多重化信号調整器
【課題】信号調整回路がアンチエイリアシングフィルタおよびＡ／Ｄ変換器を時分割多重する。
【解決手段】複数の第１層のマルチプレクサは各々複数のセンサからの複数のＡＣまたはベースバンド入力信号の間を複数のアンチエイリアシングフィルタのうちの１つに時分割多重する。第２層のマルチプレクサはその入力を第１層のマルチプレクサの出力から選択する。第２層のマルチプレクサの出力が高速Ａ／Ｄ変換器に供給される。したがって、Ａ／Ｄ変換器は第２層のマルチプレクサによって時分割多重される。このように、複数のセンサは単一のＡ／Ｄ変換器を共有することができる。マルチプレクサおよびアンチエイリアシングフィルタに整定時間を与えた後、入力信号の複数のサンプルが、例えば１周期の間に、取り込まれる。
【解決手段】複数の第１層のマルチプレクサは各々複数のセンサからの複数のＡＣまたはベースバンド入力信号の間を複数のアンチエイリアシングフィルタのうちの１つに時分割多重する。第２層のマルチプレクサはその入力を第１層のマルチプレクサの出力から選択する。第２層のマルチプレクサの出力が高速Ａ／Ｄ変換器に供給される。したがって、Ａ／Ｄ変換器は第２層のマルチプレクサによって時分割多重される。このように、複数のセンサは単一のＡ／Ｄ変換器を共有することができる。マルチプレクサおよびアンチエイリアシングフィルタに整定時間を与えた後、入力信号の複数のサンプルが、例えば１周期の間に、取り込まれる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にＡＣセンサ信号を含む多数のタイプの入力を等価な工学単位に変換する方法と整合する信号調整トポロジーに関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明はＬＶＤＴまたはレゾルバに限定されないが、これらのセンサを例として使用して本発明の動作およびいくつかの利点が説明される。ＬＶＤＴおよびレゾルバは各々位置および／または角度を一緒に示す１対のＡＣセンサ信号を生成する。これらのＡＣセンサ信号は等価な工学単位に変換されなければならない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
既知の信号調整方法はＡＣセンサ信号の各々に対して個別のアンチエイリアシングフィルタおよび復調器を含む。これにより、回路のコスト、大きさ、および電力消費が増加する。さらに、所与のセンサの１対のＡＣセンサ信号向け回路間のどんな固有の変化または変動も角度計算に誤差を導入する可能性がある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明は、アンチエイリアシングフィルタおよびＡ／Ｄ変換器が時分割多重される信号調整回路を提供する。これにより、回路の大きさ、コスト、および電力消費が低減される。
【０００５】
複数の第１層のマルチプレクサが、各々アンチエイリアシングフィルタを複数のセンサからの複数の入力信号間で時分割多重する。第２層のマルチプレクサは、その入力を第１層のマルチプレクサの出力から選択する。第２層のマルチプレクサの出力はサンプル／ホールド回路に供給され、高速Ａ／Ｄ変換器によってデジタル化される。したがって、Ａ／Ｄ変換器およびサンプル／ホールド回路は第２層のマルチプレクサによって時分割多重されている。このようにして、複数のセンサは単一のＡ／Ｄ変換器を共有することができる。単一のＡ／Ｄ変換器が扱えるセンサの数は、Ａ／Ｄ変換器の速度、所要の更新速度、フィルタ整定時間、およびマルチプレクサ整定時間に依存する。
【０００６】
マルチプレクサおよびアンチエイリアシングフィルタに整定時間を与えた後、入力信号の複数のサンプルが取り込まれる（例えば、１周期の間に）。ＡＣ信号では、正弦ベクトルおよび余弦ベクトルが各入力信号のサンプルに乗ぜられる。次に、積のベクトルは各々平均され、２つの平均の２乗平均平方根が入力信号のベクトルの大きさを与える。入力信号の機械的角度が多象限レゾルバには必要である。それは、ｓｉｎβおよびｃｏｓβ（βはレゾルバ角度を表す）のベクトル平均の正弦成分の符号に基づいて決定することができる。
【０００７】
本発明が添付図面と共に以降の詳細な説明を参照することによって一層良く理解されたとき、本発明の他の利点は容易に理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の信号調整回路の概略図である。
【図２】サンプルＡＣ入力信号の１周期に対する第２層のマルチプレクサのタイミングを示すグラフである。
【図３】サンプル変換のグラフである。
【図４】ＡＣ信号調整器の動作の流れ図である。
【図４ａ】デジタルフィルタが付加されている場合の図４のそれと同様の流れ図である。
【図４ｂ】一実施例の２極デジタルフィルタを示す図である。
【図４ｃ】フィルタリングがある場合の時間領域応答をグラフで示す図である。
【図４ｄ】デジタルフィルタをもつ場合およびそれをもたない場合の両方のＡＣ調整器に対する周波数応答比較を示す図である。
【図４ｅ】ｓｉｎ乗数テーブルおよびｃｏｓ乗数テーブルを示す図である。
【図４ｆ】周波数シフトフィルタの周波数応答を示す図である。
【図４ｇ】８つまたは１６のデータサンプルで平均することによって生成された周波数応答を示す図である。
【図５】レゾルバ用のＥＵＣ変換のロジック回路の概略図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
複数のセンサ１２、１４、１６からの複数の入力信号のための信号調整器１０が図１に示される。センサは、ＬＶＤＴ１２、レゾルバ１４、および近接センサなど図示の他のセンサ１６などのＡＣ入力信号を生成するセンサを含むことができる。熱電対（ＴＣ）や抵抗温度デバイス（ＲＴＤ）などのベースバンド（ＤＣ）信号生成センサも多重化システムで使用することができる。
【００１０】
複数の第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅは各々複数の入力信号をグループ化し、共有アンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅに入力する。所与の第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅに対する複数の入力信号は、単一のアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅが使用できるように十分に類似していることが好ましい。単一センサ、例えば５線ＬＶＤＴ１２（Ｅ１およびＥ２）やレゾルバ１４（Ａｓｉｎβ巻線およびＡｃｏｓβ巻線）からの多数のＡＣ入力信号の場合、同じセンサからの信号は共通の第１層のマルチプレクサ２０およびアンチエイリアシングフィルタ２２を通って供給される。これが行われると、第１層のマルチプレクサ２０およびアンチエイリアシングフィルタ２２によって引き起こされる利得変動または周波数応答変動は信号上に全く同様に生じ、したがって影響がキャンセルされることになる。これにより、測定（すなわちＥ１およびＥ２）の非同期に起因するタイミングスキュー（Ｔｉｍｉｎｇ ｓｋｅｗ）がもたらされることになる。しかし、提案されているシステムおよび大部分の他のシステムでは、時間間隔が十分に短く、その結果、導入される誤差は小さく、無視することができる。
【００１１】
単一の第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅを共有することができるセンサの数は、センサへのスループット要件およびそれぞれの変換時間に依存する。例えば、ＬＶＤＴ１２では、所望の更新速度が１０ミリ秒であり、Ｅ１またはＥ２に対して変換が１ミリ秒を要する場合、５つのＬＶＤＴ１２をグループ化して共通のアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅに入力することができる。しかし、利得入力および試験入力が図示のように使用される場合、４つのＬＶＤＴ１２をグループ化することができる。
【００１２】
第２層のマルチプレクサ２６は、その入力を第１層のマルチプレクサ２０の出力から選択する。第２層のマルチプレクサ２６の出力はサンプル／ホールド回路２８に供給される。サンプル／ホールド回路２８の出力は高速Ａ／Ｄ変換器３０によってデジタル化される。例えば、Ａ／Ｄ変換器３０は、２μ秒（５００ｋＨｚ）で１４ビットデジタル化出力を供給することができる。第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅのドエル時間中に第２層のマルチプレクサ２６が扱うことができる、第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅ（および／または任意選択で単一のセンサおよびアンチエイリアシングフィルタからの直接入力）の数は、第２層のマルチプレクサ２６の整定時間およびＡ／Ｄ変換器３０の更新速度に依存する。例えば、第１層のマルチプレクサ２０ドエル時間が１ミリ秒であり、第２層のマルチプレクサ２６の整定時間が２μ秒であり、変換速度が５００ｋＨｚである場合、２５０の変換を行うことができる。しかし、これは、Ａ／Ｄ変換器３０出力の後のデジタルフィルタリングが一般に入力データの８〜３６サンプルを必要とするので必ずしも１ミリ秒毎に２５０の信号を変換することができることを意味しない。これにより、１ミリ秒当たり変換される信号は減少して、６〜３２信号になる。
【００１３】
Ａ／Ｄ変換器３０の出力は、図示の実施例ではＤＳＰ３２であるコントローラに供給される。コントローラは、ゲートアレイ、汎用プロセッサなどとすることができる。ＤＳＰ３２のソフトウェアはデジタルフィルタリングならびにＥＵＣ変換を行う。このデジタル処理の詳細のいくつかがより詳細に以下で説明される。
【００１４】
ＡＣセンサ（ＬＶＤＴ１２、レゾルバ１４、および他のセンサ１６）およびサンプル／ホールド回路２８はすべて同じ正弦波発生器４０（または他のクロック）によって同期して作動されることが好ましい。より具体的には、サンプリング周波数はＡＣセンサの周波数の整数倍であることが好ましい。後で説明されるように、必須ではないが、ＡＣ入力信号の周波数の１２倍である周波数でＡＣ入力信号の各々をサンプリングするように選択するといくつかの計算が単純化され、その結果有利になる。
【００１５】
図２は、３つの異なる第１層のマルチプレクサ２０による３つのセンサのサンプリングのタイミングを示す１周期のサンプルＡＣ入力信号のグラフを示す。各第１層のマルチプレクサ２０は、サンプリングされる入力信号の１つ、例えばＬＶＤＴ Ａ、ＬＶＤＴ Ｄ、および熱電対Ａ（ＴＣ Ａ）を選択する。図示の場合には、サンプリングされている最初の２つの信号は、通常、ＬＶＤＴ１２またはレゾルバ１４によって与えられるような３ｋＨｚの正弦波である。サンプル／ホールド回路２８および第２層のマルチプレクサ２６は、３６ｋＨｚの速度で各ＡＣ入力信号（すなわち、各第１層のマルチプレクサ２０）をサンプリングし、それによってセンサ当たりの周期当たり１２のサンプルを生成する。第２層のマルチプレクサ２６は、３６ｋＨｚのサンプリングの間の時間間隔（２７．７７８μ秒）で、多数の正弦波源の間で（この場合、多数の第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅとそれに関連するアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅとの間で）サンプル／ホールド回路２８およびＡ／Ｄ変換器３０を時分割する。
【００１６】
Ａ／Ｄ変換器３０が５００ｋＨｚの速度で変換することができ、かつ第２層のマルチプレクサの整定時間が２μ秒であると仮定すると、６つの入力信号を２７．７μ秒で並行してサンプリングすることができる。第１層のマルチプレクサのドエル時間は、信号タイプアンチエイリアシングフィルタ整定時間および必要とされるデジタルフィルタリングに依存する。例えば、ＡＣ信号では、フィルタ整定時間は約０．１６５ミリ秒であり、信号の少なくとも１２のサンプルが入力波の完全な１周期間に必要とされる。これにより、最小ドエル時間が０．５ミリ秒になる。推奨されるデジタルローパスフィルタを付加すると、このサンプルの数が一般に３０まで増加し、ドエル時間が１ミリ秒になる。前述の数を使用して、６つの同時に存在する波を、デジタルフィルタリングなしまたはありでそれぞれ０．５ミリ秒毎または１．０ミリ秒毎に変換することができる。ＡＣ信号に必要な平均更新速度が１０ミリ秒であると仮定すると、１２０または６０（それぞれデジタルフィルタリングのなしまたはありで）のＡＣ信号を１つのＡ／Ｄ変換器３０によってこの平均速度で変換することができる。図２に示された本実施例では、第２層のマルチプレクサ２６が順次切り替わり、各第１層のマルチプレクサ２０ａ、ｂ、ｄがデジタルフィルタリング要件に応じて０．５または１ミリ秒でサンプリングされるように各サンプル期間（２７．７７８μ秒）内に第１層のマルチプレクサ２０ａ、第１層のマルチプレクサ２０ｂ、および第１層のマルチプレクサ２０ｄの出力が通される。
【００１７】
前述のように、各第１層のマルチプレクサ２０およびその関連するアンチエイリアシングフィルタ２２の整定時間は、使用可能なサンプルが得られる前に対処されなければならない。この遅延により、使用されるサンプルが取り込まれる前に定常状態条件が達成されるようにできる。遅延はマルチプレクサ遅延およびアンチエイリアシングフィルタ２２整定時間定数によって決定される。必要とされるフィルタリングの量は、信号調整器通過帯域内の信号周波数をエイリアスすることができる任意の潜在的な入力周波数の予測される大きさに依存する。次に、ＡＣ入力信号の使用可能なサンプル（本実施例では、１２から３０）が処理されて、ＡＣ入力信号の大きさ（および４象限レゾルバ１４では位相）が決定される。
【００１８】
ＤＳＰ３２によって実行されるＡＣ信号の信号処理アルゴリズムはＡＣ入力信号の周波数を中心とした帯域通過フィルタを生成することが今後の説明で明らかになる。入力信号の周波数およびサンプリング速度に応じて、エイリアス信号が生成され、帯域通過フィルタの通過帯域内に存在することがある。アンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅは、このエイリアス化信号を生成することがある入力信号の大きさを除去する（または実質的に低減する）ように選択される。１１×励起周波数の信号は、正確に３ｋＨｚでエイリアス化された信号を生成することになるので一般に最悪の場合である。より高い周波数信号も（例えば１３×）うなり音を生成することがある。しかし、アンチエイリアシングフィルタは多極ローパスフィルタの使用によって特徴的に実行されるので、エイリアス化信号を生成することがある最低周波数を適切に減衰させるように設計される場合、フィルタは望ましくないエイリアス化信号を生成することがある他のより高い周波数信号も処理することになる。特定のアンチエイリアシングフィルタの要件は、特定の用途における潜在的なエイリアス化信号の大きさおよび信号調整器に許容された誤差に基づくことになる。
【００１９】
前述のようにアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅは信号調整器１０のスループットを低減する整定時間を与えるが、それは定常状態が達成されるまでＡ／Ｄ変換器３０が有効データを生成しないからである。この影響は、スループット損失がかなり大きくなる場合に、当該のアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅが整定している間に既に整定している別のアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅを第２層のマルチプレクサ２６がサンプリングするように第１層のマルチプレクサ２０のタイミングを調節することによって軽減することができる。
【００２０】
安定化されたサンプルが収集された後、デジタル処理が実行される。２つの場合が考えられる。第１の場合はデジタルローパスフィルタリングが必要ない場合である。この場合、デジタル化ＡＣ入力信号（例えば、１２の整定後サンプル）はＤＳＰ３２によって正弦波同期して復調される。これは、完全な１周期の間に、サンプリングされた入力ベクトルに正弦ベクトルおよび余弦ベクトルの値を（３０度刻みで）乗ずることによって行われる。正弦／余弦同期復調により、さらに奇数高調波でさえも処理されたデジタル信号において除去されるようになる。正弦（および余弦）同期復調器の出力が加算されてピーク正弦波入力の６倍である出力が生成される。（これは、同期復調処理が入力ピークの大きさの１／２である出力を生成し、１２のサンプルが取り込まれるからである。）正弦および余弦同期復調処理の両方が行われ、サンプラーおよびサンプル化信号のタイミングスキューによる位相シフト誤差が変換誤差を引き起こさないことに留意されたい。結果として得られる正弦成分および余弦成分がＤＳＰ３２によってベクトル加算され、入力波の大きさを生成する。しかし、この計算の更新速度は入力Ａ／Ｄ速度のわずか１／１２であり、それによってＤＳＰ３２の負担が軽減される。
【００２１】
例示的な計算が１の大きさをもつ入力４６について図３に示される。入力４６のサンプル（整定時間の後）はｓｉｎテーブル値を乗じてｉｎｐｕｔ×ｓｉｎ積４８がもたらされ、ｃｏｓテーブル値を乗じてｉｎｐｕｔ×ｃｏｓ積５０がもたらされる。６で除算された平均ｓｉｎ５２および平均ｃｏｓ５４がベクトル加算され、入力４６の大きさ５６（１）をもたらす。
【００２２】
周期当たり１２のサンプルを選択すると正弦乗算および余弦乗算が簡単化される。すべての乗算は、ＳＱＲＴ３／２に等しいｓｉｎ６０（１２０、２４０、３００）またはｃｏｓ３０（１５０、２１０、３３０）を除いて、２進シフトによって行われるかまたは零とすることができる。これは、シフト演算および加算演算で正確に近似することができ、それによってＡＬＵが所望の数学的演算を行う必要がなくなる。あるいは、数学的演算はＡＬＵ内で、そうでなければコントローラで行うことができる。
【００２３】
図４は、ＬＶＤＴ１２からの一般的なＡＣ入力信号、例えばＥ１の信号処理を示す。第１のサンプルがステップ６０で入力される。ステップ６２から７０で作動される整定時間カウンタは、第１層のマルチプレクサ２０ならびにアンチエイリアシングフィルタ２２が定常状態に達するのに十分な時間を与える。次に、ステップ７２およびステップ７４で、３０度刻み毎の値を含む記憶された正弦テーブルおよび余弦テーブルがそれぞれサンプルに乗ぜられる。ＬＶＤＴ１２については入力励起の零交差をもつこのテーブルのスキューは重要ではなく、レゾルバ１４についてはこの正弦余弦シーケンスの開始が励起零交差と粗く位置合わせされるべきである。１２の積が蓄積されたとき（ステップ７６）それらは加算され、６で除算され、ステップ７８において入力ベクトルＥ１の分解された正弦成分および余弦成分が得られる。次に、Ｅ１の大きさは計算された分解ベクトル成分から図示のように計算することができる。追加データがステップ８０で入力される。
【００２４】
このアルゴリズムの背後にある数学をより良く理解するために、以下の一般的な式が与えられる。
【００２５】
Ａｓｉｎ（ｆ（ｔ））ｓｉｎ（ωｔ）＝Ａ（１／２ｃｏｓ（ｆ（ｔ）−ωｔ）−１／２ｃｏｓ（ｆ（ｔ）＋ωｔ）） （１）
Ａｓｉｎ（ｆ（ｔ））ｃｏｓ（ωｔ）＝Ａ（１／２ｓｉｎ（ｆ（ｔ）−ωｔ）＋１／２ｓｉｎ（ｆ（ｔ）＋ωｔ）） （２）
ここで、ｆ（ｔ）＝ＬＶＤＴまたはレゾルバの入力電圧である。
【００２６】
このように、乗算は和周波数出力および差周波数出力をもたらす。
【００２７】
２π＊ｆ（ｔ）およびωｔが、２つの間の位相シフト（α）を除いて等しい単純な場合を評価すると、前述の式は入力の大きさＡに加えて和周波数成分の時間不変分解出力をもたらす。
【００２８】
Ａｓｉｎ（ｆ（ｔ）＋α）ｓｉｎ（ωｔ）＝Ａ（１／２ｃｏｓ（α）−１／２ｃｏｓ（ｆ（ｔ）＋ωｔ）＋α） （１）
Ａｓｉｎ（ｆ（ｔ）＋α）ｃｏｓ（ωｔ）＝Ａ（１／２ｓｉｎ（α）＋１／２ｓｉｎ（ｆ（ｔ）＋ωｔ）＋α） （２）
正弦積および余弦積は、ＬＶＤＴ１２励起とＥ１出力またはＥ２出力との電気的位相関係αの関数である。和周波数は、図３に示されるように非デジタルフィルタ化の場合では入力信号の正確な１周期にわたってサンプル化出力を平均することによって除去される。この式に１／２の倍率があることに留意されたい。したがって、平均は１２の代わりに６で除算することによって計算される。最終的に、Ｅ１のベクトルの大きさは、正弦ベクトル成分および余弦ベクトル成分の二乗の和の平方根によって決定することができる。Ｅ２変換も同様に行われる。
【００２９】
５線ＬＶＤＴのＥＵＣ変換の特性方程式は以下のとおりである。
【００３０】
位置＝（ＬＶＤＴ利得）＊｛（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）｝＋ＬＶＤＴバイアス
ここで、ＬＶＤＴ利得およびＬＶＤＴバイアスの項は製造業者によって与えられるＬＶＤＴ特性であり、Ｅ１およびＥ２は図４によって決定される。
【００３１】
前述の式で分かるように、インターフェイス利得誤差およびＬＶＤＴ励起の大きさ変動はキャンセルされることになる。（この事実により、前述のように不完全な整定に起因するアンチエイリアシングフィルタ利得のわずかな誤差もキャンセルすることができる。）
４象限レゾルバ１４も変換することができる。単一の象限変換はこのロジックの一部であり、詳細には論じられない。ＡｓｉｎβまたはＡｃｏｓβ（ここでβはレゾルバ角度である）の大きさを決定するアルゴリズムは、１つの例外を除いて、ＬＶＤＴ１２のＥ１およびＥ２を計算するために使用されたロジックと事実上同一である。比Ａｓｉｎβ／Ａｃｏｓβを角度βに変換するために使用されるａｒｃｔａｎ関数はそれ自体移動の３６０度にわたって繰り返すので、Ａｓｉｎβ出力またはＡｃｏｓβ出力は適切に符号が付けられなければならない。この符号決定ロジックは以下のとおりである。
【００３２】
Ｓｉｎ成分＊Ａｓｉｎβ＝Ｓｕｍ（ｓｉｎ積の１から１２）／６
Ｃｏｓ成分＊Ａｓｉｎβ＝Ｓｕｍ（ｃｏｓ積の１から１２）／６
Ｓｉｎ成分＊ｓｉｎβ＞０の場合、Ａｓｉｎβの符号＝＋、さもなければＡｓｉｎβの符号＝−、
大きさＳｉｎβ＝ＳＱＲＴ（（Ｓｉｎ成分Ａｓｉｎβ）2＋（Ｃｏｓ成分Ａｓｉｎβ）2）
Ｃｏｓω変換も同様に行われる。
【００３３】
このロジックは、何らかのラフな時間同期が正弦余弦テーブルの始点で行われることおよび励起零交差を必要とする。位相シフトは不完全な時間同期で行われるので、正弦成分の感度は漸減し始めるが、零交差点は依然として保持される。
【００３４】
ＥＵＣ計算ならびにオクタントロジックが図５で詳述される。それは所望の０から３６０度のＥＵＣを生成する。変換はｓｉｎβとｃｏｓβの大きさに応じてａｒｃｔａｎおよびａｒｃｃｏｔ関数の間で交互になることに留意されたい。これは、方程式出力に角度誤差を導入することがあるａｒｃｔａｎ／ａｒｃｃｏｔ曲線の高い傾斜領域を避けるために行われる。回転が完了すると考えられるある角度で、不連続が存在するはずである。その不連続は図示のロジックでは０／３６０度に設定される。ＥＵＣ方程式は再び変換における利得誤差のキャンセルを示す。
【００３５】
次に、デジタルフィルタリングを使用するＥ１またはＥ２のＡＣ変換（またはレゾルバではＡｓｉｎβおよびＡｃｏｓβ）の場合を考える。流れ図および時間領域応答がデジタルフィルタリングのないＡＣ変換と比較するために最初に提示される。次に、２つの場合の比較が周波数領域でなされ、デジタルフィルタの付加によって与えられる雑音排除性の改善が示される。図４ａはデジタルフィルタを挿入するのに必要な追加のロジックを示す。ロジックを図４と比較すると、ローパスフィルタ８２と名付けられた２つの新しいブロックが示されている。フィルタ整定時間カウンタがＴｓｅｔｔｌｅフィルタ値と等しい場合、ステップ８８でアベレイジャ時間カウンタがリセットされ、ｓｉｎおよびｃｏｓのＬＰＦ出力の現在値がそれらのアキュムレータに加えられる。フィルタ整定時間カウンタがＴｓｅｔｔｌｅフィルタ値よりも少ない場合、ステップ９０でアベレイジャ時間カウンタは増加させられ、ｓｉｎおよびｃｏｓのＬＰＦ出力の現在値がそれらのアキュムレータに加えられる。これによりローパスフィルタ２２（図１）の整定時間が補償される。
【００３６】
例示のために効果を示すのに使用されたローパスフィルタ２２（図１）は、図４ｂに示されるように２つの単純な遅延をカスケード接続することによって生成された単純な２極ＬＰフィルタである。結果として生じた時間領域応答が図４ｃに示される。しかし、図４ｃを図３（デジタルフィルタリングのない時間領域応答）と比較すると、整定時間を長くする犠牲により和周波数成分の大きさを著しく低減させたことが示される。図示されたフィルタは２極１５００Ｈｚローパス（ＬＰ）フィルタであり、約０．５ミリ秒の整定時間を必要とする。これにより全変換時間が約１ミリ秒になるが、それに対してデジタルフィルタのないＡＣ調整器では０．５ミリ秒である。
【００３７】
図４ｄに、デジタルフィルタをもつ場合およびデジタルフィルタリングをもたない場合のＡＣ調整器の周波数応答比較を示す。フィルタをもつ信号調整器の通過帯域特性はフィルタなしの場合よりも著しく狭い。これにより、電磁干渉（ＥＭＩ）または雷のためにアビオニクス環境において存在することがあるような、注目する周波数領域の外側の雑音の除去が改善されることになる。さらに、デジタルフィルタをもつ場合またはもたない場合のＡＣ調整器の通過帯域特性がＤＣで０利得になることを図４ｄから理解されたい。この事実によりＡＣ信号調整器のＤＣオフセット誤差が除去される。これは０較正試験信号の必要をなくす利点を有する。
【００３８】
しかし、試験信号はＡＣ調整器のアンチエイリアシングフィルタの適切な性能を確認するために必要である。アンチエイリアシングフィルタが７ｋＨｚで３極ＬＰフィルタであると仮定する。このフィルタの減衰特性を適切に試験するために、フィルタの試験信号がＬＶＤＴ励起周波数の４倍、すなわち１２ｋＨｚに設定されると仮定する。規定されたアンチエイリアシングフィルタはこの試験信号を約５分の１に減衰すべきである。しかし、ＡＣ調整器のデジタル処理が変化しないようにすべき場合、インターフェイスがこの周波数領域の試験信号を減衰させることになるので（図４ｄを参照）、アンチエイリアシングフィルタ試験を分かりにくくする。したがって、ＡＣ調整器処理は、試験周波数がほとんどまたは全く減衰しないで通過できるように変更された。これは、図４ｅに示されるようにｓｉｎおよびｃｏｓの乗数テーブルを変更することによって行われた。この変更により、デジタルフィルタ通過帯域は１２ｋＨｚに中心を置かれる。この周波数シフトされたフィルタの周波数応答が図４ｆに示される。図４ｆに示されるような新しく生成された通過帯域フィルタは、それが奇数高調波を減衰させるので矩形波を試験信号に使用できるようにもする。正弦と矩形波入力との比較も図４ｆに示される。望ましくない高調波の除去は注目する周波数の１２ｋＨｚのまわりで完全ではないが、正弦と矩形波との間の差は小さい。矩形波は正弦波よりも生成するのがはるかに簡単であるので、提案されている実施態様のこの特徴はＢＩＴ回路において非常に望ましい単純化を表す。試験信号がマルチプレクサ入力で挿入され、アンチエイリアシングフィルタが適切に働く場合、その出力値は入力の大きさの約２０％になるであろう。
【００３９】
出力に対するスリュー（ｓｌｅｗ）レートフィルタなどの他のフィルタ技法は、ワイルドポイントのエクスカーションを制限するのに効果的なことがある。基本的に、出力は、デバイスの最大スリューレートにより出力が移動できる量だけしか移動しないように抑制される。サンプリング速度が最大スリューレートと比較して高い場合、このタイプのフィルタは最も有効であり、その結果、最大移動はｄｔ毎に小さな値に抑制される。
【００４０】
図１の１６で示されたようなＤＣ（ベースバンド）信号の信号処理は図４に示されたようなロジックを必要としない。しかし、これらの信号へのデジタルフィルタリング技法は非常に望ましく、ＥＭＩおよび雷の影響のために、アビオニクス環境において概して絶対的に必要である。フィルタリングの最も簡単な形態は完全に平均することである。図４ｇは、８または１６で平均することによって生成された周波数応答を示す。高周波信号の１８から２０ｄＢの減衰が示される。出力を生成する前に８または１６のデータサンプルを取り込まなければならないのでスループットは当然影響を受ける。ＦＩＲまたはＩＩＲなどの他のより精巧なフィルタ技法を同様に適切に適用することができるが、スループットと望ましくない信号の減衰との間でトレードオフがある。
【００４１】
特許法令および法律学の規定によれば、前述の例示的な構成は本発明の好ましい実施形態を表すと考えられる。しかし、本発明はその趣旨または範囲から逸脱することなく、具体的に例示および説明されたもの以外でも実施することができることに留意されたい。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にＡＣセンサ信号を含む多数のタイプの入力を等価な工学単位に変換する方法と整合する信号調整トポロジーに関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明はＬＶＤＴまたはレゾルバに限定されないが、これらのセンサを例として使用して本発明の動作およびいくつかの利点が説明される。ＬＶＤＴおよびレゾルバは各々位置および／または角度を一緒に示す１対のＡＣセンサ信号を生成する。これらのＡＣセンサ信号は等価な工学単位に変換されなければならない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
既知の信号調整方法はＡＣセンサ信号の各々に対して個別のアンチエイリアシングフィルタおよび復調器を含む。これにより、回路のコスト、大きさ、および電力消費が増加する。さらに、所与のセンサの１対のＡＣセンサ信号向け回路間のどんな固有の変化または変動も角度計算に誤差を導入する可能性がある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明は、アンチエイリアシングフィルタおよびＡ／Ｄ変換器が時分割多重される信号調整回路を提供する。これにより、回路の大きさ、コスト、および電力消費が低減される。
【０００５】
複数の第１層のマルチプレクサが、各々アンチエイリアシングフィルタを複数のセンサからの複数の入力信号間で時分割多重する。第２層のマルチプレクサは、その入力を第１層のマルチプレクサの出力から選択する。第２層のマルチプレクサの出力はサンプル／ホールド回路に供給され、高速Ａ／Ｄ変換器によってデジタル化される。したがって、Ａ／Ｄ変換器およびサンプル／ホールド回路は第２層のマルチプレクサによって時分割多重されている。このようにして、複数のセンサは単一のＡ／Ｄ変換器を共有することができる。単一のＡ／Ｄ変換器が扱えるセンサの数は、Ａ／Ｄ変換器の速度、所要の更新速度、フィルタ整定時間、およびマルチプレクサ整定時間に依存する。
【０００６】
マルチプレクサおよびアンチエイリアシングフィルタに整定時間を与えた後、入力信号の複数のサンプルが取り込まれる（例えば、１周期の間に）。ＡＣ信号では、正弦ベクトルおよび余弦ベクトルが各入力信号のサンプルに乗ぜられる。次に、積のベクトルは各々平均され、２つの平均の２乗平均平方根が入力信号のベクトルの大きさを与える。入力信号の機械的角度が多象限レゾルバには必要である。それは、ｓｉｎβおよびｃｏｓβ（βはレゾルバ角度を表す）のベクトル平均の正弦成分の符号に基づいて決定することができる。
【０００７】
本発明が添付図面と共に以降の詳細な説明を参照することによって一層良く理解されたとき、本発明の他の利点は容易に理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の信号調整回路の概略図である。
【図２】サンプルＡＣ入力信号の１周期に対する第２層のマルチプレクサのタイミングを示すグラフである。
【図３】サンプル変換のグラフである。
【図４】ＡＣ信号調整器の動作の流れ図である。
【図４ａ】デジタルフィルタが付加されている場合の図４のそれと同様の流れ図である。
【図４ｂ】一実施例の２極デジタルフィルタを示す図である。
【図４ｃ】フィルタリングがある場合の時間領域応答をグラフで示す図である。
【図４ｄ】デジタルフィルタをもつ場合およびそれをもたない場合の両方のＡＣ調整器に対する周波数応答比較を示す図である。
【図４ｅ】ｓｉｎ乗数テーブルおよびｃｏｓ乗数テーブルを示す図である。
【図４ｆ】周波数シフトフィルタの周波数応答を示す図である。
【図４ｇ】８つまたは１６のデータサンプルで平均することによって生成された周波数応答を示す図である。
【図５】レゾルバ用のＥＵＣ変換のロジック回路の概略図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
複数のセンサ１２、１４、１６からの複数の入力信号のための信号調整器１０が図１に示される。センサは、ＬＶＤＴ１２、レゾルバ１４、および近接センサなど図示の他のセンサ１６などのＡＣ入力信号を生成するセンサを含むことができる。熱電対（ＴＣ）や抵抗温度デバイス（ＲＴＤ）などのベースバンド（ＤＣ）信号生成センサも多重化システムで使用することができる。
【００１０】
複数の第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅは各々複数の入力信号をグループ化し、共有アンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅに入力する。所与の第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅに対する複数の入力信号は、単一のアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅが使用できるように十分に類似していることが好ましい。単一センサ、例えば５線ＬＶＤＴ１２（Ｅ１およびＥ２）やレゾルバ１４（Ａｓｉｎβ巻線およびＡｃｏｓβ巻線）からの多数のＡＣ入力信号の場合、同じセンサからの信号は共通の第１層のマルチプレクサ２０およびアンチエイリアシングフィルタ２２を通って供給される。これが行われると、第１層のマルチプレクサ２０およびアンチエイリアシングフィルタ２２によって引き起こされる利得変動または周波数応答変動は信号上に全く同様に生じ、したがって影響がキャンセルされることになる。これにより、測定（すなわちＥ１およびＥ２）の非同期に起因するタイミングスキュー（Ｔｉｍｉｎｇ ｓｋｅｗ）がもたらされることになる。しかし、提案されているシステムおよび大部分の他のシステムでは、時間間隔が十分に短く、その結果、導入される誤差は小さく、無視することができる。
【００１１】
単一の第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅを共有することができるセンサの数は、センサへのスループット要件およびそれぞれの変換時間に依存する。例えば、ＬＶＤＴ１２では、所望の更新速度が１０ミリ秒であり、Ｅ１またはＥ２に対して変換が１ミリ秒を要する場合、５つのＬＶＤＴ１２をグループ化して共通のアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅに入力することができる。しかし、利得入力および試験入力が図示のように使用される場合、４つのＬＶＤＴ１２をグループ化することができる。
【００１２】
第２層のマルチプレクサ２６は、その入力を第１層のマルチプレクサ２０の出力から選択する。第２層のマルチプレクサ２６の出力はサンプル／ホールド回路２８に供給される。サンプル／ホールド回路２８の出力は高速Ａ／Ｄ変換器３０によってデジタル化される。例えば、Ａ／Ｄ変換器３０は、２μ秒（５００ｋＨｚ）で１４ビットデジタル化出力を供給することができる。第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅのドエル時間中に第２層のマルチプレクサ２６が扱うことができる、第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅ（および／または任意選択で単一のセンサおよびアンチエイリアシングフィルタからの直接入力）の数は、第２層のマルチプレクサ２６の整定時間およびＡ／Ｄ変換器３０の更新速度に依存する。例えば、第１層のマルチプレクサ２０ドエル時間が１ミリ秒であり、第２層のマルチプレクサ２６の整定時間が２μ秒であり、変換速度が５００ｋＨｚである場合、２５０の変換を行うことができる。しかし、これは、Ａ／Ｄ変換器３０出力の後のデジタルフィルタリングが一般に入力データの８〜３６サンプルを必要とするので必ずしも１ミリ秒毎に２５０の信号を変換することができることを意味しない。これにより、１ミリ秒当たり変換される信号は減少して、６〜３２信号になる。
【００１３】
Ａ／Ｄ変換器３０の出力は、図示の実施例ではＤＳＰ３２であるコントローラに供給される。コントローラは、ゲートアレイ、汎用プロセッサなどとすることができる。ＤＳＰ３２のソフトウェアはデジタルフィルタリングならびにＥＵＣ変換を行う。このデジタル処理の詳細のいくつかがより詳細に以下で説明される。
【００１４】
ＡＣセンサ（ＬＶＤＴ１２、レゾルバ１４、および他のセンサ１６）およびサンプル／ホールド回路２８はすべて同じ正弦波発生器４０（または他のクロック）によって同期して作動されることが好ましい。より具体的には、サンプリング周波数はＡＣセンサの周波数の整数倍であることが好ましい。後で説明されるように、必須ではないが、ＡＣ入力信号の周波数の１２倍である周波数でＡＣ入力信号の各々をサンプリングするように選択するといくつかの計算が単純化され、その結果有利になる。
【００１５】
図２は、３つの異なる第１層のマルチプレクサ２０による３つのセンサのサンプリングのタイミングを示す１周期のサンプルＡＣ入力信号のグラフを示す。各第１層のマルチプレクサ２０は、サンプリングされる入力信号の１つ、例えばＬＶＤＴ Ａ、ＬＶＤＴ Ｄ、および熱電対Ａ（ＴＣ Ａ）を選択する。図示の場合には、サンプリングされている最初の２つの信号は、通常、ＬＶＤＴ１２またはレゾルバ１４によって与えられるような３ｋＨｚの正弦波である。サンプル／ホールド回路２８および第２層のマルチプレクサ２６は、３６ｋＨｚの速度で各ＡＣ入力信号（すなわち、各第１層のマルチプレクサ２０）をサンプリングし、それによってセンサ当たりの周期当たり１２のサンプルを生成する。第２層のマルチプレクサ２６は、３６ｋＨｚのサンプリングの間の時間間隔（２７．７７８μ秒）で、多数の正弦波源の間で（この場合、多数の第１層のマルチプレクサ２０ａ〜２０ｅとそれに関連するアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅとの間で）サンプル／ホールド回路２８およびＡ／Ｄ変換器３０を時分割する。
【００１６】
Ａ／Ｄ変換器３０が５００ｋＨｚの速度で変換することができ、かつ第２層のマルチプレクサの整定時間が２μ秒であると仮定すると、６つの入力信号を２７．７μ秒で並行してサンプリングすることができる。第１層のマルチプレクサのドエル時間は、信号タイプアンチエイリアシングフィルタ整定時間および必要とされるデジタルフィルタリングに依存する。例えば、ＡＣ信号では、フィルタ整定時間は約０．１６５ミリ秒であり、信号の少なくとも１２のサンプルが入力波の完全な１周期間に必要とされる。これにより、最小ドエル時間が０．５ミリ秒になる。推奨されるデジタルローパスフィルタを付加すると、このサンプルの数が一般に３０まで増加し、ドエル時間が１ミリ秒になる。前述の数を使用して、６つの同時に存在する波を、デジタルフィルタリングなしまたはありでそれぞれ０．５ミリ秒毎または１．０ミリ秒毎に変換することができる。ＡＣ信号に必要な平均更新速度が１０ミリ秒であると仮定すると、１２０または６０（それぞれデジタルフィルタリングのなしまたはありで）のＡＣ信号を１つのＡ／Ｄ変換器３０によってこの平均速度で変換することができる。図２に示された本実施例では、第２層のマルチプレクサ２６が順次切り替わり、各第１層のマルチプレクサ２０ａ、ｂ、ｄがデジタルフィルタリング要件に応じて０．５または１ミリ秒でサンプリングされるように各サンプル期間（２７．７７８μ秒）内に第１層のマルチプレクサ２０ａ、第１層のマルチプレクサ２０ｂ、および第１層のマルチプレクサ２０ｄの出力が通される。
【００１７】
前述のように、各第１層のマルチプレクサ２０およびその関連するアンチエイリアシングフィルタ２２の整定時間は、使用可能なサンプルが得られる前に対処されなければならない。この遅延により、使用されるサンプルが取り込まれる前に定常状態条件が達成されるようにできる。遅延はマルチプレクサ遅延およびアンチエイリアシングフィルタ２２整定時間定数によって決定される。必要とされるフィルタリングの量は、信号調整器通過帯域内の信号周波数をエイリアスすることができる任意の潜在的な入力周波数の予測される大きさに依存する。次に、ＡＣ入力信号の使用可能なサンプル（本実施例では、１２から３０）が処理されて、ＡＣ入力信号の大きさ（および４象限レゾルバ１４では位相）が決定される。
【００１８】
ＤＳＰ３２によって実行されるＡＣ信号の信号処理アルゴリズムはＡＣ入力信号の周波数を中心とした帯域通過フィルタを生成することが今後の説明で明らかになる。入力信号の周波数およびサンプリング速度に応じて、エイリアス信号が生成され、帯域通過フィルタの通過帯域内に存在することがある。アンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅは、このエイリアス化信号を生成することがある入力信号の大きさを除去する（または実質的に低減する）ように選択される。１１×励起周波数の信号は、正確に３ｋＨｚでエイリアス化された信号を生成することになるので一般に最悪の場合である。より高い周波数信号も（例えば１３×）うなり音を生成することがある。しかし、アンチエイリアシングフィルタは多極ローパスフィルタの使用によって特徴的に実行されるので、エイリアス化信号を生成することがある最低周波数を適切に減衰させるように設計される場合、フィルタは望ましくないエイリアス化信号を生成することがある他のより高い周波数信号も処理することになる。特定のアンチエイリアシングフィルタの要件は、特定の用途における潜在的なエイリアス化信号の大きさおよび信号調整器に許容された誤差に基づくことになる。
【００１９】
前述のようにアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅは信号調整器１０のスループットを低減する整定時間を与えるが、それは定常状態が達成されるまでＡ／Ｄ変換器３０が有効データを生成しないからである。この影響は、スループット損失がかなり大きくなる場合に、当該のアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅが整定している間に既に整定している別のアンチエイリアシングフィルタ２２ａ〜２２ｅを第２層のマルチプレクサ２６がサンプリングするように第１層のマルチプレクサ２０のタイミングを調節することによって軽減することができる。
【００２０】
安定化されたサンプルが収集された後、デジタル処理が実行される。２つの場合が考えられる。第１の場合はデジタルローパスフィルタリングが必要ない場合である。この場合、デジタル化ＡＣ入力信号（例えば、１２の整定後サンプル）はＤＳＰ３２によって正弦波同期して復調される。これは、完全な１周期の間に、サンプリングされた入力ベクトルに正弦ベクトルおよび余弦ベクトルの値を（３０度刻みで）乗ずることによって行われる。正弦／余弦同期復調により、さらに奇数高調波でさえも処理されたデジタル信号において除去されるようになる。正弦（および余弦）同期復調器の出力が加算されてピーク正弦波入力の６倍である出力が生成される。（これは、同期復調処理が入力ピークの大きさの１／２である出力を生成し、１２のサンプルが取り込まれるからである。）正弦および余弦同期復調処理の両方が行われ、サンプラーおよびサンプル化信号のタイミングスキューによる位相シフト誤差が変換誤差を引き起こさないことに留意されたい。結果として得られる正弦成分および余弦成分がＤＳＰ３２によってベクトル加算され、入力波の大きさを生成する。しかし、この計算の更新速度は入力Ａ／Ｄ速度のわずか１／１２であり、それによってＤＳＰ３２の負担が軽減される。
【００２１】
例示的な計算が１の大きさをもつ入力４６について図３に示される。入力４６のサンプル（整定時間の後）はｓｉｎテーブル値を乗じてｉｎｐｕｔ×ｓｉｎ積４８がもたらされ、ｃｏｓテーブル値を乗じてｉｎｐｕｔ×ｃｏｓ積５０がもたらされる。６で除算された平均ｓｉｎ５２および平均ｃｏｓ５４がベクトル加算され、入力４６の大きさ５６（１）をもたらす。
【００２２】
周期当たり１２のサンプルを選択すると正弦乗算および余弦乗算が簡単化される。すべての乗算は、ＳＱＲＴ３／２に等しいｓｉｎ６０（１２０、２４０、３００）またはｃｏｓ３０（１５０、２１０、３３０）を除いて、２進シフトによって行われるかまたは零とすることができる。これは、シフト演算および加算演算で正確に近似することができ、それによってＡＬＵが所望の数学的演算を行う必要がなくなる。あるいは、数学的演算はＡＬＵ内で、そうでなければコントローラで行うことができる。
【００２３】
図４は、ＬＶＤＴ１２からの一般的なＡＣ入力信号、例えばＥ１の信号処理を示す。第１のサンプルがステップ６０で入力される。ステップ６２から７０で作動される整定時間カウンタは、第１層のマルチプレクサ２０ならびにアンチエイリアシングフィルタ２２が定常状態に達するのに十分な時間を与える。次に、ステップ７２およびステップ７４で、３０度刻み毎の値を含む記憶された正弦テーブルおよび余弦テーブルがそれぞれサンプルに乗ぜられる。ＬＶＤＴ１２については入力励起の零交差をもつこのテーブルのスキューは重要ではなく、レゾルバ１４についてはこの正弦余弦シーケンスの開始が励起零交差と粗く位置合わせされるべきである。１２の積が蓄積されたとき（ステップ７６）それらは加算され、６で除算され、ステップ７８において入力ベクトルＥ１の分解された正弦成分および余弦成分が得られる。次に、Ｅ１の大きさは計算された分解ベクトル成分から図示のように計算することができる。追加データがステップ８０で入力される。
【００２４】
このアルゴリズムの背後にある数学をより良く理解するために、以下の一般的な式が与えられる。
【００２５】
Ａｓｉｎ（ｆ（ｔ））ｓｉｎ（ωｔ）＝Ａ（１／２ｃｏｓ（ｆ（ｔ）−ωｔ）−１／２ｃｏｓ（ｆ（ｔ）＋ωｔ）） （１）
Ａｓｉｎ（ｆ（ｔ））ｃｏｓ（ωｔ）＝Ａ（１／２ｓｉｎ（ｆ（ｔ）−ωｔ）＋１／２ｓｉｎ（ｆ（ｔ）＋ωｔ）） （２）
ここで、ｆ（ｔ）＝ＬＶＤＴまたはレゾルバの入力電圧である。
【００２６】
このように、乗算は和周波数出力および差周波数出力をもたらす。
【００２７】
２π＊ｆ（ｔ）およびωｔが、２つの間の位相シフト（α）を除いて等しい単純な場合を評価すると、前述の式は入力の大きさＡに加えて和周波数成分の時間不変分解出力をもたらす。
【００２８】
Ａｓｉｎ（ｆ（ｔ）＋α）ｓｉｎ（ωｔ）＝Ａ（１／２ｃｏｓ（α）−１／２ｃｏｓ（ｆ（ｔ）＋ωｔ）＋α） （１）
Ａｓｉｎ（ｆ（ｔ）＋α）ｃｏｓ（ωｔ）＝Ａ（１／２ｓｉｎ（α）＋１／２ｓｉｎ（ｆ（ｔ）＋ωｔ）＋α） （２）
正弦積および余弦積は、ＬＶＤＴ１２励起とＥ１出力またはＥ２出力との電気的位相関係αの関数である。和周波数は、図３に示されるように非デジタルフィルタ化の場合では入力信号の正確な１周期にわたってサンプル化出力を平均することによって除去される。この式に１／２の倍率があることに留意されたい。したがって、平均は１２の代わりに６で除算することによって計算される。最終的に、Ｅ１のベクトルの大きさは、正弦ベクトル成分および余弦ベクトル成分の二乗の和の平方根によって決定することができる。Ｅ２変換も同様に行われる。
【００２９】
５線ＬＶＤＴのＥＵＣ変換の特性方程式は以下のとおりである。
【００３０】
位置＝（ＬＶＤＴ利得）＊｛（Ｅ１−Ｅ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）｝＋ＬＶＤＴバイアス
ここで、ＬＶＤＴ利得およびＬＶＤＴバイアスの項は製造業者によって与えられるＬＶＤＴ特性であり、Ｅ１およびＥ２は図４によって決定される。
【００３１】
前述の式で分かるように、インターフェイス利得誤差およびＬＶＤＴ励起の大きさ変動はキャンセルされることになる。（この事実により、前述のように不完全な整定に起因するアンチエイリアシングフィルタ利得のわずかな誤差もキャンセルすることができる。）
４象限レゾルバ１４も変換することができる。単一の象限変換はこのロジックの一部であり、詳細には論じられない。ＡｓｉｎβまたはＡｃｏｓβ（ここでβはレゾルバ角度である）の大きさを決定するアルゴリズムは、１つの例外を除いて、ＬＶＤＴ１２のＥ１およびＥ２を計算するために使用されたロジックと事実上同一である。比Ａｓｉｎβ／Ａｃｏｓβを角度βに変換するために使用されるａｒｃｔａｎ関数はそれ自体移動の３６０度にわたって繰り返すので、Ａｓｉｎβ出力またはＡｃｏｓβ出力は適切に符号が付けられなければならない。この符号決定ロジックは以下のとおりである。
【００３２】
Ｓｉｎ成分＊Ａｓｉｎβ＝Ｓｕｍ（ｓｉｎ積の１から１２）／６
Ｃｏｓ成分＊Ａｓｉｎβ＝Ｓｕｍ（ｃｏｓ積の１から１２）／６
Ｓｉｎ成分＊ｓｉｎβ＞０の場合、Ａｓｉｎβの符号＝＋、さもなければＡｓｉｎβの符号＝−、
大きさＳｉｎβ＝ＳＱＲＴ（（Ｓｉｎ成分Ａｓｉｎβ）2＋（Ｃｏｓ成分Ａｓｉｎβ）2）
Ｃｏｓω変換も同様に行われる。
【００３３】
このロジックは、何らかのラフな時間同期が正弦余弦テーブルの始点で行われることおよび励起零交差を必要とする。位相シフトは不完全な時間同期で行われるので、正弦成分の感度は漸減し始めるが、零交差点は依然として保持される。
【００３４】
ＥＵＣ計算ならびにオクタントロジックが図５で詳述される。それは所望の０から３６０度のＥＵＣを生成する。変換はｓｉｎβとｃｏｓβの大きさに応じてａｒｃｔａｎおよびａｒｃｃｏｔ関数の間で交互になることに留意されたい。これは、方程式出力に角度誤差を導入することがあるａｒｃｔａｎ／ａｒｃｃｏｔ曲線の高い傾斜領域を避けるために行われる。回転が完了すると考えられるある角度で、不連続が存在するはずである。その不連続は図示のロジックでは０／３６０度に設定される。ＥＵＣ方程式は再び変換における利得誤差のキャンセルを示す。
【００３５】
次に、デジタルフィルタリングを使用するＥ１またはＥ２のＡＣ変換（またはレゾルバではＡｓｉｎβおよびＡｃｏｓβ）の場合を考える。流れ図および時間領域応答がデジタルフィルタリングのないＡＣ変換と比較するために最初に提示される。次に、２つの場合の比較が周波数領域でなされ、デジタルフィルタの付加によって与えられる雑音排除性の改善が示される。図４ａはデジタルフィルタを挿入するのに必要な追加のロジックを示す。ロジックを図４と比較すると、ローパスフィルタ８２と名付けられた２つの新しいブロックが示されている。フィルタ整定時間カウンタがＴｓｅｔｔｌｅフィルタ値と等しい場合、ステップ８８でアベレイジャ時間カウンタがリセットされ、ｓｉｎおよびｃｏｓのＬＰＦ出力の現在値がそれらのアキュムレータに加えられる。フィルタ整定時間カウンタがＴｓｅｔｔｌｅフィルタ値よりも少ない場合、ステップ９０でアベレイジャ時間カウンタは増加させられ、ｓｉｎおよびｃｏｓのＬＰＦ出力の現在値がそれらのアキュムレータに加えられる。これによりローパスフィルタ２２（図１）の整定時間が補償される。
【００３６】
例示のために効果を示すのに使用されたローパスフィルタ２２（図１）は、図４ｂに示されるように２つの単純な遅延をカスケード接続することによって生成された単純な２極ＬＰフィルタである。結果として生じた時間領域応答が図４ｃに示される。しかし、図４ｃを図３（デジタルフィルタリングのない時間領域応答）と比較すると、整定時間を長くする犠牲により和周波数成分の大きさを著しく低減させたことが示される。図示されたフィルタは２極１５００Ｈｚローパス（ＬＰ）フィルタであり、約０．５ミリ秒の整定時間を必要とする。これにより全変換時間が約１ミリ秒になるが、それに対してデジタルフィルタのないＡＣ調整器では０．５ミリ秒である。
【００３７】
図４ｄに、デジタルフィルタをもつ場合およびデジタルフィルタリングをもたない場合のＡＣ調整器の周波数応答比較を示す。フィルタをもつ信号調整器の通過帯域特性はフィルタなしの場合よりも著しく狭い。これにより、電磁干渉（ＥＭＩ）または雷のためにアビオニクス環境において存在することがあるような、注目する周波数領域の外側の雑音の除去が改善されることになる。さらに、デジタルフィルタをもつ場合またはもたない場合のＡＣ調整器の通過帯域特性がＤＣで０利得になることを図４ｄから理解されたい。この事実によりＡＣ信号調整器のＤＣオフセット誤差が除去される。これは０較正試験信号の必要をなくす利点を有する。
【００３８】
しかし、試験信号はＡＣ調整器のアンチエイリアシングフィルタの適切な性能を確認するために必要である。アンチエイリアシングフィルタが７ｋＨｚで３極ＬＰフィルタであると仮定する。このフィルタの減衰特性を適切に試験するために、フィルタの試験信号がＬＶＤＴ励起周波数の４倍、すなわち１２ｋＨｚに設定されると仮定する。規定されたアンチエイリアシングフィルタはこの試験信号を約５分の１に減衰すべきである。しかし、ＡＣ調整器のデジタル処理が変化しないようにすべき場合、インターフェイスがこの周波数領域の試験信号を減衰させることになるので（図４ｄを参照）、アンチエイリアシングフィルタ試験を分かりにくくする。したがって、ＡＣ調整器処理は、試験周波数がほとんどまたは全く減衰しないで通過できるように変更された。これは、図４ｅに示されるようにｓｉｎおよびｃｏｓの乗数テーブルを変更することによって行われた。この変更により、デジタルフィルタ通過帯域は１２ｋＨｚに中心を置かれる。この周波数シフトされたフィルタの周波数応答が図４ｆに示される。図４ｆに示されるような新しく生成された通過帯域フィルタは、それが奇数高調波を減衰させるので矩形波を試験信号に使用できるようにもする。正弦と矩形波入力との比較も図４ｆに示される。望ましくない高調波の除去は注目する周波数の１２ｋＨｚのまわりで完全ではないが、正弦と矩形波との間の差は小さい。矩形波は正弦波よりも生成するのがはるかに簡単であるので、提案されている実施態様のこの特徴はＢＩＴ回路において非常に望ましい単純化を表す。試験信号がマルチプレクサ入力で挿入され、アンチエイリアシングフィルタが適切に働く場合、その出力値は入力の大きさの約２０％になるであろう。
【００３９】
出力に対するスリュー（ｓｌｅｗ）レートフィルタなどの他のフィルタ技法は、ワイルドポイントのエクスカーションを制限するのに効果的なことがある。基本的に、出力は、デバイスの最大スリューレートにより出力が移動できる量だけしか移動しないように抑制される。サンプリング速度が最大スリューレートと比較して高い場合、このタイプのフィルタは最も有効であり、その結果、最大移動はｄｔ毎に小さな値に抑制される。
【００４０】
図１の１６で示されたようなＤＣ（ベースバンド）信号の信号処理は図４に示されたようなロジックを必要としない。しかし、これらの信号へのデジタルフィルタリング技法は非常に望ましく、ＥＭＩおよび雷の影響のために、アビオニクス環境において概して絶対的に必要である。フィルタリングの最も簡単な形態は完全に平均することである。図４ｇは、８または１６で平均することによって生成された周波数応答を示す。高周波信号の１８から２０ｄＢの減衰が示される。出力を生成する前に８または１６のデータサンプルを取り込まなければならないのでスループットは当然影響を受ける。ＦＩＲまたはＩＩＲなどの他のより精巧なフィルタ技法を同様に適切に適用することができるが、スループットと望ましくない信号の減衰との間でトレードオフがある。
【００４１】
特許法令および法律学の規定によれば、前述の例示的な構成は本発明の好ましい実施形態を表すと考えられる。しかし、本発明はその趣旨または範囲から逸脱することなく、具体的に例示および説明されたもの以外でも実施することができることに留意されたい。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ａ／Ｄ変換器と、
複数の入力間で前記Ａ／Ｄ変換器を時分割多重するマルチプレクサと、
を備える信号調整器。
【請求項２】
前記入力がＡＣ入力であり、前記Ａ／Ｄ変換器がサンプル周波数で前記複数のＡＣ入力をサンプリングし、前記サンプル周波数が前記ＡＣ入力の周波数の整数倍である請求項１に記載の信号調整器。
【請求項３】
前記複数のＡＣ入力を供給し、前記Ａ／Ｄ変換器の前記サンプル周波数を生成する励起源をさらに含む請求項２に記載の信号調整器。
【請求項４】
前記マルチプレクサの出力をサンプル速度でサンプリングし、前記Ａ／Ｄ変換器用に前記マルチプレクサの前記出力を保持するサンプラーをさらに含む請求項３に記載の信号調整器。
【請求項５】
前記サンプル速度が前記ＡＣ入力の前記周波数の１２倍である請求項２に記載の信号調整器。
【請求項６】
前記マルチプレクサがＡ／Ｄマルチプレクサであり、前記信号調整器がフィルタマルチプレクサおよびフィルタをさらに含み、前記フィルタマルチプレクサが前記複数の入力間で前記フィルタを時分割する請求項１に記載の信号調整器。
【請求項７】
前記入力がＡＣ入力である請求項６に記載の信号調整器。
【請求項８】
前記複数の入力のうちの２つが第１のセンサの出力である請求項１に記載の信号調整器。
【請求項９】
前記第１のセンサがＬＶＤＴである請求項８に記載の信号調整器。
【請求項１０】
前記第１のセンサがレゾルバである請求項８に記載の信号調整器。
【請求項１１】
前記入力がベースバンド信号入力である請求項１に記載の信号調整器。
【請求項１２】
前記入力のうちの１つに接続される、ベースバンド信号を生成する第１のセンサをさらに含む請求項１１に記載の信号調整器。
【請求項１３】
前記Ａ／Ｄ変換器の出力をフィルタリングするフィルタをさらに含む請求項１２に記載の信号調整器。
【請求項１４】
（ａ）複数の入力信号を前記入力信号の周期内に繰り返して交互にサンプリングするステップと、
（ｂ）複数の入力サンプルの各々からのサンプルを分析するステップと、
を含む複数の入力信号をモニターする方法。
【請求項１５】
前記入力信号がＡＣ入力信号であり、前記ステップａ）の前記サンプリングするステップが前記ＡＣ入力信号の速度の整数倍であるサンプリング速度で実行される請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
（ｃ）励起源を設けるステップと、
（ｄ）前記励起源に基づいて前記ＡＣ入力信号を生成するステップと、
（ｅ）前記ステップ（ａ）において前記励起源に基づいてサンプリングするステップと、
をさらに含む請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
（ｃ）前記入力信号の各々からの複数のサンプルを記憶するステップと、
（ｄ）前記入力信号の大きさを決定するために前記記憶された複数のサンプルを処理するステップと、
をさらに含む請求項１４に記載の方法。
【請求項１８】
前記入力信号の各々に対してバッファされたサンプルを復調するステップをさらに含む請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記入力信号のうちの２つがセンサの出力であり、前記入力信号のうちの前記２つの記憶されたサンプルに基づいて前記センサの前記出力の機械的角度を決定するステップをさらに含む請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
前記入力信号のうちの２つの間でアンチエイリアシングフィルタを時分割するステップをさらに含む請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
（ａ）複数のサンプルを生成するために信号をサンプリングするステップと、
（ｂ）前記複数サンプルに正弦ベクトルを乗ずるステップと、
（ｃ）前記複数サンプルに余弦ベクトルを乗ずるステップと、
（ｄ）前記ステップ（ｂ）および前記ステップ（ｃ）に基づいて前記信号の大きさを決定するステップと、
を含む信号を変換する方法。
【請求項２２】
前記ステップ（ｄ）が前記ステップ（ｂ）からの積の平均および前記ステップ（ｃ）の積の平均の２乗平均平方根を計算するステップをさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記ステップ（ｂ）の前記積の和に基づいて前記信号のｓｉｎ成分を計算するステップをさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２４】
前記ステップ（ｂ）の前記積の和に基づいて前記信号の機械的角度を決定するステップをさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２５】
ｅ）前記ステップ（ｂ）からの前記積を平均するステップと、
ｆ）前記ステップ（ｃ）からの前記積を平均するステップと、
をさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２６】
（ｇ）前記ステップ（ｂ）からの前記積をフィルタリングし、前記フィルタリングされた積を前記ステップ（ｅ）で平均するステップと、
（ｈ）前記ステップ（ｃ）からの前記積をフィルタリングし、前記フィルタリングされた積を前記ステップ（ｆ）で平均するステップと、
をさらに含む請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
前記ステップ（ｇ）および前記ステップ（ｈ）がデジタルローパスフィルタで実行される請求項２６に記載の方法。
【請求項２８】
（ｅ）前記信号にアンチエイリアシングフィルタを適用するステップと、
（ｆ）試験信号にアンチエイリアシングフィルタを適用するステップと、
をさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２９】
（ｇ）複数の試験サンプルを生成するために前記試験信号をサンプリングするステップと、
（ｈ）前記複数の試験サンプルに試験正弦ベクトルを乗ずるステップと、
（ｉ）前記複数の試験サンプルに試験余弦ベクトルを乗ずるステップと、
（ｊ）前記ステップ（ｈ）および前記ステップ（ｉ）に基づいて前記試験信号の大きさを決定するステップと、
（ｋ）前記アンチエイリアシングフィルタの適切な動作を決定するために前記試験信号の前記大きさを評価するステップと、
をさらに含む請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記試験信号が前記信号の周波数の４倍の周波数を有する請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記試験信号が矩形波である請求項３０に記載の方法。
【請求項１】
Ａ／Ｄ変換器と、
複数の入力間で前記Ａ／Ｄ変換器を時分割多重するマルチプレクサと、
を備える信号調整器。
【請求項２】
前記入力がＡＣ入力であり、前記Ａ／Ｄ変換器がサンプル周波数で前記複数のＡＣ入力をサンプリングし、前記サンプル周波数が前記ＡＣ入力の周波数の整数倍である請求項１に記載の信号調整器。
【請求項３】
前記複数のＡＣ入力を供給し、前記Ａ／Ｄ変換器の前記サンプル周波数を生成する励起源をさらに含む請求項２に記載の信号調整器。
【請求項４】
前記マルチプレクサの出力をサンプル速度でサンプリングし、前記Ａ／Ｄ変換器用に前記マルチプレクサの前記出力を保持するサンプラーをさらに含む請求項３に記載の信号調整器。
【請求項５】
前記サンプル速度が前記ＡＣ入力の前記周波数の１２倍である請求項２に記載の信号調整器。
【請求項６】
前記マルチプレクサがＡ／Ｄマルチプレクサであり、前記信号調整器がフィルタマルチプレクサおよびフィルタをさらに含み、前記フィルタマルチプレクサが前記複数の入力間で前記フィルタを時分割する請求項１に記載の信号調整器。
【請求項７】
前記入力がＡＣ入力である請求項６に記載の信号調整器。
【請求項８】
前記複数の入力のうちの２つが第１のセンサの出力である請求項１に記載の信号調整器。
【請求項９】
前記第１のセンサがＬＶＤＴである請求項８に記載の信号調整器。
【請求項１０】
前記第１のセンサがレゾルバである請求項８に記載の信号調整器。
【請求項１１】
前記入力がベースバンド信号入力である請求項１に記載の信号調整器。
【請求項１２】
前記入力のうちの１つに接続される、ベースバンド信号を生成する第１のセンサをさらに含む請求項１１に記載の信号調整器。
【請求項１３】
前記Ａ／Ｄ変換器の出力をフィルタリングするフィルタをさらに含む請求項１２に記載の信号調整器。
【請求項１４】
（ａ）複数の入力信号を前記入力信号の周期内に繰り返して交互にサンプリングするステップと、
（ｂ）複数の入力サンプルの各々からのサンプルを分析するステップと、
を含む複数の入力信号をモニターする方法。
【請求項１５】
前記入力信号がＡＣ入力信号であり、前記ステップａ）の前記サンプリングするステップが前記ＡＣ入力信号の速度の整数倍であるサンプリング速度で実行される請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
（ｃ）励起源を設けるステップと、
（ｄ）前記励起源に基づいて前記ＡＣ入力信号を生成するステップと、
（ｅ）前記ステップ（ａ）において前記励起源に基づいてサンプリングするステップと、
をさらに含む請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
（ｃ）前記入力信号の各々からの複数のサンプルを記憶するステップと、
（ｄ）前記入力信号の大きさを決定するために前記記憶された複数のサンプルを処理するステップと、
をさらに含む請求項１４に記載の方法。
【請求項１８】
前記入力信号の各々に対してバッファされたサンプルを復調するステップをさらに含む請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記入力信号のうちの２つがセンサの出力であり、前記入力信号のうちの前記２つの記憶されたサンプルに基づいて前記センサの前記出力の機械的角度を決定するステップをさらに含む請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
前記入力信号のうちの２つの間でアンチエイリアシングフィルタを時分割するステップをさらに含む請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
（ａ）複数のサンプルを生成するために信号をサンプリングするステップと、
（ｂ）前記複数サンプルに正弦ベクトルを乗ずるステップと、
（ｃ）前記複数サンプルに余弦ベクトルを乗ずるステップと、
（ｄ）前記ステップ（ｂ）および前記ステップ（ｃ）に基づいて前記信号の大きさを決定するステップと、
を含む信号を変換する方法。
【請求項２２】
前記ステップ（ｄ）が前記ステップ（ｂ）からの積の平均および前記ステップ（ｃ）の積の平均の２乗平均平方根を計算するステップをさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記ステップ（ｂ）の前記積の和に基づいて前記信号のｓｉｎ成分を計算するステップをさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２４】
前記ステップ（ｂ）の前記積の和に基づいて前記信号の機械的角度を決定するステップをさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２５】
ｅ）前記ステップ（ｂ）からの前記積を平均するステップと、
ｆ）前記ステップ（ｃ）からの前記積を平均するステップと、
をさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２６】
（ｇ）前記ステップ（ｂ）からの前記積をフィルタリングし、前記フィルタリングされた積を前記ステップ（ｅ）で平均するステップと、
（ｈ）前記ステップ（ｃ）からの前記積をフィルタリングし、前記フィルタリングされた積を前記ステップ（ｆ）で平均するステップと、
をさらに含む請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
前記ステップ（ｇ）および前記ステップ（ｈ）がデジタルローパスフィルタで実行される請求項２６に記載の方法。
【請求項２８】
（ｅ）前記信号にアンチエイリアシングフィルタを適用するステップと、
（ｆ）試験信号にアンチエイリアシングフィルタを適用するステップと、
をさらに含む請求項２１に記載の方法。
【請求項２９】
（ｇ）複数の試験サンプルを生成するために前記試験信号をサンプリングするステップと、
（ｈ）前記複数の試験サンプルに試験正弦ベクトルを乗ずるステップと、
（ｉ）前記複数の試験サンプルに試験余弦ベクトルを乗ずるステップと、
（ｊ）前記ステップ（ｈ）および前記ステップ（ｉ）に基づいて前記試験信号の大きさを決定するステップと、
（ｋ）前記アンチエイリアシングフィルタの適切な動作を決定するために前記試験信号の前記大きさを評価するステップと、
をさらに含む請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記試験信号が前記信号の周波数の４倍の周波数を有する請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記試験信号が矩形波である請求項３０に記載の方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図４ａ】
【図４ｂ】
【図４ｃ】
【図４ｄ】
【図４ｅ】
【図４ｆ】
【図４ｇ】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図４ａ】
【図４ｂ】
【図４ｃ】
【図４ｄ】
【図４ｅ】
【図４ｆ】
【図４ｇ】
【図５】
【公開番号】特開２０１１−２８７７３（Ｐ２０１１−２８７７３Ａ）
【公開日】平成２３年２月１０日（２０１１．２．１０）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１０−２１４７１１（Ｐ２０１０−２１４７１１）
【出願日】平成２２年９月２７日（２０１０．９．２７）
【分割の表示】特願２００７−２００３０６（Ｐ２００７−２００３０６）の分割
【原出願日】平成１９年８月１日（２００７．８．１）
【出願人】（５００１０７７６２）ハミルトン・サンドストランド・コーポレイション (165)
【氏名又は名称原語表記】ＨＡＭＩＬＴＯＮ ＳＵＮＤＳＴＲＡＮＤ ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ
【住所又は居所原語表記】Ｏｎｅ Ｈａｍｉｌｔｏｎ Ｒｏａｄ， Ｗｉｎｄｓｏｒ Ｌｏｃｋｓ， ＣＴ ０６０９６−１０１０， Ｕ．Ｓ．Ａ．
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年２月１０日（２０１１．２．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２１４７１１（Ｐ２０１０−２１４７１１）
【出願日】平成２２年９月２７日（２０１０．９．２７）
【分割の表示】特願２００７−２００３０６（Ｐ２００７−２００３０６）の分割
【原出願日】平成１９年８月１日（２００７．８．１）
【出願人】（５００１０７７６２）ハミルトン・サンドストランド・コーポレイション (165)
【氏名又は名称原語表記】ＨＡＭＩＬＴＯＮ ＳＵＮＤＳＴＲＡＮＤ ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ
【住所又は居所原語表記】Ｏｎｅ Ｈａｍｉｌｔｏｎ Ｒｏａｄ， Ｗｉｎｄｓｏｒ Ｌｏｃｋｓ， ＣＴ ０６０９６−１０１０， Ｕ．Ｓ．Ａ．
【Ｆターム（参考）】
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