放電灯点灯回路
【課題】必要最小限の回路部品で入出力における広いダイナミックレンジに対応して放電灯を安定して点灯させること。
【解決手段】この放電灯点灯回路１は、直流電源Ｂの出力を交流電力に変換する電力供給部２と、電力供給部２を制御する制御部３とを備え、電力供給部２は、スイッチング素子９のスイッチング動作により直流電源Ｂの出力を共振させて該出力を昇圧するインダクタ７及びコンデンサ８を含む第１の共振回路４と、第１の共振回路４と放電灯Ｌとの間に接続され、第１の共振回路４から放電灯Ｌに供給される電流を制御するインダクタ１１及びコンデンサ１０を含む第２の共振回路５とを有し、制御部３は、スイッチング素子９のスイッチング動作を制御することにより交流電力を制御する。
【解決手段】この放電灯点灯回路１は、直流電源Ｂの出力を交流電力に変換する電力供給部２と、電力供給部２を制御する制御部３とを備え、電力供給部２は、スイッチング素子９のスイッチング動作により直流電源Ｂの出力を共振させて該出力を昇圧するインダクタ７及びコンデンサ８を含む第１の共振回路４と、第１の共振回路４と放電灯Ｌとの間に接続され、第１の共振回路４から放電灯Ｌに供給される電流を制御するインダクタ１１及びコンデンサ１０を含む第２の共振回路５とを有し、制御部３は、スイッチング素子９のスイッチング動作を制御することにより交流電力を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両の前照灯などに用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させるためには、電力を安定的に供給するための点灯回路（バラスト）が必要となる。例えば、特許文献１に開示された放電灯点灯回路は、直流入力を受けて交流変換及び昇圧を行うハーフブリッジインバータを含む直流−交流変換回路を備えており、この直流−交流変換回路からの出力は、共振用コンデンサ及び交流変換用トランスのインダクタンス成分若しくはインダクタンス素子からなる共振回路と交流変換用トランスとを介して、放電灯に交流電力として供給される。そして、供給電力の大きさは、ハーフブリッジインバータの駆動周波数を変化させることにより制御される。
【特許文献１】特開２００５−０６３８２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述した従来の点灯回路の構成では、放電灯の等価抵抗が大きいほどその放電灯に投入可能な電力が減少する傾向にある（図５参照）。例えば、このような点灯回路を水銀フリーの自動車用放電灯の点灯に使用する場合、定常点灯時の等価抵抗５８Ωに合わせた回路設計が行われるが、この点灯回路を用いて等価抵抗が１００Ω程度まで達した寿命末期の放電灯を点灯させようとすると放電灯に十分な電力を供給することができない。また、バッテリ等の直流電源の電圧が低下した場合もそれに従って放電灯へ供給される電力が低下するので、点灯が維持できない可能性がある。
【０００４】
つまり、放電灯点灯回路を自動車用前照灯等に使用する場合を考慮すると、放電管の個体差や放電管内の状態、及びバッテリ電圧の変動を全て加味して放電灯の安定点灯を確保しなければならない結果、入出力ともに大きなダイナミックレンジの電圧及び電力が要求されるが、従来の点灯回路の構成では、この要求に応えることが困難である。
【０００５】
放電灯への供給電力の低下を回避するために交流変換用トランスの巻数比を増加させることも考えられるが、この場合はトランスの１次側電流が増大して電力損失が大きくなるとともにトランスの大型化を招き、さらには発熱による影響を小さくするためには装置全体の大型化が避けられない。
【０００６】
そこで、本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、必要最小限の回路部品で入出力における広いダイナミックレンジの要求に対応して放電灯を安定して点灯させることが可能な放電灯点灯回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明の放電灯点灯回路は、放電灯を点灯するための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、直流電源の出力を交流電力に変換する電力供給部と、電力供給部を制御する制御部とを備え、電力供給部は、直流電源に接続されて、スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源の出力を共振させて該出力を昇圧するインダクタ成分及びコンデンサ成分を含む第１の共振回路と、第１の共振回路と放電灯との間に接続され、第１の共振回路から放電灯に供給される電流を制御するインダクタ成分及びコンデンサ成分を含む第２の共振回路とを有し、制御部は、スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより交流電力を制御する。
【０００８】
このような放電灯点灯回路によれば、直流電源の出力電圧が、電力供給部の第１の共振回路により、スイッチング素子のスイッチング動作に伴って交流電圧に昇圧され、その交流電圧は、電力供給部の第２の共振回路によってその周波数に応じた電流に変換されて放電灯に供給される。その際、放電灯への供給電力の大きさは制御部によってスイッチング素子のスイッチング動作が制御されることにより制御される。これにより、放電灯への供給電流制御用の共振回路に対して電源電圧以上の電圧を入力することができる。その結果、電源電圧が変動したり、放電灯の等価抵抗が上昇した場合であっても共振回路から放電灯に十分に電力を供給することが可能になり、スイッチング素子、インダクタ成分、及びコンデンサ成分等を追加するだけで、電源電圧及び放電管の状態に応じた放電灯の安定点灯を実現することができる。
【０００９】
第１の共振回路は、インダクタと、インダクタに直列に接続された第１のコンデンサと、第１のコンデンサと並列に接続されたスイッチング素子とを有する第１の直列回路を含み、第１の直列回路のインダクタ側の一端は、直流電源の正端子に接続され、第１の直列回路の第１のコンデンサ側の他端は、直流電源の負端子に接続されており、第２の共振回路は、インダクタ成分とインダクタ成分に直列に接続された第２のコンデンサとを有する第２の直列回路を含み、第２の直列回路の一端は、インダクタと第１のコンデンサとの接続点に接続され、第２の直列回路の他端は、直流電源の正端子又は負端子に接続されていることが好ましい。
【００１０】
この場合、第１の共振回路は、そのインダクタ側の一端が直流電源の正端子に接続され、第１のコンデンサ側の他端が直流電源の負端子に接続されることにより、スイッチング素子のスイッチング動作に応じて直流電源の出力を昇圧する。一方、第２の共振回路は、その一端が第１の共振回路のインダクタと第１のコンデンサとの接続点に接続され、その他端が直流電源の正端子又は負端子に接続されることにより、第１の共振回路の出力電圧に応じて放電灯側に出力する交流電流を制御する。一般に直流電源の負端子はグランド電位に設定する場合が多いので、スイッチング素子の電流端子が負端子に接続されていることにより、グランド電位を基準にしてスイッチング素子の制御端子の電圧を制御することができる。これにより、従来のハーフブリッジ方式におけるハイサイドのスイッチング素子の基準電位をブリッジ出力電位にフローティングさせるためのIC等の余分な回路素子が不要となるため、回路構成の更なる簡略化を図ることができる。
【００１１】
また、制御部は、第１の共振回路の出力電圧が極小になるタイミングを検出し、該タイミングに合わせてスイッチング素子をオンするように制御することが好ましい。
【００１２】
かかる構成を採れば、スイッチング素子の電流端子間の電圧が低下したタイミングでスイッチング素子がオフからオンに切り替えられるので、ゼロ電圧スイッチングが可能になり、スイッチング時に発生する損失や電磁波ノイズを低減することができる。その結果、余分な放熱構造及び電磁波ノイズのシールド構造が不要となり、装置全体の小型化が容易になる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、必要最小限の回路部品で入出力における広いダイナミックレンジに対応して放電灯を安定して点灯させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照しつつ本発明に係る放電灯点灯回路の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１５】
図１は、本発明の好適な一実施形態にかかる放電灯点灯回路１の構成を示すブロック図である。同図に示す放電灯点灯回路１は、放電灯Ｌを点灯させるための交流電力を放電灯Ｌへ供給する回路であって、直流電源Ｂからの直流出力を交流電力に変換して放電灯Ｌに供給する。放電灯点灯回路１は、主に車輌用の、特に前照灯などの灯具に用いられる。なお、放電灯Ｌとしては、例えば水銀フリーのメタルハライドランプが好適に用いられるが、他の種類の放電灯であってもよい。
【００１６】
放電灯点灯回路１は、直流電源Ｂから電源供給を受けて交流電力を放電灯Ｌに供給する電力供給部２と、放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する制御部３とを備える。電力供給部２は、直流電源Ｂの出力を昇圧する機能を持つ第１の共振回路４と、第１の共振回路４の出力を受けてトランス６の一次電流を制御する第２の共振回路５と、放電灯Ｌへ図示しない高圧電圧発生回路を用いて高圧パルスを印加する機能、及び第２の共振回路５で発生した交流電力を伝えると共に該電力を昇圧する機能を担うトランス６とを備える。この電力供給部２は、制御部３からの制御信号Ｓ１に基づいた駆動周波数で直流電力を交流電力に変換し、その交流電力を放電灯Ｌへ供給する。
【００１７】
第１の共振回路４は、誘導成分としてのインダクタ７と、インダクタ７に対して直列に接続された容量成分としてのコンデンサ８と、コンデンサ８に対して並列に接続されたスイッチング素子９とからなる直列共振回路を含んでいる。ここで、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとしているが、ＭＯＳＦＥＴ以外にもバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＳＣＲ、ＧＴＯ等の半導体素子を使用することができる。
【００１８】
詳細には、インダクタ７の一端は、直流電源Ｂの正端子Ｔ１に接続され、インダクタ７の他端は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子９のドレイン（電流端子）に接続され、スイッチング素子９のソース（電流端子）は、直流電源Ｂの負端子Ｔ２に接続されている。つまり、第１の共振回路４の直列共振回路のインダクタ７側の一端は正端子Ｔ１に接続され、その直列共振回路のコンデンサ８側の他端は負端子Ｔ２に接続されている。また、スイッチング素子９は、そのゲート（制御端子）が制御部３に接続されており、制御部３からパルス信号である制御信号Ｓ１を受けてドレイン−ソース間の導通／遮断を交互に繰り返すスイッチング動作を行う。
【００１９】
このような構成の第１の共振回路４は、制御信号Ｓ１のオン状態への遷移に同期してスイッチング素子９を導通させてインダクタ７に電流を流しエネルギーを蓄えた後、制御信号Ｓ１のオフ状態への遷移に同期してスイッチング素子９を遮断することによって、インダクタ７に蓄えられたエネルギーをコンデンサ８と共振させて直流電源Ｂの出力を昇圧する。昇圧された電源電圧は、スイッチング素子９のスイッチング動作の繰り返しに応じて、交流電圧としてコンデンサ８の両端に出力される。
【００２０】
第２の共振回路５は、容量成分であるコンデンサ１０と、コンデンサ１０に対して直列に接続された誘導成分であるインダクタ１１及びトランス６の１次側の漏れインダクタンスとからなる直列共振回路を含んでいる。この第２の共振回路５は、一端がインダクタ７とコンデンサ８との接続点Ｐ１に接続され、他端が直流電源Ｂの負端子Ｔ２に接続されている。
【００２１】
この第２の共振回路５の直列共振回路は、第１の共振回路４と放電灯Ｌとの間に接続されるものであり、第１の共振回路４のコンデンサ８の両端に出力された交流電圧をもとに、トランス６の１次側巻線に流す電流を制御する働きを持つ。この第２の共振回路５によってトランス６の１次側巻線に出力された交流電力は、磁気結合によりトランス６の２次側巻線へ昇圧されて伝達され、２次側巻線の両端に接続された放電灯Ｌへ供給される。ここで、放電灯Ｌに供給される交流電力は、スイッチング素子９の駆動周波数によって左右される。具体的には、放電灯Ｌに供給される電力の大きさは、駆動周波数が第２の共振回路５の直列共振回路の共振周波数と等しいときに最大値となり、駆動周波数が変更されることで増減する。これは、直列共振回路のインピーダンスが、スイッチング素子９の駆動周波数によって変化するためである。従って、放電灯Ｌに供給される交流電力の大きさを、制御部３によって駆動周波数を変化させてトランス６の１次側巻線の電流を制御することにより調整できる。
【００２２】
図２には、電力供給部２の第１の共振回路４及び第２の共振回路５の出力する交流電力の周波数特性を示す。第１の共振回路４は、上述したようにインダクタ７にエネルギーを蓄えてそれをコンデンサ８側に放出することで出力電圧を昇圧するものである。従って、第１の共振回路４は、破線Ｇ１に示すように、スイッチング素子９の導通期間が長い、すなわち、駆動周波数が小さいほど交流電力が大きくなる特性を有する。一方、第２の共振回路５は、破線Ｇ２に示すように、直列共振回路の共振周波数において交流電力が極大となるような特性を有する。従って、第１の共振回路４及び第２の共振回路５からトランス６に伝達される交流電力は、特性Ｇ１と特性Ｇ２とが重畳された特性Ｇ３となり、第２の共振回路５が単独で構成されている場合に比較して、広い周波数帯において高い電力伝達効率を有することになる。
【００２３】
再び図１を参照して、制御部３は、電力制御部１２と信号生成部１３とボトム検出部１４とを備えている。電力制御部１２は、電力供給部２と放電灯Ｌとの間に接続されて放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬ及びランプ電流ＩＬをモニタし、その結果得られたランプ電圧ＶＬ及びランプ電流ＩＬの測定値に基づいて放電灯Ｌへの供給電力が所定値に近づくように制御信号Ｓ１のオン期間を変更制御する。例えば、制御信号Ｓ１のオン期間は、点灯前においては放電灯Ｌの無負荷時出力電圧が所定値に近づくように制御され、点灯後においては供給電力が所定の時間関数に近似するように制御される。そして、電力制御部１２は、制御信号Ｓ１のオン期間を変更するための制御信号Ｓ２を信号生成部１３に送出する。このような機能を有する電力制御部１２は、放電灯Ｌへの供給電力を演算する演算回路、供給電力と目標電力との差信号を生成する差動増幅器や、時間関数に関するデータを保持するメモリ等によって構成することができる。
【００２４】
ボトム検出部１４は、電力供給部２の接続点Ｐ１に接続され、コンデンサ８の両端電圧、すなわち第１の共振回路４の出力電圧をモニタし、その電圧の大きさが極小になるタイミングを検出し、そのタイミングに同期してスイッチング素子が導通するように制御信号Ｓ１のオフ期間を変更制御する。そして、電力制御部１２は、制御信号Ｓ１のオフ期間を変更するための制御信号Ｓ３を信号生成部１３に送出する。
【００２５】
信号生成部１３は、パルス電圧信号である制御信号Ｓ１を生成してスイッチング素子９のゲートに印加する。具体的には、信号生成部１３は、電力制御部１２から送出された制御信号Ｓ２及びボトム検出部１４から送出された制御信号Ｓ３に基づいて、制御信号Ｓ１のオン期間及びオフ期間を設定する。図３は、信号生成部１３が生成する制御信号Ｓ１により発生したスイッチング素子９のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ、第１の共振回路４の出力電圧ＶＣ、及びランプ電圧ＶＬの信号波形を示す図である。これらの波形に示すように、ボトム検出部１４及び信号生成部１３の働きにより、スイッチング素子９が遮断から導通に遷移する過程においては、出力電圧ＶＣがゼロ或いは極小になったタイミングでゲート−ソース間電圧ＶＧＳがオンされることにより、スイッチング素子９が導通される。また、導通から遮断に遷移する過程においてゲート−ソース間電圧ＶＧＳがオフされるタイミングでは、コンデンサ８の電荷は放電されているので出力電圧ＶＣが必然的にゼロになっている。その結果、スイッチング素子９のスイッチング時にはスイッチング素子９の電流端子間の両端電圧がゼロ或いは極小になっているので、ゼロ電圧スイッチングが実現できる。
【００２６】
以下、放電灯点灯回路１の作用効果について説明する。
【００２７】
放電灯点灯回路１によれば、直流電源Ｂの出力電圧が、電力供給部２の第１の共振回路４により、スイッチング素子９のスイッチング動作に伴って交流電圧に昇圧され、その交流電圧は、電力供給部２の第２の共振回路５によってその周波数に応じた電流に変換されて放電灯Ｌに供給される。その際、放電灯Ｌへの供給電力の大きさは制御部３によってスイッチング素子のスイッチング動作が制御されることにより制御される。これにより、放電灯Ｌへの供給電流制御用の共振回路５に対して電源電圧以上の電圧を入力することができる。その結果、電源電圧が変動したり、放電灯Ｌの等価抵抗が上昇した場合であっても共振回路から放電灯に十分に電力を供給することが可能になり、スイッチング素子、インダクタ成分、及びコンデンサ成分等を追加するだけで、電源電圧及び放電管の状態に応じた放電灯の安定点灯を実現することができる。
【００２８】
また、第１の共振回路４のインダクタ７側の一端が直流電源Ｂの正端子Ｔ１に接続され、コンデンサ８側の他端が直流電源Ｂの負端子Ｔ２に接続され、第２の共振回路５の一端が第１の共振回路４の接続点Ｐ１に接続され、その他端が直流電源Ｂの負端子Ｔ２に接続されることにより、第１の共振回路４の出力電圧及びスイッチング周波数に応じて放電灯Ｌ側に出力する交流電流を制御することができる。また、一般に直流電源の負端子はグランド電位に設定する場合が多いので、グランド電位を基準にしてスイッチング素子９のゲート電圧を制御することができる。従って、従来のハーフブリッジ方式におけるハイサイドのスイッチング素子の基準電位をブリッジ出力電位にフローティングさせるためのIC等の余分な回路素子が不要となるため、回路構成の更なる簡略化を図ることができる。
【００２９】
また、制御部３が第１の共振回路４の出力電圧が極小になるタイミングを検出し、該タイミングに合わせてスイッチング素子９をオンさせるので、スイッチング素子９のドレイン−ソース間の電圧が低下したタイミングでスイッチング素子９がオフからオンに切り替えられるので、ゼロ電圧スイッチングが可能になり、スイッチング時に発生する電力損失や電磁ノイズを低減することができる。その結果、余分な放熱構造及び電磁シールド構造が不要となり、装置全体の小型化が容易になる。
【００３０】
なお、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではない。例えば、図５に示す本発明の変形例である放電灯点灯回路２１のように、第２の共振回路２５のトランス６側の一端を接続点Ｐ１に接続し、第２の共振回路２５の直列共振回路側の他端を直流電源Ｂの正端子Ｔ１に接続してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の好適な一実施形態にかかる放電灯点灯回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１の電力供給部の出力する交流電力の周波数特性を示すグラフである。
【図３】図１のスイッチング素子のゲート−ソース間電圧、第１の共振回路の出力電圧、及びランプ電圧の信号波形を示す図である。
【図４】本発明の変形例にかかる放電灯点灯回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図５】従来の点灯回路における放電管の等価抵抗と最大出力電力との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００３２】
１，２１…放電灯点灯回路、２…電力供給部、３…制御部、４…第１の共振回路、５，２５…第２の共振回路、７，１１…インダクタ、８…第１のコンデンサ、９…スイッチング素子、１０…第２のコンデンサ、Ｂ…直流電源、Ｌ…放電灯、Ｐ１…接続点、Ｔ１…正端子、Ｔ２…負端子。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両の前照灯などに用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させるためには、電力を安定的に供給するための点灯回路（バラスト）が必要となる。例えば、特許文献１に開示された放電灯点灯回路は、直流入力を受けて交流変換及び昇圧を行うハーフブリッジインバータを含む直流−交流変換回路を備えており、この直流−交流変換回路からの出力は、共振用コンデンサ及び交流変換用トランスのインダクタンス成分若しくはインダクタンス素子からなる共振回路と交流変換用トランスとを介して、放電灯に交流電力として供給される。そして、供給電力の大きさは、ハーフブリッジインバータの駆動周波数を変化させることにより制御される。
【特許文献１】特開２００５−０６３８２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述した従来の点灯回路の構成では、放電灯の等価抵抗が大きいほどその放電灯に投入可能な電力が減少する傾向にある（図５参照）。例えば、このような点灯回路を水銀フリーの自動車用放電灯の点灯に使用する場合、定常点灯時の等価抵抗５８Ωに合わせた回路設計が行われるが、この点灯回路を用いて等価抵抗が１００Ω程度まで達した寿命末期の放電灯を点灯させようとすると放電灯に十分な電力を供給することができない。また、バッテリ等の直流電源の電圧が低下した場合もそれに従って放電灯へ供給される電力が低下するので、点灯が維持できない可能性がある。
【０００４】
つまり、放電灯点灯回路を自動車用前照灯等に使用する場合を考慮すると、放電管の個体差や放電管内の状態、及びバッテリ電圧の変動を全て加味して放電灯の安定点灯を確保しなければならない結果、入出力ともに大きなダイナミックレンジの電圧及び電力が要求されるが、従来の点灯回路の構成では、この要求に応えることが困難である。
【０００５】
放電灯への供給電力の低下を回避するために交流変換用トランスの巻数比を増加させることも考えられるが、この場合はトランスの１次側電流が増大して電力損失が大きくなるとともにトランスの大型化を招き、さらには発熱による影響を小さくするためには装置全体の大型化が避けられない。
【０００６】
そこで、本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、必要最小限の回路部品で入出力における広いダイナミックレンジの要求に対応して放電灯を安定して点灯させることが可能な放電灯点灯回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明の放電灯点灯回路は、放電灯を点灯するための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、直流電源の出力を交流電力に変換する電力供給部と、電力供給部を制御する制御部とを備え、電力供給部は、直流電源に接続されて、スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源の出力を共振させて該出力を昇圧するインダクタ成分及びコンデンサ成分を含む第１の共振回路と、第１の共振回路と放電灯との間に接続され、第１の共振回路から放電灯に供給される電流を制御するインダクタ成分及びコンデンサ成分を含む第２の共振回路とを有し、制御部は、スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより交流電力を制御する。
【０００８】
このような放電灯点灯回路によれば、直流電源の出力電圧が、電力供給部の第１の共振回路により、スイッチング素子のスイッチング動作に伴って交流電圧に昇圧され、その交流電圧は、電力供給部の第２の共振回路によってその周波数に応じた電流に変換されて放電灯に供給される。その際、放電灯への供給電力の大きさは制御部によってスイッチング素子のスイッチング動作が制御されることにより制御される。これにより、放電灯への供給電流制御用の共振回路に対して電源電圧以上の電圧を入力することができる。その結果、電源電圧が変動したり、放電灯の等価抵抗が上昇した場合であっても共振回路から放電灯に十分に電力を供給することが可能になり、スイッチング素子、インダクタ成分、及びコンデンサ成分等を追加するだけで、電源電圧及び放電管の状態に応じた放電灯の安定点灯を実現することができる。
【０００９】
第１の共振回路は、インダクタと、インダクタに直列に接続された第１のコンデンサと、第１のコンデンサと並列に接続されたスイッチング素子とを有する第１の直列回路を含み、第１の直列回路のインダクタ側の一端は、直流電源の正端子に接続され、第１の直列回路の第１のコンデンサ側の他端は、直流電源の負端子に接続されており、第２の共振回路は、インダクタ成分とインダクタ成分に直列に接続された第２のコンデンサとを有する第２の直列回路を含み、第２の直列回路の一端は、インダクタと第１のコンデンサとの接続点に接続され、第２の直列回路の他端は、直流電源の正端子又は負端子に接続されていることが好ましい。
【００１０】
この場合、第１の共振回路は、そのインダクタ側の一端が直流電源の正端子に接続され、第１のコンデンサ側の他端が直流電源の負端子に接続されることにより、スイッチング素子のスイッチング動作に応じて直流電源の出力を昇圧する。一方、第２の共振回路は、その一端が第１の共振回路のインダクタと第１のコンデンサとの接続点に接続され、その他端が直流電源の正端子又は負端子に接続されることにより、第１の共振回路の出力電圧に応じて放電灯側に出力する交流電流を制御する。一般に直流電源の負端子はグランド電位に設定する場合が多いので、スイッチング素子の電流端子が負端子に接続されていることにより、グランド電位を基準にしてスイッチング素子の制御端子の電圧を制御することができる。これにより、従来のハーフブリッジ方式におけるハイサイドのスイッチング素子の基準電位をブリッジ出力電位にフローティングさせるためのIC等の余分な回路素子が不要となるため、回路構成の更なる簡略化を図ることができる。
【００１１】
また、制御部は、第１の共振回路の出力電圧が極小になるタイミングを検出し、該タイミングに合わせてスイッチング素子をオンするように制御することが好ましい。
【００１２】
かかる構成を採れば、スイッチング素子の電流端子間の電圧が低下したタイミングでスイッチング素子がオフからオンに切り替えられるので、ゼロ電圧スイッチングが可能になり、スイッチング時に発生する損失や電磁波ノイズを低減することができる。その結果、余分な放熱構造及び電磁波ノイズのシールド構造が不要となり、装置全体の小型化が容易になる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、必要最小限の回路部品で入出力における広いダイナミックレンジに対応して放電灯を安定して点灯させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照しつつ本発明に係る放電灯点灯回路の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１５】
図１は、本発明の好適な一実施形態にかかる放電灯点灯回路１の構成を示すブロック図である。同図に示す放電灯点灯回路１は、放電灯Ｌを点灯させるための交流電力を放電灯Ｌへ供給する回路であって、直流電源Ｂからの直流出力を交流電力に変換して放電灯Ｌに供給する。放電灯点灯回路１は、主に車輌用の、特に前照灯などの灯具に用いられる。なお、放電灯Ｌとしては、例えば水銀フリーのメタルハライドランプが好適に用いられるが、他の種類の放電灯であってもよい。
【００１６】
放電灯点灯回路１は、直流電源Ｂから電源供給を受けて交流電力を放電灯Ｌに供給する電力供給部２と、放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する制御部３とを備える。電力供給部２は、直流電源Ｂの出力を昇圧する機能を持つ第１の共振回路４と、第１の共振回路４の出力を受けてトランス６の一次電流を制御する第２の共振回路５と、放電灯Ｌへ図示しない高圧電圧発生回路を用いて高圧パルスを印加する機能、及び第２の共振回路５で発生した交流電力を伝えると共に該電力を昇圧する機能を担うトランス６とを備える。この電力供給部２は、制御部３からの制御信号Ｓ１に基づいた駆動周波数で直流電力を交流電力に変換し、その交流電力を放電灯Ｌへ供給する。
【００１７】
第１の共振回路４は、誘導成分としてのインダクタ７と、インダクタ７に対して直列に接続された容量成分としてのコンデンサ８と、コンデンサ８に対して並列に接続されたスイッチング素子９とからなる直列共振回路を含んでいる。ここで、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとしているが、ＭＯＳＦＥＴ以外にもバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＳＣＲ、ＧＴＯ等の半導体素子を使用することができる。
【００１８】
詳細には、インダクタ７の一端は、直流電源Ｂの正端子Ｔ１に接続され、インダクタ７の他端は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子９のドレイン（電流端子）に接続され、スイッチング素子９のソース（電流端子）は、直流電源Ｂの負端子Ｔ２に接続されている。つまり、第１の共振回路４の直列共振回路のインダクタ７側の一端は正端子Ｔ１に接続され、その直列共振回路のコンデンサ８側の他端は負端子Ｔ２に接続されている。また、スイッチング素子９は、そのゲート（制御端子）が制御部３に接続されており、制御部３からパルス信号である制御信号Ｓ１を受けてドレイン−ソース間の導通／遮断を交互に繰り返すスイッチング動作を行う。
【００１９】
このような構成の第１の共振回路４は、制御信号Ｓ１のオン状態への遷移に同期してスイッチング素子９を導通させてインダクタ７に電流を流しエネルギーを蓄えた後、制御信号Ｓ１のオフ状態への遷移に同期してスイッチング素子９を遮断することによって、インダクタ７に蓄えられたエネルギーをコンデンサ８と共振させて直流電源Ｂの出力を昇圧する。昇圧された電源電圧は、スイッチング素子９のスイッチング動作の繰り返しに応じて、交流電圧としてコンデンサ８の両端に出力される。
【００２０】
第２の共振回路５は、容量成分であるコンデンサ１０と、コンデンサ１０に対して直列に接続された誘導成分であるインダクタ１１及びトランス６の１次側の漏れインダクタンスとからなる直列共振回路を含んでいる。この第２の共振回路５は、一端がインダクタ７とコンデンサ８との接続点Ｐ１に接続され、他端が直流電源Ｂの負端子Ｔ２に接続されている。
【００２１】
この第２の共振回路５の直列共振回路は、第１の共振回路４と放電灯Ｌとの間に接続されるものであり、第１の共振回路４のコンデンサ８の両端に出力された交流電圧をもとに、トランス６の１次側巻線に流す電流を制御する働きを持つ。この第２の共振回路５によってトランス６の１次側巻線に出力された交流電力は、磁気結合によりトランス６の２次側巻線へ昇圧されて伝達され、２次側巻線の両端に接続された放電灯Ｌへ供給される。ここで、放電灯Ｌに供給される交流電力は、スイッチング素子９の駆動周波数によって左右される。具体的には、放電灯Ｌに供給される電力の大きさは、駆動周波数が第２の共振回路５の直列共振回路の共振周波数と等しいときに最大値となり、駆動周波数が変更されることで増減する。これは、直列共振回路のインピーダンスが、スイッチング素子９の駆動周波数によって変化するためである。従って、放電灯Ｌに供給される交流電力の大きさを、制御部３によって駆動周波数を変化させてトランス６の１次側巻線の電流を制御することにより調整できる。
【００２２】
図２には、電力供給部２の第１の共振回路４及び第２の共振回路５の出力する交流電力の周波数特性を示す。第１の共振回路４は、上述したようにインダクタ７にエネルギーを蓄えてそれをコンデンサ８側に放出することで出力電圧を昇圧するものである。従って、第１の共振回路４は、破線Ｇ１に示すように、スイッチング素子９の導通期間が長い、すなわち、駆動周波数が小さいほど交流電力が大きくなる特性を有する。一方、第２の共振回路５は、破線Ｇ２に示すように、直列共振回路の共振周波数において交流電力が極大となるような特性を有する。従って、第１の共振回路４及び第２の共振回路５からトランス６に伝達される交流電力は、特性Ｇ１と特性Ｇ２とが重畳された特性Ｇ３となり、第２の共振回路５が単独で構成されている場合に比較して、広い周波数帯において高い電力伝達効率を有することになる。
【００２３】
再び図１を参照して、制御部３は、電力制御部１２と信号生成部１３とボトム検出部１４とを備えている。電力制御部１２は、電力供給部２と放電灯Ｌとの間に接続されて放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬ及びランプ電流ＩＬをモニタし、その結果得られたランプ電圧ＶＬ及びランプ電流ＩＬの測定値に基づいて放電灯Ｌへの供給電力が所定値に近づくように制御信号Ｓ１のオン期間を変更制御する。例えば、制御信号Ｓ１のオン期間は、点灯前においては放電灯Ｌの無負荷時出力電圧が所定値に近づくように制御され、点灯後においては供給電力が所定の時間関数に近似するように制御される。そして、電力制御部１２は、制御信号Ｓ１のオン期間を変更するための制御信号Ｓ２を信号生成部１３に送出する。このような機能を有する電力制御部１２は、放電灯Ｌへの供給電力を演算する演算回路、供給電力と目標電力との差信号を生成する差動増幅器や、時間関数に関するデータを保持するメモリ等によって構成することができる。
【００２４】
ボトム検出部１４は、電力供給部２の接続点Ｐ１に接続され、コンデンサ８の両端電圧、すなわち第１の共振回路４の出力電圧をモニタし、その電圧の大きさが極小になるタイミングを検出し、そのタイミングに同期してスイッチング素子が導通するように制御信号Ｓ１のオフ期間を変更制御する。そして、電力制御部１２は、制御信号Ｓ１のオフ期間を変更するための制御信号Ｓ３を信号生成部１３に送出する。
【００２５】
信号生成部１３は、パルス電圧信号である制御信号Ｓ１を生成してスイッチング素子９のゲートに印加する。具体的には、信号生成部１３は、電力制御部１２から送出された制御信号Ｓ２及びボトム検出部１４から送出された制御信号Ｓ３に基づいて、制御信号Ｓ１のオン期間及びオフ期間を設定する。図３は、信号生成部１３が生成する制御信号Ｓ１により発生したスイッチング素子９のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ、第１の共振回路４の出力電圧ＶＣ、及びランプ電圧ＶＬの信号波形を示す図である。これらの波形に示すように、ボトム検出部１４及び信号生成部１３の働きにより、スイッチング素子９が遮断から導通に遷移する過程においては、出力電圧ＶＣがゼロ或いは極小になったタイミングでゲート−ソース間電圧ＶＧＳがオンされることにより、スイッチング素子９が導通される。また、導通から遮断に遷移する過程においてゲート−ソース間電圧ＶＧＳがオフされるタイミングでは、コンデンサ８の電荷は放電されているので出力電圧ＶＣが必然的にゼロになっている。その結果、スイッチング素子９のスイッチング時にはスイッチング素子９の電流端子間の両端電圧がゼロ或いは極小になっているので、ゼロ電圧スイッチングが実現できる。
【００２６】
以下、放電灯点灯回路１の作用効果について説明する。
【００２７】
放電灯点灯回路１によれば、直流電源Ｂの出力電圧が、電力供給部２の第１の共振回路４により、スイッチング素子９のスイッチング動作に伴って交流電圧に昇圧され、その交流電圧は、電力供給部２の第２の共振回路５によってその周波数に応じた電流に変換されて放電灯Ｌに供給される。その際、放電灯Ｌへの供給電力の大きさは制御部３によってスイッチング素子のスイッチング動作が制御されることにより制御される。これにより、放電灯Ｌへの供給電流制御用の共振回路５に対して電源電圧以上の電圧を入力することができる。その結果、電源電圧が変動したり、放電灯Ｌの等価抵抗が上昇した場合であっても共振回路から放電灯に十分に電力を供給することが可能になり、スイッチング素子、インダクタ成分、及びコンデンサ成分等を追加するだけで、電源電圧及び放電管の状態に応じた放電灯の安定点灯を実現することができる。
【００２８】
また、第１の共振回路４のインダクタ７側の一端が直流電源Ｂの正端子Ｔ１に接続され、コンデンサ８側の他端が直流電源Ｂの負端子Ｔ２に接続され、第２の共振回路５の一端が第１の共振回路４の接続点Ｐ１に接続され、その他端が直流電源Ｂの負端子Ｔ２に接続されることにより、第１の共振回路４の出力電圧及びスイッチング周波数に応じて放電灯Ｌ側に出力する交流電流を制御することができる。また、一般に直流電源の負端子はグランド電位に設定する場合が多いので、グランド電位を基準にしてスイッチング素子９のゲート電圧を制御することができる。従って、従来のハーフブリッジ方式におけるハイサイドのスイッチング素子の基準電位をブリッジ出力電位にフローティングさせるためのIC等の余分な回路素子が不要となるため、回路構成の更なる簡略化を図ることができる。
【００２９】
また、制御部３が第１の共振回路４の出力電圧が極小になるタイミングを検出し、該タイミングに合わせてスイッチング素子９をオンさせるので、スイッチング素子９のドレイン−ソース間の電圧が低下したタイミングでスイッチング素子９がオフからオンに切り替えられるので、ゼロ電圧スイッチングが可能になり、スイッチング時に発生する電力損失や電磁ノイズを低減することができる。その結果、余分な放熱構造及び電磁シールド構造が不要となり、装置全体の小型化が容易になる。
【００３０】
なお、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではない。例えば、図５に示す本発明の変形例である放電灯点灯回路２１のように、第２の共振回路２５のトランス６側の一端を接続点Ｐ１に接続し、第２の共振回路２５の直列共振回路側の他端を直流電源Ｂの正端子Ｔ１に接続してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の好適な一実施形態にかかる放電灯点灯回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１の電力供給部の出力する交流電力の周波数特性を示すグラフである。
【図３】図１のスイッチング素子のゲート−ソース間電圧、第１の共振回路の出力電圧、及びランプ電圧の信号波形を示す図である。
【図４】本発明の変形例にかかる放電灯点灯回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図５】従来の点灯回路における放電管の等価抵抗と最大出力電力との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００３２】
１，２１…放電灯点灯回路、２…電力供給部、３…制御部、４…第１の共振回路、５，２５…第２の共振回路、７，１１…インダクタ、８…第１のコンデンサ、９…スイッチング素子、１０…第２のコンデンサ、Ｂ…直流電源、Ｌ…放電灯、Ｐ１…接続点、Ｔ１…正端子、Ｔ２…負端子。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電灯を点灯するための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、
直流電源の出力を前記交流電力に変換する電力供給部と、前記電力供給部を制御する制御部とを備え、
前記電力供給部は、
前記直流電源に接続されて、スイッチング素子のスイッチング動作により前記直流電源の出力を共振させて該出力を昇圧するインダクタ成分及びコンデンサ成分を含む第１の共振回路と、
前記第１の共振回路と前記放電灯との間に接続され、前記第１の共振回路から前記放電灯に供給される電流を制御するインダクタ成分及びコンデンサ成分を含む第２の共振回路とを有し、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより前記交流電力を制御する、
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項２】
前記第１の共振回路は、インダクタと、前記インダクタに直列に接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサと並列に接続された前記スイッチング素子とを有する第１の直列回路を含み、
前記第１の直列回路の前記インダクタ側の一端は、前記直流電源の正端子に接続され、前記第１の直列回路の前記第１のコンデンサ側の他端は、前記直流電源の負端子に接続されており、
前記第２の共振回路は、インダクタ成分と前記インダクタ成分に直列に接続された第２のコンデンサとを有する第２の直列回路を含み、
前記第２の直列回路の一端は、前記インダクタと前記第１のコンデンサとの接続点に接続され、前記第２の直列回路の他端は、前記直流電源の正端子又は負端子に接続されている、
ことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
前記制御部は、前記第１の共振回路の出力電圧が極小になるタイミングを検出し、該タイミングに合わせて前記スイッチング素子をオンするように制御する、
ことを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯回路。
【請求項１】
放電灯を点灯するための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、
直流電源の出力を前記交流電力に変換する電力供給部と、前記電力供給部を制御する制御部とを備え、
前記電力供給部は、
前記直流電源に接続されて、スイッチング素子のスイッチング動作により前記直流電源の出力を共振させて該出力を昇圧するインダクタ成分及びコンデンサ成分を含む第１の共振回路と、
前記第１の共振回路と前記放電灯との間に接続され、前記第１の共振回路から前記放電灯に供給される電流を制御するインダクタ成分及びコンデンサ成分を含む第２の共振回路とを有し、
前記制御部は、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより前記交流電力を制御する、
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項２】
前記第１の共振回路は、インダクタと、前記インダクタに直列に接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサと並列に接続された前記スイッチング素子とを有する第１の直列回路を含み、
前記第１の直列回路の前記インダクタ側の一端は、前記直流電源の正端子に接続され、前記第１の直列回路の前記第１のコンデンサ側の他端は、前記直流電源の負端子に接続されており、
前記第２の共振回路は、インダクタ成分と前記インダクタ成分に直列に接続された第２のコンデンサとを有する第２の直列回路を含み、
前記第２の直列回路の一端は、前記インダクタと前記第１のコンデンサとの接続点に接続され、前記第２の直列回路の他端は、前記直流電源の正端子又は負端子に接続されている、
ことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
前記制御部は、前記第１の共振回路の出力電圧が極小になるタイミングを検出し、該タイミングに合わせて前記スイッチング素子をオンするように制御する、
ことを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯回路。
【図１】
【図２】
【図４】
【図５】
【図３】
【図２】
【図４】
【図５】
【図３】
【公開番号】特開２００８−３００２４０（Ｐ２００８−３００２４０Ａ）
【公開日】平成２０年１２月１１日（２００８．１２．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１４５９６５（Ｐ２００７−１４５９６５）
【出願日】平成１９年５月３１日（２００７．５．３１）
【出願人】（０００００１１３３）株式会社小糸製作所 (1,575)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１２月１１日（２００８．１２．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年５月３１日（２００７．５．３１）
【出願人】（０００００１１３３）株式会社小糸製作所 (1,575)
【Ｆターム（参考）】
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