歪補償装置及びこれを備えた電力増幅装置
【課題】歪補償装置におけるフィルタ係数選定に要する時間を短縮し、送信信号の電力変動への耐性の向上を図った歪補償装置を提供する。
【解決手段】送信信号とフィードバック信号により求めた誤差を求め、この誤差が最小となるフィルタ係数を選択するように制御することに特徴を有する。さらに、送信信号とフィードバック信号により求めた誤差を送信信号で正規化する。この正規化した誤差に基づき誤差が最小となるフィルタ係数を選択する。
【解決手段】送信信号とフィードバック信号により求めた誤差を求め、この誤差が最小となるフィルタ係数を選択するように制御することに特徴を有する。さらに、送信信号とフィードバック信号により求めた誤差を送信信号で正規化する。この正規化した誤差に基づき誤差が最小となるフィルタ係数を選択する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、歪補償装置及びこれを備えた電力増幅装置に関し、更に詳しくは、周波数特性の異なるイコライザフィルタ係数の効果的な設定を可能とする歪補償装置及びこれを備えた電力増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおける送信装置では、従来から電力増幅器において信号を増幅する際に生じる非線形歪の補償を行ない、飽和領域で使用することで電力増幅器の利用効率を高めている。
【０００３】
図１は、電力増幅器２００を含む非線形回路特性をフィードバックループで補償する適応プリディストータ型歪補償装置１００を示している。この適応型歪補償装置１００は、適応型歪補償アルゴリズム処理部１１０と乗算器１２０で構成されている。
【０００４】
図２Ａは、図１の電力増幅器２００の入出力電力特性を示している。入力電力と出力電力が比例特性を示す線形領域Ａ１と、出力電力が飽和状態に近づく非線形領域(実線で示した部分)Ａ２を有する。
【０００５】
適応型歪補償アルゴリズム処理部１１０は、参照信号となる送信信号３００と電力増幅器２００の無線周波（ＲＦ）出力信号３４０の一部をフィードバック信号３５０として入力し、それらの誤差が最小となるように、適応アルゴリズムを動作させて歪補償係数３２０を計算する。乗算器１２０は、送信信号３００に歪補償係数３２０を乗算した信号３３０を電力増幅器２００の入力端子に与える。
【０００６】
すなわち、歪補償装置１００は、歪補償係数３２０を予め送信信号３００に掛け合わせてから電力増幅器２００に与えることで電力増幅器２００の非線形歪を補償し、その結果、電力増幅器２００を図２Ａの“Ａ２”の領域で使用することで利用効率を高めている。
【０００７】
図２Ｂは、歪補償の効果を示しており、横軸は周波数を示し、縦軸は振幅(輻射電力又は電圧)を示している。歪補償前の輻射電力の周波数特性は実線で示されており、入力信号の帯域Ｃ２の外の帯域Ｃ１，Ｃ３にも輻射電力Ｂ１，Ｂ２が発生している。歪補償後の帯域Ｃ１，Ｃ３の輻射電力（破線）は、輻射電力Ｂ１Ａ，Ｂ２Ａに減少している。
【０００８】
このような従来の歪補償装置においては、歪補償による効果を損なわないようにするためには、非線形歪以外のアナログ回路の持つ周波数特性による影響を少なくする必要があり、電力増幅器２００を含めたアナログ回路の周波数特性の逆特性を持つようなフィルタにより等化することで、ある程度解決することができる。
【０００９】
しかしながら、アナログ回路は温度変化や経年変化によりその特性が大幅に変動するため適応的な等化器（イコライザ）が必要となる。かかる点に鑑みて、本願出願人は、先に非線形歪を有する回路の非線形特性を適応的に補償する歪補償装置を提案している（特許文献１）
図３は、かかる特許文献１に示された歪補償装置１００の基本構成を示すブロック図である。
【００１０】
図３において、歪補償装置１００は、送信信号３００である参照信号と非線形歪を有する電力増幅器２００からフィードバックされる信号３５０との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで電力増幅器２００の入力信号を制御して非線形歪みを補償する適応型歪補償部１００Ａを有する。
【００１１】
さらに、適応型歪補償部１００Ａと電力増幅器２００との間又は適応型歪補償部１００Ａの前段側に接続された適応型等化器（適応型イコライザ）１００Ｂを有している。
【００１２】
適応型等化器１００Ｂは、ディジタルフィルタ１３０と、ディジタルフィルタ１３０に設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリ１５０と、このフィルタ係数群の中からフィードバック信号の帯域外輻射電力が小さくなるようなフィルタ係数を適応的に選択して前記ディジタルフィルタ１３０に設定する適応型等化処理部１４０を有する。
【００１３】
かかる特許文献１に記載された発明では、電力増幅器２００のＲＦ出力信号３４０の一部をフィードバックしたフィードバック信号３５０として入力し、適応型等化処理部１４０で、平均帯域外輻射電力を測定し、測定された測定値をアドレスとして、予めフィルタ係数群保持用メモリ（以下単に、メモリという）１５０に保持される係数値を選択し読み出し、ディジタルフィルタ１３０に係数値を設定する。
【特許文献１】特開２００３−２９８３６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
ここで、上記の先願発明における帯域外輻射電力測定によるイコライザフィルタ選定即ち、ディジタルフィルタ１３０に対する係数選定方法では、適応型等化処理部１４０で帯域外輻射電力測定を行うためにフーリエ変換による解析を行う。
【００１５】
このために、演算回数が多くなり、フィルタ係数選定に要する時間が長くなるという問題点が存在する。また、送信信号３００の電力変動が生じた場合の追従性に乏しいこと、帯域変動が生じた場合の帯域外輻射電力測定ポイントの変更を行う必要があるという未解決の問題があった。
【００１６】
したがって、本装置の目的は、歪補償装置におけるフィルタ係数選定に要する時間を短縮し、送信信号の電力変動への耐性の向上を図った歪補償装置及びこれを備えた電力増幅装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記の課題を達成する本歪補償装置は、送信信号とフィードバック信号により誤差を求め、この誤差が最小となるフィルタ係数を選択するように制御することに特徴を有する。
【００１８】
さらに、送信信号とフィードバック信号により求めた誤差を送信信号で正規化する。この正規化した誤差に基づき誤差が最小となるフィルタ係数を選択する。
【００１９】
従って、演算回数の顕著な削減及び、フィルタ係数選定時間の短縮化が可能となる。また、制御に用いる誤差信号を送信信号で正規化するために、送信信号の電力変動に耐性のある調整動作を行うことができる。
【００２０】
さらに、送信信号とフィードバック信号を直接比較する構成であるため、信号の種類による構成の変更が無く、汎用的構成が得られるという特徴を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下に本実施の形態例を図面に従い説明する。なお、以下に説明する実施例構成は、本発明の理解を容易とするためのものであり、本発明の保護の範囲はこれらに限定されるものではない。
【００２２】
[実施例１]
図４に第１の実施例構成のブロック図を示す。図４において、歪補償装置１００は、適応型歪補償部１００Ａと、適応型等化器（イコライザ）１００Ｂを有する構成であり、かかる点においては、先に説明した特許文献1に記載の歪補償装置１００の構成と同様である。
【００２３】
本実施の形態に従う構成の特徴は、適応型等化器（イコライザ）１００Ｂの構成にある。したがって、適応型歪補償部１００Ａの機能は、先に説明したとおりであるので、かかる適応型歪補償部１００Ａの更なる説明は省略し、適応型等化器１００Ｂについて、以下に説明する。
【００２４】
すなわち、図４において、適応型等化器（イコライザ）１００Ｂは、ディジタルフィルタ１３０と、ディジタルフィルタ１３０に設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリ１５０と、このフィルタ係数群の中から演算部１７０の出力に基づきフィルタ係数を適応的に選択してディジタルフィルタ１３０に設定するフィルタ制御部１６０を有している。
【００２５】
ここで、演算部１７０は、参照信号となる送信信号３３０とフィードバック信号３５０の誤差を演算する機能を有している。
【００２６】
フィルタ制御部１６０は、演算部１７０で演算される送信信号３３０とフィードバック信号３５０の誤差に基づいて、予めメモリ１５０に保持されているフィルタ係数群の中から演算部１７０で演算される誤差が誤差最小となるようなフィルタ係数を適応的に選択して複素フィルタであるディジタルフィルタ１３０の係数を設定する。
【００２７】
このようにフィルタ係数群を予めメモリ１５０に保持しておくことで、例えば、逆特性演算型の等化器等で問題となる演算処理量を少なくすることが可能となる。ディジタルフィルタ１３０の出力信号は図示しないＤ／Ａ変換器によりデジタル/アナログ変換された後、変調器により無線周波数へアップコンバートされ、電力増幅器２００を通して無線周波数（ＲＦ）出力信号３４０として送出される。
【００２８】
図５は、メモリ１５０が保持しているフィルタ係数群で設定されるディジタルフィルタ１３０の振幅特性例を示している。この例では、特に、1次振幅偏差を補正するための振幅特性を持つ３つのフィルタの振幅特性例が示されている。送信信号３３０の帯域Ｄ２の内において、1次傾斜が無い（すなわち、一次傾斜α0 を持つ）フィルタ、Ｘ１dBの１次傾斜α1 を持つフィルタ、及びＸ２dBの１次傾斜α2 を持つフィルタの振幅特性例が示されている。
【００２９】
これらのフィルタの帯域外（帯域Ｄ１，Ｄ３）の振幅特性は、例えば、レイズドコサイン等の緩やかなカーブに従うような振幅特性を持つ。これらのフィルタは、予め設計され、そのフィルタ係数はメモリ１５０に保持されている。
【００３０】
振幅の帯域内傾斜の範囲（Ｘ１dB〜Ｘ２dB）、及び傾斜の変化の幅を表す傾斜ステップサイズ（ΔdB）は、使用するメモリ容量や非線形歪回路（電力増幅器２００）の周波数特性の変化量等に対応して決定する。
【００３１】
例えば、傾斜範囲が‐２〜+２dB、傾斜ステップサイズΔ＝0.05dBのとき、メモリ１５０に保持されるフィルタ係数は８１個(=（|Ｘ１|+|Ｘ２|）/Δ+１)となる。
【００３２】
電力増幅器３４０を含む非線形歪回路の周波数特性が、ディジタルフィルタ１３０によって等化されるとき、フィードバック信号３５０と送信信号３３０との誤差は最も小さくなる。従って、これらのフィルタ係数群の中から前記誤差を最小にするフィルタ係数を選択することにより、電力増幅器３４０を含む非線形歪回路の持つ振幅偏差を近似的に等化することができる。
【００３３】
図６Ａ，図６Ｂは、図４に示した歪補償器１００における適応型等化器（適応型イコライザ）１００Ｂの処理シーケンスを示す図である。
【００３４】
演算部１７０で送信信号３３０とフィードバック信号３５０との誤差を求め、（ステップＳ１）カウンタ値ｉをｉ＝１にセットする（ステップＳ２）。
【００３５】
フィルタ制御部１６０は、演算部１７０で求められた誤差に基づき、選択信号１６１をメモリ１５０に与え、基準となる例えば帯域内傾斜α0 の比較対象となるQ個の帯域内傾斜α1 〜αQ のフィルタ係数を決定し、それらの内から１（＝ｉ）番目のフィルタ係数１６２を選択、出力し、フィルタ１３０に設定する（ステップＳ３）。
【００３６】
ついで、演算部１７０は、ｉ番目のフィルタ係数がフィルタ１３０に設定された状態における誤差Ｅiを算出する（ステップＳ４）。
【００３７】
カウンタ値が所定数Ｑまで達していなければ（ステップＳ５、Ｎｏ）、カウンタ値ｉを歩進して（ｉ＝ｉ＋１）、ステップＳ３に戻り、（ｉ＋１）番目の対象となる係数をセットする。同様に、カウンタ値が所定数Ｑに達するまで、更新された係数をディジタルフィルタ１３０に設定する。
【００３８】
カウンタ値が所定数Ｑに達すると（ステップＳ５、Ｙｅｓ）、所定数Ｑに対応する設定係数における、それぞれの誤差のうち、最小の誤差Ｅｓを判定する（ステップＳ７）。
【００３９】
図６Ｂは、かかるフィルタ係数と誤差との関係を示す図であり、横軸にフィルタ係数、縦軸にそのときに誤差を示している。フィルタ係数が変わると誤差が変化している。複数のフィルタ係数の設定において誤差最小Ｅsとなる係数値が存在する。
【００４０】
したがって、ステップＳ７で誤差最小となる係数を判定し、ディジタルフィルタ１３０に基準値としてセットして、ステップＳ２に戻り（ステップＳ８）、運用中において上記の処理を繰り返す。
【００４１】
[実施例２]
図7は、第２の実施例構成のブロック図を示す。
【００４２】
実施例１では、適応型歪補償部１００Ａと電力増幅器２００との間に適応型等化器１００Ｂを配置したが、図7に示すように、適応型等化器１００Ｂを適応型歪補償部１００Ａの前段側に配置することも可能である。
【００４３】
動作は、実施例１において説明したものと同様であるので、更なる同様の説明は省略する。
【００４４】
[実施例３]
図８は、第３の実施例構成を示すブロック図である。
【００４５】
この実施例の特徴は、図４の第1の実施例に対し、第１及び第２のディジタルフィルタ１３０，１３１を有している点にある。２つのディジタルフィルタ１３０，１３１を従続接続し、それぞれのディジタルフィルタにより振幅および位相の周波数偏差を補償するものである。
【００４６】
すなわち、第１のディジタルフィルタ１３０で振幅偏差を、第２のディジタルフィルタ１３１で位相偏差を補償する。もしくは、第１のディジタルフィルタ１３０で位相偏差を、第２のディジタルフィルタ１３１で振幅偏差を補償する。
【００４７】
したがって、フィルタ係数保持用メモリ１５０には、先に図５で説明した振幅特性の異なるフィルタ係数群に加え、位相特性の異なるフィルタ係数群をそれぞれ保持する。
【００４８】
ここで、かかる第３の実施例による利点を説明すると次のようである。
【００４９】
１つのディジタルフィルタにより、振幅特性の異なるフィルタ係数群及び位相特性の異なるフィルタ係数群の組み合わせにより最適値の係数を設定する場合は、メモリ１５０の容量が大きくなるという問題がある。したがって、図８の構成によりかかる点を回避することができる。
【００５０】
図９は、振幅特性の異なるフィルタ係数群及び位相特性の異なるフィルタ係数群の組み合わせにより最適値の係数を設定する場合のメモリ１５０の容量について、単一のディジタルフィルタを用いる場合と、図８の実施例に用いられる場合とを比較する図である。
【００５１】
図９Ａは、Ｍ個の異なる振幅特性のフィルタ係数群と、Ｎ個の異なる位相特性のフィルタ係数群との組合せを２次元面に展開してメモリ１５０に保持する例である。かかる場合は、Ｍ×Ｎ個の異なる組み合わせ領域に対応するメモリ容量が必要である。Ｍ×Ｎ個の異なる組み合わせ領域のうちの組み合わせ位置Ｐ（ｎ，ｍ）にある係数データを読み出し、ディジタルフィルタ１３０の係数を設定する。
【００５２】
ここで、ディジタルフィルタ１３０は、複素フィルタであるので、それぞれのフィルタ係数は実部と虚部のデータを有し、更にディジタルフィルタ１３０のタップ数分、係数データを用意することが必要である。したがって、図９Ａの構成では、メモリ１５０の容量は大きくならざるを得ない。
【００５３】
これに対し、図９Ｂに示す構成では、Ｍ個の異なる振幅特性のフィルタ係数群と、Ｎ個の異なる位相特性のフィルタ係数群のデータ即ち、Ｍ＋Ｎ個のデータ領域のみでよく、メモリ容量を小さくできる。
【００５４】
すなわち、図８の第３の実施例に対応する図９Ｂの場合、フィルタ制御部１６０は、メモリ１５０に保持されるＭ個の異なる振幅特性のフィルタ係数群１５０Ａからｍ番目の振幅特性のフィルタ係数を読み出し、第１のディジタルフィルタ１３０に設定する。同時にメモリ１５０に保持されるＮ個の異なる位相特性のフィルタ係数群１５０Ｂからｎ番目の位相特性のフィルタ係数を読み出し、第２のディジタルフィルタ１３１に設定する。これにより、（ｍ，ｎ）の組み合わせに対応する振幅特性及び位相特性を設定することができる。
【００５５】
ここで、上記した実施例において、演算部１７０で求められる誤差信号は、種々の態様が可能である。以下に実施例として、演算部１７０における誤差の求め方について説明する。
【００５６】
[実施例４]
図１０は、実施例４として、図４、図７及び図８に示したそれぞれの実施例に適用可能の演算部１７０の実施例構成を示す図である。
【００５７】
演算部１７０は、参照信号となる複素信号の送信信号３３０を入力し、送信信号３３０の電力値Ｐref＝Ｉ２＋Ｑ２を求める第１の電力変換器１７１と、複素信号であるフィードバック信号３５０を入力し、フィードバック信号の電力値Ｐfb＝Ｉ２＋Ｑ２を求める第２の電力変換器１７２を有している。
【００５８】
さらに、演算部１７０は、送信信号３３０の電力値Ｐrefとフィードバック信号３５０の電力値Ｐfbの誤差分を求める加算器１７３を有している。したがって、加算器１７３からフィルタ制御部１６０に対し、電力誤差分の大きさに対応する信号｜Ｐref−Ｐfb｜を送る。
【００５９】
フィルタ制御部１６０は、電力誤差分の大きさに対応する信号｜Ｐref−Ｐfb｜に基づき、先に説明したようにメモリ１５０に保持されているフィルタ係数群から、対応するフィルタ係数値を順次読み出し、ディジタルフィルタ１３０に設定する。
【００６０】
[実施例５]
図１１は、上記実施例４を前提として、更に好ましい演算部１７０の実施例構成を示す図である。
【００６１】
図１１において、演算部１７０の第１の電力変換部１７１で参照信号となる送信信号３３０を電力変換する。送信信号は複素信号であるので、電力変換値Ｐrefは次式で表される。
【００６２】
Ｐref＝Ｉ２＋Ｑ２
同様に、フィードバック信号３５０を第２の電力変換部１７２で電力変換する。すなわち、フィードバック信号３５０も複素信号であるので、フィードバック信号３５０の電力変換値Ｐfbは次式で表される。
【００６３】
Ｐfb＝Ｉ２＋Ｑ２
ついで送信信号３３０の電力変換値Ｐrefとフィードバック信号３５０の電力変換値Ｐfbの絶対値誤差｜Ｐref−Ｐfb｜を誤差演算部１７３で求める。誤差演算部１７３で求められた絶対値誤差｜Ｐref−Ｐfb｜は、正規化回路１７６で送信信号３３０で正規化され、次式のように正規化した誤差信号（正規化後誤差信号）を生成する。
【００６４】
正規化後誤差信号＝｜Ｐref−Ｐfb｜／｜Ｐref｜
正規化後誤差信号は、フィルタ制御部１６０に送られ、先に説明したように、フィルタ制御部１６０で、フィルタ係数の設定に用いられる。
【００６５】
ここで、図１１の実施例においては、誤差信号を送信信号３３０で正規化しているので、送信信号３３０のレベルに依存しないで誤差信号を生成することが可能である。
【００６６】
[実施例６]
図１２は、実施例６として、図４、図７、図８に示した実施例に適用可能な演算部１７０の更なる実施例構成を示す図である。
【００６７】
この実施例では、送信信号３３０とフィードバック信号３５０のそれぞれの振幅を第１の振幅変換器１７１、第２の振幅変換器１７２で求め、その誤差分を出力するようにしている。
【００６８】
第１の振幅変換器１７１で送信信号３３０の振幅値Ａref＝√（Ｉ２＋Ｑ２）と、第２の振幅変換器１７２でフィードバック信号３５０の振幅値Ａfb＝√（Ｉ２＋Ｑ２）を求める。
【００６９】
そして、図１３に示すように、加算器１７３で、振幅値ＡrefとＡfbの誤差をスカラー誤差｜Ａref−Ａfb｜/Ａrefとして出力し、フィルタ制御部１６０に送られる。
【００７０】
[実施例７]
図１４は、実施例７として、同様に図４、図７、図８に示した実施例に適用可能な演算部１７０の更なる実施例を説明する図である。
【００７１】
この実施例では、演算部１７０において、送信信号３３０とフィードバック信号３５０のそれぞれは複素信号であるので、ベクトル値としてそれらの誤差を求める実施例である。
【００７２】
送信信号３３０のベクトルは、Ｉref+jＱref であり、フィードバック信号３５０のベクトルは、Ｉfb+jＱfbである。
【００７３】
従って、これらの間のベクトル誤差は、次のようになる。
【００７４】
（Iref−Ｉfb）＋ｊ（Ｑref−Ｑfb）
このベクトル誤差に基づいて、フィルタ制御部１６０は、メモリ１５０からフィルタ係数を読み出し、ディジタルフィルタ１３０に設定する。
【００７５】
[実施例８]
図１５は、実施例８として、演算部１７０の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部１７０の構成を前提としている。
【００７６】
即ち、図１１において説明したように、送信信号３３０で正規化される誤差信号を正規化回路１７６で求める。ついで、正規化される誤差信号を一定数サンプリングし、その平均値もしくは累積値を求める機能部１７７を設けている。
【００７７】
したがって、誤差の平均値もしくは累積値によりフィルタ制御部１６０で係数値が設定されるので、より精度の高いフィルタの係数設定が可能である。
【００７８】
[実施例９]
図１６は、実施例９として、演算部１７０の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部１７０の構成を前提としている。さらに、図１５の実施例８との比較において、図１５の実施例８における累積平均化機能部１７７に代えて、一定分サンプルした誤差の中央値を求める機能部１７８を設けている。
【００７９】
機能部１７８から得られる誤差の中央値に基づきフィルタ制御部１６０により、ディジタルフィルタ１３０の係数値が設定される。
【００８０】
[実施例１０]
図１７は、実施例１０として、演算部１７０の更なる実施例であり、図１５に示した実施例５の演算部１７０の構成を前提としている。
【００８１】
この実施例の特徴は、図１５における正規化した後の平均／累積を行なう機能部１７７に代えて、正規化処理を行う前に、送信信号に対して平均／累積処理を行う機能部１７７Ａと、誤差信号に対して平均／累積処理を行う機能部１７７Ｂを設けている構成に特徴を有する。
【００８２】
[実施例１１]
図１８は、実施例１１として、演算部１７０の更なる実施例であり、図１６に示した実施例５の演算部１７０の構成を前提としている。
【００８３】
この実施例の特徴は、図１６における正規化した後の中央値を求める機能部１７８に代えて、正規化処理を行う前に、送信信号の中央値を求める機能部１７８Ａと、誤差信号の中央値を求める機能部１７８Ｂを設けている構成に特徴を有する。
【００８４】
[実施例１２]
図１９は、先に図５により説明したフィルタ係数設定方法と異なる他の設定方法を説明する処理フローである。
【００８５】
図１９において、カウンタ値Ｎを基準とするＮ０にセットする（ステップＳ１０）。
ついで、基準となる係数ｓをフィルタ制御部１６０によりディジタルフィルタ１３０にセットし、演算部１７０で、この係数設定の時の誤差Ｅ０を算出する（ステップＳ１１）。
【００８６】
ついで、基準となるフィルタ係数ｓを中心とするように、係数ｓからＮだけ離れたフィルタ係数（ｓ−Ｎ）をセットし、誤差Ｅ１を算出する（ステップＳ１２）。
【００８７】
さらに、中心とするフィルタ係数ｓから反対方向に、Ｎだけ離れたフィルタ係数（ｓ＋Ｎ）をセットし、誤差Ｅ２を算出する（ステップＳ１３）。
【００８８】
そして、基準となるフィルタ係数ｓを中心として＋Ｎ，−Ｎだけ離れた距離のフィルタ係数（ｓ−Ｎ）、（ｓ＋Ｎ）を設定したときの、最小誤差ＥＳを与えるｓ番目の係数を判定する（ステップＳ１４）。
【００８９】
ついで、この判定されたｓ番目の係数を基準（Ｅｏ＝Ｅｓ）としてセットする（ステップＳ１５）。
【００９０】
上記のステップＳ１１からステップＳ１５の処理を一巡として繰り返す。このとき、一巡ごとに、前記の基準となるフィルタ係数ｓから離れる数Ｎの割合を小さくする（即ち、離れ数Ｎを一巡の都度、１／Ｍ倍にする）（ステップＳ１６）。
【００９１】
そして、基準となるフィルタ係数ｓから離れる数Ｎが１以下となるまで、前記の一巡を繰り返し、１以下となる場合は、Ｎ＝１にリセットして制御動作を継続する（ステップＳ１８）。かかる図１９の処理に従う場合は、より迅速に誤差を最小とする係数を求めることができる。
【００９２】
ここで、更に実施例として、送信信号の周波数帯域が狭い場合の対応について説明する。図２０は、かかる送信信号の周波数帯域が狭い場合に対応するときの例えば、図４、図１０の実施例構成における演算部１７０を前提とする構成及び動作について説明する図である。
【００９３】
すなわち、図２０に示す実施例は、フィードバック信号を調整する場合の構成であり、まず、送信信号３３０およびフィードバック信号３５０をそれぞれ変換回路１７１，１７２で電力変換する。ついで、フィードバック信号３５０に、信号の周波数情報１８０に基づき決定回路１８１で決定されたゲイン（Gain）を乗算器１８２で乗算した信号と送信信号３３０を用いて誤差演算部１７３で誤差を求める。求めた誤差をフィルタ制御部１６０へ入力する。
【００９４】
フィルタ係数群保持用メモリ１５０には、あらかじめ設計されたフィルタ係数が格納されている。例として、図２０の広帯域信号Ｉをターゲットとした係数が格納されている場合（図２０、Ｉ）を想定する。イコライザの補正によってフィルタ特性の傾斜が変化しても帯域内の平均電力は同じである。
【００９５】
しかし、信号が狭帯域へと変化した場合(図２０、II：信号の中心周波数が変化した場合)、信号の中心周波数がずれることでフィードバック信号の平均電力が変化してしまう。これは、広帯域信号の中心周波数(図２０のＡ点)を基準とした一次傾斜のフィルタ係数を用いているためである。
【００９６】
すなわち、イコライザは送信信号とフィードバック信号の誤差を用いており、変化したフィードバック信号の電力が誤差として見えるため誤動作してしまう。
【００９７】
これに対し、本実施例では、前記演算部１７０は、前記送信信号３３０もしくは前記非線形歪回路からのフィードバック信号３５０のいずれかの大きさを調整した上で誤差演算を行うことを特徴とする。
【００９８】
図２０に示す例では、フィードバック信号３５０に乗算器１８２で、Gain乗算処理を行うことで送信信号３３０と同じ平均電力へ補正している。これにより、信号の中心周波数に依存しないで誤差信号を生成することができる。
【００９９】
（付記１）
参照信号と非線形歪を有する非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで前記非線形歪回路の入力信号を制御して前記非線形歪を補償する適応型歪補償部と、
前記適応型歪補償部と前記非線形歪回路との間、又は前記適応型歪補償部の前段に接続された適応型等化器とを有し、
前記適応型等化器は、
設定されるフィルタ係数群により、前記入力信号の振幅特性及び位相特性を形成するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリと、
前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号とに基づき、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群の前記メモリからの読出しを制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【０１００】
（付記２）
付記1において、
さらに、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差を算出する演算部を有し、
前記制御部は、前記演算部で算出される前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差に応じて前記メモリから読み出し、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【０１０１】
（付記３）
付記２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの電力差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【０１０２】
（付記４）
付記２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの振幅差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【０１０３】
（付記５）
付記２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの複素ベクトル差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【０１０４】
（付記６）
付記２において、
前記演算部は、前記算出する誤差を前記入力信号で正規化することを特徴とする歪補償装置。
【０１０５】
（付記７）
付記２において、
前記演算部は、前記入力信号もしくは前記非線形歪回路からのフィードバック信号のいずれかの大きさを調整した上で誤差演算を行うことを特徴とする歪補償装置。
【０１０６】
（付記８）
付記２において、
前記制御部は、複数のフィルタ係数を設定し、前記設定される複数のフィルタ係数のそれぞれについて、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差を比較し、前記誤差が最小となるフィルタ係数を求め、前記求められたフィルタ係数を決定されたフィルタ係数として前記ディジタルフィルタに設定することを特徴とする歪補償装置。
【０１０７】
（付記９）
付記８において、
前記制御部は、複数のフィルタ係数の設定における比較を複数回行い、前記比較において基準となるフィルタ係数と所定係数値分離れた係数を設定し、比較回数に応じて前記離れた所定係数値分を変化させることを特徴とする歪補償装置。
【０１０８】
（付記１０）
付記６において、
前記演算部は、前記入力信号で正規化した誤差の平均値を前記制御部に出力することを特徴とする歪補償装置。
【０１０９】
（付記１１）
付記６において、
前記演算部は、前記入力信号で正規化した誤差の中央値を前記制御部に出力することを特徴とする歪補償装置。
【０１１０】
（付記１２）
付記６において、
前記演算部は、前記算出する誤差の平均値を求め、更に前記求められた誤差の平均値を前記入力信号で正規化することを特徴とする歪補償装置。
【０１１１】
（付記１３）
付記６において、
前記演算部は、前記算出する誤差の中央値を求め、更に前記求められた誤差の中央値を前記入力信号で正規化することを特徴とする歪補償装置。
【０１１２】
（付記１４）
電力増幅器と、
前記電力増幅器の入力側に接続された歪補償装置を有する電力増幅装置であって、
前記歪補償装置は、
送信信号と前記電力増幅器からのフィードバック信号との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで前記電力増幅器の入力信号を制御して前記非線形歪を補償する適応型歪補償部と、
前記適応型歪補償部と前記非線形歪回路との間、又は前記適応型歪補償部の前段に接続された適応型等化器とを有し、
前記適応型等化器は、
設定されるフィルタ係数群により、前記入力信号の振幅特性及び位相特性を形成するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリと、
前記入力信号と前記電力増幅器からのフィードバック信号とに基づき、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群の前記メモリからの読出しを制御する制御部を、
有することを特徴とする電力増幅装置。
【０１１３】
（付記１５）
付記１４において、
さらに、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差を算出する演算部を有し、
前記制御部は、前記演算部で算出される前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差に応じて前記メモリから読み出し、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【図面の簡単な説明】
【０１１４】
【図１】電力増幅器を含む非線形回路特性をフィードバックループで補償する適応プリディストータ型歪補償装置を示している。
【図２Ａ】図１の電力増幅器の入出力電力特性を示している。
【図２Ｂ】歪補償の効果を示す図である。
【図３】特許文献１に示された歪補償装置の基本構成を示すブロック図である。
【図４】第１の実施例構成のブロック図を示す図である。
【図５】メモリが保持しているフィルタ係数群で設定されるディジタルフィルタの振幅特性例を示す図である。
【図６Ａ】図４に示した歪補償器における適応型等化器（適応型イコライザ）の処理シーケンスを示す図である。
【図６Ｂ】フィルタ係数と誤差との関係を示す図である。
【図７】第２の実施例構成のブロック図を示す図である。
【図８】第３の実施例構成を示すブロック図を示す図である。
【図９】振幅特性の異なるフィルタ係数群及び位相特性の異なるフィルタ係数群の組み合わせにより最適値の係数を設定する場合のメモリ容量について説明する図である。
【図１０】実施例４として、図４、図７及び図８に示したそれぞれの実施例に適用可能の演算部の実施例構成を示す図である。
【図１１】実施例４を前提として、更に好ましい演算部の実施例構成を示す図である。
【図１２】実施例６として、図４、図７、図８に示した実施例に適用可能な演算部１７０の更なる実施例構成を示す図である。
【図１３】実施例６において、振幅値ＡrefとＡfbの誤差をスカラー誤差｜Ａref−Ａfb｜として出力する構成を説明する図である。
【図１４】実施例７として、同様に図４、図７、図８に示した実施例に適用可能な演算部の更なる実施例を説明する図である。
【図１５】実施例８として、演算部の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部の構成を前提として示す図である。
【図１６】実施例９として、演算部の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部の構成を前提として示す図である。
【図１７】実施例１０として、演算部の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部の構成を前提として示す図である。
【図１８】実施例１１として、演算部の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部の構成を前提として示す図である。
【図１９】図５により説明したフィルタ係数設定方法と異なる他の設定方法を説明する処理フローである。
【図２０】送信信号の周波数帯域が狭い場合に対応するときのる演算部の構成及び動作について説明する図である。
【符号の説明】
【０１１５】
１００ 歪補償装置
１００Ａ 適応型歪補償部
１００Ｂ 適応型等化器（適応型イコライザ）
１１０ 適応型歪補償アルゴリズム処理部
１２０ 乗算器
１３０ ディジタルフィルタ
１５０ フィルタ係数群保持用メモリ
１６０ フィルタ制御部
１７０ 演算部
２００ 電力増幅器
３３０ 送信信号
３４０ ＲＦ出力信号
３５０ フィードバック信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、歪補償装置及びこれを備えた電力増幅装置に関し、更に詳しくは、周波数特性の異なるイコライザフィルタ係数の効果的な設定を可能とする歪補償装置及びこれを備えた電力増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおける送信装置では、従来から電力増幅器において信号を増幅する際に生じる非線形歪の補償を行ない、飽和領域で使用することで電力増幅器の利用効率を高めている。
【０００３】
図１は、電力増幅器２００を含む非線形回路特性をフィードバックループで補償する適応プリディストータ型歪補償装置１００を示している。この適応型歪補償装置１００は、適応型歪補償アルゴリズム処理部１１０と乗算器１２０で構成されている。
【０００４】
図２Ａは、図１の電力増幅器２００の入出力電力特性を示している。入力電力と出力電力が比例特性を示す線形領域Ａ１と、出力電力が飽和状態に近づく非線形領域(実線で示した部分)Ａ２を有する。
【０００５】
適応型歪補償アルゴリズム処理部１１０は、参照信号となる送信信号３００と電力増幅器２００の無線周波（ＲＦ）出力信号３４０の一部をフィードバック信号３５０として入力し、それらの誤差が最小となるように、適応アルゴリズムを動作させて歪補償係数３２０を計算する。乗算器１２０は、送信信号３００に歪補償係数３２０を乗算した信号３３０を電力増幅器２００の入力端子に与える。
【０００６】
すなわち、歪補償装置１００は、歪補償係数３２０を予め送信信号３００に掛け合わせてから電力増幅器２００に与えることで電力増幅器２００の非線形歪を補償し、その結果、電力増幅器２００を図２Ａの“Ａ２”の領域で使用することで利用効率を高めている。
【０００７】
図２Ｂは、歪補償の効果を示しており、横軸は周波数を示し、縦軸は振幅(輻射電力又は電圧)を示している。歪補償前の輻射電力の周波数特性は実線で示されており、入力信号の帯域Ｃ２の外の帯域Ｃ１，Ｃ３にも輻射電力Ｂ１，Ｂ２が発生している。歪補償後の帯域Ｃ１，Ｃ３の輻射電力（破線）は、輻射電力Ｂ１Ａ，Ｂ２Ａに減少している。
【０００８】
このような従来の歪補償装置においては、歪補償による効果を損なわないようにするためには、非線形歪以外のアナログ回路の持つ周波数特性による影響を少なくする必要があり、電力増幅器２００を含めたアナログ回路の周波数特性の逆特性を持つようなフィルタにより等化することで、ある程度解決することができる。
【０００９】
しかしながら、アナログ回路は温度変化や経年変化によりその特性が大幅に変動するため適応的な等化器（イコライザ）が必要となる。かかる点に鑑みて、本願出願人は、先に非線形歪を有する回路の非線形特性を適応的に補償する歪補償装置を提案している（特許文献１）
図３は、かかる特許文献１に示された歪補償装置１００の基本構成を示すブロック図である。
【００１０】
図３において、歪補償装置１００は、送信信号３００である参照信号と非線形歪を有する電力増幅器２００からフィードバックされる信号３５０との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで電力増幅器２００の入力信号を制御して非線形歪みを補償する適応型歪補償部１００Ａを有する。
【００１１】
さらに、適応型歪補償部１００Ａと電力増幅器２００との間又は適応型歪補償部１００Ａの前段側に接続された適応型等化器（適応型イコライザ）１００Ｂを有している。
【００１２】
適応型等化器１００Ｂは、ディジタルフィルタ１３０と、ディジタルフィルタ１３０に設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリ１５０と、このフィルタ係数群の中からフィードバック信号の帯域外輻射電力が小さくなるようなフィルタ係数を適応的に選択して前記ディジタルフィルタ１３０に設定する適応型等化処理部１４０を有する。
【００１３】
かかる特許文献１に記載された発明では、電力増幅器２００のＲＦ出力信号３４０の一部をフィードバックしたフィードバック信号３５０として入力し、適応型等化処理部１４０で、平均帯域外輻射電力を測定し、測定された測定値をアドレスとして、予めフィルタ係数群保持用メモリ（以下単に、メモリという）１５０に保持される係数値を選択し読み出し、ディジタルフィルタ１３０に係数値を設定する。
【特許文献１】特開２００３−２９８３６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
ここで、上記の先願発明における帯域外輻射電力測定によるイコライザフィルタ選定即ち、ディジタルフィルタ１３０に対する係数選定方法では、適応型等化処理部１４０で帯域外輻射電力測定を行うためにフーリエ変換による解析を行う。
【００１５】
このために、演算回数が多くなり、フィルタ係数選定に要する時間が長くなるという問題点が存在する。また、送信信号３００の電力変動が生じた場合の追従性に乏しいこと、帯域変動が生じた場合の帯域外輻射電力測定ポイントの変更を行う必要があるという未解決の問題があった。
【００１６】
したがって、本装置の目的は、歪補償装置におけるフィルタ係数選定に要する時間を短縮し、送信信号の電力変動への耐性の向上を図った歪補償装置及びこれを備えた電力増幅装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記の課題を達成する本歪補償装置は、送信信号とフィードバック信号により誤差を求め、この誤差が最小となるフィルタ係数を選択するように制御することに特徴を有する。
【００１８】
さらに、送信信号とフィードバック信号により求めた誤差を送信信号で正規化する。この正規化した誤差に基づき誤差が最小となるフィルタ係数を選択する。
【００１９】
従って、演算回数の顕著な削減及び、フィルタ係数選定時間の短縮化が可能となる。また、制御に用いる誤差信号を送信信号で正規化するために、送信信号の電力変動に耐性のある調整動作を行うことができる。
【００２０】
さらに、送信信号とフィードバック信号を直接比較する構成であるため、信号の種類による構成の変更が無く、汎用的構成が得られるという特徴を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下に本実施の形態例を図面に従い説明する。なお、以下に説明する実施例構成は、本発明の理解を容易とするためのものであり、本発明の保護の範囲はこれらに限定されるものではない。
【００２２】
[実施例１]
図４に第１の実施例構成のブロック図を示す。図４において、歪補償装置１００は、適応型歪補償部１００Ａと、適応型等化器（イコライザ）１００Ｂを有する構成であり、かかる点においては、先に説明した特許文献1に記載の歪補償装置１００の構成と同様である。
【００２３】
本実施の形態に従う構成の特徴は、適応型等化器（イコライザ）１００Ｂの構成にある。したがって、適応型歪補償部１００Ａの機能は、先に説明したとおりであるので、かかる適応型歪補償部１００Ａの更なる説明は省略し、適応型等化器１００Ｂについて、以下に説明する。
【００２４】
すなわち、図４において、適応型等化器（イコライザ）１００Ｂは、ディジタルフィルタ１３０と、ディジタルフィルタ１３０に設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリ１５０と、このフィルタ係数群の中から演算部１７０の出力に基づきフィルタ係数を適応的に選択してディジタルフィルタ１３０に設定するフィルタ制御部１６０を有している。
【００２５】
ここで、演算部１７０は、参照信号となる送信信号３３０とフィードバック信号３５０の誤差を演算する機能を有している。
【００２６】
フィルタ制御部１６０は、演算部１７０で演算される送信信号３３０とフィードバック信号３５０の誤差に基づいて、予めメモリ１５０に保持されているフィルタ係数群の中から演算部１７０で演算される誤差が誤差最小となるようなフィルタ係数を適応的に選択して複素フィルタであるディジタルフィルタ１３０の係数を設定する。
【００２７】
このようにフィルタ係数群を予めメモリ１５０に保持しておくことで、例えば、逆特性演算型の等化器等で問題となる演算処理量を少なくすることが可能となる。ディジタルフィルタ１３０の出力信号は図示しないＤ／Ａ変換器によりデジタル/アナログ変換された後、変調器により無線周波数へアップコンバートされ、電力増幅器２００を通して無線周波数（ＲＦ）出力信号３４０として送出される。
【００２８】
図５は、メモリ１５０が保持しているフィルタ係数群で設定されるディジタルフィルタ１３０の振幅特性例を示している。この例では、特に、1次振幅偏差を補正するための振幅特性を持つ３つのフィルタの振幅特性例が示されている。送信信号３３０の帯域Ｄ２の内において、1次傾斜が無い（すなわち、一次傾斜α0 を持つ）フィルタ、Ｘ１dBの１次傾斜α1 を持つフィルタ、及びＸ２dBの１次傾斜α2 を持つフィルタの振幅特性例が示されている。
【００２９】
これらのフィルタの帯域外（帯域Ｄ１，Ｄ３）の振幅特性は、例えば、レイズドコサイン等の緩やかなカーブに従うような振幅特性を持つ。これらのフィルタは、予め設計され、そのフィルタ係数はメモリ１５０に保持されている。
【００３０】
振幅の帯域内傾斜の範囲（Ｘ１dB〜Ｘ２dB）、及び傾斜の変化の幅を表す傾斜ステップサイズ（ΔdB）は、使用するメモリ容量や非線形歪回路（電力増幅器２００）の周波数特性の変化量等に対応して決定する。
【００３１】
例えば、傾斜範囲が‐２〜+２dB、傾斜ステップサイズΔ＝0.05dBのとき、メモリ１５０に保持されるフィルタ係数は８１個(=（|Ｘ１|+|Ｘ２|）/Δ+１)となる。
【００３２】
電力増幅器３４０を含む非線形歪回路の周波数特性が、ディジタルフィルタ１３０によって等化されるとき、フィードバック信号３５０と送信信号３３０との誤差は最も小さくなる。従って、これらのフィルタ係数群の中から前記誤差を最小にするフィルタ係数を選択することにより、電力増幅器３４０を含む非線形歪回路の持つ振幅偏差を近似的に等化することができる。
【００３３】
図６Ａ，図６Ｂは、図４に示した歪補償器１００における適応型等化器（適応型イコライザ）１００Ｂの処理シーケンスを示す図である。
【００３４】
演算部１７０で送信信号３３０とフィードバック信号３５０との誤差を求め、（ステップＳ１）カウンタ値ｉをｉ＝１にセットする（ステップＳ２）。
【００３５】
フィルタ制御部１６０は、演算部１７０で求められた誤差に基づき、選択信号１６１をメモリ１５０に与え、基準となる例えば帯域内傾斜α0 の比較対象となるQ個の帯域内傾斜α1 〜αQ のフィルタ係数を決定し、それらの内から１（＝ｉ）番目のフィルタ係数１６２を選択、出力し、フィルタ１３０に設定する（ステップＳ３）。
【００３６】
ついで、演算部１７０は、ｉ番目のフィルタ係数がフィルタ１３０に設定された状態における誤差Ｅiを算出する（ステップＳ４）。
【００３７】
カウンタ値が所定数Ｑまで達していなければ（ステップＳ５、Ｎｏ）、カウンタ値ｉを歩進して（ｉ＝ｉ＋１）、ステップＳ３に戻り、（ｉ＋１）番目の対象となる係数をセットする。同様に、カウンタ値が所定数Ｑに達するまで、更新された係数をディジタルフィルタ１３０に設定する。
【００３８】
カウンタ値が所定数Ｑに達すると（ステップＳ５、Ｙｅｓ）、所定数Ｑに対応する設定係数における、それぞれの誤差のうち、最小の誤差Ｅｓを判定する（ステップＳ７）。
【００３９】
図６Ｂは、かかるフィルタ係数と誤差との関係を示す図であり、横軸にフィルタ係数、縦軸にそのときに誤差を示している。フィルタ係数が変わると誤差が変化している。複数のフィルタ係数の設定において誤差最小Ｅsとなる係数値が存在する。
【００４０】
したがって、ステップＳ７で誤差最小となる係数を判定し、ディジタルフィルタ１３０に基準値としてセットして、ステップＳ２に戻り（ステップＳ８）、運用中において上記の処理を繰り返す。
【００４１】
[実施例２]
図7は、第２の実施例構成のブロック図を示す。
【００４２】
実施例１では、適応型歪補償部１００Ａと電力増幅器２００との間に適応型等化器１００Ｂを配置したが、図7に示すように、適応型等化器１００Ｂを適応型歪補償部１００Ａの前段側に配置することも可能である。
【００４３】
動作は、実施例１において説明したものと同様であるので、更なる同様の説明は省略する。
【００４４】
[実施例３]
図８は、第３の実施例構成を示すブロック図である。
【００４５】
この実施例の特徴は、図４の第1の実施例に対し、第１及び第２のディジタルフィルタ１３０，１３１を有している点にある。２つのディジタルフィルタ１３０，１３１を従続接続し、それぞれのディジタルフィルタにより振幅および位相の周波数偏差を補償するものである。
【００４６】
すなわち、第１のディジタルフィルタ１３０で振幅偏差を、第２のディジタルフィルタ１３１で位相偏差を補償する。もしくは、第１のディジタルフィルタ１３０で位相偏差を、第２のディジタルフィルタ１３１で振幅偏差を補償する。
【００４７】
したがって、フィルタ係数保持用メモリ１５０には、先に図５で説明した振幅特性の異なるフィルタ係数群に加え、位相特性の異なるフィルタ係数群をそれぞれ保持する。
【００４８】
ここで、かかる第３の実施例による利点を説明すると次のようである。
【００４９】
１つのディジタルフィルタにより、振幅特性の異なるフィルタ係数群及び位相特性の異なるフィルタ係数群の組み合わせにより最適値の係数を設定する場合は、メモリ１５０の容量が大きくなるという問題がある。したがって、図８の構成によりかかる点を回避することができる。
【００５０】
図９は、振幅特性の異なるフィルタ係数群及び位相特性の異なるフィルタ係数群の組み合わせにより最適値の係数を設定する場合のメモリ１５０の容量について、単一のディジタルフィルタを用いる場合と、図８の実施例に用いられる場合とを比較する図である。
【００５１】
図９Ａは、Ｍ個の異なる振幅特性のフィルタ係数群と、Ｎ個の異なる位相特性のフィルタ係数群との組合せを２次元面に展開してメモリ１５０に保持する例である。かかる場合は、Ｍ×Ｎ個の異なる組み合わせ領域に対応するメモリ容量が必要である。Ｍ×Ｎ個の異なる組み合わせ領域のうちの組み合わせ位置Ｐ（ｎ，ｍ）にある係数データを読み出し、ディジタルフィルタ１３０の係数を設定する。
【００５２】
ここで、ディジタルフィルタ１３０は、複素フィルタであるので、それぞれのフィルタ係数は実部と虚部のデータを有し、更にディジタルフィルタ１３０のタップ数分、係数データを用意することが必要である。したがって、図９Ａの構成では、メモリ１５０の容量は大きくならざるを得ない。
【００５３】
これに対し、図９Ｂに示す構成では、Ｍ個の異なる振幅特性のフィルタ係数群と、Ｎ個の異なる位相特性のフィルタ係数群のデータ即ち、Ｍ＋Ｎ個のデータ領域のみでよく、メモリ容量を小さくできる。
【００５４】
すなわち、図８の第３の実施例に対応する図９Ｂの場合、フィルタ制御部１６０は、メモリ１５０に保持されるＭ個の異なる振幅特性のフィルタ係数群１５０Ａからｍ番目の振幅特性のフィルタ係数を読み出し、第１のディジタルフィルタ１３０に設定する。同時にメモリ１５０に保持されるＮ個の異なる位相特性のフィルタ係数群１５０Ｂからｎ番目の位相特性のフィルタ係数を読み出し、第２のディジタルフィルタ１３１に設定する。これにより、（ｍ，ｎ）の組み合わせに対応する振幅特性及び位相特性を設定することができる。
【００５５】
ここで、上記した実施例において、演算部１７０で求められる誤差信号は、種々の態様が可能である。以下に実施例として、演算部１７０における誤差の求め方について説明する。
【００５６】
[実施例４]
図１０は、実施例４として、図４、図７及び図８に示したそれぞれの実施例に適用可能の演算部１７０の実施例構成を示す図である。
【００５７】
演算部１７０は、参照信号となる複素信号の送信信号３３０を入力し、送信信号３３０の電力値Ｐref＝Ｉ２＋Ｑ２を求める第１の電力変換器１７１と、複素信号であるフィードバック信号３５０を入力し、フィードバック信号の電力値Ｐfb＝Ｉ２＋Ｑ２を求める第２の電力変換器１７２を有している。
【００５８】
さらに、演算部１７０は、送信信号３３０の電力値Ｐrefとフィードバック信号３５０の電力値Ｐfbの誤差分を求める加算器１７３を有している。したがって、加算器１７３からフィルタ制御部１６０に対し、電力誤差分の大きさに対応する信号｜Ｐref−Ｐfb｜を送る。
【００５９】
フィルタ制御部１６０は、電力誤差分の大きさに対応する信号｜Ｐref−Ｐfb｜に基づき、先に説明したようにメモリ１５０に保持されているフィルタ係数群から、対応するフィルタ係数値を順次読み出し、ディジタルフィルタ１３０に設定する。
【００６０】
[実施例５]
図１１は、上記実施例４を前提として、更に好ましい演算部１７０の実施例構成を示す図である。
【００６１】
図１１において、演算部１７０の第１の電力変換部１７１で参照信号となる送信信号３３０を電力変換する。送信信号は複素信号であるので、電力変換値Ｐrefは次式で表される。
【００６２】
Ｐref＝Ｉ２＋Ｑ２
同様に、フィードバック信号３５０を第２の電力変換部１７２で電力変換する。すなわち、フィードバック信号３５０も複素信号であるので、フィードバック信号３５０の電力変換値Ｐfbは次式で表される。
【００６３】
Ｐfb＝Ｉ２＋Ｑ２
ついで送信信号３３０の電力変換値Ｐrefとフィードバック信号３５０の電力変換値Ｐfbの絶対値誤差｜Ｐref−Ｐfb｜を誤差演算部１７３で求める。誤差演算部１７３で求められた絶対値誤差｜Ｐref−Ｐfb｜は、正規化回路１７６で送信信号３３０で正規化され、次式のように正規化した誤差信号（正規化後誤差信号）を生成する。
【００６４】
正規化後誤差信号＝｜Ｐref−Ｐfb｜／｜Ｐref｜
正規化後誤差信号は、フィルタ制御部１６０に送られ、先に説明したように、フィルタ制御部１６０で、フィルタ係数の設定に用いられる。
【００６５】
ここで、図１１の実施例においては、誤差信号を送信信号３３０で正規化しているので、送信信号３３０のレベルに依存しないで誤差信号を生成することが可能である。
【００６６】
[実施例６]
図１２は、実施例６として、図４、図７、図８に示した実施例に適用可能な演算部１７０の更なる実施例構成を示す図である。
【００６７】
この実施例では、送信信号３３０とフィードバック信号３５０のそれぞれの振幅を第１の振幅変換器１７１、第２の振幅変換器１７２で求め、その誤差分を出力するようにしている。
【００６８】
第１の振幅変換器１７１で送信信号３３０の振幅値Ａref＝√（Ｉ２＋Ｑ２）と、第２の振幅変換器１７２でフィードバック信号３５０の振幅値Ａfb＝√（Ｉ２＋Ｑ２）を求める。
【００６９】
そして、図１３に示すように、加算器１７３で、振幅値ＡrefとＡfbの誤差をスカラー誤差｜Ａref−Ａfb｜/Ａrefとして出力し、フィルタ制御部１６０に送られる。
【００７０】
[実施例７]
図１４は、実施例７として、同様に図４、図７、図８に示した実施例に適用可能な演算部１７０の更なる実施例を説明する図である。
【００７１】
この実施例では、演算部１７０において、送信信号３３０とフィードバック信号３５０のそれぞれは複素信号であるので、ベクトル値としてそれらの誤差を求める実施例である。
【００７２】
送信信号３３０のベクトルは、Ｉref+jＱref であり、フィードバック信号３５０のベクトルは、Ｉfb+jＱfbである。
【００７３】
従って、これらの間のベクトル誤差は、次のようになる。
【００７４】
（Iref−Ｉfb）＋ｊ（Ｑref−Ｑfb）
このベクトル誤差に基づいて、フィルタ制御部１６０は、メモリ１５０からフィルタ係数を読み出し、ディジタルフィルタ１３０に設定する。
【００７５】
[実施例８]
図１５は、実施例８として、演算部１７０の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部１７０の構成を前提としている。
【００７６】
即ち、図１１において説明したように、送信信号３３０で正規化される誤差信号を正規化回路１７６で求める。ついで、正規化される誤差信号を一定数サンプリングし、その平均値もしくは累積値を求める機能部１７７を設けている。
【００７７】
したがって、誤差の平均値もしくは累積値によりフィルタ制御部１６０で係数値が設定されるので、より精度の高いフィルタの係数設定が可能である。
【００７８】
[実施例９]
図１６は、実施例９として、演算部１７０の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部１７０の構成を前提としている。さらに、図１５の実施例８との比較において、図１５の実施例８における累積平均化機能部１７７に代えて、一定分サンプルした誤差の中央値を求める機能部１７８を設けている。
【００７９】
機能部１７８から得られる誤差の中央値に基づきフィルタ制御部１６０により、ディジタルフィルタ１３０の係数値が設定される。
【００８０】
[実施例１０]
図１７は、実施例１０として、演算部１７０の更なる実施例であり、図１５に示した実施例５の演算部１７０の構成を前提としている。
【００８１】
この実施例の特徴は、図１５における正規化した後の平均／累積を行なう機能部１７７に代えて、正規化処理を行う前に、送信信号に対して平均／累積処理を行う機能部１７７Ａと、誤差信号に対して平均／累積処理を行う機能部１７７Ｂを設けている構成に特徴を有する。
【００８２】
[実施例１１]
図１８は、実施例１１として、演算部１７０の更なる実施例であり、図１６に示した実施例５の演算部１７０の構成を前提としている。
【００８３】
この実施例の特徴は、図１６における正規化した後の中央値を求める機能部１７８に代えて、正規化処理を行う前に、送信信号の中央値を求める機能部１７８Ａと、誤差信号の中央値を求める機能部１７８Ｂを設けている構成に特徴を有する。
【００８４】
[実施例１２]
図１９は、先に図５により説明したフィルタ係数設定方法と異なる他の設定方法を説明する処理フローである。
【００８５】
図１９において、カウンタ値Ｎを基準とするＮ０にセットする（ステップＳ１０）。
ついで、基準となる係数ｓをフィルタ制御部１６０によりディジタルフィルタ１３０にセットし、演算部１７０で、この係数設定の時の誤差Ｅ０を算出する（ステップＳ１１）。
【００８６】
ついで、基準となるフィルタ係数ｓを中心とするように、係数ｓからＮだけ離れたフィルタ係数（ｓ−Ｎ）をセットし、誤差Ｅ１を算出する（ステップＳ１２）。
【００８７】
さらに、中心とするフィルタ係数ｓから反対方向に、Ｎだけ離れたフィルタ係数（ｓ＋Ｎ）をセットし、誤差Ｅ２を算出する（ステップＳ１３）。
【００８８】
そして、基準となるフィルタ係数ｓを中心として＋Ｎ，−Ｎだけ離れた距離のフィルタ係数（ｓ−Ｎ）、（ｓ＋Ｎ）を設定したときの、最小誤差ＥＳを与えるｓ番目の係数を判定する（ステップＳ１４）。
【００８９】
ついで、この判定されたｓ番目の係数を基準（Ｅｏ＝Ｅｓ）としてセットする（ステップＳ１５）。
【００９０】
上記のステップＳ１１からステップＳ１５の処理を一巡として繰り返す。このとき、一巡ごとに、前記の基準となるフィルタ係数ｓから離れる数Ｎの割合を小さくする（即ち、離れ数Ｎを一巡の都度、１／Ｍ倍にする）（ステップＳ１６）。
【００９１】
そして、基準となるフィルタ係数ｓから離れる数Ｎが１以下となるまで、前記の一巡を繰り返し、１以下となる場合は、Ｎ＝１にリセットして制御動作を継続する（ステップＳ１８）。かかる図１９の処理に従う場合は、より迅速に誤差を最小とする係数を求めることができる。
【００９２】
ここで、更に実施例として、送信信号の周波数帯域が狭い場合の対応について説明する。図２０は、かかる送信信号の周波数帯域が狭い場合に対応するときの例えば、図４、図１０の実施例構成における演算部１７０を前提とする構成及び動作について説明する図である。
【００９３】
すなわち、図２０に示す実施例は、フィードバック信号を調整する場合の構成であり、まず、送信信号３３０およびフィードバック信号３５０をそれぞれ変換回路１７１，１７２で電力変換する。ついで、フィードバック信号３５０に、信号の周波数情報１８０に基づき決定回路１８１で決定されたゲイン（Gain）を乗算器１８２で乗算した信号と送信信号３３０を用いて誤差演算部１７３で誤差を求める。求めた誤差をフィルタ制御部１６０へ入力する。
【００９４】
フィルタ係数群保持用メモリ１５０には、あらかじめ設計されたフィルタ係数が格納されている。例として、図２０の広帯域信号Ｉをターゲットとした係数が格納されている場合（図２０、Ｉ）を想定する。イコライザの補正によってフィルタ特性の傾斜が変化しても帯域内の平均電力は同じである。
【００９５】
しかし、信号が狭帯域へと変化した場合(図２０、II：信号の中心周波数が変化した場合)、信号の中心周波数がずれることでフィードバック信号の平均電力が変化してしまう。これは、広帯域信号の中心周波数(図２０のＡ点)を基準とした一次傾斜のフィルタ係数を用いているためである。
【００９６】
すなわち、イコライザは送信信号とフィードバック信号の誤差を用いており、変化したフィードバック信号の電力が誤差として見えるため誤動作してしまう。
【００９７】
これに対し、本実施例では、前記演算部１７０は、前記送信信号３３０もしくは前記非線形歪回路からのフィードバック信号３５０のいずれかの大きさを調整した上で誤差演算を行うことを特徴とする。
【００９８】
図２０に示す例では、フィードバック信号３５０に乗算器１８２で、Gain乗算処理を行うことで送信信号３３０と同じ平均電力へ補正している。これにより、信号の中心周波数に依存しないで誤差信号を生成することができる。
【００９９】
（付記１）
参照信号と非線形歪を有する非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで前記非線形歪回路の入力信号を制御して前記非線形歪を補償する適応型歪補償部と、
前記適応型歪補償部と前記非線形歪回路との間、又は前記適応型歪補償部の前段に接続された適応型等化器とを有し、
前記適応型等化器は、
設定されるフィルタ係数群により、前記入力信号の振幅特性及び位相特性を形成するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリと、
前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号とに基づき、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群の前記メモリからの読出しを制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【０１００】
（付記２）
付記1において、
さらに、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差を算出する演算部を有し、
前記制御部は、前記演算部で算出される前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差に応じて前記メモリから読み出し、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【０１０１】
（付記３）
付記２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの電力差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【０１０２】
（付記４）
付記２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの振幅差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【０１０３】
（付記５）
付記２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの複素ベクトル差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【０１０４】
（付記６）
付記２において、
前記演算部は、前記算出する誤差を前記入力信号で正規化することを特徴とする歪補償装置。
【０１０５】
（付記７）
付記２において、
前記演算部は、前記入力信号もしくは前記非線形歪回路からのフィードバック信号のいずれかの大きさを調整した上で誤差演算を行うことを特徴とする歪補償装置。
【０１０６】
（付記８）
付記２において、
前記制御部は、複数のフィルタ係数を設定し、前記設定される複数のフィルタ係数のそれぞれについて、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差を比較し、前記誤差が最小となるフィルタ係数を求め、前記求められたフィルタ係数を決定されたフィルタ係数として前記ディジタルフィルタに設定することを特徴とする歪補償装置。
【０１０７】
（付記９）
付記８において、
前記制御部は、複数のフィルタ係数の設定における比較を複数回行い、前記比較において基準となるフィルタ係数と所定係数値分離れた係数を設定し、比較回数に応じて前記離れた所定係数値分を変化させることを特徴とする歪補償装置。
【０１０８】
（付記１０）
付記６において、
前記演算部は、前記入力信号で正規化した誤差の平均値を前記制御部に出力することを特徴とする歪補償装置。
【０１０９】
（付記１１）
付記６において、
前記演算部は、前記入力信号で正規化した誤差の中央値を前記制御部に出力することを特徴とする歪補償装置。
【０１１０】
（付記１２）
付記６において、
前記演算部は、前記算出する誤差の平均値を求め、更に前記求められた誤差の平均値を前記入力信号で正規化することを特徴とする歪補償装置。
【０１１１】
（付記１３）
付記６において、
前記演算部は、前記算出する誤差の中央値を求め、更に前記求められた誤差の中央値を前記入力信号で正規化することを特徴とする歪補償装置。
【０１１２】
（付記１４）
電力増幅器と、
前記電力増幅器の入力側に接続された歪補償装置を有する電力増幅装置であって、
前記歪補償装置は、
送信信号と前記電力増幅器からのフィードバック信号との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで前記電力増幅器の入力信号を制御して前記非線形歪を補償する適応型歪補償部と、
前記適応型歪補償部と前記非線形歪回路との間、又は前記適応型歪補償部の前段に接続された適応型等化器とを有し、
前記適応型等化器は、
設定されるフィルタ係数群により、前記入力信号の振幅特性及び位相特性を形成するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリと、
前記入力信号と前記電力増幅器からのフィードバック信号とに基づき、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群の前記メモリからの読出しを制御する制御部を、
有することを特徴とする電力増幅装置。
【０１１３】
（付記１５）
付記１４において、
さらに、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差を算出する演算部を有し、
前記制御部は、前記演算部で算出される前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差に応じて前記メモリから読み出し、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【図面の簡単な説明】
【０１１４】
【図１】電力増幅器を含む非線形回路特性をフィードバックループで補償する適応プリディストータ型歪補償装置を示している。
【図２Ａ】図１の電力増幅器の入出力電力特性を示している。
【図２Ｂ】歪補償の効果を示す図である。
【図３】特許文献１に示された歪補償装置の基本構成を示すブロック図である。
【図４】第１の実施例構成のブロック図を示す図である。
【図５】メモリが保持しているフィルタ係数群で設定されるディジタルフィルタの振幅特性例を示す図である。
【図６Ａ】図４に示した歪補償器における適応型等化器（適応型イコライザ）の処理シーケンスを示す図である。
【図６Ｂ】フィルタ係数と誤差との関係を示す図である。
【図７】第２の実施例構成のブロック図を示す図である。
【図８】第３の実施例構成を示すブロック図を示す図である。
【図９】振幅特性の異なるフィルタ係数群及び位相特性の異なるフィルタ係数群の組み合わせにより最適値の係数を設定する場合のメモリ容量について説明する図である。
【図１０】実施例４として、図４、図７及び図８に示したそれぞれの実施例に適用可能の演算部の実施例構成を示す図である。
【図１１】実施例４を前提として、更に好ましい演算部の実施例構成を示す図である。
【図１２】実施例６として、図４、図７、図８に示した実施例に適用可能な演算部１７０の更なる実施例構成を示す図である。
【図１３】実施例６において、振幅値ＡrefとＡfbの誤差をスカラー誤差｜Ａref−Ａfb｜として出力する構成を説明する図である。
【図１４】実施例７として、同様に図４、図７、図８に示した実施例に適用可能な演算部の更なる実施例を説明する図である。
【図１５】実施例８として、演算部の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部の構成を前提として示す図である。
【図１６】実施例９として、演算部の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部の構成を前提として示す図である。
【図１７】実施例１０として、演算部の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部の構成を前提として示す図である。
【図１８】実施例１１として、演算部の更なる実施例であり、図１１に示した実施例５の演算部の構成を前提として示す図である。
【図１９】図５により説明したフィルタ係数設定方法と異なる他の設定方法を説明する処理フローである。
【図２０】送信信号の周波数帯域が狭い場合に対応するときのる演算部の構成及び動作について説明する図である。
【符号の説明】
【０１１５】
１００ 歪補償装置
１００Ａ 適応型歪補償部
１００Ｂ 適応型等化器（適応型イコライザ）
１１０ 適応型歪補償アルゴリズム処理部
１２０ 乗算器
１３０ ディジタルフィルタ
１５０ フィルタ係数群保持用メモリ
１６０ フィルタ制御部
１７０ 演算部
２００ 電力増幅器
３３０ 送信信号
３４０ ＲＦ出力信号
３５０ フィードバック信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
参照信号と非線形歪を有する非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで前記非線形歪回路の入力信号を制御して前記非線形歪を補償する適応型歪補償部と、
前記適応型歪補償部と前記非線形歪回路との間、又は前記適応型歪補償部の前段に接続された適応型等化器とを有し、
前記適応型等化器は、
設定されるフィルタ係数群により、前記入力信号の振幅特性及び位相特性を形成するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリと、
前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号とに基づき、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群の前記メモリからの読出しを制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【請求項２】
請求項1において、
さらに、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差を算出する演算部を有し、
前記制御部は、前記演算部で算出される前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差に応じて前記メモリから読み出し、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの電力差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【請求項４】
請求項２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの振幅差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【請求項５】
電力増幅器と、
前記電力増幅器の入力側に接続された歪補償装置を有する電力増幅装置であって、
前記歪補償装置は、
送信信号と前記電力増幅器からのフィードバック信号との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで前記電力増幅器の入力信号を制御して前記非線形歪を補償する適応型歪補償部と、
前記適応型歪補償部と前記非線形歪回路との間、又は前記適応型歪補償部の前段に接続された適応型等化器とを有し、
前記適応型等化器は、
設定されるフィルタ係数群により、前記入力信号の振幅特性及び位相特性を形成するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリと、
前記入力信号と前記電力増幅器からのフィードバック信号とに基づき、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群の前記メモリからの読出しを制御する制御部を、
有することを特徴とする電力増幅装置。
【請求項１】
参照信号と非線形歪を有する非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで前記非線形歪回路の入力信号を制御して前記非線形歪を補償する適応型歪補償部と、
前記適応型歪補償部と前記非線形歪回路との間、又は前記適応型歪補償部の前段に接続された適応型等化器とを有し、
前記適応型等化器は、
設定されるフィルタ係数群により、前記入力信号の振幅特性及び位相特性を形成するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリと、
前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号とに基づき、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群の前記メモリからの読出しを制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【請求項２】
請求項1において、
さらに、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差を算出する演算部を有し、
前記制御部は、前記演算部で算出される前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号との誤差に応じて前記メモリから読み出し、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を制御する制御部を、
有することを特徴とする歪補償装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの電力差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【請求項４】
請求項２において、
前記演算部は、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号の誤差として、前記入力信号と前記非線形歪回路からのフィードバック信号のそれぞれの振幅差を算出することを特徴とする歪補償装置。
【請求項５】
電力増幅器と、
前記電力増幅器の入力側に接続された歪補償装置を有する電力増幅装置であって、
前記歪補償装置は、
送信信号と前記電力増幅器からのフィードバック信号との誤差が小さくなるように適応アルゴリズムで前記電力増幅器の入力信号を制御して前記非線形歪を補償する適応型歪補償部と、
前記適応型歪補償部と前記非線形歪回路との間、又は前記適応型歪補償部の前段に接続された適応型等化器とを有し、
前記適応型等化器は、
設定されるフィルタ係数群により、前記入力信号の振幅特性及び位相特性を形成するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群を予め保持するメモリと、
前記入力信号と前記電力増幅器からのフィードバック信号とに基づき、前記ディジタルフィルタに設定するフィルタ係数群の前記メモリからの読出しを制御する制御部を、
有することを特徴とする電力増幅装置。
【図１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２００９−１７７６６８（Ｐ２００９−１７７６６８Ａ）
【公開日】平成２１年８月６日（２００９．８．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１５８９７（Ｐ２００８−１５８９７）
【出願日】平成２０年１月２８日（２００８．１．２８）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年８月６日（２００９．８．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１月２８日（２００８．１．２８）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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