交流−交流直接電力変換器の制御装置
【課題】スイッチング回数を減らし、スイッチング損失やノイズの影響を低減してシステム全体の小型化、低コスト化を図ると共に、高効率化、信頼性向上を可能とした制御装置を提供する。
【解決手段】マトリクスコンバータ等の交流−交流直接電力変換器において、入力電圧検出手段４１と、出力電流検出手段４５と、マトリクスコンバータ２０の出力電圧指令値、入力電圧情報及び出力電流情報、並びに、出力電圧指令値及び入力電圧情報のそれぞれの各相の大小関係を用いて、マトリクスコンバータ２０を構成する交流スイッチＳｒｕ〜Ｓｔｗのスイッチングパターン（オンデューティ）を決定し、このスイッチングパターンに応じて交流スイッチの駆動パルスを生成する駆動パルス演算手段４００Ａと、を備える。
【解決手段】マトリクスコンバータ等の交流−交流直接電力変換器において、入力電圧検出手段４１と、出力電流検出手段４５と、マトリクスコンバータ２０の出力電圧指令値、入力電圧情報及び出力電流情報、並びに、出力電圧指令値及び入力電圧情報のそれぞれの各相の大小関係を用いて、マトリクスコンバータ２０を構成する交流スイッチＳｒｕ〜Ｓｔｗのスイッチングパターン（オンデューティ）を決定し、このスイッチングパターンに応じて交流スイッチの駆動パルスを生成する駆動パルス演算手段４００Ａと、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを用いることなく、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接電力変換器に関し、特に、スイッチング回数やスイッチング損失、発生ノイズの低減を図った交流−交流直接電力変換器の制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１３は、交流−交流直接電力変換器の一例であるマトリクスコンバータ２０の簡略モデルであり、１０は三相交流電源、３０は負荷を示している。実際のマトリクスコンバータでは、その入力側にスイッチングに伴う高調波電流抑制用のＬＣフィルタが必要とされるが、説明を容易にするため、図１３ではこのＬＣフィルタを無視し、また、負荷３０を三相電流源ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕによって模擬している。なお、マトリクスコンバータ２０内のＳｒｕ，Ｓｓｕ，Ｓｔｕ，Ｓｒｖ，Ｓｓｖ，Ｓｔｖ，Ｓｒｗ，Ｓｓｗ，Ｓｔｗは、電流を双方向に通流可能な交流スイッチである。
いま、電源１０を対称三相電源とし、線間電圧実効値をＥ、電源角周波数をω、電源位相角をθとすると、相電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは数式１，２により与えられる。
【０００３】
【数１】
【０００４】
【数２】
【０００５】
ここでは、スイッチング周期２Ｔにおける電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び負荷電流ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕをそれぞれ一定値として近似するものとする。また、電源電圧はｅｒ＞０＞ｅｓ＞ｅｔ（０≦θ≦π／６）、出力相電圧指令値はｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊（線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊）とする。
スイッチング半周期Ｔ間の転流回数は、９個の交流スイッチ全てに導通期間を設けると６回であるが、転流回数を４回に低減すると共に、電源力率を１に制御し、また、出力電圧をスイッチング半周期Ｔの平均値として指令値通りの電圧に制御する従来技術について、９個の交流スイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗの決め方を以下に説明する。
【０００６】
従来方式１として、電源電圧絶対値が最大値であるｒ相と出力電圧が最大値であるｕ相とを、スイッチング半周期Ｔにわたって導通し続ける方式がある。このときの各オンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗは数式３で与えられる。
【０００７】
【数３】
【０００８】
図１４（ａ）は、従来方式１の動作を示したオンデューティ（スイッチングパターン）及び出力線間電圧を示すもので、全ての線間電圧波形において零電圧と電源の最大線間電圧であるｅｔｒが存在する。
なお、この従来方式１に相当するスイッチング方法が、非特許文献１に記載されている。
【０００９】
従来方式１において、出力電圧指令値が低い場合に電源の最大線間電圧であるｅｔｒを用いない方式として、非特許文献２に記載された従来方式２が知られている。
この従来方式２の出力電圧最大値は、電源電圧の１／２である。従来方式２では、各パルスパターンの組み合わせに対するデューティＤＡ〜ＤＥが相電圧実効値Ｅｍ＝Ｅ／√３を用いて定義されており、それぞれ数式４で与えられる。
【００１０】
【数４】
【００１１】
図１４（ｂ）は、従来方式２の動作を示したオンデューティ及び出力線間電圧を示しており、電源の最大線間電圧ｅｔｒを使用しない方式である。
【００１２】
従来方式１では、出力電圧指令値の大きさに関わらず、電源電圧の最大線間電圧と零電圧とを用いているため、スイッチング周期における電圧リプルが増大する。電圧リプルの増大に伴って変換器が発生するノイズが大きくなり、他の装置の誤動作を招く恐れがあるため好ましくない。また、ノイズを除去するフィルタを新たに取り付けることはコスト上昇や体積の増加を招くという問題がある。
【００１３】
従来方式２によれば、電圧リプルは低減できるが、ＰＷＭ制御可能な範囲の電圧が電源電圧の１／２と低いため、高い出力電圧を得るためには制御を切り替える必要がある。しかし、制御の切替を行うとシーケンス処理が増加するため、演算装置が複雑化する恐れがある。また、制御の切替を行わない場合は出力電圧がＰＷＭ制御可能な範囲外となり、出力電圧に歪みが発生する。出力電圧の歪みは、負荷に電動機が接続されているとトルク脈動を引き起こし、電動機の損失増大や過熱などの原因となって好ましくない。
【００１４】
また、従来方式１，２共に、電源力率を１とする場合の制御方式である。このように電源力率１制御を行った場合には、変換器の入力側のＬＣフィルタにより交流電源から進み電流が流れ、実際には電源力率が進み力率になる。この進み電流による電流の増加や損失の増大により、入力リアクトルの大型化やコスト上昇を招くという問題がある。
【００１５】
上記の点に鑑み、本出願人は、交流−交流直接電力変換器のスイッチング周期における出力電圧リプルを低減し、発生ノイズを低減すると共に、複雑な制御の切替等も必要としない交流−交流直接電力変換器の制御装置を既に出願した。
以下、この先願発明について説明する。
【００１６】
図１５は先願発明の構成を示すブロック図であり、その主回路において、１０は前記同様に三相交流電源、２０はマトリクスコンバータ、２１はリアクトルＬ及びコンデンサＣからなる入力フィルタ、３０は負荷をそれぞれ示す。
制御装置４０は、三相交流電源１０に接続された入力電圧検出手段４１と、出力電圧指令演算手段４２と、入力電圧及び出力電圧指令値からマトリクスコンバータ２０の交流スイッチのオンデューティを演算し、このオンデューティに応じてマトリクスコンバータ２０の交流スイッチＳｒｕ〜Ｓｔｗに対する駆動パルス（ＰＷＭパルス）Ｇｒｕ，Ｇｓｕ，Ｇｔｕ，Ｇｒｖ，Ｇｓｖ，Ｇｔｖ，Ｇｒｗ，Ｇｓｗ，Ｇｔｗを生成する駆動パルス演算手段４００とを備えている。
【００１７】
入力電圧検出手段４１では、例えば、三相入力端子ｒ，ｓ，ｔから入力される各相電圧を星形結線した抵抗等により分圧し、電源１０の各相電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔを検出する。
図１６は、図１５における出力電圧指令演算手段４２のブロック図であり、負荷３０としての誘導電動機を可変速制御する場合のものである。図１６において、誘導電動機の速度指令値に相当する一次角周波数指令値ωＬ＊を与え、Ｖ／ｆテーブル４２１により一次角周波数指令値ωＬ＊に応じた線間電圧指令値ＶＬ＊を得る。また、一次角周波数指令値ωＬ＊を積分器４２２に入力して時間積分により誘導電動機の電気角θＬ＊を得る。上記線間電圧指令値ＶＬ＊と電気角θＬ＊とに基づき、三相発振器４２３によって数式５により出力相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊が与えられる。
【００１８】
【数５】
【００１９】
図１７は、図１５における駆動パルス演算手段４００の構成を示すブロック図である。
まず、最大電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の最大電圧相及び中間電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定し、最小電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の中間電圧相及び最小電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定する動作について説明する。
【００２０】
図１５のマトリクスコンバータ２０を制御する場合、出力線間電圧ｖｕｖ，ｖｖｗ，ｖｗｕ及び電源力率cosψをそれぞれ指定値通りに制御するために、数式６に従って、スイッチング半周期Ｔにおける９個のスイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗ及びスイッチング時間Ｔｔｕ〜Ｔｔｗを決めている。
【００２１】
【数６】
【００２２】
オンデューティの条件として、マトリクスコンバータ２０の負荷電流の連続性から、数式７が成立しなければならない。
【００２３】
【数７】
【００２４】
例えば、ｕ相においては、スイッチＳｒｕ，Ｓｓｕ，Ｓｔｕの何れか１つだけが常にオンしなければならない。スイッチングパターンを考えるにあたって、スイッチング周波数は電源や負荷電圧の周波数に比較して十分高く、また、誘導性負荷を前提にして、スイッチング周期２Ｔにおける入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び負荷電流ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕをそれぞれ一定値として近似する。また、入力電圧はｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ 、出力電圧指令値はｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊という条件のもとで説明する。
【００２５】
図１８は、この先願発明におけるオンデューティ（スイッチングパターン）及び出力線間電圧を示している。各相スイッチの導通期間をオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗによりそれぞれ示し、前半の半周期と後半の半周期では折り返しのパターンとしている。
このスイッチングパターンは、最大出力電圧指令ｖｕ＊のｕ相の交流スイッチについては、電源の最大電圧ｅｒ（最大電圧相であるｒ相）及び中間電圧ｅｓ（中間電圧相であるｓ相）のみに接続して最小電圧ｅｔ（最小電圧相であるｔ相）には接続せず、また、最小出力電圧指令値ｖｗ＊のｗ相の交流スイッチについては、電源の中間電圧ｅｓ及び最小電圧ｅｔのみに接続して最大電圧ｅｒには接続しないＰＷＭパターンであり、このようなＰＷＭパターンを用いることは、同図（ａ）の高出力電圧時、同図（ｂ）の低出力電圧時の何れも変わりがない。すなわち、出力電圧の大きさに関わらず、最大電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の最大電圧相及び中間電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定し、最小電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の中間電圧相及び最小電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定する。
スイッチング半周期Ｔの転流回数については、スイッチＳｔｕ，Ｓｒｗを導通しない（Ｄｔｕ＝０，Ｄｒｗ＝０）ため、従来方式１，２と同様に４回に低減できている。また、最大電圧と最小電圧との間の直接の切替がないので、スイッチング損失及びノイズを低減でき、全ての相で中間電圧が使用されるため、負荷中性点の電位変化を抑制することができる。
【００２６】
この先願発明では、図１８に示すように必ず線間電圧指令値と同符号の電圧パルスで線間電圧を構成することができ（例えば、線間電圧ｖｕｖについては、その指令値ｖｕｖ＊と同極性の電圧パルスｅｒｓ，ｅｓｔにより線間電圧ｖｕｖが構成される）、更に、指令値の絶対値が最大となる線間電圧波形ｖｗｕについては、同図（ａ）に示すように出力電圧が高い場合には零電圧が出力されず、同図（ｂ）に示すように出力電圧が低い場合には最大の電圧パルスｅｔｒが出力されないので、出力電圧高調波を抑制することができる。
【００２７】
次に、図１５におけるオンデューティ演算手段４００について説明する。
図１９は、出力電圧指令値が最大値のｕ相と最小値のｗ相との間の負荷電流ｉｗｕのみを考慮した接続関係を示している。このとき、図１９のようにｕ相スイッチＳｒｕ，Ｓｓｕとｗ相スイッチＳｓｗ，Ｓｔｗとをそれぞれ導通してスイッチング半周期Ｔのパターンを発生する。
図１９において、電源力率１を実現するために、電源から見た負荷側インピーダンスを抵抗Ｒｗｕと考えると、スイッチング半周期Ｔの平均入力電流ｉｒｗｕ，ｉｓｗｕ，ｉｔｗｕは数式８により得られる（明細書本文中では記号「−」を付記できないため、以下では、各数式における電流ｉ，電力Ｐの上方に記号「−」を付して平均値を示す）。
【００２８】
【数８】
【００２９】
これにより、スイッチング半周期Ｔの電源の平均電力Ｐｗｕは数式９で与えられる。
【００３０】
【数９】
【００３１】
数式９の平均Ｐｗｕが負荷の消費電力に等しいことから、ｗ，ｕ間の電流源ｉｗｕは数式１０によって表される。
【００３２】
【数１０】
【００３３】
最大出力電圧相であるｕ相は、最大電圧相のｒ相及び中間電圧相のｓ相のみに接続され、最小電圧相のｔ相には接続されないので、数式１１が成り立つ。
【００３４】
【数１１】
【００３５】
また、ｒ相電流ｉｒｗｕは、スイッチＳｒｕをオンしたときだけ−ｉｗｕが流れるので、数式８，１０より、オンデューティＤｒｕは数式１２のようになる。
【００３６】
【数１２】
【００３７】
数式７から、オンデューティＤｓｕは数式１３により得られる。
【００３８】
【数１３】
【００３９】
ｗ相については、最大電圧相のｒ相には接続されず、また、ｔ相電流ｉｔｗｕは、スイッチＳｔｗをオンしたときだけｉｗｕが流れることから、オンデューティＤｒｗ，Ｄｔｗ，Ｄｓｗはそれぞれ数式１４〜数式１６によって得られる。
【００４０】
【数１４】
【００４１】
【数１５】
【００４２】
【数１６】
【００４３】
次いで、中間電圧相のｖ相のスイッチングパターンを考える。
図２０は、出力電圧指令値が最大値のｕ相と中間値のｖ相との間の負荷電流ｉｕｖのみを考慮した接続関係を示している。図２０において、電源力率１を実現するために、電源から見た負荷側インピーダンスを抵抗Ｒｕｖと考えると、入力電流ｉｒｕｖ，ｉｓｕｖ，ｉｔｕｖは数式１７により表される。
【００４４】
【数１７】
【００４５】
また、スイッチング半周期Ｔにおける電源平均電力Ｐｕｖが負荷電力に等しいことから、電流源ｉｕｖは数式１８によって与えられる。
【００４６】
【数１８】
【００４７】
図２０において、ｔ相電流ｉｔｕｖは、スイッチＳｔｖをオンしたときだけ、−ｉｕｖが流れるので、オンデューティＤｔｖは数式１９により得られる。
【００４８】
【数１９】
【００４９】
また、図２１は、出力電圧指令値が中間値のｖ相と最小相のｗ相間の負荷電流ｉｖｗのみを考慮した接続関係を示している。図２１において、電源力率１を実現するために、電源から見た負荷側インピーダンスを抵抗Ｒｖｗと考えると、入力電流ｉｒｖｗ，ｉｓｖｗ，ｉｔｖｗは数式２０によって表される。
【００５０】
【数２０】
【００５１】
また、スイッチング半周期Ｔの電源平均電力Ｐｖｗが負荷電力に等しいことから、電流源ｉｖｗは数式２１によって与えられる。
【００５２】
【数２１】
【００５３】
図２１において、ｒ相電流ｉｒｖｗは、スイッチＳｒｖをオンしたときだけｉｖｗが流れるので、オンデューティＤｒｖは数式２２により得られる。
【００５４】
【数２２】
【００５５】
数式７，１９，２２より、オンデューティＤｓｖは数式２３により得られる。
【００５６】
【数２３】
【００５７】
上記では、入力電圧がｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ、出力電圧指令値がｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊の場合の各スイッチのオンデューティを導出した。
以下に、入出力電圧の任意の大小関係におけるスイッチングパターン発生時のオンデューティ演算手段４００の作用を説明する。
【００５８】
図１７に示したオンデューティ演算手段４０６では、入力電圧の大小関係の情報を得るために、入力電圧の相／線間変換手段４０１において、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔから線間電圧ｅｒｓ，ｅｓｔ，ｅｔｒを数式２４により求める。
【００５９】
【数２４】
【００６０】
入力大小判別手段４０２では、表１に従って、入力電圧の符号から入力電圧モードｍｓ（１〜６）を判別し、入力電圧（電源電圧）の最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３を得る。ここで、添字１，２，３は、入力電圧の最大、中間、最小をそれぞれ意味する。
【００６１】
【表１】
【００６２】
入力大小判別手段４０２の出力は、最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３と、大小関係を表す３ビットの信号ｒ１，ｓ１，ｒ２ｓ３である。信号ｒ１，ｓ１は、それぞれｅｒ，ｅｓが最大電圧のときにのみ“１”になり、信号ｒ２ｓ３は、ｅｒが中間電圧またはｅｓが最小電圧のときにのみ“１”になる信号である。
【００６３】
図１７における出力電圧相／線間変換手段４０３は、出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊を数式２５により求める。
【００６４】
【数２５】
【００６５】
出力大小判別手段４０４では、表２に従って、線間電圧指令値の符号から出力電圧モードｍＬ（１〜６）を判別し、出力相電圧指令値の最大電圧ｖａ＊、中間電圧ｖｂ＊、最小電圧ｖｃ＊を得る。ここで、添字ａ，ｂ，ｃは、出力電圧の最大、中間、最小をそれぞれ意味する。
【００６６】
【表２】
【００６７】
更に、電圧指令相／線間変換手段４０５により、線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊を数式２６により演算する。
【００６８】
【数２６】
【００６９】
オンデューティ演算手段４０６では、入力の最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３及び線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊を用いて、出力電圧指令値の最大電圧相ａ相、中間電圧相ｂ相、最小電圧相ｃ相がそれぞれ入力電圧の最大電圧相１相、中間電圧相２相、最小電圧相３相に接続されるスイッチのオンデューティＤ１ａ〜Ｄ３ｃに関して、数式２７を演算する。
【００７０】
【数２７】
【００７１】
相判別手段４０７では、表３に従って、出力大小判別手段４０４から受ける出力電圧モードｍＬから出力電圧指令値の最大電圧相ａ相、中間電圧相ｂ相、最小電圧相ｃ相がそれぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の何れに対応するかを判断し、対応した相のＰＷＭ発生部に数式２７のオンデューティを出力する。
例えばｍＬ＝１の場合には、表３によれば出力中間電圧相ｂ相がｖ相であるから、Ｄ１ｖ＝Ｄ１ｂ，Ｄ１２ｖ＝Ｄ１２ｂとして、Ｄ１ｖ，Ｄ１２ｖをｖ相比較回路４１０に出力する。
【００７２】
【表３】
【００７３】
図１７においてＰＷＭパルスを発生するための各相比較回路４０９〜４１１及びＰＷＭ発生手段４１２〜４１４は、三相とも同様の回路であり、その具体的なＰＷＭ発生原理図を図２２に示す。
【００７４】
図２２はｖ相についてのＰＷＭ発生原理図であり、出力相電圧指令が中間電圧の場合（ｖｂ＊＝ｖｖ＊）である。
同図（ａ）では、０，１間で変化する三角波キャリアとオンデューティＤ１ｖ，Ｄ１２ｖ（＝Ｄ１ｖ＋Ｄ２ｖ）とを比較し、信号Ｑ１ｖ，Ｑ１２ｖが得られる。同図（ｂ）に示す論理回路により、信号Ｑ１ｖ，Ｑ１２ｖからスイッチング信号Ｇ１ｖ，Ｇ２ｖ，Ｇ３ｖを得て、更に、これらをｒ，ｓ，ｔ相に振り分けることによりＰＷＭパルスＧｒｖ，Ｇｓｖ，Ｇｔｖを発生する。この振り分けにおいては、表１から得られる信号ｒ１（ｅ１＝ｅｒ信号）、信号ｓ１（ｅ１＝ｅｓ信号）、信号ｒ２ｓ３（ｅ２＝ｅｒまたはｅ３＝ｅｓ信号）を用いて、電源側のｒ，ｓ相がそれぞれ最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相の何れであるかを判断しＰＷＭパルスＧｒｖ，Ｇｓｖを作成する。電源側のｔ相のＰＷＭパルスＧｔｖは、Ｇｒｖ，Ｇｓｖが共にオフ状態のときにオンする論理として得られる。
【００７５】
上述した入力電圧検出手段４１または出力電圧指令演算手段４２はあくまで一例であり、入力電圧検出手段４１については、電源１０の相電圧を検出する以外に線間電圧を検出してもよいし、入力電圧の振幅は一定とみなして入力電圧の正負を検出することでも実現可能である。また、出力電圧指令演算手段４２については、Ｖ／ｆ制御以外にベクトル制御でも実現可能である。
【００７６】
なお、電源力率を１に制御する場合に、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔからこれに比例する入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を演算し、オンデューティ演算手段４００に出力しても良い。この場合、入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊は、比例定数を１／Ｒｓとすると数式２８により与えられる。ここで、Ｒｓは電源から見たマトリクスコンバータのインピーダンス（抵抗）である。
【００７７】
【数２８】
【００７８】
図１５に示したマトリクスコンバータの簡易モデルにおいて、入力電圧をｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ、出力電圧指令値をｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊とし、スイッチング周期２Ｔにおける入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び負荷電流ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕをそれぞれ一定値として近似する。その後、各スイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗの演算式を導出する。
【００７９】
数式２８より、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは、入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を用いて数式２９により表される。
【００８０】
【数２９】
【００８１】
数式２９を数式１１〜１６，１９，２２，２３に代入することにより、各オンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗを数式３０によって得ることができる。
【００８２】
【数３０】
【００８３】
以上により、マトリクスコンバータ２０の９個の交流スイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗが決定される。これらのオンデューティの演算式は、数式２８における比例定数１／Ｒｓを含んでおらず、Ｒｓに依存しない。従って、実際の入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊にそれぞれ比例した電流となり、入力電流の位相（入力力率）が指令値通りに制御され、入力電流の大きさは負荷電流により決まることとなる。
【００８４】
【非特許文献１】石黒章夫，古橋武，石田宗秋，大熊繁，「入力線間電圧瞬時値に基づくＰＷＭ制御サイクロコンバータの出力電圧制御法」，電気学会論文誌Ｄ，１１１巻３号，平成３年，pp.201-207
【非特許文献２】原英則，山本栄治，善家充彦，姜俊求，久米常生，「低電圧領域におけるマトリクスコンバータの電圧改善の一方策」，平成１６年電気学会産業応用部門大会講演論文集Ｉ−４８，pp.313-316
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００８５】
前述した図１８のスイッチングパターンにおいては、高出力電圧時、低出力電圧時の何れも、ｕ相は２回のスイッチの切り替わり（ｒ相，ｓ相の入力電圧が現れる）、ｖ相は４回のスイッチの切り替わり（ｒ相，ｓ相，ｔ相の入力電圧が現れる）、ｗ相は２回のスイッチの切り替わり（ｓ相，ｔ相の入力電圧が現れる）となっている。すなわち、１スイッチング周期（キャリア周期）におけるスイッチング回数は三相合計で８回であるから、出力１相あたりの平均回数は８回を三相で除した２．６回となる。
【００８６】
上述のごとく、先願発明では１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数が２．６回と多いため、スイッチング素子の損失が増大し、スイッチング素子を冷却するための放熱フィンやファンなどの冷却装置が大型化し、コストが上昇するという問題がある。また、スイッチング回数が多いということはスイッチングによって発生するノイズの増加を招き、他の装置の誤作動を引き起こすほか、ノイズ対策用のフィルタを追加せざるを得ないなど、小型化、低コスト化、信頼性向上の観点から問題がある。
【００８７】
そこで本発明の解決課題は、先願発明よりもスイッチング回数を減らし、スイッチング損失やノイズの影響を低減してシステム全体の小型化、低コスト化を図ると共に、高効率化、信頼性向上を可能とした制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００８８】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源に接続される入力側の各相と出力側の各相とが双方向性の交流スイッチにより直接接続され、前記交流スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流−交流直接電力変換器において、
前記電力変換器の入力電圧を検出する手段と、前記電力変換器の出力電流を検出する手段と、前記電力変換器の出力電圧指令値、入力電圧情報及び出力電流情報、並びに、前記出力電圧指令値及び前記入力電圧情報それぞれの各相の大小関係を用いて、前記交流スイッチのスイッチングパターンを決定し、このスイッチングパターンに応じて前記交流スイッチの駆動パルスを生成する駆動パルス演算手段と、を備えたものである。
【００８９】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記駆動パルス演算手段は、
前記出力電圧指令値及び出力電流検出値から出力電力を演算する手段と、前記電力変換器の入力電圧指令値、入力電流位相指令値及び前記出力電力から入力電流指令値を演算する手段と、前記入力電圧検出値、入力電流指令値、出力電流検出値及び出力電圧指令値から前記交流スイッチのスイッチングパターンをオンデューティとして演算するオンデューティ演算手段と、を備えたものである。
【００９０】
請求項３に記載した発明は、請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記オンデューティ演算手段は、
前記電力変換器の出力電圧最大相及び出力電圧中間相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第１のオンデューティ演算部と、前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧中間相及び出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第２のオンデューティ演算部と、を備えたものである。
【００９１】
請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記オンデューティ演算手段は、更に、
前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相に接続し、前記電力変換器の出力電圧中間相を入力電圧最大相、入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第３のオンデューティ演算部と、前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、前記電力変換器の出力電圧中間相を入力電圧最大相、入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第４のオンデューティ演算部と、を備えたものである。
【００９２】
請求項５に記載した発明は、請求項３または４に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
何れかのオンデューティ演算部により演算されたスイッチングパターンを選択して出力する手段を備えたものである。
【００９３】
請求項６に記載した発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数が２回以下になるようにスイッチングパターンを決定するものである。
【発明の効果】
【００９４】
本発明によれば、電力変換器の入力電圧情報、出力電流情報及び出力電圧指令値を用い、入力相と出力相とを接続するスイッチングの接続条件に基づいてオンデューティを演算することにより、先願発明に比べてスイッチング回数を３／４に低減することができる。
これによってスイッチング損失を低減し、システム全体の小型化、低コスト化を図り、効率や信頼性を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００９５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。この実施形態に係る制御装置４０Ａの最大の特徴は、マトリクスコンバータ２０の出力電流を検出し、入力電圧及び出力電流の情報からスイッチング回数を低減するパルスパターンを演算する駆動パルス演算手段４００Ａを設けたことである。なお、図１において、図１５と同一の構成要素には同一の参照符号を付すものとする。
【００９６】
図１において、入力電圧検出手段４１は、三相交流電源１０のｒ，ｓ，ｔ各相の電圧を検出する。入力電圧検出手段４１の検出位置は、図１に示す以外に、リアクトルＬとフィルタコンデンサＣとの間であっても良く、また、三相全てを検出せずに二相の電圧を検出して他の一相を演算により求めても良い。
得られた入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは駆動パルス演算手段４００Ａに入力されると共に、入力電圧位相演算手段４３に入力され、入力電圧の位相θがＰＬＬ等により検出される。入力電流位相演算手段４４は、入力電圧位相θと入力電流力率指令値ψ＊とから、各相の入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊を数式３１により演算する。
【００９７】
【数３１】
【００９８】
出力電圧指令演算手段４２は、負荷３０として例えば電動機が接続されている際に広く用いられるＶ／ｆ一定制御において、周波数指令値ωＬ＊に応じた出力電圧値ＶＬ＊と、周波数指令値ωＬ＊を時間積分して得られる出力電圧位相指令値θＬ＊とにより、数式３２から各相の出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を演算する。
【００９９】
【数３２】
【０１００】
この実施形態において、出力電圧指令演算手段４２はＶ／ｆ一定制御に限定されるものではなく、ベクトル制御やその他さまざまな制御方式を適用することができる。
出力電流検出手段４５は、ホールセンサやシャント抵抗器等を用いてマトリクスコンバータ２０の各相出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。図１では、ｕ相及びｖ相の二相の電流を検出し、残りのｗ相に関してはこれらの検出電流から演算により求めている。
【０１０１】
以下、本実施形態の主要部である駆動パルス演算手段４００Ａについて説明する。
図２は、駆動パルス演算手段４００Ａの構成を示すブロック図である。図２において、入力電圧相／線間変換手段４６１は、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔを数式３３により線間電圧ｅｒｓ，ｅｓｔ，ｅｔｒに変換する。
【０１０２】
【数３３】
【０１０３】
入力電流振幅指令演算手段４６２は、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔと、出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊とを用いて、入力電流の振幅指令値Ｉ＊を演算する。まず、出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊及び出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから、制御周期間の平均出力電力Ｐｏｕｔを数式３４により演算する。
【０１０４】
【数３４】
【０１０５】
次に、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊から、制御周期間の平均入力基準電力Ｐｕを数式３５により演算する。
【０１０６】
【数３５】
【０１０７】
平均入力基準電力Ｐｕは、入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊から演算しているため入力電流の振幅情報を持たない。制御周期間の平均入力電力Ｐｉｎと平均入力基準電力Ｐｕとの関係は、入力電流の振幅をＩ＊とすると、数式３６となる。
【０１０８】
【数３６】
【０１０９】
マトリクスコンバータはエネルギー蓄積要素を持たないので、平均入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとは等しい。従って、入力電流振幅Ｉ＊は数式３７によって求められる。
【０１１０】
【数３７】
【０１１１】
入力電流指令値演算手段４６３は、数式３７によって得られた入力電流振幅Ｉ＊と入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊とを用いて、入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を数式３８により演算する。
【０１１２】
【数３８】
【０１１３】
出力電圧相／線間変換手段４６４は、数式３９により出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を出力線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊に変換する。
【０１１４】
【数３９】
【０１１５】
入力大小判別手段４６５は、表４のように、入力線間電圧ｅｒｓ，ｅｓｔ，ｅｔｒの符号から入力モードｍＳ（１〜６）を判別し、入力電圧の最大、中間、最小相電圧ｅα，ｅβ，ｅγと、入力電流指令値ｉα＊，ｉβ＊，ｉγ＊と、パルスパターン判別信号としての大小関係信号ｒα，ｓα，ｒβｓγとを求める。
なお、ここで、添字α，β，λは最大、中間、最小をそれぞれ意味しており、前述した表１における添字１，２，３に相当する。このため、表４は実質的に表１と同一である。
【０１１６】
【表４】
【０１１７】
また、出力大小判別手段４６６は、表５のように、出力線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊の符号から出力モードｍＬ（１〜６）を判別し、出力線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊の最大、中間、最小相電圧指令値ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ＊、出力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃを求める。ここで、添字ａ，ｂ，ｃは最大、中間、最小をそれぞれ意味している。
【０１１８】
【表５】
【０１１９】
電圧指令相／線間変換手段４６７は、数式４０によって出力線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊を求める。
【０１２０】
【数４０】
【０１２１】
また、第１のオンデューティ演算手段４６８は、入力電圧の最大、中間、最小相電圧ｅα，ｅβ，ｅγと、最大、中間、最小の入力電流指令値ｉα＊，ｉβ＊，ｉγ＊と、出力線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊と、最大、中間、最小の出力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃとから、入力電圧の最大相α、中間相β、最小相γと、出力電圧指令値の最大相ａ、中間相ｂ、最小相ｃとを接続するそれぞれのスイッチのオンデューティＤ１αａ〜Ｄ１αβｃを数式４１により求める。
【０１２２】
【数４１】
【０１２３】
第２のオンデューティ演算手段４６９は、第１のオンデューティ演算手段４６８と同様に、ｅα，ｅβ，ｅγとｉα＊，ｉβ＊，ｉγ＊とｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊とｉａ，ｉｂ，ｉｃとから、それぞれのスイッチのオンデューティＤ２αａ〜Ｄ２αβｃを数式４２により求める。
【０１２４】
【数４２】
【０１２５】
ここで、数式４１について説明する。
図３は、導通しないスイッチを省略したマトリクスコンバータ、三相交流電源及び負荷の接続構成を示す回路図であり、第１のオンデューティ演算手段４６８によるスイッチの接続例を説明するためのものである。なお、入力フィルタは、説明を容易にするために図示を省略している。
【０１２６】
図３において、入力電圧の大小関係は、ｒ相が最大、ｓ相が中間、ｔ相が最小であり、出力電圧の大小関係は、ｕ相が最大、ｖ相が中間、ｗ相が最小である。図３に示すように、出力電圧最大相のｕ相と中間相のｖ相は入力電圧最小相のｔ相に接続せず、出力電圧最小相のｗ相は入力電圧最大相のｒ相に接続しないように各スイッチのオンデューティを演算する。
出力電圧最小相（ｃ相）は、入力電圧最大相（α相）に接続しないため、Ｄ１αｃは数式４３となる。
【０１２７】
【数４３】
【０１２８】
入力電圧最小相（γ相）の電流は、Ｄ１γｃの割合で出力最小相電流ｉｃが流れるので、数式４４となる。
【０１２９】
【数４４】
【０１３０】
マトリクスコンバータの出力電流の連続性から、出力一相のオンデューティの和は１にならなければならない。よって、Ｄ１βｃは数式４５となる。
【０１３１】
【数４５】
【０１３２】
出力電圧最大相（ａ相）は入力電圧最小相（γ相）に接続しないので、Ｄ１γａは数式４６となる。
【０１３３】
【数４６】
【０１３４】
出力電圧指令値ｖｃａ＊と数式４４，４５との関係は数式４７となる。
【０１３５】
【数４７】
【０１３６】
数式４７よりＤ１αａを求めると、数式４８となる。
【０１３７】
【数４８】
【０１３８】
Ｄ１βａは、オンデューティの条件から数式４９となる。
【０１３９】
【数４９】
【０１４０】
次に、出力電圧中間相（ｂ相）は入力電圧最小相（γ相）に接続しないので、Ｄ１γｂは数式５０となる。
【０１４１】
【数５０】
【０１４２】
出力電圧指令ｖｂｃ＊と数式４４，４５の関係は数式５１となる。
【０１４３】
【数５１】
【０１４４】
数式５１よりＤ１αｂを求めると、数式５２となる。
【０１４５】
【数５２】
【０１４６】
Ｄ１βｂはオンデューティの条件から数式５３となる。
【０１４７】
【数５３】
【０１４８】
以上のように、数式４１は、スイッチの接続条件としての数式４３〜数式５３から導出することができる。
【０１４９】
図４は、数式４１により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示している。図４（ａ）の高出力電圧時、図４（ｂ）の低出力電圧時の何れも、ｕ相は２回のスイッチの切り替わり（ｒ相，ｓ相の入力電圧が現れる）、ｖ相は２回のスイッチの切り替わり（ｒ相，ｓ相の入力電圧が現れる）、ｗ相は２回のスイッチの切り替わり（ｓ相，ｔ相の入力電圧が現れる）となっている。すなわち、１スイッチング周期間のスイッチング回数は三相合計で６回であり、出力１相あたりの平均は、６回を三相で除した２回となる。従って、スイッチング回数は先願発明の３／４に低減できており、スイッチング損失も低減できることになる。
ただし、第１のオンデューティ演算手段４６８のみでは、負荷力率と出力電流によっては実現できない場合が存在する。例えば、負荷力率が１で入力電圧最大相及び中間相の電圧が正の場合は、正の入力電圧を用いている以上、正の中間相に負の電流を流すことが不可能である。したがって、第１のオンデューティ演算手段４６８のみでは実現が不十分となる。
【０１５０】
そこで、図２に示した第２のオンデューティ演算手段４６９では、出力電圧最大相（ａ相）を入力電圧最小相（γ相）に接続せず、出力電圧中間相（ｂ相）及び出力電圧最小相（ｃ相）を入力電圧最大相（α相）に接続しないように前記数式４２によってオンデューティを演算する。数式４２の導出は数式４１の導出と同様の考え方で行えばよいので、詳細な説明は省略する。
【０１５１】
図５は、数式４２により演算されたデューティによりスイッチングを行った際の回路であり、第２のオンデューティ演算手段４６９によるスイッチの接続例を説明するためのものである。図５より、出力電圧最大相ｕ相は入力電圧最小相ｔ相に接続せず、出力電圧中間相ｖ相及び出力電圧最小相ｗ相は入力電圧最大相ｒ相に接続していないことがわかる。
【０１５２】
図６は、数式４２により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示している。
図４と同様に、１スイッチング周期間のスイッチング回数は三相合計で６回であり、出力１相あたりの平均は２回となる。
【０１５３】
図２に戻って、第１，第２のオンデューティ演算手段４６８，４６９の出力のいずれかを選択するために、オンデューティ選択手段４７０が設けられている。このオンデューティ選択手段４７０は、数式４１と数式４２でオンデューティが０〜１の間に存在しない方が条件不成立と判断し、もう一方の数式に対応するオンデューティ演算手段４６８または４６９の出力を選択するように動作する。
相判別手段４７１では、表５で求めた出力電圧モードｍＬを用いて表６に従って出力ｕ，ｖ，ｗ相の三角波キャリアと比較するデューティＤαｕ〜Ｄαβｗを求める。
【０１５４】
【表６】
【０１５５】
図７はｖ相についてのＰＷＭ発生原理図であり、出力相電圧指令値が中間電圧の場合（ｖｂ＊＝ｖｖ＊）である。
同図（ａ）では、０，１間で変化する三角波キャリアとオンデューティＤαｖ，Ｄαβｖ＝Ｄαｖ＋Ｄβｖ）とを比較し、信号Ｑαｖ，Ｑαβｖが得られる。同図（ｂ）に示す論理回路により、信号Ｑαｖ，Ｑαβｖからスイッチング信号Ｇαｖ，Ｇβｖ，Ｇγｖを得ると共に、これらを表４の大小関係信号と論理演算してｒ，ｓ，ｔ相に振り分けることにより、ＰＷＭパルスＧｒｖ，Ｇｓｖ，Ｇｔｖを発生してマトリクスコンバータの各スイッチをスイッチングする。
【０１５６】
なお、本実施形態において、オンデューティ演算手段の構成は上述した例に限定されるものではなく、様々な構成が考えられる。従って、マトリクスコンバータの入力電圧及び出力電流を検出し、接続するスイッチの条件に応じて所定の演算式によりオンデューティを演算し、１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数が２回以内となる方法であれば、本発明に包含されるものである。
【０１５７】
次に、図８は本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図であり、図１における駆動パルス演算手段４００Ａの他の構成例を示している。
この実施形態では、図２に示した第１実施形態の構成に加えて、第３のオンデューティ演算手段４７９及び第４のオンデューティ演算手段４８０を備えている。以下、これらのオンデューティ演算手段４７９，４８０について説明する。
【０１５８】
図９は、第３のオンデューティ演算手段４７９によるスイッチの接続例を説明するためのものである。
図９において、入力電圧の大小関係はｒ相が最大、ｓ相が中間、ｔ相が最小であり、出力電圧の大小関係はｕ相が最大、ｖ相が中間、ｗ相が最小である。第３のオンデューティ演算手段４７９では、出力電圧最大相を入力電圧最大相に接続し、出力電圧中間相を入力電圧最大相、中間相及び最小相に接続すると共に、出力電圧最小相を入力電圧中間相及び最小相に接続するようにオンデューティを演算する。
以下、第１実施形態における第１のオンデューティ演算手段４６８と同様にデューティの演算式を導出する。
【０１５９】
出力電圧最大相（ａ相）は入力電圧最大相（α相）に接続されるため、Ｄ３αａ〜Ｄ３γａは数式５４となる。
【０１６０】
【数５４】
【０１６１】
出力電圧最小相（ｃ相）は入力電圧最大相（α相）に接続しないので、Ｄ３αｃは数式５５となる。
【０１６２】
【数５５】
【０１６３】
出力電圧指令値ｖｃａ＊と数式５４との関係は、数式５６となる。
【０１６４】
【数５６】
【０１６５】
数式５６からＤ３γｃを求めると、数式５７となる。
【０１６６】
【数５７】
【０１６７】
また、Ｄ３βｃはオンデューティの条件から、数式５８となる。
【０１６８】
【数５８】
【０１６９】
次いで、出力電圧中間相（ｂ相）について考える。入力電圧最大相（α相）には出力電圧最大相（ａ相）の電流が流れ続け、これにＤ３αｂの割合で出力電圧中間相（ｂ相）の電流が重畳されるので、数式５９の関係になる。
【０１７０】
【数５９】
【０１７１】
数式５９より、Ｄ３αｂは数式６０となる。
【０１７２】
【数６０】
【０１７３】
出力電圧指令値ｖａｂ＊と数式５４、数式６０の関係は、数式６１となる。
【０１７４】
【数６１】
【０１７５】
数式６１より、Ｄ３βｂは数式６２となる。
【０１７６】
【数６２】
【０１７７】
Ｄ３γｂは、オンデューティの条件から数式６３となる。
【０１７８】
【数６３】
【０１７９】
以上より、第３のオンデューティ演算手段４７９による演算内容は数式６４によって表される。
【０１８０】
【数６４】
【０１８１】
図１０は、数式６４により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。図１０のスイッチングパターンより、出力電圧最大相のｕ相はスイッチングを行わずに入力電圧最大相のｒ相に接続され、出力電圧中間相のｖ相は、４回の切り替わりで入力電圧最大相のｒ相、中間相のｓ相及び最小相のｔ相に接続され、出力電圧最小相のｗ相は、２回の切り替わりでｓ相及びｔ相に接続される。
すなわち、１スイッチング周期間のスイッチング回数は、出力電圧最大相であるｕ相がスイッチングを行わないので、三相合計で６回であり、出力１相あたりの平均は、６回を三相で除した２回となる。
【０１８２】
一方、第１実施形態で述べたように、数式６４のみではデューティの条件を満足しない場合が存在するので、第４のオンデューティ演算手段４８０を設ける。
図１１は、第４のオンデューティ演算手段４８０によるスイッチの接続例を示す回路図である。オンデューティ演算手段４８０では、出力電圧最大相を入力電圧最大相及び中間相に接続し、出力電圧中間相を入力電圧最大相、中間相及び最小相に接続すると共に、出力電圧最小相を入力電圧最小相に接続するようにオンデューティを演算する。
この場合のオンデューティは第３のオンデューティ演算手段４７９と同様の考え方で導出可能であり、数式６５となる。
【０１８３】
【数６５】
【０１８４】
図１２は、数式６５により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
図１２のスイッチングパターンにより、出力電圧最大相のｕ相は２回の切り替わりで入力電圧最大相のｒ相及び入力電圧中間相のｓ相に接続される。出力電圧中間相のｖ相は、４回の切り替わりでｒ相，ｓ相及び入力電圧最小相のｔ相に接続され、出力電圧最小相のｗ相は、スイッチングを行わずにｔ相に接続される。
すなわち、１キャリア周期間のスイッチング回数は、出力電圧最小相のｗ相がスイッチングを行わないため、三相合計で６回であり、出力１相あたりの平均は、６回を三相で除した２回となる。
【０１８５】
図８におけるオンデューティ選択手段４７０は、第１〜第４のオンデューティ演算手段４６８，４６９，４７９，４８０にそれぞれ対応する数式４１，数式４２，数式６４，数式６５の中で、全てのスイッチのオンデューティが０〜１の間に存在するものを選択し、当該オンデューティを相判別手段４７１に出力する。なお、数式６４及び数式６５の二つのパターンでは、出力電圧の位相によって満足しない場合が存在するため、すべての出力電圧指令値通りの出力電圧を実現するためには、数式４１，数式４２を合わせた四つのパターンから選択する必要がある。
【０１８６】
以上説明したように、本発明に係るオンデューティ演算手段により、１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数は２回となり、先願発明に比べて３／４に低減できるため、スイッチング損失やノイズの影響を低減してシステム全体の小型化、低コスト化が可能になると共に、高効率化、高信頼性を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１８７】
【図１】本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における駆動パルス演算手段の構成を示すブロック図である。
【図３】図２における第１のオンデューティ演算手段によるスイッチの接続例を示す回路図である。
【図４】数式４１により演算したデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
【図５】図２における第２のオンデューティ演算手段によるスイッチの接続例を示す回路図である。
【図６】数式４２により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
【図７】ｖ相についてのＰＷＭパターン発生原理図であり、図７（ａ）は三角波キャリア及びスイッチング信号の波形図、図７（ｂ）はスイッチング信号及びＰＷＭパルス発生回路の回路図である。
【図８】本発明の第２実施形態における駆動パルス演算手段の構成を示すブロック図である。
【図９】図８における第３のオンデューティ演算手段によるスイッチの接続例を示す回路図である。
【図１０】数式６４により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
【図１１】図８における第４のオンデューティ演算手段によるスイッチの接続例を示す回路図である。
【図１２】数式６５により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
【図１３】マトリクスコンバータの簡略モデルを示す図である。
【図１４】従来技術におけるオンデューティと出力線間電圧を示す図であり、図１４（ａ）は従来方式１、図１４（ｂ）は従来方式２の動作例である。
【図１５】先願発明の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１５における出力電圧演算手段の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１５における駆動パルス演算手段の構成を示すブロック図である。
【図１８】先願発明におけるオンデューティと出力線間電圧を示す図であり、図１８（ａ）は高出力電圧時の動作例、図１８（ｂ）は低出力電圧時の動作例である。
【図１９】最大・最小出力電圧相の接続図である。
【図２０】最大・中間出力電圧相の接続図である。
【図２１】中間・最小出力電圧相の接続図である。
【図２２】ＰＷＭパターン発生原理図であり、図２２（ａ）は三角波キャリア及びスイッチング信号の波形図、図２２（ｂ）はスイッチング信号及びＰＷＭパルス発生回路の回路図である。
【符号の説明】
【０１８８】
１０：三相交流電源
２０：マトリクスコンバータ
２１：入力フィルタ
３０：負荷
４０Ａ：制御装置
４１：入力電圧検出手段
４２：出力電圧指令演算手段
４３：入力電圧位相演算手段
４４：入力電流位相演算手段
４５：出力電流検出手段
４００Ａ：駆動パルス演算手段
４６１：入力電圧相／線間変換手段
４６２：入力電流振幅指令演算手段
４６３：入力電流指令値演算手段
４６４：出力電圧相／線間変換手段
４６５：入力大小判別手段
４６６：入力大小判別手段
４６７：電圧指令相／線間変換手段
４６８：第１のオンデューティ演算手段
４６９：第２のオンデューティ演算手段
４７０：オンデューティ選択手段
４７１：相判別手段
４７２：ｕ相比較回路
４７３：ｖ相比較回路
４７４：ｗ相比較回路
４７５：三角波キャリア発生回路
４７６：ｕ相ＰＷＭ発生手段
４７７：ｖ相ＰＷＭ発生手段
４７８：ｗ相ＰＷＭ発生手段
４７９：第３のオンデューティ演算手段
４８０：第４のオンデューティ演算手段
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを用いることなく、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接電力変換器に関し、特に、スイッチング回数やスイッチング損失、発生ノイズの低減を図った交流−交流直接電力変換器の制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１３は、交流−交流直接電力変換器の一例であるマトリクスコンバータ２０の簡略モデルであり、１０は三相交流電源、３０は負荷を示している。実際のマトリクスコンバータでは、その入力側にスイッチングに伴う高調波電流抑制用のＬＣフィルタが必要とされるが、説明を容易にするため、図１３ではこのＬＣフィルタを無視し、また、負荷３０を三相電流源ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕによって模擬している。なお、マトリクスコンバータ２０内のＳｒｕ，Ｓｓｕ，Ｓｔｕ，Ｓｒｖ，Ｓｓｖ，Ｓｔｖ，Ｓｒｗ，Ｓｓｗ，Ｓｔｗは、電流を双方向に通流可能な交流スイッチである。
いま、電源１０を対称三相電源とし、線間電圧実効値をＥ、電源角周波数をω、電源位相角をθとすると、相電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは数式１，２により与えられる。
【０００３】
【数１】
【０００４】
【数２】
【０００５】
ここでは、スイッチング周期２Ｔにおける電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び負荷電流ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕをそれぞれ一定値として近似するものとする。また、電源電圧はｅｒ＞０＞ｅｓ＞ｅｔ（０≦θ≦π／６）、出力相電圧指令値はｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊（線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊）とする。
スイッチング半周期Ｔ間の転流回数は、９個の交流スイッチ全てに導通期間を設けると６回であるが、転流回数を４回に低減すると共に、電源力率を１に制御し、また、出力電圧をスイッチング半周期Ｔの平均値として指令値通りの電圧に制御する従来技術について、９個の交流スイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗの決め方を以下に説明する。
【０００６】
従来方式１として、電源電圧絶対値が最大値であるｒ相と出力電圧が最大値であるｕ相とを、スイッチング半周期Ｔにわたって導通し続ける方式がある。このときの各オンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗは数式３で与えられる。
【０００７】
【数３】
【０００８】
図１４（ａ）は、従来方式１の動作を示したオンデューティ（スイッチングパターン）及び出力線間電圧を示すもので、全ての線間電圧波形において零電圧と電源の最大線間電圧であるｅｔｒが存在する。
なお、この従来方式１に相当するスイッチング方法が、非特許文献１に記載されている。
【０００９】
従来方式１において、出力電圧指令値が低い場合に電源の最大線間電圧であるｅｔｒを用いない方式として、非特許文献２に記載された従来方式２が知られている。
この従来方式２の出力電圧最大値は、電源電圧の１／２である。従来方式２では、各パルスパターンの組み合わせに対するデューティＤＡ〜ＤＥが相電圧実効値Ｅｍ＝Ｅ／√３を用いて定義されており、それぞれ数式４で与えられる。
【００１０】
【数４】
【００１１】
図１４（ｂ）は、従来方式２の動作を示したオンデューティ及び出力線間電圧を示しており、電源の最大線間電圧ｅｔｒを使用しない方式である。
【００１２】
従来方式１では、出力電圧指令値の大きさに関わらず、電源電圧の最大線間電圧と零電圧とを用いているため、スイッチング周期における電圧リプルが増大する。電圧リプルの増大に伴って変換器が発生するノイズが大きくなり、他の装置の誤動作を招く恐れがあるため好ましくない。また、ノイズを除去するフィルタを新たに取り付けることはコスト上昇や体積の増加を招くという問題がある。
【００１３】
従来方式２によれば、電圧リプルは低減できるが、ＰＷＭ制御可能な範囲の電圧が電源電圧の１／２と低いため、高い出力電圧を得るためには制御を切り替える必要がある。しかし、制御の切替を行うとシーケンス処理が増加するため、演算装置が複雑化する恐れがある。また、制御の切替を行わない場合は出力電圧がＰＷＭ制御可能な範囲外となり、出力電圧に歪みが発生する。出力電圧の歪みは、負荷に電動機が接続されているとトルク脈動を引き起こし、電動機の損失増大や過熱などの原因となって好ましくない。
【００１４】
また、従来方式１，２共に、電源力率を１とする場合の制御方式である。このように電源力率１制御を行った場合には、変換器の入力側のＬＣフィルタにより交流電源から進み電流が流れ、実際には電源力率が進み力率になる。この進み電流による電流の増加や損失の増大により、入力リアクトルの大型化やコスト上昇を招くという問題がある。
【００１５】
上記の点に鑑み、本出願人は、交流−交流直接電力変換器のスイッチング周期における出力電圧リプルを低減し、発生ノイズを低減すると共に、複雑な制御の切替等も必要としない交流−交流直接電力変換器の制御装置を既に出願した。
以下、この先願発明について説明する。
【００１６】
図１５は先願発明の構成を示すブロック図であり、その主回路において、１０は前記同様に三相交流電源、２０はマトリクスコンバータ、２１はリアクトルＬ及びコンデンサＣからなる入力フィルタ、３０は負荷をそれぞれ示す。
制御装置４０は、三相交流電源１０に接続された入力電圧検出手段４１と、出力電圧指令演算手段４２と、入力電圧及び出力電圧指令値からマトリクスコンバータ２０の交流スイッチのオンデューティを演算し、このオンデューティに応じてマトリクスコンバータ２０の交流スイッチＳｒｕ〜Ｓｔｗに対する駆動パルス（ＰＷＭパルス）Ｇｒｕ，Ｇｓｕ，Ｇｔｕ，Ｇｒｖ，Ｇｓｖ，Ｇｔｖ，Ｇｒｗ，Ｇｓｗ，Ｇｔｗを生成する駆動パルス演算手段４００とを備えている。
【００１７】
入力電圧検出手段４１では、例えば、三相入力端子ｒ，ｓ，ｔから入力される各相電圧を星形結線した抵抗等により分圧し、電源１０の各相電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔを検出する。
図１６は、図１５における出力電圧指令演算手段４２のブロック図であり、負荷３０としての誘導電動機を可変速制御する場合のものである。図１６において、誘導電動機の速度指令値に相当する一次角周波数指令値ωＬ＊を与え、Ｖ／ｆテーブル４２１により一次角周波数指令値ωＬ＊に応じた線間電圧指令値ＶＬ＊を得る。また、一次角周波数指令値ωＬ＊を積分器４２２に入力して時間積分により誘導電動機の電気角θＬ＊を得る。上記線間電圧指令値ＶＬ＊と電気角θＬ＊とに基づき、三相発振器４２３によって数式５により出力相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊が与えられる。
【００１８】
【数５】
【００１９】
図１７は、図１５における駆動パルス演算手段４００の構成を示すブロック図である。
まず、最大電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の最大電圧相及び中間電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定し、最小電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の中間電圧相及び最小電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定する動作について説明する。
【００２０】
図１５のマトリクスコンバータ２０を制御する場合、出力線間電圧ｖｕｖ，ｖｖｗ，ｖｗｕ及び電源力率cosψをそれぞれ指定値通りに制御するために、数式６に従って、スイッチング半周期Ｔにおける９個のスイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗ及びスイッチング時間Ｔｔｕ〜Ｔｔｗを決めている。
【００２１】
【数６】
【００２２】
オンデューティの条件として、マトリクスコンバータ２０の負荷電流の連続性から、数式７が成立しなければならない。
【００２３】
【数７】
【００２４】
例えば、ｕ相においては、スイッチＳｒｕ，Ｓｓｕ，Ｓｔｕの何れか１つだけが常にオンしなければならない。スイッチングパターンを考えるにあたって、スイッチング周波数は電源や負荷電圧の周波数に比較して十分高く、また、誘導性負荷を前提にして、スイッチング周期２Ｔにおける入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び負荷電流ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕをそれぞれ一定値として近似する。また、入力電圧はｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ 、出力電圧指令値はｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊という条件のもとで説明する。
【００２５】
図１８は、この先願発明におけるオンデューティ（スイッチングパターン）及び出力線間電圧を示している。各相スイッチの導通期間をオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗによりそれぞれ示し、前半の半周期と後半の半周期では折り返しのパターンとしている。
このスイッチングパターンは、最大出力電圧指令ｖｕ＊のｕ相の交流スイッチについては、電源の最大電圧ｅｒ（最大電圧相であるｒ相）及び中間電圧ｅｓ（中間電圧相であるｓ相）のみに接続して最小電圧ｅｔ（最小電圧相であるｔ相）には接続せず、また、最小出力電圧指令値ｖｗ＊のｗ相の交流スイッチについては、電源の中間電圧ｅｓ及び最小電圧ｅｔのみに接続して最大電圧ｅｒには接続しないＰＷＭパターンであり、このようなＰＷＭパターンを用いることは、同図（ａ）の高出力電圧時、同図（ｂ）の低出力電圧時の何れも変わりがない。すなわち、出力電圧の大きさに関わらず、最大電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の最大電圧相及び中間電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定し、最小電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の中間電圧相及び最小電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定する。
スイッチング半周期Ｔの転流回数については、スイッチＳｔｕ，Ｓｒｗを導通しない（Ｄｔｕ＝０，Ｄｒｗ＝０）ため、従来方式１，２と同様に４回に低減できている。また、最大電圧と最小電圧との間の直接の切替がないので、スイッチング損失及びノイズを低減でき、全ての相で中間電圧が使用されるため、負荷中性点の電位変化を抑制することができる。
【００２６】
この先願発明では、図１８に示すように必ず線間電圧指令値と同符号の電圧パルスで線間電圧を構成することができ（例えば、線間電圧ｖｕｖについては、その指令値ｖｕｖ＊と同極性の電圧パルスｅｒｓ，ｅｓｔにより線間電圧ｖｕｖが構成される）、更に、指令値の絶対値が最大となる線間電圧波形ｖｗｕについては、同図（ａ）に示すように出力電圧が高い場合には零電圧が出力されず、同図（ｂ）に示すように出力電圧が低い場合には最大の電圧パルスｅｔｒが出力されないので、出力電圧高調波を抑制することができる。
【００２７】
次に、図１５におけるオンデューティ演算手段４００について説明する。
図１９は、出力電圧指令値が最大値のｕ相と最小値のｗ相との間の負荷電流ｉｗｕのみを考慮した接続関係を示している。このとき、図１９のようにｕ相スイッチＳｒｕ，Ｓｓｕとｗ相スイッチＳｓｗ，Ｓｔｗとをそれぞれ導通してスイッチング半周期Ｔのパターンを発生する。
図１９において、電源力率１を実現するために、電源から見た負荷側インピーダンスを抵抗Ｒｗｕと考えると、スイッチング半周期Ｔの平均入力電流ｉｒｗｕ，ｉｓｗｕ，ｉｔｗｕは数式８により得られる（明細書本文中では記号「−」を付記できないため、以下では、各数式における電流ｉ，電力Ｐの上方に記号「−」を付して平均値を示す）。
【００２８】
【数８】
【００２９】
これにより、スイッチング半周期Ｔの電源の平均電力Ｐｗｕは数式９で与えられる。
【００３０】
【数９】
【００３１】
数式９の平均Ｐｗｕが負荷の消費電力に等しいことから、ｗ，ｕ間の電流源ｉｗｕは数式１０によって表される。
【００３２】
【数１０】
【００３３】
最大出力電圧相であるｕ相は、最大電圧相のｒ相及び中間電圧相のｓ相のみに接続され、最小電圧相のｔ相には接続されないので、数式１１が成り立つ。
【００３４】
【数１１】
【００３５】
また、ｒ相電流ｉｒｗｕは、スイッチＳｒｕをオンしたときだけ−ｉｗｕが流れるので、数式８，１０より、オンデューティＤｒｕは数式１２のようになる。
【００３６】
【数１２】
【００３７】
数式７から、オンデューティＤｓｕは数式１３により得られる。
【００３８】
【数１３】
【００３９】
ｗ相については、最大電圧相のｒ相には接続されず、また、ｔ相電流ｉｔｗｕは、スイッチＳｔｗをオンしたときだけｉｗｕが流れることから、オンデューティＤｒｗ，Ｄｔｗ，Ｄｓｗはそれぞれ数式１４〜数式１６によって得られる。
【００４０】
【数１４】
【００４１】
【数１５】
【００４２】
【数１６】
【００４３】
次いで、中間電圧相のｖ相のスイッチングパターンを考える。
図２０は、出力電圧指令値が最大値のｕ相と中間値のｖ相との間の負荷電流ｉｕｖのみを考慮した接続関係を示している。図２０において、電源力率１を実現するために、電源から見た負荷側インピーダンスを抵抗Ｒｕｖと考えると、入力電流ｉｒｕｖ，ｉｓｕｖ，ｉｔｕｖは数式１７により表される。
【００４４】
【数１７】
【００４５】
また、スイッチング半周期Ｔにおける電源平均電力Ｐｕｖが負荷電力に等しいことから、電流源ｉｕｖは数式１８によって与えられる。
【００４６】
【数１８】
【００４７】
図２０において、ｔ相電流ｉｔｕｖは、スイッチＳｔｖをオンしたときだけ、−ｉｕｖが流れるので、オンデューティＤｔｖは数式１９により得られる。
【００４８】
【数１９】
【００４９】
また、図２１は、出力電圧指令値が中間値のｖ相と最小相のｗ相間の負荷電流ｉｖｗのみを考慮した接続関係を示している。図２１において、電源力率１を実現するために、電源から見た負荷側インピーダンスを抵抗Ｒｖｗと考えると、入力電流ｉｒｖｗ，ｉｓｖｗ，ｉｔｖｗは数式２０によって表される。
【００５０】
【数２０】
【００５１】
また、スイッチング半周期Ｔの電源平均電力Ｐｖｗが負荷電力に等しいことから、電流源ｉｖｗは数式２１によって与えられる。
【００５２】
【数２１】
【００５３】
図２１において、ｒ相電流ｉｒｖｗは、スイッチＳｒｖをオンしたときだけｉｖｗが流れるので、オンデューティＤｒｖは数式２２により得られる。
【００５４】
【数２２】
【００５５】
数式７，１９，２２より、オンデューティＤｓｖは数式２３により得られる。
【００５６】
【数２３】
【００５７】
上記では、入力電圧がｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ、出力電圧指令値がｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊の場合の各スイッチのオンデューティを導出した。
以下に、入出力電圧の任意の大小関係におけるスイッチングパターン発生時のオンデューティ演算手段４００の作用を説明する。
【００５８】
図１７に示したオンデューティ演算手段４０６では、入力電圧の大小関係の情報を得るために、入力電圧の相／線間変換手段４０１において、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔから線間電圧ｅｒｓ，ｅｓｔ，ｅｔｒを数式２４により求める。
【００５９】
【数２４】
【００６０】
入力大小判別手段４０２では、表１に従って、入力電圧の符号から入力電圧モードｍｓ（１〜６）を判別し、入力電圧（電源電圧）の最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３を得る。ここで、添字１，２，３は、入力電圧の最大、中間、最小をそれぞれ意味する。
【００６１】
【表１】
【００６２】
入力大小判別手段４０２の出力は、最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３と、大小関係を表す３ビットの信号ｒ１，ｓ１，ｒ２ｓ３である。信号ｒ１，ｓ１は、それぞれｅｒ，ｅｓが最大電圧のときにのみ“１”になり、信号ｒ２ｓ３は、ｅｒが中間電圧またはｅｓが最小電圧のときにのみ“１”になる信号である。
【００６３】
図１７における出力電圧相／線間変換手段４０３は、出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊を数式２５により求める。
【００６４】
【数２５】
【００６５】
出力大小判別手段４０４では、表２に従って、線間電圧指令値の符号から出力電圧モードｍＬ（１〜６）を判別し、出力相電圧指令値の最大電圧ｖａ＊、中間電圧ｖｂ＊、最小電圧ｖｃ＊を得る。ここで、添字ａ，ｂ，ｃは、出力電圧の最大、中間、最小をそれぞれ意味する。
【００６６】
【表２】
【００６７】
更に、電圧指令相／線間変換手段４０５により、線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊を数式２６により演算する。
【００６８】
【数２６】
【００６９】
オンデューティ演算手段４０６では、入力の最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３及び線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊を用いて、出力電圧指令値の最大電圧相ａ相、中間電圧相ｂ相、最小電圧相ｃ相がそれぞれ入力電圧の最大電圧相１相、中間電圧相２相、最小電圧相３相に接続されるスイッチのオンデューティＤ１ａ〜Ｄ３ｃに関して、数式２７を演算する。
【００７０】
【数２７】
【００７１】
相判別手段４０７では、表３に従って、出力大小判別手段４０４から受ける出力電圧モードｍＬから出力電圧指令値の最大電圧相ａ相、中間電圧相ｂ相、最小電圧相ｃ相がそれぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の何れに対応するかを判断し、対応した相のＰＷＭ発生部に数式２７のオンデューティを出力する。
例えばｍＬ＝１の場合には、表３によれば出力中間電圧相ｂ相がｖ相であるから、Ｄ１ｖ＝Ｄ１ｂ，Ｄ１２ｖ＝Ｄ１２ｂとして、Ｄ１ｖ，Ｄ１２ｖをｖ相比較回路４１０に出力する。
【００７２】
【表３】
【００７３】
図１７においてＰＷＭパルスを発生するための各相比較回路４０９〜４１１及びＰＷＭ発生手段４１２〜４１４は、三相とも同様の回路であり、その具体的なＰＷＭ発生原理図を図２２に示す。
【００７４】
図２２はｖ相についてのＰＷＭ発生原理図であり、出力相電圧指令が中間電圧の場合（ｖｂ＊＝ｖｖ＊）である。
同図（ａ）では、０，１間で変化する三角波キャリアとオンデューティＤ１ｖ，Ｄ１２ｖ（＝Ｄ１ｖ＋Ｄ２ｖ）とを比較し、信号Ｑ１ｖ，Ｑ１２ｖが得られる。同図（ｂ）に示す論理回路により、信号Ｑ１ｖ，Ｑ１２ｖからスイッチング信号Ｇ１ｖ，Ｇ２ｖ，Ｇ３ｖを得て、更に、これらをｒ，ｓ，ｔ相に振り分けることによりＰＷＭパルスＧｒｖ，Ｇｓｖ，Ｇｔｖを発生する。この振り分けにおいては、表１から得られる信号ｒ１（ｅ１＝ｅｒ信号）、信号ｓ１（ｅ１＝ｅｓ信号）、信号ｒ２ｓ３（ｅ２＝ｅｒまたはｅ３＝ｅｓ信号）を用いて、電源側のｒ，ｓ相がそれぞれ最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相の何れであるかを判断しＰＷＭパルスＧｒｖ，Ｇｓｖを作成する。電源側のｔ相のＰＷＭパルスＧｔｖは、Ｇｒｖ，Ｇｓｖが共にオフ状態のときにオンする論理として得られる。
【００７５】
上述した入力電圧検出手段４１または出力電圧指令演算手段４２はあくまで一例であり、入力電圧検出手段４１については、電源１０の相電圧を検出する以外に線間電圧を検出してもよいし、入力電圧の振幅は一定とみなして入力電圧の正負を検出することでも実現可能である。また、出力電圧指令演算手段４２については、Ｖ／ｆ制御以外にベクトル制御でも実現可能である。
【００７６】
なお、電源力率を１に制御する場合に、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔからこれに比例する入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を演算し、オンデューティ演算手段４００に出力しても良い。この場合、入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊は、比例定数を１／Ｒｓとすると数式２８により与えられる。ここで、Ｒｓは電源から見たマトリクスコンバータのインピーダンス（抵抗）である。
【００７７】
【数２８】
【００７８】
図１５に示したマトリクスコンバータの簡易モデルにおいて、入力電圧をｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ、出力電圧指令値をｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊とし、スイッチング周期２Ｔにおける入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び負荷電流ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕをそれぞれ一定値として近似する。その後、各スイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗの演算式を導出する。
【００７９】
数式２８より、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは、入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を用いて数式２９により表される。
【００８０】
【数２９】
【００８１】
数式２９を数式１１〜１６，１９，２２，２３に代入することにより、各オンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗを数式３０によって得ることができる。
【００８２】
【数３０】
【００８３】
以上により、マトリクスコンバータ２０の９個の交流スイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗが決定される。これらのオンデューティの演算式は、数式２８における比例定数１／Ｒｓを含んでおらず、Ｒｓに依存しない。従って、実際の入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊にそれぞれ比例した電流となり、入力電流の位相（入力力率）が指令値通りに制御され、入力電流の大きさは負荷電流により決まることとなる。
【００８４】
【非特許文献１】石黒章夫，古橋武，石田宗秋，大熊繁，「入力線間電圧瞬時値に基づくＰＷＭ制御サイクロコンバータの出力電圧制御法」，電気学会論文誌Ｄ，１１１巻３号，平成３年，pp.201-207
【非特許文献２】原英則，山本栄治，善家充彦，姜俊求，久米常生，「低電圧領域におけるマトリクスコンバータの電圧改善の一方策」，平成１６年電気学会産業応用部門大会講演論文集Ｉ−４８，pp.313-316
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００８５】
前述した図１８のスイッチングパターンにおいては、高出力電圧時、低出力電圧時の何れも、ｕ相は２回のスイッチの切り替わり（ｒ相，ｓ相の入力電圧が現れる）、ｖ相は４回のスイッチの切り替わり（ｒ相，ｓ相，ｔ相の入力電圧が現れる）、ｗ相は２回のスイッチの切り替わり（ｓ相，ｔ相の入力電圧が現れる）となっている。すなわち、１スイッチング周期（キャリア周期）におけるスイッチング回数は三相合計で８回であるから、出力１相あたりの平均回数は８回を三相で除した２．６回となる。
【００８６】
上述のごとく、先願発明では１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数が２．６回と多いため、スイッチング素子の損失が増大し、スイッチング素子を冷却するための放熱フィンやファンなどの冷却装置が大型化し、コストが上昇するという問題がある。また、スイッチング回数が多いということはスイッチングによって発生するノイズの増加を招き、他の装置の誤作動を引き起こすほか、ノイズ対策用のフィルタを追加せざるを得ないなど、小型化、低コスト化、信頼性向上の観点から問題がある。
【００８７】
そこで本発明の解決課題は、先願発明よりもスイッチング回数を減らし、スイッチング損失やノイズの影響を低減してシステム全体の小型化、低コスト化を図ると共に、高効率化、信頼性向上を可能とした制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００８８】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源に接続される入力側の各相と出力側の各相とが双方向性の交流スイッチにより直接接続され、前記交流スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流−交流直接電力変換器において、
前記電力変換器の入力電圧を検出する手段と、前記電力変換器の出力電流を検出する手段と、前記電力変換器の出力電圧指令値、入力電圧情報及び出力電流情報、並びに、前記出力電圧指令値及び前記入力電圧情報それぞれの各相の大小関係を用いて、前記交流スイッチのスイッチングパターンを決定し、このスイッチングパターンに応じて前記交流スイッチの駆動パルスを生成する駆動パルス演算手段と、を備えたものである。
【００８９】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記駆動パルス演算手段は、
前記出力電圧指令値及び出力電流検出値から出力電力を演算する手段と、前記電力変換器の入力電圧指令値、入力電流位相指令値及び前記出力電力から入力電流指令値を演算する手段と、前記入力電圧検出値、入力電流指令値、出力電流検出値及び出力電圧指令値から前記交流スイッチのスイッチングパターンをオンデューティとして演算するオンデューティ演算手段と、を備えたものである。
【００９０】
請求項３に記載した発明は、請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記オンデューティ演算手段は、
前記電力変換器の出力電圧最大相及び出力電圧中間相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第１のオンデューティ演算部と、前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧中間相及び出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第２のオンデューティ演算部と、を備えたものである。
【００９１】
請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記オンデューティ演算手段は、更に、
前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相に接続し、前記電力変換器の出力電圧中間相を入力電圧最大相、入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第３のオンデューティ演算部と、前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、前記電力変換器の出力電圧中間相を入力電圧最大相、入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第４のオンデューティ演算部と、を備えたものである。
【００９２】
請求項５に記載した発明は、請求項３または４に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
何れかのオンデューティ演算部により演算されたスイッチングパターンを選択して出力する手段を備えたものである。
【００９３】
請求項６に記載した発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数が２回以下になるようにスイッチングパターンを決定するものである。
【発明の効果】
【００９４】
本発明によれば、電力変換器の入力電圧情報、出力電流情報及び出力電圧指令値を用い、入力相と出力相とを接続するスイッチングの接続条件に基づいてオンデューティを演算することにより、先願発明に比べてスイッチング回数を３／４に低減することができる。
これによってスイッチング損失を低減し、システム全体の小型化、低コスト化を図り、効率や信頼性を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００９５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。この実施形態に係る制御装置４０Ａの最大の特徴は、マトリクスコンバータ２０の出力電流を検出し、入力電圧及び出力電流の情報からスイッチング回数を低減するパルスパターンを演算する駆動パルス演算手段４００Ａを設けたことである。なお、図１において、図１５と同一の構成要素には同一の参照符号を付すものとする。
【００９６】
図１において、入力電圧検出手段４１は、三相交流電源１０のｒ，ｓ，ｔ各相の電圧を検出する。入力電圧検出手段４１の検出位置は、図１に示す以外に、リアクトルＬとフィルタコンデンサＣとの間であっても良く、また、三相全てを検出せずに二相の電圧を検出して他の一相を演算により求めても良い。
得られた入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは駆動パルス演算手段４００Ａに入力されると共に、入力電圧位相演算手段４３に入力され、入力電圧の位相θがＰＬＬ等により検出される。入力電流位相演算手段４４は、入力電圧位相θと入力電流力率指令値ψ＊とから、各相の入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊を数式３１により演算する。
【００９７】
【数３１】
【００９８】
出力電圧指令演算手段４２は、負荷３０として例えば電動機が接続されている際に広く用いられるＶ／ｆ一定制御において、周波数指令値ωＬ＊に応じた出力電圧値ＶＬ＊と、周波数指令値ωＬ＊を時間積分して得られる出力電圧位相指令値θＬ＊とにより、数式３２から各相の出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を演算する。
【００９９】
【数３２】
【０１００】
この実施形態において、出力電圧指令演算手段４２はＶ／ｆ一定制御に限定されるものではなく、ベクトル制御やその他さまざまな制御方式を適用することができる。
出力電流検出手段４５は、ホールセンサやシャント抵抗器等を用いてマトリクスコンバータ２０の各相出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。図１では、ｕ相及びｖ相の二相の電流を検出し、残りのｗ相に関してはこれらの検出電流から演算により求めている。
【０１０１】
以下、本実施形態の主要部である駆動パルス演算手段４００Ａについて説明する。
図２は、駆動パルス演算手段４００Ａの構成を示すブロック図である。図２において、入力電圧相／線間変換手段４６１は、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔを数式３３により線間電圧ｅｒｓ，ｅｓｔ，ｅｔｒに変換する。
【０１０２】
【数３３】
【０１０３】
入力電流振幅指令演算手段４６２は、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔと、出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊とを用いて、入力電流の振幅指令値Ｉ＊を演算する。まず、出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊及び出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから、制御周期間の平均出力電力Ｐｏｕｔを数式３４により演算する。
【０１０４】
【数３４】
【０１０５】
次に、入力電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊から、制御周期間の平均入力基準電力Ｐｕを数式３５により演算する。
【０１０６】
【数３５】
【０１０７】
平均入力基準電力Ｐｕは、入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊から演算しているため入力電流の振幅情報を持たない。制御周期間の平均入力電力Ｐｉｎと平均入力基準電力Ｐｕとの関係は、入力電流の振幅をＩ＊とすると、数式３６となる。
【０１０８】
【数３６】
【０１０９】
マトリクスコンバータはエネルギー蓄積要素を持たないので、平均入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとは等しい。従って、入力電流振幅Ｉ＊は数式３７によって求められる。
【０１１０】
【数３７】
【０１１１】
入力電流指令値演算手段４６３は、数式３７によって得られた入力電流振幅Ｉ＊と入力電流基準指令値ｕｒ＊，ｕｓ＊，ｕｔ＊とを用いて、入力電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を数式３８により演算する。
【０１１２】
【数３８】
【０１１３】
出力電圧相／線間変換手段４６４は、数式３９により出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を出力線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊に変換する。
【０１１４】
【数３９】
【０１１５】
入力大小判別手段４６５は、表４のように、入力線間電圧ｅｒｓ，ｅｓｔ，ｅｔｒの符号から入力モードｍＳ（１〜６）を判別し、入力電圧の最大、中間、最小相電圧ｅα，ｅβ，ｅγと、入力電流指令値ｉα＊，ｉβ＊，ｉγ＊と、パルスパターン判別信号としての大小関係信号ｒα，ｓα，ｒβｓγとを求める。
なお、ここで、添字α，β，λは最大、中間、最小をそれぞれ意味しており、前述した表１における添字１，２，３に相当する。このため、表４は実質的に表１と同一である。
【０１１６】
【表４】
【０１１７】
また、出力大小判別手段４６６は、表５のように、出力線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊の符号から出力モードｍＬ（１〜６）を判別し、出力線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊の最大、中間、最小相電圧指令値ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ＊、出力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃを求める。ここで、添字ａ，ｂ，ｃは最大、中間、最小をそれぞれ意味している。
【０１１８】
【表５】
【０１１９】
電圧指令相／線間変換手段４６７は、数式４０によって出力線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊を求める。
【０１２０】
【数４０】
【０１２１】
また、第１のオンデューティ演算手段４６８は、入力電圧の最大、中間、最小相電圧ｅα，ｅβ，ｅγと、最大、中間、最小の入力電流指令値ｉα＊，ｉβ＊，ｉγ＊と、出力線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊と、最大、中間、最小の出力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃとから、入力電圧の最大相α、中間相β、最小相γと、出力電圧指令値の最大相ａ、中間相ｂ、最小相ｃとを接続するそれぞれのスイッチのオンデューティＤ１αａ〜Ｄ１αβｃを数式４１により求める。
【０１２２】
【数４１】
【０１２３】
第２のオンデューティ演算手段４６９は、第１のオンデューティ演算手段４６８と同様に、ｅα，ｅβ，ｅγとｉα＊，ｉβ＊，ｉγ＊とｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊とｉａ，ｉｂ，ｉｃとから、それぞれのスイッチのオンデューティＤ２αａ〜Ｄ２αβｃを数式４２により求める。
【０１２４】
【数４２】
【０１２５】
ここで、数式４１について説明する。
図３は、導通しないスイッチを省略したマトリクスコンバータ、三相交流電源及び負荷の接続構成を示す回路図であり、第１のオンデューティ演算手段４６８によるスイッチの接続例を説明するためのものである。なお、入力フィルタは、説明を容易にするために図示を省略している。
【０１２６】
図３において、入力電圧の大小関係は、ｒ相が最大、ｓ相が中間、ｔ相が最小であり、出力電圧の大小関係は、ｕ相が最大、ｖ相が中間、ｗ相が最小である。図３に示すように、出力電圧最大相のｕ相と中間相のｖ相は入力電圧最小相のｔ相に接続せず、出力電圧最小相のｗ相は入力電圧最大相のｒ相に接続しないように各スイッチのオンデューティを演算する。
出力電圧最小相（ｃ相）は、入力電圧最大相（α相）に接続しないため、Ｄ１αｃは数式４３となる。
【０１２７】
【数４３】
【０１２８】
入力電圧最小相（γ相）の電流は、Ｄ１γｃの割合で出力最小相電流ｉｃが流れるので、数式４４となる。
【０１２９】
【数４４】
【０１３０】
マトリクスコンバータの出力電流の連続性から、出力一相のオンデューティの和は１にならなければならない。よって、Ｄ１βｃは数式４５となる。
【０１３１】
【数４５】
【０１３２】
出力電圧最大相（ａ相）は入力電圧最小相（γ相）に接続しないので、Ｄ１γａは数式４６となる。
【０１３３】
【数４６】
【０１３４】
出力電圧指令値ｖｃａ＊と数式４４，４５との関係は数式４７となる。
【０１３５】
【数４７】
【０１３６】
数式４７よりＤ１αａを求めると、数式４８となる。
【０１３７】
【数４８】
【０１３８】
Ｄ１βａは、オンデューティの条件から数式４９となる。
【０１３９】
【数４９】
【０１４０】
次に、出力電圧中間相（ｂ相）は入力電圧最小相（γ相）に接続しないので、Ｄ１γｂは数式５０となる。
【０１４１】
【数５０】
【０１４２】
出力電圧指令ｖｂｃ＊と数式４４，４５の関係は数式５１となる。
【０１４３】
【数５１】
【０１４４】
数式５１よりＤ１αｂを求めると、数式５２となる。
【０１４５】
【数５２】
【０１４６】
Ｄ１βｂはオンデューティの条件から数式５３となる。
【０１４７】
【数５３】
【０１４８】
以上のように、数式４１は、スイッチの接続条件としての数式４３〜数式５３から導出することができる。
【０１４９】
図４は、数式４１により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示している。図４（ａ）の高出力電圧時、図４（ｂ）の低出力電圧時の何れも、ｕ相は２回のスイッチの切り替わり（ｒ相，ｓ相の入力電圧が現れる）、ｖ相は２回のスイッチの切り替わり（ｒ相，ｓ相の入力電圧が現れる）、ｗ相は２回のスイッチの切り替わり（ｓ相，ｔ相の入力電圧が現れる）となっている。すなわち、１スイッチング周期間のスイッチング回数は三相合計で６回であり、出力１相あたりの平均は、６回を三相で除した２回となる。従って、スイッチング回数は先願発明の３／４に低減できており、スイッチング損失も低減できることになる。
ただし、第１のオンデューティ演算手段４６８のみでは、負荷力率と出力電流によっては実現できない場合が存在する。例えば、負荷力率が１で入力電圧最大相及び中間相の電圧が正の場合は、正の入力電圧を用いている以上、正の中間相に負の電流を流すことが不可能である。したがって、第１のオンデューティ演算手段４６８のみでは実現が不十分となる。
【０１５０】
そこで、図２に示した第２のオンデューティ演算手段４６９では、出力電圧最大相（ａ相）を入力電圧最小相（γ相）に接続せず、出力電圧中間相（ｂ相）及び出力電圧最小相（ｃ相）を入力電圧最大相（α相）に接続しないように前記数式４２によってオンデューティを演算する。数式４２の導出は数式４１の導出と同様の考え方で行えばよいので、詳細な説明は省略する。
【０１５１】
図５は、数式４２により演算されたデューティによりスイッチングを行った際の回路であり、第２のオンデューティ演算手段４６９によるスイッチの接続例を説明するためのものである。図５より、出力電圧最大相ｕ相は入力電圧最小相ｔ相に接続せず、出力電圧中間相ｖ相及び出力電圧最小相ｗ相は入力電圧最大相ｒ相に接続していないことがわかる。
【０１５２】
図６は、数式４２により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示している。
図４と同様に、１スイッチング周期間のスイッチング回数は三相合計で６回であり、出力１相あたりの平均は２回となる。
【０１５３】
図２に戻って、第１，第２のオンデューティ演算手段４６８，４６９の出力のいずれかを選択するために、オンデューティ選択手段４７０が設けられている。このオンデューティ選択手段４７０は、数式４１と数式４２でオンデューティが０〜１の間に存在しない方が条件不成立と判断し、もう一方の数式に対応するオンデューティ演算手段４６８または４６９の出力を選択するように動作する。
相判別手段４７１では、表５で求めた出力電圧モードｍＬを用いて表６に従って出力ｕ，ｖ，ｗ相の三角波キャリアと比較するデューティＤαｕ〜Ｄαβｗを求める。
【０１５４】
【表６】
【０１５５】
図７はｖ相についてのＰＷＭ発生原理図であり、出力相電圧指令値が中間電圧の場合（ｖｂ＊＝ｖｖ＊）である。
同図（ａ）では、０，１間で変化する三角波キャリアとオンデューティＤαｖ，Ｄαβｖ＝Ｄαｖ＋Ｄβｖ）とを比較し、信号Ｑαｖ，Ｑαβｖが得られる。同図（ｂ）に示す論理回路により、信号Ｑαｖ，Ｑαβｖからスイッチング信号Ｇαｖ，Ｇβｖ，Ｇγｖを得ると共に、これらを表４の大小関係信号と論理演算してｒ，ｓ，ｔ相に振り分けることにより、ＰＷＭパルスＧｒｖ，Ｇｓｖ，Ｇｔｖを発生してマトリクスコンバータの各スイッチをスイッチングする。
【０１５６】
なお、本実施形態において、オンデューティ演算手段の構成は上述した例に限定されるものではなく、様々な構成が考えられる。従って、マトリクスコンバータの入力電圧及び出力電流を検出し、接続するスイッチの条件に応じて所定の演算式によりオンデューティを演算し、１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数が２回以内となる方法であれば、本発明に包含されるものである。
【０１５７】
次に、図８は本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図であり、図１における駆動パルス演算手段４００Ａの他の構成例を示している。
この実施形態では、図２に示した第１実施形態の構成に加えて、第３のオンデューティ演算手段４７９及び第４のオンデューティ演算手段４８０を備えている。以下、これらのオンデューティ演算手段４７９，４８０について説明する。
【０１５８】
図９は、第３のオンデューティ演算手段４７９によるスイッチの接続例を説明するためのものである。
図９において、入力電圧の大小関係はｒ相が最大、ｓ相が中間、ｔ相が最小であり、出力電圧の大小関係はｕ相が最大、ｖ相が中間、ｗ相が最小である。第３のオンデューティ演算手段４７９では、出力電圧最大相を入力電圧最大相に接続し、出力電圧中間相を入力電圧最大相、中間相及び最小相に接続すると共に、出力電圧最小相を入力電圧中間相及び最小相に接続するようにオンデューティを演算する。
以下、第１実施形態における第１のオンデューティ演算手段４６８と同様にデューティの演算式を導出する。
【０１５９】
出力電圧最大相（ａ相）は入力電圧最大相（α相）に接続されるため、Ｄ３αａ〜Ｄ３γａは数式５４となる。
【０１６０】
【数５４】
【０１６１】
出力電圧最小相（ｃ相）は入力電圧最大相（α相）に接続しないので、Ｄ３αｃは数式５５となる。
【０１６２】
【数５５】
【０１６３】
出力電圧指令値ｖｃａ＊と数式５４との関係は、数式５６となる。
【０１６４】
【数５６】
【０１６５】
数式５６からＤ３γｃを求めると、数式５７となる。
【０１６６】
【数５７】
【０１６７】
また、Ｄ３βｃはオンデューティの条件から、数式５８となる。
【０１６８】
【数５８】
【０１６９】
次いで、出力電圧中間相（ｂ相）について考える。入力電圧最大相（α相）には出力電圧最大相（ａ相）の電流が流れ続け、これにＤ３αｂの割合で出力電圧中間相（ｂ相）の電流が重畳されるので、数式５９の関係になる。
【０１７０】
【数５９】
【０１７１】
数式５９より、Ｄ３αｂは数式６０となる。
【０１７２】
【数６０】
【０１７３】
出力電圧指令値ｖａｂ＊と数式５４、数式６０の関係は、数式６１となる。
【０１７４】
【数６１】
【０１７５】
数式６１より、Ｄ３βｂは数式６２となる。
【０１７６】
【数６２】
【０１７７】
Ｄ３γｂは、オンデューティの条件から数式６３となる。
【０１７８】
【数６３】
【０１７９】
以上より、第３のオンデューティ演算手段４７９による演算内容は数式６４によって表される。
【０１８０】
【数６４】
【０１８１】
図１０は、数式６４により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。図１０のスイッチングパターンより、出力電圧最大相のｕ相はスイッチングを行わずに入力電圧最大相のｒ相に接続され、出力電圧中間相のｖ相は、４回の切り替わりで入力電圧最大相のｒ相、中間相のｓ相及び最小相のｔ相に接続され、出力電圧最小相のｗ相は、２回の切り替わりでｓ相及びｔ相に接続される。
すなわち、１スイッチング周期間のスイッチング回数は、出力電圧最大相であるｕ相がスイッチングを行わないので、三相合計で６回であり、出力１相あたりの平均は、６回を三相で除した２回となる。
【０１８２】
一方、第１実施形態で述べたように、数式６４のみではデューティの条件を満足しない場合が存在するので、第４のオンデューティ演算手段４８０を設ける。
図１１は、第４のオンデューティ演算手段４８０によるスイッチの接続例を示す回路図である。オンデューティ演算手段４８０では、出力電圧最大相を入力電圧最大相及び中間相に接続し、出力電圧中間相を入力電圧最大相、中間相及び最小相に接続すると共に、出力電圧最小相を入力電圧最小相に接続するようにオンデューティを演算する。
この場合のオンデューティは第３のオンデューティ演算手段４７９と同様の考え方で導出可能であり、数式６５となる。
【０１８３】
【数６５】
【０１８４】
図１２は、数式６５により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
図１２のスイッチングパターンにより、出力電圧最大相のｕ相は２回の切り替わりで入力電圧最大相のｒ相及び入力電圧中間相のｓ相に接続される。出力電圧中間相のｖ相は、４回の切り替わりでｒ相，ｓ相及び入力電圧最小相のｔ相に接続され、出力電圧最小相のｗ相は、スイッチングを行わずにｔ相に接続される。
すなわち、１キャリア周期間のスイッチング回数は、出力電圧最小相のｗ相がスイッチングを行わないため、三相合計で６回であり、出力１相あたりの平均は、６回を三相で除した２回となる。
【０１８５】
図８におけるオンデューティ選択手段４７０は、第１〜第４のオンデューティ演算手段４６８，４６９，４７９，４８０にそれぞれ対応する数式４１，数式４２，数式６４，数式６５の中で、全てのスイッチのオンデューティが０〜１の間に存在するものを選択し、当該オンデューティを相判別手段４７１に出力する。なお、数式６４及び数式６５の二つのパターンでは、出力電圧の位相によって満足しない場合が存在するため、すべての出力電圧指令値通りの出力電圧を実現するためには、数式４１，数式４２を合わせた四つのパターンから選択する必要がある。
【０１８６】
以上説明したように、本発明に係るオンデューティ演算手段により、１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数は２回となり、先願発明に比べて３／４に低減できるため、スイッチング損失やノイズの影響を低減してシステム全体の小型化、低コスト化が可能になると共に、高効率化、高信頼性を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１８７】
【図１】本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における駆動パルス演算手段の構成を示すブロック図である。
【図３】図２における第１のオンデューティ演算手段によるスイッチの接続例を示す回路図である。
【図４】数式４１により演算したデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
【図５】図２における第２のオンデューティ演算手段によるスイッチの接続例を示す回路図である。
【図６】数式４２により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
【図７】ｖ相についてのＰＷＭパターン発生原理図であり、図７（ａ）は三角波キャリア及びスイッチング信号の波形図、図７（ｂ）はスイッチング信号及びＰＷＭパルス発生回路の回路図である。
【図８】本発明の第２実施形態における駆動パルス演算手段の構成を示すブロック図である。
【図９】図８における第３のオンデューティ演算手段によるスイッチの接続例を示す回路図である。
【図１０】数式６４により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
【図１１】図８における第４のオンデューティ演算手段によるスイッチの接続例を示す回路図である。
【図１２】数式６５により演算されたデューティによりスイッチングを行った際のスイッチングパターン、入力電流及び出力線間電圧を示す図である。
【図１３】マトリクスコンバータの簡略モデルを示す図である。
【図１４】従来技術におけるオンデューティと出力線間電圧を示す図であり、図１４（ａ）は従来方式１、図１４（ｂ）は従来方式２の動作例である。
【図１５】先願発明の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１５における出力電圧演算手段の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１５における駆動パルス演算手段の構成を示すブロック図である。
【図１８】先願発明におけるオンデューティと出力線間電圧を示す図であり、図１８（ａ）は高出力電圧時の動作例、図１８（ｂ）は低出力電圧時の動作例である。
【図１９】最大・最小出力電圧相の接続図である。
【図２０】最大・中間出力電圧相の接続図である。
【図２１】中間・最小出力電圧相の接続図である。
【図２２】ＰＷＭパターン発生原理図であり、図２２（ａ）は三角波キャリア及びスイッチング信号の波形図、図２２（ｂ）はスイッチング信号及びＰＷＭパルス発生回路の回路図である。
【符号の説明】
【０１８８】
１０：三相交流電源
２０：マトリクスコンバータ
２１：入力フィルタ
３０：負荷
４０Ａ：制御装置
４１：入力電圧検出手段
４２：出力電圧指令演算手段
４３：入力電圧位相演算手段
４４：入力電流位相演算手段
４５：出力電流検出手段
４００Ａ：駆動パルス演算手段
４６１：入力電圧相／線間変換手段
４６２：入力電流振幅指令演算手段
４６３：入力電流指令値演算手段
４６４：出力電圧相／線間変換手段
４６５：入力大小判別手段
４６６：入力大小判別手段
４６７：電圧指令相／線間変換手段
４６８：第１のオンデューティ演算手段
４６９：第２のオンデューティ演算手段
４７０：オンデューティ選択手段
４７１：相判別手段
４７２：ｕ相比較回路
４７３：ｖ相比較回路
４７４：ｗ相比較回路
４７５：三角波キャリア発生回路
４７６：ｕ相ＰＷＭ発生手段
４７７：ｖ相ＰＷＭ発生手段
４７８：ｗ相ＰＷＭ発生手段
４７９：第３のオンデューティ演算手段
４８０：第４のオンデューティ演算手段
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続される入力側の各相と出力側の各相とが双方向性の交流スイッチにより直接接続され、前記交流スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流−交流直接電力変換器において、
前記電力変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記電力変換器の出力電流を検出する手段と、
前記電力変換器の出力電圧指令値、入力電圧情報及び出力電流情報、並びに、前記出力電圧指令値及び前記入力電圧情報それぞれの各相の大小関係を用いて、前記交流スイッチのスイッチングパターンを決定し、このスイッチングパターンに応じて前記交流スイッチの駆動パルスを生成する駆動パルス演算手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記駆動パルス演算手段は、
前記出力電圧指令値及び出力電流検出値から出力電力を演算する手段と、
前記電力変換器の入力電圧指令値、入力電流位相指令値及び前記出力電力から入力電流指令値を演算する手段と、
前記入力電圧検出値、入力電流指令値、出力電流検出値及び出力電圧指令値から前記交流スイッチのスイッチングパターンをオンデューティとして演算するオンデューティ演算手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記オンデューティ演算手段は、
前記電力変換器の出力電圧最大相及び出力電圧中間相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第１のオンデューティ演算部と、
前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧中間相及び出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第２のオンデューティ演算部と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記オンデューティ演算手段は、更に、
前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相に接続し、前記電力変換器の出力電圧中間相を入力電圧最大相、入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第３のオンデューティ演算部と、
前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、前記電力変換器の出力電圧中間相を入力電圧最大相、入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第４のオンデューティ演算部と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項５】
請求項３または４に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
何れかのオンデューティ演算部により演算されたスイッチングパターンを選択して出力する手段を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５の何れか１項に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数が２回以下になるようにスイッチングパターンを決定することを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項１】
交流電源に接続される入力側の各相と出力側の各相とが双方向性の交流スイッチにより直接接続され、前記交流スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流−交流直接電力変換器において、
前記電力変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記電力変換器の出力電流を検出する手段と、
前記電力変換器の出力電圧指令値、入力電圧情報及び出力電流情報、並びに、前記出力電圧指令値及び前記入力電圧情報それぞれの各相の大小関係を用いて、前記交流スイッチのスイッチングパターンを決定し、このスイッチングパターンに応じて前記交流スイッチの駆動パルスを生成する駆動パルス演算手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記駆動パルス演算手段は、
前記出力電圧指令値及び出力電流検出値から出力電力を演算する手段と、
前記電力変換器の入力電圧指令値、入力電流位相指令値及び前記出力電力から入力電流指令値を演算する手段と、
前記入力電圧検出値、入力電流指令値、出力電流検出値及び出力電圧指令値から前記交流スイッチのスイッチングパターンをオンデューティとして演算するオンデューティ演算手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記オンデューティ演算手段は、
前記電力変換器の出力電圧最大相及び出力電圧中間相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第１のオンデューティ演算部と、
前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧中間相及び出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第２のオンデューティ演算部と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記オンデューティ演算手段は、更に、
前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相に接続し、前記電力変換器の出力電圧中間相を入力電圧最大相、入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第３のオンデューティ演算部と、
前記電力変換器の出力電圧最大相を入力電圧最大相または入力電圧中間相に接続し、前記電力変換器の出力電圧中間相を入力電圧最大相、入力電圧中間相または入力電圧最小相に接続し、かつ、前記電力変換器の出力電圧最小相を入力電圧最小相に接続するスイッチングパターンを演算する第４のオンデューティ演算部と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項５】
請求項３または４に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
何れかのオンデューティ演算部により演算されたスイッチングパターンを選択して出力する手段を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５の何れか１項に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
１スイッチング周期における出力１相あたりの平均スイッチング回数が２回以下になるようにスイッチングパターンを決定することを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【公開番号】特開２００８−５６０９（Ｐ２００８−５６０９Ａ）
【公開日】平成２０年１月１０日（２００８．１．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１７１７８８（Ｐ２００６−１７１７８８）
【出願日】平成１８年６月２１日（２００６．６．２１）
【出願人】（３０４０２１２７７）国立大学法人 名古屋工業大学 (784)
【出願人】（０００００５２３４）富士電機ホールディングス株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１月１０日（２００８．１．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年６月２１日（２００６．６．２１）
【出願人】（３０４０２１２７７）国立大学法人 名古屋工業大学 (784)
【出願人】（０００００５２３４）富士電機ホールディングス株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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