放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具
【課題】負荷電圧の変動に依らないでスイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えることのできる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具を提供する。
【解決手段】高圧放電灯ＤＬ１に供給する電力を調整する第２のコンバータ部３と、第２のコンバータ部３のスイッチング素子Ｑ４（Ｑ５）のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部４５と、ゼロクロスを検出するとスイッチング素子Ｑ４（Ｑ５）をオンに切り替える駆動部４３とを備え、ゼロクロス検出部４５は、スイッチング素子Ｑ４のオフ時の両端電圧を検出し、当該検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１（Ｖｔｈ２）を超えると検出信号を出力する検出回路４５Ａと、遅延時間ＴＤ１を発生させる遅延回路４５Ｂとを備え、駆動部４３は、検出信号の出力時から遅延時間ＴＤ１が経過するとスイッチング素子Ｑ４（Ｑ５）をオンに切り替える。
【解決手段】高圧放電灯ＤＬ１に供給する電力を調整する第２のコンバータ部３と、第２のコンバータ部３のスイッチング素子Ｑ４（Ｑ５）のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部４５と、ゼロクロスを検出するとスイッチング素子Ｑ４（Ｑ５）をオンに切り替える駆動部４３とを備え、ゼロクロス検出部４５は、スイッチング素子Ｑ４のオフ時の両端電圧を検出し、当該検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１（Ｖｔｈ２）を超えると検出信号を出力する検出回路４５Ａと、遅延時間ＴＤ１を発生させる遅延回路４５Ｂとを備え、駆動部４３は、検出信号の出力時から遅延時間ＴＤ１が経過するとスイッチング素子Ｑ４（Ｑ５）をオンに切り替える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、スイッチング回路の出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置が知られており、例えば特許文献１に開示されているようなものがある。以下、特許文献１に記載の放電灯点灯装置の回路構成について図１３（ａ）を用いて説明する。
【０００３】
この放電灯点灯装置は、図１３（ａ）に示すように、直流電源１００と、スイッチング回路１０１と、制御回路１０３とを備える。直流電源１００は、例えば昇圧チョッパ回路よりなる直流安定化電源回路であり、商用交流電圧を安定した直流電圧ＶＩ１に変換して出力する。直流電源１００の負出力端子は接地されており、正出力端子はスイッチング素子Ｑ１００の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１００は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、制御回路１０３の出力により高周波でオン／オフされる。スイッチング素子Ｑ１００の他端には、チョッパ用のインダクタＬ１００の一端とダイオードＤ１００のカソードが接続されている。インダクタＬ１００の他端には、平滑用のコンデンサＣ１００の正極が接続されている。ダイオードＤ１００のアノードは、チョッパ電流検出用の低抵抗Ｒ１００を介して直流電源１００の負出力端子に接続されている。平滑用のコンデンサＣ１００の両端には、負荷である放電灯１０２が接続されている。
【０００４】
放電灯１０２は、例えば水銀灯やメタルハライドランプなどの高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。スイッチング素子Ｑ１００、ダイオードＤ１００、インダクタＬ１００よりなるスイッチング回路１０１は、入力直流電圧ＶＩ１を任意の負荷電圧ＶＬ１に降圧して出力する降圧チョッパ回路を構成している。負荷電圧ＶＬ１は、制御回路１０３により検出されており、その検出電圧に応じて最適な電力が放電灯１０２に供給されるように、スイッチング素子Ｑ１００のオン期間が制御される。
【０００５】
制御回路１０３は、スイッチング素子Ｑ１００のオフ時電圧を監視し、オフ時電圧が略最小電圧となったことを検出する検出回路１０４と、検出回路１０４の検出信号を受けてスイッチング素子Ｑ１００をオンさせる駆動回路１０５とを備える。検出回路１０４は、ダイオードＤ１００のカソードの電位ＶＤ１を検出することで、実質的にスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１（＝ＶＩ１−ＶＤ１）を監視している。
【０００６】
図１３（ａ）の回路動作を説明する。制御回路１０３内の駆動回路１０５によりスイッチング素子Ｑ１００がオンすると、スイッチング素子Ｑ１００→インダクタＬ１００→コンデンサＣ１００（及び放電灯１０２）→抵抗Ｒ１００の経路を流れる電流が増加する。当該電流が増加すると、駆動回路１０５内の比較器（図示せず）は、＋入力端子の検出電圧が−入力端子の基準電圧に達した時点で出力をオフし、これによりスイッチング素子Ｑ１００はオフする。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ１００がオフすると、スイッチング素子Ｑ１００→インダクタＬ１００のルートに流れていた電流は、ダイオードＤ１００→インダクタＬ１００のルートに転流する。そして、スイッチング素子Ｑ１００がオンしている間にインダクタＬ１００に蓄えたエネルギーの放出を終えた時点で、ダイオードＤ１００はオフする。ダイオードＤ１００がオフすると、コンデンサＣ１００からインダクタＬ１００を通じてダイオードＤ１００の接合容量が充電されるため、ダイオードＤ１００の逆方向電圧ＶＤ１が上昇する。当該電圧が比較基準値と等しくなると、検出回路１０４の出力がオンし、これにより駆動回路１０５はスイッチング素子Ｑ１００をオン駆動する。以下、このサイクルを繰り返すことによりスイッチング素子Ｑ１００はオン／オフし、負荷電力を安定制御する。
【０００８】
ここで、制御回路１０３がスイッチング素子Ｑ１００の次のオンを指示しない時のダイオードＤ１００の逆方向電圧ＶＤ１を図１３（ｂ）に示す。同図の期間Ｔｏｎでは、スイッチング素子Ｑ１００を介してインダクタＬ１００に電流が流れる。同図の期間Ｔｏｆｆでは、ダイオードＤ１００を介してインダクタＬ１００のエネルギーが放出される。ダイオードＤ１００に流れる電流が無くなり、スイッチング素子Ｑ１００、ダイオードＤ１００が共にオフすると、スイッチング素子Ｑ１００、ダイオードＤ１００の容量成分により、逆方向電圧ＶＤ１は振動しながら負荷電圧ＶＬ１へと収束する。
【０００９】
振動電圧（逆方向電圧）ＶＤ１のピークは負荷電圧ＶＬ１に応じて増減し、例えば図１３（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１が大きい時には振動電圧ＶＤ１のピークは高く、逆に負荷電圧ＶＬ１が小さい時には振動電圧ＶＤ１のピークは低くなる。ここで、比較基準値として同図に示す閾値Ｖ１００を設定した場合、負荷電圧ＶＬ１が小さい時のスイッチング素子Ｑ１００のターンオンタイミングでは、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング損失は小さい。一方、負荷電圧ＶＬ１が大きい時のスイッチング素子Ｑ１００のターンオンタイミングでは、本来設定したいタイミングからずれることになり、その結果、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング損失は大きくなる。
【００１０】
そこで、この特許文献１に記載の放電灯点灯装置では、検出回路１０４は、負荷電圧ＶＬ１が増大するにつれて比較基準値を高く設定する比較基準値設定手段を有している。すなわち、検出回路１０４は、図１３（ｃ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１の増大に従って閾値Ｖ１００を変更する。これにより、負荷電圧ＶＬ１が変動しても適切なターンオンタイミングを失することがなく、負荷電圧ＶＬ１が高い場合でも低い場合でもスイッチング損失を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００７−１７３０２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、上記従来例において、スイッチング損失を最も低減するためには、振動電圧ＶＤ１がそのピークにおいて検出回路１０４の比較基準値（閾値Ｖ１００）に達する必要がある。そこで、閾値Ｖ１００を振動電圧ＶＤ１のピーク付近に設定するのが望ましいが、負荷電圧ＶＬ１が変動すると振動電圧ＶＤ１が閾値Ｖ１００を超えずに、スイッチング素子Ｑ１００をオンに切り替えることができない可能性があった。
【００１３】
これを回避するためには、振動電圧ＶＤ１がそのピークに達する前に閾値Ｖ１００を超えるように余裕を持って閾値Ｖ１００を設定する必要があるが、この場合にはスイッチング損失を十分には低減することができない。すなわち、上記従来例のように負荷電圧ＶＬ１の変化に応じて閾値Ｖ１００を可変する制御だけでは、スイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子Ｑ１００をオンに切り替えることが困難であるという問題があった。
【００１４】
本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、負荷電圧の変動に依らないでスイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えることのできる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の放電灯点灯装置は、直流電源と放電灯との間に接続されて前記放電灯に供給する電力を調整するスイッチング部と、前記スイッチング部を構成する逆導通型のスイッチング素子のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、前記ゼロクロス検出部でゼロクロスを検出すると前記スイッチング素子をオンに切り替える駆動部とを備え、前記ゼロクロス検出部は、前記スイッチング素子のオフ時の両端電圧を検出し、当該検出電圧が閾値を超えると検出信号を出力する検出回路と、所定の遅延時間を発生させる遅延回路とを備え、前記駆動部は、前記検出信号の出力された時点から前記遅延時間が経過すると前記スイッチング素子をオンに切り替えることを特徴とする。
【００１６】
この放電灯点灯装置において、前記閾値は、前記検出電圧の振動の変曲点に設定され、前記所定時間は、前記閾値と前記検出電圧の振動の振動周期に基づいて設定されることが好ましい。
【００１７】
この放電灯点灯装置において、前記放電灯に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出部を備え、前記ゼロクロス検出部は、前記閾値又は前記所定時間の少なくとも何れか一方を前記負荷電圧に基づいて変化させることが好ましい。
【００１８】
この放電灯点灯装置において、前記スイッチング部は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の直列回路とを並列に接続したフルブリッジ回路から成り、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点との間には、前記放電灯が装着されるソケットと、インダクタ及びコンデンサを少なくとも有する共振回路との直列回路が接続され、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を所定の周波数で駆動し、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子を前記所定の周波数よりも高い周波数で駆動することで、前記直流電源の出力電圧を矩形波交流に変換することが好ましい。
【００１９】
本発明の照明器具は、上記何れかの放電灯点灯装置と、前記放電灯点灯装置により点灯される前記放電灯が装着される器具本体とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明は、負荷電圧の変動に依らないでスイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態１を示す回路概略図である。
【図２】同上の放電灯点灯装置の動作を説明するための波形図である。
【図３】同上の放電灯点灯装置における検出電圧の振動を説明するための波形図である。
【図４】（ａ），（ｂ）は同上の放電灯点灯装置においてチョーク電流のゼロクロス付近での各パラメータを示す波形図である。
【図５】（ａ），（ｂ）はチョーク電流のゼロクロスの従来の検出方法を説明するための波形図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、正極性の期間におけるチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。
【図７】（ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、負極性の期間におけるチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。
【図８】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２を示す回路概略図である。
【図９】（ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、検出電圧が降下して振動する場合のチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。
【図１０】（ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、検出電圧が上昇して振動する場合のチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。
【図１１】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態３を示す回路概略図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）は本発明に係る照明器具の実施形態を示す概略図である。
【図１３】従来の放電灯点灯装置を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）はスイッチング素子オフ時の振動電圧を説明するための波形図で、（ｃ）は動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
（実施形態１）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態１について図面を用いて説明する。本実施形態は、図１に示すように、整流部１と、第１のコンバータ部２と、第２のコンバータ部３と、制御部４とを備える。整流部１は、ダイオードブリッジから構成され、交流電源ＡＣ１から供給される交流電圧を全波整流して第１のコンバータ部２に出力する。
【００２３】
第１のコンバータ部２は、例えばＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１と、チョークコイルＣＨ１と、ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ１とを有する所謂昇圧チョッパ回路である。第１のコンバータ部２は、整流部１から出力される脈流電圧を所定の直流電圧に昇圧して出力することで力率を改善する。そして、第１のコンバータ部２の平滑コンデンサＣ１の両端から入力電圧Ｖ１が出力される。すなわち、本実施形態では、整流部１と第１のコンバータ部２とで直流電源を構成している。
【００２４】
第２のコンバータ部３は、例えばＦＥＴから成る４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５と、チョークコイルＣＨ２と、コンデンサＣ３とを有する所謂降圧チョッパ回路である。第２のコンバータ部３では、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路と、残り２つのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の直列回路とが、第１のコンバータ部２の出力端間に並列に接続されることでフルブリッジ回路が構成されている。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の接続点との間には、チョークコイルＣＨ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続されている。この第２のコンバータ部３がスイッチング部を構成し、４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が、それぞれ第１のスイッチング素子〜第４のスイッチング素子に相当する。なお、これらスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は逆導通型のスイッチング素子であり、本実施形態では、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の寄生ダイオードにより逆導通を実現している。
【００２５】
更に、第２のコンバータ部３では、コンデンサＣ２と並列に、共振回路３０と高圧放電灯ＤＬ１が装着されるソケット（図示せず）との直列回路が接続されている。共振回路３０は、高圧放電灯ＤＬ１が装着されるソケットに直列に接続されるパルストランス（インダクタ）ＰＴ１を具備する。また、共振回路３０は、パルストランスＰＴ１のタップと第１のコンバータ部２の低電位側の出力端との間に挿入されたコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ１とを具備している。
【００２６】
制御部４は、マイコンを主構成要素として構成され、第２のコンバータ部２への入力電圧Ｖ１を検出する入力電圧検出部４０と、入力電圧Ｖ１が所定の電圧レベルとなるようにスイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御する入力電圧制御部４１とを備える。また、制御部４は、高圧放電灯ＤＬ１に印加される負荷電圧ＶＬ１を検出する検出機能と、負荷電圧ＶＬ１に基づいて高圧放電灯ＤＬ１の点灯・非点灯を判別する判別機能とを有する負荷状態検出部４２を備える。この負荷状態検出部４２が、負荷電圧検出部に相当する。更に、制御部４は、負荷電圧ＶＬ１が所定の電圧レベルとなるように第２のコンバータ部３の各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をスイッチング制御する駆動部４３を備える。
【００２７】
駆動部４３は、負荷状態検出部４２での判別結果を受けて第２のコンバータ部３の動作モードを切り替える切替機能と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の駆動周波数及びオン期間を決定する演算機能とを有する。切替機能は、第２のコンバータ部３から高圧放電灯ＤＬ１を始動させるための高電圧を出力させる始動モードと、第２のコンバータ部３から高圧放電灯ＤＬ１を安定して点灯させるための電圧を出力させる安定点灯モードとを切り替える機能である。また、演算機能は、安定点灯モードの時にスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をスイッチング制御する機能である。
【００２８】
例えば、安定点灯モードにおいて、駆動部４３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオン／オフさせる期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフさせる期間とを所定の周波数（数百Ｈｚ程度）で交番させている。ここで、前者の期間ではスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はオフ状態であり、後者の期間ではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフ状態である。そして、前者の期間では、駆動部４３はスイッチング素子Ｑ２をオフさせた状態でスイッチング素子Ｑ５を所定の周波数（数十ｋＨｚ程度）でオン／オフさせる。また、後者の期間では、駆動部４３はスイッチング素子Ｑ３をオフさせた状態でスイッチング素子Ｑ４を所定の周波数（数十ｋＨｚ程度）でオン／オフさせる。
【００２９】
ここで、前者の期間では負荷電圧ＶＬ１は正電圧となり、後者の期間では負荷電圧ＶＬ１は負電圧となる（図２参照）。したがって、以下の説明では、前者の期間を「正極性の期間」、後者の期間を「負極性の期間」と呼ぶものとする。正極性の期間と負極性の期間とは、一定時間（例えば３ｍｓ）毎に交代する。
【００３０】
更に、制御部４は、チョークコイルＣＨ２を流れるチョーク電流ＩＬ２を検出する電流検出部４４と、チョーク電流ＩＬ２のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部４５とを備える。ここで、チョーク電流ＩＬ２は、コンデンサＣ２によりリプル成分が取り除かれて高圧放電灯ＤＬ１を流れる負荷電流となる。このため、チョーク電流ＩＬ２を検出し、チョーク電流ＩＬ２が電流目標値となるように制御することで、負荷電流を適正に制御することができる。
【００３１】
電流検出部４４は、第１のインバータ部２の低電位側の出力端に接続される抵抗Ｒ２の両端電圧を検出することで、チョーク電流ＩＬ２を検出する。そして、電流検出部４４は、チョーク電流ＩＬ２が増大して予め設定された電流目標値に達すると、オン状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオフに切り替える指令コマンドを駆動部４３に送信する。なお、電流検出部４４は、正極性の期間の場合にはスイッチング素子Ｑ５を、負極性の期間の場合にはスイッチング素子Ｑ４をオフに切り替える指令コマンドを送信する。駆動部４３では、当該指令コマンドを受信するとオン状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオフに切り替える。これにより、チョーク電流ＩＬ２は減少し始める。
【００３２】
ゼロクロス検出部４５は、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の接続点に発生する検出電圧（すなわち、スイッチング素子Ｑ４のオフ時の両端電圧）ＶＢ１に基づいて、減少するチョーク電流ＩＬ２が零点を通過するゼロクロスを検出する。この減少するチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスを検出することは、実質的にスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出することとなる。そして、ゼロクロス検出部４５は、オフ状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５（正極性の期間ではスイッチング素子Ｑ５、負極性の期間ではスイッチング素子Ｑ４）をオンに切り替える指令コマンドを駆動部４３に送信する。駆動部４３では、当該指令コマンドを受信するとオフ状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンに切り替える。これにより、チョーク電流ＩＬ２は再び増大し始める。上記の動作を繰り返すことで、チョーク電流ＩＬ２が電流目標値となるように制御され、結果として負荷電流を適正に制御することができる。
【００３３】
以下、本実施形態の基本的な動作について図２を用いて説明する。なお、図２は高圧放電灯ＤＬ１が非点灯状態から安定した点灯状態に至るまでの各部の波形図を示している。先ず、高圧放電灯ＤＬ１が非点灯状態のときに、図示しない点灯スイッチが投入されて電源がオンになると、制御部４の入力電圧制御部４１が制御動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１を数十ｋＨｚ程度でオン／オフさせるスイッチング制御を行う。これにより、第１のコンバータ部２からは、高圧放電灯ＤＬ１の非点灯時及び点灯時の何れにおいても、電源電圧を昇圧した直流電圧（入力電圧Ｖ１）が出力される。ここで、第１のコンバータ部２は、入力力率を高めることで入力電流歪みを抑制している。
【００３４】
入力電圧Ｖ１が所定の電圧値に達すると、制御部４の駆動部４３が動作を開始する。この時点では、まだ高圧放電灯ＤＬ１は点灯しておらず、その等価インピーダンスは無限大に近い高インピーダンスとなっている。また、駆動部４３の動作モードは始動モードとなっている。駆動部４３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンの期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンの期間とを所定の周波数ｆ０（数百ｋＨｚ程度）で交番させる。ここで、当該周波数ｆ０は共振回路３０の共振周波数に近い周波数であり、正弦波状の高電圧がパルストランスＰＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する。１次巻線Ｎ１で発生した高電圧は、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との巻数比に基づいて昇圧され、昇圧された電圧がコンデンサＣ２を介して高圧放電灯ＤＬ１に印加される。これにより、高圧放電灯ＤＬ１が絶縁破壊されて始動する。このとき、高圧放電灯ＤＬ１は短絡に近い低インピーダンスとなるため、負荷電圧ＶＬ１は略０Ｖまで低下する。
【００３５】
一方、負荷状態検出部４２では、負荷電圧ＶＬ１が所定の閾値を超えるか否かに基づいて高圧放電灯ＤＬ１の点灯・非点灯を判別している。すなわち、負荷電圧ＶＬ１が所定の閾値を上回っている場合には、負荷状態検出部４２は高圧放電灯ＤＬ１が非点灯状態にあると判別し、その出力電圧はハイレベルとなる。一方、負荷電圧ＶＬ１が所定の閾値を下回っている場合には、負荷状態検出部４２は高圧放電灯ＤＬ１が点灯状態にあると判別し、その出力電圧はローレベルとなる。
【００３６】
ここで、高圧放電灯ＤＬ１の始動により、上記のように負荷電圧ＶＬ１が略０Ｖまで低下することで所定の閾値を下回るので、負荷状態検出部４２は高圧放電灯ＤＬ１が点灯したと判別し、その出力電圧がローレベルとなって駆動部４３に入力される。このローレベルの電圧信号を受けて、駆動部４３では動作モードを始動モードから安定点灯モードに切り替える。
【００３７】
安定点灯モードにおいては、既に述べたように、駆動部４３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオン／オフさせる期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフさせる期間とを所定の周波数ｆ１（数百Ｈｚ程度）で交番させる。したがって、高圧放電灯ＤＬ１には周波数ｆ１の矩形波交流電圧が印加される。そして、高圧放電灯ＤＬ１は、始動直後では負荷電圧ＶＬ１が低いが、放電灯内部が高温・高圧になるにつれて負荷電圧ＶＬ１が上昇して定格電圧に至り、安定した点灯状態となる。なお、駆動部４３では、前述のように高圧放電灯ＤＬ１に適正な負荷電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の駆動周波数及びオン期間を制御する。このため、高圧放電灯ＤＬ１に適正な電力が供給され、安定した点灯状態が持続される。
【００３８】
ところで、チョーク電流ＩＬ２の制御方式としては、電流連続モードと、電流臨界モードとが一般的に知られている。電流連続モードは、チョーク電流ＩＬ２がゼロとならないようにスイッチング制御する制御方式であり、電流臨界モードは、チョーク電流ＩＬ２がゼロとなるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えるようにスイッチング制御する制御方式である。高圧放電灯ＤＬ１の安定点灯時においては、スイッチング損失が小さい電流臨界モードでチョーク電流ＩＬ２を制御することが一般的であり、本実施形態においても、チョーク電流ＩＬ２を電流臨界モードで制御する。
【００３９】
以下、電流臨界モードにおける検出電圧ＶＢ１及びチョーク電流ＩＬ２の振る舞いについて図面を用いて説明する。正極性の期間では、スイッチング素子Ｑ５がオンに切り替わると、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→チョークコイルＣＨ２→スイッチング素子Ｑ５→コンデンサＣ１のループで電流が流れる。これにより、チョークコイルＣＨ２にエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑ５がオフに切り替わると、チョークコイルＣＨ２に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、チョークコイルＣＨ２→スイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオード）→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→チョークコイルＣＨ２のループで電流が流れる。
【００４０】
負極性の期間では、スイッチング素子Ｑ４がオンに切り替わると、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→チョークコイルＣＨ２→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ３→コンデンサＣ１のループで電流が流れる。これにより、チョークコイルＣＨ２にエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑ４がオフに切り替わると、チョークコイルＣＨ２に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、チョークコイルＣＨ２→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ５（寄生ダイオード）→チョークコイルＣＨ２のループで電流が流れる。
【００４１】
そして、チョークコイルＣＨ２に蓄積されたエネルギーが放出されると、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５とで決定される周波数で自由振動が発生する。したがって、チョークコイルＣＨ２の両端に印加されるチョーク電圧ＶＬ２は振動し、また、チョーク電流ＩＬ２もゼロ付近で振動する（図３参照）。
【００４２】
このとき、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の接続点で発生する検出電圧ＶＢ１も振動し、その振幅は時間の経過に伴って徐々に減衰していく。この検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は、負荷電圧ＶＬ１の約２倍に相当する。例えば、負荷電圧ＶＬ１が８２Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６４Ｖとなる（図４（ａ）参照）。一方、例えば負荷電圧ＶＬ１が２４Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約４８Ｖと小さくなる（図４（ｂ）参照）。なお、電流臨界モードで制御する際には、高圧放電灯ＤＬ１は安定点灯状態であるため、負荷電圧ＶＬ１はほぼ一定電圧となっている。
【００４３】
ここで、電流臨界モードにおいて、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のスイッチング損失が最も小さくなるタイミングは、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５を流れる電流（換言すれば、チョーク電流ＩＬ２）がゼロとなる時である。そして、チョーク電流ＩＬ２がゼロとなるタイミングは、検出電圧ＶＢ１の振動成分がピーク（正極性の期間では極小値、負極性の期間では極大値）に達する時に等しい。したがって、従来では、図５（ａ）に示すように、検出電圧ＶＢ１のピーク付近を閾値Ｖｔｈ０として設定し、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ０を超えるとチョーク電流ＩＬ２がゼロクロスしたものとして判定していた。
【００４４】
但し、閾値Ｖｔｈ０を一定値に設定すると、図５（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１が変化した場合には、検出電圧ＶＢ１がピークに達する前に閾値Ｖｔｈ０を超えてしまい、チョーク電流ＩＬ２のゼロクロスを検出するタイミングがずれてしまう。そこで、既に述べたように、特許文献１に記載の従来例では、負荷電圧ＶＬ１の変化に伴って閾値Ｖｔｈ０を変化させることで上記の問題を解決していた。
【００４５】
しかしながら、既に述べたように、負荷電圧ＶＬ１のピーク付近に閾値Ｖｔｈ０を設定した場合には、負荷電圧ＶＬ１の変動によって検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ０を超えず、スイッチング素子をオンに切り替えることができない可能性があった。このようにスイッチング素子をオンに切り替えることができない場合には、スイッチング制御が行われずに高圧放電灯ＤＬ１が消灯してしまう虞がある。これを回避するためには、検出電圧ＶＢ１がそのピークに達する前に閾値Ｖｔｈ０を超えるように余裕を持って閾値Ｖｔｈ０を設定する必要があり、この場合にはスイッチング損失を十分には低減することができない。
【００４６】
ところで、検出電圧ＶＢ１の周期Ｔ１は、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２、及びスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５を用いて次式で表される。
【００４７】
Ｔ１＝２π√｛Ｌ２・（ＣＱ４＋ＣＱ５）｝
すなわち、検出電圧ＶＢ１について、その振幅は負荷電圧ＶＬ１に依存するものの、その振動周期Ｔ１は負荷電圧ＶＬ１に依存しない。ここで、検出電圧ＶＢ１が変曲点を通過した時点からピークに達する時点までの時間ＴＤ１は、次式で表される。
【００４８】
ＴＤ１＝Ｔ１／４
したがって、当該時間ＴＤ１も負荷電圧ＶＬ１に依存しないため、検出電圧ＶＢ１が変曲点を通過した時点さえ検出できれば、その時点から時間ＴＤ１だけ経過した時点を、検出電圧ＶＢ１がピークに達する時点として検出することができる。
【００４９】
そこで、本実施形態のゼロクロス検出部４５は、検出電圧ＶＢ１の振動の変曲点を閾値Ｖｔｈ１（正極性の期間の場合），Ｖｔｈ２（負極性の期間の場合）として設定する検出回路４５Ａを備える。検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値を超えると検出信号を出力する。また、ゼロクロス検出部４５は、所定の遅延時間ＴＤ１を発生させる遅延回路４５Ｂを備える。そして、駆動部４３は、検出信号の出力された時点から遅延時間ＴＤ１が経過するとスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の何れか（正極性の期間ではスイッチング素子Ｑ５、負極性の期間ではスイッチング素子Ｑ４）をオンに切り替える。
【００５０】
以下、本実施形態におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出方法について説明する。
【００５１】
先ず、正極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図６（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。なお、以下の説明では、入力電圧Ｖ１は２６０Ｖとする。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、２６０−１６０／２＝１８０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ１を１８０Ｖに設定する。また、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、２６０−１００／２＝２１０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ１を２１０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１に基づいて閾値Ｖｔｈ１を設定する（図６（ｂ）参照）。
【００５２】
遅延部４５Ｂでは、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２、及びスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５で決定される周期Ｔ１に基づいて遅延時間ＴＤ１を設定する。この遅延時間ＴＤ１は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図６（ｃ）参照）。
【００５３】
そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１を下回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ１が経過した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極小値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替えることができる。
【００５４】
次に、負極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図７（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、１６０／２＝８０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ２を８０Ｖに設定する。負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、１００／２＝５０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ２を５０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１に基づいて閾値Ｖｔｈ２を設定する（図７（ｂ）参照）。
【００５５】
遅延部４５Ｂでは、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２、及びスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５で決定される周期Ｔ１に基づいて遅延時間ＴＤ１を設定する。この遅延時間ＴＤ１は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図７（ｃ）参照）。
【００５６】
そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ２を上回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ１が経過した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極大値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替えることができる。
【００５７】
上述のように、本実施形態では、ゼロクロス検出部４５において検出電圧ＶＢ１が検出信号を出力した時点から遅延時間ＴＤ１を経過した時点でスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の何れかをオンに切り替えている。したがって、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を検出電圧ＶＢ１のピーク付近に設定する必要がないので、負荷電圧ＶＬ１が小さく検出電圧ＶＢ１の振動の振幅も小さい場合においても十分検出できるような値に設定することができる。これにより、負荷電圧ＶＬ１の変動によって検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を超えずにスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンに切り替えることができない事態を回避することができる。そして、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２と遅延時間ＴＤ１とを適宜設定すれば、スイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の何れかをオンに切り替えることができる。
【００５８】
特に、本実施形態では、負荷電圧ＶＬ１に基づいて閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を検出電圧ＶＢ１の振動の変曲点に設定し、遅延時間ＴＤ１を検出電圧ＶＢ１の振動周期Ｔ１の１／４に設定している。このため、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を検出電圧ＶＢ１が超えるように余裕を持って設定することができ、且つ検出電圧ＶＢ１がピークに達する時点、すなわちスイッチング損失が最も小さいタイミングでスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンに切り替えることができる。
【００５９】
また、スイッチング損失を十分に低減できることから、回路部品としてスイッチング損失による発熱に耐え得る耐熱性の高い部品を選定する必要がないので、耐熱性の低い安価な回路部品を選定することで、回路部品の小型化及び低コスト化を図ることができる。結果として、放電灯点灯装置全体の小型化及び低コスト化も図ることができる。
【００６０】
（実施形態２）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成及び動作は実施形態１と共通であるので、共通する点については説明を省略する。また、本実施形態では、図８に示すように、整流部１及び第１のコンバータ部２を直流電源ＤＣ１とし、制御部４の入力電圧検出部４０及び入力電圧制御部４１は要旨ではないので図示を省略する。
【００６１】
実施形態１では、遅延時間を一定とし、負荷電圧に基づいて閾値を変化させていたが、本実施形態では、閾値を一定とし、負荷電圧に基づいて遅延時間を変化させることに特徴がある。本実施形態は、図８に示すように、負荷状態検出部４２に遅延回路４５Ｂを接続しており、遅延回路４５Ｂでは、負荷状態検出部４２で検出された負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定する。なお、遅延時間ＴＤ２を負荷電圧ＶＬ１に基づいて変化させることは、マイコンを制御回路として用いることで簡単に実現することができる。
【００６２】
以下、本実施形態におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出方法について説明する。
【００６３】
先ず、正極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図９（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。なお、以下の説明では、入力電圧Ｖ１は２６０Ｖとする。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極小値は、２６０−１６０＝１００Ｖと想定される。また、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極小値は、２６０−１００＝１６０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合においても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ１を１８０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、想定される最も小さい負荷電圧ＶＬ１であっても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ１を設定する。この閾値Ｖｔｈ１は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図９（ｃ）参照）。
【００６４】
遅延部４５Ｂでは、図９（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定する。例えば、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約２２０ｎｓに設定し、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約１４０ｎｓに設定する。すなわち、負荷電圧ＶＬ１が増大するにつれて遅延時間ＴＤ２が長くなるように設定する。
【００６５】
そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１を下回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ２が経過した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極小値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替えることができる。
【００６６】
次に、負極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図１０（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極大値は１６０Ｖと想定される。また、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極大値は１００Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合においても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ２を８０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、想定される最も小さい負荷電圧ＶＬ１であっても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ２を設定する。この閾値Ｖｔｈ２は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図１０（ｃ）参照）。
【００６７】
遅延部４５Ｂでは、図１０（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定する。例えば、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約２２０ｎｓに設定し、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約１４０ｎｓに設定する。すなわち、負荷電圧ＶＬ１が増大するにつれて遅延時間ＴＤ２が長くなるように設定する。
【００６８】
そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ２を上回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ２が経過した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極大値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替えることができる。
【００６９】
上述のように、本実施形態では、検出回路４５Ａでは閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を一定値に設定し、遅延回路４５Ｂでは負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定している。したがって、実施形態１と同様の効果を奏することができ、また、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定しているので、実施形態１と比べて検出回路４５Ａを簡素に構成することができる。
【００７０】
（実施形態３）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態３について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成及び動作は実施形態２と共通であるので、共通する点については説明を省略する。
【００７１】
実施形態２では、第２のコンバータ部３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５から構成されるフルブリッジ回路が降圧チョッパ回路を兼ねる構成であった。一方、本実施形態は、図１１に示すように、第２のコンバータ部３を１つのスイッチング素子Ｑ６のみを有する一般的な降圧チョッパ回路で構成している。
【００７２】
第２のコンバータ部３は、図１１に示すように、例えばＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ６と、チョークコイルＣＨ２と、ダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣ２とを有する所謂降圧チョッパ回路である。そして、第２のコンバータ部３の平滑コンデンサＣ２の両端電圧が高圧放電灯ＤＬ１に印加される。なお、スイッチング素子Ｑ６は逆導通型のスイッチング素子であり、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ６の寄生ダイオードにより逆導通を実現している。
【００７３】
ここで、スイッチング素子Ｑ６のオン／オフは実施形態２のスイッチング素子Ｑ４のオン／オフに相当し、ダイオードＤ２はオフ状態のスイッチング素子Ｑ５に相当する。というのも、実施形態２の負極性の期間では、スイッチング素子Ｑ５はオフ状態であり、寄生ダイオードとして機能しているからである。したがって、本実施形態では、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２と、スイッチング素子Ｑ６に寄生するコンデンサの寄生容量ＣＱ６と、ダイオードＤ２に寄生するコンデンサの寄生容量ＣＤ２とで決定される周波数で自由振動が発生する。
【００７４】
本実施形態の検出回路４５Ａは、スイッチング素子Ｑ６とダイオードＤ２との接続点に発生する電圧を検出電圧ＶＢ１として検出する。そして、実施形態２と同様に、ゼロクロス検出回路４５において、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ２を上回ると検出信号を出力し、遅延回路４５Ｂは、負荷電圧ＶＬ１に基づく遅延時間ＴＤ２を発生させる。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ２が経過した時点でスイッチング素子Ｑ６をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極大値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ６をオンに切り替えることができる。
【００７５】
上述のように、本実施形態においても実施形態２と同様の効果を奏することができる。
【００７６】
上記各実施形態の放電灯点灯装置は、例えば図１２（ａ）〜（ｃ）に示すような照明器具に採用することができる。図１２（ａ）〜（ｃ）に示す照明器具は、上記各実施形態の何れかの放電灯点灯装置が収納される電子バラスト６と、当該放電灯点灯装置により点灯される高圧放電灯ＤＬ１が装着される器具本体７とを備えている。なお、図１２（ａ）に示す照明器具はダウンライトであり、図１２（ｂ），（ｃ）に示す照明器具はスポットライトである。
【００７７】
このような照明器具によれば、スイッチング素子の誤動作の可能性を排除しつつスイッチング損失を十分に低減することができる。なお、これらの照明器具は単独で用いるのみならず、複数を組み合わせて照明システムを構築してもよい。
【符号の説明】
【００７８】
１ 整流部（直流電源）
２ 第１のコンバータ部（直流電源）
３ 第２のコンバータ部（スイッチング部）
３０ 共振回路
４２ 負荷状態検出部（負荷電圧検出部）
４３ 駆動部
４５ ゼロクロス検出部
４５Ａ 検出回路
４５Ｂ 遅延回路
Ｃ３ コンデンサ
ＤＬ１ 高圧放電灯
ＰＴ１ パルストランス（インダクタ）
Ｑ２〜Ｑ５ スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、スイッチング回路の出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置が知られており、例えば特許文献１に開示されているようなものがある。以下、特許文献１に記載の放電灯点灯装置の回路構成について図１３（ａ）を用いて説明する。
【０００３】
この放電灯点灯装置は、図１３（ａ）に示すように、直流電源１００と、スイッチング回路１０１と、制御回路１０３とを備える。直流電源１００は、例えば昇圧チョッパ回路よりなる直流安定化電源回路であり、商用交流電圧を安定した直流電圧ＶＩ１に変換して出力する。直流電源１００の負出力端子は接地されており、正出力端子はスイッチング素子Ｑ１００の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１００は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、制御回路１０３の出力により高周波でオン／オフされる。スイッチング素子Ｑ１００の他端には、チョッパ用のインダクタＬ１００の一端とダイオードＤ１００のカソードが接続されている。インダクタＬ１００の他端には、平滑用のコンデンサＣ１００の正極が接続されている。ダイオードＤ１００のアノードは、チョッパ電流検出用の低抵抗Ｒ１００を介して直流電源１００の負出力端子に接続されている。平滑用のコンデンサＣ１００の両端には、負荷である放電灯１０２が接続されている。
【０００４】
放電灯１０２は、例えば水銀灯やメタルハライドランプなどの高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。スイッチング素子Ｑ１００、ダイオードＤ１００、インダクタＬ１００よりなるスイッチング回路１０１は、入力直流電圧ＶＩ１を任意の負荷電圧ＶＬ１に降圧して出力する降圧チョッパ回路を構成している。負荷電圧ＶＬ１は、制御回路１０３により検出されており、その検出電圧に応じて最適な電力が放電灯１０２に供給されるように、スイッチング素子Ｑ１００のオン期間が制御される。
【０００５】
制御回路１０３は、スイッチング素子Ｑ１００のオフ時電圧を監視し、オフ時電圧が略最小電圧となったことを検出する検出回路１０４と、検出回路１０４の検出信号を受けてスイッチング素子Ｑ１００をオンさせる駆動回路１０５とを備える。検出回路１０４は、ダイオードＤ１００のカソードの電位ＶＤ１を検出することで、実質的にスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１（＝ＶＩ１−ＶＤ１）を監視している。
【０００６】
図１３（ａ）の回路動作を説明する。制御回路１０３内の駆動回路１０５によりスイッチング素子Ｑ１００がオンすると、スイッチング素子Ｑ１００→インダクタＬ１００→コンデンサＣ１００（及び放電灯１０２）→抵抗Ｒ１００の経路を流れる電流が増加する。当該電流が増加すると、駆動回路１０５内の比較器（図示せず）は、＋入力端子の検出電圧が−入力端子の基準電圧に達した時点で出力をオフし、これによりスイッチング素子Ｑ１００はオフする。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ１００がオフすると、スイッチング素子Ｑ１００→インダクタＬ１００のルートに流れていた電流は、ダイオードＤ１００→インダクタＬ１００のルートに転流する。そして、スイッチング素子Ｑ１００がオンしている間にインダクタＬ１００に蓄えたエネルギーの放出を終えた時点で、ダイオードＤ１００はオフする。ダイオードＤ１００がオフすると、コンデンサＣ１００からインダクタＬ１００を通じてダイオードＤ１００の接合容量が充電されるため、ダイオードＤ１００の逆方向電圧ＶＤ１が上昇する。当該電圧が比較基準値と等しくなると、検出回路１０４の出力がオンし、これにより駆動回路１０５はスイッチング素子Ｑ１００をオン駆動する。以下、このサイクルを繰り返すことによりスイッチング素子Ｑ１００はオン／オフし、負荷電力を安定制御する。
【０００８】
ここで、制御回路１０３がスイッチング素子Ｑ１００の次のオンを指示しない時のダイオードＤ１００の逆方向電圧ＶＤ１を図１３（ｂ）に示す。同図の期間Ｔｏｎでは、スイッチング素子Ｑ１００を介してインダクタＬ１００に電流が流れる。同図の期間Ｔｏｆｆでは、ダイオードＤ１００を介してインダクタＬ１００のエネルギーが放出される。ダイオードＤ１００に流れる電流が無くなり、スイッチング素子Ｑ１００、ダイオードＤ１００が共にオフすると、スイッチング素子Ｑ１００、ダイオードＤ１００の容量成分により、逆方向電圧ＶＤ１は振動しながら負荷電圧ＶＬ１へと収束する。
【０００９】
振動電圧（逆方向電圧）ＶＤ１のピークは負荷電圧ＶＬ１に応じて増減し、例えば図１３（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１が大きい時には振動電圧ＶＤ１のピークは高く、逆に負荷電圧ＶＬ１が小さい時には振動電圧ＶＤ１のピークは低くなる。ここで、比較基準値として同図に示す閾値Ｖ１００を設定した場合、負荷電圧ＶＬ１が小さい時のスイッチング素子Ｑ１００のターンオンタイミングでは、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング損失は小さい。一方、負荷電圧ＶＬ１が大きい時のスイッチング素子Ｑ１００のターンオンタイミングでは、本来設定したいタイミングからずれることになり、その結果、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング損失は大きくなる。
【００１０】
そこで、この特許文献１に記載の放電灯点灯装置では、検出回路１０４は、負荷電圧ＶＬ１が増大するにつれて比較基準値を高く設定する比較基準値設定手段を有している。すなわち、検出回路１０４は、図１３（ｃ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１の増大に従って閾値Ｖ１００を変更する。これにより、負荷電圧ＶＬ１が変動しても適切なターンオンタイミングを失することがなく、負荷電圧ＶＬ１が高い場合でも低い場合でもスイッチング損失を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００７−１７３０２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、上記従来例において、スイッチング損失を最も低減するためには、振動電圧ＶＤ１がそのピークにおいて検出回路１０４の比較基準値（閾値Ｖ１００）に達する必要がある。そこで、閾値Ｖ１００を振動電圧ＶＤ１のピーク付近に設定するのが望ましいが、負荷電圧ＶＬ１が変動すると振動電圧ＶＤ１が閾値Ｖ１００を超えずに、スイッチング素子Ｑ１００をオンに切り替えることができない可能性があった。
【００１３】
これを回避するためには、振動電圧ＶＤ１がそのピークに達する前に閾値Ｖ１００を超えるように余裕を持って閾値Ｖ１００を設定する必要があるが、この場合にはスイッチング損失を十分には低減することができない。すなわち、上記従来例のように負荷電圧ＶＬ１の変化に応じて閾値Ｖ１００を可変する制御だけでは、スイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子Ｑ１００をオンに切り替えることが困難であるという問題があった。
【００１４】
本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、負荷電圧の変動に依らないでスイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えることのできる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の放電灯点灯装置は、直流電源と放電灯との間に接続されて前記放電灯に供給する電力を調整するスイッチング部と、前記スイッチング部を構成する逆導通型のスイッチング素子のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、前記ゼロクロス検出部でゼロクロスを検出すると前記スイッチング素子をオンに切り替える駆動部とを備え、前記ゼロクロス検出部は、前記スイッチング素子のオフ時の両端電圧を検出し、当該検出電圧が閾値を超えると検出信号を出力する検出回路と、所定の遅延時間を発生させる遅延回路とを備え、前記駆動部は、前記検出信号の出力された時点から前記遅延時間が経過すると前記スイッチング素子をオンに切り替えることを特徴とする。
【００１６】
この放電灯点灯装置において、前記閾値は、前記検出電圧の振動の変曲点に設定され、前記所定時間は、前記閾値と前記検出電圧の振動の振動周期に基づいて設定されることが好ましい。
【００１７】
この放電灯点灯装置において、前記放電灯に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出部を備え、前記ゼロクロス検出部は、前記閾値又は前記所定時間の少なくとも何れか一方を前記負荷電圧に基づいて変化させることが好ましい。
【００１８】
この放電灯点灯装置において、前記スイッチング部は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の直列回路とを並列に接続したフルブリッジ回路から成り、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点との間には、前記放電灯が装着されるソケットと、インダクタ及びコンデンサを少なくとも有する共振回路との直列回路が接続され、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を所定の周波数で駆動し、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子を前記所定の周波数よりも高い周波数で駆動することで、前記直流電源の出力電圧を矩形波交流に変換することが好ましい。
【００１９】
本発明の照明器具は、上記何れかの放電灯点灯装置と、前記放電灯点灯装置により点灯される前記放電灯が装着される器具本体とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明は、負荷電圧の変動に依らないでスイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態１を示す回路概略図である。
【図２】同上の放電灯点灯装置の動作を説明するための波形図である。
【図３】同上の放電灯点灯装置における検出電圧の振動を説明するための波形図である。
【図４】（ａ），（ｂ）は同上の放電灯点灯装置においてチョーク電流のゼロクロス付近での各パラメータを示す波形図である。
【図５】（ａ），（ｂ）はチョーク電流のゼロクロスの従来の検出方法を説明するための波形図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、正極性の期間におけるチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。
【図７】（ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、負極性の期間におけるチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。
【図８】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２を示す回路概略図である。
【図９】（ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、検出電圧が降下して振動する場合のチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。
【図１０】（ａ）〜（ｃ）は同上の放電灯点灯装置において、検出電圧が上昇して振動する場合のチョーク電流のゼロクロスの検出方法を説明するための図である。
【図１１】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態３を示す回路概略図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）は本発明に係る照明器具の実施形態を示す概略図である。
【図１３】従来の放電灯点灯装置を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）はスイッチング素子オフ時の振動電圧を説明するための波形図で、（ｃ）は動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
（実施形態１）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態１について図面を用いて説明する。本実施形態は、図１に示すように、整流部１と、第１のコンバータ部２と、第２のコンバータ部３と、制御部４とを備える。整流部１は、ダイオードブリッジから構成され、交流電源ＡＣ１から供給される交流電圧を全波整流して第１のコンバータ部２に出力する。
【００２３】
第１のコンバータ部２は、例えばＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１と、チョークコイルＣＨ１と、ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ１とを有する所謂昇圧チョッパ回路である。第１のコンバータ部２は、整流部１から出力される脈流電圧を所定の直流電圧に昇圧して出力することで力率を改善する。そして、第１のコンバータ部２の平滑コンデンサＣ１の両端から入力電圧Ｖ１が出力される。すなわち、本実施形態では、整流部１と第１のコンバータ部２とで直流電源を構成している。
【００２４】
第２のコンバータ部３は、例えばＦＥＴから成る４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５と、チョークコイルＣＨ２と、コンデンサＣ３とを有する所謂降圧チョッパ回路である。第２のコンバータ部３では、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路と、残り２つのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の直列回路とが、第１のコンバータ部２の出力端間に並列に接続されることでフルブリッジ回路が構成されている。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の接続点との間には、チョークコイルＣＨ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続されている。この第２のコンバータ部３がスイッチング部を構成し、４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が、それぞれ第１のスイッチング素子〜第４のスイッチング素子に相当する。なお、これらスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は逆導通型のスイッチング素子であり、本実施形態では、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の寄生ダイオードにより逆導通を実現している。
【００２５】
更に、第２のコンバータ部３では、コンデンサＣ２と並列に、共振回路３０と高圧放電灯ＤＬ１が装着されるソケット（図示せず）との直列回路が接続されている。共振回路３０は、高圧放電灯ＤＬ１が装着されるソケットに直列に接続されるパルストランス（インダクタ）ＰＴ１を具備する。また、共振回路３０は、パルストランスＰＴ１のタップと第１のコンバータ部２の低電位側の出力端との間に挿入されたコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ１とを具備している。
【００２６】
制御部４は、マイコンを主構成要素として構成され、第２のコンバータ部２への入力電圧Ｖ１を検出する入力電圧検出部４０と、入力電圧Ｖ１が所定の電圧レベルとなるようにスイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御する入力電圧制御部４１とを備える。また、制御部４は、高圧放電灯ＤＬ１に印加される負荷電圧ＶＬ１を検出する検出機能と、負荷電圧ＶＬ１に基づいて高圧放電灯ＤＬ１の点灯・非点灯を判別する判別機能とを有する負荷状態検出部４２を備える。この負荷状態検出部４２が、負荷電圧検出部に相当する。更に、制御部４は、負荷電圧ＶＬ１が所定の電圧レベルとなるように第２のコンバータ部３の各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をスイッチング制御する駆動部４３を備える。
【００２７】
駆動部４３は、負荷状態検出部４２での判別結果を受けて第２のコンバータ部３の動作モードを切り替える切替機能と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の駆動周波数及びオン期間を決定する演算機能とを有する。切替機能は、第２のコンバータ部３から高圧放電灯ＤＬ１を始動させるための高電圧を出力させる始動モードと、第２のコンバータ部３から高圧放電灯ＤＬ１を安定して点灯させるための電圧を出力させる安定点灯モードとを切り替える機能である。また、演算機能は、安定点灯モードの時にスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をスイッチング制御する機能である。
【００２８】
例えば、安定点灯モードにおいて、駆動部４３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオン／オフさせる期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフさせる期間とを所定の周波数（数百Ｈｚ程度）で交番させている。ここで、前者の期間ではスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はオフ状態であり、後者の期間ではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフ状態である。そして、前者の期間では、駆動部４３はスイッチング素子Ｑ２をオフさせた状態でスイッチング素子Ｑ５を所定の周波数（数十ｋＨｚ程度）でオン／オフさせる。また、後者の期間では、駆動部４３はスイッチング素子Ｑ３をオフさせた状態でスイッチング素子Ｑ４を所定の周波数（数十ｋＨｚ程度）でオン／オフさせる。
【００２９】
ここで、前者の期間では負荷電圧ＶＬ１は正電圧となり、後者の期間では負荷電圧ＶＬ１は負電圧となる（図２参照）。したがって、以下の説明では、前者の期間を「正極性の期間」、後者の期間を「負極性の期間」と呼ぶものとする。正極性の期間と負極性の期間とは、一定時間（例えば３ｍｓ）毎に交代する。
【００３０】
更に、制御部４は、チョークコイルＣＨ２を流れるチョーク電流ＩＬ２を検出する電流検出部４４と、チョーク電流ＩＬ２のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部４５とを備える。ここで、チョーク電流ＩＬ２は、コンデンサＣ２によりリプル成分が取り除かれて高圧放電灯ＤＬ１を流れる負荷電流となる。このため、チョーク電流ＩＬ２を検出し、チョーク電流ＩＬ２が電流目標値となるように制御することで、負荷電流を適正に制御することができる。
【００３１】
電流検出部４４は、第１のインバータ部２の低電位側の出力端に接続される抵抗Ｒ２の両端電圧を検出することで、チョーク電流ＩＬ２を検出する。そして、電流検出部４４は、チョーク電流ＩＬ２が増大して予め設定された電流目標値に達すると、オン状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオフに切り替える指令コマンドを駆動部４３に送信する。なお、電流検出部４４は、正極性の期間の場合にはスイッチング素子Ｑ５を、負極性の期間の場合にはスイッチング素子Ｑ４をオフに切り替える指令コマンドを送信する。駆動部４３では、当該指令コマンドを受信するとオン状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオフに切り替える。これにより、チョーク電流ＩＬ２は減少し始める。
【００３２】
ゼロクロス検出部４５は、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の接続点に発生する検出電圧（すなわち、スイッチング素子Ｑ４のオフ時の両端電圧）ＶＢ１に基づいて、減少するチョーク電流ＩＬ２が零点を通過するゼロクロスを検出する。この減少するチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスを検出することは、実質的にスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出することとなる。そして、ゼロクロス検出部４５は、オフ状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５（正極性の期間ではスイッチング素子Ｑ５、負極性の期間ではスイッチング素子Ｑ４）をオンに切り替える指令コマンドを駆動部４３に送信する。駆動部４３では、当該指令コマンドを受信するとオフ状態にある何れかのスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンに切り替える。これにより、チョーク電流ＩＬ２は再び増大し始める。上記の動作を繰り返すことで、チョーク電流ＩＬ２が電流目標値となるように制御され、結果として負荷電流を適正に制御することができる。
【００３３】
以下、本実施形態の基本的な動作について図２を用いて説明する。なお、図２は高圧放電灯ＤＬ１が非点灯状態から安定した点灯状態に至るまでの各部の波形図を示している。先ず、高圧放電灯ＤＬ１が非点灯状態のときに、図示しない点灯スイッチが投入されて電源がオンになると、制御部４の入力電圧制御部４１が制御動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１を数十ｋＨｚ程度でオン／オフさせるスイッチング制御を行う。これにより、第１のコンバータ部２からは、高圧放電灯ＤＬ１の非点灯時及び点灯時の何れにおいても、電源電圧を昇圧した直流電圧（入力電圧Ｖ１）が出力される。ここで、第１のコンバータ部２は、入力力率を高めることで入力電流歪みを抑制している。
【００３４】
入力電圧Ｖ１が所定の電圧値に達すると、制御部４の駆動部４３が動作を開始する。この時点では、まだ高圧放電灯ＤＬ１は点灯しておらず、その等価インピーダンスは無限大に近い高インピーダンスとなっている。また、駆動部４３の動作モードは始動モードとなっている。駆動部４３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンの期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンの期間とを所定の周波数ｆ０（数百ｋＨｚ程度）で交番させる。ここで、当該周波数ｆ０は共振回路３０の共振周波数に近い周波数であり、正弦波状の高電圧がパルストランスＰＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する。１次巻線Ｎ１で発生した高電圧は、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との巻数比に基づいて昇圧され、昇圧された電圧がコンデンサＣ２を介して高圧放電灯ＤＬ１に印加される。これにより、高圧放電灯ＤＬ１が絶縁破壊されて始動する。このとき、高圧放電灯ＤＬ１は短絡に近い低インピーダンスとなるため、負荷電圧ＶＬ１は略０Ｖまで低下する。
【００３５】
一方、負荷状態検出部４２では、負荷電圧ＶＬ１が所定の閾値を超えるか否かに基づいて高圧放電灯ＤＬ１の点灯・非点灯を判別している。すなわち、負荷電圧ＶＬ１が所定の閾値を上回っている場合には、負荷状態検出部４２は高圧放電灯ＤＬ１が非点灯状態にあると判別し、その出力電圧はハイレベルとなる。一方、負荷電圧ＶＬ１が所定の閾値を下回っている場合には、負荷状態検出部４２は高圧放電灯ＤＬ１が点灯状態にあると判別し、その出力電圧はローレベルとなる。
【００３６】
ここで、高圧放電灯ＤＬ１の始動により、上記のように負荷電圧ＶＬ１が略０Ｖまで低下することで所定の閾値を下回るので、負荷状態検出部４２は高圧放電灯ＤＬ１が点灯したと判別し、その出力電圧がローレベルとなって駆動部４３に入力される。このローレベルの電圧信号を受けて、駆動部４３では動作モードを始動モードから安定点灯モードに切り替える。
【００３７】
安定点灯モードにおいては、既に述べたように、駆動部４３は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオン／オフさせる期間と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフさせる期間とを所定の周波数ｆ１（数百Ｈｚ程度）で交番させる。したがって、高圧放電灯ＤＬ１には周波数ｆ１の矩形波交流電圧が印加される。そして、高圧放電灯ＤＬ１は、始動直後では負荷電圧ＶＬ１が低いが、放電灯内部が高温・高圧になるにつれて負荷電圧ＶＬ１が上昇して定格電圧に至り、安定した点灯状態となる。なお、駆動部４３では、前述のように高圧放電灯ＤＬ１に適正な負荷電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の駆動周波数及びオン期間を制御する。このため、高圧放電灯ＤＬ１に適正な電力が供給され、安定した点灯状態が持続される。
【００３８】
ところで、チョーク電流ＩＬ２の制御方式としては、電流連続モードと、電流臨界モードとが一般的に知られている。電流連続モードは、チョーク電流ＩＬ２がゼロとならないようにスイッチング制御する制御方式であり、電流臨界モードは、チョーク電流ＩＬ２がゼロとなるタイミングでスイッチング素子をオンに切り替えるようにスイッチング制御する制御方式である。高圧放電灯ＤＬ１の安定点灯時においては、スイッチング損失が小さい電流臨界モードでチョーク電流ＩＬ２を制御することが一般的であり、本実施形態においても、チョーク電流ＩＬ２を電流臨界モードで制御する。
【００３９】
以下、電流臨界モードにおける検出電圧ＶＢ１及びチョーク電流ＩＬ２の振る舞いについて図面を用いて説明する。正極性の期間では、スイッチング素子Ｑ５がオンに切り替わると、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→チョークコイルＣＨ２→スイッチング素子Ｑ５→コンデンサＣ１のループで電流が流れる。これにより、チョークコイルＣＨ２にエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑ５がオフに切り替わると、チョークコイルＣＨ２に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、チョークコイルＣＨ２→スイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオード）→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→チョークコイルＣＨ２のループで電流が流れる。
【００４０】
負極性の期間では、スイッチング素子Ｑ４がオンに切り替わると、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→チョークコイルＣＨ２→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ３→コンデンサＣ１のループで電流が流れる。これにより、チョークコイルＣＨ２にエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑ４がオフに切り替わると、チョークコイルＣＨ２に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、チョークコイルＣＨ２→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ５（寄生ダイオード）→チョークコイルＣＨ２のループで電流が流れる。
【００４１】
そして、チョークコイルＣＨ２に蓄積されたエネルギーが放出されると、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５とで決定される周波数で自由振動が発生する。したがって、チョークコイルＣＨ２の両端に印加されるチョーク電圧ＶＬ２は振動し、また、チョーク電流ＩＬ２もゼロ付近で振動する（図３参照）。
【００４２】
このとき、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の接続点で発生する検出電圧ＶＢ１も振動し、その振幅は時間の経過に伴って徐々に減衰していく。この検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は、負荷電圧ＶＬ１の約２倍に相当する。例えば、負荷電圧ＶＬ１が８２Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６４Ｖとなる（図４（ａ）参照）。一方、例えば負荷電圧ＶＬ１が２４Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約４８Ｖと小さくなる（図４（ｂ）参照）。なお、電流臨界モードで制御する際には、高圧放電灯ＤＬ１は安定点灯状態であるため、負荷電圧ＶＬ１はほぼ一定電圧となっている。
【００４３】
ここで、電流臨界モードにおいて、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のスイッチング損失が最も小さくなるタイミングは、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５を流れる電流（換言すれば、チョーク電流ＩＬ２）がゼロとなる時である。そして、チョーク電流ＩＬ２がゼロとなるタイミングは、検出電圧ＶＢ１の振動成分がピーク（正極性の期間では極小値、負極性の期間では極大値）に達する時に等しい。したがって、従来では、図５（ａ）に示すように、検出電圧ＶＢ１のピーク付近を閾値Ｖｔｈ０として設定し、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ０を超えるとチョーク電流ＩＬ２がゼロクロスしたものとして判定していた。
【００４４】
但し、閾値Ｖｔｈ０を一定値に設定すると、図５（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１が変化した場合には、検出電圧ＶＢ１がピークに達する前に閾値Ｖｔｈ０を超えてしまい、チョーク電流ＩＬ２のゼロクロスを検出するタイミングがずれてしまう。そこで、既に述べたように、特許文献１に記載の従来例では、負荷電圧ＶＬ１の変化に伴って閾値Ｖｔｈ０を変化させることで上記の問題を解決していた。
【００４５】
しかしながら、既に述べたように、負荷電圧ＶＬ１のピーク付近に閾値Ｖｔｈ０を設定した場合には、負荷電圧ＶＬ１の変動によって検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ０を超えず、スイッチング素子をオンに切り替えることができない可能性があった。このようにスイッチング素子をオンに切り替えることができない場合には、スイッチング制御が行われずに高圧放電灯ＤＬ１が消灯してしまう虞がある。これを回避するためには、検出電圧ＶＢ１がそのピークに達する前に閾値Ｖｔｈ０を超えるように余裕を持って閾値Ｖｔｈ０を設定する必要があり、この場合にはスイッチング損失を十分には低減することができない。
【００４６】
ところで、検出電圧ＶＢ１の周期Ｔ１は、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２、及びスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５を用いて次式で表される。
【００４７】
Ｔ１＝２π√｛Ｌ２・（ＣＱ４＋ＣＱ５）｝
すなわち、検出電圧ＶＢ１について、その振幅は負荷電圧ＶＬ１に依存するものの、その振動周期Ｔ１は負荷電圧ＶＬ１に依存しない。ここで、検出電圧ＶＢ１が変曲点を通過した時点からピークに達する時点までの時間ＴＤ１は、次式で表される。
【００４８】
ＴＤ１＝Ｔ１／４
したがって、当該時間ＴＤ１も負荷電圧ＶＬ１に依存しないため、検出電圧ＶＢ１が変曲点を通過した時点さえ検出できれば、その時点から時間ＴＤ１だけ経過した時点を、検出電圧ＶＢ１がピークに達する時点として検出することができる。
【００４９】
そこで、本実施形態のゼロクロス検出部４５は、検出電圧ＶＢ１の振動の変曲点を閾値Ｖｔｈ１（正極性の期間の場合），Ｖｔｈ２（負極性の期間の場合）として設定する検出回路４５Ａを備える。検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値を超えると検出信号を出力する。また、ゼロクロス検出部４５は、所定の遅延時間ＴＤ１を発生させる遅延回路４５Ｂを備える。そして、駆動部４３は、検出信号の出力された時点から遅延時間ＴＤ１が経過するとスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の何れか（正極性の期間ではスイッチング素子Ｑ５、負極性の期間ではスイッチング素子Ｑ４）をオンに切り替える。
【００５０】
以下、本実施形態におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出方法について説明する。
【００５１】
先ず、正極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図６（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。なお、以下の説明では、入力電圧Ｖ１は２６０Ｖとする。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、２６０−１６０／２＝１８０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ１を１８０Ｖに設定する。また、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、２６０−１００／２＝２１０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ１を２１０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１に基づいて閾値Ｖｔｈ１を設定する（図６（ｂ）参照）。
【００５２】
遅延部４５Ｂでは、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２、及びスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５で決定される周期Ｔ１に基づいて遅延時間ＴＤ１を設定する。この遅延時間ＴＤ１は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図６（ｃ）参照）。
【００５３】
そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１を下回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ１が経過した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極小値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替えることができる。
【００５４】
次に、負極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図７（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、１６０／２＝８０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ２を８０Ｖに設定する。負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の変曲点は、１００／２＝５０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合における閾値Ｖｔｈ２を５０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１に基づいて閾値Ｖｔｈ２を設定する（図７（ｂ）参照）。
【００５５】
遅延部４５Ｂでは、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２、及びスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５各々に寄生するドレイン−ソース間の寄生容量ＣＱ４，ＣＱ５で決定される周期Ｔ１に基づいて遅延時間ＴＤ１を設定する。この遅延時間ＴＤ１は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図７（ｃ）参照）。
【００５６】
そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ２を上回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ１が経過した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極大値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替えることができる。
【００５７】
上述のように、本実施形態では、ゼロクロス検出部４５において検出電圧ＶＢ１が検出信号を出力した時点から遅延時間ＴＤ１を経過した時点でスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の何れかをオンに切り替えている。したがって、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を検出電圧ＶＢ１のピーク付近に設定する必要がないので、負荷電圧ＶＬ１が小さく検出電圧ＶＢ１の振動の振幅も小さい場合においても十分検出できるような値に設定することができる。これにより、負荷電圧ＶＬ１の変動によって検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を超えずにスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンに切り替えることができない事態を回避することができる。そして、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２と遅延時間ＴＤ１とを適宜設定すれば、スイッチング損失を十分に低減することのできるタイミングでスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の何れかをオンに切り替えることができる。
【００５８】
特に、本実施形態では、負荷電圧ＶＬ１に基づいて閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を検出電圧ＶＢ１の振動の変曲点に設定し、遅延時間ＴＤ１を検出電圧ＶＢ１の振動周期Ｔ１の１／４に設定している。このため、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を検出電圧ＶＢ１が超えるように余裕を持って設定することができ、且つ検出電圧ＶＢ１がピークに達する時点、すなわちスイッチング損失が最も小さいタイミングでスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンに切り替えることができる。
【００５９】
また、スイッチング損失を十分に低減できることから、回路部品としてスイッチング損失による発熱に耐え得る耐熱性の高い部品を選定する必要がないので、耐熱性の低い安価な回路部品を選定することで、回路部品の小型化及び低コスト化を図ることができる。結果として、放電灯点灯装置全体の小型化及び低コスト化も図ることができる。
【００６０】
（実施形態２）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成及び動作は実施形態１と共通であるので、共通する点については説明を省略する。また、本実施形態では、図８に示すように、整流部１及び第１のコンバータ部２を直流電源ＤＣ１とし、制御部４の入力電圧検出部４０及び入力電圧制御部４１は要旨ではないので図示を省略する。
【００６１】
実施形態１では、遅延時間を一定とし、負荷電圧に基づいて閾値を変化させていたが、本実施形態では、閾値を一定とし、負荷電圧に基づいて遅延時間を変化させることに特徴がある。本実施形態は、図８に示すように、負荷状態検出部４２に遅延回路４５Ｂを接続しており、遅延回路４５Ｂでは、負荷状態検出部４２で検出された負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定する。なお、遅延時間ＴＤ２を負荷電圧ＶＬ１に基づいて変化させることは、マイコンを制御回路として用いることで簡単に実現することができる。
【００６２】
以下、本実施形態におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出方法について説明する。
【００６３】
先ず、正極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図９（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。なお、以下の説明では、入力電圧Ｖ１は２６０Ｖとする。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極小値は、２６０−１６０＝１００Ｖと想定される。また、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極小値は、２６０−１００＝１６０Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合においても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ１を１８０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、想定される最も小さい負荷電圧ＶＬ１であっても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ１を設定する。この閾値Ｖｔｈ１は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図９（ｃ）参照）。
【００６４】
遅延部４５Ｂでは、図９（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定する。例えば、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約２２０ｎｓに設定し、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約１４０ｎｓに設定する。すなわち、負荷電圧ＶＬ１が増大するにつれて遅延時間ＴＤ２が長くなるように設定する。
【００６５】
そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ１を下回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ２が経過した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極小値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ５をオンに切り替えることができる。
【００６６】
次に、負極性の期間におけるチョーク電流ＩＬ２のゼロクロスの検出について図１０（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１６０Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極大値は１６０Ｖと想定される。また、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、検出電圧ＶＢ１の１回目の振動における振幅は約１００Ｖとなる。したがって、この場合の検出電圧ＶＢ１の極大値は１００Ｖと想定される。そこで、検出回路４５Ａでは、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合においても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ２を８０Ｖに設定する。このように、検出回路４５Ａでは、想定される最も小さい負荷電圧ＶＬ１であっても検出電圧ＶＢ１を検出できるように、閾値Ｖｔｈ２を設定する。この閾値Ｖｔｈ２は、負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定される（図１０（ｃ）参照）。
【００６７】
遅延部４５Ｂでは、図１０（ｂ）に示すように、負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定する。例えば、負荷電圧ＶＬ１が８０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約２２０ｎｓに設定し、負荷電圧ＶＬ１が５０Ｖの場合には、遅延時間ＴＤ２を約１４０ｎｓに設定する。すなわち、負荷電圧ＶＬ１が増大するにつれて遅延時間ＴＤ２が長くなるように設定する。
【００６８】
そして、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ２を上回ると、検出信号を出力する。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ２が経過した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極大値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ４をオンに切り替えることができる。
【００６９】
上述のように、本実施形態では、検出回路４５Ａでは閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を一定値に設定し、遅延回路４５Ｂでは負荷電圧ＶＬ１に基づいて遅延時間ＴＤ２を設定している。したがって、実施形態１と同様の効果を奏することができ、また、閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を負荷電圧ＶＬ１に依らず一定値に設定しているので、実施形態１と比べて検出回路４５Ａを簡素に構成することができる。
【００７０】
（実施形態３）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態３について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成及び動作は実施形態２と共通であるので、共通する点については説明を省略する。
【００７１】
実施形態２では、第２のコンバータ部３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５から構成されるフルブリッジ回路が降圧チョッパ回路を兼ねる構成であった。一方、本実施形態は、図１１に示すように、第２のコンバータ部３を１つのスイッチング素子Ｑ６のみを有する一般的な降圧チョッパ回路で構成している。
【００７２】
第２のコンバータ部３は、図１１に示すように、例えばＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ６と、チョークコイルＣＨ２と、ダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣ２とを有する所謂降圧チョッパ回路である。そして、第２のコンバータ部３の平滑コンデンサＣ２の両端電圧が高圧放電灯ＤＬ１に印加される。なお、スイッチング素子Ｑ６は逆導通型のスイッチング素子であり、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ６の寄生ダイオードにより逆導通を実現している。
【００７３】
ここで、スイッチング素子Ｑ６のオン／オフは実施形態２のスイッチング素子Ｑ４のオン／オフに相当し、ダイオードＤ２はオフ状態のスイッチング素子Ｑ５に相当する。というのも、実施形態２の負極性の期間では、スイッチング素子Ｑ５はオフ状態であり、寄生ダイオードとして機能しているからである。したがって、本実施形態では、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ２と、スイッチング素子Ｑ６に寄生するコンデンサの寄生容量ＣＱ６と、ダイオードＤ２に寄生するコンデンサの寄生容量ＣＤ２とで決定される周波数で自由振動が発生する。
【００７４】
本実施形態の検出回路４５Ａは、スイッチング素子Ｑ６とダイオードＤ２との接続点に発生する電圧を検出電圧ＶＢ１として検出する。そして、実施形態２と同様に、ゼロクロス検出回路４５において、検出回路４５Ａは、検出電圧ＶＢ１が閾値Ｖｔｈ２を上回ると検出信号を出力し、遅延回路４５Ｂは、負荷電圧ＶＬ１に基づく遅延時間ＴＤ２を発生させる。駆動部４３では、検出信号を受信すると、検出信号の出力された時点から遅延回路４５Ｂで設定された遅延時間ＴＤ２が経過した時点でスイッチング素子Ｑ６をオンに切り替える。これにより、駆動部４３は、検出電圧ＶＢ１がピーク（極大値）に達した時点でスイッチング素子Ｑ６をオンに切り替えることができる。
【００７５】
上述のように、本実施形態においても実施形態２と同様の効果を奏することができる。
【００７６】
上記各実施形態の放電灯点灯装置は、例えば図１２（ａ）〜（ｃ）に示すような照明器具に採用することができる。図１２（ａ）〜（ｃ）に示す照明器具は、上記各実施形態の何れかの放電灯点灯装置が収納される電子バラスト６と、当該放電灯点灯装置により点灯される高圧放電灯ＤＬ１が装着される器具本体７とを備えている。なお、図１２（ａ）に示す照明器具はダウンライトであり、図１２（ｂ），（ｃ）に示す照明器具はスポットライトである。
【００７７】
このような照明器具によれば、スイッチング素子の誤動作の可能性を排除しつつスイッチング損失を十分に低減することができる。なお、これらの照明器具は単独で用いるのみならず、複数を組み合わせて照明システムを構築してもよい。
【符号の説明】
【００７８】
１ 整流部（直流電源）
２ 第１のコンバータ部（直流電源）
３ 第２のコンバータ部（スイッチング部）
３０ 共振回路
４２ 負荷状態検出部（負荷電圧検出部）
４３ 駆動部
４５ ゼロクロス検出部
４５Ａ 検出回路
４５Ｂ 遅延回路
Ｃ３ コンデンサ
ＤＬ１ 高圧放電灯
ＰＴ１ パルストランス（インダクタ）
Ｑ２〜Ｑ５ スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と放電灯との間に接続されて前記放電灯に供給する電力を調整するスイッチング部と、前記スイッチング部を構成する逆導通型のスイッチング素子のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、前記ゼロクロス検出部でゼロクロスを検出すると前記スイッチング素子をオンに切り替える駆動部とを備え、前記ゼロクロス検出部は、前記スイッチング素子のオフ時の両端電圧を検出し、当該検出電圧が閾値を超えると検出信号を出力する検出回路と、所定の遅延時間を発生させる遅延回路とを備え、前記駆動部は、前記検出信号の出力された時点から前記遅延時間が経過すると前記スイッチング素子をオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記閾値は、前記検出電圧の振動の変曲点に設定され、前記所定時間は、前記閾値と前記検出電圧の振動の振動周期に基づいて設定されることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記放電灯に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出部を備え、前記ゼロクロス検出部は、前記閾値又は前記所定時間の少なくとも何れか一方を前記負荷電圧に基づいて変化させることを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記スイッチング部は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の直列回路とを並列に接続したフルブリッジ回路から成り、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点との間には、前記放電灯が装着されるソケットと、インダクタ及びコンデンサを少なくとも有する共振回路との直列回路が接続され、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を所定の周波数で駆動し、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子を前記所定の周波数よりも高い周波数で駆動することで、前記直流電源の出力電圧を矩形波交流に変換することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れか１項に記載の放電灯点灯装置と、前記放電灯点灯装置により点灯される前記放電灯が装着される器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。
【請求項１】
直流電源と放電灯との間に接続されて前記放電灯に供給する電力を調整するスイッチング部と、前記スイッチング部を構成する逆導通型のスイッチング素子のオフ時に流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、前記ゼロクロス検出部でゼロクロスを検出すると前記スイッチング素子をオンに切り替える駆動部とを備え、前記ゼロクロス検出部は、前記スイッチング素子のオフ時の両端電圧を検出し、当該検出電圧が閾値を超えると検出信号を出力する検出回路と、所定の遅延時間を発生させる遅延回路とを備え、前記駆動部は、前記検出信号の出力された時点から前記遅延時間が経過すると前記スイッチング素子をオンに切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記閾値は、前記検出電圧の振動の変曲点に設定され、前記所定時間は、前記閾値と前記検出電圧の振動の振動周期に基づいて設定されることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記放電灯に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出部を備え、前記ゼロクロス検出部は、前記閾値又は前記所定時間の少なくとも何れか一方を前記負荷電圧に基づいて変化させることを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記スイッチング部は、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の直列回路とを並列に接続したフルブリッジ回路から成り、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点と、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点との間には、前記放電灯が装着されるソケットと、インダクタ及びコンデンサを少なくとも有する共振回路との直列回路が接続され、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を所定の周波数で駆動し、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子を前記所定の周波数よりも高い周波数で駆動することで、前記直流電源の出力電圧を矩形波交流に変換することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れか１項に記載の放電灯点灯装置と、前記放電灯点灯装置により点灯される前記放電灯が装着される器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１２−２４３６２０（Ｐ２０１２−２４３６２０Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１０日（２０１２．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１３５０７（Ｐ２０１１−１１３５０７）
【出願日】平成２３年５月２０日（２０１１．５．２０）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１０日（２０１２．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月２０日（２０１１．５．２０）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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