受信機
【課題】Ｉ信号とＱ信号との間に位相誤差や振幅誤差が発生するのを極力抑制して、イメージ成分を効果的に抑制できるようにする。
【解決手段】Ｉ信号とＱ信号とを切り替えて１つのＡ／Ｄ変換器９に出力するスイッチ部８ａ、８ｂを設け、スイッチ部８ａ，８ｂより出力されるＩ信号およびＱ信号を順次にＡ／Ｄ変換器９でデジタル信号に変換してＤＳＰ１０に供給することにより、Ｉ信号およびＱ信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器９で行うことができるようにして、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきによってＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を抑止できるようにする。
【解決手段】Ｉ信号とＱ信号とを切り替えて１つのＡ／Ｄ変換器９に出力するスイッチ部８ａ、８ｂを設け、スイッチ部８ａ，８ｂより出力されるＩ信号およびＱ信号を順次にＡ／Ｄ変換器９でデジタル信号に変換してＤＳＰ１０に供給することにより、Ｉ信号およびＱ信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器９で行うことができるようにして、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきによってＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を抑止できるようにする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信機に関し、特に、高周波の受信信号を同相成分と直交成分とに振り分けて周波数変換する機能を有する受信機に用いて好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、情報を無線の電波信号として送信するためには、ベースバンド信号（直流近傍成分を含む低周波信号）を高周波信号に変換する、いわゆる変調処理が不可欠である。変調処理により生成された高周波信号を電波として受信する受信機では、受信アンテナにて受信した高周波信号と局部発振器から出力される局部発振信号とをミキサにて周波数混合することにより、検波（復調）処理に適した周波数に変換する。
【０００３】
ベースバンド信号を高周波信号に変換する変調方式の１つに、ベースバンド信号をＩチャネル（同相成分）とＱチャネル（直交成分）とに振り分けて変調する直交変調（ＩＱ変調）が存在する。ＩＱ変調により生成された高周波信号を電波として受信する受信機では、受信した高周波信号を２つのミキサにより同相成分と直交成分とに振り分けて周波数変換し、得られた同相成分の信号（以下、Ｉ信号を称する）と直交成分の信号（以下、Ｑ信号を称する）とを用いて復調処理を行う（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】米国特許７，２７２，３７５号明細書
【０００４】
図５は、直交変調方式にて変調された高周波信号を受信する受信機の従来の構成例を示す図である。図５に示すように、従来の受信機は、受信アンテナ１０１、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１０２、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３、ミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑ、局部発振器１０５、９０°移相器１０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７Ｉ，１０７Ｑ、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）１０８Ｉ，１０８Ｑ、Ａ／Ｄ変換器１０９Ｉ，１０９ＱおよびＤＳＰ（Digital Signal Processor）１１０を備えている。
【０００５】
ＬＮＡ１０２は、受信アンテナ１０１で受信された高周波信号を増幅してＢＰＦ１０３に供給する。ＢＰＦ１０３は、ＬＮＡ１０２より出力された高周波信号を所要の帯域にフィルタリングして希望受信周波数を含む所定の周波数帯域の信号を抽出し、抽出した信号を２つのミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑに出力する。局部発振器１０５は、所定周波数の局部発振信号を発生して出力する。９０°移相器１０６は、局部発振器１０５から出力される局部発振信号の位相を９０°ずらして出力する。
【０００６】
第１のミキサ１０４Ｉは、ＢＰＦ１０３から出力される高周波信号と、局部発振器１０５から出力される同相の局部発振信号とを周波数混合することによって、高周波信号を中間周波信号に変換する。この第１のミキサ１０４Ｉから出力される中間周波信号は、受信信号に対して位相がずれていない同相成分のＩ信号である。
【０００７】
第２のミキサ１０４Ｑは、ＢＰＦ１０３から出力される高周波信号と、９０°移相器１０６から出力される直交の（９０°位相がずれた）局部発振信号とを周波数混合することによって、高周波信号を中間周波信号に変換する。この第２のミキサ１０４Ｑから出力される中間周波信号は、受信信号に対して位相が９０°ずれた直交成分のＱ信号である。
【０００８】
ＬＰＦ１０７Ｉ，１０７Ｑは、ミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑより出力されるＩ信号およびＱ信号をフィルタリングして高調波を除去する。ＶＧＡ１０８Ｉ，１０８Ｑは、ＬＰＦ１０７Ｉ，１０７Ｑにより高調波が除去されたＩ信号およびＱ信号を増幅する。Ａ／Ｄ変換器１０９Ｉ，１０９Ｑは、ＶＧＡ１０８Ｉ，１０８Ｑにより増幅されたＩ信号およびＱ信号をデジタル信号に変換し、デジタルＩ信号およびデジタルＱ信号を出力する。ＤＳＰ１１０は、Ａ／Ｄ変換器１０９Ｉ，１０９Ｑより出力されるデジタルＩ信号およびデジタルＱ信号を用いてデジタル信号処理により復調処理を行い、復調信号を出力する。
【０００９】
ところで、ミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑによって高周波信号を中間周波信号に変換する場合、希望受信周波数と一定の周波数関係を持つ周波数チャネル（スプリアス・ポイント）において、本来不要なイメージ成分が発生する。従来、このイメージ成分をＤＳＰ１１０等のデジタル信号処理により除去する技術が提案されている。デジタル信号処理によるイメージ除去機能が有効に働くためには、ミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑにより発生されＡ／Ｄ変換されてＤＳＰ１１０に入力されるＩ信号とＱ信号の振幅が正確に一致し、かつ、Ｉ信号とＱ信号の位相が正確に９０°ずれていることが望まれる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、ＢＰＦ１０３を含むアナログ回路におけるアナログ素子のばらつき等により、ＤＳＰ１１０に入力されるＩ信号とＱ信号との間に位相誤差が生じる（位相差が正確に９０°にならない）場合がある。この場合には、イメージ成分の除去が充分に行われなくなってしまうという問題があった。
【００１１】
また、Ｉ信号をデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器１０９Ｉと、Ｑ信号をデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器１０９Ｑとの間には、製造ばらつきや熱雑音などの影響により、変換特性にばらつきが生じる。この変換特性のばらつきも、ＤＳＰ１１０に入力されるＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差が生じたり、位相差が正確に９０°にならなかったりする原因となる。
【００１２】
さらに、Ｉ信号に対して帯域制限を行う第１のＬＰＦ１０７ＩとＱ信号に対して帯域制限を行う第２のＬＰＦ１０７Ｑとの間、Ｉ信号の増幅を行う第１のＶＧＡ１０８ＩとＱ信号の増幅を行う第２のＶＧＡ１０８Ｑとの間にも、製造ばらつきなどの影響により特性にばらつきが生じる。これらの特性のばらつきも、ＤＳＰ１１０に入力されるＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差が生じたり、位相差が正確に９０°にならなかったりする原因となる。
【００１３】
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、Ｉ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのを極力抑制して、イメージ成分を効果的に除去できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記した課題を解決するために、本発明では、ミキサの前段にポリフェーズフィルタを設け、当該ポリフェーズフィルタによって高調波成分を除去するようにしている。また、アナログの同相信号および直交信号を切り替えてＡ／Ｄ変換器に出力する切替部を設け、切替部より出力される同相信号および直交信号を順次にＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換して、デジタル信号処理部に供給するようにしている。さらに、切替部でのスイッチングに起因して同相信号と直交信号との間に生じる若干の振幅誤差と位相誤差をデジタル信号処理部にて補正するようにしている。
【発明の効果】
【００１５】
上記のように構成した本発明によれば、ポリフェーズフィルタを用いることにより、同相信号と直交信号との直交性を向上させることができるので、アナログ素子のばらつき等に起因する同相信号と直交信号との位相誤差を抑止することができる。また、同相信号および直交信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器で行うことができるので、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきによって同相信号と直交信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を抑止することができる。さらに、切替部でのスイッチングに起因して同相信号と直交信号との間に生じる若干の振幅誤差と位相誤差も、デジタル信号処理部にて補正することができる。これにより、同相信号と直交信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのを極力抑制し、イメージ成分を効果的に抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
（第１の実施形態）
以下、本発明による一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、第１の実施形態による受信機の構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態による受信機は、受信アンテナ１、ＬＮＡ２、ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）３、ミキサ４、局部発振器５、ＬＰＦ６ａ，６ｂ、ＶＧＡ７ａ，７ｂ、前段スイッチ部８ａ，８ｂ、Ａ／Ｄ変換器９およびＤＳＰ１０を備えている。なお、図１に示す各構成のうち、受信アンテナ１を除くその他の構成は全て、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスで１チップに集積化されている。
【００１７】
ＬＮＡ２は、受信アンテナ１にて受信された高周波信号を増幅してＰＰＦ３に供給する。ＰＰＦ３は、ＬＮＡ２より出力された高周波信号を入力し、互いに位相が９０°ずれた４相の高周波信号ＲＩ＋，ＲＩ−，ＲＱ＋，ＲＱ−をミキサ４に出力する。ここで、Ｉは同相信号を示し、Ｑは直交信号を示す。また、＋は正相を示し、−は逆相を示している。すなわち、Ｉ＋の位相を基準の０°とすると、Ｑ＋が９０°、Ｉ−が１８０°、Ｑ−が２７０°の位相を有するものとなる。
【００１８】
ＰＰＦ３は、例えば図２のように構成されている。図２に示すように、ＰＰＦ３は、抵抗とコンデンサとが並列接続されてなるフィルタ回路３−１，３−２を備え、複数のフィルタ回路３−１，３−２を縦続接続して構成されている。各フィルタ回路３−１，３−２は接続方向に沿って４５°ずつ位相を回転させる。上述のように、４相の高周波信号ＲＩ＋，ＲＩ−，ＲＱ＋，ＲＱ−を複素平面上で表すと、位相が０°から２７０°まで時計回転するので、ＰＰＦ３としては正の周波数領域でノッチが生じる。そして、高調波成分の周波数帯域でノッチが生ずるように各フィルタ回路３−１，３−２のＣＲ積を設定することで、所望の高調波成分抑制効果を得ることができる。
【００１９】
ここで、ＣＲ積は時定数を表すものであり、厳密には、角周波数は１／（ＣＲ）、周波数は１／（２πＣＲ）となる。ＰＰＦ３は構造が対称であることから、極周波数ｆ＝１／（２πＣＲ）と略一致する周波数では、入力信号に含まれるアンバランスな成分が除去される。この働きによって、４相信号の直交性（４相信号の位相が正確に９０°ずつ異なっていること）を向上させることができる。
【００２０】
局部発振器５は、位相器を含み、受信周波数に対して所定周波数のオフセットを有するローカル周波数の局部発振信号を発生して出力する。ここで発生する局部発振信号は、互いに位相が９０°ずつ異なる４相の局部発振信号ＬＩ＋，ＬＩ−，ＬＱ＋，ＬＱ−である。
【００２１】
ミキサ４は、４つのミキサ回路を含み、ＰＰＦ３から出力される４相の高周波信号ＲＩ＋，ＲＩ−，ＲＱ＋，ＲＱ−を局部発振器５から出力される４相の局部発振信号ＬＩ＋，ＬＩ−，ＬＱ＋，ＬＱ−で周波数変換し、当該４相の高周波信号から４相の中間周波信号ＩＩ＋，ＩＩ−，ＩＱ＋，ＩＱ−を発生する。
【００２２】
ミキサ４での周波数変換により発生された中間周波信号ＩＩ＋，ＩＩ−，ＩＱ＋，ＩＱ−のうち、正相の中間周波信号ＩＩ＋，ＩＱ＋は、第１のＬＰＦ６ａおよび第１のＶＧＡ７ａから成る第１の信号処理系統でアナログ信号処理される。第１のＬＰＦ６ａは、ミキサ４より出力される正相の中間周波信号ＩＩ＋，ＩＱ＋をフィルタリングして高調波を除去する。第１のＶＧＡ７ａは、本発明の「第１の増幅器」に相当するものであり、第１のＬＰＦ６ａより出力される正相の中間周波信号ＩＩ＋，ＩＱ＋を増幅する。なお、第１の信号処理系統の構成はこれに限定されない。例えば、第１のＬＰＦ６ａはＢＰＦとしても良い。また、第１のＶＧＡ７ａを省略しても良い。
【００２３】
一方、ミキサ４での周波数変換により発生された中間周波信号ＩＩ＋，ＩＩ−，ＩＱ＋，ＩＱ−のうち、逆相の中間周波信号ＩＩ−，ＩＱ−は、第２のＬＰＦ６ｂおよび第２のＶＧＡ７ｂから成る第２の信号処理系統でアナログ信号処理される。第２のＬＰＦ６ｂは、ミキサ４より出力される逆相の中間周波信号ＩＩ−，ＩＱ−をフィルタリングして高調波を除去する。第２のＶＧＡ７ｂは、本発明の「第２の増幅器」に相当するものであり、第２のＬＰＦ６ｂより出力される逆相の中間周波信号ＩＩ−，ＩＱ−を増幅する。なお、第２の信号処理系統の構成はこれに限定されない。例えば、第２のＬＰＦ６ｂもＢＰＦとしても良い。また、第２のＶＧＡ７ｂを省略しても良い。
【００２４】
第１の前段スイッチ部８ａは、本発明の「第１のスイッチ」に相当するものであり、正相の中間周波信号に含まれる正相の同相信号Ｉ＋と正相の直交信号Ｑ＋とを切り替えてＡ／Ｄ変換器９に出力する。第２の前段スイッチ部８ｂは、本発明の「第２のスイッチ」に相当するものであり、逆相の中間周波信号に含まれる逆相の同相信号Ｉ−と逆相の直交信号Ｑ−とを切り替えてＡ／Ｄ変換器９に出力する。
【００２５】
ここで、第１の前段スイッチ部８ａが正相の同相信号Ｉ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部８ｂは逆相の同相信号Ｉ−を選択する。これにより、Ａ／Ｄ変換器９には正逆の同相信号（以下、Ｉ信号と称する）が入力される。一方、第１の前段スイッチ部８ａが正相の直交信号Ｑ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部８ｂは逆相の直交信号Ｑ−を選択する。これにより、Ａ／Ｄ変換器９には正逆の直交信号（以下、Ｑ信号と称する）が入力される。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換器９は、前段スイッチ部８ａ，８ｂより交互に切り替えて出力されるＩ信号およびＱ信号を順次にデジタル信号に変換する。ＤＳＰ１０は、本発明のデジタル信号処理部に相当するものであり、Ａ／Ｄ変換器９よりデジタル信号として出力されるＩ信号およびＱ信号を順次入力し、これらのＩ信号およびＱ信号に対してデジタル信号処理を行う。ＤＳＰ１０は、デジタル信号処理により実現される機能構成として、後段スイッチ部１０Ａ、振幅補正部１０Ｂ、位相補正部１０Ｃおよび復調部１０Ｄを備えている。
【００２７】
後段スイッチ部１０Ａは、Ａ／Ｄ変換器９より交互に出力されるデジタルのＩ信号とＱ信号とを順次に入力し、当該入力したＩ信号とＱ信号とを交互に振り分けて出力する。前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａは、Ａ／Ｄ変換器９でのＡ／Ｄ変換速度よりも高速に切り替えを行うように設計するのが好ましい。例えば、Ａ／Ｄ変換器９のサンプリング周波数をＦｓとした場合、その２倍の周波数２Ｆｓの周期で前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａを切り替える。例えば、２Ｆｓ＝１５．３６ＭＨｚである。
【００２８】
このように、本実施形態では、Ｉ信号のＡ／Ｄ変換処理とＱ信号のＡ／Ｄ変換処理とを１つの同じＡ／Ｄ変換器９で行うので、Ｉ信号用およびＱ信号用に２つのＡ／Ｄ変換器を設けた場合におけるＡ／Ｄ変換特性のばらつきによって、各Ａ／Ｄ変換器から出力されるＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を抑止することができる。
【００２９】
振幅補正部１０Ｂは、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられたデジタルＱ信号の振幅を補正する。振幅の補正は、例えば、デジタルＱ信号の振幅を表す値を増加あるいは減少させることによって行う。位相補正部１０Ｃは、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられたデジタルＱ信号の位相を補正する。位相の補正は、例えば、デジタルＱ信号のディレイ量を調整することによって行う。
【００３０】
位相補正部１０Ｃは、例えば、複数の出力タップを有するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタにより構成される。このＦＩＲフィルタは、複数セットのフィルタ係数を有しており、これらを切り替えて適用できるように成されている。複数セットのフィルタ係数は、それぞれが異なる位相補正量を提供するものである。したがって、何れかのセットを選択してフィルタ係数を適用することにより、位相補正量を可変とすることができる。
【００３１】
上述のように、本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきに起因する振幅誤差や位相誤差を抑止することが可能である。ただし、前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａにおいて所要のスイッチング時間を要することから、このスイッチングに起因して、後段スイッチ部１０Ａより出力されるＩ信号とＱ信号との間には若干の振幅誤差と位相誤差が発生する。
【００３２】
このスイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差は、スイッチング速度を速くすることによって、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきに起因して生じる振幅誤差や位相誤差に比べて充分に小さくすることができる。したがって、このスイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差をそのまま許容しても、Ａ／Ｄ変換器を２つ用いる従来の構成に比べて、誤差量は格段に小さくなる。
【００３３】
しかし、このスイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差も、できることならなくすことが好ましい。前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａのスイッチング特性からこの振幅誤差と位相誤差は既知であるから、既知の補正量に従ってＤＳＰ１０によるデジタル信号処理を行うことにより、スイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差がなくなるように補正をすることが可能である。振幅補正部１０Ｂおよび位相補正部１０Ｃは、そのための補正部である。スイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差は、Ａ／Ｄ変換器を２つ用いる場合における特性のばらつきに起因する振幅誤差や位相誤差に比べて僅かであり、デジタル信号処理による補正が容易である。
【００３４】
なお、ここではデジタルＱ信号の振幅および位相を補正する例について説明したが、これに限定されない。例えば、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられたデジタルＩ信号の振幅および位相を補正するようにしても良い。または、デジタルＩ信号およびデジタルＱ信号の双方に対して振幅および位相の補正を行うようにしても良い。さらには、デジタルＩ信号に対して振幅の補正を行い、デジタルＱ信号に対して位相の補正を行うようにしても良い。もちろん、その逆でも良い。
【００３５】
また、ここでは既知の補正量に従ってＱ信号の振幅と位相を補正する例について説明したが、これに限定されない。例えば、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられたデジタルＩ信号とデジタルＱ信号との振幅誤差を検出し、検出した振幅誤差がなくなるように、振幅補正部１０Ｂの補正量を設定するようにしても良い。同様に、デジタルＩ信号とデジタルＱ信号との位相誤差を検出し、検出した位相誤差がなくなるように、位相補正部１０Ｃの補正量を設定するようにしても良い。振幅誤差の検出や位相誤差の検出は、ＤＳＰ１０のデジタル信号処理によって行うことが可能である。
【００３６】
復調部１０Ｄは、後段スイッチ部１０Ａより供給されるデジタルＩ信号と、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられた後、振幅補正部１０Ｂおよび位相補正部１０Ｃを介して供給されるデジタルＱ信号とを用いて復調処理を行う。この復調部１０Ｄは、例えば複素周波数変換を行う方法にてイメージ成分を除去する機能を有している。
【００３７】
以上詳しく説明したように、第１の実施形態では、ミキサ４の前段において従来のＢＰＦの代わりにＰＰＦ３を設け、当該ＰＰＦ３によって高調波成分を除去するようにしている。ＰＰＦ３を用いることにより、同相信号と直交信号との直交性を向上させることができる。これにより、アナログ素子のばらつき等に起因する同相信号と直交信号との位相誤差を抑止することができる。
【００３８】
また、第１の実施形態では、Ｉ信号とＱ信号とを切り替えて１つのＡ／Ｄ変換器９に出力するスイッチ部８ａ，８ｂを設け、スイッチ部８ａ，８ｂより出力されるＩ信号およびＱ信号を順次にＡ／Ｄ変換器９でデジタル信号に変換してＤＳＰ１０に供給するようにしている。これにより、Ｉ信号およびＱ信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器９で行うことができるので、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきによってＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を抑止することができる。
【００３９】
さらに、第１の実施形態では、前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａでのスイッチングに起因してＩ信号とＱ信号との間に生じる若干の振幅誤差と位相誤差をＤＳＰ１０にて補正するようにしている。
【００４０】
以上により、第１の実施形態によれば、Ｉ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのを極力抑制して、ＤＳＰ１０においてイメージ成分の発生を効果的に抑制することができる。また、第１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器９が１つだけあれば良いので、回路面積を小さくすることができるというメリットも有する。
【００４１】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を図面に基づいて説明する。図３は、第２の実施形態による受信機の構成例を示す図である。この図３において、図１に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
【００４２】
図３に示すように、第２の実施形態による受信機は、受信アンテナ１、ＬＮＡ２、ＰＰＦ３、ミキサ４、局部発振器５、ＬＰＦ６ａ，６ｂ、前段スイッチ部１８ａ，１８ｂ、ＶＧＡ７、Ａ／Ｄ変換器９およびＤＳＰ１０を備えている。なお、図３に示す各構成のうち、受信アンテナ１を除くその他の構成は全て、例えばＣＭＯＳプロセスで１チップに集積化されている。
【００４３】
第１の前段スイッチ部１８ａは、第１のＬＰＦ６ａより出力される正相の中間周波信号に含まれる正相の同相信号Ｉ＋と正相の直交信号Ｑ＋とを切り替えてＶＧＡ７に出力する。第２の前段スイッチ部１８ｂは、第２のＬＰＦ６ｂより出力される逆相の中間周波信号に含まれる逆相の同相信号Ｉ−と逆相の直交信号Ｑ−とを切り替えてＶＧＡ７に出力する。
【００４４】
ここで、第１の前段スイッチ部１８ａが正相の同相信号Ｉ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部１８ｂは逆相の同相信号Ｉ−を選択する。これにより、ＶＧＡ７には正逆の同相信号（Ｉ信号）が入力される。一方、第１の前段スイッチ部１８ａが正相の直交信号Ｑ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部１８ｂは逆相の直交信号Ｑ−を選択する。これにより、ＶＧＡ７には正逆の直交信号（Ｑ信号）が入力される。
【００４５】
ＶＧＡ７は、本発明の「増幅器」に相当するものであり、前段スイッチ部１８ａ，１８ｂより交互に切り替えて出力されるＩ信号およびＱ信号を順次に増幅する。そして、増幅したＩ信号およびＱ信号をＡ／Ｄ変換器９に出力する。なお、第２の実施形態において、第１の信号処理系統は第１のＬＰＦ６ａにより構成され、第２の信号処理系統は第２のＬＰＦ６ｂにより構成される。ここで、第１のＬＰＦ６ａ，６ｂはＢＰＦとしても良い。また、ＶＧＡ７は省略しても良い。
【００４６】
以上詳しく説明したように、第２の実施形態では、前段スイッチ部１８ａ，１８ｂをＶＧＡ７の前段に設け、ＬＰＦ６ａ，６ｂから出力されるＩ信号とＱ信号とを切り替えて１つのＶＧＡ７に出力するようにしている。そして、当該１つのＶＧＡ７で順次増幅されたＩ信号とＱ信号とを１つのＡ／Ｄ変換器９に順次出力するようにしている。
【００４７】
これにより、Ｉ信号およびＱ信号の増幅処理を同じＶＧＡ７で行うことができるとともに、Ｉ信号およびＱ信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器９で行うことができる。このため、ＶＧＡの増幅特性やＡ／Ｄ変換器の変換特性のばらつきによってＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を、第１の実施形態に比べてより効果的に抑止することができる。
【００４８】
以上により、第２の実施形態によれば、Ｉ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのをより効果的に抑制して、ＤＳＰ１０においてイメージ成分の発生をより効果的に抑制することができる。また、第２の実施形態では、ＶＧＡ７もＡ／Ｄ変換器９も１つずつあれば良いので、回路面積をより小さくすることができるというメリットも有する。
【００４９】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を図面に基づいて説明する。図４は、第３の実施形態による受信機の構成例を示す図である。この図４において、図２に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
【００５０】
図４に示すように、第３の実施形態による受信機は、受信アンテナ１、ＬＮＡ２、ＰＰＦ３、ミキサ４、局部発振器５、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂ、ＬＰＦ６、ＶＧＡ７、Ａ／Ｄ変換器９およびＤＳＰ１０を備えている。なお、図４に示す各構成のうち、受信アンテナ１を除くその他の構成は全て、例えばＣＭＯＳプロセスで１チップに集積化されている。
【００５１】
第１の前段スイッチ部２８ａは、ミキサ４より出力される正相の中間周波信号に含まれる正相の同相信号ＩＩ＋と正相の直交信号ＩＱ＋とを切り替えてＬＰＦ６に出力する。第２の前段スイッチ部２８ｂは、ミキサ４より出力される逆相の中間周波信号に含まれる逆相の同相信号ＩＩ−と逆相の直交信号ＩＱ−とを切り替えてＬＰＦ６に出力する。
【００５２】
ここで、第１の前段スイッチ部２８ａが正相の同相信号ＩＩ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部２８ｂは逆相の同相信号ＩＩ−を選択する。これにより、ＬＰＦ６には正逆の同相信号（Ｉ信号）が入力される。一方、第１の前段スイッチ部２８ａが正相の直交信号ＩＱ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部２８ｂは逆相の直交信号ＩＱ−を選択する。これにより、ＬＰＦ６には正逆の直交信号（Ｑ信号）が入力される。
【００５３】
ＬＰＦ６は、本発明の「フィルタ部」に相当するものであり、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂより交互に切り替えて出力されるＩ信号およびＱ信号に対して順次に帯域制限を行うことにより高調波を除去する。そして、帯域制限したＩ信号およびＱ信号をＶＧＡ７に出力する。ＶＧＡ７は、ＬＰＦ６より順次出力されるＩ信号およびＱ信号を増幅し、増幅したＩ信号およびＱ信号をＡ／Ｄ変換器９に出力する。なお、第３の実施形態では、第１の信号処理系統と第２の信号処理系統との区別はない。ここで、ＬＰＦ６はＢＰＦとしても良い。また、ＶＧＡ７は省略しても良い。
【００５４】
ところで、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂは１５．３６ＭＨｚの周期でスイッチングするので、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂより出力されるＩ信号およびＱ信号は、１５．３６ＭＨｚの周期でサンプリングされた信号となる。この場合に、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂの後段にＬＰＦ６を設けると、サンプリングされたＩ信号およびＱ信号の波形が歪んで（鈍って）しまう。
【００５５】
そこで、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂの出力段にサンプルホールド回路（図示せず）を設け、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂでサンプリングされたＩ信号およびＱ信号の波形を当該サンプルホールド回路で保持することにより、波形の鈍りを抑制することが可能である。または、サンプルホールド回路を設けるのではなく、ＬＰＦ６の代わりに通過域が広帯域のフィルタを用いるようにしても良い。
【００５６】
以上詳しく説明したように、第３の実施形態では、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂをＬＰＦ６の前段に設け、ミキサ４から出力されるＩ信号とＱ信号とを切り替えて１つのＬＰＦ６に出力するようにしている。そして、当該１つのＬＰＦ６で順次帯域制限されたＩ信号とＱ信号とを１つのＶＧＡ７および１つのＡ／Ｄ変換器９に順次出力するようにしている。
【００５７】
これにより、Ｉ信号およびＱ信号の増幅処理を同じＶＧＡ７で行うとともに、Ｉ信号およびＱ信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器９で行うことに加えて、Ｉ信号およびＱ信号の帯域制限を同じＬＰＦ６で行うことができる。このため、ＬＰＦの周波数特性やＶＧＡの増幅特性、Ａ／Ｄ変換器の変換特性のばらつきによってＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を、第１および第２の実施形態に比べてより効果的に抑止することができる。
【００５８】
以上により、第３の実施形態によれば、Ｉ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのをより効果的に抑制して、ＤＳＰ１０においてイメージ成分の発生をより効果的に抑制することができる。また、第３の実施形態では、ＬＰＦ６もＶＧＡ７もＡ／Ｄ変換器９も１つずつあれば良いので、回路面積をより小さくすることができるというメリットも有する。
【００５９】
なお、上記第１〜第３の実施形態は、本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本発明は、高周波の受信信号を同相成分と直交成分とに振り分けて周波数変換し、得られた同相信号と直交信号とを用いて直交復調を行う受信機に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】第１の実施形態による受信機の構成例を示す図である。
【図２】本実施形態によるＰＰＦの構成例を示す図である。
【図３】第２の実施形態による受信機の構成例を示す図である。
【図４】第３の実施形態による受信機の構成例を示す図である。
【図５】従来の受信機の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００６２】
３ ＰＰＦ
４ ミキサ
５ 局部発振器
６，６ａ，６ｂ ＬＰＦ
７，７ａ，７ｂ ＶＧＡ
８ａ，８ｂ 前段スイッチ部
９ Ａ／Ｄ変換器
１０ ＤＳＰ
１０Ａ 後段スイッチ部
１０Ｂ 振幅補正部
１０Ｃ 位相補正部
１０Ｄ 復調部
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信機に関し、特に、高周波の受信信号を同相成分と直交成分とに振り分けて周波数変換する機能を有する受信機に用いて好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、情報を無線の電波信号として送信するためには、ベースバンド信号（直流近傍成分を含む低周波信号）を高周波信号に変換する、いわゆる変調処理が不可欠である。変調処理により生成された高周波信号を電波として受信する受信機では、受信アンテナにて受信した高周波信号と局部発振器から出力される局部発振信号とをミキサにて周波数混合することにより、検波（復調）処理に適した周波数に変換する。
【０００３】
ベースバンド信号を高周波信号に変換する変調方式の１つに、ベースバンド信号をＩチャネル（同相成分）とＱチャネル（直交成分）とに振り分けて変調する直交変調（ＩＱ変調）が存在する。ＩＱ変調により生成された高周波信号を電波として受信する受信機では、受信した高周波信号を２つのミキサにより同相成分と直交成分とに振り分けて周波数変換し、得られた同相成分の信号（以下、Ｉ信号を称する）と直交成分の信号（以下、Ｑ信号を称する）とを用いて復調処理を行う（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】米国特許７，２７２，３７５号明細書
【０００４】
図５は、直交変調方式にて変調された高周波信号を受信する受信機の従来の構成例を示す図である。図５に示すように、従来の受信機は、受信アンテナ１０１、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１０２、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３、ミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑ、局部発振器１０５、９０°移相器１０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７Ｉ，１０７Ｑ、ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）１０８Ｉ，１０８Ｑ、Ａ／Ｄ変換器１０９Ｉ，１０９ＱおよびＤＳＰ（Digital Signal Processor）１１０を備えている。
【０００５】
ＬＮＡ１０２は、受信アンテナ１０１で受信された高周波信号を増幅してＢＰＦ１０３に供給する。ＢＰＦ１０３は、ＬＮＡ１０２より出力された高周波信号を所要の帯域にフィルタリングして希望受信周波数を含む所定の周波数帯域の信号を抽出し、抽出した信号を２つのミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑに出力する。局部発振器１０５は、所定周波数の局部発振信号を発生して出力する。９０°移相器１０６は、局部発振器１０５から出力される局部発振信号の位相を９０°ずらして出力する。
【０００６】
第１のミキサ１０４Ｉは、ＢＰＦ１０３から出力される高周波信号と、局部発振器１０５から出力される同相の局部発振信号とを周波数混合することによって、高周波信号を中間周波信号に変換する。この第１のミキサ１０４Ｉから出力される中間周波信号は、受信信号に対して位相がずれていない同相成分のＩ信号である。
【０００７】
第２のミキサ１０４Ｑは、ＢＰＦ１０３から出力される高周波信号と、９０°移相器１０６から出力される直交の（９０°位相がずれた）局部発振信号とを周波数混合することによって、高周波信号を中間周波信号に変換する。この第２のミキサ１０４Ｑから出力される中間周波信号は、受信信号に対して位相が９０°ずれた直交成分のＱ信号である。
【０００８】
ＬＰＦ１０７Ｉ，１０７Ｑは、ミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑより出力されるＩ信号およびＱ信号をフィルタリングして高調波を除去する。ＶＧＡ１０８Ｉ，１０８Ｑは、ＬＰＦ１０７Ｉ，１０７Ｑにより高調波が除去されたＩ信号およびＱ信号を増幅する。Ａ／Ｄ変換器１０９Ｉ，１０９Ｑは、ＶＧＡ１０８Ｉ，１０８Ｑにより増幅されたＩ信号およびＱ信号をデジタル信号に変換し、デジタルＩ信号およびデジタルＱ信号を出力する。ＤＳＰ１１０は、Ａ／Ｄ変換器１０９Ｉ，１０９Ｑより出力されるデジタルＩ信号およびデジタルＱ信号を用いてデジタル信号処理により復調処理を行い、復調信号を出力する。
【０００９】
ところで、ミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑによって高周波信号を中間周波信号に変換する場合、希望受信周波数と一定の周波数関係を持つ周波数チャネル（スプリアス・ポイント）において、本来不要なイメージ成分が発生する。従来、このイメージ成分をＤＳＰ１１０等のデジタル信号処理により除去する技術が提案されている。デジタル信号処理によるイメージ除去機能が有効に働くためには、ミキサ１０４Ｉ，１０４Ｑにより発生されＡ／Ｄ変換されてＤＳＰ１１０に入力されるＩ信号とＱ信号の振幅が正確に一致し、かつ、Ｉ信号とＱ信号の位相が正確に９０°ずれていることが望まれる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、ＢＰＦ１０３を含むアナログ回路におけるアナログ素子のばらつき等により、ＤＳＰ１１０に入力されるＩ信号とＱ信号との間に位相誤差が生じる（位相差が正確に９０°にならない）場合がある。この場合には、イメージ成分の除去が充分に行われなくなってしまうという問題があった。
【００１１】
また、Ｉ信号をデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器１０９Ｉと、Ｑ信号をデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器１０９Ｑとの間には、製造ばらつきや熱雑音などの影響により、変換特性にばらつきが生じる。この変換特性のばらつきも、ＤＳＰ１１０に入力されるＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差が生じたり、位相差が正確に９０°にならなかったりする原因となる。
【００１２】
さらに、Ｉ信号に対して帯域制限を行う第１のＬＰＦ１０７ＩとＱ信号に対して帯域制限を行う第２のＬＰＦ１０７Ｑとの間、Ｉ信号の増幅を行う第１のＶＧＡ１０８ＩとＱ信号の増幅を行う第２のＶＧＡ１０８Ｑとの間にも、製造ばらつきなどの影響により特性にばらつきが生じる。これらの特性のばらつきも、ＤＳＰ１１０に入力されるＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差が生じたり、位相差が正確に９０°にならなかったりする原因となる。
【００１３】
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、Ｉ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのを極力抑制して、イメージ成分を効果的に除去できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記した課題を解決するために、本発明では、ミキサの前段にポリフェーズフィルタを設け、当該ポリフェーズフィルタによって高調波成分を除去するようにしている。また、アナログの同相信号および直交信号を切り替えてＡ／Ｄ変換器に出力する切替部を設け、切替部より出力される同相信号および直交信号を順次にＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換して、デジタル信号処理部に供給するようにしている。さらに、切替部でのスイッチングに起因して同相信号と直交信号との間に生じる若干の振幅誤差と位相誤差をデジタル信号処理部にて補正するようにしている。
【発明の効果】
【００１５】
上記のように構成した本発明によれば、ポリフェーズフィルタを用いることにより、同相信号と直交信号との直交性を向上させることができるので、アナログ素子のばらつき等に起因する同相信号と直交信号との位相誤差を抑止することができる。また、同相信号および直交信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器で行うことができるので、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきによって同相信号と直交信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を抑止することができる。さらに、切替部でのスイッチングに起因して同相信号と直交信号との間に生じる若干の振幅誤差と位相誤差も、デジタル信号処理部にて補正することができる。これにより、同相信号と直交信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのを極力抑制し、イメージ成分を効果的に抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
（第１の実施形態）
以下、本発明による一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、第１の実施形態による受信機の構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態による受信機は、受信アンテナ１、ＬＮＡ２、ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）３、ミキサ４、局部発振器５、ＬＰＦ６ａ，６ｂ、ＶＧＡ７ａ，７ｂ、前段スイッチ部８ａ，８ｂ、Ａ／Ｄ変換器９およびＤＳＰ１０を備えている。なお、図１に示す各構成のうち、受信アンテナ１を除くその他の構成は全て、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスで１チップに集積化されている。
【００１７】
ＬＮＡ２は、受信アンテナ１にて受信された高周波信号を増幅してＰＰＦ３に供給する。ＰＰＦ３は、ＬＮＡ２より出力された高周波信号を入力し、互いに位相が９０°ずれた４相の高周波信号ＲＩ＋，ＲＩ−，ＲＱ＋，ＲＱ−をミキサ４に出力する。ここで、Ｉは同相信号を示し、Ｑは直交信号を示す。また、＋は正相を示し、−は逆相を示している。すなわち、Ｉ＋の位相を基準の０°とすると、Ｑ＋が９０°、Ｉ−が１８０°、Ｑ−が２７０°の位相を有するものとなる。
【００１８】
ＰＰＦ３は、例えば図２のように構成されている。図２に示すように、ＰＰＦ３は、抵抗とコンデンサとが並列接続されてなるフィルタ回路３−１，３−２を備え、複数のフィルタ回路３−１，３−２を縦続接続して構成されている。各フィルタ回路３−１，３−２は接続方向に沿って４５°ずつ位相を回転させる。上述のように、４相の高周波信号ＲＩ＋，ＲＩ−，ＲＱ＋，ＲＱ−を複素平面上で表すと、位相が０°から２７０°まで時計回転するので、ＰＰＦ３としては正の周波数領域でノッチが生じる。そして、高調波成分の周波数帯域でノッチが生ずるように各フィルタ回路３−１，３−２のＣＲ積を設定することで、所望の高調波成分抑制効果を得ることができる。
【００１９】
ここで、ＣＲ積は時定数を表すものであり、厳密には、角周波数は１／（ＣＲ）、周波数は１／（２πＣＲ）となる。ＰＰＦ３は構造が対称であることから、極周波数ｆ＝１／（２πＣＲ）と略一致する周波数では、入力信号に含まれるアンバランスな成分が除去される。この働きによって、４相信号の直交性（４相信号の位相が正確に９０°ずつ異なっていること）を向上させることができる。
【００２０】
局部発振器５は、位相器を含み、受信周波数に対して所定周波数のオフセットを有するローカル周波数の局部発振信号を発生して出力する。ここで発生する局部発振信号は、互いに位相が９０°ずつ異なる４相の局部発振信号ＬＩ＋，ＬＩ−，ＬＱ＋，ＬＱ−である。
【００２１】
ミキサ４は、４つのミキサ回路を含み、ＰＰＦ３から出力される４相の高周波信号ＲＩ＋，ＲＩ−，ＲＱ＋，ＲＱ−を局部発振器５から出力される４相の局部発振信号ＬＩ＋，ＬＩ−，ＬＱ＋，ＬＱ−で周波数変換し、当該４相の高周波信号から４相の中間周波信号ＩＩ＋，ＩＩ−，ＩＱ＋，ＩＱ−を発生する。
【００２２】
ミキサ４での周波数変換により発生された中間周波信号ＩＩ＋，ＩＩ−，ＩＱ＋，ＩＱ−のうち、正相の中間周波信号ＩＩ＋，ＩＱ＋は、第１のＬＰＦ６ａおよび第１のＶＧＡ７ａから成る第１の信号処理系統でアナログ信号処理される。第１のＬＰＦ６ａは、ミキサ４より出力される正相の中間周波信号ＩＩ＋，ＩＱ＋をフィルタリングして高調波を除去する。第１のＶＧＡ７ａは、本発明の「第１の増幅器」に相当するものであり、第１のＬＰＦ６ａより出力される正相の中間周波信号ＩＩ＋，ＩＱ＋を増幅する。なお、第１の信号処理系統の構成はこれに限定されない。例えば、第１のＬＰＦ６ａはＢＰＦとしても良い。また、第１のＶＧＡ７ａを省略しても良い。
【００２３】
一方、ミキサ４での周波数変換により発生された中間周波信号ＩＩ＋，ＩＩ−，ＩＱ＋，ＩＱ−のうち、逆相の中間周波信号ＩＩ−，ＩＱ−は、第２のＬＰＦ６ｂおよび第２のＶＧＡ７ｂから成る第２の信号処理系統でアナログ信号処理される。第２のＬＰＦ６ｂは、ミキサ４より出力される逆相の中間周波信号ＩＩ−，ＩＱ−をフィルタリングして高調波を除去する。第２のＶＧＡ７ｂは、本発明の「第２の増幅器」に相当するものであり、第２のＬＰＦ６ｂより出力される逆相の中間周波信号ＩＩ−，ＩＱ−を増幅する。なお、第２の信号処理系統の構成はこれに限定されない。例えば、第２のＬＰＦ６ｂもＢＰＦとしても良い。また、第２のＶＧＡ７ｂを省略しても良い。
【００２４】
第１の前段スイッチ部８ａは、本発明の「第１のスイッチ」に相当するものであり、正相の中間周波信号に含まれる正相の同相信号Ｉ＋と正相の直交信号Ｑ＋とを切り替えてＡ／Ｄ変換器９に出力する。第２の前段スイッチ部８ｂは、本発明の「第２のスイッチ」に相当するものであり、逆相の中間周波信号に含まれる逆相の同相信号Ｉ−と逆相の直交信号Ｑ−とを切り替えてＡ／Ｄ変換器９に出力する。
【００２５】
ここで、第１の前段スイッチ部８ａが正相の同相信号Ｉ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部８ｂは逆相の同相信号Ｉ−を選択する。これにより、Ａ／Ｄ変換器９には正逆の同相信号（以下、Ｉ信号と称する）が入力される。一方、第１の前段スイッチ部８ａが正相の直交信号Ｑ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部８ｂは逆相の直交信号Ｑ−を選択する。これにより、Ａ／Ｄ変換器９には正逆の直交信号（以下、Ｑ信号と称する）が入力される。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換器９は、前段スイッチ部８ａ，８ｂより交互に切り替えて出力されるＩ信号およびＱ信号を順次にデジタル信号に変換する。ＤＳＰ１０は、本発明のデジタル信号処理部に相当するものであり、Ａ／Ｄ変換器９よりデジタル信号として出力されるＩ信号およびＱ信号を順次入力し、これらのＩ信号およびＱ信号に対してデジタル信号処理を行う。ＤＳＰ１０は、デジタル信号処理により実現される機能構成として、後段スイッチ部１０Ａ、振幅補正部１０Ｂ、位相補正部１０Ｃおよび復調部１０Ｄを備えている。
【００２７】
後段スイッチ部１０Ａは、Ａ／Ｄ変換器９より交互に出力されるデジタルのＩ信号とＱ信号とを順次に入力し、当該入力したＩ信号とＱ信号とを交互に振り分けて出力する。前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａは、Ａ／Ｄ変換器９でのＡ／Ｄ変換速度よりも高速に切り替えを行うように設計するのが好ましい。例えば、Ａ／Ｄ変換器９のサンプリング周波数をＦｓとした場合、その２倍の周波数２Ｆｓの周期で前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａを切り替える。例えば、２Ｆｓ＝１５．３６ＭＨｚである。
【００２８】
このように、本実施形態では、Ｉ信号のＡ／Ｄ変換処理とＱ信号のＡ／Ｄ変換処理とを１つの同じＡ／Ｄ変換器９で行うので、Ｉ信号用およびＱ信号用に２つのＡ／Ｄ変換器を設けた場合におけるＡ／Ｄ変換特性のばらつきによって、各Ａ／Ｄ変換器から出力されるＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を抑止することができる。
【００２９】
振幅補正部１０Ｂは、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられたデジタルＱ信号の振幅を補正する。振幅の補正は、例えば、デジタルＱ信号の振幅を表す値を増加あるいは減少させることによって行う。位相補正部１０Ｃは、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられたデジタルＱ信号の位相を補正する。位相の補正は、例えば、デジタルＱ信号のディレイ量を調整することによって行う。
【００３０】
位相補正部１０Ｃは、例えば、複数の出力タップを有するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタにより構成される。このＦＩＲフィルタは、複数セットのフィルタ係数を有しており、これらを切り替えて適用できるように成されている。複数セットのフィルタ係数は、それぞれが異なる位相補正量を提供するものである。したがって、何れかのセットを選択してフィルタ係数を適用することにより、位相補正量を可変とすることができる。
【００３１】
上述のように、本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきに起因する振幅誤差や位相誤差を抑止することが可能である。ただし、前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａにおいて所要のスイッチング時間を要することから、このスイッチングに起因して、後段スイッチ部１０Ａより出力されるＩ信号とＱ信号との間には若干の振幅誤差と位相誤差が発生する。
【００３２】
このスイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差は、スイッチング速度を速くすることによって、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきに起因して生じる振幅誤差や位相誤差に比べて充分に小さくすることができる。したがって、このスイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差をそのまま許容しても、Ａ／Ｄ変換器を２つ用いる従来の構成に比べて、誤差量は格段に小さくなる。
【００３３】
しかし、このスイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差も、できることならなくすことが好ましい。前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａのスイッチング特性からこの振幅誤差と位相誤差は既知であるから、既知の補正量に従ってＤＳＰ１０によるデジタル信号処理を行うことにより、スイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差がなくなるように補正をすることが可能である。振幅補正部１０Ｂおよび位相補正部１０Ｃは、そのための補正部である。スイッチングに起因する振幅誤差や位相誤差は、Ａ／Ｄ変換器を２つ用いる場合における特性のばらつきに起因する振幅誤差や位相誤差に比べて僅かであり、デジタル信号処理による補正が容易である。
【００３４】
なお、ここではデジタルＱ信号の振幅および位相を補正する例について説明したが、これに限定されない。例えば、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられたデジタルＩ信号の振幅および位相を補正するようにしても良い。または、デジタルＩ信号およびデジタルＱ信号の双方に対して振幅および位相の補正を行うようにしても良い。さらには、デジタルＩ信号に対して振幅の補正を行い、デジタルＱ信号に対して位相の補正を行うようにしても良い。もちろん、その逆でも良い。
【００３５】
また、ここでは既知の補正量に従ってＱ信号の振幅と位相を補正する例について説明したが、これに限定されない。例えば、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられたデジタルＩ信号とデジタルＱ信号との振幅誤差を検出し、検出した振幅誤差がなくなるように、振幅補正部１０Ｂの補正量を設定するようにしても良い。同様に、デジタルＩ信号とデジタルＱ信号との位相誤差を検出し、検出した位相誤差がなくなるように、位相補正部１０Ｃの補正量を設定するようにしても良い。振幅誤差の検出や位相誤差の検出は、ＤＳＰ１０のデジタル信号処理によって行うことが可能である。
【００３６】
復調部１０Ｄは、後段スイッチ部１０Ａより供給されるデジタルＩ信号と、後段スイッチ部１０Ａにより振り分けられた後、振幅補正部１０Ｂおよび位相補正部１０Ｃを介して供給されるデジタルＱ信号とを用いて復調処理を行う。この復調部１０Ｄは、例えば複素周波数変換を行う方法にてイメージ成分を除去する機能を有している。
【００３７】
以上詳しく説明したように、第１の実施形態では、ミキサ４の前段において従来のＢＰＦの代わりにＰＰＦ３を設け、当該ＰＰＦ３によって高調波成分を除去するようにしている。ＰＰＦ３を用いることにより、同相信号と直交信号との直交性を向上させることができる。これにより、アナログ素子のばらつき等に起因する同相信号と直交信号との位相誤差を抑止することができる。
【００３８】
また、第１の実施形態では、Ｉ信号とＱ信号とを切り替えて１つのＡ／Ｄ変換器９に出力するスイッチ部８ａ，８ｂを設け、スイッチ部８ａ，８ｂより出力されるＩ信号およびＱ信号を順次にＡ／Ｄ変換器９でデジタル信号に変換してＤＳＰ１０に供給するようにしている。これにより、Ｉ信号およびＱ信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器９で行うことができるので、Ａ／Ｄ変換特性のばらつきによってＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を抑止することができる。
【００３９】
さらに、第１の実施形態では、前段スイッチ部８ａ，８ｂおよび後段スイッチ部１０Ａでのスイッチングに起因してＩ信号とＱ信号との間に生じる若干の振幅誤差と位相誤差をＤＳＰ１０にて補正するようにしている。
【００４０】
以上により、第１の実施形態によれば、Ｉ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのを極力抑制して、ＤＳＰ１０においてイメージ成分の発生を効果的に抑制することができる。また、第１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器９が１つだけあれば良いので、回路面積を小さくすることができるというメリットも有する。
【００４１】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を図面に基づいて説明する。図３は、第２の実施形態による受信機の構成例を示す図である。この図３において、図１に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
【００４２】
図３に示すように、第２の実施形態による受信機は、受信アンテナ１、ＬＮＡ２、ＰＰＦ３、ミキサ４、局部発振器５、ＬＰＦ６ａ，６ｂ、前段スイッチ部１８ａ，１８ｂ、ＶＧＡ７、Ａ／Ｄ変換器９およびＤＳＰ１０を備えている。なお、図３に示す各構成のうち、受信アンテナ１を除くその他の構成は全て、例えばＣＭＯＳプロセスで１チップに集積化されている。
【００４３】
第１の前段スイッチ部１８ａは、第１のＬＰＦ６ａより出力される正相の中間周波信号に含まれる正相の同相信号Ｉ＋と正相の直交信号Ｑ＋とを切り替えてＶＧＡ７に出力する。第２の前段スイッチ部１８ｂは、第２のＬＰＦ６ｂより出力される逆相の中間周波信号に含まれる逆相の同相信号Ｉ−と逆相の直交信号Ｑ−とを切り替えてＶＧＡ７に出力する。
【００４４】
ここで、第１の前段スイッチ部１８ａが正相の同相信号Ｉ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部１８ｂは逆相の同相信号Ｉ−を選択する。これにより、ＶＧＡ７には正逆の同相信号（Ｉ信号）が入力される。一方、第１の前段スイッチ部１８ａが正相の直交信号Ｑ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部１８ｂは逆相の直交信号Ｑ−を選択する。これにより、ＶＧＡ７には正逆の直交信号（Ｑ信号）が入力される。
【００４５】
ＶＧＡ７は、本発明の「増幅器」に相当するものであり、前段スイッチ部１８ａ，１８ｂより交互に切り替えて出力されるＩ信号およびＱ信号を順次に増幅する。そして、増幅したＩ信号およびＱ信号をＡ／Ｄ変換器９に出力する。なお、第２の実施形態において、第１の信号処理系統は第１のＬＰＦ６ａにより構成され、第２の信号処理系統は第２のＬＰＦ６ｂにより構成される。ここで、第１のＬＰＦ６ａ，６ｂはＢＰＦとしても良い。また、ＶＧＡ７は省略しても良い。
【００４６】
以上詳しく説明したように、第２の実施形態では、前段スイッチ部１８ａ，１８ｂをＶＧＡ７の前段に設け、ＬＰＦ６ａ，６ｂから出力されるＩ信号とＱ信号とを切り替えて１つのＶＧＡ７に出力するようにしている。そして、当該１つのＶＧＡ７で順次増幅されたＩ信号とＱ信号とを１つのＡ／Ｄ変換器９に順次出力するようにしている。
【００４７】
これにより、Ｉ信号およびＱ信号の増幅処理を同じＶＧＡ７で行うことができるとともに、Ｉ信号およびＱ信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器９で行うことができる。このため、ＶＧＡの増幅特性やＡ／Ｄ変換器の変換特性のばらつきによってＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を、第１の実施形態に比べてより効果的に抑止することができる。
【００４８】
以上により、第２の実施形態によれば、Ｉ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのをより効果的に抑制して、ＤＳＰ１０においてイメージ成分の発生をより効果的に抑制することができる。また、第２の実施形態では、ＶＧＡ７もＡ／Ｄ変換器９も１つずつあれば良いので、回路面積をより小さくすることができるというメリットも有する。
【００４９】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を図面に基づいて説明する。図４は、第３の実施形態による受信機の構成例を示す図である。この図４において、図２に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
【００５０】
図４に示すように、第３の実施形態による受信機は、受信アンテナ１、ＬＮＡ２、ＰＰＦ３、ミキサ４、局部発振器５、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂ、ＬＰＦ６、ＶＧＡ７、Ａ／Ｄ変換器９およびＤＳＰ１０を備えている。なお、図４に示す各構成のうち、受信アンテナ１を除くその他の構成は全て、例えばＣＭＯＳプロセスで１チップに集積化されている。
【００５１】
第１の前段スイッチ部２８ａは、ミキサ４より出力される正相の中間周波信号に含まれる正相の同相信号ＩＩ＋と正相の直交信号ＩＱ＋とを切り替えてＬＰＦ６に出力する。第２の前段スイッチ部２８ｂは、ミキサ４より出力される逆相の中間周波信号に含まれる逆相の同相信号ＩＩ−と逆相の直交信号ＩＱ−とを切り替えてＬＰＦ６に出力する。
【００５２】
ここで、第１の前段スイッチ部２８ａが正相の同相信号ＩＩ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部２８ｂは逆相の同相信号ＩＩ−を選択する。これにより、ＬＰＦ６には正逆の同相信号（Ｉ信号）が入力される。一方、第１の前段スイッチ部２８ａが正相の直交信号ＩＱ＋を選択しているときは第２の前段スイッチ部２８ｂは逆相の直交信号ＩＱ−を選択する。これにより、ＬＰＦ６には正逆の直交信号（Ｑ信号）が入力される。
【００５３】
ＬＰＦ６は、本発明の「フィルタ部」に相当するものであり、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂより交互に切り替えて出力されるＩ信号およびＱ信号に対して順次に帯域制限を行うことにより高調波を除去する。そして、帯域制限したＩ信号およびＱ信号をＶＧＡ７に出力する。ＶＧＡ７は、ＬＰＦ６より順次出力されるＩ信号およびＱ信号を増幅し、増幅したＩ信号およびＱ信号をＡ／Ｄ変換器９に出力する。なお、第３の実施形態では、第１の信号処理系統と第２の信号処理系統との区別はない。ここで、ＬＰＦ６はＢＰＦとしても良い。また、ＶＧＡ７は省略しても良い。
【００５４】
ところで、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂは１５．３６ＭＨｚの周期でスイッチングするので、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂより出力されるＩ信号およびＱ信号は、１５．３６ＭＨｚの周期でサンプリングされた信号となる。この場合に、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂの後段にＬＰＦ６を設けると、サンプリングされたＩ信号およびＱ信号の波形が歪んで（鈍って）しまう。
【００５５】
そこで、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂの出力段にサンプルホールド回路（図示せず）を設け、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂでサンプリングされたＩ信号およびＱ信号の波形を当該サンプルホールド回路で保持することにより、波形の鈍りを抑制することが可能である。または、サンプルホールド回路を設けるのではなく、ＬＰＦ６の代わりに通過域が広帯域のフィルタを用いるようにしても良い。
【００５６】
以上詳しく説明したように、第３の実施形態では、前段スイッチ部２８ａ，２８ｂをＬＰＦ６の前段に設け、ミキサ４から出力されるＩ信号とＱ信号とを切り替えて１つのＬＰＦ６に出力するようにしている。そして、当該１つのＬＰＦ６で順次帯域制限されたＩ信号とＱ信号とを１つのＶＧＡ７および１つのＡ／Ｄ変換器９に順次出力するようにしている。
【００５７】
これにより、Ｉ信号およびＱ信号の増幅処理を同じＶＧＡ７で行うとともに、Ｉ信号およびＱ信号のＡ／Ｄ変換処理を同じＡ／Ｄ変換器９で行うことに加えて、Ｉ信号およびＱ信号の帯域制限を同じＬＰＦ６で行うことができる。このため、ＬＰＦの周波数特性やＶＧＡの増幅特性、Ａ／Ｄ変換器の変換特性のばらつきによってＩ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が生じる不都合を、第１および第２の実施形態に比べてより効果的に抑止することができる。
【００５８】
以上により、第３の実施形態によれば、Ｉ信号とＱ信号との間に振幅誤差や位相誤差が発生するのをより効果的に抑制して、ＤＳＰ１０においてイメージ成分の発生をより効果的に抑制することができる。また、第３の実施形態では、ＬＰＦ６もＶＧＡ７もＡ／Ｄ変換器９も１つずつあれば良いので、回路面積をより小さくすることができるというメリットも有する。
【００５９】
なお、上記第１〜第３の実施形態は、本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本発明は、高周波の受信信号を同相成分と直交成分とに振り分けて周波数変換し、得られた同相信号と直交信号とを用いて直交復調を行う受信機に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】第１の実施形態による受信機の構成例を示す図である。
【図２】本実施形態によるＰＰＦの構成例を示す図である。
【図３】第２の実施形態による受信機の構成例を示す図である。
【図４】第３の実施形態による受信機の構成例を示す図である。
【図５】従来の受信機の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００６２】
３ ＰＰＦ
４ ミキサ
５ 局部発振器
６，６ａ，６ｂ ＬＰＦ
７，７ａ，７ｂ ＶＧＡ
８ａ，８ｂ 前段スイッチ部
９ Ａ／Ｄ変換器
１０ ＤＳＰ
１０Ａ 後段スイッチ部
１０Ｂ 振幅補正部
１０Ｃ 位相補正部
１０Ｄ 復調部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した高周波信号を入力し、互いに位相が９０°ずれた４相の高周波信号を出力するポリフェーズフィルタと、
上記ポリフェーズフィルタより出力される４相の高周波信号をローカル周波数の局部発振信号で周波数変換し、上記４相の高周波信号から４相の中間周波信号を発生するミキサと、
上記ミキサでの周波数変換により発生された上記４相の中間周波信号のうち、正相の中間周波信号に含まれる正相の同相信号と正相の直交信号とを切り替えて出力するとともに、逆相の中間周波信号に含まれる逆相の同相信号と逆相の直交信号とを切り替えて出力する切替部と、
上記切替部より順次切り替えて出力される同相信号および直交信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
上記Ａ／Ｄ変換器よりデジタル信号として出力される同相信号および直交信号に対して復調を含むデジタル信号処理を行うデジタル信号処理部とを備え、
上記デジタル信号処理部は、上記Ａ／Ｄ変換器よりデジタル信号として出力される同相信号および直交信号の少なくとも一方に対して振幅の補正を行う振幅補正部と、
上記Ａ／Ｄ変換器よりデジタル信号として出力される同相信号および直交信号の少なくとも一方に対して位相の補正を行う位相補正部とを備えたことを特徴とする受信機。
【請求項２】
上記切替部は、上記正相の中間周波信号に含まれる上記正相の同相信号と上記正相の直交信号とを切り替えて出力する第１のスイッチと、
上記逆相の中間周波信号に含まれる上記逆相の同相信号と上記逆相の直交信号とを切り替えて出力する第２のスイッチとを備えたことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
上記正相の中間周波信号を増幅する第１の増幅器を上記第１のスイッチの前段に更に備え、
上記逆相の中間周波信号を増幅する第２の増幅器を上記第２のスイッチの前段に更に備えたことを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
上記切替部より順次切り替えて出力される同相信号および直交信号を増幅する増幅器を更に備え、上記増幅器により増幅された信号を上記Ａ／Ｄ変換器に出力するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項５】
上記切替部より順次切り替えて出力される同相信号および直交信号に対して帯域制限を行うフィルタ部を更に備え、上記フィルタ部により帯域制限された信号を上記Ａ／Ｄ変換器に出力するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項６】
上記フィルタ部により帯域制限された信号を増幅する増幅器を更に備え、上記フィルタ部により帯域制限された信号に代えて、上記増幅器により増幅された信号を上記Ａ／Ｄ変換器に出力するようにしたことを特徴とする請求項５に記載の受信機。
【請求項１】
受信した高周波信号を入力し、互いに位相が９０°ずれた４相の高周波信号を出力するポリフェーズフィルタと、
上記ポリフェーズフィルタより出力される４相の高周波信号をローカル周波数の局部発振信号で周波数変換し、上記４相の高周波信号から４相の中間周波信号を発生するミキサと、
上記ミキサでの周波数変換により発生された上記４相の中間周波信号のうち、正相の中間周波信号に含まれる正相の同相信号と正相の直交信号とを切り替えて出力するとともに、逆相の中間周波信号に含まれる逆相の同相信号と逆相の直交信号とを切り替えて出力する切替部と、
上記切替部より順次切り替えて出力される同相信号および直交信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
上記Ａ／Ｄ変換器よりデジタル信号として出力される同相信号および直交信号に対して復調を含むデジタル信号処理を行うデジタル信号処理部とを備え、
上記デジタル信号処理部は、上記Ａ／Ｄ変換器よりデジタル信号として出力される同相信号および直交信号の少なくとも一方に対して振幅の補正を行う振幅補正部と、
上記Ａ／Ｄ変換器よりデジタル信号として出力される同相信号および直交信号の少なくとも一方に対して位相の補正を行う位相補正部とを備えたことを特徴とする受信機。
【請求項２】
上記切替部は、上記正相の中間周波信号に含まれる上記正相の同相信号と上記正相の直交信号とを切り替えて出力する第１のスイッチと、
上記逆相の中間周波信号に含まれる上記逆相の同相信号と上記逆相の直交信号とを切り替えて出力する第２のスイッチとを備えたことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
上記正相の中間周波信号を増幅する第１の増幅器を上記第１のスイッチの前段に更に備え、
上記逆相の中間周波信号を増幅する第２の増幅器を上記第２のスイッチの前段に更に備えたことを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
上記切替部より順次切り替えて出力される同相信号および直交信号を増幅する増幅器を更に備え、上記増幅器により増幅された信号を上記Ａ／Ｄ変換器に出力するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項５】
上記切替部より順次切り替えて出力される同相信号および直交信号に対して帯域制限を行うフィルタ部を更に備え、上記フィルタ部により帯域制限された信号を上記Ａ／Ｄ変換器に出力するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項６】
上記フィルタ部により帯域制限された信号を増幅する増幅器を更に備え、上記フィルタ部により帯域制限された信号に代えて、上記増幅器により増幅された信号を上記Ａ／Ｄ変換器に出力するようにしたことを特徴とする請求項５に記載の受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００９−２０６５５５（Ｐ２００９−２０６５５５Ａ）
【公開日】平成２１年９月１０日（２００９．９．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−４４００７（Ｐ２００８−４４００７）
【出願日】平成２０年２月２６日（２００８．２．２６）
【出願人】（５９１２２０８５０）ＮＳＣ株式会社 (77)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年９月１０日（２００９．９．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年２月２６日（２００８．２．２６）
【出願人】（５９１２２０８５０）ＮＳＣ株式会社 (77)
【Ｆターム（参考）】
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