昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータおよび電源駆動用半導体集積回路
【課題】昇圧した電圧が発生していない場合にも起動が円滑に行なえるとともに、消費電流の増加を抑制して電池を入力電源とする場合に電池の消耗を遅くすることができる昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】電圧入力端子と出力端子との間にインダクタと整流素子が直列形態に接続され、インダクタに電流を流す駆動素子（ＳＷ１）と出力側からのフィードバック電圧に応じて駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路（１０）とを備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧入力端子にアノード端子が接続されカソード端子が制御回路の電源電圧端子に接続された第１ダイオード（Ｄ２）と出力端子にアノード端子が接続されカソード端子が制御回路の電源電圧端子に接続された第２ダイオード（Ｄ３）とを有する電源切替え回路（３０）を設け、入力電圧または出力電圧のうち高い方の電圧を制御回路へ電源電圧として供給するように構成した。
【解決手段】電圧入力端子と出力端子との間にインダクタと整流素子が直列形態に接続され、インダクタに電流を流す駆動素子（ＳＷ１）と出力側からのフィードバック電圧に応じて駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路（１０）とを備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧入力端子にアノード端子が接続されカソード端子が制御回路の電源電圧端子に接続された第１ダイオード（Ｄ２）と出力端子にアノード端子が接続されカソード端子が制御回路の電源電圧端子に接続された第２ダイオード（Ｄ３）とを有する電源切替え回路（３０）を設け、入力電圧または出力電圧のうち高い方の電圧を制御回路へ電源電圧として供給するように構成した。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に電池を電源とするスイッチングレギュレータ形式のＤＣ−ＤＣコンバータに適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯用電子機器には、電源として電池が用いられている。このような携帯用電子機器では、モータを回転させたり電子部品を駆動したりするため、電池電圧よりも高い電圧が必要になることがある。そのような場合、一般には、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが使用される。
【０００３】
従来、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば図３に示すようなスイッチングレギュレータが知られている。このスイッチングレギュレータは、スイッチングトランジスタＭ１をオンさせてコイルＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積し、Ｍ１をオフさせることでコイルからエネルギーを放出させ、ダイオードＤ１で整流して出力端子に接続されているコンデンサに電荷を供給して昇圧した電圧を発生する。
【０００４】
さらに、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧してＰＷＭ（パルス幅変調）コンパレータなどを有する制御回路ＣＮＴへフィードバックし、制御回路ＣＮＴは出力電圧Ｖｏｕｔが下がると制御パルスのパルス幅を広げてＭ１がオンされる時間を長くし、出力電圧Ｖｏｕｔが上がると制御パルスのパルス幅を狭めてＭ１がオンされる時間を短くすることで出力電圧Ｖｏｕｔを一定にするというものであり、入力電圧Ｖｉｎの数倍の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることが可能である。
【特許文献１】特開２０００−１０２２４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
携帯用電子機器によっては、１本の電池を電源として使用しそれを昇圧して制御回路や電子部品を動作させるように構成されるものがある。かかる機器においては、電池が消耗して電圧が下がったとしてもスイッチングレギュレータを安定して動作させることができるようにするため、スイッチングレギュレータの制御回路に出力側の昇圧した電圧を供給して動作させるように構成することがある。
【０００６】
しかしながら、図３に示すようなスイッチングレギュレータにおいては、コイルＬ１−ダイオードＤ１を介して入力電圧が制御回路ＣＮＴに供給されるため、まだ昇圧した電圧が発生していない起動開始時には、ダイオードＤ１の順方向電圧およびコイルＬ１の電圧降下分だけ低い電圧しか制御回路ＣＮＴに供給されないため、スイッチングレギュレータの起動が円滑に行なえないおそれがある。
【０００７】
なお、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力直流電圧と出力直流電圧との電圧値を比較し、入力直流電圧が出力直流電圧よりも大きい昇圧動作以前は昇圧回路に入力直流電圧を供給して昇圧回路を起動し、出力直流電圧が入力直流電圧以上となる昇圧動作後には入力直流電圧に代えて出力直流電圧を昇圧回路に供給して昇圧動作を継続させる供給電源切り替え手段を設けるようにした発明が提案されている（特許文献１参照）。
【０００８】
特許文献１に開示されている発明は、供給電源切り替え手段として一対のスイッチＭＯＳＦＥＴを使用するとともに、このスイッチＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御するために電圧比較回路や論理回路を設けている。そのため、制御回路のチップサイズが増大しコストアップを招くとともに、これらの付加回路の消費電流分だけ制御回路全体の消費電流が増加するため、電池を入力電源とするスイッチングレギュレータでは電池の消耗が早くなるという不具合がある。
【０００９】
この発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、昇圧した電圧が発生していない場合にも起動が円滑に行なえる安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、上記目的を達成するため、直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に、インダクタと整流素子が直列形態に接続され、前記インダクタと整流素子との接続ノードに結合され前記インダクタに電流を流す駆動素子と、出力側からのフィードバック電圧に応じて前記駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路と、を備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記電圧入力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第１ダイオードと、前記出力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第２ダイオードと、を有する電源切替え回路を備え、前記電源切替え回路は、前記電圧入力端子の電圧または前記出力端子の電圧のうち高い方の電圧を前記制御回路へ電源電圧として供給するように構成したものである。
【００１１】
上記のような構成によれば、制御回路を起動して昇圧動作を開始する前は出力電圧よりも電位の高い入力電圧が電源電圧として制御回路に供給されるため、制御回路の起動が円滑に行なえる。また、制御回路の起動が円滑に行なえるため、電池を入力電源とする場合には電池電圧が下がっても起動できるとともに、入力電源に電池以外の直流電源を使用する場合にも、入力電圧の低電圧化が可能となる。
【００１２】
ここで、望ましくは、前記制御回路は半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは外部素子として前記半導体集積回路に接続されるように構成する。これにより、電源切替え回路を備えていない従来の制御回路を使用したシステムにおいても自動的に高い方の電圧を電源電圧として供給することができる。
【００１３】
前記制御回路は半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは前記半導体チップと同一のチップ上に形成したものを使用するように構成しても良い。これにより、コンバータを構成する部品点数を減らしシステムの小型化およびコストダウンが可能となる。
【００１４】
また、望ましくは、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは、ショットキダイオードとする。ショットキダイオードは順方向電圧が小さいため、電圧降下の少ない電圧を電源電圧として制御回路に供給することができる。
【００１５】
さらに、前記駆動素子は、前記半導体チップと同一のチップ上に形成したものを使用するのが望ましい。これにより、コンバータを構成する部品点数をさらに減らし、システムのより一層の小型化およびコストダウンが可能となる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に従うと、昇圧した電圧が発生していない場合にも起動が円滑に行なえる安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１８】
図１は本発明を適用した昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す。
【００１９】
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、電池２０からの直流電圧Ｖｉｎが入力される電圧入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に直列形態に接続されたコイル（インダクタ）Ｌ１および整流用ダイオードＤ１、前記コイルＬ１とダイオードＤ１との接続ノードと接地点ＧＮＤとの間に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）からなる駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１、該駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１をオン、オフ制御するスイッチング制御回路１０、出力端子ＯＵＴと接地点との間に接続された平滑コンデンサＣ１などによって、昇圧型のスイッチングレギュレータとして構成されている。
【００２０】
ここで、特に限定されるものではないが、スイッチング制御回路１０は、１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成されている。また、出力端子ＯＵＴと接地点との間には、上記平滑コンデンサＣ１と並列に、直列形態の抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる抵抗分圧回路が接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧がスイッチング制御回路１０のフィードバック端子ＦＢに印加されるように構成されている。
【００２１】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータには、アノード端子が各々電圧入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴに接続されカソード端子が上記スイッチング制御回路１０の電源電圧端子に接続された一対のダイオードＤ２，Ｄ３からなる電源切り替え回路３０が設けられており、昇圧動作開始前のように入力電圧Ｖｉｎの方が出力電圧Ｖｏｕｔよりも高い状態では、入力電圧Ｖｉｎがスイッチング制御回路１０の電源電圧端子に供給される。
【００２２】
そして、スイッチング制御回路１０が起動されてコンバータの昇圧動作によって出力電圧Ｖｏｕｔの方が入力電圧Ｖｉｎよりも高くなると、自動的に電源供給パスが切り替わってダイオードＤ３を通して出力電圧Ｖｏｕｔがスイッチング制御回路１０の電源電圧端子に供給されるようになる。電源切り替え回路３０を構成するダイオードＤ２，Ｄ３としては、順方向電圧の小さな例えばショットキダイオードが適している。この実施形態では、ダイオードＤ２，Ｄ３としてディスクリートの素子を使用しているが、スイッチング制御回路１０が形成されている半導体チップ上に形成された素子を用いることも可能である。
【００２３】
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電源として０．９〜１．５Ｖのような電圧の電池を想定しており、この電池電圧を昇圧して５Ｖのような出力電圧として出力するように構成される。この場合、整流用ダイオードＤ１も電源切替え用のダイオードＤ２，Ｄ３も５Ｖ以上の耐圧が必要である。上述したように、Ｄ２，Ｄ３としてオンチップのダイオードを使用するようにしたとしても、そのような耐圧の素子は実現可能である。
【００２４】
コイルＬ１と直列に接続されている整流用ダイオードＤ１は、ＰＮ接合ダイオードでもショットキダイオードでもよい。出力端子ＯＵＴに接続される負荷の抵抗が小さい場合、整流用ダイオードＤ１には数ｍＡの電流が流れることがあるが、スイッチング制御回路１０の消費電流は数μＡのオーダーである。また、ショットキダイオードの順方向電圧は流れる電流に比例する。
【００２５】
そのため、整流用ダイオードＤ１に電源切替え用のダイオードＤ２，Ｄ３と同様にショットキダイオードを使用したとしても、図３のように整流用ダイオードＤ１を通して入力電圧Ｖｉｎをスイッチング制御回路１０に電源として供給する場合よりも、本実施例のように電源切替え用のダイオードＤ２を通して入力電圧Ｖｉｎをスイッチング制御回路１０に電源として供給する方が、電圧降下量を小さくしてその分高い電源電圧を供給することが可能である。
【００２６】
なお、スイッチング制御回路１０は、例えば図２に示すように、上記フィードバック端子ＦＢの電圧と参照電圧Ｖｒｅｆとの電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプＥＲＲ−ＡＭＰや、誤差アンプの出力と所定の周波数の三角波もしくは鋸波を入力とし前記駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１を制御する駆動パルスを生成するＰＷＭ（パルス幅変調）コンパレータＰＷＭ−ＣＭＰ、ＰＷＭパルスに応じてトランジスタＳＷ１の駆動パルスを生成し出力するドライバＤＲＶなどを備え、フィードバック電圧に応じて出力電圧が高いときは出力駆動パルスのパルス幅を狭くしフィードバック電圧が低いときはパルス幅を広くするような制御を行なうように構成される。
【００２７】
スイッチングトランジスタＳＷ１は上記駆動パルスによって間歇的にオンされてコイルＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積し、ＳＷ１がオフされるとコイルからエネルギーを放出させ、ダイオードＤ１で整流して出力端子に接続されているコンデンサＣ１に電荷を供給して、電池からの入力電圧を昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを発生させる。また、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２からの電圧に基づくフィードバック制御により、負荷が変動しても出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保持することができる。
【００２８】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、フィードバック電圧を生成する分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２として外部素子を使用しているが、スイッチング制御回路１０が形成されている半導体チップ上に形成された素子を用いることも可能である。
【００２９】
また、前記実施形態では、誤差アンプＥＲＲ−ＡＭＰの後段にＰＷＭコンパレータＰＷＭ−ＣＭＰを設けて、スイッチング制御回路１０がＰＷＭ制御で駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１の制御パルスを生成すると説明したが、ＰＦＭ（パルス周波数変調）制御で制御パルスを生成するものであっても良い。
【００３０】
さらに、前記実施形態においては、駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１を外付け素子として制御用ＩＣに接続するように構成したものを示したが、スイッチング制御回路１０が形成されたＩＣのチップ内に形成した素子を使用するように構成しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
以上の説明では、本発明を、コイルと直列に接続される整流素子としてダイオードを使用したダイオード整流型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用したものを説明したが、ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴを使用した同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明を適用した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータを構成するスイッチング制御回路の一例を示す回路構成図である。
【図３】従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
【００３３】
１０ スイッチング制御回路
２０ 入力電源（電池）
３０ 電源切替え回路
Ｌ１ コイル（インダクタ）
Ｄ１ 整流用ダイオード
Ｄ２，Ｄ３ 電源切替え用ダイオード
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＳＷ１ コイル駆動用スイッチングトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ 出力の分圧抵抗
ＥＲＲ−ＡＭＰ 誤差アンプ
ＰＷＭ−ＣＭＰ ＰＷＭコンパレータ
ＤＲＶ ドライバ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に電池を電源とするスイッチングレギュレータ形式のＤＣ−ＤＣコンバータに適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯用電子機器には、電源として電池が用いられている。このような携帯用電子機器では、モータを回転させたり電子部品を駆動したりするため、電池電圧よりも高い電圧が必要になることがある。そのような場合、一般には、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが使用される。
【０００３】
従来、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば図３に示すようなスイッチングレギュレータが知られている。このスイッチングレギュレータは、スイッチングトランジスタＭ１をオンさせてコイルＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積し、Ｍ１をオフさせることでコイルからエネルギーを放出させ、ダイオードＤ１で整流して出力端子に接続されているコンデンサに電荷を供給して昇圧した電圧を発生する。
【０００４】
さらに、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧してＰＷＭ（パルス幅変調）コンパレータなどを有する制御回路ＣＮＴへフィードバックし、制御回路ＣＮＴは出力電圧Ｖｏｕｔが下がると制御パルスのパルス幅を広げてＭ１がオンされる時間を長くし、出力電圧Ｖｏｕｔが上がると制御パルスのパルス幅を狭めてＭ１がオンされる時間を短くすることで出力電圧Ｖｏｕｔを一定にするというものであり、入力電圧Ｖｉｎの数倍の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることが可能である。
【特許文献１】特開２０００−１０２２４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
携帯用電子機器によっては、１本の電池を電源として使用しそれを昇圧して制御回路や電子部品を動作させるように構成されるものがある。かかる機器においては、電池が消耗して電圧が下がったとしてもスイッチングレギュレータを安定して動作させることができるようにするため、スイッチングレギュレータの制御回路に出力側の昇圧した電圧を供給して動作させるように構成することがある。
【０００６】
しかしながら、図３に示すようなスイッチングレギュレータにおいては、コイルＬ１−ダイオードＤ１を介して入力電圧が制御回路ＣＮＴに供給されるため、まだ昇圧した電圧が発生していない起動開始時には、ダイオードＤ１の順方向電圧およびコイルＬ１の電圧降下分だけ低い電圧しか制御回路ＣＮＴに供給されないため、スイッチングレギュレータの起動が円滑に行なえないおそれがある。
【０００７】
なお、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力直流電圧と出力直流電圧との電圧値を比較し、入力直流電圧が出力直流電圧よりも大きい昇圧動作以前は昇圧回路に入力直流電圧を供給して昇圧回路を起動し、出力直流電圧が入力直流電圧以上となる昇圧動作後には入力直流電圧に代えて出力直流電圧を昇圧回路に供給して昇圧動作を継続させる供給電源切り替え手段を設けるようにした発明が提案されている（特許文献１参照）。
【０００８】
特許文献１に開示されている発明は、供給電源切り替え手段として一対のスイッチＭＯＳＦＥＴを使用するとともに、このスイッチＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御するために電圧比較回路や論理回路を設けている。そのため、制御回路のチップサイズが増大しコストアップを招くとともに、これらの付加回路の消費電流分だけ制御回路全体の消費電流が増加するため、電池を入力電源とするスイッチングレギュレータでは電池の消耗が早くなるという不具合がある。
【０００９】
この発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、昇圧した電圧が発生していない場合にも起動が円滑に行なえる安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、上記目的を達成するため、直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に、インダクタと整流素子が直列形態に接続され、前記インダクタと整流素子との接続ノードに結合され前記インダクタに電流を流す駆動素子と、出力側からのフィードバック電圧に応じて前記駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路と、を備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記電圧入力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第１ダイオードと、前記出力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第２ダイオードと、を有する電源切替え回路を備え、前記電源切替え回路は、前記電圧入力端子の電圧または前記出力端子の電圧のうち高い方の電圧を前記制御回路へ電源電圧として供給するように構成したものである。
【００１１】
上記のような構成によれば、制御回路を起動して昇圧動作を開始する前は出力電圧よりも電位の高い入力電圧が電源電圧として制御回路に供給されるため、制御回路の起動が円滑に行なえる。また、制御回路の起動が円滑に行なえるため、電池を入力電源とする場合には電池電圧が下がっても起動できるとともに、入力電源に電池以外の直流電源を使用する場合にも、入力電圧の低電圧化が可能となる。
【００１２】
ここで、望ましくは、前記制御回路は半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは外部素子として前記半導体集積回路に接続されるように構成する。これにより、電源切替え回路を備えていない従来の制御回路を使用したシステムにおいても自動的に高い方の電圧を電源電圧として供給することができる。
【００１３】
前記制御回路は半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは前記半導体チップと同一のチップ上に形成したものを使用するように構成しても良い。これにより、コンバータを構成する部品点数を減らしシステムの小型化およびコストダウンが可能となる。
【００１４】
また、望ましくは、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは、ショットキダイオードとする。ショットキダイオードは順方向電圧が小さいため、電圧降下の少ない電圧を電源電圧として制御回路に供給することができる。
【００１５】
さらに、前記駆動素子は、前記半導体チップと同一のチップ上に形成したものを使用するのが望ましい。これにより、コンバータを構成する部品点数をさらに減らし、システムのより一層の小型化およびコストダウンが可能となる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に従うと、昇圧した電圧が発生していない場合にも起動が円滑に行なえる安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１８】
図１は本発明を適用した昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す。
【００１９】
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、電池２０からの直流電圧Ｖｉｎが入力される電圧入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に直列形態に接続されたコイル（インダクタ）Ｌ１および整流用ダイオードＤ１、前記コイルＬ１とダイオードＤ１との接続ノードと接地点ＧＮＤとの間に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）からなる駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１、該駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１をオン、オフ制御するスイッチング制御回路１０、出力端子ＯＵＴと接地点との間に接続された平滑コンデンサＣ１などによって、昇圧型のスイッチングレギュレータとして構成されている。
【００２０】
ここで、特に限定されるものではないが、スイッチング制御回路１０は、１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成されている。また、出力端子ＯＵＴと接地点との間には、上記平滑コンデンサＣ１と並列に、直列形態の抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる抵抗分圧回路が接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧がスイッチング制御回路１０のフィードバック端子ＦＢに印加されるように構成されている。
【００２１】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータには、アノード端子が各々電圧入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴに接続されカソード端子が上記スイッチング制御回路１０の電源電圧端子に接続された一対のダイオードＤ２，Ｄ３からなる電源切り替え回路３０が設けられており、昇圧動作開始前のように入力電圧Ｖｉｎの方が出力電圧Ｖｏｕｔよりも高い状態では、入力電圧Ｖｉｎがスイッチング制御回路１０の電源電圧端子に供給される。
【００２２】
そして、スイッチング制御回路１０が起動されてコンバータの昇圧動作によって出力電圧Ｖｏｕｔの方が入力電圧Ｖｉｎよりも高くなると、自動的に電源供給パスが切り替わってダイオードＤ３を通して出力電圧Ｖｏｕｔがスイッチング制御回路１０の電源電圧端子に供給されるようになる。電源切り替え回路３０を構成するダイオードＤ２，Ｄ３としては、順方向電圧の小さな例えばショットキダイオードが適している。この実施形態では、ダイオードＤ２，Ｄ３としてディスクリートの素子を使用しているが、スイッチング制御回路１０が形成されている半導体チップ上に形成された素子を用いることも可能である。
【００２３】
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電源として０．９〜１．５Ｖのような電圧の電池を想定しており、この電池電圧を昇圧して５Ｖのような出力電圧として出力するように構成される。この場合、整流用ダイオードＤ１も電源切替え用のダイオードＤ２，Ｄ３も５Ｖ以上の耐圧が必要である。上述したように、Ｄ２，Ｄ３としてオンチップのダイオードを使用するようにしたとしても、そのような耐圧の素子は実現可能である。
【００２４】
コイルＬ１と直列に接続されている整流用ダイオードＤ１は、ＰＮ接合ダイオードでもショットキダイオードでもよい。出力端子ＯＵＴに接続される負荷の抵抗が小さい場合、整流用ダイオードＤ１には数ｍＡの電流が流れることがあるが、スイッチング制御回路１０の消費電流は数μＡのオーダーである。また、ショットキダイオードの順方向電圧は流れる電流に比例する。
【００２５】
そのため、整流用ダイオードＤ１に電源切替え用のダイオードＤ２，Ｄ３と同様にショットキダイオードを使用したとしても、図３のように整流用ダイオードＤ１を通して入力電圧Ｖｉｎをスイッチング制御回路１０に電源として供給する場合よりも、本実施例のように電源切替え用のダイオードＤ２を通して入力電圧Ｖｉｎをスイッチング制御回路１０に電源として供給する方が、電圧降下量を小さくしてその分高い電源電圧を供給することが可能である。
【００２６】
なお、スイッチング制御回路１０は、例えば図２に示すように、上記フィードバック端子ＦＢの電圧と参照電圧Ｖｒｅｆとの電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプＥＲＲ−ＡＭＰや、誤差アンプの出力と所定の周波数の三角波もしくは鋸波を入力とし前記駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１を制御する駆動パルスを生成するＰＷＭ（パルス幅変調）コンパレータＰＷＭ−ＣＭＰ、ＰＷＭパルスに応じてトランジスタＳＷ１の駆動パルスを生成し出力するドライバＤＲＶなどを備え、フィードバック電圧に応じて出力電圧が高いときは出力駆動パルスのパルス幅を狭くしフィードバック電圧が低いときはパルス幅を広くするような制御を行なうように構成される。
【００２７】
スイッチングトランジスタＳＷ１は上記駆動パルスによって間歇的にオンされてコイルＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積し、ＳＷ１がオフされるとコイルからエネルギーを放出させ、ダイオードＤ１で整流して出力端子に接続されているコンデンサＣ１に電荷を供給して、電池からの入力電圧を昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを発生させる。また、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２からの電圧に基づくフィードバック制御により、負荷が変動しても出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保持することができる。
【００２８】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、フィードバック電圧を生成する分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２として外部素子を使用しているが、スイッチング制御回路１０が形成されている半導体チップ上に形成された素子を用いることも可能である。
【００２９】
また、前記実施形態では、誤差アンプＥＲＲ−ＡＭＰの後段にＰＷＭコンパレータＰＷＭ−ＣＭＰを設けて、スイッチング制御回路１０がＰＷＭ制御で駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１の制御パルスを生成すると説明したが、ＰＦＭ（パルス周波数変調）制御で制御パルスを生成するものであっても良い。
【００３０】
さらに、前記実施形態においては、駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１を外付け素子として制御用ＩＣに接続するように構成したものを示したが、スイッチング制御回路１０が形成されたＩＣのチップ内に形成した素子を使用するように構成しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
以上の説明では、本発明を、コイルと直列に接続される整流素子としてダイオードを使用したダイオード整流型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用したものを説明したが、ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴを使用した同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明を適用した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータを構成するスイッチング制御回路の一例を示す回路構成図である。
【図３】従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
【００３３】
１０ スイッチング制御回路
２０ 入力電源（電池）
３０ 電源切替え回路
Ｌ１ コイル（インダクタ）
Ｄ１ 整流用ダイオード
Ｄ２，Ｄ３ 電源切替え用ダイオード
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＳＷ１ コイル駆動用スイッチングトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ 出力の分圧抵抗
ＥＲＲ−ＡＭＰ 誤差アンプ
ＰＷＭ−ＣＭＰ ＰＷＭコンパレータ
ＤＲＶ ドライバ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に、インダクタと整流素子が直列形態に接続され、前記インダクタと整流素子との接続ノードに結合され前記インダクタに電流を流す駆動素子と、出力側からのフィードバック電圧に応じて前記駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路と、を備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記電圧入力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第１ダイオードと、前記出力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第２ダイオードと、を有する電源切替え回路を備え、
前記電源切替え回路は、前記電圧入力端子の電圧または前記出力端子の電圧のうち高い方の電圧を前記制御回路へ電源電圧として供給するように構成されていることを特徴とする昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは外部素子として前記半導体集積回路に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御回路は半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは前記半導体チップと同一のチップ上に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは、ショットキダイオードであることを特徴とする請求項２または３に記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記駆動素子は、前記半導体チップと同一のチップ上に形成されていることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に直列形態に接続されたインダクタと整流素子との接続ノードに結合され前記インダクタに電流を流す駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路を備えた電源駆動用半導体集積回路であって、
前記電圧入力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第１ダイオードと、前記出力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第２ダイオードと、を有する電源切替え回路を備え、
前記電源切替え回路は、前記電圧入力端子の電圧または前記出力端子の電圧のうち高い方の電圧を前記制御回路へ電源電圧として供給するように構成されていることを特徴とする電源駆動用半導体集積回路。
【請求項１】
直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に、インダクタと整流素子が直列形態に接続され、前記インダクタと整流素子との接続ノードに結合され前記インダクタに電流を流す駆動素子と、出力側からのフィードバック電圧に応じて前記駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路と、を備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記電圧入力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第１ダイオードと、前記出力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第２ダイオードと、を有する電源切替え回路を備え、
前記電源切替え回路は、前記電圧入力端子の電圧または前記出力端子の電圧のうち高い方の電圧を前記制御回路へ電源電圧として供給するように構成されていることを特徴とする昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは外部素子として前記半導体集積回路に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御回路は半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは前記半導体チップと同一のチップ上に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第１ダイオードおよび第２ダイオードは、ショットキダイオードであることを特徴とする請求項２または３に記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記駆動素子は、前記半導体チップと同一のチップ上に形成されていることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に直列形態に接続されたインダクタと整流素子との接続ノードに結合され前記インダクタに電流を流す駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路を備えた電源駆動用半導体集積回路であって、
前記電圧入力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第１ダイオードと、前記出力端子にアノード端子が接続されカソード端子が前記制御回路の電源電圧端子に接続された第２ダイオードと、を有する電源切替え回路を備え、
前記電源切替え回路は、前記電圧入力端子の電圧または前記出力端子の電圧のうち高い方の電圧を前記制御回路へ電源電圧として供給するように構成されていることを特徴とする電源駆動用半導体集積回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２００９−２５４１１０（Ｐ２００９−２５４１１０Ａ）
【公開日】平成２１年１０月２９日（２００９．１０．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−９８４０７（Ｐ２００８−９８４０７）
【出願日】平成２０年４月４日（２００８．４．４）
【出願人】（０００００６２２０）ミツミ電機株式会社 (1,651)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１０月２９日（２００９．１０．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年４月４日（２００８．４．４）
【出願人】（０００００６２２０）ミツミ電機株式会社 (1,651)
【Ｆターム（参考）】
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