交流電力調整器
【課題】出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減する。
【解決手段】入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整器において、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより出力制御用交流スイッチを構成した。好ましくは、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いる。
【解決手段】入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整器において、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより出力制御用交流スイッチを構成した。好ましくは、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整器（ＡＰＲ：ＡＣ Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）に関し、特には、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる交流電力調整器に関する。
【０００２】
詳細には、本発明は、例えば商用の交流電源から入力された交流電圧・電流を０％から１００％までの間で無段階に調整し、その調整された交流電圧・電流を例えば電気炉、照明、モータ、電源装置などの種々の（交流）負荷に対して出力する交流電力調整器（ＡＰＲ：ＡＣ Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）に関する。
【０００３】
更に詳細には、本発明は、入力された交流が直流に変換されることなく調整されて出力される、いわゆる直接方式の交流電力調整器であって、出力制御用交流スイッチの一部を構成するＩＧＢＴに対してチョッパ制御を行う交流電力調整器に関する。
【背景技術】
【０００４】
従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）が知られている。この種の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）の例としては、例えば実公平３−１３７７０号公報に記載されたものがある。
【０００５】
図１０および図１１は従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１０は実公平３−１３７７０号公報の図１に相当する図、図１１は実公平３−１３７７０号公報の図２に相当する図である。図１０および図１１において、１は第１端子を示しており、２は第２端子を示しており、３は交流電源を示しており、４，５，６，７はトランジスタを示しており、８，９，１０，１１はダイオードを示している。１２は負荷を示しており、１３はパルス発生器を示しており、１４はインバータを示しており、１５，１６，１７は抵抗を示している。
【０００６】
図１０に示す従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）では、交流電源３と負荷１２との間に配置された出力制御用交流スイッチが、トランジスタ６，７およびダイオード１０，１１によって構成されている。また、負荷１２に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、トランジスタ４，５およびダイオード８，９によって構成されている。
【０００７】
また、図１１に示す従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）では、交流電源３と負荷１２との間に配置された出力制御用交流スイッチが、トランジスタ４，７およびダイオード８，１１によって構成されている。また、負荷１２に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、トランジスタ５，６およびダイオード９，１０によって構成されている。
【０００８】
図１２は図１１に示した従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）の動作を説明するための主要各部の波形図である。詳細には、図１２は実公平３−１３７７０号公報の図３に相当する図である。
【０００９】
実公平３−１３７７０号公報には、図１１に示した出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）によれば、図１０に示した出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）で必要とされていたトランジスタの過負荷防止の保護抵抗を設ける必要がなくなる旨が記載されている。また、図１０に示した出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）で必要とされていたインバータが不要になる旨が記載されている。更に、図１１に示した出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）によれば、短絡電流による損失発生がなくなり、その分の能率改善効果が得られる旨が記載されている。
【００１０】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電圧制御装置（交流電力調整器）が知られている。この種の交流電圧制御装置（交流電力調整器）の例としては、例えば特公昭５６−３３７２４号公報に記載されたものがある。
【００１１】
図１３および図１４は従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１３は特公昭５６−３３７２４号公報の図１に相当する図、図１４は特公昭５６−３３７２４号公報の図２に相当する図である。図１３および図１４において、Ｌは負荷を示しており、ｅは交流電源を示しており、ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５はトランジスタを示しており、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８はダイオードを示しており、ＳＣＲ１，ＳＣＲ２はサイリスタを示している。
【００１２】
図１３に示す従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）では、交流電源ｅと負荷Ｌとの間に配置された出力制御用交流スイッチが、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２およびダイオードＤ１，Ｄ２によって構成されている。また、負荷Ｌに流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、トランジスタＴＲ３，ＴＲ４およびダイオードＤ３，Ｄ４によって構成されている。
【００１３】
また、図１４に示す従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）では、交流電源ｅと負荷Ｌとの間に配置された出力制御用交流スイッチが、トランジスタＴＲ５およびダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８によって構成されている。また、負荷Ｌに流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２によって構成されている。
【００１４】
特公昭５６−３３７２４号公報には、図１３および図１４に示した交流電圧制御装置（交流電力調整器）によれば、負荷電流を均一化することができ、それにより、損失の少ない交流電圧の制御を連続して行うことができる旨が記載されている。また、図１３および図１４に示した交流電圧制御装置（交流電力調整器）によれば、スイッチング周波数を数ＫＨｚまで高くすることができ、それにより、出力波形が良く、応答性に優れた交流電圧の制御を行うことができる旨が記載されている。
【００１５】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流スイッチング回路（交流電力調整器）が知られている。この種の交流スイッチング回路（交流電力調整器）の例としては、例えば特開昭６１−２１１７１３号公報に記載されたものがある。
【００１６】
図１５は従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１５は特開昭６１−２１１７１３号公報の図１に相当する図である。図１５において、Ｍは負荷を示しており、Ｓは交流電源を示しており、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２はＭＯＳＦＥＴを示しており、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８はダイオードを示している。
【００１７】
図１５に示す従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）では、交流電源Ｓと負荷Ｍとの間に配置された出力制御用交流スイッチが、ＦＥＴ１およびダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４によって構成されている。また、負荷Ｍに流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、ＦＥＴ２およびダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８によって構成されている。
【００１８】
図１６は図１５に示した従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）の各部の出力波形図である。詳細には、図１６は特開昭６１−２１１７１３号公報の図２に相当する図である。図１６において、Ｘは交流電源Ｓの出力を示しており、ＹはトランジスタＴＲ２のベース端子に入力される制御信号を示している。Ｚ１はコイルＣ３の出力を示しており、この出力Ｚ１はＦＥＴ１のゲート端子およびソース端子に導かれている。Ｚ２はコイルＣ４の出力を示しており、この出力Ｚ２はＦＥＴ２のゲート端子およびソース端子に導かれている。
【００１９】
特開昭６１−２１１７１３号公報には、ＦＥＴ１およびＦＥＴ２が制御信号Ｙの周波数よりも十分に高い周波数の交流出力Ｚ１，Ｚ２によってドライブされる旨が記載されている。
【００２０】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整装置（交流電力調整器）が知られている。この種の交流電力調整装置（交流電力調整器）の例としては、例えば特開平８−９６６０号公報に記載されたものがある。
【００２１】
図１７は従来の交流電力調整装置（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１７は特開平８−９６６０号公報の図７に相当する図である。図１７において、５５は負荷を示しており、５２は交流電源を示しており、６１，６２は双方向スイッチ回路を示しており、５６は交流スナバを示している。
【００２２】
図１７に示す従来の交流電力調整装置（交流電力調整器）では、交流電源５２と負荷５５との間に配置された双方向スイッチ回路（出力制御用交流スイッチ）６１が、ＦＥＴ１１Ｆ１，１１Ｆ２およびダイオード１１Ｄ１，１１Ｄ２によって構成されている。また、負荷５５に流れた電流を還流させるための双方向スイッチ回路（還流用交流スイッチ）６２が、ＦＥＴ１２Ｆ１，１２Ｆ２およびダイオード１２Ｄ１，１２Ｄ２によって構成されている。
【００２３】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する電源装置（交流電力調整器）が知られている。この種の電源装置（交流電力調整器）の例としては、例えば特開平７−１５９６０号公報に記載されたものがある。
【００２４】
図１８は従来の電源装置（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１８は特開平７−１５９６０号公報の図１に相当する図である。図１８において、１０２は負荷を示しており、１０１は交流電源を示しており、１０８はフライホイル部（還流用交流スイッチ）を示している。１０２ａはインダクタンス分を示しており、１０２ｂは抵抗分を示しており、１１４，１１５は駆動装置を示している。
【００２５】
図１８に示す従来の電源装置（交流電力調整器）１０３では、交流電源１０１と負荷１０２との間に配置された出力制御用交流スイッチが、ＩＧＢＴ１０４，１０５およびダイオード１０６，１０７によって構成されている。また、負荷１０２に流れた電流を還流させるためのフライホイル部（還流用交流スイッチ）１０８が、ＩＧＢＴ１０９，１１０およびダイオード１１１，１１２によって構成されている。
【００２６】
図１９は図１８に示した従来の電源装置（交流電力調整器）１０３の各部の出力電圧波形図である。詳細には、図１９は特開平７−１５９６０号公報の図２に相当する図である。更に詳細には、図１９（ａ）は電源装置（交流電力調整器）１０３から出力される電圧の波形を示しており、図１９（ｂ）は駆動装置１１４からＩＧＢＴ１０４，１０５に入力される駆動信号の波形を示しており、図１９（ｃ）は駆動装置１１５からＩＧＢＴ１０９，１１０に入力される駆動信号の波形を示している。
【００２７】
特開平７−１５９６０号公報には、図１８に示した電源装置（交流電力調整器）によれば、インダクタンスを有する負荷を自己消弧型制御素子を用いて位相制御する際に、インダクタンスに蓄積されたエネルギーを放出させ、自己消弧型制御素子に印加する過大電圧を抑制し、制御素子の破損を防止することができる旨が記載されている。
【００２８】
詳細には、特開平７−１５９６０号公報には、図１８に示した電源装置（交流電力調整器）によれば、主消弧型制御素子の位相制御のＯＦＦ時、フライホイル用自己消弧型制御素子をＯＮさせることにより、負荷のインダクタンス分に蓄積されたエネルギーがフライホイル用自己消弧型制御素子を介して放出されて、過大な振動電圧が発生することもなく自己消弧型制御素子を破損することもない旨が記載されている。
【００２９】
また、特開平７−１５９６０号公報には、図１８に示した電源装置（交流電力調整器）によれば、抵抗負荷の場合、小さなリアクトルを設け、主自己消弧型制御素子のＯＦＦ時、フライホイル用自己消弧型制御素子をＯＮさせ、リアクトルに蓄積されたエネルギーをフライホイル型制御素子を介して放出させて、ソフトダウンさせることができ、負荷又は配線の振動によるうなりを防止することができる旨が記載されている。
【００３０】
ところが、図１８に示した従来の電源装置（交流電力調整器）では、ＩＧＢＴ１０４と、そのＩＧＢＴ１０４と逆並列に接続されたダイオード１０６とを設けた並列回路と、ＩＧＢＴ１０５と、そのＩＧＢＴ１０５と逆並列に接続されたダイオード１０７とを設けた並列回路とを逆方向に直列接続することにより、出力制御用交流スイッチが構成されている。そのため、図１８に示した従来の電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が比較的大きくなってしまう。
【００３１】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電圧調整装置（交流電力調整器）が知られている。この種の交流電圧調整装置（交流電力調整器）の例としては、例えば特開２００３−１８８４３号公報に記載されたものがある。
【００３２】
図２０は従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図２０は特開２００３−１８８４３号公報の図１に相当する図である。更に詳細には、図２０（ａ）は交流電圧調整装置（交流電力調整器）の回路図、図２０（ｂ）は図２０（ａ）に示す回路各部の動作波形図である。また、図２０（ｂ）（イ）は電源電圧波形を示しており、図２０（ｂ）（ロ）は半導体スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ信号波形を示しており、図２０（ｂ）（ハ）はチョッパ出力波形を示しており、図２０（ｂ）（ニ）は出力電圧波形を示している。図２０において、２０１は交流電圧調整装置（交流電力調整器）を示しており、２０３は負荷を示しており、２０２は交流電源を示している。２０１ａは入力端子を示しており、２０１ｂは出力端子を示している。
【００３３】
図２０に示す従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）２０１では、交流電源２０２と負荷２０３との間に配置された出力制御用交流スイッチＳ１，Ｓ３が、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３およびダイオードＤ１，Ｄ３によって構成されている。また、負荷２０３に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチＳ２，Ｓ４が、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４およびダイオードＤ２，Ｄ４によって構成されている。
【００３４】
特開２００３−１８８４３号公報には、図２０に示した交流電圧調整装置（交流電力調整器）によれば、交流電源と交流チョッパ回路の切換え動作の同期がずれても、交流チョッパの出力電圧波形が乱れないようにすることができる旨が記載されている。
【００３５】
詳細には、特開２００３−１８８４３号公報には、図２０に示した交流電圧調整装置（交流電力調整器）によれば、スイッチング装置の組の動作を切換えるタイミングが電源電圧の極性が反転する０点に同期しなくても、出力電圧波形が大きく振動することが無くなり、負荷に悪影響を及ぼすことがなくなる旨が記載されている。
【００３６】
また、特開２００３−１８８４３号公報には、図２０に示した交流電圧調整装置（交流電力調整器）によれば、電源からの大電流の流入が無くなるので、スイッチング素子のストレスが軽減される旨が記載されている。
【００３７】
ところが、図２０に示した従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、ＩＧＢＴＱ１と、そのＩＧＢＴＱ１と逆並列に接続されたダイオードＤ１とを設けた並列回路を交流電源２０２の一方の端子２０１ａに接続し、ＩＧＢＴＱ３と、そのＩＧＢＴＱ３と逆並列に接続されたダイオードＤ３とを設けた並列回路を交流電源２０２の他方の端子２０１ａに接続することにより、出力制御用交流スイッチＳ１，Ｓ３が構成されている。そのため、図２０に示した従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチＳ１，Ｓ３のインダクタンス成分が比較的大きくなってしまう。
【００３８】
つまり、特開平７−１５９６０号公報、特開２００３−１８８４３号公報などに記載されたようなＩＧＢＴによって出力制御用交流スイッチの一部が構成されている従来の交流電力調整器においては、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が比較的大きくなってしまっていた。
【００３９】
【特許文献１】実公平３−１３７７０号公報
【特許文献２】特公昭５６−３３７２４号公報
【特許文献３】特開昭６１−２１１７１３号公報
【特許文献４】特開平８−９６６０号公報
【特許文献５】特開平７−１５９６０号公報
【特許文献６】特開２００３−１８８４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４０】
前記問題点に鑑み、本発明は、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる交流電力調整器を提供することを目的とする。
【００４１】
詳細には、本発明は、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる交流電力調整器を提供することを目的とする。
【００４２】
更に詳細には、本発明は、出力制御用交流スイッチを構成するＩＧＢＴを保護するためのスナバ回路を簡素化しつつ、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる交流電力調整器を提供することを目的とする。
【００４３】
また、本発明は、出力制御用交流スイッチの寄生インダクタンス成分に伴うノイズを鎮圧することができる交流電力調整器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４４】
請求項１に記載の発明によれば、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、前記負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整器において、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより前記出力制御用交流スイッチを構成したことを特徴とする交流電力調整器が提供される。
【００４５】
請求項２に記載の発明によれば、前記ダイオードＤ１と前記ダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記ＩＧＢＴＱ１と前記ＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記出力制御用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１に記載の交流電力調整器が提供される。
【００４６】
請求項３に記載の発明によれば、直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とを前記負荷に対して逆並列に接続することにより前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電力調整器が提供される。
【００４７】
請求項４に記載の発明によれば、前記ダイオードＤ３と前記ダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記ＩＧＢＴＱ３と前記ＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項３に記載の交流電力調整器が提供される。
【００４８】
請求項５に記載の発明によれば、直列接続されたダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続されたダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とを前記負荷に対して逆並列に接続することにより前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電力調整器が提供される。
【００４９】
請求項６に記載の発明によれば、前記還流用交流スイッチのターンオン時には、前記ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号を前記サイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力することによって、前記負荷からの電流が前記ダイオードＦＲＤ３および前記サイリスタＳＣＲ３を還流せしめられ、前記還流用交流スイッチのターンオフ時には、前記ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、前記ダイオードＦＲＤ３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、前記サイリスタＳＣＲ３にも電流が流れなくなるように、前記ダイオードＦＲＤ３と前記サイリスタＳＣＲ３とを構成したことを特徴とする請求項５に記載の交流電力調整器が提供される。
【００５０】
請求項７に記載の発明によれば、前記還流用交流スイッチのターンオン時には、前記ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号を前記サイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力することによって、前記負荷からの電流が前記ダイオードＦＲＤ４および前記サイリスタＳＣＲ４を還流せしめられ、前記還流用交流スイッチのターンオフ時には、前記ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、前記ダイオードＦＲＤ４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、前記サイリスタＳＣＲ４にも電流が流れなくなるように、前記ダイオードＦＲＤ４と前記サイリスタＳＣＲ４とを構成したことを特徴とする請求項５又は６に記載の交流電力調整器が提供される。
【００５１】
請求項８に記載の発明によれば、要求出力が高い時に前記ＩＧＢＴＱ１および前記ＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を低くし、要求出力が低い時に前記ＩＧＢＴＱ１および前記ＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を高くすることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の交流電力調整器が提供される。
【００５２】
請求項９に記載の発明によれば、前記ダイオードＦＲＤ３と前記ダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記サイリスタＳＣＲ３と前記サイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項５〜８のいずれか一項に記載の交流電力調整器が提供される。
【発明の効果】
【００５３】
請求項１に記載の交流電力調整器では、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより出力制御用交流スイッチが構成されている。そのため、ＩＧＢＴと、このＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードとを設けた並列回路を２組逆方向に直列接続することにより出力制御用交流スイッチを構成した特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）よりも出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができ、また、ＩＧＢＴＱ１と、そのＩＧＢＴＱ１と逆並列に接続されたダイオードＤ１とを設けた並列回路を交流電源の一方の端子に接続し、ＩＧＢＴＱ３と、そのＩＧＢＴＱ３と逆並列に接続されたダイオードＤ３とを設けた並列回路を交流電源の他方の端子に接続することにより出力制御用交流スイッチを構成した特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００５４】
請求項２に記載の交流電力調整器では、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。そのため、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品およびＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いることができる。それゆえ、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【００５５】
請求項３に記載の交流電力調整器では、直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とを負荷に対して逆並列に接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。換言すれば、直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とが逆並列に接続された並列回路を負荷に対して並列に接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。そのため、ＩＧＢＴと、このＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードとを設けた並列回路を２組逆方向に直列接続することにより還流用交流スイッチを構成した特開平７−１５９６０号公報および特開２００３−１８８４３号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）よりも還流用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００５６】
請求項４に記載の交流電力調整器では、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて還流用交流スイッチが構成されている。そのため、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品およびＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いることができる。それゆえ、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【００５７】
還流用交流スイッチとして比較的高価なＩＧＢＴを用いると、交流電力調整器全体のコストが上昇してしまう。また、サージ電流・電圧に比較的弱いＩＧＢＴがサージ電流・電圧によって破壊されないように複雑なスナバ回路を設けると、交流電力調整器全体のコストが更に上昇してしまう。
【００５８】
これらの点に鑑み、請求項５に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチとしてＩＧＢＴが用いられず、直列接続されたダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続されたダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とを負荷に対して逆並列に接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。換言すれば、直列接続されたダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続されたダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とが逆並列に接続された並列回路を負荷に対して並列に接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。詳細には、ＩＧＢＴより安価であって、ＩＧＢＴよりもサージ電流・電圧に強く、また、ＩＧＢＴ用のスナバ回路のような複雑なスナバ回路を必要としないダイオードＦＲＤ３，ＦＲＤ４とサイリスタＳＣＲ３，ＳＣＲ４とによって還流用交流スイッチが構成されている。そのため、還流用交流スイッチとしてＩＧＢＴが用いられる交流電力調整器よりもコストを抑えつつ、信頼性を向上させることができる。
【００５９】
請求項６に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチのターンオン時には、ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号をサイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力することによって、負荷からの電流がダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３を還流せしめられる。つまり、例えば出力制御用交流スイッチがＯＮせしめられている時のような、還流用交流スイッチをターンオンすべきでない時には、サイリスタＳＣＲ３がターンオンせしめられず、一方、還流用交流スイッチをターンオンすべき時には、サイリスタＳＣＲ３が瞬時にターンオンせしめられ、それにより、負荷からの電流がダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３を還流せしめられる。
【００６０】
更に、請求項６に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチのターンオフ時には、ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、ダイオードＦＲＤ３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ３にも電流が流れなくなる。つまり、還流用交流スイッチをターンオフすべき時には、ターンオフの応答性が比較的悪いサイリスタＳＣＲ３のターンオフが完了する前に、ターンオフの応答性が良いダイオードＦＲＤ３のターンオフが完了せしめられ、それにより、ダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３を還流せしめられていた電流が遮断される。
【００６１】
請求項７に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチのターンオン時には、ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号をサイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力することによって、負荷からの電流がダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４を還流せしめられる。つまり、例えば出力制御用交流スイッチがＯＮせしめられている時のような、還流用交流スイッチをターンオンすべきでない時には、サイリスタＳＣＲ４がターンオンせしめられず、一方、還流用交流スイッチをターンオンすべき時には、サイリスタＳＣＲ４が瞬時にターンオンせしめられ、それにより、負荷からの電流がダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４を還流せしめられる。
【００６２】
更に、請求項７に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチのターンオフ時には、ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、ダイオードＦＲＤ４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ４にも電流が流れなくなる。つまり、還流用交流スイッチをターンオフすべき時には、ターンオフの応答性が比較的悪いサイリスタＳＣＲ４のターンオフが完了する前に、ターンオフの応答性が良いダイオードＦＲＤ４のターンオフが完了せしめられ、それにより、ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４を還流せしめられていた電流が遮断される。
【００６３】
請求項８に記載の交流電力調整器では、要求出力が高い時にＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を低くし、要求出力が低い時にＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を高くするＰＦＭ制御が行われる。そのため、要求出力が低い時に、ＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数が変更されず、比較的低いＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数がそのまま維持されるＰＷＭ制御が行われる場合よりも、要求出力が低い時における出力波形の歪みおよびノイズを低減することができる。
【００６４】
請求項９に記載の交流電力調整器では、ダイオードＦＲＤ３とダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて還流用交流スイッチが構成されている。そのため、ダイオードＦＲＤ３とダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品およびサイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いることができる。それゆえ、ダイオードＦＲＤ３とダイオードＦＲＤ４とがモジュール化されていない場合、あるいは、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６５】
以下、本発明の交流電力調整器の第１の実施形態について説明する。図１は第１の実施形態の交流電力調整器の回路図である。詳細には、図１中の破線によって囲まれた部分が第１の実施形態の交流電力調整器に相当している。
【００６６】
図１に示すように、第１の実施形態の交流電力調整器には、入力される交流電源に接続するための入力端子と、例えば電気炉、照明、モータ、電源装置などのような負荷に接続するための出力端子とが設けられている。また、入力端子と出力端子との間には、ダイオードＤ１，Ｄ２、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２、および、フライホイールダイオードＦＷＤ１，ＦＷＤ２によって構成された出力制御用交流スイッチが設けられている。更に、第１の実施形態の交流電力調整器には、負荷に流れた電流を還流させるために、ダイオードＤ３，Ｄ４、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４、および、フライホイールダイオードＦＷＤ３，ＦＷＤ４によって構成された還流用交流スイッチが設けられている。また、第１の実施形態の交流電力調整器では、入力フィルタ回路がＬ１，Ｃ１によって構成され、出力フィルタ回路がＬ２，Ｃ２によって構成されている。例えば１００Ａ／２００Ｖ型の第１の実施形態の交流電力調整器では、例えばＬ１，Ｌ２≒４００（μＨ）、例えばＣ１，Ｃ２≒１２（μＦ）となるように、入力フィルタ回路および出力フィルタ回路が構成されている。
【００６７】
図２は図１に示した回路の各部における波形を示した図である。詳細には、図２（Ａ）は交流電源の電圧Ｖａの波形、つまり、交流電源から入力端子を介して交流電力調整器に入力される電圧Ｖａの波形を示しており、図２（Ｂ）はＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦするために駆動回路からＩＧＢＴＱ１のゲート端子に供給される駆動信号を示しており、図２（Ｃ）はＩＧＢＴＱ２をＯＮ／ＯＦＦするために駆動回路からＩＧＢＴＱ２のゲート端子に供給される駆動信号を示している。図２（Ｄ）はＩＧＢＴＱ３をＯＮ／ＯＦＦするために駆動回路からＩＧＢＴＱ３のゲート端子に供給される駆動信号を示しており、図２（Ｅ）はＩＧＢＴＱ４をＯＮ／ＯＦＦするために駆動回路からＩＧＢＴＱ４のゲート端子に供給される駆動信号を示しており、図２（Ｆ）は図１中の電圧Ｖｘの波形を示しており、図２（Ｇ）は出力電圧Ｖｏｕｔの波形、つまり、交流電力調整器から出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔの波形を示している。
【００６８】
図２に示すように、第１の実施形態の交流電力調整器では、電圧Ｖａが正の期間中に、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、例えば約２０ＫＨｚの周波数のパルス信号、つまり、例えば約２０ＫＨｚの周波数でＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ２をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。更に、ＩＧＢＴＱ３のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ３をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ４のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ４をＯＮし続けるための駆動信号が供給される。
【００６９】
そのため、電圧Ｖａが正の期間中のうち、ＩＧＢＴＱ１がＯＮしている時には、交流電源→図１の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→図１の上側の出力端子→負荷→図１の下側の出力端子→図１の下側の入力端子→交流電源の経路で電流が流れる。一方、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。その結果、電圧Ｖａが正の期間中のうち、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている時には、負荷→図１の下側の出力端子→ダイオードＤ４→ＩＧＢＴＱ４→図１の上側の出力端子→負荷の経路で、負荷を流れた電流が還流せしめられる。
【００７０】
つまり、電圧Ｖａが正の期間中には、電圧Ｖｘが図２（Ｆ）に示すような波形になり、出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｘの波形がなまされて、図２（Ｇ）に示すような波形になる。
【００７１】
更に、電圧Ｖａが負の期間中には、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、例えば約２０ＫＨｚの周波数のパルス信号、つまり、例えば約２０ＫＨｚの周波数でＩＧＢＴＱ２をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ１をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。更に、ＩＧＢＴＱ３のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ３をＯＮし続けるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ４のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ４をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。
【００７２】
そのため、電圧Ｖａが負の期間中のうち、ＩＧＢＴＱ２がＯＮしている時には、交流電源→図１の下側の入力端子→図１の下側の出力端子→負荷→図１の上側の出力端子→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図１の上側の入力端子→交流電源の経路で電流が流れる。一方、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換わると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。その結果、電圧Ｖａが負の期間中のうち、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている時には、負荷→図１の上側の出力端子→ＩＧＢＴＱ３→ダイオードＤ３→図１の下側の出力端子→負荷の経路で、負荷を流れた電流が還流せしめられる。
【００７３】
つまり、電圧Ｖａが負の期間中には、電圧Ｖｘが図２（Ｆ）に示すような波形になり、出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｘの波形がなまされて、図２（Ｇ）に示すような波形になる。
【００７４】
電圧Ｖａが正から負に切り換わる時に、ＩＧＢＴＱ４がＯＮしているにもかかわらず、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに切り換わってしまうと、交流電源→図１の下側の入力端子→ダイオードＤ４→ＩＧＢＴＱ４→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図１の上側の入力端子→交流電源の経路で短絡電流が流れてしまうおそれがある。この点に鑑み、第１の実施形態の交流電力調整器では、図２に示すように、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに切り換わってから、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに切り換えられるまでの間に例えば約１００μｓのデッドタイムが設けられている。詳細には、ＩＧＢＴＱ４がＯＮからＯＦＦに切り換わってから、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに切り換えられるまでの間にデッドタイムが設けられている。それにより、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ４がＯＮしかつＩＧＢＴＱ２がＯＮする状況が回避されている。つまり、第１の実施形態の交流電力調整器では、交流電源→図１の下側の入力端子→ダイオードＤ４→ＩＧＢＴＱ４→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図１の上側の入力端子→交流電源の経路で短絡電流が流れてしまうおそれが排除されている。
【００７５】
同様に、電圧Ｖａが負から正に切り換わる時に、ＩＧＢＴＱ３がＯＮしているにもかかわらず、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに切り換わってしまうと、交流電源→図１の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→ＩＧＢＴＱ３→ダイオードＤ３→図１の下側の入力端子→交流電源の経路で短絡電流が流れてしまうおそれがある。この点に鑑み、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換わってから、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに切り換えられるまでの間に例えば約１００μｓのデッドタイムが設けられている。詳細には、ＩＧＢＴＱ３がＯＮからＯＦＦに切り換わってから、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに切り換えられるまでの間にデッドタイムが設けられている。それにより、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ３がＯＮしかつＩＧＢＴＱ１がＯＮする状況が回避されている。つまり、第１の実施形態の交流電力調整器では、交流電源→図１の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→ＩＧＢＴＱ３→ダイオードＤ３→図１の下側の入力端子→交流電源の経路で短絡電流が流れてしまうおそれが排除されている。
【００７６】
また、第１の実施形態の交流電力調整器では、要求出力（指令、デューティー）が高い時、つまり、高い電圧Ｖｏｕｔが要求される時には、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対して供給されるパルス信号（図２（Ｂ）参照）のうち、ＩＧＢＴＱ１をＯＮさせるための部分の幅が増加せしめられ、そのパルス信号の周波数自体は変更せしめられない。同様に、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対して供給されるパルス信号（図２（Ｃ）参照）のうち、ＩＧＢＴＱ２をＯＮさせるための部分の幅が増加せしめられ、そのパルス信号の周波数自体は変更せしめられない。
【００７７】
一方、要求出力（指令、デューティー）が低い時、つまり、低い電圧Ｖｏｕｔが要求される時には、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対して供給されるパルス信号（図２（Ｂ）参照）のうち、ＩＧＢＴＱ１をＯＮさせるための部分の幅が減少せしめられ、そのパルス信号の周波数自体は変更せしめられない。同様に、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対して供給されるパルス信号（図２（Ｃ）参照）のうち、ＩＧＢＴＱ２をＯＮさせるための部分の幅が減少せしめられ、そのパルス信号の周波数自体は変更せしめられない。
【００７８】
すなわち、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に対するチョッパ制御がＰＷＭ方式によって行われる。また、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４に対してチョッパ制御が行われないため、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４に対してチョッパ制御を実行するのに伴ってスイッチング損失が発生してしまうのを回避することができる。
【００７９】
更に、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより出力制御用交流スイッチが構成されている。詳細には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。更に詳細には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品と、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品とを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。
【００８０】
そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【００８１】
すなわち、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが逆向きに直列接続されている。２つのＩＧＢＴを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのＩＧＢＴを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００８２】
また、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが離間して配置されている。そのため、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、出力制御用交流スイッチの残りの部分に対して個々のＩＧＢＴをそれぞれ外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００８３】
それに対し、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて出力制御用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００８４】
更に、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが逆向きに直列接続されている。２つのダイオードを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのダイオードを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００８５】
また、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが離間して配置されている。そのため、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、出力制御用交流スイッチの残りの部分に対して個々のダイオードをそれぞれ外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００８６】
それに対し、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて出力制御用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００８７】
更に、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とを逆並列に接続し、その並列回路を負荷に対して並列接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。詳細には、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて還流用交流スイッチが構成されている。更に詳細には、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品と、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品とを用いて還流用交流スイッチが構成されている。
【００８８】
そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【００８９】
すなわち、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の還流用交流スイッチでは、還流用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが逆向きに直列接続されている。２つのＩＧＢＴを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の還流用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのＩＧＢＴを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、還流用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００９０】
それに対し、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて還流用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、還流用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００９１】
更に、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の還流用交流スイッチでは、還流用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが逆向きに直列接続されている。２つのダイオードを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の還流用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのダイオードを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、還流用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００９２】
それに対し、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて還流用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、還流用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００９３】
上述したように、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。つまり、負荷に逆起電力が発生し、図１の下側の出力端子の電位が、図１の上側の出力端子の電位より高くなる。その結果、ＩＧＢＴＱ３およびダイオードＤ３の両端に、逆電圧が加わる。第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ３およびダイオードＤ３の両端に逆電圧が加わった時に、その逆電圧のほとんどがダイオードＤ３の両端に加わり、ＩＧＢＴＱ３の両端には、フライホイールダイオードＦＷＤ３のＶＦ（≒３Ｖ）程度の逆電圧のみが加わるように、ダイオードＤ３が選定されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ３として、低耐圧の素子（低ＶＣＥＳ素子）を用いることができる。
【００９４】
同様に、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。つまり、負荷に逆起電力が発生し、図１の上側の出力端子の電位が、図１の下側の出力端子の電位より高くなる。その結果、ＩＧＢＴＱ４およびダイオードＤ４の両端に、逆電圧が加わる。第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ４およびダイオードＤ４の両端に逆電圧が加わった時に、その逆電圧のほとんどがダイオードＤ４の両端に加わり、ＩＧＢＴＱ４の両端には、フライホイールダイオードＦＷＤ４のＶＦ（≒３Ｖ）程度の逆電圧のみが加わるように、ダイオードＤ４が選定されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ４として、低耐圧の素子（低ＶＣＥＳ素子）を用いることができる。
【００９５】
以下、本発明の交流電力調整器の第２の実施形態について説明する。図３は第２の実施形態の交流電力調整器の回路図である。詳細には、図３中の破線によって囲まれた部分が第２の実施形態の交流電力調整器に相当している。
【００９６】
図３に示すように、第２の実施形態の交流電力調整器には、入力される交流電源に接続するための入力端子と、例えば電気炉、照明、モータ、電源装置などのような負荷に接続するための出力端子とが設けられている。また、入力端子と出力端子との間には、ダイオードＤ１，Ｄ２、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２、および、フライホイールダイオードＦＷＤ１，ＦＷＤ２によって構成された出力制御用交流スイッチが設けられている。更に、第２の実施形態の交流電力調整器には、負荷に流れた電流を還流させるために、高速整流ダイオードＦＲＤ３，ＦＲＤ４、および、サイリスタＳＣＲ３，ＳＣＲ４によって構成された還流用交流スイッチが設けられている。また、第２の実施形態の交流電力調整器では、入力フィルタ回路がＬｉｎ，Ｃｉｎ，Ｒｉｎによって構成され、出力フィルタ回路がＬｏｕｔ，Ｃｏｕｔによって構成されている。例えば１００Ａ／２００Ｖ型の第２の実施形態の交流電力調整器では、例えばＬｉｎ≒５０（μＨ）、例えばＣｉｎ＝１０〜２０（μＦ）、例えばＲｉｎ＝５〜１０（Ω）、例えばＬｏｕｔ≒１００（μＨ）、例えばＣｏｕｔ≒２０（μＦ）となるように、入力フィルタ回路および出力フィルタ回路が構成されている。
【００９７】
第２の実施形態の交流電力調整器のＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦするためにＩＧＢＴ駆動回路からＩＧＢＴＱ１のゲート端子に供給される駆動信号は、図２（Ｂ）に示した駆動信号とほぼ同様に構成されている。また、第２の実施形態の交流電力調整器のＩＧＢＴＱ２をＯＮ／ＯＦＦするためにＩＧＢＴ駆動回路からＩＧＢＴＱ２のゲート端子に供給される駆動信号は、図２（Ｃ）に示した駆動信号とほぼ同様に構成されている。
【００９８】
つまり、第２の実施形態の交流電力調整器では、交流電源から正の正弦半波が供給される期間中、つまり、図３の上側の入力端子の電位が図３の下側の入力端子の電位より高い期間中に、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、例えば約１０ＫＨｚの周波数のパルス信号、つまり、例えば約１０ＫＨｚの周波数でＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ２をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。
【００９９】
そのため、交流電源から正の正弦半波が供給される期間中のうち、ＩＧＢＴＱ１がＯＮしている時には、交流電源→図３の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→図３の上側の出力端子→負荷→図３の下側の出力端子→図３の下側の入力端子→交流電源の経路で電流が流れる。一方、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。つまり、負荷に逆起電力が発生し、図３の下側の出力端子の電位が、図３の上側の出力端子の電位より高くなる。その結果、サイリスタＳＣＲ４および高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に順電圧が加わる。
【０１００】
第２の実施形態の交流電力調整器では、高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に順電圧が発生すると、ＳＣＲ駆動回路において、サイリスタＳＣＲ４をＯＮするための駆動信号がその順電圧に基づいて生成され、その駆動信号がサイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力される。それにより、サイリスタＳＣＲ４がＯＮせしめられる。
【０１０１】
その結果、交流電源から正の正弦半波が供給される期間中のうち、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている時には、負荷→図３の下側の出力端子→高速整流ダイオードＦＲＤ４→サイリスタＳＣＲ４→図３の上側の出力端子→負荷の経路で、負荷を流れた電流が還流せしめられる。
【０１０２】
次いで、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられると、サイリスタＳＣＲ４および高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に逆電圧が加わる。詳細には、サイリスタＳＣＲ４よりも応答性の速い高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、まず最初に、高速整流ダイオード４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ４にも電流が流れなくなる。すなわち、サイリスタＳＣＲ４がＯＦＦされる。その結果、交流電源→図３の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→図３の上側の出力端子→負荷→図３の下側の出力端子→図３の下側の入力端子→交流電源の経路で電流が再び流れ始める。
【０１０３】
つまり、交流電源から正の正弦半波が供給される期間中には、交流電源から負荷に電流が流れる状態と、負荷から高速整流ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４に電流が還流される状態とが繰り返される。その結果、電圧Ｖｘ（図３参照）が、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、図２（Ｆ）に示すような波形になり、出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｘの波形がなまされて、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、図２（Ｇ）に示すような波形になる。
【０１０４】
次いで、交流電源から負の正弦半波が供給され始めると、つまり、図３の下側の入力端子の電位が図３の上側の入力端子の電位より高くなると、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、所定のデッドタイム（図２（Ｂ）参照）の経過後に、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、例えば約１０ＫＨｚの周波数のパルス信号、つまり、例えば約１０ＫＨｚの周波数でＩＧＢＴＱ２をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が供給され始める。また、交流電源から負の正弦半波が供給され始めると、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ１をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。
【０１０５】
交流電源から正の正弦半波が供給されていた期間中、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに最後に切り換えられた時に、サイリスタＳＣＲ４はＯＮせしめられているが、上述したデッドタイムの期間中に、サイリスタＳＣＲ４のアノード−カソード間を流れる電流は、サイリスタＳＣＲ４をＯＮし続けるのに必要な保持電流未満まで減少している。そのため、上述したデッドタイムの期間中に、サイリスタＳＣＲ４はＯＮからＯＦＦに切り換わっている。その結果、上述したデッドタイムの経過後に、ＩＧＢＴＱ２がＯＮせしめられても、交流電源からの電流が高速整流ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４を短絡せしめられてしまうことはない。つまり、ＩＧＢＴＱ２がＯＮしている時に高速整流ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４に短絡電流が流れてしまうことが、上述したデッドタイムによって回避されている。
【０１０６】
第２の実施形態の交流電力調整器では、交流電源から負の正弦半波が供給される期間中のうち、ＩＧＢＴＱ２がＯＮしている時には、交流電源→図３の下側の入力端子→図３の下側の出力端子→負荷→図３の上側の出力端子→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図３の上側の入力端子→交流電源の経路で電流が流れる。一方、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。つまり、負荷に逆起電力が発生し、図３の上側の出力端子の電位が、図３の下側の出力端子の電位より高くなる。その結果、サイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に順電圧が加わる。
【０１０７】
第２の実施形態の交流電力調整器では、高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に順電圧が発生すると、ＳＣＲ駆動回路において、サイリスタＳＣＲ３をＯＮするための駆動信号がその順電圧に基づいて生成され、その駆動信号がサイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力される。それにより、サイリスタＳＣＲ３がＯＮせしめられる。
【０１０８】
その結果、交流電源から負の正弦半波が供給される期間中のうち、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている時には、負荷→図３の上側の出力端子→サイリスタＳＣＲ３→高速整流ダイオードＦＲＤ３→図３の下側の出力端子→負荷の経路で、負荷を流れた電流が還流せしめられる。
【０１０９】
次いで、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられると、サイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に逆電圧が加わる。詳細には、サイリスタＳＣＲ３よりも応答性の速い高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、まず最初に、高速整流ダイオードＦＲＤ３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ３にも電流が流れなくなる。すなわち、サイリスタＳＣＲ３がＯＦＦされる。その結果、交流電源→図３の下側の入力端子→図３の下側の出力端子→負荷→図３の上側の出力端子→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図３の上側の入力端子→交流電源の経路で電流が再び流れ始める。
【０１１０】
つまり、交流電源から負の正弦半波が供給される期間中には、交流電源から負荷に電流が流れる状態と、負荷からサイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３に電流が還流される状態とが繰り返される。その結果、電圧Ｖｘ（図３参照）が、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、図２（Ｆ）に示すような波形になり、出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｘの波形がなまされて、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、図２（Ｇ）に示すような波形になる。
【０１１１】
次いで、交流電源から正の正弦半波が再び供給され始めると、つまり、図３の上側の入力端子の電位が図３の下側の入力端子の電位より高くなると、所定のデッドタイムの経過後に、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が再び供給され始める。また、交流電源から正の正弦半波が再び供給され始めると、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ２をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。
【０１１２】
交流電源から負の正弦半波が供給されていた期間中、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに最後に切り換えられた時に、サイリスタＳＣＲ３はＯＮせしめられているが、上述したデッドタイムの期間中に、サイリスタＳＣＲ３のアノード−カソード間を流れる電流は、サイリスタＳＣＲ３をＯＮし続けるのに必要な保持電流未満まで減少している。そのため、上述したデッドタイムの期間中に、サイリスタＳＣＲ３はＯＮからＯＦＦに切り換わっている。その結果、上述したデッドタイムの経過後に、ＩＧＢＴＱ１が再びＯＮせしめられても、交流電源からの電流がサイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３を短絡せしめられてしまうことはない。つまり、ＩＧＢＴＱ１がＯＮしている時にサイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３に短絡電流が流れてしまうことが、上述したデッドタイムによって回避されている。
【０１１３】
更に、第２の実施形態の交流電力調整器では、要求出力（指令、デューティー）が低い時における出力Ｖｏｕｔ（図２（Ｇ）参照）の波形の歪みおよびノイズを低減するために、要求出力（指令、デューティー）が高い時にＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を低くし、要求出力が低い時にＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を高くするＰＦＭ制御が行われる。
【０１１４】
図４は第２の実施形態の交流電力調整器においてＰＦＭ制御を行うための回路を示した図である。図５は第１の実施形態の交流電力調整器におけるＰＷＭ制御と第２の実施形態における交流電力調整器におけるＰＦＭ制御とを比較して示した図である。詳細には、図５（Ａ）は第１の実施形態の交流電力調整器において要求出力（指令、デューティー）が低い時にＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）を生成する方法を示した図、図５（Ｂ）は第１の実施形態の交流電力調整器において要求出力（指令、デューティー）が高い時にＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）を生成する方法を示した図、図５（Ｃ）は第２の実施形態の交流電力調整器において要求出力（指令、デューティー）が低い時にＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）を生成する方法を示した図、図５（Ｄ）は第２の実施形態の交流電力調整器において要求出力（指令、デューティー）が高い時にＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）を生成する方法を示した図である。図６はＰＦＭ制御における指令とスイッチング周波数ｆｓｗおよびパルス幅（ＯＮ部分の幅）Ｐｗとの関係を示した図である。
【０１１５】
図５（Ａ）および図５（Ｂ）に示すように、ＰＷＭ制御が採用されている第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数自体は変更せしめられず、駆動信号（パルス信号）を構成するＯＮ部分の幅とＯＦＦ部分の幅との比が、要求出力（指令、デューティー）に応じて変更される。詳細には、図５（Ａ）に示すように、要求出力（指令、デューティー）が低い時には、駆動信号（パルス信号）を構成するＯＮ部分の割合が減少せしめられ、ＯＦＦ部分の割合が増加せしめられる。一方、図５（Ｂ）に示すように、要求出力（指令、デューティー）が高い時には、駆動信号（パルス信号）を構成するＯＮ部分の割合が増加せしめられ、ＯＦＦ部分の割合が減少せしめられる。
【０１１６】
それに対し、図５（Ｃ）、図５（Ｄ）および図６に示すように、ＰＦＭ制御が採用されている第２の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数が、要求出力（指令、デューティー）に応じて変更される。詳細には、図５（Ｃ）および図６に示すように、要求出力（指令、デューティー）が低い時には、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数が増加せしめられる。一方、図５（Ｄ）および図６に示すように、要求出力（指令、デューティー）が高い時には、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数が減少せしめられる。そのため、第２の実施形態の交流電力調整器によれば、要求出力（指令、デューティー）が低い時における出力Ｖｏｕｔ（図２（Ｇ）参照）の波形の歪みおよびノイズを低減することができる。
【０１１７】
換言すれば、第２の実施形態の交流電力調整器では、交流電源から正の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間（図２（Ｂ）参照）が比較的短い場合と、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間（図２（Ｂ）参照）が比較的長い場合とが生じてくる。
【０１１８】
交流電源から正の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間（図２（Ｂ）参照）が比較的短い場合には、上述したように、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられた時に高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、まず最初に、高速整流ダイオード４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ４がＯＦＦされる。
【０１１９】
一方、交流電源から正の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間（図２（Ｂ）参照）が比較的長い場合には、そのＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間中に、サイリスタＳＣＲ４のアノード−カソード間を流れる電流が、サイリスタＳＣＲ４をＯＮし続けるのに必要な保持電流未満まで減少し、その結果、そのＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間中に、サイリスタＳＣＲ４がＯＮからＯＦＦに切り換わる。つまり、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられる以前に、サイリスタＳＣＲ４がＯＮからＯＦＦに既に切り換わっている。
【０１２０】
同様に、第２の実施形態の交流電力調整器では、交流電源から負の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間（図２（Ｃ）参照）が比較的短い場合と、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間（図２（Ｃ）参照）が比較的長い場合とが生じてくる。
【０１２１】
交流電源から負の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間（図２（Ｃ）参照）が比較的短い場合には、上述したように、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられた時に高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、まず最初に、高速整流ダイオード３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ３がＯＦＦされる。
【０１２２】
一方、交流電源から負の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間（図２（Ｃ）参照）が比較的長い場合には、そのＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間中に、サイリスタＳＣＲ３のアノード−カソード間を流れる電流が、サイリスタＳＣＲ３をＯＮし続けるのに必要な保持電流未満まで減少し、その結果、そのＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間中に、サイリスタＳＣＲ３がＯＮからＯＦＦに切り換わる。つまり、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられる以前に、サイリスタＳＣＲ３がＯＮからＯＦＦに既に切り換わっている。
【０１２３】
詳細には、第２の実施形態の交流電力調整器では、図４に示すように、要求出力（指令、デューティー）が入力されると、比較器１の反転端子に入力されている例えば１０Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、その差分の電圧に応じて、発信機から出力される図６に示すようなスイッチング周波数ｆｓｗ（つまり、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数）、および、パルス幅Ｐｗ（つまり、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がＯＮせしめられる部分の幅）が選定される。次いで、三角波発生装置において、図５に示すような三角波および駆動信号（パルス信号）が発生せしめられる。次いで、三角波発生装置からの信号が、比較器２の反転端子に入力され、比較器２の非反転端子に入力された要求出力（指令、デューティー）との比較が再び行われる。
【０１２４】
次いで、比較器２からの出力と、図７に示すＡＣ極性判定回路のＬｉｎｅ ａおよびＬｉｎｅ ｂからの信号とのＡＮＤ論理がとられ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の駆動信号（パルス信号）が出力される。また、Ｌｉｎｅ ａの信号波形がそのままＱ３の駆動信号として出力され、Ｌｉｎｅ ｂの信号波形がそのままＱ４の駆動信号として出力される。
【０１２５】
図７はＡＣ極性判定回路の一例を示した図、図８は図４中のＱ３，Ｑ４として仮にＩＧＢＴが用いられる場合における図７中のＡＣ入力端子に入力されるＡＣ入力波形と、Ｌｉｎｅ ａの出力波形と、Ｌｉｎｅ ｂの出力波形とを示した図である。
【０１２６】
図７に示すように、ＡＣ極性判定回路では、ＡＣ＋，ＡＣ−からの入力電圧を受け、ＬＥＤ１，ＬＥＤ２が各々の正弦半波毎に点灯する。ＬＥＤ１と共にフォトカプラＰＣ１を構成する受光素子がＬＥＤ１からの光を受光すると、フォトカプラＰＣ１がＯＮし、そのＯＮ信号をＢ１が増幅して、反転した出力波形を図４に示したＬｉｎｅ ａに出力する。同様に、ＬＥＤ２と共にフォトカプラＰＣ２を構成する受光素子がＬＥＤ２からの光を受光すると、フォトカプラＰＣ２がＯＮし、そのＯＮ信号をＢ２が増幅して、反転した出力波形を図４に示したＬｉｎｅ ｂに出力する。図４中のＱ３，Ｑ４として仮にＩＧＢＴが用いられる場合には、図８に示すように、Ｌｉｎｅ ａの出力の立ち下がりとＬｉｎｅ ｂの出力の立ち上がりとの間、および、Ｌｉｎｅ ｂの出力の立ち下がりとＬｉｎｅ ａの出力の立ち上がりとの間にデッドタイムが設けられることになる。
【０１２７】
第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示したように、Ｑ３，Ｑ４としてＩＧＢＴが用いられているが、第２の実施形態の交流電力調整器では、図３に示したように、これらの代わりにサイリスタＳＣＲ３，ＳＣＲ４が用いられている。そのため、第２の実施形態の交流電力調整器では、図９に示すようなＳＣＲ駆動回路が必要になる。図９は図３に示したＳＣＲ駆動回路として適用可能なＳＣＲ駆動回路の一例を示した図である。
【０１２８】
図９に示すように、高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に順電圧ＶＦが発生すると、比較器において順電圧ＶＦか否かの比較が行われ、次いで、フォトカプラにおいて光信号に変換される。次いで、再び電気信号となった信号と、図４に示した発信器（三角波発生器）とのフリップフロップ信号とがＡＮＤ論理を経て、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号となり、次いで、パルストランスを介してＳＢＤで整流される。次いで、コンデンサ平滑され、サイリスタＳＣＲ３をＯＮするための駆動信号が生成される。次いで、その駆動信号がサイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力される。それにより、サイリスタＳＣＲ３がＯＮせしめられる。
【０１２９】
つまり、サイリスタＳＣＲ３が用いられている第２の実施形態の交流電力調整器では、図８に示したようなＬｉｎｅ ａ出力波形がサイリスタＳＣＲ３に供給されるのではなく、ＩＧＢＴＱ２（図３参照）のＯＮ→ＯＦＦに伴って、高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に順電圧ＶＦが発生する毎に、サイリスタＳＣＲ３に駆動信号が供給されることになる。
【０１３０】
同様に、図９に示すように、高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に順電圧ＶＦが発生すると、比較器において順電圧ＶＦか否かの比較が行われ、次いで、フォトカプラにおいて光信号に変換される。次いで、再び電気信号となった信号と、図４に示した発信器（三角波発生器）とのフリップフロップ信号とがＡＮＤ論理を経て、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号となり、次いで、パルストランスを介してＳＢＤで整流される。次いで、コンデンサ平滑され、サイリスタＳＣＲ４をＯＮするための駆動信号が生成される。次いで、その駆動信号がサイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力される。それにより、サイリスタＳＣＲ４がＯＮせしめられる。
【０１３１】
つまり、サイリスタＳＣＲ４が用いられている第２の実施形態の交流電力調整器では、図８に示したようなＬｉｎｅ ｂ出力波形がサイリスタＳＣＲ４に供給されるのではなく、ＩＧＢＴＱ１（図３参照）のＯＮ→ＯＦＦに伴って、高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に順電圧ＶＦが発生する毎に、サイリスタＳＣＲ４に駆動信号が供給されることになる。
【０１３２】
更に、第２の実施形態の交流電力調整器では、図３に示すように、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより出力制御用交流スイッチが構成されている。詳細には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。更に詳細には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品と、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品とを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。
【０１３３】
そのため、第２の実施形態の交流電力調整器によれば、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【０１３４】
すなわち、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが逆向きに直列接続されている。２つのＩＧＢＴを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのＩＧＢＴを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【０１３５】
また、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが離間して配置されている。そのため、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、出力制御用交流スイッチの残りの部分に対して個々のＩＧＢＴをそれぞれ外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【０１３６】
それに対し、第２の実施形態の交流電力調整器では、図３に示すように、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて出力制御用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第２の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【０１３７】
更に、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが逆向きに直列接続されている。２つのダイオードを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのダイオードを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【０１３８】
また、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが離間して配置されている。そのため、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、出力制御用交流スイッチの残りの部分に対して個々のダイオードをそれぞれ外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【０１３９】
それに対し、第２の実施形態の交流電力調整器では、図３に示すように、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて出力制御用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第３の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【０１４０】
更に、第１の実施形態の交流電力調整器では、図３に示すように、直列接続された高速整流ダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続された高速整流ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とを逆並列に接続し、その並列回路を負荷に対して並列接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。詳細には、高速整流ダイオードＦＲＤ３と高速整流ダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて還流用交流スイッチが構成されている。更に詳細には、高速整流ダイオードＦＲＤ３と高速整流ダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品と、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品とを用いて還流用交流スイッチが構成されている。
【０１４１】
そのため、第２の実施形態の交流電力調整器によれば、高速整流ダイオードＦＲＤ３と高速整流ダイオードＦＲＤ４とがモジュール化されていない場合、あるいは、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１４２】
本発明の交流電力調整器は、例えば商用の交流電源から入力された交流電圧・電流を０％から１００％までの間で無段階に調整し、その調整された交流電圧・電流を例えば電気炉、照明、モータ、電源装置などの負荷に対して出力することが必要とされる場合に適用可能である。
【０１４３】
例えばφ３０００ｍｍ対応のランプアニール装置に対して交流電力調整器が適用される場合には、その性能として、例えば最高使用温度：１２５０℃、面内温度均一性：±２℃、最大昇温レート：２５０℃／ｓｅｃ、最大降温レート：９０℃／ｓｅｃ程度のものが求められる。この加熱源としては、雰囲気加熱ではなく、ハロゲンランプを例えば１０〜２０の多数のゾーンに配置したクロスランプ構造と呼ばれる構造が採られる。１つのランプアニール装置の中には、そのゾーン数に見合う数の交流電力調整器が所狭しと組み込まれる。
【０１４４】
つまり、コンパクトであって、低損失であって、装置内での発熱が極めて少なく、急速な熱サイクル運転に耐えることができ、製造コストを低減した本発明の交流電力調整器は、上述したランプアニール装置のような負荷に対して適用されるのに非常に適している。
【図面の簡単な説明】
【０１４５】
【図１】第１の実施形態の交流電力調整器の回路図である。
【図２】図１に示した回路の各部における波形を示した図である。
【図３】第２の実施形態の交流電力調整器の回路図である。
【図４】第２の実施形態の交流電力調整器においてＰＦＭ制御を行うための回路を示した図である。
【図５】第１の実施形態の交流電力調整器におけるＰＷＭ制御と第２の実施形態における交流電力調整器におけるＰＦＭ制御とを比較して示した図である。
【図６】ＰＦＭ制御における指令とスイッチング周波数ｆｓｗおよびパルス幅（ＯＮ部分の幅）Ｐｗとの関係を示した図である。
【図７】ＡＣ極性判定回路の一例を示した図である。
【図８】図４中のＱ３，Ｑ４として仮にＩＧＢＴが用いられる場合における図７中のＡＣ入力端子に入力されるＡＣ入力波形と、Ｌｉｎｅ ａの出力波形と、Ｌｉｎｅ ｂの出力波形とを示した図である。
【図９】図３に示したＳＣＲ駆動回路として適用可能なＳＣＲ駆動回路の一例を示した図である。
【図１０】従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）を示した図である。
【図１１】従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）を示した図である。
【図１２】図１１に示した従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）の動作を説明するための主要各部の波形図である。
【図１３】従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）を示した図である。
【図１４】従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）を示した図である。
【図１５】従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）を示した図である。
【図１６】図１５に示した従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）の各部の出力波形図である。
【図１７】従来の交流電力調整装置（交流電力調整器）を示した図である。
【図１８】従来の電源装置（交流電力調整器）を示した図である。
【図１９】図１８に示した従来の電源装置（交流電力調整器）１０３の各部の出力電圧波形図である。
【図２０】従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）を示した図である。
【符号の説明】
【０１４６】
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ ＩＧＢＴ
ＦＷＤ１，ＦＷＤ２，ＦＷＤ３，ＦＷＤ４ フライホイールダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整器（ＡＰＲ：ＡＣ Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）に関し、特には、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる交流電力調整器に関する。
【０００２】
詳細には、本発明は、例えば商用の交流電源から入力された交流電圧・電流を０％から１００％までの間で無段階に調整し、その調整された交流電圧・電流を例えば電気炉、照明、モータ、電源装置などの種々の（交流）負荷に対して出力する交流電力調整器（ＡＰＲ：ＡＣ Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）に関する。
【０００３】
更に詳細には、本発明は、入力された交流が直流に変換されることなく調整されて出力される、いわゆる直接方式の交流電力調整器であって、出力制御用交流スイッチの一部を構成するＩＧＢＴに対してチョッパ制御を行う交流電力調整器に関する。
【背景技術】
【０００４】
従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）が知られている。この種の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）の例としては、例えば実公平３−１３７７０号公報に記載されたものがある。
【０００５】
図１０および図１１は従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１０は実公平３−１３７７０号公報の図１に相当する図、図１１は実公平３−１３７７０号公報の図２に相当する図である。図１０および図１１において、１は第１端子を示しており、２は第２端子を示しており、３は交流電源を示しており、４，５，６，７はトランジスタを示しており、８，９，１０，１１はダイオードを示している。１２は負荷を示しており、１３はパルス発生器を示しており、１４はインバータを示しており、１５，１６，１７は抵抗を示している。
【０００６】
図１０に示す従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）では、交流電源３と負荷１２との間に配置された出力制御用交流スイッチが、トランジスタ６，７およびダイオード１０，１１によって構成されている。また、負荷１２に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、トランジスタ４，５およびダイオード８，９によって構成されている。
【０００７】
また、図１１に示す従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）では、交流電源３と負荷１２との間に配置された出力制御用交流スイッチが、トランジスタ４，７およびダイオード８，１１によって構成されている。また、負荷１２に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、トランジスタ５，６およびダイオード９，１０によって構成されている。
【０００８】
図１２は図１１に示した従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）の動作を説明するための主要各部の波形図である。詳細には、図１２は実公平３−１３７７０号公報の図３に相当する図である。
【０００９】
実公平３−１３７７０号公報には、図１１に示した出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）によれば、図１０に示した出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）で必要とされていたトランジスタの過負荷防止の保護抵抗を設ける必要がなくなる旨が記載されている。また、図１０に示した出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）で必要とされていたインバータが不要になる旨が記載されている。更に、図１１に示した出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）によれば、短絡電流による損失発生がなくなり、その分の能率改善効果が得られる旨が記載されている。
【００１０】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電圧制御装置（交流電力調整器）が知られている。この種の交流電圧制御装置（交流電力調整器）の例としては、例えば特公昭５６−３３７２４号公報に記載されたものがある。
【００１１】
図１３および図１４は従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１３は特公昭５６−３３７２４号公報の図１に相当する図、図１４は特公昭５６−３３７２４号公報の図２に相当する図である。図１３および図１４において、Ｌは負荷を示しており、ｅは交流電源を示しており、ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５はトランジスタを示しており、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８はダイオードを示しており、ＳＣＲ１，ＳＣＲ２はサイリスタを示している。
【００１２】
図１３に示す従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）では、交流電源ｅと負荷Ｌとの間に配置された出力制御用交流スイッチが、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２およびダイオードＤ１，Ｄ２によって構成されている。また、負荷Ｌに流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、トランジスタＴＲ３，ＴＲ４およびダイオードＤ３，Ｄ４によって構成されている。
【００１３】
また、図１４に示す従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）では、交流電源ｅと負荷Ｌとの間に配置された出力制御用交流スイッチが、トランジスタＴＲ５およびダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８によって構成されている。また、負荷Ｌに流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、サイリスタＳＣＲ１，ＳＣＲ２によって構成されている。
【００１４】
特公昭５６−３３７２４号公報には、図１３および図１４に示した交流電圧制御装置（交流電力調整器）によれば、負荷電流を均一化することができ、それにより、損失の少ない交流電圧の制御を連続して行うことができる旨が記載されている。また、図１３および図１４に示した交流電圧制御装置（交流電力調整器）によれば、スイッチング周波数を数ＫＨｚまで高くすることができ、それにより、出力波形が良く、応答性に優れた交流電圧の制御を行うことができる旨が記載されている。
【００１５】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流スイッチング回路（交流電力調整器）が知られている。この種の交流スイッチング回路（交流電力調整器）の例としては、例えば特開昭６１−２１１７１３号公報に記載されたものがある。
【００１６】
図１５は従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１５は特開昭６１−２１１７１３号公報の図１に相当する図である。図１５において、Ｍは負荷を示しており、Ｓは交流電源を示しており、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２はＭＯＳＦＥＴを示しており、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８はダイオードを示している。
【００１７】
図１５に示す従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）では、交流電源Ｓと負荷Ｍとの間に配置された出力制御用交流スイッチが、ＦＥＴ１およびダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４によって構成されている。また、負荷Ｍに流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチが、ＦＥＴ２およびダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８によって構成されている。
【００１８】
図１６は図１５に示した従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）の各部の出力波形図である。詳細には、図１６は特開昭６１−２１１７１３号公報の図２に相当する図である。図１６において、Ｘは交流電源Ｓの出力を示しており、ＹはトランジスタＴＲ２のベース端子に入力される制御信号を示している。Ｚ１はコイルＣ３の出力を示しており、この出力Ｚ１はＦＥＴ１のゲート端子およびソース端子に導かれている。Ｚ２はコイルＣ４の出力を示しており、この出力Ｚ２はＦＥＴ２のゲート端子およびソース端子に導かれている。
【００１９】
特開昭６１−２１１７１３号公報には、ＦＥＴ１およびＦＥＴ２が制御信号Ｙの周波数よりも十分に高い周波数の交流出力Ｚ１，Ｚ２によってドライブされる旨が記載されている。
【００２０】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整装置（交流電力調整器）が知られている。この種の交流電力調整装置（交流電力調整器）の例としては、例えば特開平８−９６６０号公報に記載されたものがある。
【００２１】
図１７は従来の交流電力調整装置（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１７は特開平８−９６６０号公報の図７に相当する図である。図１７において、５５は負荷を示しており、５２は交流電源を示しており、６１，６２は双方向スイッチ回路を示しており、５６は交流スナバを示している。
【００２２】
図１７に示す従来の交流電力調整装置（交流電力調整器）では、交流電源５２と負荷５５との間に配置された双方向スイッチ回路（出力制御用交流スイッチ）６１が、ＦＥＴ１１Ｆ１，１１Ｆ２およびダイオード１１Ｄ１，１１Ｄ２によって構成されている。また、負荷５５に流れた電流を還流させるための双方向スイッチ回路（還流用交流スイッチ）６２が、ＦＥＴ１２Ｆ１，１２Ｆ２およびダイオード１２Ｄ１，１２Ｄ２によって構成されている。
【００２３】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する電源装置（交流電力調整器）が知られている。この種の電源装置（交流電力調整器）の例としては、例えば特開平７−１５９６０号公報に記載されたものがある。
【００２４】
図１８は従来の電源装置（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図１８は特開平７−１５９６０号公報の図１に相当する図である。図１８において、１０２は負荷を示しており、１０１は交流電源を示しており、１０８はフライホイル部（還流用交流スイッチ）を示している。１０２ａはインダクタンス分を示しており、１０２ｂは抵抗分を示しており、１１４，１１５は駆動装置を示している。
【００２５】
図１８に示す従来の電源装置（交流電力調整器）１０３では、交流電源１０１と負荷１０２との間に配置された出力制御用交流スイッチが、ＩＧＢＴ１０４，１０５およびダイオード１０６，１０７によって構成されている。また、負荷１０２に流れた電流を還流させるためのフライホイル部（還流用交流スイッチ）１０８が、ＩＧＢＴ１０９，１１０およびダイオード１１１，１１２によって構成されている。
【００２６】
図１９は図１８に示した従来の電源装置（交流電力調整器）１０３の各部の出力電圧波形図である。詳細には、図１９は特開平７−１５９６０号公報の図２に相当する図である。更に詳細には、図１９（ａ）は電源装置（交流電力調整器）１０３から出力される電圧の波形を示しており、図１９（ｂ）は駆動装置１１４からＩＧＢＴ１０４，１０５に入力される駆動信号の波形を示しており、図１９（ｃ）は駆動装置１１５からＩＧＢＴ１０９，１１０に入力される駆動信号の波形を示している。
【００２７】
特開平７−１５９６０号公報には、図１８に示した電源装置（交流電力調整器）によれば、インダクタンスを有する負荷を自己消弧型制御素子を用いて位相制御する際に、インダクタンスに蓄積されたエネルギーを放出させ、自己消弧型制御素子に印加する過大電圧を抑制し、制御素子の破損を防止することができる旨が記載されている。
【００２８】
詳細には、特開平７−１５９６０号公報には、図１８に示した電源装置（交流電力調整器）によれば、主消弧型制御素子の位相制御のＯＦＦ時、フライホイル用自己消弧型制御素子をＯＮさせることにより、負荷のインダクタンス分に蓄積されたエネルギーがフライホイル用自己消弧型制御素子を介して放出されて、過大な振動電圧が発生することもなく自己消弧型制御素子を破損することもない旨が記載されている。
【００２９】
また、特開平７−１５９６０号公報には、図１８に示した電源装置（交流電力調整器）によれば、抵抗負荷の場合、小さなリアクトルを設け、主自己消弧型制御素子のＯＦＦ時、フライホイル用自己消弧型制御素子をＯＮさせ、リアクトルに蓄積されたエネルギーをフライホイル型制御素子を介して放出させて、ソフトダウンさせることができ、負荷又は配線の振動によるうなりを防止することができる旨が記載されている。
【００３０】
ところが、図１８に示した従来の電源装置（交流電力調整器）では、ＩＧＢＴ１０４と、そのＩＧＢＴ１０４と逆並列に接続されたダイオード１０６とを設けた並列回路と、ＩＧＢＴ１０５と、そのＩＧＢＴ１０５と逆並列に接続されたダイオード１０７とを設けた並列回路とを逆方向に直列接続することにより、出力制御用交流スイッチが構成されている。そのため、図１８に示した従来の電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が比較的大きくなってしまう。
【００３１】
また、従来から、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、入力端子と出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電圧調整装置（交流電力調整器）が知られている。この種の交流電圧調整装置（交流電力調整器）の例としては、例えば特開２００３−１８８４３号公報に記載されたものがある。
【００３２】
図２０は従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）を示した図である。詳細には、図２０は特開２００３−１８８４３号公報の図１に相当する図である。更に詳細には、図２０（ａ）は交流電圧調整装置（交流電力調整器）の回路図、図２０（ｂ）は図２０（ａ）に示す回路各部の動作波形図である。また、図２０（ｂ）（イ）は電源電圧波形を示しており、図２０（ｂ）（ロ）は半導体スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ信号波形を示しており、図２０（ｂ）（ハ）はチョッパ出力波形を示しており、図２０（ｂ）（ニ）は出力電圧波形を示している。図２０において、２０１は交流電圧調整装置（交流電力調整器）を示しており、２０３は負荷を示しており、２０２は交流電源を示している。２０１ａは入力端子を示しており、２０１ｂは出力端子を示している。
【００３３】
図２０に示す従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）２０１では、交流電源２０２と負荷２０３との間に配置された出力制御用交流スイッチＳ１，Ｓ３が、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３およびダイオードＤ１，Ｄ３によって構成されている。また、負荷２０３に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチＳ２，Ｓ４が、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４およびダイオードＤ２，Ｄ４によって構成されている。
【００３４】
特開２００３−１８８４３号公報には、図２０に示した交流電圧調整装置（交流電力調整器）によれば、交流電源と交流チョッパ回路の切換え動作の同期がずれても、交流チョッパの出力電圧波形が乱れないようにすることができる旨が記載されている。
【００３５】
詳細には、特開２００３−１８８４３号公報には、図２０に示した交流電圧調整装置（交流電力調整器）によれば、スイッチング装置の組の動作を切換えるタイミングが電源電圧の極性が反転する０点に同期しなくても、出力電圧波形が大きく振動することが無くなり、負荷に悪影響を及ぼすことがなくなる旨が記載されている。
【００３６】
また、特開２００３−１８８４３号公報には、図２０に示した交流電圧調整装置（交流電力調整器）によれば、電源からの大電流の流入が無くなるので、スイッチング素子のストレスが軽減される旨が記載されている。
【００３７】
ところが、図２０に示した従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、ＩＧＢＴＱ１と、そのＩＧＢＴＱ１と逆並列に接続されたダイオードＤ１とを設けた並列回路を交流電源２０２の一方の端子２０１ａに接続し、ＩＧＢＴＱ３と、そのＩＧＢＴＱ３と逆並列に接続されたダイオードＤ３とを設けた並列回路を交流電源２０２の他方の端子２０１ａに接続することにより、出力制御用交流スイッチＳ１，Ｓ３が構成されている。そのため、図２０に示した従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチＳ１，Ｓ３のインダクタンス成分が比較的大きくなってしまう。
【００３８】
つまり、特開平７−１５９６０号公報、特開２００３−１８８４３号公報などに記載されたようなＩＧＢＴによって出力制御用交流スイッチの一部が構成されている従来の交流電力調整器においては、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が比較的大きくなってしまっていた。
【００３９】
【特許文献１】実公平３−１３７７０号公報
【特許文献２】特公昭５６−３３７２４号公報
【特許文献３】特開昭６１−２１１７１３号公報
【特許文献４】特開平８−９６６０号公報
【特許文献５】特開平７−１５９６０号公報
【特許文献６】特開２００３−１８８４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４０】
前記問題点に鑑み、本発明は、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる交流電力調整器を提供することを目的とする。
【００４１】
詳細には、本発明は、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる交流電力調整器を提供することを目的とする。
【００４２】
更に詳細には、本発明は、出力制御用交流スイッチを構成するＩＧＢＴを保護するためのスナバ回路を簡素化しつつ、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる交流電力調整器を提供することを目的とする。
【００４３】
また、本発明は、出力制御用交流スイッチの寄生インダクタンス成分に伴うノイズを鎮圧することができる交流電力調整器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４４】
請求項１に記載の発明によれば、入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、前記負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整器において、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより前記出力制御用交流スイッチを構成したことを特徴とする交流電力調整器が提供される。
【００４５】
請求項２に記載の発明によれば、前記ダイオードＤ１と前記ダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記ＩＧＢＴＱ１と前記ＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記出力制御用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１に記載の交流電力調整器が提供される。
【００４６】
請求項３に記載の発明によれば、直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とを前記負荷に対して逆並列に接続することにより前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電力調整器が提供される。
【００４７】
請求項４に記載の発明によれば、前記ダイオードＤ３と前記ダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記ＩＧＢＴＱ３と前記ＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項３に記載の交流電力調整器が提供される。
【００４８】
請求項５に記載の発明によれば、直列接続されたダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続されたダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とを前記負荷に対して逆並列に接続することにより前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電力調整器が提供される。
【００４９】
請求項６に記載の発明によれば、前記還流用交流スイッチのターンオン時には、前記ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号を前記サイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力することによって、前記負荷からの電流が前記ダイオードＦＲＤ３および前記サイリスタＳＣＲ３を還流せしめられ、前記還流用交流スイッチのターンオフ時には、前記ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、前記ダイオードＦＲＤ３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、前記サイリスタＳＣＲ３にも電流が流れなくなるように、前記ダイオードＦＲＤ３と前記サイリスタＳＣＲ３とを構成したことを特徴とする請求項５に記載の交流電力調整器が提供される。
【００５０】
請求項７に記載の発明によれば、前記還流用交流スイッチのターンオン時には、前記ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号を前記サイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力することによって、前記負荷からの電流が前記ダイオードＦＲＤ４および前記サイリスタＳＣＲ４を還流せしめられ、前記還流用交流スイッチのターンオフ時には、前記ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、前記ダイオードＦＲＤ４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、前記サイリスタＳＣＲ４にも電流が流れなくなるように、前記ダイオードＦＲＤ４と前記サイリスタＳＣＲ４とを構成したことを特徴とする請求項５又は６に記載の交流電力調整器が提供される。
【００５１】
請求項８に記載の発明によれば、要求出力が高い時に前記ＩＧＢＴＱ１および前記ＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を低くし、要求出力が低い時に前記ＩＧＢＴＱ１および前記ＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を高くすることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の交流電力調整器が提供される。
【００５２】
請求項９に記載の発明によれば、前記ダイオードＦＲＤ３と前記ダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記サイリスタＳＣＲ３と前記サイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項５〜８のいずれか一項に記載の交流電力調整器が提供される。
【発明の効果】
【００５３】
請求項１に記載の交流電力調整器では、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより出力制御用交流スイッチが構成されている。そのため、ＩＧＢＴと、このＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードとを設けた並列回路を２組逆方向に直列接続することにより出力制御用交流スイッチを構成した特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）よりも出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができ、また、ＩＧＢＴＱ１と、そのＩＧＢＴＱ１と逆並列に接続されたダイオードＤ１とを設けた並列回路を交流電源の一方の端子に接続し、ＩＧＢＴＱ３と、そのＩＧＢＴＱ３と逆並列に接続されたダイオードＤ３とを設けた並列回路を交流電源の他方の端子に接続することにより出力制御用交流スイッチを構成した特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００５４】
請求項２に記載の交流電力調整器では、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。そのため、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品およびＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いることができる。それゆえ、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【００５５】
請求項３に記載の交流電力調整器では、直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とを負荷に対して逆並列に接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。換言すれば、直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とが逆並列に接続された並列回路を負荷に対して並列に接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。そのため、ＩＧＢＴと、このＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードとを設けた並列回路を２組逆方向に直列接続することにより還流用交流スイッチを構成した特開平７−１５９６０号公報および特開２００３−１８８４３号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）よりも還流用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００５６】
請求項４に記載の交流電力調整器では、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて還流用交流スイッチが構成されている。そのため、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品およびＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いることができる。それゆえ、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【００５７】
還流用交流スイッチとして比較的高価なＩＧＢＴを用いると、交流電力調整器全体のコストが上昇してしまう。また、サージ電流・電圧に比較的弱いＩＧＢＴがサージ電流・電圧によって破壊されないように複雑なスナバ回路を設けると、交流電力調整器全体のコストが更に上昇してしまう。
【００５８】
これらの点に鑑み、請求項５に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチとしてＩＧＢＴが用いられず、直列接続されたダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続されたダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とを負荷に対して逆並列に接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。換言すれば、直列接続されたダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続されたダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とが逆並列に接続された並列回路を負荷に対して並列に接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。詳細には、ＩＧＢＴより安価であって、ＩＧＢＴよりもサージ電流・電圧に強く、また、ＩＧＢＴ用のスナバ回路のような複雑なスナバ回路を必要としないダイオードＦＲＤ３，ＦＲＤ４とサイリスタＳＣＲ３，ＳＣＲ４とによって還流用交流スイッチが構成されている。そのため、還流用交流スイッチとしてＩＧＢＴが用いられる交流電力調整器よりもコストを抑えつつ、信頼性を向上させることができる。
【００５９】
請求項６に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチのターンオン時には、ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号をサイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力することによって、負荷からの電流がダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３を還流せしめられる。つまり、例えば出力制御用交流スイッチがＯＮせしめられている時のような、還流用交流スイッチをターンオンすべきでない時には、サイリスタＳＣＲ３がターンオンせしめられず、一方、還流用交流スイッチをターンオンすべき時には、サイリスタＳＣＲ３が瞬時にターンオンせしめられ、それにより、負荷からの電流がダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３を還流せしめられる。
【００６０】
更に、請求項６に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチのターンオフ時には、ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、ダイオードＦＲＤ３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ３にも電流が流れなくなる。つまり、還流用交流スイッチをターンオフすべき時には、ターンオフの応答性が比較的悪いサイリスタＳＣＲ３のターンオフが完了する前に、ターンオフの応答性が良いダイオードＦＲＤ３のターンオフが完了せしめられ、それにより、ダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３を還流せしめられていた電流が遮断される。
【００６１】
請求項７に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチのターンオン時には、ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号をサイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力することによって、負荷からの電流がダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４を還流せしめられる。つまり、例えば出力制御用交流スイッチがＯＮせしめられている時のような、還流用交流スイッチをターンオンすべきでない時には、サイリスタＳＣＲ４がターンオンせしめられず、一方、還流用交流スイッチをターンオンすべき時には、サイリスタＳＣＲ４が瞬時にターンオンせしめられ、それにより、負荷からの電流がダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４を還流せしめられる。
【００６２】
更に、請求項７に記載の交流電力調整器では、還流用交流スイッチのターンオフ時には、ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、ダイオードＦＲＤ４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ４にも電流が流れなくなる。つまり、還流用交流スイッチをターンオフすべき時には、ターンオフの応答性が比較的悪いサイリスタＳＣＲ４のターンオフが完了する前に、ターンオフの応答性が良いダイオードＦＲＤ４のターンオフが完了せしめられ、それにより、ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４を還流せしめられていた電流が遮断される。
【００６３】
請求項８に記載の交流電力調整器では、要求出力が高い時にＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を低くし、要求出力が低い時にＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を高くするＰＦＭ制御が行われる。そのため、要求出力が低い時に、ＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数が変更されず、比較的低いＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数がそのまま維持されるＰＷＭ制御が行われる場合よりも、要求出力が低い時における出力波形の歪みおよびノイズを低減することができる。
【００６４】
請求項９に記載の交流電力調整器では、ダイオードＦＲＤ３とダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて還流用交流スイッチが構成されている。そのため、ダイオードＦＲＤ３とダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品およびサイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いることができる。それゆえ、ダイオードＦＲＤ３とダイオードＦＲＤ４とがモジュール化されていない場合、あるいは、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６５】
以下、本発明の交流電力調整器の第１の実施形態について説明する。図１は第１の実施形態の交流電力調整器の回路図である。詳細には、図１中の破線によって囲まれた部分が第１の実施形態の交流電力調整器に相当している。
【００６６】
図１に示すように、第１の実施形態の交流電力調整器には、入力される交流電源に接続するための入力端子と、例えば電気炉、照明、モータ、電源装置などのような負荷に接続するための出力端子とが設けられている。また、入力端子と出力端子との間には、ダイオードＤ１，Ｄ２、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２、および、フライホイールダイオードＦＷＤ１，ＦＷＤ２によって構成された出力制御用交流スイッチが設けられている。更に、第１の実施形態の交流電力調整器には、負荷に流れた電流を還流させるために、ダイオードＤ３，Ｄ４、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４、および、フライホイールダイオードＦＷＤ３，ＦＷＤ４によって構成された還流用交流スイッチが設けられている。また、第１の実施形態の交流電力調整器では、入力フィルタ回路がＬ１，Ｃ１によって構成され、出力フィルタ回路がＬ２，Ｃ２によって構成されている。例えば１００Ａ／２００Ｖ型の第１の実施形態の交流電力調整器では、例えばＬ１，Ｌ２≒４００（μＨ）、例えばＣ１，Ｃ２≒１２（μＦ）となるように、入力フィルタ回路および出力フィルタ回路が構成されている。
【００６７】
図２は図１に示した回路の各部における波形を示した図である。詳細には、図２（Ａ）は交流電源の電圧Ｖａの波形、つまり、交流電源から入力端子を介して交流電力調整器に入力される電圧Ｖａの波形を示しており、図２（Ｂ）はＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦするために駆動回路からＩＧＢＴＱ１のゲート端子に供給される駆動信号を示しており、図２（Ｃ）はＩＧＢＴＱ２をＯＮ／ＯＦＦするために駆動回路からＩＧＢＴＱ２のゲート端子に供給される駆動信号を示している。図２（Ｄ）はＩＧＢＴＱ３をＯＮ／ＯＦＦするために駆動回路からＩＧＢＴＱ３のゲート端子に供給される駆動信号を示しており、図２（Ｅ）はＩＧＢＴＱ４をＯＮ／ＯＦＦするために駆動回路からＩＧＢＴＱ４のゲート端子に供給される駆動信号を示しており、図２（Ｆ）は図１中の電圧Ｖｘの波形を示しており、図２（Ｇ）は出力電圧Ｖｏｕｔの波形、つまり、交流電力調整器から出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔの波形を示している。
【００６８】
図２に示すように、第１の実施形態の交流電力調整器では、電圧Ｖａが正の期間中に、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、例えば約２０ＫＨｚの周波数のパルス信号、つまり、例えば約２０ＫＨｚの周波数でＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ２をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。更に、ＩＧＢＴＱ３のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ３をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ４のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ４をＯＮし続けるための駆動信号が供給される。
【００６９】
そのため、電圧Ｖａが正の期間中のうち、ＩＧＢＴＱ１がＯＮしている時には、交流電源→図１の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→図１の上側の出力端子→負荷→図１の下側の出力端子→図１の下側の入力端子→交流電源の経路で電流が流れる。一方、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。その結果、電圧Ｖａが正の期間中のうち、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている時には、負荷→図１の下側の出力端子→ダイオードＤ４→ＩＧＢＴＱ４→図１の上側の出力端子→負荷の経路で、負荷を流れた電流が還流せしめられる。
【００７０】
つまり、電圧Ｖａが正の期間中には、電圧Ｖｘが図２（Ｆ）に示すような波形になり、出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｘの波形がなまされて、図２（Ｇ）に示すような波形になる。
【００７１】
更に、電圧Ｖａが負の期間中には、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、例えば約２０ＫＨｚの周波数のパルス信号、つまり、例えば約２０ＫＨｚの周波数でＩＧＢＴＱ２をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ１をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。更に、ＩＧＢＴＱ３のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ３をＯＮし続けるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ４のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ４をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。
【００７２】
そのため、電圧Ｖａが負の期間中のうち、ＩＧＢＴＱ２がＯＮしている時には、交流電源→図１の下側の入力端子→図１の下側の出力端子→負荷→図１の上側の出力端子→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図１の上側の入力端子→交流電源の経路で電流が流れる。一方、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換わると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。その結果、電圧Ｖａが負の期間中のうち、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている時には、負荷→図１の上側の出力端子→ＩＧＢＴＱ３→ダイオードＤ３→図１の下側の出力端子→負荷の経路で、負荷を流れた電流が還流せしめられる。
【００７３】
つまり、電圧Ｖａが負の期間中には、電圧Ｖｘが図２（Ｆ）に示すような波形になり、出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｘの波形がなまされて、図２（Ｇ）に示すような波形になる。
【００７４】
電圧Ｖａが正から負に切り換わる時に、ＩＧＢＴＱ４がＯＮしているにもかかわらず、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに切り換わってしまうと、交流電源→図１の下側の入力端子→ダイオードＤ４→ＩＧＢＴＱ４→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図１の上側の入力端子→交流電源の経路で短絡電流が流れてしまうおそれがある。この点に鑑み、第１の実施形態の交流電力調整器では、図２に示すように、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに切り換わってから、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに切り換えられるまでの間に例えば約１００μｓのデッドタイムが設けられている。詳細には、ＩＧＢＴＱ４がＯＮからＯＦＦに切り換わってから、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに切り換えられるまでの間にデッドタイムが設けられている。それにより、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ４がＯＮしかつＩＧＢＴＱ２がＯＮする状況が回避されている。つまり、第１の実施形態の交流電力調整器では、交流電源→図１の下側の入力端子→ダイオードＤ４→ＩＧＢＴＱ４→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図１の上側の入力端子→交流電源の経路で短絡電流が流れてしまうおそれが排除されている。
【００７５】
同様に、電圧Ｖａが負から正に切り換わる時に、ＩＧＢＴＱ３がＯＮしているにもかかわらず、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに切り換わってしまうと、交流電源→図１の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→ＩＧＢＴＱ３→ダイオードＤ３→図１の下側の入力端子→交流電源の経路で短絡電流が流れてしまうおそれがある。この点に鑑み、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換わってから、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに切り換えられるまでの間に例えば約１００μｓのデッドタイムが設けられている。詳細には、ＩＧＢＴＱ３がＯＮからＯＦＦに切り換わってから、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに切り換えられるまでの間にデッドタイムが設けられている。それにより、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ３がＯＮしかつＩＧＢＴＱ１がＯＮする状況が回避されている。つまり、第１の実施形態の交流電力調整器では、交流電源→図１の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→ＩＧＢＴＱ３→ダイオードＤ３→図１の下側の入力端子→交流電源の経路で短絡電流が流れてしまうおそれが排除されている。
【００７６】
また、第１の実施形態の交流電力調整器では、要求出力（指令、デューティー）が高い時、つまり、高い電圧Ｖｏｕｔが要求される時には、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対して供給されるパルス信号（図２（Ｂ）参照）のうち、ＩＧＢＴＱ１をＯＮさせるための部分の幅が増加せしめられ、そのパルス信号の周波数自体は変更せしめられない。同様に、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対して供給されるパルス信号（図２（Ｃ）参照）のうち、ＩＧＢＴＱ２をＯＮさせるための部分の幅が増加せしめられ、そのパルス信号の周波数自体は変更せしめられない。
【００７７】
一方、要求出力（指令、デューティー）が低い時、つまり、低い電圧Ｖｏｕｔが要求される時には、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対して供給されるパルス信号（図２（Ｂ）参照）のうち、ＩＧＢＴＱ１をＯＮさせるための部分の幅が減少せしめられ、そのパルス信号の周波数自体は変更せしめられない。同様に、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対して供給されるパルス信号（図２（Ｃ）参照）のうち、ＩＧＢＴＱ２をＯＮさせるための部分の幅が減少せしめられ、そのパルス信号の周波数自体は変更せしめられない。
【００７８】
すなわち、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に対するチョッパ制御がＰＷＭ方式によって行われる。また、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４に対してチョッパ制御が行われないため、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４に対してチョッパ制御を実行するのに伴ってスイッチング損失が発生してしまうのを回避することができる。
【００７９】
更に、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより出力制御用交流スイッチが構成されている。詳細には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。更に詳細には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品と、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品とを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。
【００８０】
そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【００８１】
すなわち、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが逆向きに直列接続されている。２つのＩＧＢＴを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのＩＧＢＴを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００８２】
また、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが離間して配置されている。そのため、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、出力制御用交流スイッチの残りの部分に対して個々のＩＧＢＴをそれぞれ外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００８３】
それに対し、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて出力制御用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００８４】
更に、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが逆向きに直列接続されている。２つのダイオードを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのダイオードを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００８５】
また、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが離間して配置されている。そのため、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、出力制御用交流スイッチの残りの部分に対して個々のダイオードをそれぞれ外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００８６】
それに対し、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて出力制御用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００８７】
更に、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とを逆並列に接続し、その並列回路を負荷に対して並列接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。詳細には、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて還流用交流スイッチが構成されている。更に詳細には、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品と、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品とを用いて還流用交流スイッチが構成されている。
【００８８】
そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【００８９】
すなわち、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の還流用交流スイッチでは、還流用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが逆向きに直列接続されている。２つのＩＧＢＴを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の還流用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのＩＧＢＴを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、還流用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００９０】
それに対し、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、ＩＧＢＴＱ３とＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて還流用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、還流用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００９１】
更に、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の還流用交流スイッチでは、還流用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが逆向きに直列接続されている。２つのダイオードを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の還流用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのダイオードを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、還流用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【００９２】
それに対し、第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示すように、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて還流用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、還流用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【００９３】
上述したように、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。つまり、負荷に逆起電力が発生し、図１の下側の出力端子の電位が、図１の上側の出力端子の電位より高くなる。その結果、ＩＧＢＴＱ３およびダイオードＤ３の両端に、逆電圧が加わる。第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ３およびダイオードＤ３の両端に逆電圧が加わった時に、その逆電圧のほとんどがダイオードＤ３の両端に加わり、ＩＧＢＴＱ３の両端には、フライホイールダイオードＦＷＤ３のＶＦ（≒３Ｖ）程度の逆電圧のみが加わるように、ダイオードＤ３が選定されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ３として、低耐圧の素子（低ＶＣＥＳ素子）を用いることができる。
【００９４】
同様に、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。つまり、負荷に逆起電力が発生し、図１の上側の出力端子の電位が、図１の下側の出力端子の電位より高くなる。その結果、ＩＧＢＴＱ４およびダイオードＤ４の両端に、逆電圧が加わる。第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ４およびダイオードＤ４の両端に逆電圧が加わった時に、その逆電圧のほとんどがダイオードＤ４の両端に加わり、ＩＧＢＴＱ４の両端には、フライホイールダイオードＦＷＤ４のＶＦ（≒３Ｖ）程度の逆電圧のみが加わるように、ダイオードＤ４が選定されている。そのため、第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ４として、低耐圧の素子（低ＶＣＥＳ素子）を用いることができる。
【００９５】
以下、本発明の交流電力調整器の第２の実施形態について説明する。図３は第２の実施形態の交流電力調整器の回路図である。詳細には、図３中の破線によって囲まれた部分が第２の実施形態の交流電力調整器に相当している。
【００９６】
図３に示すように、第２の実施形態の交流電力調整器には、入力される交流電源に接続するための入力端子と、例えば電気炉、照明、モータ、電源装置などのような負荷に接続するための出力端子とが設けられている。また、入力端子と出力端子との間には、ダイオードＤ１，Ｄ２、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２、および、フライホイールダイオードＦＷＤ１，ＦＷＤ２によって構成された出力制御用交流スイッチが設けられている。更に、第２の実施形態の交流電力調整器には、負荷に流れた電流を還流させるために、高速整流ダイオードＦＲＤ３，ＦＲＤ４、および、サイリスタＳＣＲ３，ＳＣＲ４によって構成された還流用交流スイッチが設けられている。また、第２の実施形態の交流電力調整器では、入力フィルタ回路がＬｉｎ，Ｃｉｎ，Ｒｉｎによって構成され、出力フィルタ回路がＬｏｕｔ，Ｃｏｕｔによって構成されている。例えば１００Ａ／２００Ｖ型の第２の実施形態の交流電力調整器では、例えばＬｉｎ≒５０（μＨ）、例えばＣｉｎ＝１０〜２０（μＦ）、例えばＲｉｎ＝５〜１０（Ω）、例えばＬｏｕｔ≒１００（μＨ）、例えばＣｏｕｔ≒２０（μＦ）となるように、入力フィルタ回路および出力フィルタ回路が構成されている。
【００９７】
第２の実施形態の交流電力調整器のＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦするためにＩＧＢＴ駆動回路からＩＧＢＴＱ１のゲート端子に供給される駆動信号は、図２（Ｂ）に示した駆動信号とほぼ同様に構成されている。また、第２の実施形態の交流電力調整器のＩＧＢＴＱ２をＯＮ／ＯＦＦするためにＩＧＢＴ駆動回路からＩＧＢＴＱ２のゲート端子に供給される駆動信号は、図２（Ｃ）に示した駆動信号とほぼ同様に構成されている。
【００９８】
つまり、第２の実施形態の交流電力調整器では、交流電源から正の正弦半波が供給される期間中、つまり、図３の上側の入力端子の電位が図３の下側の入力端子の電位より高い期間中に、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、例えば約１０ＫＨｚの周波数のパルス信号、つまり、例えば約１０ＫＨｚの周波数でＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が供給される。また、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ２をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。
【００９９】
そのため、交流電源から正の正弦半波が供給される期間中のうち、ＩＧＢＴＱ１がＯＮしている時には、交流電源→図３の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→図３の上側の出力端子→負荷→図３の下側の出力端子→図３の下側の入力端子→交流電源の経路で電流が流れる。一方、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。つまり、負荷に逆起電力が発生し、図３の下側の出力端子の電位が、図３の上側の出力端子の電位より高くなる。その結果、サイリスタＳＣＲ４および高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に順電圧が加わる。
【０１００】
第２の実施形態の交流電力調整器では、高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に順電圧が発生すると、ＳＣＲ駆動回路において、サイリスタＳＣＲ４をＯＮするための駆動信号がその順電圧に基づいて生成され、その駆動信号がサイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力される。それにより、サイリスタＳＣＲ４がＯＮせしめられる。
【０１０１】
その結果、交流電源から正の正弦半波が供給される期間中のうち、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている時には、負荷→図３の下側の出力端子→高速整流ダイオードＦＲＤ４→サイリスタＳＣＲ４→図３の上側の出力端子→負荷の経路で、負荷を流れた電流が還流せしめられる。
【０１０２】
次いで、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられると、サイリスタＳＣＲ４および高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に逆電圧が加わる。詳細には、サイリスタＳＣＲ４よりも応答性の速い高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、まず最初に、高速整流ダイオード４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ４にも電流が流れなくなる。すなわち、サイリスタＳＣＲ４がＯＦＦされる。その結果、交流電源→図３の上側の入力端子→ダイオードＤ１→ＩＧＢＴＱ１→図３の上側の出力端子→負荷→図３の下側の出力端子→図３の下側の入力端子→交流電源の経路で電流が再び流れ始める。
【０１０３】
つまり、交流電源から正の正弦半波が供給される期間中には、交流電源から負荷に電流が流れる状態と、負荷から高速整流ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４に電流が還流される状態とが繰り返される。その結果、電圧Ｖｘ（図３参照）が、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、図２（Ｆ）に示すような波形になり、出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｘの波形がなまされて、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、図２（Ｇ）に示すような波形になる。
【０１０４】
次いで、交流電源から負の正弦半波が供給され始めると、つまり、図３の下側の入力端子の電位が図３の上側の入力端子の電位より高くなると、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、所定のデッドタイム（図２（Ｂ）参照）の経過後に、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、例えば約１０ＫＨｚの周波数のパルス信号、つまり、例えば約１０ＫＨｚの周波数でＩＧＢＴＱ２をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が供給され始める。また、交流電源から負の正弦半波が供給され始めると、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ１をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。
【０１０５】
交流電源から正の正弦半波が供給されていた期間中、ＩＧＢＴＱ１がＯＮからＯＦＦに最後に切り換えられた時に、サイリスタＳＣＲ４はＯＮせしめられているが、上述したデッドタイムの期間中に、サイリスタＳＣＲ４のアノード−カソード間を流れる電流は、サイリスタＳＣＲ４をＯＮし続けるのに必要な保持電流未満まで減少している。そのため、上述したデッドタイムの期間中に、サイリスタＳＣＲ４はＯＮからＯＦＦに切り換わっている。その結果、上述したデッドタイムの経過後に、ＩＧＢＴＱ２がＯＮせしめられても、交流電源からの電流が高速整流ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４を短絡せしめられてしまうことはない。つまり、ＩＧＢＴＱ２がＯＮしている時に高速整流ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４に短絡電流が流れてしまうことが、上述したデッドタイムによって回避されている。
【０１０６】
第２の実施形態の交流電力調整器では、交流電源から負の正弦半波が供給される期間中のうち、ＩＧＢＴＱ２がＯＮしている時には、交流電源→図３の下側の入力端子→図３の下側の出力端子→負荷→図３の上側の出力端子→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図３の上側の入力端子→交流電源の経路で電流が流れる。一方、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに切り換えられると、交流電源から負荷に電流が供給されなくなるが、負荷は電流を流し続けようとする。つまり、負荷に逆起電力が発生し、図３の上側の出力端子の電位が、図３の下側の出力端子の電位より高くなる。その結果、サイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に順電圧が加わる。
【０１０７】
第２の実施形態の交流電力調整器では、高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に順電圧が発生すると、ＳＣＲ駆動回路において、サイリスタＳＣＲ３をＯＮするための駆動信号がその順電圧に基づいて生成され、その駆動信号がサイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力される。それにより、サイリスタＳＣＲ３がＯＮせしめられる。
【０１０８】
その結果、交流電源から負の正弦半波が供給される期間中のうち、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている時には、負荷→図３の上側の出力端子→サイリスタＳＣＲ３→高速整流ダイオードＦＲＤ３→図３の下側の出力端子→負荷の経路で、負荷を流れた電流が還流せしめられる。
【０１０９】
次いで、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられると、サイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に逆電圧が加わる。詳細には、サイリスタＳＣＲ３よりも応答性の速い高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、まず最初に、高速整流ダイオードＦＲＤ３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ３にも電流が流れなくなる。すなわち、サイリスタＳＣＲ３がＯＦＦされる。その結果、交流電源→図３の下側の入力端子→図３の下側の出力端子→負荷→図３の上側の出力端子→ＩＧＢＴＱ２→ダイオードＤ２→図３の上側の入力端子→交流電源の経路で電流が再び流れ始める。
【０１１０】
つまり、交流電源から負の正弦半波が供給される期間中には、交流電源から負荷に電流が流れる状態と、負荷からサイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３に電流が還流される状態とが繰り返される。その結果、電圧Ｖｘ（図３参照）が、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、図２（Ｆ）に示すような波形になり、出力端子を介して負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔは、電圧Ｖｘの波形がなまされて、第１の実施形態の交流電力調整器と同様に、図２（Ｇ）に示すような波形になる。
【０１１１】
次いで、交流電源から正の正弦半波が再び供給され始めると、つまり、図３の上側の入力端子の電位が図３の下側の入力端子の電位より高くなると、所定のデッドタイムの経過後に、ＩＧＢＴＱ１のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ１をＯＮ／ＯＦＦさせるための駆動信号が再び供給され始める。また、交流電源から正の正弦半波が再び供給され始めると、ＩＧＢＴＱ２のゲート端子に対し、ＩＧＢＴＱ２をＯＦＦし続けるための駆動信号が供給される。
【０１１２】
交流電源から負の正弦半波が供給されていた期間中、ＩＧＢＴＱ２がＯＮからＯＦＦに最後に切り換えられた時に、サイリスタＳＣＲ３はＯＮせしめられているが、上述したデッドタイムの期間中に、サイリスタＳＣＲ３のアノード−カソード間を流れる電流は、サイリスタＳＣＲ３をＯＮし続けるのに必要な保持電流未満まで減少している。そのため、上述したデッドタイムの期間中に、サイリスタＳＣＲ３はＯＮからＯＦＦに切り換わっている。その結果、上述したデッドタイムの経過後に、ＩＧＢＴＱ１が再びＯＮせしめられても、交流電源からの電流がサイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３を短絡せしめられてしまうことはない。つまり、ＩＧＢＴＱ１がＯＮしている時にサイリスタＳＣＲ３および高速整流ダイオードＦＲＤ３に短絡電流が流れてしまうことが、上述したデッドタイムによって回避されている。
【０１１３】
更に、第２の実施形態の交流電力調整器では、要求出力（指令、デューティー）が低い時における出力Ｖｏｕｔ（図２（Ｇ）参照）の波形の歪みおよびノイズを低減するために、要求出力（指令、デューティー）が高い時にＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を低くし、要求出力が低い時にＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を高くするＰＦＭ制御が行われる。
【０１１４】
図４は第２の実施形態の交流電力調整器においてＰＦＭ制御を行うための回路を示した図である。図５は第１の実施形態の交流電力調整器におけるＰＷＭ制御と第２の実施形態における交流電力調整器におけるＰＦＭ制御とを比較して示した図である。詳細には、図５（Ａ）は第１の実施形態の交流電力調整器において要求出力（指令、デューティー）が低い時にＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）を生成する方法を示した図、図５（Ｂ）は第１の実施形態の交流電力調整器において要求出力（指令、デューティー）が高い時にＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）を生成する方法を示した図、図５（Ｃ）は第２の実施形態の交流電力調整器において要求出力（指令、デューティー）が低い時にＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）を生成する方法を示した図、図５（Ｄ）は第２の実施形態の交流電力調整器において要求出力（指令、デューティー）が高い時にＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）を生成する方法を示した図である。図６はＰＦＭ制御における指令とスイッチング周波数ｆｓｗおよびパルス幅（ＯＮ部分の幅）Ｐｗとの関係を示した図である。
【０１１５】
図５（Ａ）および図５（Ｂ）に示すように、ＰＷＭ制御が採用されている第１の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数自体は変更せしめられず、駆動信号（パルス信号）を構成するＯＮ部分の幅とＯＦＦ部分の幅との比が、要求出力（指令、デューティー）に応じて変更される。詳細には、図５（Ａ）に示すように、要求出力（指令、デューティー）が低い時には、駆動信号（パルス信号）を構成するＯＮ部分の割合が減少せしめられ、ＯＦＦ部分の割合が増加せしめられる。一方、図５（Ｂ）に示すように、要求出力（指令、デューティー）が高い時には、駆動信号（パルス信号）を構成するＯＮ部分の割合が増加せしめられ、ＯＦＦ部分の割合が減少せしめられる。
【０１１６】
それに対し、図５（Ｃ）、図５（Ｄ）および図６に示すように、ＰＦＭ制御が採用されている第２の実施形態の交流電力調整器では、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数が、要求出力（指令、デューティー）に応じて変更される。詳細には、図５（Ｃ）および図６に示すように、要求出力（指令、デューティー）が低い時には、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数が増加せしめられる。一方、図５（Ｄ）および図６に示すように、要求出力（指令、デューティー）が高い時には、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数が減少せしめられる。そのため、第２の実施形態の交流電力調整器によれば、要求出力（指令、デューティー）が低い時における出力Ｖｏｕｔ（図２（Ｇ）参照）の波形の歪みおよびノイズを低減することができる。
【０１１７】
換言すれば、第２の実施形態の交流電力調整器では、交流電源から正の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間（図２（Ｂ）参照）が比較的短い場合と、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間（図２（Ｂ）参照）が比較的長い場合とが生じてくる。
【０１１８】
交流電源から正の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間（図２（Ｂ）参照）が比較的短い場合には、上述したように、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられた時に高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、まず最初に、高速整流ダイオード４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ４がＯＦＦされる。
【０１１９】
一方、交流電源から正の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間（図２（Ｂ）参照）が比較的長い場合には、そのＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間中に、サイリスタＳＣＲ４のアノード−カソード間を流れる電流が、サイリスタＳＣＲ４をＯＮし続けるのに必要な保持電流未満まで減少し、その結果、そのＩＧＢＴＱ１がＯＦＦしている期間中に、サイリスタＳＣＲ４がＯＮからＯＦＦに切り換わる。つまり、ＩＧＢＴＱ１がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられる以前に、サイリスタＳＣＲ４がＯＮからＯＦＦに既に切り換わっている。
【０１２０】
同様に、第２の実施形態の交流電力調整器では、交流電源から負の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間（図２（Ｃ）参照）が比較的短い場合と、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間（図２（Ｃ）参照）が比較的長い場合とが生じてくる。
【０１２１】
交流電源から負の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間（図２（Ｃ）参照）が比較的短い場合には、上述したように、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられた時に高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、まず最初に、高速整流ダイオード３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、サイリスタＳＣＲ３がＯＦＦされる。
【０１２２】
一方、交流電源から負の正弦半波が供給される期間（図２（Ａ）参照）中に、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間（図２（Ｃ）参照）が比較的長い場合には、そのＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間中に、サイリスタＳＣＲ３のアノード−カソード間を流れる電流が、サイリスタＳＣＲ３をＯＮし続けるのに必要な保持電流未満まで減少し、その結果、そのＩＧＢＴＱ２がＯＦＦしている期間中に、サイリスタＳＣＲ３がＯＮからＯＦＦに切り換わる。つまり、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦからＯＮに再び切り換えられる以前に、サイリスタＳＣＲ３がＯＮからＯＦＦに既に切り換わっている。
【０１２３】
詳細には、第２の実施形態の交流電力調整器では、図４に示すように、要求出力（指令、デューティー）が入力されると、比較器１の反転端子に入力されている例えば１０Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、その差分の電圧に応じて、発信機から出力される図６に示すようなスイッチング周波数ｆｓｗ（つまり、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に供給される駆動信号（パルス信号）の周波数）、および、パルス幅Ｐｗ（つまり、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がＯＮせしめられる部分の幅）が選定される。次いで、三角波発生装置において、図５に示すような三角波および駆動信号（パルス信号）が発生せしめられる。次いで、三角波発生装置からの信号が、比較器２の反転端子に入力され、比較器２の非反転端子に入力された要求出力（指令、デューティー）との比較が再び行われる。
【０１２４】
次いで、比較器２からの出力と、図７に示すＡＣ極性判定回路のＬｉｎｅ ａおよびＬｉｎｅ ｂからの信号とのＡＮＤ論理がとられ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の駆動信号（パルス信号）が出力される。また、Ｌｉｎｅ ａの信号波形がそのままＱ３の駆動信号として出力され、Ｌｉｎｅ ｂの信号波形がそのままＱ４の駆動信号として出力される。
【０１２５】
図７はＡＣ極性判定回路の一例を示した図、図８は図４中のＱ３，Ｑ４として仮にＩＧＢＴが用いられる場合における図７中のＡＣ入力端子に入力されるＡＣ入力波形と、Ｌｉｎｅ ａの出力波形と、Ｌｉｎｅ ｂの出力波形とを示した図である。
【０１２６】
図７に示すように、ＡＣ極性判定回路では、ＡＣ＋，ＡＣ−からの入力電圧を受け、ＬＥＤ１，ＬＥＤ２が各々の正弦半波毎に点灯する。ＬＥＤ１と共にフォトカプラＰＣ１を構成する受光素子がＬＥＤ１からの光を受光すると、フォトカプラＰＣ１がＯＮし、そのＯＮ信号をＢ１が増幅して、反転した出力波形を図４に示したＬｉｎｅ ａに出力する。同様に、ＬＥＤ２と共にフォトカプラＰＣ２を構成する受光素子がＬＥＤ２からの光を受光すると、フォトカプラＰＣ２がＯＮし、そのＯＮ信号をＢ２が増幅して、反転した出力波形を図４に示したＬｉｎｅ ｂに出力する。図４中のＱ３，Ｑ４として仮にＩＧＢＴが用いられる場合には、図８に示すように、Ｌｉｎｅ ａの出力の立ち下がりとＬｉｎｅ ｂの出力の立ち上がりとの間、および、Ｌｉｎｅ ｂの出力の立ち下がりとＬｉｎｅ ａの出力の立ち上がりとの間にデッドタイムが設けられることになる。
【０１２７】
第１の実施形態の交流電力調整器では、図１に示したように、Ｑ３，Ｑ４としてＩＧＢＴが用いられているが、第２の実施形態の交流電力調整器では、図３に示したように、これらの代わりにサイリスタＳＣＲ３，ＳＣＲ４が用いられている。そのため、第２の実施形態の交流電力調整器では、図９に示すようなＳＣＲ駆動回路が必要になる。図９は図３に示したＳＣＲ駆動回路として適用可能なＳＣＲ駆動回路の一例を示した図である。
【０１２８】
図９に示すように、高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に順電圧ＶＦが発生すると、比較器において順電圧ＶＦか否かの比較が行われ、次いで、フォトカプラにおいて光信号に変換される。次いで、再び電気信号となった信号と、図４に示した発信器（三角波発生器）とのフリップフロップ信号とがＡＮＤ論理を経て、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号となり、次いで、パルストランスを介してＳＢＤで整流される。次いで、コンデンサ平滑され、サイリスタＳＣＲ３をＯＮするための駆動信号が生成される。次いで、その駆動信号がサイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力される。それにより、サイリスタＳＣＲ３がＯＮせしめられる。
【０１２９】
つまり、サイリスタＳＣＲ３が用いられている第２の実施形態の交流電力調整器では、図８に示したようなＬｉｎｅ ａ出力波形がサイリスタＳＣＲ３に供給されるのではなく、ＩＧＢＴＱ２（図３参照）のＯＮ→ＯＦＦに伴って、高速整流ダイオードＦＲＤ３の両端に順電圧ＶＦが発生する毎に、サイリスタＳＣＲ３に駆動信号が供給されることになる。
【０１３０】
同様に、図９に示すように、高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に順電圧ＶＦが発生すると、比較器において順電圧ＶＦか否かの比較が行われ、次いで、フォトカプラにおいて光信号に変換される。次いで、再び電気信号となった信号と、図４に示した発信器（三角波発生器）とのフリップフロップ信号とがＡＮＤ論理を経て、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号となり、次いで、パルストランスを介してＳＢＤで整流される。次いで、コンデンサ平滑され、サイリスタＳＣＲ４をＯＮするための駆動信号が生成される。次いで、その駆動信号がサイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力される。それにより、サイリスタＳＣＲ４がＯＮせしめられる。
【０１３１】
つまり、サイリスタＳＣＲ４が用いられている第２の実施形態の交流電力調整器では、図８に示したようなＬｉｎｅ ｂ出力波形がサイリスタＳＣＲ４に供給されるのではなく、ＩＧＢＴＱ１（図３参照）のＯＮ→ＯＦＦに伴って、高速整流ダイオードＦＲＤ４の両端に順電圧ＶＦが発生する毎に、サイリスタＳＣＲ４に駆動信号が供給されることになる。
【０１３２】
更に、第２の実施形態の交流電力調整器では、図３に示すように、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより出力制御用交流スイッチが構成されている。詳細には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。更に詳細には、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品と、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品とを用いて出力制御用交流スイッチが構成されている。
【０１３３】
そのため、第２の実施形態の交流電力調整器によれば、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とがモジュール化されていない場合、あるいは、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【０１３４】
すなわち、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが逆向きに直列接続されている。２つのＩＧＢＴを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのＩＧＢＴを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【０１３５】
また、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのＩＧＢＴが離間して配置されている。そのため、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのＩＧＢＴとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、出力制御用交流スイッチの残りの部分に対して個々のＩＧＢＴをそれぞれ外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【０１３６】
それに対し、第２の実施形態の交流電力調整器では、図３に示すように、ＩＧＢＴＱ１とＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて出力制御用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第２の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【０１３７】
更に、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが逆向きに直列接続されている。２つのダイオードを逆向きに直列接続してモジュール化した汎用品は存在しないため、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、２つのダイオードを外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【０１３８】
また、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、出力制御用交流スイッチの一部を構成する２つのダイオードが離間して配置されている。そのため、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）の出力制御用交流スイッチでは、２つのダイオードとして、モジュール化された汎用品を用いることができず、出力制御用交流スイッチの残りの部分に対して個々のダイオードをそれぞれ外部配線によって接続しなければならない。その結果、特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）では、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分が大きくなってしまう。
【０１３９】
それに対し、第２の実施形態の交流電力調整器では、図３に示すように、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化された汎用品を用いて出力制御用交流スイッチの一部が構成されている。そのため、第３の実施形態の交流電力調整器によれば、特開平７−１５９６０号公報に記載された電源装置（交流電力調整器）および特開２００３−１８８４３号公報に記載された交流電圧調整装置（交流電力調整器）よりも、出力制御用交流スイッチのインダクタンス成分を低減することができる。
【０１４０】
更に、第１の実施形態の交流電力調整器では、図３に示すように、直列接続された高速整流ダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続された高速整流ダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とを逆並列に接続し、その並列回路を負荷に対して並列接続することにより還流用交流スイッチが構成されている。詳細には、高速整流ダイオードＦＲＤ３と高速整流ダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて還流用交流スイッチが構成されている。更に詳細には、高速整流ダイオードＦＲＤ３と高速整流ダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品と、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化された汎用品とを用いて還流用交流スイッチが構成されている。
【０１４１】
そのため、第２の実施形態の交流電力調整器によれば、高速整流ダイオードＦＲＤ３と高速整流ダイオードＦＲＤ４とがモジュール化されていない場合、あるいは、サイリスタＳＣＲ３とサイリスタＳＣＲ４とがモジュール化されていない場合よりも、交流電力調整器全体を小型化することができ、また、モジュールの内部配線に対する外部配線の割合を低減することができ、それにより、外部配線の寄生インダクタンス成分を低減することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１４２】
本発明の交流電力調整器は、例えば商用の交流電源から入力された交流電圧・電流を０％から１００％までの間で無段階に調整し、その調整された交流電圧・電流を例えば電気炉、照明、モータ、電源装置などの負荷に対して出力することが必要とされる場合に適用可能である。
【０１４３】
例えばφ３０００ｍｍ対応のランプアニール装置に対して交流電力調整器が適用される場合には、その性能として、例えば最高使用温度：１２５０℃、面内温度均一性：±２℃、最大昇温レート：２５０℃／ｓｅｃ、最大降温レート：９０℃／ｓｅｃ程度のものが求められる。この加熱源としては、雰囲気加熱ではなく、ハロゲンランプを例えば１０〜２０の多数のゾーンに配置したクロスランプ構造と呼ばれる構造が採られる。１つのランプアニール装置の中には、そのゾーン数に見合う数の交流電力調整器が所狭しと組み込まれる。
【０１４４】
つまり、コンパクトであって、低損失であって、装置内での発熱が極めて少なく、急速な熱サイクル運転に耐えることができ、製造コストを低減した本発明の交流電力調整器は、上述したランプアニール装置のような負荷に対して適用されるのに非常に適している。
【図面の簡単な説明】
【０１４５】
【図１】第１の実施形態の交流電力調整器の回路図である。
【図２】図１に示した回路の各部における波形を示した図である。
【図３】第２の実施形態の交流電力調整器の回路図である。
【図４】第２の実施形態の交流電力調整器においてＰＦＭ制御を行うための回路を示した図である。
【図５】第１の実施形態の交流電力調整器におけるＰＷＭ制御と第２の実施形態における交流電力調整器におけるＰＦＭ制御とを比較して示した図である。
【図６】ＰＦＭ制御における指令とスイッチング周波数ｆｓｗおよびパルス幅（ＯＮ部分の幅）Ｐｗとの関係を示した図である。
【図７】ＡＣ極性判定回路の一例を示した図である。
【図８】図４中のＱ３，Ｑ４として仮にＩＧＢＴが用いられる場合における図７中のＡＣ入力端子に入力されるＡＣ入力波形と、Ｌｉｎｅ ａの出力波形と、Ｌｉｎｅ ｂの出力波形とを示した図である。
【図９】図３に示したＳＣＲ駆動回路として適用可能なＳＣＲ駆動回路の一例を示した図である。
【図１０】従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）を示した図である。
【図１１】従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）を示した図である。
【図１２】図１１に示した従来の出力可変誘導性負荷回路（交流電力調整器）の動作を説明するための主要各部の波形図である。
【図１３】従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）を示した図である。
【図１４】従来の交流電圧制御装置（交流電力調整器）を示した図である。
【図１５】従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）を示した図である。
【図１６】図１５に示した従来の交流スイッチング回路（交流電力調整器）の各部の出力波形図である。
【図１７】従来の交流電力調整装置（交流電力調整器）を示した図である。
【図１８】従来の電源装置（交流電力調整器）を示した図である。
【図１９】図１８に示した従来の電源装置（交流電力調整器）１０３の各部の出力電圧波形図である。
【図２０】従来の交流電圧調整装置（交流電力調整器）を示した図である。
【符号の説明】
【０１４６】
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ ＩＧＢＴ
ＦＷＤ１，ＦＷＤ２，ＦＷＤ３，ＦＷＤ４ フライホイールダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、前記負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整器において、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより前記出力制御用交流スイッチを構成したことを特徴とする交流電力調整器。
【請求項２】
前記ダイオードＤ１と前記ダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記ＩＧＢＴＱ１と前記ＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記出力制御用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１に記載の交流電力調整器。
【請求項３】
直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とを前記負荷に対して逆並列に接続することにより前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電力調整器。
【請求項４】
前記ダイオードＤ３と前記ダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記ＩＧＢＴＱ３と前記ＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項３に記載の交流電力調整器。
【請求項５】
直列接続されたダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続されたダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とを前記負荷に対して逆並列に接続することにより前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電力調整器。
【請求項６】
前記還流用交流スイッチのターンオン時には、前記ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号を前記サイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力することによって、前記負荷からの電流が前記ダイオードＦＲＤ３および前記サイリスタＳＣＲ３を還流せしめられ、前記還流用交流スイッチのターンオフ時には、前記ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、前記ダイオードＦＲＤ３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、前記サイリスタＳＣＲ３にも電流が流れなくなるように、前記ダイオードＦＲＤ３と前記サイリスタＳＣＲ３とを構成したことを特徴とする請求項５に記載の交流電力調整器。
【請求項７】
前記還流用交流スイッチのターンオン時には、前記ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号を前記サイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力することによって、前記負荷からの電流が前記ダイオードＦＲＤ４および前記サイリスタＳＣＲ４を還流せしめられ、前記還流用交流スイッチのターンオフ時には、前記ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、前記ダイオードＦＲＤ４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、前記サイリスタＳＣＲ４にも電流が流れなくなるように、前記ダイオードＦＲＤ４と前記サイリスタＳＣＲ４とを構成したことを特徴とする請求項５又は６に記載の交流電力調整器。
【請求項８】
要求出力が高い時に前記ＩＧＢＴＱ１および前記ＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を低くし、要求出力が低い時に前記ＩＧＢＴＱ１および前記ＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を高くすることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の交流電力調整器。
【請求項９】
前記ダイオードＦＲＤ３と前記ダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記サイリスタＳＣＲ３と前記サイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項５〜８のいずれか一項に記載の交流電力調整器。
【請求項１】
入力される交流電源に接続するための入力端子と、負荷に接続するための出力端子と、前記入力端子と前記出力端子との間に配置された出力制御用交流スイッチと、前記負荷に流れた電流を還流させるための還流用交流スイッチとを具備する交流電力調整器において、直列接続されたダイオードＤ１およびＩＧＢＴＱ１と、直列接続されたダイオードＤ２およびＩＧＢＴＱ２とを逆並列に接続することにより前記出力制御用交流スイッチを構成したことを特徴とする交流電力調整器。
【請求項２】
前記ダイオードＤ１と前記ダイオードＤ２とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記ＩＧＢＴＱ１と前記ＩＧＢＴＱ２とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記出力制御用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１に記載の交流電力調整器。
【請求項３】
直列接続されたダイオードＤ３およびＩＧＢＴＱ３と、直列接続されたダイオードＤ４およびＩＧＢＴＱ４とを前記負荷に対して逆並列に接続することにより前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電力調整器。
【請求項４】
前記ダイオードＤ３と前記ダイオードＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記ＩＧＢＴＱ３と前記ＩＧＢＴＱ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項３に記載の交流電力調整器。
【請求項５】
直列接続されたダイオードＦＲＤ３およびサイリスタＳＣＲ３と、直列接続されたダイオードＦＲＤ４およびサイリスタＳＣＲ４とを前記負荷に対して逆並列に接続することにより前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流電力調整器。
【請求項６】
前記還流用交流スイッチのターンオン時には、前記ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号を前記サイリスタＳＣＲ３のゲート端子に入力することによって、前記負荷からの電流が前記ダイオードＦＲＤ３および前記サイリスタＳＣＲ３を還流せしめられ、前記還流用交流スイッチのターンオフ時には、前記ダイオードＦＲＤ３の両端に発生した逆電圧によって、前記ダイオードＦＲＤ３を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、前記サイリスタＳＣＲ３にも電流が流れなくなるように、前記ダイオードＦＲＤ３と前記サイリスタＳＣＲ３とを構成したことを特徴とする請求項５に記載の交流電力調整器。
【請求項７】
前記還流用交流スイッチのターンオン時には、前記ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した順電圧に基づいて生成された駆動信号を前記サイリスタＳＣＲ４のゲート端子に入力することによって、前記負荷からの電流が前記ダイオードＦＲＤ４および前記サイリスタＳＣＲ４を還流せしめられ、前記還流用交流スイッチのターンオフ時には、前記ダイオードＦＲＤ４の両端に発生した逆電圧によって、前記ダイオードＦＲＤ４を還流せしめられていた電流が遮断され、それにより、前記サイリスタＳＣＲ４にも電流が流れなくなるように、前記ダイオードＦＲＤ４と前記サイリスタＳＣＲ４とを構成したことを特徴とする請求項５又は６に記載の交流電力調整器。
【請求項８】
要求出力が高い時に前記ＩＧＢＴＱ１および前記ＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を低くし、要求出力が低い時に前記ＩＧＢＴＱ１および前記ＩＧＢＴＱ２の駆動信号の周波数を高くすることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の交流電力調整器。
【請求項９】
前記ダイオードＦＲＤ３と前記ダイオードＦＲＤ４とが直列接続されてモジュール化されたものと、前記サイリスタＳＣＲ３と前記サイリスタＳＣＲ４とが直列接続されてモジュール化されたものとを用いて前記還流用交流スイッチを構成したことを特徴とする請求項５〜８のいずれか一項に記載の交流電力調整器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２００６−３３３５８８（Ｐ２００６−３３３５８８Ａ）
【公開日】平成１８年１２月７日（２００６．１２．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１５１７３４（Ｐ２００５−１５１７３４）
【出願日】平成１７年５月２５日（２００５．５．２５）
【出願人】（０００２２７９２８）日本インター株式会社 (67)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１２月７日（２００６．１２．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年５月２５日（２００５．５．２５）
【出願人】（０００２２７９２８）日本インター株式会社 (67)
【Ｆターム（参考）】
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