共振コンバータ
【課題】オーディオ用途に適したロードレギュレーションを得られる共振コンバータを提供する。
【解決手段】スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを直流電源Ｖｉｎに直列に接続し、スイッチ素子Ｑ２に並列に漏れインダンクタンスを有するトランスＴの１次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列共振回路を接続し、トランスＴの２次巻線ＮＳ１、ＮＳ２に整流平滑回路を接続し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン・オフ制御することにより、整流平滑回路に発生する出力電圧Ｖｏを負荷に供給する共振コンバータにおいて、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路（ダイオードＤ１、ダイオードＤ２）をさらに備え、整流平滑回路から負荷に供給する出力電流Ｉｏが所定の電流値よりも大きい領域において、出力電流Ｉｏが増加するにつれて出力電圧Ｖｏが低下する出力特性を有するように構成する。
【解決手段】スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを直流電源Ｖｉｎに直列に接続し、スイッチ素子Ｑ２に並列に漏れインダンクタンスを有するトランスＴの１次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列共振回路を接続し、トランスＴの２次巻線ＮＳ１、ＮＳ２に整流平滑回路を接続し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン・オフ制御することにより、整流平滑回路に発生する出力電圧Ｖｏを負荷に供給する共振コンバータにおいて、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路（ダイオードＤ１、ダイオードＤ２）をさらに備え、整流平滑回路から負荷に供給する出力電流Ｉｏが所定の電流値よりも大きい領域において、出力電流Ｉｏが増加するにつれて出力電圧Ｖｏが低下する出力特性を有するように構成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振コンバータの出力特性に関する。
【背景技術】
【０００２】
共振コンバータの中で、ハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータが知られている。
【０００３】
図１０は、従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータの回路構成を、図１１は、従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータの出力特性をそれぞれ示している。従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータは、直流電源Ｖｉｎの両端にハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１とローサイド側のスイッチ素子Ｑ２とが直列接続されている。スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴで構成され、逆向き並列に接続された寄生ダイオード素子（図示せず）をそれぞれ有する。また、トランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとからなる直列共振回路がローサイド側のスイッチ素子Ｑ２に並列接続されている。なお、トランスＴの一次巻線Ｎｐは漏れ（リーケージ）インダクタンスＬｒと励磁インダクタンスとを有する。トランスＴの二次側は、中間タップによって２つの二次巻線ＮＳ１、ＮＳ２に分割され、ダイオードＤ１０、Ｄ１１と出力用コンデンサＣ１０とで整流平滑回路が構成されている。すなわち、中間タップ側でない二次巻線ＮＳ１の端部がダイオードＤ１０のアノードに接続されていると共に、中間タップ側でない二次巻線ＮＳ２の端部がダイオードＤ１１のアノードに接続され、ダイオードＤ１０、Ｄ１１のカソードが出力用コンデンサＣ１０の正極端子に接続されている。この出力用コンデンサＣ１０の正極端子が直流出力電圧Ｖｏを出力する直流出力端子となる。また、出力用コンデンサＣ１０の負極端子は、二次巻線ＮＳ１、ＮＳ２間の中間タップに接続され、２次側グランド端子ＧＮＤとなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１０１６８３号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータは、オーディオ用途には向かないという問題点があった。オーディオ用途に使用する場合、電源装置は幅広い負荷（負荷量）で動作する必要があり、適切なロードレギュレーションを持つ必要がある（例えば、特許文献１参照）。具体的には、負荷を大きくした場合、電力を取りすぎないように電源装置の出力電圧は小さくする必要があり、ロードレギュレーションは大きくなければならない。これに対し、従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータの出力特性、すなわち、出力電流Ｉｏ―出力電圧Ｖｏ特性は、図１１（Ｘ）に示すように、出力電流Ｉｏが変化しても出力電圧Ｖｏの変化が少なく、ロードレギュレーションが小さいため、オーディオ用途に適用することが困難であった。
【０００６】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、オーディオ用途に適したロードレギュレーションを得られる共振コンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の共振コンバータは、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子に並列に漏れインダンクタンスを有するトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン・オフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする。
さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記クランプ回路は、前記直流電源の一端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１ダイオードと、前記直流電源の他端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第２ダイオードとの両方、もしくはいずれか一方からなることを特徴とする。
さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする。
さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第２コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする。
さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１コンデンサと、前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第２コンデンサと、前記電流共振コンデンサを介して前記直流電源に直列に接続される第３コンデンサとをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする。
また、本発明の共振コンバータは、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子に並列に電流共振リアクトルとトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン・オフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、整流平滑回路から負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、出力電流が増加するにつれて出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたので、オーディオ用途に適したロードレギュレーションを得ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明に係る共振コンバータの第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図２】図１に示す共振コンバータの各部の動作波形図である。
【図３】図１に示す共振コンバータの出力特性を示すグラフである。
【図４】本発明に係る共振コンバータの第１の実施の形態の変形例を示す回路構成図である。
【図５】本発明に係る共振コンバータの第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図６】図６に示す共振コンバータの出力特性を示すグラフである。
【図７】本発明に係る共振コンバータの第３の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図８】図７に示す共振コンバータの出力特性を示すグラフである。
【図９】本発明に係る共振コンバータの第２及び第３の実施の形態の変形例を示す回路構成図である。
【図１０】従来の共振コンバータの回路構成を示す回路構成図である。
【図１１】図１０に示す従来の共振コンバータの出力特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態の共振コンバータは、図１を参照すると、図１０に示す従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータの回路構成に加えて、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを所定の電圧値にクランプするクランプ回路を備えている。
【００１１】
図１を参照すると、クランプ回路は、ダイオードＤ１（第１ダイオード）、ダイオードＤ２（第２ダイオード）からなる。ダイオードＤ１は、ハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１（第１スイッチ素子）のドレインと、一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点との間に逆方向接続されている。すなわち、ハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１のドレインにダイオードＤ１のカソードが接続され、ダイオードＤ１のアノードは、一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点に接続されている。
【００１２】
ダイオードＤ２は、電流共振コンデンサＣｒｉの両端に逆方向接続されている。すなわち、一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとダイオードＤ１のアノードとの接続点にダイオードＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤ２のアノードは、ローサイド側のスイッチ素子Ｑ２（第２スイッチ素子）のソースと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点に接続されている。
【００１３】
図２には、第１の実施の形態の共振コンバータの各部の動作波形が示されており、（ａ）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ１、（ｂ）はスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ２、（ｃ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の接続点からトランスＴの一次側への電流ＩＬｒ、（ｄ）は電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉ、（ｅ）はダイオードＤ１を流れる電流ＩＤ１、（ｆ）はダイオードＤ２を流れる電流ＩＤ２を表している。
【００１４】
第１の実施の形態の共振コンバータを、スイッチング周波数一定にして動作させると、スイッチ素子Ｑ１がオンの時、図２（ｄ）に示すように、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧が上昇して直流電源Ｖｉｎの電圧Ｖｉｎに達すると、図２（ｅ）に示すように、ダイオードＤ１が導通し、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが電圧Ｖｉｎにクランプされる。また、スイッチ素子Ｑ２がオンの時、図２（ｄ）に示すように、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが下降して零電圧に達すると、図２（ｆ）に示すように、ダイオードＤ２が導通し、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが零電圧にクランプされる。
【００１５】
このように、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが電圧Ｖｉｎと零電圧にクランプされることにより、図３（Ａ）に示すように、出力電流Ｉｏを所定の電流値（例えば、１０Ａ）以上取ると、出力電圧Ｖｏを低下することができ、図３（Ｘ）に示す従来例と比較して、ロードレギュレーションが大きくなる。
【００１６】
以上説明したように、第１の実施の形態によれば、ダイオードＤ１によって、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを電圧Ｖｉｎにクランプし、ダイオードＤ２によって、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを零電圧にクランプするように構成することにより、出力電流Ｉｏを所定の電流値以上取ると、出力電圧Ｖｏを低下することができ、オーディオ用途に適したロードレギュレーションが得られるという効果を奏する。
【００１７】
なお、第１の実施の形態では、クランプ回路としてダイオードＤ１及びダイオードＤ２の両方を設けるように構成したが、図４（ａ）に示すように、ダイオードＤ１のみを設け、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを電圧Ｖｉｎにのみクランプするようにしても良く、また、図４（ｂ）に示すように、ダイオードＤ２のみを設け、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを零電圧にのみクランプするようにしても良い。ダイオードＤ１もしくはダイオードＤ２のいずれか一方を設けた場合でも、図３（Ｂ）、（Ｃ）に示すように、出力電流Ｉｏを１０Ａ以上取ると出力電圧Ｖｏを低下することができ、ロードレギュレーションが大きくなる。なお、図３に示すように、ダイオードＤ１もしくはダイオードＤ２のいずれか一方を設けた場合には、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２の両方を設けた場合よりも、ロードレギュレーションが小さくなる。従って、所望の出力特性に応じて、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２の両方を設けるか、ダイオードＤ１もしくはダイオードＤ２のいずれか一方を設けるかを決めることができる。
【００１８】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態の共振コンバータは、図５を参照すると、第１の実施の形態の共振コンバータの構成に加えて、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードとの接続点と、一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点との間に出力特性調整用コンデンサＣ１（第１コンデンサ）が接続されている。
【００１９】
第２の実施の形態の共振コンバータでは、クランプ回路を構成するダイオードＤ１、Ｄ２によって、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが出力特性調整用コンデンサＣ１を介してクランプされることになる。すなわち、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１及び電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが上昇して電圧Ｖｉｎに達すると、ダイオードＤ１が導通し、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの合成電圧を電圧Ｖｉｎにクランプする。また、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１及び電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが下降して零電圧に達すると、ダイオードＤ２が導通し、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１及び電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを零電圧にクランプする。これにより、第１の実施の形態による作用に加え、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する出力特性調整用コンデンサＣ１の容量比に応じて出力特性（出力電流−出力電圧特性）を変化させることができる。すなわち、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する出力特性調整用コンデンサＣ１の容量比を変更することで、図６（Ｄ）〜（Ｆ）に示すように、出力特性が変化する。図６において、（Ｄ）はＣ１／Ｃｒｉを１倍に、（Ｅ）はＣ１／Ｃｒｉを２倍に、（Ｆ）はＣ１／Ｃｒｉを１０倍にそれぞれ設定した例が示されており、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する出力特性調整用コンデンサＣ１の容量比が大きくなるほど、ロードレギュレーションが大きくなることがわかる。
【００２０】
以上説明したように、第２の実施の形態によれば、一端がトランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１を備え、ダイオードＤ１によって、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの合成電圧を電圧Ｖｉｎにクランプし、ダイオードＤ２によって、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１及び電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを零電圧にクランプするように構成することにより、第１の実施の形態による効果に加え、出力特性調整用コンデンサＣ１と電流共振コンデンサＣｒｉの容量を可変することで任意の出力特性が得ることができ、オーディオ用途に適したロードレギュレーションが得ることができるという効果を奏する。
【００２１】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態の共振コンバータは、図７を参照すると、第１の実施の形態の共振コンバータの構成に加えて、トランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの間に出力特性調整用コンデンサＣ２（第２コンデンサ）が接続されている。そして、電流共振コンデンサＣｒｉと出力特性調整用コンデンサＣ２との接続点が、ダイオードＤ１のアノードと出力特性調整用ダイオードＤ２のカソードとの接続点に接続されている
【００２２】
第３の実施の形態の共振コンバータでは、トランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとからなる直列共振回路内に出力特性調整用コンデンサＣ２を挿入し、クランプ回路を構成するダイオードＤ１、Ｄ２によって、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉをクランプする。これにより、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する直列共振回路内に挿入した出力特性調整用コンデンサＣ２の容量比に応じて出力特性を変化させることができる。すなわち、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する出力特性調整用コンデンサＣ２の容量比を変更することで、図８（Ｇ）〜（Ｋ）に示すように、出力特性が変化する。
【００２３】
以上説明したように、第３の実施の形態によれば、トランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの間に接続された出力特性調整用コンデンサＣ２を備えることにより、第１の実施の形態による効果に加え、出力特性調整用コンデンサＣ２と電流共振コンデンサＣｒｉの容量を可変することで任意の出力特性が得ることができ、オーディオ用途に適したロードレギュレーションが得ることができるという効果を奏する。
【００２４】
なお、第２及び第３の実施の形態を組み合わせ、出力特性調整用コンデンサＣ１、Ｃ２の両方を設けるようにしても良い。
さらに、図９に示すように、電流共振コンデンサＣｒｉをＣｒｉ１及びＣｒｉ２（第３コンデンサ）に２分割し、電圧Ｖｉｎのプラスマイナスに分けても良い。
さらに、本実施の形態では、２次側整流方式として全波整流回路を採用した例を説明したが、例えば半波整流回路やブリッジ整流回路を採用することもできる。なお、図９には、ダイオードＤ１２、Ｄ１３、コンデンサＣ１１を新たに設けた倍電圧全波整流回路による正負電源回路例を２次側整流方式として例示されている。
また、本実施の形態では、直列共振回路は、ローサイド側のスイッチ素子Ｑ２に並列に接続する構成としたが、ハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１に並列に接続する構成としても良い。
また、本実施の形態では、トランスＴは疎結合トランス（漏れ磁束トランス）で、図１のＬｒが疎結合トランスの１次巻線と一体に形成されるインダクタンス（漏れインダクタンス）としたが、トランスＴは、密結合トランスを用いても良い。この場合には、図１のＬｒはトランス一体型のインダクタンスではなく独立したインダクタンス（電流共振リアクトル）を用いる必要がある。
また、本実施の形態では、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを、直流電源Ｖｉｎの電圧Ｖｉｎや零電圧にクランプするクランプ回路としたが、直流電源Ｖｉｎと異なる任意の電圧源を用意し、その任意の電圧源にクランプするクランプ回路としても良い。
【００２５】
なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。
【符号の説明】
【００２６】
Ｖｉｎ 直流電源
Ｑ１、Ｑ２ スイッチ素子
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｌｒ 漏れ（リーケージ）インダクタンス
Ｔ トランス
Ｎｐ 一次巻線
ＮＳ１、ＮＳ２ 二次巻線
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｃ１、Ｃ２ 出力特性調整用コンデンサ
Ｃ１０、Ｃ１１ コンデンサ
Ｄ１０、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３ ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振コンバータの出力特性に関する。
【背景技術】
【０００２】
共振コンバータの中で、ハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータが知られている。
【０００３】
図１０は、従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータの回路構成を、図１１は、従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータの出力特性をそれぞれ示している。従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータは、直流電源Ｖｉｎの両端にハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１とローサイド側のスイッチ素子Ｑ２とが直列接続されている。スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴで構成され、逆向き並列に接続された寄生ダイオード素子（図示せず）をそれぞれ有する。また、トランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとからなる直列共振回路がローサイド側のスイッチ素子Ｑ２に並列接続されている。なお、トランスＴの一次巻線Ｎｐは漏れ（リーケージ）インダクタンスＬｒと励磁インダクタンスとを有する。トランスＴの二次側は、中間タップによって２つの二次巻線ＮＳ１、ＮＳ２に分割され、ダイオードＤ１０、Ｄ１１と出力用コンデンサＣ１０とで整流平滑回路が構成されている。すなわち、中間タップ側でない二次巻線ＮＳ１の端部がダイオードＤ１０のアノードに接続されていると共に、中間タップ側でない二次巻線ＮＳ２の端部がダイオードＤ１１のアノードに接続され、ダイオードＤ１０、Ｄ１１のカソードが出力用コンデンサＣ１０の正極端子に接続されている。この出力用コンデンサＣ１０の正極端子が直流出力電圧Ｖｏを出力する直流出力端子となる。また、出力用コンデンサＣ１０の負極端子は、二次巻線ＮＳ１、ＮＳ２間の中間タップに接続され、２次側グランド端子ＧＮＤとなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１０１６８３号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータは、オーディオ用途には向かないという問題点があった。オーディオ用途に使用する場合、電源装置は幅広い負荷（負荷量）で動作する必要があり、適切なロードレギュレーションを持つ必要がある（例えば、特許文献１参照）。具体的には、負荷を大きくした場合、電力を取りすぎないように電源装置の出力電圧は小さくする必要があり、ロードレギュレーションは大きくなければならない。これに対し、従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータの出力特性、すなわち、出力電流Ｉｏ―出力電圧Ｖｏ特性は、図１１（Ｘ）に示すように、出力電流Ｉｏが変化しても出力電圧Ｖｏの変化が少なく、ロードレギュレーションが小さいため、オーディオ用途に適用することが困難であった。
【０００６】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、オーディオ用途に適したロードレギュレーションを得られる共振コンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の共振コンバータは、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子に並列に漏れインダンクタンスを有するトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン・オフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする。
さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記クランプ回路は、前記直流電源の一端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１ダイオードと、前記直流電源の他端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第２ダイオードとの両方、もしくはいずれか一方からなることを特徴とする。
さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする。
さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第２コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする。
さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１コンデンサと、前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第２コンデンサと、前記電流共振コンデンサを介して前記直流電源に直列に接続される第３コンデンサとをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする。
また、本発明の共振コンバータは、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子に並列に電流共振リアクトルとトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン・オフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、整流平滑回路から負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、出力電流が増加するにつれて出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたので、オーディオ用途に適したロードレギュレーションを得ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明に係る共振コンバータの第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図２】図１に示す共振コンバータの各部の動作波形図である。
【図３】図１に示す共振コンバータの出力特性を示すグラフである。
【図４】本発明に係る共振コンバータの第１の実施の形態の変形例を示す回路構成図である。
【図５】本発明に係る共振コンバータの第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図６】図６に示す共振コンバータの出力特性を示すグラフである。
【図７】本発明に係る共振コンバータの第３の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図８】図７に示す共振コンバータの出力特性を示すグラフである。
【図９】本発明に係る共振コンバータの第２及び第３の実施の形態の変形例を示す回路構成図である。
【図１０】従来の共振コンバータの回路構成を示す回路構成図である。
【図１１】図１０に示す従来の共振コンバータの出力特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態の共振コンバータは、図１を参照すると、図１０に示す従来のハーフブリッジ型ＬＬＣ共振コンバータの回路構成に加えて、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを所定の電圧値にクランプするクランプ回路を備えている。
【００１１】
図１を参照すると、クランプ回路は、ダイオードＤ１（第１ダイオード）、ダイオードＤ２（第２ダイオード）からなる。ダイオードＤ１は、ハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１（第１スイッチ素子）のドレインと、一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点との間に逆方向接続されている。すなわち、ハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１のドレインにダイオードＤ１のカソードが接続され、ダイオードＤ１のアノードは、一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点に接続されている。
【００１２】
ダイオードＤ２は、電流共振コンデンサＣｒｉの両端に逆方向接続されている。すなわち、一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとダイオードＤ１のアノードとの接続点にダイオードＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤ２のアノードは、ローサイド側のスイッチ素子Ｑ２（第２スイッチ素子）のソースと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点に接続されている。
【００１３】
図２には、第１の実施の形態の共振コンバータの各部の動作波形が示されており、（ａ）はスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ１、（ｂ）はスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ２、（ｃ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の接続点からトランスＴの一次側への電流ＩＬｒ、（ｄ）は電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉ、（ｅ）はダイオードＤ１を流れる電流ＩＤ１、（ｆ）はダイオードＤ２を流れる電流ＩＤ２を表している。
【００１４】
第１の実施の形態の共振コンバータを、スイッチング周波数一定にして動作させると、スイッチ素子Ｑ１がオンの時、図２（ｄ）に示すように、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧が上昇して直流電源Ｖｉｎの電圧Ｖｉｎに達すると、図２（ｅ）に示すように、ダイオードＤ１が導通し、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが電圧Ｖｉｎにクランプされる。また、スイッチ素子Ｑ２がオンの時、図２（ｄ）に示すように、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが下降して零電圧に達すると、図２（ｆ）に示すように、ダイオードＤ２が導通し、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが零電圧にクランプされる。
【００１５】
このように、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが電圧Ｖｉｎと零電圧にクランプされることにより、図３（Ａ）に示すように、出力電流Ｉｏを所定の電流値（例えば、１０Ａ）以上取ると、出力電圧Ｖｏを低下することができ、図３（Ｘ）に示す従来例と比較して、ロードレギュレーションが大きくなる。
【００１６】
以上説明したように、第１の実施の形態によれば、ダイオードＤ１によって、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを電圧Ｖｉｎにクランプし、ダイオードＤ２によって、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを零電圧にクランプするように構成することにより、出力電流Ｉｏを所定の電流値以上取ると、出力電圧Ｖｏを低下することができ、オーディオ用途に適したロードレギュレーションが得られるという効果を奏する。
【００１７】
なお、第１の実施の形態では、クランプ回路としてダイオードＤ１及びダイオードＤ２の両方を設けるように構成したが、図４（ａ）に示すように、ダイオードＤ１のみを設け、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを電圧Ｖｉｎにのみクランプするようにしても良く、また、図４（ｂ）に示すように、ダイオードＤ２のみを設け、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを零電圧にのみクランプするようにしても良い。ダイオードＤ１もしくはダイオードＤ２のいずれか一方を設けた場合でも、図３（Ｂ）、（Ｃ）に示すように、出力電流Ｉｏを１０Ａ以上取ると出力電圧Ｖｏを低下することができ、ロードレギュレーションが大きくなる。なお、図３に示すように、ダイオードＤ１もしくはダイオードＤ２のいずれか一方を設けた場合には、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２の両方を設けた場合よりも、ロードレギュレーションが小さくなる。従って、所望の出力特性に応じて、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２の両方を設けるか、ダイオードＤ１もしくはダイオードＤ２のいずれか一方を設けるかを決めることができる。
【００１８】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態の共振コンバータは、図５を参照すると、第１の実施の形態の共振コンバータの構成に加えて、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードとの接続点と、一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点との間に出力特性調整用コンデンサＣ１（第１コンデンサ）が接続されている。
【００１９】
第２の実施の形態の共振コンバータでは、クランプ回路を構成するダイオードＤ１、Ｄ２によって、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが出力特性調整用コンデンサＣ１を介してクランプされることになる。すなわち、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１及び電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが上昇して電圧Ｖｉｎに達すると、ダイオードＤ１が導通し、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの合成電圧を電圧Ｖｉｎにクランプする。また、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１及び電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉが下降して零電圧に達すると、ダイオードＤ２が導通し、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１及び電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを零電圧にクランプする。これにより、第１の実施の形態による作用に加え、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する出力特性調整用コンデンサＣ１の容量比に応じて出力特性（出力電流−出力電圧特性）を変化させることができる。すなわち、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する出力特性調整用コンデンサＣ１の容量比を変更することで、図６（Ｄ）〜（Ｆ）に示すように、出力特性が変化する。図６において、（Ｄ）はＣ１／Ｃｒｉを１倍に、（Ｅ）はＣ１／Ｃｒｉを２倍に、（Ｆ）はＣ１／Ｃｒｉを１０倍にそれぞれ設定した例が示されており、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する出力特性調整用コンデンサＣ１の容量比が大きくなるほど、ロードレギュレーションが大きくなることがわかる。
【００２０】
以上説明したように、第２の実施の形態によれば、一端がトランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの接続点に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１を備え、ダイオードＤ１によって、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの合成電圧を電圧Ｖｉｎにクランプし、ダイオードＤ２によって、直列に接続された出力特性調整用コンデンサＣ１及び電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを零電圧にクランプするように構成することにより、第１の実施の形態による効果に加え、出力特性調整用コンデンサＣ１と電流共振コンデンサＣｒｉの容量を可変することで任意の出力特性が得ることができ、オーディオ用途に適したロードレギュレーションが得ることができるという効果を奏する。
【００２１】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態の共振コンバータは、図７を参照すると、第１の実施の形態の共振コンバータの構成に加えて、トランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの間に出力特性調整用コンデンサＣ２（第２コンデンサ）が接続されている。そして、電流共振コンデンサＣｒｉと出力特性調整用コンデンサＣ２との接続点が、ダイオードＤ１のアノードと出力特性調整用ダイオードＤ２のカソードとの接続点に接続されている
【００２２】
第３の実施の形態の共振コンバータでは、トランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとからなる直列共振回路内に出力特性調整用コンデンサＣ２を挿入し、クランプ回路を構成するダイオードＤ１、Ｄ２によって、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉをクランプする。これにより、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する直列共振回路内に挿入した出力特性調整用コンデンサＣ２の容量比に応じて出力特性を変化させることができる。すなわち、電流共振コンデンサＣｒｉの容量に対する出力特性調整用コンデンサＣ２の容量比を変更することで、図８（Ｇ）〜（Ｋ）に示すように、出力特性が変化する。
【００２３】
以上説明したように、第３の実施の形態によれば、トランスＴの一次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの間に接続された出力特性調整用コンデンサＣ２を備えることにより、第１の実施の形態による効果に加え、出力特性調整用コンデンサＣ２と電流共振コンデンサＣｒｉの容量を可変することで任意の出力特性が得ることができ、オーディオ用途に適したロードレギュレーションが得ることができるという効果を奏する。
【００２４】
なお、第２及び第３の実施の形態を組み合わせ、出力特性調整用コンデンサＣ１、Ｃ２の両方を設けるようにしても良い。
さらに、図９に示すように、電流共振コンデンサＣｒｉをＣｒｉ１及びＣｒｉ２（第３コンデンサ）に２分割し、電圧Ｖｉｎのプラスマイナスに分けても良い。
さらに、本実施の形態では、２次側整流方式として全波整流回路を採用した例を説明したが、例えば半波整流回路やブリッジ整流回路を採用することもできる。なお、図９には、ダイオードＤ１２、Ｄ１３、コンデンサＣ１１を新たに設けた倍電圧全波整流回路による正負電源回路例を２次側整流方式として例示されている。
また、本実施の形態では、直列共振回路は、ローサイド側のスイッチ素子Ｑ２に並列に接続する構成としたが、ハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１に並列に接続する構成としても良い。
また、本実施の形態では、トランスＴは疎結合トランス（漏れ磁束トランス）で、図１のＬｒが疎結合トランスの１次巻線と一体に形成されるインダクタンス（漏れインダクタンス）としたが、トランスＴは、密結合トランスを用いても良い。この場合には、図１のＬｒはトランス一体型のインダクタンスではなく独立したインダクタンス（電流共振リアクトル）を用いる必要がある。
また、本実施の形態では、電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧ＶＣｒｉを、直流電源Ｖｉｎの電圧Ｖｉｎや零電圧にクランプするクランプ回路としたが、直流電源Ｖｉｎと異なる任意の電圧源を用意し、その任意の電圧源にクランプするクランプ回路としても良い。
【００２５】
なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。
【符号の説明】
【００２６】
Ｖｉｎ 直流電源
Ｑ１、Ｑ２ スイッチ素子
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｌｒ 漏れ（リーケージ）インダクタンス
Ｔ トランス
Ｎｐ 一次巻線
ＮＳ１、ＮＳ２ 二次巻線
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｃ１、Ｃ２ 出力特性調整用コンデンサ
Ｃ１０、Ｃ１１ コンデンサ
Ｄ１０、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３ ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子に並列に漏れインダンクタンスを有するトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン・オフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、
前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする共振コンバータ。
【請求項２】
前記クランプ回路は、前記直流電源の一端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１ダイオードと、前記直流電源の他端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第２ダイオードとの両方、もしくはいずれか一方からなることを特徴とする請求項１記載の共振コンバータ。
【請求項３】
前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする請求項２記載の共振コンバータ。
【請求項４】
前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第２コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする請求項２記載の共振コンバータ。
【請求項５】
前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１コンデンサと、前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第２コンデンサと、前記電流共振コンデンサを介して前記直流電源に直列に接続される第３コンデンサとをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする請求項２記載の共振コンバータ。
【請求項６】
第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子に並列に電流共振リアクトルとトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン・オフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、
前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする共振コンバータ。
【請求項１】
第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子に並列に漏れインダンクタンスを有するトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン・オフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、
前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする共振コンバータ。
【請求項２】
前記クランプ回路は、前記直流電源の一端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１ダイオードと、前記直流電源の他端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第２ダイオードとの両方、もしくはいずれか一方からなることを特徴とする請求項１記載の共振コンバータ。
【請求項３】
前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする請求項２記載の共振コンバータ。
【請求項４】
前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第２コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする請求項２記載の共振コンバータ。
【請求項５】
前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第１コンデンサと、前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第２コンデンサと、前記電流共振コンデンサを介して前記直流電源に直列に接続される第３コンデンサとをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする請求項２記載の共振コンバータ。
【請求項６】
第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子に並列に電流共振リアクトルとトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン・オフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、
前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする共振コンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１３−２７０６６（Ｐ２０１３−２７０６６Ａ）
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５６３１９（Ｐ２０１１−１５６３１９）
【出願日】平成２３年７月１５日（２０１１．７．１５）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月１５日（２０１１．７．１５）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
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