平均リアクトル電流検出装置
【課題】リアクトル電流量の平均値の信頼性を向上する。
【解決手段】スイッチング素子（Ｓ１）のスイッチング制御の周期においてリアクトル（Ｌ）の電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部（２０１）と、判定部（２０１）にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、電圧変換器１２の入力電圧（ＶＬ）、出力電圧（ＶＨ）、前記リアクトル（Ｌ）の値、および、スイッチング素子（Ｓ１）のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率（Ｄ）に基づいて、前記周期におけるリアクトルの電流量の平均値を推定する平均値推定部（２０３）とを備える。
【解決手段】スイッチング素子（Ｓ１）のスイッチング制御の周期においてリアクトル（Ｌ）の電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部（２０１）と、判定部（２０１）にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、電圧変換器１２の入力電圧（ＶＬ）、出力電圧（ＶＨ）、前記リアクトル（Ｌ）の値、および、スイッチング素子（Ｓ１）のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率（Ｄ）に基づいて、前記周期におけるリアクトルの電流量の平均値を推定する平均値推定部（２０３）とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リアクトルとスイッチング素子とを備えた電圧変換器に関わる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧変換器として、直流（ＤＣ）電圧を昇圧及び／又は降圧するＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、パーソナルコンピュータや、ＡＶ機器、携帯電話機、電源システム等の、電気回路を含む電気機器に幅広く用いられている。近年では、燃料電池自動車、電気自動車、ハイブリッド自動車等の車両の電源システムにＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる例もある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開２００６／０９８３７６号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、スイッチング素子とリアクトルとを備え、スイッチング素子のスイッチング制御によって、入力ＤＣ電圧（例えば、燃料電池の出力電圧）を所定の出力ＤＣ電圧に変換（昇圧又は降圧）することができる。
【０００５】
スイッチング制御は、例えば、リアクトルに電気エネルギーを蓄積する過程と、リアクトルに蓄積された電気エネルギーを放出する過程とが交互に繰り返されるように行なわれる。スイッチング素子がＯＮの期間では、リアクトルに流れる電流（以下、「リアクトル電流」という。）は線形的に徐々に増加し、スイッチング素子がＯＦＦの期間では、リアクトル電流は線形的に徐々に減少する。
【０００６】
したがって、スイッチング素子のＯＮ期間及びＯＦＦ期間を制御する制御信号（パルス信号）のデューティ比を制御することで、平均的なリアクトル電流量（電気エネルギーの蓄積／解放）を制御して、ＤＣ−ＤＣコンバータの平均的な昇圧比又は降圧比を制御することができる。
【０００７】
このようなスイッチング制御においては、スイッチング素子に与えるスイッチングパターン（デューティ比）によってはリアクトル電流が線形的に変化しない期間が生じ得る。これを考慮せずにリアクトル電流量の平均値を求めてしまうと、平均値の信頼性が劣化する。その結果、信頼性の低い平均値に基づいてリアクトル電流量（デューティ比）がフィードバック制御されてしまい、コンバータの昇圧比又は降圧比の制御精度が劣化して制御が不安定になるおそれがある。
【０００８】
そこで、本発明の目的の一つは、リアクトル電流が線形的に変化しない期間があったとしても、より信頼性の高いリアクトル電流の平均値を検出し、ひいてはリアクトル電流制御の安定性を向上できるようにすることにある。
【０００９】
なお、前記目的に限らず、後述する発明を実施するための形態に示す各構成により導かれる作用効果であって、従来の技術によっては得られない作用効果を奏することも本発明の他の目的の一つとして位置付けることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の平均リアクトル電流検出装置の一態様は、リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記の入力電圧、出力電圧、前記リアクトルの値、および、前記スイッチング素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率に基づいて、前記周期におけるリアクトルの電流量の平均値を推定する平均値推定部と、を備える。
【００１１】
ここで、当該平均リアクトル電流検出装置は、前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在しないと判定された場合に、前記スイッチング素子のＯＮ期間又はＯＦＦ期間の中心タイミングにおける前記リアクトルの電流量を前記周期における平均値として検出する平均値検出部を備えてもよい。
【００１２】
また、前記判定部は、前記の入力電圧、出力電圧及び比率に基づいて前記判定を行なうこととしてもよい。
【００１３】
さらに、本発明の平均リアクトル電流検出装置の別の態様は、リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、前記リアクトルの電流量を検出する電流検出部と、前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記電流検出部の検出値を連続的にサンプリングして平均する、あるいは、前記検出値の積分値を得る、平均値実測部と、を備える。
【００１４】
また、本発明の平均リアクトル電流検出装置のさらに別の態様は、リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、前記スイッチング素子のＯＮ期間又はＯＦＦ期間の中心タイミングにおける前記リアクトルの電流量を前記周期における平均値として検出する平均値検出部と、前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記の入力電圧、出力電圧、前記リアクトルの値、および、前記スイッチング素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率に基づいて、前記平均値検出部で得られた平均値を補正する平均値補正部と、を備える。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在する場合において、リアクトル電流量の平均値の信頼性を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】一実施形態に係る電源システム及び当該電源システムを搭載した車両の構成例を模式的に示す図である。
【図２】図１に示すＦＣ昇圧コンバータ及びＥＣＵの構成例を示す図である。
【図３】連続モードにおけるリアクトル電流量の時間変化の一例を示す図である。
【図４】不連続モードにおけるリアクトル電流量の時間変化の一例を示す図である。
【図５】不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値推定方法を説明する図である。
【図６】連続モード及び不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値の偏差を例示するグラフである。
【図７】連続／不連続モードの判定条件を説明する図であって、（Ａ）は不連続モードにおけるリアクトル電流量の時間変化の一例、（Ｂ）は連続モードにおけるリアクトル電流量の時間変化の一例をそれぞれ示す。
【図８】図２に例示するＥＣＵの変形例を示すブロック図である。
【図９】不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値補正方法を説明する図である。
【図１０】不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値補正量を説明すべく連続モード及び不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値の偏差を例示するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。即ち、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形（各実施例を組み合わせる等）して実施することができる。また、以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付して表している。図面は模式的なものであり、必ずしも実際の寸法や比率等とは一致しない。図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることがある。
【００１８】
〔１〕一実施形態
図１は、一実施形態に係る電源システム１０及び当該電源システム１０を搭載した車両１の構成例を模式的に示す図である。
【００１９】
電源システム１０は、例示的に、燃料電池（ＦＣ）１１を有する燃料電池システムであり、車両１は、燃料電池システム１０を駆動電力の供給源とする電気機器の一例としての燃料電池自動車である。ただし、車両１は、電気自動車やハイブリッド自動車であってもよい。
【００２０】
車両１は、駆動輪２を駆動するモータ１６や、電子制御ユニット（ＥＣＵ）２０、アクセルペダルの開度を検出するアクセルペダルセンサ２１等を備える。アクセルペダルセンサ２１は、電子制御ユニット２０に電気的に接続されており、例えば、検出したアクセスペダルの開度に応じてモータ１６（駆動輪２）の回転速度がＥＣＵ２０によって制御される。
【００２１】
燃料電池システム１０は、前記燃料電池（ＦＣ）１１のほか、非限定的な一例として、ＦＣ昇圧コンバータ１２、バッテリ１３、バッテリ昇圧コンバータ１４、インバータ１５等を備える。
【００２２】
ＦＣ１１は、電気化学反応を利用して発電する装置である。ＦＣ１１には、固体高分子型、燐酸型、溶融炭酸塩型、固体酸化物型、アルカリ電解質型等の種々のタイプの燃料電池が適用可能である。ＦＣ１１が発電した電力は、車両１の駆動輪２を駆動するモータ１６の駆動電力や、バッテリ１３の充電に用いられる。
【００２３】
バッテリ１３は、充放電可能な二次電池であり、リチウムイオン、ニッケル水素、ニッケルカドミウム等の種々のタイプの二次電池を適用可能である。バッテリ１３は、車両１やＦＣ１１の運転時に使用される種々の電気機器に電力を供給することができる。ここでいう電気機器には、例えば、車両１の照明機器、空調機器、油圧ポンプ、ＦＣ１１の燃料ガスや改質原料を供給するポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。
【００２４】
これらのＦＣ１１及びバッテリ１３は、図１に例示するように、インバータ１５に対して電気的に並列に接続されている。ＦＣ１１からインバータ１５に至る電気経路には、ＦＣ昇圧コンバータ１２が設けられている。ＦＣ昇圧コンバータ１２は、入力ＤＣ電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータであり、ＦＣ１１で発生したＤＣ電圧を変換可能な範囲で所定のＤＣ電圧に変換（例えば昇圧）して、インバータ１５に印加することができる。このような昇圧動作により、ＦＣ１１の出力電力が低くても、モータ１６の駆動に要する駆動電力を確保することが可能となる。
【００２５】
一方、バッテリ１３からインバータ１５に至る電気経路には、バッテリ昇圧コンバータ１４が、ＦＣ昇圧コンバータ１２とインバータ１５との間の電気経路に対して並列に接続されている。当該コンバータ１４も、ＤＣ−ＤＣコンバータであり、バッテリ１３又はインバータ１５から印加されたＤＣ電圧を変換可能な範囲で所定のＤＣ電圧に変換することができる。
【００２６】
コンバータ１４には、昇圧及び降圧の双方が可能な昇降圧型のコンバータを適用でき、例えば、バッテリ１３からの入力ＤＣ電圧を制御（昇圧）してインバータ１５側に出力する一方、ＦＣ１１又はモータ１６からの入力ＤＣ電圧を制御（降圧）してバッテリ１３に出力することが可能である。これにより、バッテリ１３の充放電が可能となる。
【００２７】
また、コンバータ１４は、出力電圧が制御されることで、インバータ１５の端子電圧を制御することが可能である。当該制御は、インバータ１５に対して並列に接続された各電源（ＦＣ１１及びバッテリ１３）の相対的な出力電圧差を制御して、両者の電力を適切に使い分けることを可能にする。
【００２８】
インバータ１５は、ＦＣ１１からコンバータ１２を介して、また、バッテリ１３からコンバータ１４を介して、ＤＣ電圧の入力を受け、当該入力ＤＣ電圧を交流（ＡＣ）電圧に変換し、これをモータ１６の駆動電圧として供給する。その際、ＥＣＵ２０は、要求動力に応じたＡＣ電圧がモータ１６に供給されるよう、インバータ１５の動作（スイッチング）を制御する。
【００２９】
ＥＣＵ２０は、既述の制御のほか、車両１及び燃料電池システム１０の動作（運転）を統括的に制御する。ＥＣＵ２０は、例示的に、演算処理装置の一例としてのＣＰＵ、記憶装置の一例としてのＲＡＭ、ＲＯＭ等を備えたマイクロコンピュータとして実現できる。ＥＣＵ２０は、モータ１６や燃料電池システム１０の各要素、種々のセンサ群と電気的に接続され、各種センサ値の受信、演算処理、指令（制御信号）の送信等を適宜に実施する。センサ群には、アクセルペダルセンサ２１のほか、例示的に、バッテリ１３の充電状態（ＳＯＣ：State Of Charge）を検出するＳＯＣセンサ、車速（モータ１６の回転数）を検出する車速センサ、コンバータ１２におけるリアクトル電流量を検出（モニタ）する電流センサ等が含まれ得る。
【００３０】
〔２〕昇圧コンバータ１２
次に、昇圧コンバータ１２の電気回路図の一例を図２に示す。図２に示す昇圧コンバータ１２は、例示的に、リアクトル（コイル）Ｌと、出力ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１及びＣ２と、ダイオードＤ２及びスイッチング素子Ｓ１を有するスイッチ回路ＳＷと、を備える。なお、図２において、１２１は電流センサを表わし、１２２及び１２３はそれぞれ電圧センサを表わしており、いずれについても詳細は後述する。
【００３１】
スイッチング素子Ｓ１には、非限定的な一例として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を適用可能である。
【００３２】
リアクトルＬは、一端が直流電源（ＦＣ１１）の正極に直列に接続されるとともに、他端が出力ダイオードＤ１のアノードに直列に接続されている。なお、図２において、電源電圧（ＦＣ１１の出力電圧）は、ＶＬで表わしている。
【００３３】
リアクトルＬとＦＣ１１との間には、コンデンサＣ１の一端が接続され、当該コンデンサＣ１の他端は、ＦＣ１１の負極に接続されており、ＦＣ１１の出力電圧ＶＬが両端に印加される。コンデンサＣ１は、ＦＣ１１の出力電流を平滑化してリプルを低減する入力平滑コンデンサとして機能する。
【００３４】
リアクトルＬとダイオードＤ１との間には、スイッチング素子Ｓ１のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｓ１のエミッタは、ＦＣ１１の負極に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１のコレクタには、ダイオードＤ２のカソードが接続され、スイッチング素子Ｓ１のエミッタには、ダイオードＤ２のアノードが接続されている。
【００３５】
ダイオードＤ１のカソードには、コンデンサＣ２の一端が接続され、当該コンデンサＣ２の他端は、ＦＣ１１の負極に接続されている。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１からインバータ１５を介してモータ１６へ供給される出力電流を平滑化してリプルを低減する出力平滑コンデンサとして機能する。当該コンデンサＣ２の両端電圧（ＶＨ）が、昇圧後の電圧である。
【００３６】
スイッチング素子Ｓ１は、そのゲート電圧が例えばＥＣＵ２０から周期的にＯＮ／ＯＦＦ制御される。スイッチングの周期（キャリア周波数）は、非限定的な一例として、１００ｍｓ（１０ｋＨｚ）程度である。
【００３７】
スイッチング素子Ｓ１がＯＮの期間、ＦＣ１１の出力電流は、リアクトルＬ及びスイッチング素子Ｓ１を経由してＦＣ１１の負極へ還流し、リアクトルＬに電気エネルギーが蓄積される。一方、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦの期間では、それまでにリアクトルＬに蓄積された電気エネルギーがＦＣ１１の出力電圧に重畳されて出力ダイオードＤ１経由で出力される。このようにしてコンバータ１２は、昇圧動作を実施する。
【００３８】
図３に、昇圧動作時のリアクトル電流の時間変化の一例を示す。図３に実線１００で示すように、リアクトル電流は、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ／ＯＦＦ制御に応じて、線形的な増減（電気エネルギーの蓄積及び解放）を交互に繰り返す。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がＯＮの期間において、リアクトル電流は線形的に徐々に増加し、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦの期間において、リアクトル電流は線形的に徐々に減少する。
【００３９】
スイッチング周期の１周期においてＯＮ時間が占める割合を「デューティ（Duty）比」あるいは単に「デューティ」という。例えば、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ時間をＴON、ＯＦＦ時間をＴOFFでそれぞれ表わすと、デューティＤは、Ｄ＝ＴON／（ＴON＋ＴOFF）で表わすことができる。
【００４０】
ＥＣＵ２０は、スイッチング素子Ｓ１のゲートに与える制御信号のパルスパターン（デューティＤ）を制御することで、スイッチング周期における平均的なリアクトル電流量、ひいては、リアクトルＬの平均的な蓄積及び解放エネルギー量を制御できる。当該制御によって、コンバータ１２の昇圧比、すなわち、入力電圧ＶＬに対する、インバータ１５に印加されるコンバータ１２の出力電圧ＶＨ、ひいては負荷（例えばモータ１６）への平均的な供給電力を制御できる。
【００４１】
〔３〕リアクトル電流量の平均値検出
当該制御は、例えば、スイッチング周期の１周期における平均的なリアクトル電流量をモニタしながら、要求される出力電圧（昇圧比）に応じて実施することができる。リアクトル電流のモニタには、例えば電流センサを用いることができる。
【００４２】
ここで、図３に例示したように、リアクトル電流はスイッチング素子Ｓ１のＯＮ／ＯＦＦに応じて線形的に増減を繰り返す三角波形（実線１００参照）となるから、スイッチング周期の１周期あたりの平均リアクトル電流量（図３の点線３００参照）は、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ期間（又はＯＦＦ期間）の中心タイミングにおけるリアクトル電流量として等価的に扱うことができる。
【００４３】
したがって、図３に例示するように、スイッチング周期の中でリアクトル電流量が連続的に（線形的に）変化し零になる期間（換言すれば、非線形に変化する期間）がない場合（これを「連続モード」という）、ＥＣＵ２０は、スイッチング素子Ｓ１の前記中心タイミングにおける電流センサ値を等価的に平均値として平均リアクトル電流量の制御（フィードバック制御）に用いることができる。なお、「連続モード」は、例えば、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦからＯＮに切り替わる（スイッチング制御信号の立ち上がり）時のリアクトル電流量が非零となるような高出力電圧で負荷（例えばモータ１６）を駆動（高出力運転）する場合に相当する。
【００４４】
具体的に、リアクトル電流量は、図２に例示するようにリアクトルＬの入力側に電流センサ１２１を設けることで検出できる。電流センサ１２１は、電流検出部の一例であり、例示的に、磁気比例式のセンサを適用可能である。磁気比例式の電流センサは、測定すべき電流が導体を流れた時の磁界を測定することにより、電流の大きさを間接的に測定する。例えば、電流に応じた磁界をホール素子により電圧信号に変換し、その出力電圧を増幅回路にて増幅し、電流に応じた出力電圧をセンサ値として出力する。
【００４５】
したがって、ＥＣＵ２０は、「連続モード」時では、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ期間（又はＯＦＦ期間）の中心タイミングで電流センサ１２１のセンサ値（以下、「電流センサ値」ともいう。）をサンプリングすれば、リアクトル電流の平均値を得ることができる。
【００４６】
これに対して、例えば、モータ１６が低出力運転される場合のように、「連続モード」でのスイッチングパターン（デューティ比）よりも平均的なリアクトル電流量が低下するスイッチングパターンを用いてコンバータ１２が制御されることがある。
【００４７】
このような場合、図４に例示するように、スイッチング周期の中でリアクトル電流量が零になる期間が生じ、リアクトルＬに間欠的に電流が流れる（これを「不連続モード」という）。「不連続モード」では、スイッチング周期内のリアクトル電流波形（三角波形）に非線形に変化する期間が存在するため、「連続モード」の場合と同じ方法、つまりスイッチング素子Ｓ１のＯＮ期間の中心タイミングでリアクトル電流をサンプリング（平均値モニタ）すると、実際の平均値（点線４００参照）よりも大きな値（点線３００参照）が平均値として検出されてしまう。その結果、実際の平均値とは異なる（信頼性の低い）平均値に基づいてコンバータ１２のリアクトル電流制御が実施され、昇圧制御が不安定になるおそれがある。
【００４８】
そこで、本実施形態のＥＣＵ２０は、「不連続モード」では、「連続モード」における前記中心タイミングでの平均値モニタとは異なる方法でリアクトル電流量の平均値を検出する。その方法の一例としては、コンバータ１２の入力電圧（昇圧前電圧）ＶＬ［Ｖ］、出力電圧（昇圧後電圧）ＶＨ［Ｖ］、リアクトル値Ｌ０［Ｈ］、デューティＤ及びキャリア周波数ｆを基に、「不連続モード」時の実際のリアクトル電流量の平均値を推定する方法が挙げられる。このような推定平均値を用いることで、「不連続モード」においても、リアクトル電流の平均値の信頼性を向上して、安定した電流制御が可能となる。
【００４９】
具体的に、「不連続モード」におけるリアクトル電流の平均値（Lavr）は、次式（１）により求める（推定する）ことができる。
【数１】
この式（１）の導出方法について、図５を参照しながら説明する。
【００５０】
「不連続モード」においてリアクトル電流の平均値を求めるには、図５に示す領域（直角三角形）５００及び６００の面積の合計を求めて、１周期で平均すればよい。
【００５１】
まず、直角三角形５００の面積を求める。直角三角形５００の高さに相当する、リアクトル電流のピーク値（di）は、次式（２）により求めることができる。
【数２】
【００５２】
直角三角形の底辺の長さに相当する、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ時間（dt1）は、次式（３）により求めることができる。
【数３】
【００５３】
式（２）及び式（３）より、リアクトル電流のピーク値（di）は、次式（４）により求めることができる。なお、直角三角形５００と直角三角形６００とは高さを共通にするから、当該ピーク値（di）は、他方の直角三角形６００の高さにも相当する。
【数４】
【００５４】
一方、直角三角形６００の底辺に相当する、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦになった時からリアクトル電流が０［Ａ］になるまでの時間（dt2）は、次式（５）により求めることができる。
【数５】
【００５５】
したがって、リアクトル電流の平均値Lavrは、次式（６）により求めることができる。つまり、前記の式（１）が導出される。
【数６】
【００５６】
ＥＣＵ２０は、「不連続モード」時には、式（１）によりリアクトル電流の平均値Lavrを求め、当該平均値Lavrを平均リアクトル電流量のフィードバック制御等に用いることができる。
【００５７】
そのため、図２に例示するように、コンバータ１２には、リアクトル電流量を検出する電流センサ１２１以外に、昇圧前電圧ＶＬを検出する電圧センサ１２２、昇圧後電圧ＶＨを検出する電圧センサ１２３が設けられる。
【００５８】
各センサ１２２及び１２３は、いずれも電流センサ１２１と同様にＥＣＵ２０に電気的に接続されており、それぞれのセンサ値（ＶＬ及びＶＨ）がＥＣＵ２０に入力される。リアクトル値Ｌ０は設計値として、デューティＤ及びキャリア周波数ｆは指令値として、ＥＣＵ２０においてそれぞれ既知の値である。
【００５９】
また、ＥＣＵ２０には、図２中に例示するように、モード判定部２０１、平均値検出部２０２、平均値推定部２０３及び電流制御部２０４としての機能をそれぞれ備える。
【００６０】
モード判定部２０１は、所定の判定条件に基づいてコンバータ１２のモードが「連続モード」及び「不連続モード」のいずれであるかを判定する。判定条件は、例示的に、昇圧前電圧ＶＬ、昇圧後電圧ＶＨ及びデューティＤを基に決定できる。例えば図７（Ａ）と図７（Ｂ）との比較で示すように、「連続モード」〔図８（Ｂ）参照〕においては、「dt1＋dt2＞１／ｆ」の関係が成立する。
【００６１】
ここで、dt1（スイッチング素子Ｓ１のＯＮ時間）は前記式（３）、dt2（スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦになってからリアクトル電流が０になるまでの時間）は前記式（５）でそれぞれ表わすことができるから、判定条件は、下記の式（７）で表わすことができる。
【数７】
【００６２】
したがって、モード判定部２０１は、電圧センサ１２２及び１２３のセンサ値ＶＬ及びＶＨとデューティＤとをそれぞれパラメータとして、式（７）で表わされる条件が満たされる場合に「連続モード」と判定し、満たさない場合に「不連続モード」と判定する。
【００６３】
平均値検出部２０２は、モード判定部２０１での判定結果が「連続モード」である場合に、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで電流センサ１２１にて得られたセンサ値をリアクトル電流の平均値として検出する。なお、図６の実線７００で、デューティＤに対する当該中心タイミングでのリアクトル電流の平均値の変化の一例を示す。
【００６４】
平均値推定部２０３は、モード判定部２０１での判定結果が「不連続モード」である場合に、上述したように式（１）による演算にて、リアクトル電流の平均値を推定する。なお、図６に実線８００で、デューティＤに対する推定平均値の変化の一例を示す。図６の実線７００及び８００で示す特性の差分が「連続モード」及び「不連続モード」におけるリアクトル電流量の平均値の偏差（点線９００参照）に相当する。
【００６５】
電流制御部２０４は、「連続モード」では平均値検出部２０２で得られた平均値、「不連続モード」では平均値推定部２０３で得られた平均値に基づいて、平均リアクトル電流のフィードバック制御（デューティＤの制御）等を実施する。
【００６６】
以上のように、本例によれば、「不連続モード」において、スイッチング素子Ｓ１の前記中心タイミングで得られた電流センサ値がリアクトル電流の平均値として信頼できない場合に、他のパラメータ（コンバータ１２の昇圧前電圧ＶＬ、昇圧後電圧ＶＨ、リアクトル値Ｌ０、デューティＤ及びキャリア周波数ｆ）を基に、電流センサ値よりも信頼性の高い平均値を推定できるので、不連続モードにおいても安定した電流制御が可能となる。
【００６７】
〔４〕変形例
（４．１）変形例１
「不連続モード」において、ＥＣＵ２０は、上述した平均値推定部２０３に代えて、電流センサ１２１のセンサ値をサンプリング速度やＣＰＵの処理能力が許容される範囲で複数サンプリングし、各サンプリング値をソフトウェアにてスイッチング周期の１周期で平均する平均値実測部２０３ａ（図２参照）を備えてもよい。これにより、「不連続モード」において、リアクトル電流量の平均値を正確に実測することができる。したがって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで得られる平均値よりも信頼性の高い平均値を得ることが可能である。
【００６８】
（４．２）変形例２
また、「不連続モード」において、平均値実測部２０３ａによる実測は、代替的に、電流センサ１２１のセンサ値を、電流の過渡応答特性が劣化し制御性が悪化しない程度にフィルタリング処理（例えば、ローパスフィルタ処理）することで行なってもよい。これにより、リアクトル電流の振幅成分を積分して、図５に例示した領域５００及び６００の面積、つまりはリアクトル電流量の平均値を得ることができる。したがって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで得られる平均値よりも信頼性の高い平均値を得ることが可能である。
【００６９】
ローパスフィルタ（積分）処理は、電流センサ１２１からＥＣＵ２０に至る電気経路にハードウェアのローパスフィルタを設けることで実施してもよいし、ＥＣＵ２０内でソフトウェアによる処理で実施してもよい。ハードウェアのローパスフィルタを用いれば、ＥＣＵ２０（ＣＰＵ）の処理負荷を軽減可能である。
【００７０】
（変形例３）
さらに、ＥＣＵ２０は、「不連続モード」において、「連続モード」の場合と同様にスイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで電流センサ１２１のセンサ値をサンプリングし、そのサンプリング値を補正して実際のリアクトル電流量の平均値を求めるようにしてもよい。
【００７１】
この場合、ＥＣＵ２０は、図８に例示するように、モード判定部２０１、平均値検出部２０２、平均値補正部２０５及び電流制御部２０４としての機能をそれぞれ備える。
【００７２】
モード判定部２０１は、前記の式（９）で表わされる判定条件に従って連続／不連続モードを判定する。
【００７３】
平均値検出部２０２は、モード判定部２０１での判定結果が連続モード及び不連続モードのいずれであるかに関わらず（いずれの場合であっても）、図９に例示するように、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで電流センサ１２１のセンサ値をサンプリングし、そのサンプリング値をリアクトル電流量の平均値として検出する。
【００７４】
平均値補正部２０５は、モード判定部２０１での判定結果が「不連続モード」であった場合に、平均値検出部２０２で検出された電流センサ値（平均値）Ｘを実際の平均リアクトル電流量Ｚに補正する（図１０の矢印９１０参照）。当該補正は、図６にて既述の特性７００及び８００の差分に相当する偏差を無くす方向に特性７００を補正することに相当する。
【００７５】
ここで、実際の平均リアクトル電流量Ｚは、補正量をＹとすると、Ｚ＝Ｘ−Ｙで求めることができ、補正量Ｙは、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ期間の中心タイミングにおける推定リアクトル電流値をＹ１、推定リアクトル平均電流Ｙ２として、Ｙ＝Ｙ１−Ｙ２により求めることができる。
【００７６】
推定リアクトル電流値Ｙ１は、既述の式（４）で表わされるリアクトル電流のピーク値（di）の１／２と考えることができるから、次式（８）により求めることができ、推定リアクトル平均電流Ｙ２は、前記の式（１）で求めることができる。
【数８】
【００７７】
したがって、補正量Ｙは、次式（９）により求めることができる。
【数９】
【００７８】
なお、モード判定部２０１での判定結果が「連続モード」であった場合、平均値補正部２０５は、上記補正量Ｙによる補正は実施せず、平均値検出部２０２で検出された平均値をそのまま出力する。また、平均値補正部２０５は、式（９）の実際に演算してもよいし、各入力パラメータを可変した場合のＹの値をＥＣＵ２０内のメモリ等に予めテーブル形式やマップ形式のデータとして記憶しておき、必要に応じて当該データを参照することで、補正処理の高速化を図ってもよい。
【００７９】
電流制御部２０４は、「連続モード」時には平均値検出部２０２で得られた平均値、「不連続モード」時には平均値補正部２０５により補正された前記平均値に基づいて、リアクトル電流のフィードバック制御（デューティＤの制御）等を実施する。
【００８０】
以上のように、本例によれば、「不連続モード」において信頼性の低い電流センサ１２１のセンサ値を、他のパラメータ（コンバータ１２の昇圧前電圧ＶＬ、昇圧後電圧ＶＨ、リアクトル値Ｌ０、デューティＤ及びキャリア周波数ｆ）に基づいて補正することができる。したがって、より信頼性の高いリアクトル電流の平均値を得ることができ、「不連続モード」においても安定した電流制御が可能となる。
【００８１】
〔５〕その他
上述した実施形態は、降圧コンバータに適用してもよい。降圧コンバータの場合、昇圧コンバータの出力電圧（昇圧後電圧）ＶＨが降圧コンバータの入力電圧（降圧前電圧）、昇圧コンバータの入力電圧（昇圧前電圧）ＶＬが降圧コンバータの出力電圧（降圧後電圧）とそれぞれ考えればよい。また、上述した実施形態は、車載のＤＣ−ＤＣコンバータに限らず、パーソナルコンピュータや、オーディオビジュアル（ＡＶ）機器、携帯端末等の電気機器に搭載されているＤＣ−ＤＣコンバータに適用することも可能である。
【符号の説明】
【００８２】
１ 車両
２ 駆動輪
１０ 電源システム（燃料電池システム）
１１ 燃料電池（ＦＣ）
１２ 昇圧コンバータ
１３ バッテリ
１４ バッテリ昇圧コンバータ
１５ インバータ
１６ モータ
２０ 電子制御ユニット（ＥＣＵ）
２１ アクセルペダルセンサ
１２１ 電流センサ
１２２，１２３ 電圧センサ
２０１ モード判定部
２０２ 平均値検出部
２０３ 平均値推定部
２０４ 電流制御部
２０５ 平均値補正部
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｓ１ スイッチング素子
ＳＷ スイッチ回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リアクトルとスイッチング素子とを備えた電圧変換器に関わる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧変換器として、直流（ＤＣ）電圧を昇圧及び／又は降圧するＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、パーソナルコンピュータや、ＡＶ機器、携帯電話機、電源システム等の、電気回路を含む電気機器に幅広く用いられている。近年では、燃料電池自動車、電気自動車、ハイブリッド自動車等の車両の電源システムにＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる例もある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開２００６／０９８３７６号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、スイッチング素子とリアクトルとを備え、スイッチング素子のスイッチング制御によって、入力ＤＣ電圧（例えば、燃料電池の出力電圧）を所定の出力ＤＣ電圧に変換（昇圧又は降圧）することができる。
【０００５】
スイッチング制御は、例えば、リアクトルに電気エネルギーを蓄積する過程と、リアクトルに蓄積された電気エネルギーを放出する過程とが交互に繰り返されるように行なわれる。スイッチング素子がＯＮの期間では、リアクトルに流れる電流（以下、「リアクトル電流」という。）は線形的に徐々に増加し、スイッチング素子がＯＦＦの期間では、リアクトル電流は線形的に徐々に減少する。
【０００６】
したがって、スイッチング素子のＯＮ期間及びＯＦＦ期間を制御する制御信号（パルス信号）のデューティ比を制御することで、平均的なリアクトル電流量（電気エネルギーの蓄積／解放）を制御して、ＤＣ−ＤＣコンバータの平均的な昇圧比又は降圧比を制御することができる。
【０００７】
このようなスイッチング制御においては、スイッチング素子に与えるスイッチングパターン（デューティ比）によってはリアクトル電流が線形的に変化しない期間が生じ得る。これを考慮せずにリアクトル電流量の平均値を求めてしまうと、平均値の信頼性が劣化する。その結果、信頼性の低い平均値に基づいてリアクトル電流量（デューティ比）がフィードバック制御されてしまい、コンバータの昇圧比又は降圧比の制御精度が劣化して制御が不安定になるおそれがある。
【０００８】
そこで、本発明の目的の一つは、リアクトル電流が線形的に変化しない期間があったとしても、より信頼性の高いリアクトル電流の平均値を検出し、ひいてはリアクトル電流制御の安定性を向上できるようにすることにある。
【０００９】
なお、前記目的に限らず、後述する発明を実施するための形態に示す各構成により導かれる作用効果であって、従来の技術によっては得られない作用効果を奏することも本発明の他の目的の一つとして位置付けることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の平均リアクトル電流検出装置の一態様は、リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記の入力電圧、出力電圧、前記リアクトルの値、および、前記スイッチング素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率に基づいて、前記周期におけるリアクトルの電流量の平均値を推定する平均値推定部と、を備える。
【００１１】
ここで、当該平均リアクトル電流検出装置は、前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在しないと判定された場合に、前記スイッチング素子のＯＮ期間又はＯＦＦ期間の中心タイミングにおける前記リアクトルの電流量を前記周期における平均値として検出する平均値検出部を備えてもよい。
【００１２】
また、前記判定部は、前記の入力電圧、出力電圧及び比率に基づいて前記判定を行なうこととしてもよい。
【００１３】
さらに、本発明の平均リアクトル電流検出装置の別の態様は、リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、前記リアクトルの電流量を検出する電流検出部と、前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記電流検出部の検出値を連続的にサンプリングして平均する、あるいは、前記検出値の積分値を得る、平均値実測部と、を備える。
【００１４】
また、本発明の平均リアクトル電流検出装置のさらに別の態様は、リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、前記スイッチング素子のＯＮ期間又はＯＦＦ期間の中心タイミングにおける前記リアクトルの電流量を前記周期における平均値として検出する平均値検出部と、前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記の入力電圧、出力電圧、前記リアクトルの値、および、前記スイッチング素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率に基づいて、前記平均値検出部で得られた平均値を補正する平均値補正部と、を備える。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在する場合において、リアクトル電流量の平均値の信頼性を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】一実施形態に係る電源システム及び当該電源システムを搭載した車両の構成例を模式的に示す図である。
【図２】図１に示すＦＣ昇圧コンバータ及びＥＣＵの構成例を示す図である。
【図３】連続モードにおけるリアクトル電流量の時間変化の一例を示す図である。
【図４】不連続モードにおけるリアクトル電流量の時間変化の一例を示す図である。
【図５】不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値推定方法を説明する図である。
【図６】連続モード及び不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値の偏差を例示するグラフである。
【図７】連続／不連続モードの判定条件を説明する図であって、（Ａ）は不連続モードにおけるリアクトル電流量の時間変化の一例、（Ｂ）は連続モードにおけるリアクトル電流量の時間変化の一例をそれぞれ示す。
【図８】図２に例示するＥＣＵの変形例を示すブロック図である。
【図９】不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値補正方法を説明する図である。
【図１０】不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値補正量を説明すべく連続モード及び不連続モードにおけるリアクトル電流量の平均値の偏差を例示するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。即ち、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形（各実施例を組み合わせる等）して実施することができる。また、以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付して表している。図面は模式的なものであり、必ずしも実際の寸法や比率等とは一致しない。図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることがある。
【００１８】
〔１〕一実施形態
図１は、一実施形態に係る電源システム１０及び当該電源システム１０を搭載した車両１の構成例を模式的に示す図である。
【００１９】
電源システム１０は、例示的に、燃料電池（ＦＣ）１１を有する燃料電池システムであり、車両１は、燃料電池システム１０を駆動電力の供給源とする電気機器の一例としての燃料電池自動車である。ただし、車両１は、電気自動車やハイブリッド自動車であってもよい。
【００２０】
車両１は、駆動輪２を駆動するモータ１６や、電子制御ユニット（ＥＣＵ）２０、アクセルペダルの開度を検出するアクセルペダルセンサ２１等を備える。アクセルペダルセンサ２１は、電子制御ユニット２０に電気的に接続されており、例えば、検出したアクセスペダルの開度に応じてモータ１６（駆動輪２）の回転速度がＥＣＵ２０によって制御される。
【００２１】
燃料電池システム１０は、前記燃料電池（ＦＣ）１１のほか、非限定的な一例として、ＦＣ昇圧コンバータ１２、バッテリ１３、バッテリ昇圧コンバータ１４、インバータ１５等を備える。
【００２２】
ＦＣ１１は、電気化学反応を利用して発電する装置である。ＦＣ１１には、固体高分子型、燐酸型、溶融炭酸塩型、固体酸化物型、アルカリ電解質型等の種々のタイプの燃料電池が適用可能である。ＦＣ１１が発電した電力は、車両１の駆動輪２を駆動するモータ１６の駆動電力や、バッテリ１３の充電に用いられる。
【００２３】
バッテリ１３は、充放電可能な二次電池であり、リチウムイオン、ニッケル水素、ニッケルカドミウム等の種々のタイプの二次電池を適用可能である。バッテリ１３は、車両１やＦＣ１１の運転時に使用される種々の電気機器に電力を供給することができる。ここでいう電気機器には、例えば、車両１の照明機器、空調機器、油圧ポンプ、ＦＣ１１の燃料ガスや改質原料を供給するポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。
【００２４】
これらのＦＣ１１及びバッテリ１３は、図１に例示するように、インバータ１５に対して電気的に並列に接続されている。ＦＣ１１からインバータ１５に至る電気経路には、ＦＣ昇圧コンバータ１２が設けられている。ＦＣ昇圧コンバータ１２は、入力ＤＣ電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータであり、ＦＣ１１で発生したＤＣ電圧を変換可能な範囲で所定のＤＣ電圧に変換（例えば昇圧）して、インバータ１５に印加することができる。このような昇圧動作により、ＦＣ１１の出力電力が低くても、モータ１６の駆動に要する駆動電力を確保することが可能となる。
【００２５】
一方、バッテリ１３からインバータ１５に至る電気経路には、バッテリ昇圧コンバータ１４が、ＦＣ昇圧コンバータ１２とインバータ１５との間の電気経路に対して並列に接続されている。当該コンバータ１４も、ＤＣ−ＤＣコンバータであり、バッテリ１３又はインバータ１５から印加されたＤＣ電圧を変換可能な範囲で所定のＤＣ電圧に変換することができる。
【００２６】
コンバータ１４には、昇圧及び降圧の双方が可能な昇降圧型のコンバータを適用でき、例えば、バッテリ１３からの入力ＤＣ電圧を制御（昇圧）してインバータ１５側に出力する一方、ＦＣ１１又はモータ１６からの入力ＤＣ電圧を制御（降圧）してバッテリ１３に出力することが可能である。これにより、バッテリ１３の充放電が可能となる。
【００２７】
また、コンバータ１４は、出力電圧が制御されることで、インバータ１５の端子電圧を制御することが可能である。当該制御は、インバータ１５に対して並列に接続された各電源（ＦＣ１１及びバッテリ１３）の相対的な出力電圧差を制御して、両者の電力を適切に使い分けることを可能にする。
【００２８】
インバータ１５は、ＦＣ１１からコンバータ１２を介して、また、バッテリ１３からコンバータ１４を介して、ＤＣ電圧の入力を受け、当該入力ＤＣ電圧を交流（ＡＣ）電圧に変換し、これをモータ１６の駆動電圧として供給する。その際、ＥＣＵ２０は、要求動力に応じたＡＣ電圧がモータ１６に供給されるよう、インバータ１５の動作（スイッチング）を制御する。
【００２９】
ＥＣＵ２０は、既述の制御のほか、車両１及び燃料電池システム１０の動作（運転）を統括的に制御する。ＥＣＵ２０は、例示的に、演算処理装置の一例としてのＣＰＵ、記憶装置の一例としてのＲＡＭ、ＲＯＭ等を備えたマイクロコンピュータとして実現できる。ＥＣＵ２０は、モータ１６や燃料電池システム１０の各要素、種々のセンサ群と電気的に接続され、各種センサ値の受信、演算処理、指令（制御信号）の送信等を適宜に実施する。センサ群には、アクセルペダルセンサ２１のほか、例示的に、バッテリ１３の充電状態（ＳＯＣ：State Of Charge）を検出するＳＯＣセンサ、車速（モータ１６の回転数）を検出する車速センサ、コンバータ１２におけるリアクトル電流量を検出（モニタ）する電流センサ等が含まれ得る。
【００３０】
〔２〕昇圧コンバータ１２
次に、昇圧コンバータ１２の電気回路図の一例を図２に示す。図２に示す昇圧コンバータ１２は、例示的に、リアクトル（コイル）Ｌと、出力ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１及びＣ２と、ダイオードＤ２及びスイッチング素子Ｓ１を有するスイッチ回路ＳＷと、を備える。なお、図２において、１２１は電流センサを表わし、１２２及び１２３はそれぞれ電圧センサを表わしており、いずれについても詳細は後述する。
【００３１】
スイッチング素子Ｓ１には、非限定的な一例として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を適用可能である。
【００３２】
リアクトルＬは、一端が直流電源（ＦＣ１１）の正極に直列に接続されるとともに、他端が出力ダイオードＤ１のアノードに直列に接続されている。なお、図２において、電源電圧（ＦＣ１１の出力電圧）は、ＶＬで表わしている。
【００３３】
リアクトルＬとＦＣ１１との間には、コンデンサＣ１の一端が接続され、当該コンデンサＣ１の他端は、ＦＣ１１の負極に接続されており、ＦＣ１１の出力電圧ＶＬが両端に印加される。コンデンサＣ１は、ＦＣ１１の出力電流を平滑化してリプルを低減する入力平滑コンデンサとして機能する。
【００３４】
リアクトルＬとダイオードＤ１との間には、スイッチング素子Ｓ１のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｓ１のエミッタは、ＦＣ１１の負極に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１のコレクタには、ダイオードＤ２のカソードが接続され、スイッチング素子Ｓ１のエミッタには、ダイオードＤ２のアノードが接続されている。
【００３５】
ダイオードＤ１のカソードには、コンデンサＣ２の一端が接続され、当該コンデンサＣ２の他端は、ＦＣ１１の負極に接続されている。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１からインバータ１５を介してモータ１６へ供給される出力電流を平滑化してリプルを低減する出力平滑コンデンサとして機能する。当該コンデンサＣ２の両端電圧（ＶＨ）が、昇圧後の電圧である。
【００３６】
スイッチング素子Ｓ１は、そのゲート電圧が例えばＥＣＵ２０から周期的にＯＮ／ＯＦＦ制御される。スイッチングの周期（キャリア周波数）は、非限定的な一例として、１００ｍｓ（１０ｋＨｚ）程度である。
【００３７】
スイッチング素子Ｓ１がＯＮの期間、ＦＣ１１の出力電流は、リアクトルＬ及びスイッチング素子Ｓ１を経由してＦＣ１１の負極へ還流し、リアクトルＬに電気エネルギーが蓄積される。一方、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦの期間では、それまでにリアクトルＬに蓄積された電気エネルギーがＦＣ１１の出力電圧に重畳されて出力ダイオードＤ１経由で出力される。このようにしてコンバータ１２は、昇圧動作を実施する。
【００３８】
図３に、昇圧動作時のリアクトル電流の時間変化の一例を示す。図３に実線１００で示すように、リアクトル電流は、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ／ＯＦＦ制御に応じて、線形的な増減（電気エネルギーの蓄積及び解放）を交互に繰り返す。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がＯＮの期間において、リアクトル電流は線形的に徐々に増加し、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦの期間において、リアクトル電流は線形的に徐々に減少する。
【００３９】
スイッチング周期の１周期においてＯＮ時間が占める割合を「デューティ（Duty）比」あるいは単に「デューティ」という。例えば、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ時間をＴON、ＯＦＦ時間をＴOFFでそれぞれ表わすと、デューティＤは、Ｄ＝ＴON／（ＴON＋ＴOFF）で表わすことができる。
【００４０】
ＥＣＵ２０は、スイッチング素子Ｓ１のゲートに与える制御信号のパルスパターン（デューティＤ）を制御することで、スイッチング周期における平均的なリアクトル電流量、ひいては、リアクトルＬの平均的な蓄積及び解放エネルギー量を制御できる。当該制御によって、コンバータ１２の昇圧比、すなわち、入力電圧ＶＬに対する、インバータ１５に印加されるコンバータ１２の出力電圧ＶＨ、ひいては負荷（例えばモータ１６）への平均的な供給電力を制御できる。
【００４１】
〔３〕リアクトル電流量の平均値検出
当該制御は、例えば、スイッチング周期の１周期における平均的なリアクトル電流量をモニタしながら、要求される出力電圧（昇圧比）に応じて実施することができる。リアクトル電流のモニタには、例えば電流センサを用いることができる。
【００４２】
ここで、図３に例示したように、リアクトル電流はスイッチング素子Ｓ１のＯＮ／ＯＦＦに応じて線形的に増減を繰り返す三角波形（実線１００参照）となるから、スイッチング周期の１周期あたりの平均リアクトル電流量（図３の点線３００参照）は、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ期間（又はＯＦＦ期間）の中心タイミングにおけるリアクトル電流量として等価的に扱うことができる。
【００４３】
したがって、図３に例示するように、スイッチング周期の中でリアクトル電流量が連続的に（線形的に）変化し零になる期間（換言すれば、非線形に変化する期間）がない場合（これを「連続モード」という）、ＥＣＵ２０は、スイッチング素子Ｓ１の前記中心タイミングにおける電流センサ値を等価的に平均値として平均リアクトル電流量の制御（フィードバック制御）に用いることができる。なお、「連続モード」は、例えば、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦからＯＮに切り替わる（スイッチング制御信号の立ち上がり）時のリアクトル電流量が非零となるような高出力電圧で負荷（例えばモータ１６）を駆動（高出力運転）する場合に相当する。
【００４４】
具体的に、リアクトル電流量は、図２に例示するようにリアクトルＬの入力側に電流センサ１２１を設けることで検出できる。電流センサ１２１は、電流検出部の一例であり、例示的に、磁気比例式のセンサを適用可能である。磁気比例式の電流センサは、測定すべき電流が導体を流れた時の磁界を測定することにより、電流の大きさを間接的に測定する。例えば、電流に応じた磁界をホール素子により電圧信号に変換し、その出力電圧を増幅回路にて増幅し、電流に応じた出力電圧をセンサ値として出力する。
【００４５】
したがって、ＥＣＵ２０は、「連続モード」時では、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ期間（又はＯＦＦ期間）の中心タイミングで電流センサ１２１のセンサ値（以下、「電流センサ値」ともいう。）をサンプリングすれば、リアクトル電流の平均値を得ることができる。
【００４６】
これに対して、例えば、モータ１６が低出力運転される場合のように、「連続モード」でのスイッチングパターン（デューティ比）よりも平均的なリアクトル電流量が低下するスイッチングパターンを用いてコンバータ１２が制御されることがある。
【００４７】
このような場合、図４に例示するように、スイッチング周期の中でリアクトル電流量が零になる期間が生じ、リアクトルＬに間欠的に電流が流れる（これを「不連続モード」という）。「不連続モード」では、スイッチング周期内のリアクトル電流波形（三角波形）に非線形に変化する期間が存在するため、「連続モード」の場合と同じ方法、つまりスイッチング素子Ｓ１のＯＮ期間の中心タイミングでリアクトル電流をサンプリング（平均値モニタ）すると、実際の平均値（点線４００参照）よりも大きな値（点線３００参照）が平均値として検出されてしまう。その結果、実際の平均値とは異なる（信頼性の低い）平均値に基づいてコンバータ１２のリアクトル電流制御が実施され、昇圧制御が不安定になるおそれがある。
【００４８】
そこで、本実施形態のＥＣＵ２０は、「不連続モード」では、「連続モード」における前記中心タイミングでの平均値モニタとは異なる方法でリアクトル電流量の平均値を検出する。その方法の一例としては、コンバータ１２の入力電圧（昇圧前電圧）ＶＬ［Ｖ］、出力電圧（昇圧後電圧）ＶＨ［Ｖ］、リアクトル値Ｌ０［Ｈ］、デューティＤ及びキャリア周波数ｆを基に、「不連続モード」時の実際のリアクトル電流量の平均値を推定する方法が挙げられる。このような推定平均値を用いることで、「不連続モード」においても、リアクトル電流の平均値の信頼性を向上して、安定した電流制御が可能となる。
【００４９】
具体的に、「不連続モード」におけるリアクトル電流の平均値（Lavr）は、次式（１）により求める（推定する）ことができる。
【数１】
この式（１）の導出方法について、図５を参照しながら説明する。
【００５０】
「不連続モード」においてリアクトル電流の平均値を求めるには、図５に示す領域（直角三角形）５００及び６００の面積の合計を求めて、１周期で平均すればよい。
【００５１】
まず、直角三角形５００の面積を求める。直角三角形５００の高さに相当する、リアクトル電流のピーク値（di）は、次式（２）により求めることができる。
【数２】
【００５２】
直角三角形の底辺の長さに相当する、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ時間（dt1）は、次式（３）により求めることができる。
【数３】
【００５３】
式（２）及び式（３）より、リアクトル電流のピーク値（di）は、次式（４）により求めることができる。なお、直角三角形５００と直角三角形６００とは高さを共通にするから、当該ピーク値（di）は、他方の直角三角形６００の高さにも相当する。
【数４】
【００５４】
一方、直角三角形６００の底辺に相当する、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦになった時からリアクトル電流が０［Ａ］になるまでの時間（dt2）は、次式（５）により求めることができる。
【数５】
【００５５】
したがって、リアクトル電流の平均値Lavrは、次式（６）により求めることができる。つまり、前記の式（１）が導出される。
【数６】
【００５６】
ＥＣＵ２０は、「不連続モード」時には、式（１）によりリアクトル電流の平均値Lavrを求め、当該平均値Lavrを平均リアクトル電流量のフィードバック制御等に用いることができる。
【００５７】
そのため、図２に例示するように、コンバータ１２には、リアクトル電流量を検出する電流センサ１２１以外に、昇圧前電圧ＶＬを検出する電圧センサ１２２、昇圧後電圧ＶＨを検出する電圧センサ１２３が設けられる。
【００５８】
各センサ１２２及び１２３は、いずれも電流センサ１２１と同様にＥＣＵ２０に電気的に接続されており、それぞれのセンサ値（ＶＬ及びＶＨ）がＥＣＵ２０に入力される。リアクトル値Ｌ０は設計値として、デューティＤ及びキャリア周波数ｆは指令値として、ＥＣＵ２０においてそれぞれ既知の値である。
【００５９】
また、ＥＣＵ２０には、図２中に例示するように、モード判定部２０１、平均値検出部２０２、平均値推定部２０３及び電流制御部２０４としての機能をそれぞれ備える。
【００６０】
モード判定部２０１は、所定の判定条件に基づいてコンバータ１２のモードが「連続モード」及び「不連続モード」のいずれであるかを判定する。判定条件は、例示的に、昇圧前電圧ＶＬ、昇圧後電圧ＶＨ及びデューティＤを基に決定できる。例えば図７（Ａ）と図７（Ｂ）との比較で示すように、「連続モード」〔図８（Ｂ）参照〕においては、「dt1＋dt2＞１／ｆ」の関係が成立する。
【００６１】
ここで、dt1（スイッチング素子Ｓ１のＯＮ時間）は前記式（３）、dt2（スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦになってからリアクトル電流が０になるまでの時間）は前記式（５）でそれぞれ表わすことができるから、判定条件は、下記の式（７）で表わすことができる。
【数７】
【００６２】
したがって、モード判定部２０１は、電圧センサ１２２及び１２３のセンサ値ＶＬ及びＶＨとデューティＤとをそれぞれパラメータとして、式（７）で表わされる条件が満たされる場合に「連続モード」と判定し、満たさない場合に「不連続モード」と判定する。
【００６３】
平均値検出部２０２は、モード判定部２０１での判定結果が「連続モード」である場合に、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで電流センサ１２１にて得られたセンサ値をリアクトル電流の平均値として検出する。なお、図６の実線７００で、デューティＤに対する当該中心タイミングでのリアクトル電流の平均値の変化の一例を示す。
【００６４】
平均値推定部２０３は、モード判定部２０１での判定結果が「不連続モード」である場合に、上述したように式（１）による演算にて、リアクトル電流の平均値を推定する。なお、図６に実線８００で、デューティＤに対する推定平均値の変化の一例を示す。図６の実線７００及び８００で示す特性の差分が「連続モード」及び「不連続モード」におけるリアクトル電流量の平均値の偏差（点線９００参照）に相当する。
【００６５】
電流制御部２０４は、「連続モード」では平均値検出部２０２で得られた平均値、「不連続モード」では平均値推定部２０３で得られた平均値に基づいて、平均リアクトル電流のフィードバック制御（デューティＤの制御）等を実施する。
【００６６】
以上のように、本例によれば、「不連続モード」において、スイッチング素子Ｓ１の前記中心タイミングで得られた電流センサ値がリアクトル電流の平均値として信頼できない場合に、他のパラメータ（コンバータ１２の昇圧前電圧ＶＬ、昇圧後電圧ＶＨ、リアクトル値Ｌ０、デューティＤ及びキャリア周波数ｆ）を基に、電流センサ値よりも信頼性の高い平均値を推定できるので、不連続モードにおいても安定した電流制御が可能となる。
【００６７】
〔４〕変形例
（４．１）変形例１
「不連続モード」において、ＥＣＵ２０は、上述した平均値推定部２０３に代えて、電流センサ１２１のセンサ値をサンプリング速度やＣＰＵの処理能力が許容される範囲で複数サンプリングし、各サンプリング値をソフトウェアにてスイッチング周期の１周期で平均する平均値実測部２０３ａ（図２参照）を備えてもよい。これにより、「不連続モード」において、リアクトル電流量の平均値を正確に実測することができる。したがって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで得られる平均値よりも信頼性の高い平均値を得ることが可能である。
【００６８】
（４．２）変形例２
また、「不連続モード」において、平均値実測部２０３ａによる実測は、代替的に、電流センサ１２１のセンサ値を、電流の過渡応答特性が劣化し制御性が悪化しない程度にフィルタリング処理（例えば、ローパスフィルタ処理）することで行なってもよい。これにより、リアクトル電流の振幅成分を積分して、図５に例示した領域５００及び６００の面積、つまりはリアクトル電流量の平均値を得ることができる。したがって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで得られる平均値よりも信頼性の高い平均値を得ることが可能である。
【００６９】
ローパスフィルタ（積分）処理は、電流センサ１２１からＥＣＵ２０に至る電気経路にハードウェアのローパスフィルタを設けることで実施してもよいし、ＥＣＵ２０内でソフトウェアによる処理で実施してもよい。ハードウェアのローパスフィルタを用いれば、ＥＣＵ２０（ＣＰＵ）の処理負荷を軽減可能である。
【００７０】
（変形例３）
さらに、ＥＣＵ２０は、「不連続モード」において、「連続モード」の場合と同様にスイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで電流センサ１２１のセンサ値をサンプリングし、そのサンプリング値を補正して実際のリアクトル電流量の平均値を求めるようにしてもよい。
【００７１】
この場合、ＥＣＵ２０は、図８に例示するように、モード判定部２０１、平均値検出部２０２、平均値補正部２０５及び電流制御部２０４としての機能をそれぞれ備える。
【００７２】
モード判定部２０１は、前記の式（９）で表わされる判定条件に従って連続／不連続モードを判定する。
【００７３】
平均値検出部２０２は、モード判定部２０１での判定結果が連続モード及び不連続モードのいずれであるかに関わらず（いずれの場合であっても）、図９に例示するように、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ（又はＯＦＦ）期間の中心タイミングで電流センサ１２１のセンサ値をサンプリングし、そのサンプリング値をリアクトル電流量の平均値として検出する。
【００７４】
平均値補正部２０５は、モード判定部２０１での判定結果が「不連続モード」であった場合に、平均値検出部２０２で検出された電流センサ値（平均値）Ｘを実際の平均リアクトル電流量Ｚに補正する（図１０の矢印９１０参照）。当該補正は、図６にて既述の特性７００及び８００の差分に相当する偏差を無くす方向に特性７００を補正することに相当する。
【００７５】
ここで、実際の平均リアクトル電流量Ｚは、補正量をＹとすると、Ｚ＝Ｘ−Ｙで求めることができ、補正量Ｙは、スイッチング素子Ｓ１のＯＮ期間の中心タイミングにおける推定リアクトル電流値をＹ１、推定リアクトル平均電流Ｙ２として、Ｙ＝Ｙ１−Ｙ２により求めることができる。
【００７６】
推定リアクトル電流値Ｙ１は、既述の式（４）で表わされるリアクトル電流のピーク値（di）の１／２と考えることができるから、次式（８）により求めることができ、推定リアクトル平均電流Ｙ２は、前記の式（１）で求めることができる。
【数８】
【００７７】
したがって、補正量Ｙは、次式（９）により求めることができる。
【数９】
【００７８】
なお、モード判定部２０１での判定結果が「連続モード」であった場合、平均値補正部２０５は、上記補正量Ｙによる補正は実施せず、平均値検出部２０２で検出された平均値をそのまま出力する。また、平均値補正部２０５は、式（９）の実際に演算してもよいし、各入力パラメータを可変した場合のＹの値をＥＣＵ２０内のメモリ等に予めテーブル形式やマップ形式のデータとして記憶しておき、必要に応じて当該データを参照することで、補正処理の高速化を図ってもよい。
【００７９】
電流制御部２０４は、「連続モード」時には平均値検出部２０２で得られた平均値、「不連続モード」時には平均値補正部２０５により補正された前記平均値に基づいて、リアクトル電流のフィードバック制御（デューティＤの制御）等を実施する。
【００８０】
以上のように、本例によれば、「不連続モード」において信頼性の低い電流センサ１２１のセンサ値を、他のパラメータ（コンバータ１２の昇圧前電圧ＶＬ、昇圧後電圧ＶＨ、リアクトル値Ｌ０、デューティＤ及びキャリア周波数ｆ）に基づいて補正することができる。したがって、より信頼性の高いリアクトル電流の平均値を得ることができ、「不連続モード」においても安定した電流制御が可能となる。
【００８１】
〔５〕その他
上述した実施形態は、降圧コンバータに適用してもよい。降圧コンバータの場合、昇圧コンバータの出力電圧（昇圧後電圧）ＶＨが降圧コンバータの入力電圧（降圧前電圧）、昇圧コンバータの入力電圧（昇圧前電圧）ＶＬが降圧コンバータの出力電圧（降圧後電圧）とそれぞれ考えればよい。また、上述した実施形態は、車載のＤＣ−ＤＣコンバータに限らず、パーソナルコンピュータや、オーディオビジュアル（ＡＶ）機器、携帯端末等の電気機器に搭載されているＤＣ−ＤＣコンバータに適用することも可能である。
【符号の説明】
【００８２】
１ 車両
２ 駆動輪
１０ 電源システム（燃料電池システム）
１１ 燃料電池（ＦＣ）
１２ 昇圧コンバータ
１３ バッテリ
１４ バッテリ昇圧コンバータ
１５ インバータ
１６ モータ
２０ 電子制御ユニット（ＥＣＵ）
２１ アクセルペダルセンサ
１２１ 電流センサ
１２２，１２３ 電圧センサ
２０１ モード判定部
２０２ 平均値検出部
２０３ 平均値推定部
２０４ 電流制御部
２０５ 平均値補正部
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｓ１ スイッチング素子
ＳＷ スイッチ回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、
前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、
前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記の入力電圧、出力電圧、前記リアクトルの値、および、前記スイッチング素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率に基づいて、前記周期におけるリアクトルの電流量の平均値を推定する平均値推定部と、
を備えた、平均リアクトル電流検出装置。
【請求項２】
前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在しないと判定された場合に、前記スイッチング素子のＯＮ期間又はＯＦＦ期間の中心タイミングにおける前記リアクトルの電流量を前記周期における平均値として検出する平均値検出部を備えた、請求項１記載の平均リアクトル電流検出装置。
【請求項３】
前記判定部は、
前記の入力電圧、出力電圧及び比率に基づいて前記判定を行なう、請求項１又は２に記載の平均リアクトル電流検出装置。
【請求項４】
リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、
前記リアクトルの電流量を検出する電流検出部と、
前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、
前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記電流検出部の検出値を連続的にサンプリングして平均する、あるいは、前記検出値の積分値を得る、平均値実測部と、
を備えた、平均リアクトル電流検出装置。
【請求項５】
リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、
前記スイッチング素子のＯＮ期間又はＯＦＦ期間の中心タイミングにおける前記リアクトルの電流量を前記周期における平均値として検出する平均値検出部と、
前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、
前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記の入力電圧、出力電圧、前記リアクトルの値、および、前記スイッチング素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率に基づいて、前記平均値検出部で得られた平均値を補正する平均値補正部と、
を備えた、平均リアクトル電流検出装置。
【請求項１】
リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、
前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、
前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記の入力電圧、出力電圧、前記リアクトルの値、および、前記スイッチング素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率に基づいて、前記周期におけるリアクトルの電流量の平均値を推定する平均値推定部と、
を備えた、平均リアクトル電流検出装置。
【請求項２】
前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在しないと判定された場合に、前記スイッチング素子のＯＮ期間又はＯＦＦ期間の中心タイミングにおける前記リアクトルの電流量を前記周期における平均値として検出する平均値検出部を備えた、請求項１記載の平均リアクトル電流検出装置。
【請求項３】
前記判定部は、
前記の入力電圧、出力電圧及び比率に基づいて前記判定を行なう、請求項１又は２に記載の平均リアクトル電流検出装置。
【請求項４】
リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、
前記リアクトルの電流量を検出する電流検出部と、
前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、
前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記電流検出部の検出値を連続的にサンプリングして平均する、あるいは、前記検出値の積分値を得る、平均値実測部と、
を備えた、平均リアクトル電流検出装置。
【請求項５】
リアクトルとスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子の周期的なスイッチング制御によって前記リアクトルに流れる電流量を制御して入力電圧を所定の出力電圧に変換する電圧変換器に用いられる装置であって、
前記スイッチング素子のＯＮ期間又はＯＦＦ期間の中心タイミングにおける前記リアクトルの電流量を前記周期における平均値として検出する平均値検出部と、
前記スイッチング制御の周期において前記リアクトルの電流量が非線形的に変化する期間が存在するか否かを判定する判定部と、
前記判定部にて前記非線形的に変化する期間が存在すると判定された場合に、前記の入力電圧、出力電圧、前記リアクトルの値、および、前記スイッチング素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間との比率に基づいて、前記平均値検出部で得られた平均値を補正する平均値補正部と、
を備えた、平均リアクトル電流検出装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１０−２７９１５１（Ｐ２０１０−２７９１５１Ａ）
【公開日】平成２２年１２月９日（２０１０．１２．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１２８８５３（Ｐ２００９−１２８８５３）
【出願日】平成２１年５月２８日（２００９．５．２８）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１２月９日（２０１０．１２．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年５月２８日（２００９．５．２８）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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