双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
【課題】電力回生時においてもダイオードのリカバリを低減して、高効率化を図る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【解決手段】第１直流電源Ｖiの両端に接続され、第１リアクトルＬTの第１巻線１ａと第１スイッチＴr1とからなる第１直列回路と、第１スイッチの両端に接続され、第１リアクトルの第２巻線１ｂと第２リアクトルＬrと第２スイッチＴr2と第３スイッチＴr3と第２直流電源Ｖoとからなる第２直列回路と、第１スイッチの両端に接続され、第４スイッチＴr4と第２直流電源Ｖoとからなる第３直列回路と、各スイッチをオン／オフさせることにより第１直流電源と第２直流電源との間で、昇圧動作及び降圧動作を行なう制御回路10とを有する。
【解決手段】第１直流電源Ｖiの両端に接続され、第１リアクトルＬTの第１巻線１ａと第１スイッチＴr1とからなる第１直列回路と、第１スイッチの両端に接続され、第１リアクトルの第２巻線１ｂと第２リアクトルＬrと第２スイッチＴr2と第３スイッチＴr3と第２直流電源Ｖoとからなる第２直列回路と、第１スイッチの両端に接続され、第４スイッチＴr4と第２直流電源Ｖoとからなる第３直列回路と、各スイッチをオン／オフさせることにより第１直流電源と第２直流電源との間で、昇圧動作及び降圧動作を行なう制御回路10とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、昇圧動作及び降圧動作を行なう双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
車載用電力変換器として高効率、低ノイズ化を実現できるリカバリレス昇圧チョッパ回路が知られている。図１４は従来のリカバリレス昇圧チョッパ回路の回路構成図である。図１４において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃに接続され、交流電源Ｖａｃからの交流電源電圧を整流して正極側出力端Ｐ１及び負極側出力端Ｐ２に出力する。
【０００３】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、昇圧リアクトルＬ１に巻回された昇圧巻線５ａ（巻数ｎ１）及び巻き上げ巻線５ｂ（巻数ｎ２）とＺＣＳリアクトルＬ２とダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣ１と電流検出抵抗Ｒｄとからなる第１直列回路が接続されている。
【０００４】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒｄとからなる第２直列回路が接続されている。昇圧巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂとスイッチＱ１のドレインとの接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤ１２が接続されている。
【０００５】
スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフする。ダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣ１とで整流平滑回路を構成する。平滑コンデンサＣ１には並列に負荷ＲＬが接続され、平滑コンデンサＣ１はダイオードＤ１１の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。電流検出抵抗Ｒｄは、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。制御回路１００は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、ＯＳＣ１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を有する。
【０００６】
誤差増幅器１１１は、基準電圧Ｅ１が＋端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧が−端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を誤差増幅器１１３の＋端子に出力する。
【０００７】
誤差増幅器１１３は、電流検出抵抗Ｒｄで検出した入力電流に比例した電圧が−端子に入力され、乗算器１１２からの乗算出力電圧が＋端子に入力され、電流検出抵抗Ｒｄによる電圧と乗算出力電圧との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてＰＷＭコンパレータ１１６に出力する。ＯＳＣ１１４は、一定周期の三角波信号を生成する。
【０００８】
ＰＷＭコンパレータ１１６は、ＯＳＣ１１４からの三角波信号が−端子に入力され、誤差増幅器１１３からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１のゲートに印加する。
【０００９】
即ち、ＰＷＭコンパレータ１１６は、スイッチＱ１に対して、誤差増幅器１１３による電流検出抵抗Ｒｄの出力と乗算器１１２の出力との差信号に応じたデューティパルスを提供する。デューティパルスは、交流電源電圧及び直流負荷電圧の変動に対して一定周期で連続的に補償するパルス幅制御信号である。このような構成により、交流電源電流波形が交流電源電圧波形に一致するように制御されて、力率が大幅に改善される。
【００１０】
次に、図１４に示すリカバリレス昇圧チョッパ回路の動作を説明する。まず、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧を整流した電圧により、Ｖａｃ→Ｂ１→５ａ→Ｑ１→Ｒｄ→Ｂ１→Ｖａｃで電流が流れる。スイッチＱ１の電流はゼロから始まるので、スイッチＱ１はＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）動作となる。そして、ダイオードＤ１１に流れる電流は減少してゼロとなり、ダイオードＤ１１はオフ状態となる。リカバリー時間の間には、ダイオードＤ１１のリカバリによるスパイク電流がスイッチＱ１に流れるが、スパイク電流はＺＣＳリアクトルＬ２のインピーダンスにより制限される。
【００１１】
次に、スイッチＱ１をオフさせると、スイッチＱ１をオンした時に昇圧リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーにより昇圧リアクトルＬ１に流れる電流は、急激にはＺＣＳリアクトルＬ２には流れない。即ち、昇圧リアクトルＬ１に流れる電流とＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流との差の電流が、ダイオードＤ１２を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。ダイオードＤ１２に流れる電流は、直線的に減少する。
【００１２】
また、ＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーによりＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流は、ダイオードＤ１１を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。ダイオードＤ１１に流れる電流は、直線的に増加する。そして、ＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流が昇圧リアクトルＬ１に流れる電流と等しくなったとき、ダイオードＤ１２に流れる電流はゼロとなる。
【００１３】
次に、スイッチＱ１をオンさせると、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流は直線的に減少し、ゼロとなった時にダイオードＤ１１はオフとなる。ＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流が減少するに従って、スイッチＱ１に流れる電流は増加し、昇圧リアクトルＬ１に流れる電流と等しくなったときに、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流がゼロとなる。従って、ＺＣＳ動作となる。
【００１４】
このように、主スイッチＱ１をオン時にＺＣＳを行わせることにより、整流ダイオードのリカバリーによる損失を低減させ、電流の変化を緩やかにすることにより、高効率、低ノイズのスイッチング動作を行わせることができる。
【特許文献１】再公表２００４−０９５６８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
図１４に示すリカバリレス昇圧チョッパ回路では、昇圧時にダイオードのリカバリを低減するものである。
【００１６】
また、車両減速時には例えば降圧チョッパ回路により電力回生動作が行なわれるが、このときには、降圧チョッパ回路のダイオードのリカバリを低減することができなかった。
【００１７】
本発明は、電力回生時においてもダイオードのリカバリを低減して、高効率化を図ることができる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
前記課題を解決するために、請求項１の発明は、第１直流電源の直流電圧を昇圧して第２直流電源に供給するとともに、前記第２直流電源の直流電圧を降圧して前記第１直流電源に供給する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１巻線と第２巻線とが直列接続され且つ電磁結合する第１リアクトルと、前記第１直流電源の両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第１巻線と第１スイッチとからなる第１直列回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第２巻線と第２リアクトルと第２スイッチと第３スイッチと前記第２直流電源とからなる第２直列回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第４スイッチと前記第２直流電源とからなる第３直列回路と、前記第１、第２、第３及び第４スイッチをオン／オフさせることにより前記第１直流電源と前記第２直流電源との間で、昇圧動作及び降圧動作を行なう制御回路とを有することを特徴とする。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路は、前記降圧動作時に前記第３スイッチと前記第４スイッチとをオフさせて前記第１リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記第１直流電源に放電させ、前記第３スイッチをターンオンさせて前記第２リアクトルによりゼロ電流スイッチングを行い、前記第１ダイオードの電流が緩やかに減少して前記第１ダイオードをターンオフさせることを特徴とする。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項２記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路は、さらに、前記第４スイッチをターンオンさせて、前記第１リアクトルの前記第２巻線に発生する誘導起電力により前記第３スイッチの電流を減少させ、前記第３スイッチのゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングターンオフを行なわさせることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、電力回生時においてもダイオードのリカバリを低減して、高効率化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００２３】
図１は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１直流電源Ｖiの直流電圧を昇圧して第２直流電源Ｖoに供給するとともに、第２直流電源Ｖoの直流電圧を降圧して第１直流電源Ｖiに供給する。即ち、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧チョッパ回路に電力回生機能を付加した回路構成となっており、電力回生時には、降圧チョッパ回路として動作する。
【００２４】
図１において、第１直流電源Ｖｉの両端には、平滑コンデンサＣiが接続され、第２直流電源Ｖoの両端には、平滑コンデンサＣoが接続されている。
【００２５】
第１リアクトルＬTは、巻数ｎ1の第１巻線１ａと巻数ｎ2の第２巻線１ｂとが図示しないコアに巻回され電磁結合し且つ直列に接続されている。第１直流電源Ｖiの両端には、第１リアクトルＬTの第１巻線１ａと第１スイッチＴr1とからなる第１直列回路が接続されている。第１スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間には、第１リアクトルＬTの第２巻線１ｂと第２リアクトルＬrと第２スイッチＴr2と第３スイッチＴr3と第２直流電源Ｖoとからなる第２直列回路が接続されている。なお、第２リアクトルＬrは、第１リアクトルLTの第１巻線１ａと第２巻線１ｂとの間のリーケージインダクタンスであっても良い。
【００２６】
第１スイッチＴr1の両端に接続され、第４スイッチＴr4と第２直流電源Ｖoとからなる第３直列回路が接続されている。
【００２７】
第１スイッチＴr1乃至第４スイッチＴr4の各々のスイッチは、ゲートとエミッタとコレクタとを有する絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）からなる。なお、第１スイッチＴr1乃至第４スイッチＴr4の各々のスイッチは、例えば、ＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
【００２８】
第１スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間には、第１ダイオードＤ1が並列に接続され、第２スイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間には、第２ダイオードＤ2が並列に接続され、第３スイッチＴr3のコレクタ−エミッタ間には、第３ダイオードＤ3が並列に接続され、第４スイッチＴr4のコレクタ−エミッタ間には、第４ダイオードＤ4が並列に接続されている。
【００２９】
制御回路１０は、スイッチＴr1〜Ｔr4のゲートにゲート信号Ｔr1g〜Ｔr4gを印加して、スイッチＴr1〜Ｔr4をオン／オフさせることにより直流電圧の昇圧動作及び降圧動作を行なう。
【００３０】
次に、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を図２及び図３に示す降圧動作時の各部のタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００３１】
図２は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時の回路図である。図２では、電力回生時に使用される回路を図１より抜き出した回路図が示されている。電力回生時には、第１直流電源Ｖiは負荷抵抗Ｒとして機能する。
【００３２】
図３において、Ｔr3gはスイッチＴr3のゲート信号、Ｔr4gはスイッチＴr4のゲート信号、Ｔr3vはスイッチＴr3のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｔr3iはスイッチＴr3のコレクタ電流、Ｔr4vはスイッチＴr4のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｔr4iはスイッチＴr4のコレクタ電流、Ｄ1iはダイオードＤ1の電流、Ｄ1vはダイオードＤ1の両端電圧、ＬTiは第１リアクトルＬTの電流を示す。降圧動作は、モードＭ０〜Ｍ４の回路状態に分けられる。モードＭ０〜Ｍ４において、スイッチＴr1，Ｔr2はオフ状態であるため、図２では、Ｔr1,Ｔr2の文字は図示していない。
【００３３】
まず、モードＭ０では、ゲート信号Ｔr3gとゲート信号Ｔr4gとによりスイッチＴr3とスイッチＴr4とは共にオフしているため、入力側と出力側とは切り離されている状態である。このとき、ＬT→Ｒ→Ｄ1→ＬTの経路で電流Ｄ1i，ＬTiが流れる。即ち、第１リアクトルＬTに蓄積されたエネルギーが負荷抵抗Ｒに放電されて負荷電圧を保持している。また、電圧Ｔr3v，Ｔr4vは略第２直流電源Ｖoの電圧となる。
【００３４】
モードＭ１の時刻ｔ0において、ゲート信号Ｔr3gによりスイッチＴr3がターンオンすると、第２リアクトルＬrの作用により電流Ｔr3iは緩やかに立ち上がる。このため、スイッチＴr3のゼロ電流スイッチングターンオンを実現できる。
【００３５】
また、ダイオードＤ1に流れていた電流Ｄ1iは入力（Ｖo）ラインへの遷移が開始され、電流Ｄ1iは緩やかに減少して時刻ｔ1でゼロとなり、モードＭ２に移行する。このため、ダイオードＤ1のリカバリレスターンオフを実現できる。
【００３６】
モードＭ３の時刻ｔ2において、ゲート信号Ｔr4gによりスイッチＴr4がターンオンすると、スイッチＴr3に流れていた電流がスイッチＴr4へ転流する状態になるが、その転流の遷移は第２リアクトルＬrの作用により緩やかな遷移となる。ダイオードＤ2の緩やかなターンオフにより、ダイオードＤ2においてもリカバリレス動作が実現できる。
【００３７】
また、第２リアクトルＬrによりスイッチＴr4の電流Ｔr4iは、傾きをもって立ち上がる。このため、スイッチＴr4のゼロ電流スイッチングターンオンを実現できる。また、スイッチＴr3に流れる電流Ｔr3iは、第１リアクトルＬTの第２巻線１ｂに発生する誘導起電力により減少して、ゼロになる。電圧Ｔr3vがゼロの状態で電流Ｔr3iが緩やかに立ち下がるため、モードＭ４の時刻ｔ3において、スイッチＴr3のゼロ電圧・ゼロ電流スイッチングターンオフを実現できる。
【００３８】
次に、スイッチＴr4がターンオフすると、時刻ｔ4においてモードＭ０に移行する。このようにして降圧動作時に各スイッチのソフトスイッチング動作を実現できる。
【００３９】
次に、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を図４及び図５に示す昇圧動作時の各部のタイミングチャートを参照しながら説明する。図４は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の回路図である。図４において、昇圧動作時には、第２直流電源Ｖoは負荷抵抗Ｒとして機能する。
【００４０】
図５において、Ｔr1vはスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｔr1iはスイッチＴr1のコレクタ電流、Ｄ3iはダイオードＤ3の電流、Ｄ4iはダイオードＤ4の電流を示す。なお、モードＭ０〜Ｍ２において、スイッチＴr3とスイッチＴr4とはオフ状態であるため、図４では、Ｔr3,Ｔr4の文字は図示していない。
【００４１】
まず、モードＭ０では、スイッチＴr1がオンし、Ｖi→１ａ→Ｔr1→Ｖiの経路で電流Ｔr1iが流れる。このとき、ダイオードＤ3，Ｄ4には電流は流れず、出力側（Ｖo）や第１リアクトルＬTからの逆電圧を阻止している。
【００４２】
モードＭ１において、スイッチＴr1がターンオフしスイッチＴr2がオンすると、ダイオードＤ3に直列には第２リアクトルＬrが接続されているため、電流Ｄ3iは急激には流れない。このため、始めのうちは、Ｖi→１ａ→Ｄ4→Ｃo→Ｖiの経路で電流Ｄ4iが流れる。
【００４３】
次に、第１リアクトルＬTの第２巻線１ｂに発生する電圧によって第２リアクトルＬrに流れる電流、即ちダイオードＤ3に流れる電流Ｄ3iが緩やかに増加する。このため、ダイオードＤ4からダイオードＤ3への電流の転流が発生し、ダイオードＤ4は緩やかにターンオフする。
【００４４】
そして、スイッチＴr1がターンオンすると、電流Ｄ3iが流れているダイオードＤ3には第２リアクトルＬrが直列に接続されているため、電流減少時の傾きが抑えられ、モードＭ２において、緩やかにターンオフする。さらに、スイッチＴr1のターンオン時の電流Ｔr1iの増加も第１リアクトルＬTにより緩やかになるため、スイッチＴr1のターンオン時の電流Ｔr1iと電圧Ｔr1vとの重なりが小さくなり、スイッチＴr1のゼロ電流スイッチングを実現できる。
【００４５】
なお、スイッチング周波数を２０ｋＨｚとして電圧５００Ｖを電圧２００Ｖまで降圧させた場合の各部波形のシミュレーション結果を図６〜図９に示した。図６はダイオードＤ1の電流波形を示す。図７はダイオードＤ2の電流波形を示す。図６からもわかるように、モードＭ２での電流Ｄ1iは、第２リアクトルＬrにより緩やかに減少していることからダイオードＤ1はリカバリが発生せずにターンオフしている。図７からもわかるように、ダイオードＤ2の電流波形から、リカバリレス動作でターンオフしている。
【００４６】
これにより、ダイオードＤ1，Ｄ2のリカバリによる電力損失がなくなるため、より高効率化を図ることができる。
【００４７】
図８はスイッチＴr3の電圧Ｔr3vの波形及び電流Ｔr3iの波形を示す。図９はスイッチＴr4の電圧Ｔr4vの波形及び電流Ｔr4iの波形を示す。図８からもわかるように、スイッチＴr3がターンオンするとき、第２リアクトルＬrにより電流Ｔr3iは０Ａから緩やかに立ち上がるので、スイッチＴr3はゼロ電流スイッチング動作を実現できる。
【００４８】
さらに、モードＭ４のスイッチＴr4への緩やかな転流によりスイッチＴr3を流れる電流Ｔr3iが０Ａになった状態でターンオフする。このため、スイッチＴr3のターンオフ時でもゼロ電流スイッチング動作を実現できる。
【００４９】
また、図９からもわかるように、スイッチＴr4がターンオンするとき、第２リアクトルＬrによりスイッチＴr4に流れる電流Ｔr4iは０Ａから緩やかに立ち上がるので、スイッチＴr4のゼロ電流スイッチング動作を実現できる。従って、スイッチング損失を低減でき、より高効率化を図ることができる。
【００５０】
また、出願人は実施例１の回路と従来の回路との特性の比較評価を行なった。図１０に比較評価を行なった従来の降圧チョッパ回路の回路構成図を示す。図１１は図１０に示す従来の降圧チョッパ回路のダイオードＤにおけるターンオフ電圧Ｄvの波形及び電流Ｄiの波形を示す図である。図１２は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのダイオードにおけるターンオフ電圧Ｄvの波形及び電流Ｄiの波形を示す図である。
【００５１】
図１１と図１２とを比較すると、図１２に示す実施例１の回路が、スイッチング損失やノイズの原因となるダイオードのリカバリ電流を大幅に抑制していることがわかる。
【００５２】
さらに、出願人は実施例１の回路と従来の回路との効率の比較を行なった。図１３は実施例１の方式と従来の方式との出力電流に対する効率比較を示す図である。実施例１の回路と従来の回路とのそれぞれについて、入力電圧１３０Ｖ、出力電圧７０Ｖ、スイッチング周波数８０ｋＨｚの条件で動作させている。図１３から、全ての出力電流において、実施例１の回路が従来の回路よりも効率が良いことがわかる。
【００５３】
なお、本発明は上記実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではない。例えば、図１のスイッチＴr2を削除し、ダイオードＤ2のカソードとダイオードＤ3のカソードとの間にＩＧＢＴからなるスイッチＴr5とダイオードＤ5との並列回路を接続した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いても、実施例１と同様な動作及び効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図２】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時の回路図である。
【図３】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時の各部のタイミングチャートである。
【図４】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の回路図である。
【図５】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の各部のタイミングチャートである。
【図６】直流電圧を降圧させた場合のダイオードＤ1の電流波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】直流電圧を降圧させた場合のダイオードＤ2の電流波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】直流電圧を降圧させた場合のスイッチＴr3の電圧波形及び電流波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】直流電圧を降圧させた場合のスイッチＴr4の電圧波形及び電流波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】従来の降圧チョッパ回路の回路構成図である。
【図１１】図１０に示す従来の降圧チョッパ回路のダイオードにおけるターンオフ電圧波形及び電圧波形を示す図である。
【図１２】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのダイオードにおけるターンオフ電圧波形及び電圧波形を示す図である。
【図１３】実施例１の方式と従来の方式との出力電流に対する効率比較を示す図である。
【図１４】従来のリカバリレス昇圧チョッパ回路の回路構成図である。
【符号の説明】
【００５５】
１ａ 第１巻線
１ｂ 第２巻線
１０ 制御回路
Ｖi 第１直流電源
Ｖo 第２直流電源
Ｃi，Ｃo 平滑コンデンサ
Ｔr1，Ｔr2 スイッチ
Ｔr3 スイッチ
Ｔr4 スイッチ
ＬT 第１リアクトル
Ｌr 第２リアクトル
Ｄ1〜Ｄ4 ダイオード
Ｒ 負荷抵抗
【技術分野】
【０００１】
本発明は、昇圧動作及び降圧動作を行なう双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
車載用電力変換器として高効率、低ノイズ化を実現できるリカバリレス昇圧チョッパ回路が知られている。図１４は従来のリカバリレス昇圧チョッパ回路の回路構成図である。図１４において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃに接続され、交流電源Ｖａｃからの交流電源電圧を整流して正極側出力端Ｐ１及び負極側出力端Ｐ２に出力する。
【０００３】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、昇圧リアクトルＬ１に巻回された昇圧巻線５ａ（巻数ｎ１）及び巻き上げ巻線５ｂ（巻数ｎ２）とＺＣＳリアクトルＬ２とダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣ１と電流検出抵抗Ｒｄとからなる第１直列回路が接続されている。
【０００４】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒｄとからなる第２直列回路が接続されている。昇圧巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂとスイッチＱ１のドレインとの接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤ１２が接続されている。
【０００５】
スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフする。ダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣ１とで整流平滑回路を構成する。平滑コンデンサＣ１には並列に負荷ＲＬが接続され、平滑コンデンサＣ１はダイオードＤ１１の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。電流検出抵抗Ｒｄは、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。制御回路１００は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、ＯＳＣ１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を有する。
【０００６】
誤差増幅器１１１は、基準電圧Ｅ１が＋端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧が−端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を誤差増幅器１１３の＋端子に出力する。
【０００７】
誤差増幅器１１３は、電流検出抵抗Ｒｄで検出した入力電流に比例した電圧が−端子に入力され、乗算器１１２からの乗算出力電圧が＋端子に入力され、電流検出抵抗Ｒｄによる電圧と乗算出力電圧との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてＰＷＭコンパレータ１１６に出力する。ＯＳＣ１１４は、一定周期の三角波信号を生成する。
【０００８】
ＰＷＭコンパレータ１１６は、ＯＳＣ１１４からの三角波信号が−端子に入力され、誤差増幅器１１３からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１のゲートに印加する。
【０００９】
即ち、ＰＷＭコンパレータ１１６は、スイッチＱ１に対して、誤差増幅器１１３による電流検出抵抗Ｒｄの出力と乗算器１１２の出力との差信号に応じたデューティパルスを提供する。デューティパルスは、交流電源電圧及び直流負荷電圧の変動に対して一定周期で連続的に補償するパルス幅制御信号である。このような構成により、交流電源電流波形が交流電源電圧波形に一致するように制御されて、力率が大幅に改善される。
【００１０】
次に、図１４に示すリカバリレス昇圧チョッパ回路の動作を説明する。まず、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧を整流した電圧により、Ｖａｃ→Ｂ１→５ａ→Ｑ１→Ｒｄ→Ｂ１→Ｖａｃで電流が流れる。スイッチＱ１の電流はゼロから始まるので、スイッチＱ１はＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）動作となる。そして、ダイオードＤ１１に流れる電流は減少してゼロとなり、ダイオードＤ１１はオフ状態となる。リカバリー時間の間には、ダイオードＤ１１のリカバリによるスパイク電流がスイッチＱ１に流れるが、スパイク電流はＺＣＳリアクトルＬ２のインピーダンスにより制限される。
【００１１】
次に、スイッチＱ１をオフさせると、スイッチＱ１をオンした時に昇圧リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーにより昇圧リアクトルＬ１に流れる電流は、急激にはＺＣＳリアクトルＬ２には流れない。即ち、昇圧リアクトルＬ１に流れる電流とＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流との差の電流が、ダイオードＤ１２を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。ダイオードＤ１２に流れる電流は、直線的に減少する。
【００１２】
また、ＺＣＳリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーによりＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流は、ダイオードＤ１１を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。ダイオードＤ１１に流れる電流は、直線的に増加する。そして、ＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流が昇圧リアクトルＬ１に流れる電流と等しくなったとき、ダイオードＤ１２に流れる電流はゼロとなる。
【００１３】
次に、スイッチＱ１をオンさせると、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流は直線的に減少し、ゼロとなった時にダイオードＤ１１はオフとなる。ＺＣＳリアクトルＬ２に流れる電流が減少するに従って、スイッチＱ１に流れる電流は増加し、昇圧リアクトルＬ１に流れる電流と等しくなったときに、ＺＣＳリアクトルＬ２の電流がゼロとなる。従って、ＺＣＳ動作となる。
【００１４】
このように、主スイッチＱ１をオン時にＺＣＳを行わせることにより、整流ダイオードのリカバリーによる損失を低減させ、電流の変化を緩やかにすることにより、高効率、低ノイズのスイッチング動作を行わせることができる。
【特許文献１】再公表２００４−０９５６８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
図１４に示すリカバリレス昇圧チョッパ回路では、昇圧時にダイオードのリカバリを低減するものである。
【００１６】
また、車両減速時には例えば降圧チョッパ回路により電力回生動作が行なわれるが、このときには、降圧チョッパ回路のダイオードのリカバリを低減することができなかった。
【００１７】
本発明は、電力回生時においてもダイオードのリカバリを低減して、高効率化を図ることができる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
前記課題を解決するために、請求項１の発明は、第１直流電源の直流電圧を昇圧して第２直流電源に供給するとともに、前記第２直流電源の直流電圧を降圧して前記第１直流電源に供給する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１巻線と第２巻線とが直列接続され且つ電磁結合する第１リアクトルと、前記第１直流電源の両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第１巻線と第１スイッチとからなる第１直列回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第２巻線と第２リアクトルと第２スイッチと第３スイッチと前記第２直流電源とからなる第２直列回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第４スイッチと前記第２直流電源とからなる第３直列回路と、前記第１、第２、第３及び第４スイッチをオン／オフさせることにより前記第１直流電源と前記第２直流電源との間で、昇圧動作及び降圧動作を行なう制御回路とを有することを特徴とする。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路は、前記降圧動作時に前記第３スイッチと前記第４スイッチとをオフさせて前記第１リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記第１直流電源に放電させ、前記第３スイッチをターンオンさせて前記第２リアクトルによりゼロ電流スイッチングを行い、前記第１ダイオードの電流が緩やかに減少して前記第１ダイオードをターンオフさせることを特徴とする。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項２記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路は、さらに、前記第４スイッチをターンオンさせて、前記第１リアクトルの前記第２巻線に発生する誘導起電力により前記第３スイッチの電流を減少させ、前記第３スイッチのゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングターンオフを行なわさせることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、電力回生時においてもダイオードのリカバリを低減して、高効率化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００２３】
図１は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１直流電源Ｖiの直流電圧を昇圧して第２直流電源Ｖoに供給するとともに、第２直流電源Ｖoの直流電圧を降圧して第１直流電源Ｖiに供給する。即ち、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧チョッパ回路に電力回生機能を付加した回路構成となっており、電力回生時には、降圧チョッパ回路として動作する。
【００２４】
図１において、第１直流電源Ｖｉの両端には、平滑コンデンサＣiが接続され、第２直流電源Ｖoの両端には、平滑コンデンサＣoが接続されている。
【００２５】
第１リアクトルＬTは、巻数ｎ1の第１巻線１ａと巻数ｎ2の第２巻線１ｂとが図示しないコアに巻回され電磁結合し且つ直列に接続されている。第１直流電源Ｖiの両端には、第１リアクトルＬTの第１巻線１ａと第１スイッチＴr1とからなる第１直列回路が接続されている。第１スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間には、第１リアクトルＬTの第２巻線１ｂと第２リアクトルＬrと第２スイッチＴr2と第３スイッチＴr3と第２直流電源Ｖoとからなる第２直列回路が接続されている。なお、第２リアクトルＬrは、第１リアクトルLTの第１巻線１ａと第２巻線１ｂとの間のリーケージインダクタンスであっても良い。
【００２６】
第１スイッチＴr1の両端に接続され、第４スイッチＴr4と第２直流電源Ｖoとからなる第３直列回路が接続されている。
【００２７】
第１スイッチＴr1乃至第４スイッチＴr4の各々のスイッチは、ゲートとエミッタとコレクタとを有する絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）からなる。なお、第１スイッチＴr1乃至第４スイッチＴr4の各々のスイッチは、例えば、ＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
【００２８】
第１スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間には、第１ダイオードＤ1が並列に接続され、第２スイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間には、第２ダイオードＤ2が並列に接続され、第３スイッチＴr3のコレクタ−エミッタ間には、第３ダイオードＤ3が並列に接続され、第４スイッチＴr4のコレクタ−エミッタ間には、第４ダイオードＤ4が並列に接続されている。
【００２９】
制御回路１０は、スイッチＴr1〜Ｔr4のゲートにゲート信号Ｔr1g〜Ｔr4gを印加して、スイッチＴr1〜Ｔr4をオン／オフさせることにより直流電圧の昇圧動作及び降圧動作を行なう。
【００３０】
次に、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を図２及び図３に示す降圧動作時の各部のタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００３１】
図２は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時の回路図である。図２では、電力回生時に使用される回路を図１より抜き出した回路図が示されている。電力回生時には、第１直流電源Ｖiは負荷抵抗Ｒとして機能する。
【００３２】
図３において、Ｔr3gはスイッチＴr3のゲート信号、Ｔr4gはスイッチＴr4のゲート信号、Ｔr3vはスイッチＴr3のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｔr3iはスイッチＴr3のコレクタ電流、Ｔr4vはスイッチＴr4のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｔr4iはスイッチＴr4のコレクタ電流、Ｄ1iはダイオードＤ1の電流、Ｄ1vはダイオードＤ1の両端電圧、ＬTiは第１リアクトルＬTの電流を示す。降圧動作は、モードＭ０〜Ｍ４の回路状態に分けられる。モードＭ０〜Ｍ４において、スイッチＴr1，Ｔr2はオフ状態であるため、図２では、Ｔr1,Ｔr2の文字は図示していない。
【００３３】
まず、モードＭ０では、ゲート信号Ｔr3gとゲート信号Ｔr4gとによりスイッチＴr3とスイッチＴr4とは共にオフしているため、入力側と出力側とは切り離されている状態である。このとき、ＬT→Ｒ→Ｄ1→ＬTの経路で電流Ｄ1i，ＬTiが流れる。即ち、第１リアクトルＬTに蓄積されたエネルギーが負荷抵抗Ｒに放電されて負荷電圧を保持している。また、電圧Ｔr3v，Ｔr4vは略第２直流電源Ｖoの電圧となる。
【００３４】
モードＭ１の時刻ｔ0において、ゲート信号Ｔr3gによりスイッチＴr3がターンオンすると、第２リアクトルＬrの作用により電流Ｔr3iは緩やかに立ち上がる。このため、スイッチＴr3のゼロ電流スイッチングターンオンを実現できる。
【００３５】
また、ダイオードＤ1に流れていた電流Ｄ1iは入力（Ｖo）ラインへの遷移が開始され、電流Ｄ1iは緩やかに減少して時刻ｔ1でゼロとなり、モードＭ２に移行する。このため、ダイオードＤ1のリカバリレスターンオフを実現できる。
【００３６】
モードＭ３の時刻ｔ2において、ゲート信号Ｔr4gによりスイッチＴr4がターンオンすると、スイッチＴr3に流れていた電流がスイッチＴr4へ転流する状態になるが、その転流の遷移は第２リアクトルＬrの作用により緩やかな遷移となる。ダイオードＤ2の緩やかなターンオフにより、ダイオードＤ2においてもリカバリレス動作が実現できる。
【００３７】
また、第２リアクトルＬrによりスイッチＴr4の電流Ｔr4iは、傾きをもって立ち上がる。このため、スイッチＴr4のゼロ電流スイッチングターンオンを実現できる。また、スイッチＴr3に流れる電流Ｔr3iは、第１リアクトルＬTの第２巻線１ｂに発生する誘導起電力により減少して、ゼロになる。電圧Ｔr3vがゼロの状態で電流Ｔr3iが緩やかに立ち下がるため、モードＭ４の時刻ｔ3において、スイッチＴr3のゼロ電圧・ゼロ電流スイッチングターンオフを実現できる。
【００３８】
次に、スイッチＴr4がターンオフすると、時刻ｔ4においてモードＭ０に移行する。このようにして降圧動作時に各スイッチのソフトスイッチング動作を実現できる。
【００３９】
次に、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を図４及び図５に示す昇圧動作時の各部のタイミングチャートを参照しながら説明する。図４は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の回路図である。図４において、昇圧動作時には、第２直流電源Ｖoは負荷抵抗Ｒとして機能する。
【００４０】
図５において、Ｔr1vはスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｔr1iはスイッチＴr1のコレクタ電流、Ｄ3iはダイオードＤ3の電流、Ｄ4iはダイオードＤ4の電流を示す。なお、モードＭ０〜Ｍ２において、スイッチＴr3とスイッチＴr4とはオフ状態であるため、図４では、Ｔr3,Ｔr4の文字は図示していない。
【００４１】
まず、モードＭ０では、スイッチＴr1がオンし、Ｖi→１ａ→Ｔr1→Ｖiの経路で電流Ｔr1iが流れる。このとき、ダイオードＤ3，Ｄ4には電流は流れず、出力側（Ｖo）や第１リアクトルＬTからの逆電圧を阻止している。
【００４２】
モードＭ１において、スイッチＴr1がターンオフしスイッチＴr2がオンすると、ダイオードＤ3に直列には第２リアクトルＬrが接続されているため、電流Ｄ3iは急激には流れない。このため、始めのうちは、Ｖi→１ａ→Ｄ4→Ｃo→Ｖiの経路で電流Ｄ4iが流れる。
【００４３】
次に、第１リアクトルＬTの第２巻線１ｂに発生する電圧によって第２リアクトルＬrに流れる電流、即ちダイオードＤ3に流れる電流Ｄ3iが緩やかに増加する。このため、ダイオードＤ4からダイオードＤ3への電流の転流が発生し、ダイオードＤ4は緩やかにターンオフする。
【００４４】
そして、スイッチＴr1がターンオンすると、電流Ｄ3iが流れているダイオードＤ3には第２リアクトルＬrが直列に接続されているため、電流減少時の傾きが抑えられ、モードＭ２において、緩やかにターンオフする。さらに、スイッチＴr1のターンオン時の電流Ｔr1iの増加も第１リアクトルＬTにより緩やかになるため、スイッチＴr1のターンオン時の電流Ｔr1iと電圧Ｔr1vとの重なりが小さくなり、スイッチＴr1のゼロ電流スイッチングを実現できる。
【００４５】
なお、スイッチング周波数を２０ｋＨｚとして電圧５００Ｖを電圧２００Ｖまで降圧させた場合の各部波形のシミュレーション結果を図６〜図９に示した。図６はダイオードＤ1の電流波形を示す。図７はダイオードＤ2の電流波形を示す。図６からもわかるように、モードＭ２での電流Ｄ1iは、第２リアクトルＬrにより緩やかに減少していることからダイオードＤ1はリカバリが発生せずにターンオフしている。図７からもわかるように、ダイオードＤ2の電流波形から、リカバリレス動作でターンオフしている。
【００４６】
これにより、ダイオードＤ1，Ｄ2のリカバリによる電力損失がなくなるため、より高効率化を図ることができる。
【００４７】
図８はスイッチＴr3の電圧Ｔr3vの波形及び電流Ｔr3iの波形を示す。図９はスイッチＴr4の電圧Ｔr4vの波形及び電流Ｔr4iの波形を示す。図８からもわかるように、スイッチＴr3がターンオンするとき、第２リアクトルＬrにより電流Ｔr3iは０Ａから緩やかに立ち上がるので、スイッチＴr3はゼロ電流スイッチング動作を実現できる。
【００４８】
さらに、モードＭ４のスイッチＴr4への緩やかな転流によりスイッチＴr3を流れる電流Ｔr3iが０Ａになった状態でターンオフする。このため、スイッチＴr3のターンオフ時でもゼロ電流スイッチング動作を実現できる。
【００４９】
また、図９からもわかるように、スイッチＴr4がターンオンするとき、第２リアクトルＬrによりスイッチＴr4に流れる電流Ｔr4iは０Ａから緩やかに立ち上がるので、スイッチＴr4のゼロ電流スイッチング動作を実現できる。従って、スイッチング損失を低減でき、より高効率化を図ることができる。
【００５０】
また、出願人は実施例１の回路と従来の回路との特性の比較評価を行なった。図１０に比較評価を行なった従来の降圧チョッパ回路の回路構成図を示す。図１１は図１０に示す従来の降圧チョッパ回路のダイオードＤにおけるターンオフ電圧Ｄvの波形及び電流Ｄiの波形を示す図である。図１２は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのダイオードにおけるターンオフ電圧Ｄvの波形及び電流Ｄiの波形を示す図である。
【００５１】
図１１と図１２とを比較すると、図１２に示す実施例１の回路が、スイッチング損失やノイズの原因となるダイオードのリカバリ電流を大幅に抑制していることがわかる。
【００５２】
さらに、出願人は実施例１の回路と従来の回路との効率の比較を行なった。図１３は実施例１の方式と従来の方式との出力電流に対する効率比較を示す図である。実施例１の回路と従来の回路とのそれぞれについて、入力電圧１３０Ｖ、出力電圧７０Ｖ、スイッチング周波数８０ｋＨｚの条件で動作させている。図１３から、全ての出力電流において、実施例１の回路が従来の回路よりも効率が良いことがわかる。
【００５３】
なお、本発明は上記実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではない。例えば、図１のスイッチＴr2を削除し、ダイオードＤ2のカソードとダイオードＤ3のカソードとの間にＩＧＢＴからなるスイッチＴr5とダイオードＤ5との並列回路を接続した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いても、実施例１と同様な動作及び効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図２】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時の回路図である。
【図３】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時の各部のタイミングチャートである。
【図４】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の回路図である。
【図５】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の各部のタイミングチャートである。
【図６】直流電圧を降圧させた場合のダイオードＤ1の電流波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】直流電圧を降圧させた場合のダイオードＤ2の電流波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】直流電圧を降圧させた場合のスイッチＴr3の電圧波形及び電流波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】直流電圧を降圧させた場合のスイッチＴr4の電圧波形及び電流波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】従来の降圧チョッパ回路の回路構成図である。
【図１１】図１０に示す従来の降圧チョッパ回路のダイオードにおけるターンオフ電圧波形及び電圧波形を示す図である。
【図１２】実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのダイオードにおけるターンオフ電圧波形及び電圧波形を示す図である。
【図１３】実施例１の方式と従来の方式との出力電流に対する効率比較を示す図である。
【図１４】従来のリカバリレス昇圧チョッパ回路の回路構成図である。
【符号の説明】
【００５５】
１ａ 第１巻線
１ｂ 第２巻線
１０ 制御回路
Ｖi 第１直流電源
Ｖo 第２直流電源
Ｃi，Ｃo 平滑コンデンサ
Ｔr1，Ｔr2 スイッチ
Ｔr3 スイッチ
Ｔr4 スイッチ
ＬT 第１リアクトル
Ｌr 第２リアクトル
Ｄ1〜Ｄ4 ダイオード
Ｒ 負荷抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１直流電源の直流電圧を昇圧して第２直流電源に供給するとともに、前記第２直流電源の直流電圧を降圧して前記第１直流電源に供給する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
第１巻線と第２巻線とが直列接続され且つ電磁結合する第１リアクトルと、
前記第１直流電源の両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第１巻線と第１スイッチとからなる第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第２巻線と第２リアクトルと第２スイッチと第３スイッチと前記第２直流電源とからなる第２直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第４スイッチと前記第２直流電源とからなる第３直列回路と、
前記第１、第２、第３及び第４スイッチをオン／オフさせることにより前記第１直流電源と前記第２直流電源との間で、昇圧動作及び降圧動作を行なう制御回路と、
を有することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は、前記降圧動作時に前記第３スイッチと前記第４スイッチとをオフさせて前記第１リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記第１直流電源に放電させ、前記第３スイッチをターンオンさせて前記第２リアクトルによりゼロ電流スイッチングを行い、前記第１ダイオードの電流が緩やかに減少して前記第１ダイオードをターンオフさせることを特徴とする請求項１記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御回路は、さらに、前記第４スイッチをターンオンさせて、前記第１リアクトルの前記第２巻線に発生する誘導起電力により前記第３スイッチの電流を減少させ、前記第３スイッチのゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングターンオフを行なわさせることを特徴とする請求項２記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
第１直流電源の直流電圧を昇圧して第２直流電源に供給するとともに、前記第２直流電源の直流電圧を降圧して前記第１直流電源に供給する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
第１巻線と第２巻線とが直列接続され且つ電磁結合する第１リアクトルと、
前記第１直流電源の両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第１巻線と第１スイッチとからなる第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第２巻線と第２リアクトルと第２スイッチと第３スイッチと前記第２直流電源とからなる第２直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第４スイッチと前記第２直流電源とからなる第３直列回路と、
前記第１、第２、第３及び第４スイッチをオン／オフさせることにより前記第１直流電源と前記第２直流電源との間で、昇圧動作及び降圧動作を行なう制御回路と、
を有することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は、前記降圧動作時に前記第３スイッチと前記第４スイッチとをオフさせて前記第１リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記第１直流電源に放電させ、前記第３スイッチをターンオンさせて前記第２リアクトルによりゼロ電流スイッチングを行い、前記第１ダイオードの電流が緩やかに減少して前記第１ダイオードをターンオフさせることを特徴とする請求項１記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御回路は、さらに、前記第４スイッチをターンオンさせて、前記第１リアクトルの前記第２巻線に発生する誘導起電力により前記第３スイッチの電流を減少させ、前記第３スイッチのゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングターンオフを行なわさせることを特徴とする請求項２記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２００９−２６１１３６（Ｐ２００９−２６１１３６Ａ）
【公開日】平成２１年１１月５日（２００９．１１．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１０７２０９（Ｐ２００８−１０７２０９）
【出願日】平成２０年４月１６日（２００８．４．１６）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り ２００７年１０月２０日社団法人電気学会中国支部発行の「平成１９年度電気・情報関連学会中国支部 第５８回連合大会講演論文集」に発表
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【出願人】（５０４１５５２９３）国立大学法人島根大学 (113)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１１月５日（２００９．１１．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年４月１６日（２００８．４．１６）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り ２００７年１０月２０日社団法人電気学会中国支部発行の「平成１９年度電気・情報関連学会中国支部 第５８回連合大会講演論文集」に発表
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【出願人】（５０４１５５２９３）国立大学法人島根大学 (113)
【Ｆターム（参考）】
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