
Ｓ３、Ｓ４ 非反転レベルシフト回路
ＣＬＫ、ＣＬＫＢ クロックパルス
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源回路等に用いられるチャージポンプ回路に関し、特に高効率、大電流出力を可能としたチャージポンプ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年のビデオカメラ、デジタルスチールカメラ（DSC）、DSCフォーン等の映像機器は、その映像を取り込むためにCCD（Charge Coupled Devices）を使用している。CCDを駆動するためのCCD駆動回路は、プラス、マイナスの高電圧（十数V）で且つ大電流（数mA）の電源回路を必要とする。現在、この高電圧はスイッチングレギュレータを用いて生成している。
【０００３】スイッチングレギュレータは高性能、即ち高い電力効率（出力電力／入力電力）にて、高電圧を生成することができる。しかし、この回路は電流のスイッチング時に高調波ノイズを発生する欠点があり、電源回路をシールドして用いなければならない。更に外部部品としてコイルを必要とする。
【０００４】一方チャージポンプ回路は、小ノイズで高電圧を生成できるが、従来より電力効率が悪いという欠点があり、電力効率を最優先の仕様とする携帯機器の電源回路として、これを使用することはできない。そこで、高性能のチャージポンプ回路が実現できれば、携帯機器の小型化に貢献できる。
【０００５】従来の最も基本的なチャージポンプ回路としてディクソン（Dickson）チャージポンプ回路が知られいる。この回路は、例えば技術文献「John F.Dickson “On-chip High-Voltage Generation in MNOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Multiplier Technique” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS,VOL.SC-11,NO.3 pp.374-378 JUNE 1976.」に詳しく記載されている。
【０００６】図１１は４段のディクソン・チャージポンプ回路を示す概略回路図である。図１１において５つのダイオードが直列接続されている。Ｃは結合容量、ＣＬは出力容量、CLKとCLKBは互いに逆相の入力クロックパルスである。また、５１はクロックドライバー、５２は電流負荷である。
【０００７】安定状態において、出力に定電流Ioutが流れる場合、チャージポンプ回路への入力電流は、入力電圧Ｖｉｎからの電流とクロックドライバーから供給される電流となる。これらの電流は、寄生容量への充放電電流を無視すると次のようになる。Φ1= ハイ（High）、Φ２=ロウ（Low）の期間、図中の実線矢印の方向に２Ioutの平均電流が流れる。また、Φ1=ロウ（Low）、Φ２= ハイ（High）の期間、図の破線矢印の方向に２Ioutの平均電流が流れる。クロックサイクルでのこれらの平均電流は全てIoutとなる。安定状態におけるチャージポンプ回路の昇圧電圧Voutは以下のように表わされる。
【０００８】
【数１】
【０００９】ここで、Vφ’は各接続ノードにおいて、クロックパルスの変化に伴い結合容量によって生じる電圧振幅である。Vlは出力電流Ioutによって生じる電圧降下、Ｖｉｎは入力電圧であり、通常プラス昇圧では電源電圧Ｖｄｄ、マイナス昇圧では0Vとしている。Ｖｄは順方向バイアスダイオード電圧（Fo rward bias diodevoltage）ｎはポンピング段数である。更に、Vl とVφ’は次式で表される。
【００１０】
【数２】
【００１１】
【数３】
【００１２】ここで、Ｃはクロック結合容量(clock coupling capacitance)、ＣSは各接続ノードにおける寄生容量(stray capacitance at each node)、Vφはクロックパルスの振幅（clock pulse amplitude）、ｆはクロックパルスの周波数、Ｔはクロック周期(clock period)である。チャージポンプ回路の電力効率は、クロックドライバーから寄生容量に流れる充放電電流を無視し、Ｖｉｎ＝Ｖｄｄとすると以下の式で表される。
【００１３】
【数４】
【００１４】このように、チャージポンプ回路においては、ダイオードを電荷転送素子(charge transfer device) として用いて電荷を次段へと次々に転送することにより昇圧を行っている。しかし、ＭＯＳ集積回路への搭載を考えるとプロセスへの適合性からｐｎ接合のダイオードよりＭＯＳトランジスタを使用する方が実現しやすい。そこで、電荷転送用素子としてダイオードの代わりにＭＯＳトランジスタを用いることが提案された。この場合は式（１）において、ＶｄはＭＯＳトランジスタの閾値電圧(threshold voltage)Ｖｔとなる。
【００１５】さて、閾値電圧Ｖｔ分の電圧ロス(voltage loss)を無くし、高性能チャージポンプ回路を実現するには、Ioutの値に対応して電荷転送用ＭＯＳトランジスタのインピーダンスを下げねばならない。そのためには、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのチャネル幅を最適化すると同時に、そのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを電源電圧Ｖｄｄ以上に上げることが効果的である。これを実現したチャージポンプ回路は例えば、技術文献「Jieh-Tsorng Wu “MOS Charge Pumps for Low-Voltage Operation” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS.VOL.33,NO.4 APRIL 1998」に詳細に記載されている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】本発明者は上記技術文献のチャージポンプ回路を検討したところ、以下の問題点を見出した。同文献に掲載された１つのチャージポンプ回路の回路図を図１２に示す。図中、ＭＤ１〜ＭＤ４は各ポンプノードの初期設定用のダイオードでありポンピング動作には寄与しない。この回路の特徴は電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭＳ１〜ＭＳ３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとして昇圧した後段のポンピングノードの電圧を戻して、２Ｖｄｄを与えている点である。しかし、最終段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭＳ４についてはＶｇｓとして２Ｖｄｄを与えるのが困難であり、電圧ロスが生じるのを避けられない。
【００１７】上記文献に掲載された他のチャージポンプ回路は図１３に示すダイナミック方式のチャージポンプ回路である。この回路は、ＭＯＳトランジスタＭＤ４のＶｇｓがＶｄｄ＋(Ｖｄｄ-Ｖｔｈ)、更にＭＯＳトランジスタＭＤ０のＶｇｓが（Ｖｄｄ−Ｖｔｈ）と低下するのを回避するためにブートストラップ(boot-strap)方式の高電圧クロック発生器（High-voltage clock generator）を用いている。また、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭＳ１〜ＭＳ４はNチャネル型で構成されている。
【００１８】この方式は電流負荷が小さいときには、電荷転送用ＭＯＳトランジスタサイズが小さく、即ちゲート寄生容量が小さいので効果的である。しかし大電流出力のチャージポンプ回路を実現するためには、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのチャネル幅を数ｍｍとしなければならず、この結果ＭＯＳトランジスタのゲート寄生容量が大（数ｐＦ）となり、ブートストラップ方式により２Ｖｄｄのクロックを作ることが至難となる。また、後段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとして、電源電圧Ｖｄｄ以上の電圧を印加する手法を別途考案しなければならないという欠点があった。
【００１９】本発明は上記従来技術の問題点を解決する課題に鑑みて為されたものであり、電荷転送用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧Ｖｔに起因する電圧ロスを無くして高効率かつ大出力電流のチャージポンプ回路を提供することを目的とする。また、本発明は全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートソース間電圧Ｖｇｓの絶対値を２Ｖｄｄとすることによりゲート酸化膜耐圧を確保すると共に電荷転送用ＭＯＳトランジスタの最適設計を可能にすることを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本願の発明中、代表的なものの概要を説明すれば、以下のとおりである。
【００２１】第１のチャージポンプ回路は、初段の電荷転送ＭＯＳトランジスタに所定の入力電圧が印加されると共に直列接続された（ｎ＋２）個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、電荷転送用ＭＯＳトランジスタの各接続点に一端が接続された結合コンデンサと、結合コンデンサの他端に交互に逆相のクロックパルスを供給するクロックドライバーとを備え、後段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタから正の昇圧電圧を出力するチャージポンプ回路において、後段２個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＰチャネルで構成し残余のｎ個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＮチャネル型で構成すると共に、電荷転送用ＭＯＳトランジスタがオンする時にゲート・ソース間電圧が一定値となるようなゲート電圧を印加する回路手段を設けたものである。
【００２２】かかる手段によれば、電荷転送用ＭＯＳトランジスタの閾値電圧Ｖｔに起因する電圧ロスを無くして高効率かつ大出力電流のチャージポンプ回路を提供することができる。しかも、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートソース間電圧Ｖｇｓの絶対値を一定値（例えば、２Ｖｄｄ）とすることによりゲート酸化膜耐圧を安定して確保することができると共に電荷転送用ＭＯＳトランジスタの最適設計が可能になる。
【００２３】第２のチャージポンプ回路は、第１のチャージポンプ回路において、回路手段は、クロックパルスに応じてＮチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する反転レベルシフト回路と、クロックパルスに応じてＰチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する非反転レベルシフト回路と、を備え、反転レベルシフト回路の高電位側の電源として昇圧された後段の接続点の電圧を用いると共に、非反転レベルシフト回路の低電位側の電源として前段の接続点の電圧を用いるものである。
【００２４】かかる手段によれば、反転レベルシフト回路と非反転レベルシフト回路とにより、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御して昇圧を可能にすると共に、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートソース間電圧Ｖｇｓを一定値にすることができる。
【００２５】第３のチャージポンプ回路は、第２のチャージポンプ回路において、反転レベルシフト回路の高電位側の電源として１段後の接続点の電圧を用いると共に、非反転レベルシフト回路の低電位側の電源として１段前の接続点の電圧を用いるものである。
【００２６】かかる手段によれば、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートソース間電圧Ｖｇｓを２Ｖｄｄとすることができる。
【００２７】第４のチャージポンプ回路は、第３のチャージポンプ回路において、中間段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタの昇圧電圧を出力して他の回路の電源として用いるものである。
【００２８】かかる手段によれば、高電圧を必要とする他の回路の電源回路を省略することができ、集積回路の設計上効率化が図れる。
【００２９】第５のチャージポンプ回路は第３のチャージポンプ回路において、結合コンデンサに供給されるクロックパルスと反転レベルシフト回路と非反転レベルシフト回路に供給されるクロックパルスのデューティを異ならしめることにより、電荷転送用ＭＯＳトランジスタの逆方向電流を防止したものである。
【００３０】かかる手段によれば、消費電力のロスを防止できる。
【００３１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について、図１〜図９を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る３段チャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【００３２】図１において、４つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４は直列接続されている。前段のＭ１、Ｍ２はＮチャネル型、後段のＭ３、Ｍ４はＰチャネル型である点が１つの特徴である。Ｍ１〜Ｍ４のゲート・基板間電圧Ｖｇｂはゲート・ソース間電圧Ｖｇｓと同一値となるように、ソースと基板が同電位となるように接続されている。 また、Ｍ１のソースには入力電圧Ｖｉｎとして電源電圧Ｖｄｄが供給されている。また、Ｍ４のドレインからの昇圧電圧Ｖｏｕｔが出力され、電流負荷Ｌに供給される。
【００３３】Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４の接続点（ポンピングノード）に一端が接続された結合コンデンサである。結合コンデンサＣ１〜Ｃ３の他端にはクロックパルスＣＬＫとこれと逆相のクロックパルスＣＬＫＢが交互に印加される。クロックパルスＣＬＫ、ＣＬＫＢは不図示のクロックドライバーから出力される。このクロックドライバーには電源電圧Ｖｄｄが供給されているものとする。
【００３４】電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１とＭ２の各ゲートには反転レベルシフト回路Ｓ１とＳ２の出力が供給されている。また、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３とＭ４の各ゲートには非反転レベルシフト回路Ｓ３とＳ４の出力が供給されている。
【００３５】反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２の回路構成及び動作波形図を図２に示す。図２（ａ）に示すように、この反転レベルシフト回路は入力インバータＩＮＶ、差動入力ＭＯＳトランジスタＭ１１とＭ１２、クロス接続されたＭＯＳトランジスタＭ１３とＭ１４とを備える。ここまでの構成は従来のレベルシフト回路と同様である。
【００３６】この反転レベルシフト回路は、これらに加えてプルアップ接続されたＭＯＳトランジスタＭ１５、Ｍ１６を備えている。そして、ＭＯＳトランジスタＭ１５のゲートには電圧Ｖ１２が印加されると共にソースには電位Ａが印加されている。
【００３７】また、ＭＯＳトランジスタＭ１６のゲートにはＶ１２と逆相の電圧Ｖ１１が印加されると共にソースには電位Ｂが印加されている。ここで、電位Ａ＞電位Ｂである。Ｍ１１、Ｍ１２はＮチャネル型、Ｍ１３〜Ｍ１６はＰチャネル型である。
【００３８】また、図２（ｂ）に示すように、上述の構成のレベルシフト回路において、ＭＯＳトランジスタＭ１５、Ｍ１６をインバータ構成とするように変更してもよい。
【００３９】上述した構成の反転レベルシフト回路の動作波形を図２（ｃ）に示す。従来のレベルシフト回路がハイ(High)電圧と０Ｖを出力するのに対して、このレベルシフト回路は電位Ａと中間電位Ｂ（Ａ＞Ｂ＞０Ｖ）を交互に出力する点が特徴である。この回路を用いることにより、後述するように、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ドレイン間電圧の絶対値を一定電圧（２Ｖｄｄ）に揃えることが可能になる。
【００４０】次に、非反転レベルシフト回路Ｓ３、Ｓ４の回路構成及び動作波形図を図３に示す。反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２と異なる点は、電位ＡにプルアップされたＭＯＳトランジスタＭ１５のゲートに電圧Ｖ１１が印加され、電位ＢにプルアップされたＭＯＳトランジスタＭ１６のゲートに電圧Ｖ１２が印加されている点である（ 図３（ａ））。なお、図３（ｂ）に示すように、ＭＯＳトランジスタＭ１５、Ｍ１６をインバータ構成にしてもよい。
【００４１】図３（ｃ）の動作波形図に示すように、この非反転レベルシフト回路Ｓ３、Ｓ４は入力電圧ＩＮに対して非反転のレベルシフト動作を行う。このレベルシフト回路を用いることにより、後述するように、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４のゲート・ドレイン間電圧の絶対値を一定電圧（２Ｖｄｄ）に揃えることが可能になる。
【００４２】反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２、非反転レベルシフト回路Ｓ３、Ｓ４とチャージポンプ回路との接続関係は以下の通りである。反転レベルシフト回路Ｓ１にはクロックパルスＣＬＫ’、反転レベルシフト回路Ｓ２にはクロックパルスＣＬＫＢ’が入力される。クロックパルスＣＬＫ’とＣＬＫＢ’は夫々クロックパルスＣＬＫとＣＬＫＢから作成されるが、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４に電流が逆流するのを防止するために、ロウ（Low）の期間が短くなっている。 すなわち、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４が完全にオフしてからクロックパルスＣＬＫとＣＬＫＢの変化により各ポンピングノードの昇圧を行うようにしている。上記クロックパルスの位相関係は図４に示されている。
【００４３】また、図１に示されているように、反転レベルシフト回路Ｓ１の高電位側の電源（電位Ａ）としては、昇圧された１段後のポンピングノードの電圧Ｖ２を帰還して用いる。同様に反転レベルシフト回路Ｓ２の高電位側の電源（電位Ａ）として昇圧された１段後のポンピングノードの電圧Ｖ３を帰還して用いる。また、反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、各段の電圧であるＶｄｄ、Ｖ１が夫々印加されている。
【００４４】一方、非反転レベルシフト回路Ｓ３の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、１段前のポンピングノードの電圧Ｖ１が用いられ、同様に非反転レベルシフト回路Ｓ４の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、１段前のポンピングノードの電圧Ｖ２が用いられる。また、反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２の高電位側の電源（電位Ａ）としては、各段の電圧であるＶ３、Ｖｏｕｔが夫々印加されている。
【００４５】上述した本実施形態によるチャージポンプ回路の特徴を要約すれば以下の通りである。第１に、前段２つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２はＮチャネル型で構成され、後段２つの電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４はＰチャネル型で構成されている点である。第２に中間電位の出力を可能にした反転レベルシフト回路Ｓ１とＳ２、非反転レベルシフト回路Ｓ３とＳ４を設けた点である。
【００４６】これらの構成により、電荷転送用トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（トランジスタがオン状態の時）は以下のとおり２Ｖｄｄに揃えることが導かれる。まず、次式の関係が成り立つ。
Ｖｇｓ（Ｍ１）＝Ｖ２(High)−ＶｄｄＶｇｓ（Ｍ２）＝Ｖ３(High)−Ｖ１(High)Ｖｇｓ（Ｍ３）＝Ｖ１(Low)−Ｖ３(Low)Ｖｇｓ（Ｍ４）＝Ｖ２(Low)−Ｖｏｕｔ次に、定常状態のチャージポンプの昇圧動作から、さらに以下の関係が成り立つ。
Ｖ１(High)＝２Ｖｄｄ、Ｖ１(Low)＝ＶｄｄＶ２(High)＝３Ｖｄｄ、Ｖ２(Low)＝２ＶｄｄＶ３(High)＝４Ｖｄｄ、Ｖ３(Low)＝３Ｖｄｄ、Ｖｏｕｔ＝４Ｖｄｄこれらの関係式から、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオン時のＶｇｓの絶対値は表１に示すように同一値２Ｖｄｄとなることが導かれる。したがって、高いＶｇｓにより電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のオン抵抗が下がり、高効率で大出力電流のチャージポンプ回路が実現できる。また、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のゲート酸化膜厚(thickness of gate oxide)は一律に２Ｖｄｄに耐える厚みに設計すれば良いので、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのＶｇｓが不均一である場合に比べて、オン抵抗（ON-state resistance）を低く設計でき効率が良い。
【００４７】
【表１】
【００４８】図４はチャージポンプ回路の動作を説明するためのタイミング図である。電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４はクロックパルスに応じて交互にオン・オフを繰り返す。ここで、反転レベルシフト回路Ｓ１とＳ２、非反転レベルシフト回路Ｓ３とＳ４に印加されるクロックパルスＣＬＫ’、ＣＬＫＢ’はデューティが異なる。すなわち、図に示すようにロウ(Low)の期間が短く設定されている。このため、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のオンの期間は短くなる。この理由は以下の通りである。
【００４９】電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４はダイオード接続されていないので逆方向電流が流れる危険があり、これは電力効率を悪化させる。そこで、この逆方向電流を防ぐため、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のオンの期間は短くして、オフの期間に、結合コンデンサＣ１〜Ｃ３に印加されるクロックパルスＣＬＫ、ＣＬＫＢを変化させてポンピングを行っている。
【００５０】また、図５は各ポンピングノードの電圧波形Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を示す図である。図中、ＶΦはクロックパルスＣＬＫ’、ＣＬＫＢ’の振幅、ΔＶｄｓはＭＯＳトランジスタのソースドレイン間電圧である。
【００５１】なお、図１において、２段目の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２から２Ｖｄｄを取り出す出力回路が設けられている。この回路は反転レベルシフト回路Ｓ２によって制御されたＭＯＳトランジスタＭｍとコンデンサＣｍから構成されている。この回路によれば、２Ｖｄｄの安定した直流電圧が得られるので、他の回路、例えばクロックドライバーの電源として好適である。
【００５２】以上、本発明の実施形態による３段チャージポンプ回路について説明したが、その段数は３段に限定されることはない。すなわち、電荷転送用ＭＯＳトランジスタとして後段２段をＰチャネル型、残りの前段をＮチャネル型で構成することにより任意の段数のチャージポンプ回路を実現することができる。
【００５３】なお、上述の３段チャージポンプ回路においては電荷転送用ＭＯＳトランジスタのＶｇｓの絶対値を２Ｖｄｄに揃えることができることを示したが、多段チャージポンプ回路においては電荷転送用ＭＯＳトランジスタのＶｇｓの絶対値として、３Ｖｄｄ以上に設定することも可能である。
【００５４】そのためには、反転レベルシフト回路Ｓ１、Ｓ２の高電位側の電源としてより後段の接続ノードの電圧を利用し、非反転レベルシフト回路Ｓ３、Ｓ４の高電位側の電源としてより後段の接続ノードの電圧を利用すれば良い。ただし、ゲート酸化膜耐圧(breakdown voltage of gate oxide)を考慮すれば絶対値２Ｖｄｄが最も適している。
【００５５】次に本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路を説明する。上述したチャージポンプ回路はプラス昇圧を行うものであるが、図６はマイナス昇圧（０Ｖ以下の昇圧）を行う２段チャージポンプ回路を示す概略回路図である。この２段チャージポンプ回路は、−２Ｖｄｄの昇圧電圧を出力するものであり、例えば−６．５Ｖの昇圧を行うのに適している。
【００５６】図６において、クロックパルスＣＬＫ’、ＣＬＫＢ’とレベルシフト回路の組み合わせを変更している。すなわち、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’、Ｍ２’、Ｍ３’が直列接続され、その接続ノードに結合コンデンサＣ１’、Ｃ２’が接続されている。Ｍ１’はＰチャネル型でソースに接地電位（０Ｖ）が印加されている。Ｍ２’、Ｍ３’はＮチャネル型である。
【００５７】また、Ｍ１’のゲートには反転レベルシフト回路Ｓ１’の出力が印加され、Ｍ２’、Ｍ３’のゲートには非反転レベルシフト回路Ｓ２’、Ｓ３’の出力が印加されている。そして、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３’のドレインからマイナス昇圧電圧−Ｖｏｕｔが出力され、電流負荷Ｌに供給される。
【００５８】ここで、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２’のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（オン時）を２Ｖｄｄとするために、非反転レベルシフト回路Ｓ２’の高電位側の電源をＶｄｄとした。これにより、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’、Ｍ２’、Ｍ３’のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（オン時）の絶対値を２Ｖｄｄとすることができる。
【００５９】なお、図６において、２段目の電荷転送ＭＯＳトランジスタＭ２’から−Ｖｄｄを取り出す出力回路が設けられている。この回路は非反転レベルシフト回路Ｓ２’によって制御されたＭＯＳトランジスタＭｍ’とコンデンサＣｍ’から構成されている。この回路によれば、−Ｖｄｄの安定した直流電圧が得られるので他の回路に用いることができる。
【００６０】図７は上記構成のチャージポンプ回路の動作を説明するためのタイミング図である。電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’、Ｍ２’、Ｍ３’のゲートに印加される電圧Ｖｇｓ（Ｍ１）〜Ｖｇｓ（Ｍ３）により、Ｍ１’、Ｍ２’、Ｍ３’は交互にオンオフを繰り返す。ここで、クロックパルスＣＬＫ’、ＣＬＫＢ’はロウ（Low）の期間を短くすることにより、電流の逆流を防止している。なお、図８に各ポンピングノードの電圧波形Ｖ１、Ｖ２を示した。
【００６１】次に本発明の第３の実施形態に係るチャージポンプ回路を説明する。図９はマイナス昇圧を行う３段チャージポンプ回路を示す概略回路図である。この回路の構成は基本的には図１に示したチャージポンプ回路の構成要素の極性を逆転させたものである。すなわち、前段２段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’、Ｍ２’はＰチャネル型、後段２段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ３’、Ｍ４’はＮチャネル型で構成している。
【００６２】反転レベルシフト回路Ｓ１’の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、昇圧された１段後のポンピングノードの電圧Ｖ２’を戻して用いる。同様に反転レベルシフト回路Ｓ２’の低電位側の電源（電位Ｂ）は昇圧された１段後のポンピングノードの電圧Ｖ３’を戻して用いる。また、反転レベルシフト回路Ｓ１’、Ｓ２’の高電位側の電源（電位Ａ）としては、各段の電圧であるＶｓｓ、Ｖ１’が夫々印加されている。
【００６３】一方、非反転レベルシフト回路Ｓ３’の高電位側の電源（電位Ａ）としては、１段前のポンピングノードの電圧Ｖ１’が用いられ、同様に非反転レベルシフト回路Ｓ４’の高電位側の電源（電位Ａ）としては、１段前のポンピングノードの電圧Ｖ２’が用いられている。また、反転レベルシフト回路Ｓ３’、Ｓ４’の低電位側の電源（電位Ｂ）としては、各段の電圧であるＶ３’、−Ｖｏｕｔが夫々印加されている。
【００６４】なお、反転レベルシフト回路Ｓ１’とＳ２’の構成は図２に示すものと同一であり、非反転レベルシフト回路Ｓ３’とＳ４’の構成は図３に示すものと同一である。また、このチャージポンプ回路の動作は既に説明したプラス昇圧のチャージポンプ回路の動作と同様に理解できるので詳細な説明は省略する。
【００６５】上述の構成によれば、全ての電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’〜Ｍ４’のＶｇｓの絶対値は同一値２Ｖｄｄとなる。したがって、高いＶｇｓにより電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’〜Ｍ４’のオン抵抗が下がり、高効率で大出力電流のマイナス昇圧のチャージポンプ回路が実現できる。また、電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１’〜Ｍ４’のゲート酸化膜厚は一律に２Ｖｄｄに耐える厚みに設計すれば良いので、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのＶｇｓが不均一である場合に比べて、オン抵抗を低く設計でき効率が良い。
【００６６】以上、マイナス昇圧を行う３段チャージポンプ回路について説明したが、その段数は３段に限定されることはない。すなわち、電荷転送用ＭＯＳトランジスタとして前段２段をＰチャネル型、残りの後段をＮチャネル型で構成することにより任意の段数のマイナス昇圧を行うチャージポンプ回路を実現することができる。
【００６７】次に本発明の４の実施形態に係るチャージポンプ回路を説明する。図１０はマイナス昇圧を行う２段チャージポンプ回路を示す概略回路図である。図６に示した第２の実施形態に係る第２段チャージポンプ回路と異なる点は次の２点である。
１）電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３がすべてＮチャネル型である。
２）電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオン電圧（オン時のゲート電圧）としてＶｄｄまたはＧＮＤを用いる。すなわち、非反転レベルシフト回路Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の高電位側の電源として、それぞれＶｄｄ、Ｖｄｄ、ＧＮＤが用いられている。
【００６８】そのため、このチャージポンプ回路において、電荷転送ＭＯＳトランジスタのオン時のＶｇｓとしては、Ｍ１についてはＶｄｄ、Ｍ２及びＭ３については２Ｖｄｄとなる。このように、本実施形態のチャージポンプ回路では、第２の実施形態に係る第２段チャージポンプ回路と異なり、全ての電荷転送ＭＯＳトランジスタのオン時のＶｇｓを同一値にすることはできない。
【００６９】しかしながら、電荷転送ＭＯＳトランジスタを全て同一チャネル型で形成しているので、第２の実施形態に比して製造プロセス(manufacturing process)を簡略化できる利点が大きい。具体的には、第２の実施形態ではトリプルウエル構造(triple well structure）が必須であるのに対して、本実施形態によれば、ツインウエル構造(twin well structure)で足りるので、その分製造工数を少なくすることができる。
【００７０】
【発明の効果】本発明によれば、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとして閾値電圧以上の高い電圧を印加できるので、電圧ロスの無い高効率のチャージポンプ回路を提供することができる。
【００７１】また、絶対値２Ｖｄｄ以上の高いゲート・ソース間電圧Ｖｇｓにより電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４のオン抵抗が下がり、高効率で大出力電流のチャージポンプ回路が実現できる。
【００７２】さらに、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧、ゲート・基板間電圧を一定電圧（例えば、絶対値で２Ｖｄｄ）に揃えることができるので、ゲート酸化膜厚は一律に絶対値で２Ｖｄｄに耐える厚みに設計すれば良い。これにより、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが不均一である場合に比べて、オン抵抗を低く設計することができる。
【００７３】さらにまた、本発明によれば、プラス昇圧とマイナス昇圧のチャージポンプ回路を提供することができ、しかもそのチャージポンプ段数を任意に設定可能なので、所望の昇圧電圧を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るチャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【図２】反転レベルシフト回路の構成及び動作波形を示す図である。
【図３】非反転レベルシフト回路の構成及び動作波形を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係るチャージポンプ回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係るチャージポンプ回路の各ポンピングノードの電圧波形を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路の各ポンピングノードの電圧波形を示す図である。
【図９】本発明の第３の実施形態に係るチャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態に係るチャージポンプ回路を示す概略回路図である。
【図１１】従来例に係るチャージポンプ回路を示す回路図である。
【図１２】従来例に係るチャージポンプ回路を示す回路図である。
【図１３】従来例に係るチャージポンプ回路を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｍ１〜Ｍ４ 電荷転送用ＭＯＳトランジスタ
Ｃ１〜Ｃ３ 結合コンデンサ
Ｃｏｕｔ 出力コンデンサ
Ｌ 電流負荷
Ｓ１、Ｓ２ 反転レベルシフト回路
Ｓ３、Ｓ４ 非反転レベルシフト回路
ＣＬＫ、ＣＬＫＢ クロックパルス
【特許請求の範囲】
【請求項１】 初段の電荷転送ＭＯＳトランジスタに所定の入力電圧が印加されると共に直列接続された（ｎ＋２）個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタの各接続点に一端が接続された結合コンデンサと、前記結合コンデンサの他端に交互に逆相のクロックパルスを供給するクロックドライバーとを備え、後段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタから正の昇圧電圧を出力するチャージポンプ回路において、後段２個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＰチャネルで構成し残余のｎ個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＮチャネル型で構成すると共に、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタがオンする時にゲート・ソース間電圧が一定値となるようなゲート電圧を印加する回路手段を設けたことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項２】 請求項１に記載のチャージポンプ回路において、前記回路手段は、前記クロックパルスに応じて前記Ｎチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する反転レベルシフト回路と、前記クロックパルスに応じて前記Ｐチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する非反転レベルシフト回路と、を備え、前記反転レベルシフト回路の高電位側の電源として昇圧された後段の接続点の電圧を用いると共に、前記非反転レベルシフト回路の低電位側の電源として前段の接続点の電圧を用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項３】 請求項２に記載のチャージポンプ回路において、前記反転レベルシフト回路の高電位側の電源として１段後の接続点の電圧を用いると共に、前記非反転レベルシフト回路の低電位側の電源として１段前の接続点の電圧を用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項４】 請求項３に記載のチャージポンプ回路において、中間段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタの昇圧電圧を出力して他の回路の電源として用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項５】 請求項３に記載のチャージポンプ回路において、前記結合コンデンサに供給されるクロックパルスと前記反転レベルシフト回路と非反転レベルシフト回路に供給されるクロックパルスのデューティを異ならしめることにより、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタの電流の逆流を防止したことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項６】 初段の電荷転送ＭＯＳトランジスタに所定の入力電圧が印加されると共に直列接続された（ｎ＋２）個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタの各接続点に一端が接続された結合コンデンサと、前記結合コンデンサの他端に交互に逆相のクロックパルスを供給するクロックドライバーとを備え、後段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタから負の昇圧電圧を出力するチャージポンプ回路において、後段２個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＮチャネルで構成し残余のｎ個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＰチャネル型で構成すると共に、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタがオンする時にゲート・ソース間電圧が一定値となるようなゲート電圧を印加する回路手段を設けたことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項７】 請求項６に記載のチャージポンプ回路において、前記回路手段は、前記クロックパルスに応じて前記Ｐチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する反転レベルシフト回路と、前記クロックパルスに応じて前記Ｎチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する非反転レベルシフト回路と、を備え、前記反転レベルシフト回路の低電位側の電源としての昇圧された後段の接続点の電圧を用いると共に、前記非反転レベルシフト回路の高電位側の電源として前段の接続点の電圧を用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項８】 請求項７に記載のチャージポンプ回路において、前記反転レベルシフト回路の低電位側の電源として１段後の接続点の電圧を用いると共に、前記非反転レベルシフト回路の高電位側の電源としての１段前の接続点の電圧を用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項９】 初段の電荷転送ＭＯＳトランジスタに入力電圧が印加されると共に直列接続された複数の同一チャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタの各接続点に一端が接続された結合コンデンサと、前記結合コンデンサの他端に交互に逆相のクロックパルスを供給するクロックドライバーと、前記クロックパルスに応じて、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートに、当該電荷転送用ＭＯＳトランジスタをオンオフさせるための電圧を供給するレベルシフト回路を備えることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項１】 初段の電荷転送ＭＯＳトランジスタに所定の入力電圧が印加されると共に直列接続された（ｎ＋２）個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタの各接続点に一端が接続された結合コンデンサと、前記結合コンデンサの他端に交互に逆相のクロックパルスを供給するクロックドライバーとを備え、後段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタから正の昇圧電圧を出力するチャージポンプ回路において、後段２個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＰチャネルで構成し残余のｎ個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＮチャネル型で構成すると共に、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタがオンする時にゲート・ソース間電圧が一定値となるようなゲート電圧を印加する回路手段を設けたことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項２】 請求項１に記載のチャージポンプ回路において、前記回路手段は、前記クロックパルスに応じて前記Ｎチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する反転レベルシフト回路と、前記クロックパルスに応じて前記Ｐチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する非反転レベルシフト回路と、を備え、前記反転レベルシフト回路の高電位側の電源として昇圧された後段の接続点の電圧を用いると共に、前記非反転レベルシフト回路の低電位側の電源として前段の接続点の電圧を用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項３】 請求項２に記載のチャージポンプ回路において、前記反転レベルシフト回路の高電位側の電源として１段後の接続点の電圧を用いると共に、前記非反転レベルシフト回路の低電位側の電源として１段前の接続点の電圧を用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項４】 請求項３に記載のチャージポンプ回路において、中間段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタの昇圧電圧を出力して他の回路の電源として用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項５】 請求項３に記載のチャージポンプ回路において、前記結合コンデンサに供給されるクロックパルスと前記反転レベルシフト回路と非反転レベルシフト回路に供給されるクロックパルスのデューティを異ならしめることにより、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタの電流の逆流を防止したことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項６】 初段の電荷転送ＭＯＳトランジスタに所定の入力電圧が印加されると共に直列接続された（ｎ＋２）個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタの各接続点に一端が接続された結合コンデンサと、前記結合コンデンサの他端に交互に逆相のクロックパルスを供給するクロックドライバーとを備え、後段の電荷転送用ＭＯＳトランジスタから負の昇圧電圧を出力するチャージポンプ回路において、後段２個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＮチャネルで構成し残余のｎ個の電荷転送用ＭＯＳトランジスタをＰチャネル型で構成すると共に、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタがオンする時にゲート・ソース間電圧が一定値となるようなゲート電圧を印加する回路手段を設けたことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項７】 請求項６に記載のチャージポンプ回路において、前記回路手段は、前記クロックパルスに応じて前記Ｐチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する反転レベルシフト回路と、前記クロックパルスに応じて前記Ｎチャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタのオンオフを制御する非反転レベルシフト回路と、を備え、前記反転レベルシフト回路の低電位側の電源としての昇圧された後段の接続点の電圧を用いると共に、前記非反転レベルシフト回路の高電位側の電源として前段の接続点の電圧を用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項８】 請求項７に記載のチャージポンプ回路において、前記反転レベルシフト回路の低電位側の電源として１段後の接続点の電圧を用いると共に、前記非反転レベルシフト回路の高電位側の電源としての１段前の接続点の電圧を用いることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項９】 初段の電荷転送ＭＯＳトランジスタに入力電圧が印加されると共に直列接続された複数の同一チャネル型の電荷転送用ＭＯＳトランジスタと、前記電荷転送用ＭＯＳトランジスタの各接続点に一端が接続された結合コンデンサと、前記結合コンデンサの他端に交互に逆相のクロックパルスを供給するクロックドライバーと、前記クロックパルスに応じて、電荷転送用ＭＯＳトランジスタのゲートに、当該電荷転送用ＭＯＳトランジスタをオンオフさせるための電圧を供給するレベルシフト回路を備えることを特徴とするチャージポンプ回路。
【図１０】
【図１１】
【図１】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図１２】
【図５】
【図７】
【図９】
【図８】
【図１３】
【図１１】
【図１】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図１２】
【図５】
【図７】
【図９】
【図８】
【図１３】
【公開番号】特開２００１−２８６１２５（Ｐ２００１−２８６１２５Ａ）
【公開日】平成１３年１０月１２日（２００１．１０．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００１−９３６６（Ｐ２００１−９３６６）
【出願日】平成１３年１月１７日（２００１．１．１７）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１３年１０月１２日（２００１．１０．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１３年１月１７日（２００１．１．１７）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
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