永久磁石形同期電動機の制御装置
【課題】電動機の電気定数が不明な場合にもインダクタンスの測定精度を向上させ、その測定時間を短縮可能とした制御装置を提供する。
【解決手段】高周波電流指令値、リアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値から電圧補償値演算器３３により電圧降下を演算し、これを使って電圧指令値をフィードフォワード補償する。高周波電流・高周波電圧検出値から演算した有効電流・無効電流検出値が有効電流・無効電流推定値に一致するようにパラメータ推定手段３６によりコンダクタンスとサセプタンスを推定し、これらの推定値からインピーダンス演算器３７によりリアクタンス推定値と電機子抵抗推定値とを演算する。また、リアクタンス推定値を用いてインダクタンス演算器３８により電動機８０のインダクタンスを演算する。
【解決手段】高周波電流指令値、リアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値から電圧補償値演算器３３により電圧降下を演算し、これを使って電圧指令値をフィードフォワード補償する。高周波電流・高周波電圧検出値から演算した有効電流・無効電流検出値が有効電流・無効電流推定値に一致するようにパラメータ推定手段３６によりコンダクタンスとサセプタンスを推定し、これらの推定値からインピーダンス演算器３７によりリアクタンス推定値と電機子抵抗推定値とを演算する。また、リアクタンス推定値を用いてインダクタンス演算器３８により電動機８０のインダクタンスを演算する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機の磁極位置を演算する場合に電動機のインダクタンスを高精度に測定するための技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置をコストダウンするため、磁極位置検出器を使わないで運転する、いわゆるセンサレス制御技術が実用化されている。この種のセンサレス制御技術としては様々な方式が提案されているが、回転子の永久磁石によって電動機の端子間に誘導される誘起電圧を利用して磁極位置を演算する方式が多く採用されている。
【０００３】
ここで、誘起電圧を利用して磁極位置を演算するためには、電動機の正確なインダクタンス値が必要である。
電動機のインダクタンスは、交番交流電流を電動機に流したときの電流と端子電圧との関係から測定することができ、例えば、特許文献１に記載された技術がある。
【０００４】
特許文献１には、実施形態５として、正弦波の交番交流電流指令値を与え、その時の電流検出値から正弦波成分と余弦波成分とを検出し、これらの各成分に対して指令値との偏差を演算し、これらの偏差を積分調節器（積分補償器）により増幅して電圧指令値の正弦波成分と余弦波成分とを制御することが記載されている。
これにより、電動機の電流を指令値に制御することができると共に、電動機のインダクタンスは、前記電流検出値、端子電圧及び交番電流の角周波数から演算することが可能である。
【０００５】
また、特許文献１には、実施形態６として、電動機に正弦波の交番交流電圧を印加し、このときの電流検出値の余弦波成分、交流電圧の振幅及び角周波数からインダクタンスを演算することが記載されており、交流電圧の振幅は所定の変化率に従って増加させ、交流電流の大きさが所定値に到達した時点で交流電圧の振幅を一定とし、この状態でインダクタンスを測定している。
この方法では、前述した特許文献１の実施形態５のような電流フィードバック制御を行っていないため、電動機の電気定数が不明な場合にも安定に電流制御を行えるという特徴がある。
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−２６２６４３号公報（段落［００７７］〜［００８７］，[００８８]〜［００９７］、図１１，図１２等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
電動機のインダクタンスを高精度に測定するためには、交流電流が指令値に一致するように高精度に制御するのが望ましい。また、インダクタンスの測定時間を短縮するためには、電流の応答を速くする必要がある。
このような観点に立って特許文献１を検討した場合、前述した実施形態５において、電流の応答を速くするためには、前記積分調節器を最適調整すればよいが、電動機の電気定数が未知の場合には、その実現は困難である。また、交流電流の正弦波成分、余弦波成分と交流電圧の正弦波成分、余弦波成分との間に線形性がないため、この点でも積分調節器の最適調整は困難である。
【０００８】
更に、特許文献１の実施形態６によれば、電動機の電気定数が未知の場合にも電流制御を安定に実現可能である。しかしながら、インダクタンスの測定時間を短縮するためには、交流電圧の振幅の変化率を最適に設計する必要があり、電動機の電気定数が未知の場合には、その実現は困難と考えられる。
【０００９】
そこで、本発明の解決課題は、電動機の電気定数が不明な場合にもインダクタンスの測定精度を向上させ、更に、インダクタンスの測定時間を短縮可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、永久磁石形同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
前記端子電圧を制御することにより、電動機の電流を、所定のベクトル方向に交番する高周波電流成分を含む電流指令値に制御する電流制御手段と、
電動機の電流検出値及び端子電圧から電動機のインダクタンスを測定するインダクタンス測定手段と、を備え、
前記電流制御手段は、
前記電流指令値と前記電流検出値との偏差を増幅して第１の電圧指令値を演算する手段と、
前記高周波電流成分、前記電動機のリアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値から第２の電圧指令値を演算する手段と、
前記第１の電圧指令値と前記第２の電圧指令値との和から第３の電圧指令値を演算し、この第３の電圧指令値を前記端子電圧の指令値とする手段と、
を有し、
前記インダクタンス測定手段は、
前記電流検出値から前記高周波電流成分と同じ角周波数の高周波電流を検出する第１検出手段と、
前記第３の電圧指令値から前記高周波電流成分と同じ角周波数の高周波電圧を検出する第２検出手段と、
前記第１検出手段により得た高周波電流検出値と前記第２検出手段により得た高周波電圧検出値とから、コンダクタンス及びサセプタンスを推定するパラメータ推定手段と、
前記パラメータ推定手段により得たコンダクタンス推定値及びサセプタンス推定値から前記リアクタンス推定値及び前記電機子抵抗推定値を演算するインピーダンス演算手段と、
前記リアクタンス推定値及び前記高周波電流成分の角周波数から電動機のインダクタンスを演算する手段と、
を有するものである。
【００１１】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した制御装置において、
前記パラメータ推定手段は、
前記高周波電流検出値と前記高周波電圧検出値とから前記高周波電圧検出値と同位相の電流である有効電流を検出する手段と、
前記高周波電圧検出値と前記コンダクタンス推定値とから有効電流を推定する有効電流推定手段と、
この有効電流推定手段により得た有効電流推定値と前記有効電流の検出値との偏差を増幅して前記コンダクタンス推定値を演算する手段と、
前記高周波電流検出値と前記高周波電圧検出値とから前記高周波電圧検出値と９０度の位相差を持った電流である無効電流を検出する手段と、
前記高周波電圧検出値と前記サセプタンス推定値とから無効電流を推定する無効電流推定手段と、
この無効電流推定手段により得た無効電流推定値と前記無効電流の検出値との偏差を増幅して前記サセプタンス推定値を演算する手段と、
を備えたものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明においては、高周波電流指令値、リアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値から高周波電流による電圧降下を演算し、この電圧降下（電圧補償値）を第２の電圧指令値として用いて第３の電圧指令値をフィードフォワード補償する。また、高周波電流検出値と、第３の電圧指令値に基づく高周波電圧検出値とから演算した有効電流検出値と無効電流検出値とがそれぞれの指令値に一致するように電機子巻線のコンダクタンスとサセプタンスを推定し、これらの推定値を用いてリアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値を演算する。
これにより、リアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値は、最終的には真値に収束するので、高周波電流による電圧降下を正確に演算してこの電圧降下が補償された第３の電圧指令値に従って電動機を制御することにより、電動機の電気定数が不明な場合にも高周波電流を高精度に制御し、インダクタンスの測定精度を向上させることができる。また、電流を高応答に制御可能であるため、インダクタンスの測定時間を短縮することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、ＰＭＳＭは、回転子のｄ軸（回転子の磁極方向）とｄ軸から９０度進んだｑ軸とに従って電流制御を行うことにより、高精度なトルク制御を実現可能である。しかしながら、磁極位置検出器を持たない場合にはｄ，ｑ軸を直接検出できないので、ｄ，ｑ軸に対応して角速度（＝速度演算値）ω１で回転する直交回転座標系のγ，δ軸を制御装置側に推定して制御演算を行っている。
このγ，δ軸の定義を図３に示す。図３において、ωｒはｄ，ｑ軸の回転角速度、θｅｒｒはｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度誤差（位置演算誤差）である。
【００１４】
次に、図１は、請求項１に相当する本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。このブロック図は、ＰＭＳＭの磁極と平行方向のインダクタンスであるｄ軸インダクタンスを測定するためのものである。
【００１５】
まず、図１における主回路の構成を説明すると、５０は三相交流電源であり、整流回路６０は電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この直流電圧はＰＷＭインバータからなる電力変換器７０に供給され、後述するＰＷＭ回路１３からのゲート信号により内部の半導体スイッチング素子を制御することで、永久磁石形同期電動機８０を駆動するための所定の三相交流電圧に変換される。
【００１６】
次に、制御装置の構成及び作用は以下の通りである。
電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによってそれぞれ検出した相電流検出値ｉｕ，ｉｗを、γ，δ軸の角度θ１に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδに座標変換する。なお、上記角度θ１は、インダクタンス測定を開始する前に演算した磁極位置θ１０とする。これにより、γ，δ軸をｄ，ｑ軸に一致させることができる。
【００１７】
磁極位置θ１０の演算方法は任意であり、例えば、特開２００１−１９００９３号公報に記載されている技術を応用することにより、電流の振幅を一定に制御して電流ベクトルに回転子を引き込ませ、このときの電流ベクトルの角度から磁極位置を求める方法や、特許第３３１２４７２号公報に記載されているように、電動機に印加する交番電圧ベクトルや交番電流ベクトルの平行成分または直交成分から印加ベクトルと磁束軸との間の相差角を検出し、この相差角から直接または間接に磁極位置を検出する方法を用いても良い。
【００１８】
再び図１において、積分器３０は、高周波電流指令値の角周波数ωｈを積分して高周波電流指令値の位相θｈを演算する。高周波電流指令演算器３１は、γ軸高周波電流振幅指令値Ｉγｈ＊及び上記位相θｈからγ軸高周波電流指令値ｉγｈ＊を数式１により演算する。
【００１９】
【数１】
【００２０】
加算器３２は、直流電流指令値（γ軸基本波電流振幅指令値）Ｉγｆ＊とγ軸高周波電流指令値ｉγｈ＊とを加算してγ軸電流指令値ｉγ＊を演算する。直流電流指令値Ｉγｆ＊は、零または正の一定値とする。直流電流指令値Ｉγｆ＊を正の一定値に設定した場合、回転子が外力により回転するのを防止することができる。
【００２１】
減算器１９は、γ軸電流指令値ｉγ＊と前記γ軸電流検出値ｉγとの偏差を求め、この偏差を、比例積分調節器からなるγ軸電流調節器２０により増幅して第１のγ軸電圧指令値ｖγＡＣＲ＊を演算する。
また、電圧補償値演算器３３により、γ軸高周波電流振幅指令値Ｉγｈ＊、位相θｈ、電動機８０の電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔ及びリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔを用いて高周波電流による電圧降下（電圧補償値）を求め、これを第２のγ軸電圧指令値ｖγｈＦＦ＊として設定する。具体的には、数式２の演算を行う。
【００２２】
【数２】
【００２３】
なお、数式２における電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔ及びリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔの演算方法については後述する。
加算器２１により、第１のγ軸電圧指令値ｖγＡＣＲ＊と第２のγ軸電圧指令値ｖγｈＦＦ＊とを加算してフィードフォワード補償を行い、第３のγ軸電圧指令値ｖγ＊を演算する。一方、δ軸電圧指令値ｖδ＊は零に制御する。
これらのγ，δ軸電圧指令値ｖγ＊，ｖδ＊は、電圧座標変換器１５によって角度θ１（＝θ１０）に基づき相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換される。
ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と電圧検出器１２により検出した電力変換器７０の直流入力電圧Ｅｄｃとから、電力変換器７０の出力電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御するためのゲート信号を生成して電力変換器７０に供給する。
上述した制御装置の演算処理により、γ軸電流ｉγをγ軸電流指令値ｉγ＊に制御することができる。
【００２４】
次に、電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔ及びリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔの演算方法について説明する。
第１検出手段としてのフーリエ級数演算器３４は、γ軸電流ｉγと高周波電流指令値の位相θｈとから、γ軸電流ｉγの角周波数ωｈの余弦波成分Ｉγｈａと正弦波成分Ｉγｈｂとを検出する。一方、第２検出手段としてのフーリエ級数演算器３５は、γ軸電圧指令値ｖγ＊と高周波電流指令値の位相θｈとから、γ軸電圧指令値ｖγ＊の角周波数ωｈの余弦波成分Ｖγｈａと正弦波成分Ｖγｈｂとを検出する。
【００２５】
パラメータ推定手段３６は、γ軸電流ｉγの余弦波成分Ｉγｈａと正弦波成分Ｉγｈｂ、及び、γ軸電圧指令値ｖγ＊の余弦波成分Ｖγｈａと正弦波成分Ｖγｈｂとから、コンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔとサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔとを演算する。このパラメータ推定手段３６の詳細については、後述する。
【００２６】
インピーダンス演算器３７は、コンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔとサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔとから、電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔとリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔとを、それぞれ数式３，数式４により演算する。
【００２７】
【数３】
【００２８】
【数４】
【００２９】
インダクタンス演算器３８は、リアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔと角周波数ωｈとから、ｄ軸インダクタンスの測定値Ｌｄｅｓｔを数式５により演算する。
【００３０】
【数５】
【００３１】
次に、前記パラメータ推定手段３６の詳細について説明する。図２は、請求項２に相当するパラメータ推定手段３６の構成を示すブロック図である。
図２に示すパラメータ推定手段は、高周波電圧振幅と電機子巻線のコンダクタンスとの積が、高周波電圧と同相の電流（以下、有効電流と定義する）の大きさに等しく、高周波電圧振幅と電機子巻線のサセプタンスとの積が、高周波電圧と９０度位相がずれた電流（以下、無効電流と定義する）の大きさに等しいことを利用して上記コンダクタンス及びサセプタンスを真値に収束させるものである。
【００３２】
図２において、振幅演算器１０１は、γ軸電圧指令値ｖγ＊に含まれる高周波電圧の振幅Ｖγｈｃを、γ軸電圧指令値ｖγ＊の余弦波成分Ｖγｈａと正弦波成分Ｖγｈｂとから、数式６により演算する。
【００３３】
【数６】
【００３４】
有効電流・無効電流検出器１０２は、有効電流検出値Ｉγｐｏｗｄｅｔと無効電流検出値Ｉγｖａｒｄｅｔとを、高周波電圧と高周波電流との関係を利用して、それぞれ数式７，数式８により演算する。
【００３５】
【数７】
【００３６】
【数８】
【００３７】
一方、数式９，数式１０に示すように、高周波電圧振幅Ｖγｈｃとコンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔとの積、及び、高周波電圧振幅Ｖγｈｃとサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔとの積を、それぞれ乗算器１０３ａ，１０３ｂにより求め、有効電流推定値Ｉγｐｏｗｅｓｔと無効電流推定値Ｉγｖａｒｅｓｔとを演算する。
【００３８】
【数９】
【００３９】
【数１０】
【００４０】
減算器１０４ａにより有効電流推定値Ｉγｐｏｗｅｓｔと有効電流検出値Ｉγｐｏｗｄｅｔとの偏差Ｉγｐｏｗｅｒｒを演算し、これをパラメータ推定器１０５ａにより増幅してコンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔを演算する。具体的には、数式１１を用いる。
【００４１】
【数１１】
【００４２】
なお、数式１１及び下記の数式１２において、Γはパラメータ推定積分ゲイン、ρは正規化係数である。
同様に、減算器１０４ｂにより、無効電流推定値Ｉγｖａｒｅｓｔと無効電流検出値Ｉγｖａｒｄｅｔとの偏差Ｉγｂａｒｅｒｒを演算し、これをパラメータ推定器１０５ｂにより増幅してサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔを演算する。具体的には、数式１２を用いる。
【００４３】
【数１２】
【００４４】
以上の演算処理により、コンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔとサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔを真値に収束させることができる。これにより、図１のインピーダンス演算器３７によって演算される電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔ及びリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔは速やかに真値に収束する。
従って、電圧補償値演算器３３は、前述した数式２に基づき高周波電流による電圧降下を正確に演算して第２のγ軸電圧指令値ｖγｈＦＦ＊を出力すると共に、このγ軸電圧指令値ｖγｈＦＦ＊により補償した第３のγ軸電圧指令値ｖγ＊を用いて電力変換器７０を介し電動機８０を制御することにより、電動機８０の電気定数が未知である場合にも電流を高応答に制御することができる。
【００４５】
なお、図１に示した実施形態は、ｄ軸インダクタンスを測定するためのものであるが、回転子の磁極と直交方向のインダクタンスであるｑ軸インダクタンスを測定する場合は、同様にして、δ軸方向に交流電流を流し、このときのδ軸電流ｉδとδ軸電圧指令値ｖδ＊とからｑ軸インダクタンスを測定すればよい。詳細な説明は省略する。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】図１におけるパラメータ推定手段の構成を示すブロック図である。
【図３】γ，δ軸の定義を示す図である。
【符号の説明】
【００４７】
５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１２ 電圧検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
１９ 減算器
２０ γ軸電流調節器
２１ 加算器
３０ 積分器
３１ 高周波電流指令演算器
３２ 加算器
３３ 電圧補償値演算器
３４ フーリエ級数演算器
３５ フーリエ級数演算器
３６ パラメータ推定手段
３７，３８ インピーダンス演算器
１０１ 振幅演算器
１０２ 有効電流・無効電流検出器
１０３ａ，１０３ｂ 乗算器
１０４ａ，１０４ｂ 減算器
１０５ａ，１０５ｂ パラメータ推定器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機の磁極位置を演算する場合に電動機のインダクタンスを高精度に測定するための技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置をコストダウンするため、磁極位置検出器を使わないで運転する、いわゆるセンサレス制御技術が実用化されている。この種のセンサレス制御技術としては様々な方式が提案されているが、回転子の永久磁石によって電動機の端子間に誘導される誘起電圧を利用して磁極位置を演算する方式が多く採用されている。
【０００３】
ここで、誘起電圧を利用して磁極位置を演算するためには、電動機の正確なインダクタンス値が必要である。
電動機のインダクタンスは、交番交流電流を電動機に流したときの電流と端子電圧との関係から測定することができ、例えば、特許文献１に記載された技術がある。
【０００４】
特許文献１には、実施形態５として、正弦波の交番交流電流指令値を与え、その時の電流検出値から正弦波成分と余弦波成分とを検出し、これらの各成分に対して指令値との偏差を演算し、これらの偏差を積分調節器（積分補償器）により増幅して電圧指令値の正弦波成分と余弦波成分とを制御することが記載されている。
これにより、電動機の電流を指令値に制御することができると共に、電動機のインダクタンスは、前記電流検出値、端子電圧及び交番電流の角周波数から演算することが可能である。
【０００５】
また、特許文献１には、実施形態６として、電動機に正弦波の交番交流電圧を印加し、このときの電流検出値の余弦波成分、交流電圧の振幅及び角周波数からインダクタンスを演算することが記載されており、交流電圧の振幅は所定の変化率に従って増加させ、交流電流の大きさが所定値に到達した時点で交流電圧の振幅を一定とし、この状態でインダクタンスを測定している。
この方法では、前述した特許文献１の実施形態５のような電流フィードバック制御を行っていないため、電動機の電気定数が不明な場合にも安定に電流制御を行えるという特徴がある。
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−２６２６４３号公報（段落［００７７］〜［００８７］，[００８８]〜［００９７］、図１１，図１２等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
電動機のインダクタンスを高精度に測定するためには、交流電流が指令値に一致するように高精度に制御するのが望ましい。また、インダクタンスの測定時間を短縮するためには、電流の応答を速くする必要がある。
このような観点に立って特許文献１を検討した場合、前述した実施形態５において、電流の応答を速くするためには、前記積分調節器を最適調整すればよいが、電動機の電気定数が未知の場合には、その実現は困難である。また、交流電流の正弦波成分、余弦波成分と交流電圧の正弦波成分、余弦波成分との間に線形性がないため、この点でも積分調節器の最適調整は困難である。
【０００８】
更に、特許文献１の実施形態６によれば、電動機の電気定数が未知の場合にも電流制御を安定に実現可能である。しかしながら、インダクタンスの測定時間を短縮するためには、交流電圧の振幅の変化率を最適に設計する必要があり、電動機の電気定数が未知の場合には、その実現は困難と考えられる。
【０００９】
そこで、本発明の解決課題は、電動機の電気定数が不明な場合にもインダクタンスの測定精度を向上させ、更に、インダクタンスの測定時間を短縮可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、永久磁石形同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
前記端子電圧を制御することにより、電動機の電流を、所定のベクトル方向に交番する高周波電流成分を含む電流指令値に制御する電流制御手段と、
電動機の電流検出値及び端子電圧から電動機のインダクタンスを測定するインダクタンス測定手段と、を備え、
前記電流制御手段は、
前記電流指令値と前記電流検出値との偏差を増幅して第１の電圧指令値を演算する手段と、
前記高周波電流成分、前記電動機のリアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値から第２の電圧指令値を演算する手段と、
前記第１の電圧指令値と前記第２の電圧指令値との和から第３の電圧指令値を演算し、この第３の電圧指令値を前記端子電圧の指令値とする手段と、
を有し、
前記インダクタンス測定手段は、
前記電流検出値から前記高周波電流成分と同じ角周波数の高周波電流を検出する第１検出手段と、
前記第３の電圧指令値から前記高周波電流成分と同じ角周波数の高周波電圧を検出する第２検出手段と、
前記第１検出手段により得た高周波電流検出値と前記第２検出手段により得た高周波電圧検出値とから、コンダクタンス及びサセプタンスを推定するパラメータ推定手段と、
前記パラメータ推定手段により得たコンダクタンス推定値及びサセプタンス推定値から前記リアクタンス推定値及び前記電機子抵抗推定値を演算するインピーダンス演算手段と、
前記リアクタンス推定値及び前記高周波電流成分の角周波数から電動機のインダクタンスを演算する手段と、
を有するものである。
【００１１】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した制御装置において、
前記パラメータ推定手段は、
前記高周波電流検出値と前記高周波電圧検出値とから前記高周波電圧検出値と同位相の電流である有効電流を検出する手段と、
前記高周波電圧検出値と前記コンダクタンス推定値とから有効電流を推定する有効電流推定手段と、
この有効電流推定手段により得た有効電流推定値と前記有効電流の検出値との偏差を増幅して前記コンダクタンス推定値を演算する手段と、
前記高周波電流検出値と前記高周波電圧検出値とから前記高周波電圧検出値と９０度の位相差を持った電流である無効電流を検出する手段と、
前記高周波電圧検出値と前記サセプタンス推定値とから無効電流を推定する無効電流推定手段と、
この無効電流推定手段により得た無効電流推定値と前記無効電流の検出値との偏差を増幅して前記サセプタンス推定値を演算する手段と、
を備えたものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明においては、高周波電流指令値、リアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値から高周波電流による電圧降下を演算し、この電圧降下（電圧補償値）を第２の電圧指令値として用いて第３の電圧指令値をフィードフォワード補償する。また、高周波電流検出値と、第３の電圧指令値に基づく高周波電圧検出値とから演算した有効電流検出値と無効電流検出値とがそれぞれの指令値に一致するように電機子巻線のコンダクタンスとサセプタンスを推定し、これらの推定値を用いてリアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値を演算する。
これにより、リアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値は、最終的には真値に収束するので、高周波電流による電圧降下を正確に演算してこの電圧降下が補償された第３の電圧指令値に従って電動機を制御することにより、電動機の電気定数が不明な場合にも高周波電流を高精度に制御し、インダクタンスの測定精度を向上させることができる。また、電流を高応答に制御可能であるため、インダクタンスの測定時間を短縮することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、ＰＭＳＭは、回転子のｄ軸（回転子の磁極方向）とｄ軸から９０度進んだｑ軸とに従って電流制御を行うことにより、高精度なトルク制御を実現可能である。しかしながら、磁極位置検出器を持たない場合にはｄ，ｑ軸を直接検出できないので、ｄ，ｑ軸に対応して角速度（＝速度演算値）ω１で回転する直交回転座標系のγ，δ軸を制御装置側に推定して制御演算を行っている。
このγ，δ軸の定義を図３に示す。図３において、ωｒはｄ，ｑ軸の回転角速度、θｅｒｒはｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度誤差（位置演算誤差）である。
【００１４】
次に、図１は、請求項１に相当する本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。このブロック図は、ＰＭＳＭの磁極と平行方向のインダクタンスであるｄ軸インダクタンスを測定するためのものである。
【００１５】
まず、図１における主回路の構成を説明すると、５０は三相交流電源であり、整流回路６０は電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この直流電圧はＰＷＭインバータからなる電力変換器７０に供給され、後述するＰＷＭ回路１３からのゲート信号により内部の半導体スイッチング素子を制御することで、永久磁石形同期電動機８０を駆動するための所定の三相交流電圧に変換される。
【００１６】
次に、制御装置の構成及び作用は以下の通りである。
電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによってそれぞれ検出した相電流検出値ｉｕ，ｉｗを、γ，δ軸の角度θ１に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδに座標変換する。なお、上記角度θ１は、インダクタンス測定を開始する前に演算した磁極位置θ１０とする。これにより、γ，δ軸をｄ，ｑ軸に一致させることができる。
【００１７】
磁極位置θ１０の演算方法は任意であり、例えば、特開２００１−１９００９３号公報に記載されている技術を応用することにより、電流の振幅を一定に制御して電流ベクトルに回転子を引き込ませ、このときの電流ベクトルの角度から磁極位置を求める方法や、特許第３３１２４７２号公報に記載されているように、電動機に印加する交番電圧ベクトルや交番電流ベクトルの平行成分または直交成分から印加ベクトルと磁束軸との間の相差角を検出し、この相差角から直接または間接に磁極位置を検出する方法を用いても良い。
【００１８】
再び図１において、積分器３０は、高周波電流指令値の角周波数ωｈを積分して高周波電流指令値の位相θｈを演算する。高周波電流指令演算器３１は、γ軸高周波電流振幅指令値Ｉγｈ＊及び上記位相θｈからγ軸高周波電流指令値ｉγｈ＊を数式１により演算する。
【００１９】
【数１】
【００２０】
加算器３２は、直流電流指令値（γ軸基本波電流振幅指令値）Ｉγｆ＊とγ軸高周波電流指令値ｉγｈ＊とを加算してγ軸電流指令値ｉγ＊を演算する。直流電流指令値Ｉγｆ＊は、零または正の一定値とする。直流電流指令値Ｉγｆ＊を正の一定値に設定した場合、回転子が外力により回転するのを防止することができる。
【００２１】
減算器１９は、γ軸電流指令値ｉγ＊と前記γ軸電流検出値ｉγとの偏差を求め、この偏差を、比例積分調節器からなるγ軸電流調節器２０により増幅して第１のγ軸電圧指令値ｖγＡＣＲ＊を演算する。
また、電圧補償値演算器３３により、γ軸高周波電流振幅指令値Ｉγｈ＊、位相θｈ、電動機８０の電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔ及びリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔを用いて高周波電流による電圧降下（電圧補償値）を求め、これを第２のγ軸電圧指令値ｖγｈＦＦ＊として設定する。具体的には、数式２の演算を行う。
【００２２】
【数２】
【００２３】
なお、数式２における電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔ及びリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔの演算方法については後述する。
加算器２１により、第１のγ軸電圧指令値ｖγＡＣＲ＊と第２のγ軸電圧指令値ｖγｈＦＦ＊とを加算してフィードフォワード補償を行い、第３のγ軸電圧指令値ｖγ＊を演算する。一方、δ軸電圧指令値ｖδ＊は零に制御する。
これらのγ，δ軸電圧指令値ｖγ＊，ｖδ＊は、電圧座標変換器１５によって角度θ１（＝θ１０）に基づき相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換される。
ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と電圧検出器１２により検出した電力変換器７０の直流入力電圧Ｅｄｃとから、電力変換器７０の出力電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御するためのゲート信号を生成して電力変換器７０に供給する。
上述した制御装置の演算処理により、γ軸電流ｉγをγ軸電流指令値ｉγ＊に制御することができる。
【００２４】
次に、電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔ及びリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔの演算方法について説明する。
第１検出手段としてのフーリエ級数演算器３４は、γ軸電流ｉγと高周波電流指令値の位相θｈとから、γ軸電流ｉγの角周波数ωｈの余弦波成分Ｉγｈａと正弦波成分Ｉγｈｂとを検出する。一方、第２検出手段としてのフーリエ級数演算器３５は、γ軸電圧指令値ｖγ＊と高周波電流指令値の位相θｈとから、γ軸電圧指令値ｖγ＊の角周波数ωｈの余弦波成分Ｖγｈａと正弦波成分Ｖγｈｂとを検出する。
【００２５】
パラメータ推定手段３６は、γ軸電流ｉγの余弦波成分Ｉγｈａと正弦波成分Ｉγｈｂ、及び、γ軸電圧指令値ｖγ＊の余弦波成分Ｖγｈａと正弦波成分Ｖγｈｂとから、コンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔとサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔとを演算する。このパラメータ推定手段３６の詳細については、後述する。
【００２６】
インピーダンス演算器３７は、コンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔとサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔとから、電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔとリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔとを、それぞれ数式３，数式４により演算する。
【００２７】
【数３】
【００２８】
【数４】
【００２９】
インダクタンス演算器３８は、リアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔと角周波数ωｈとから、ｄ軸インダクタンスの測定値Ｌｄｅｓｔを数式５により演算する。
【００３０】
【数５】
【００３１】
次に、前記パラメータ推定手段３６の詳細について説明する。図２は、請求項２に相当するパラメータ推定手段３６の構成を示すブロック図である。
図２に示すパラメータ推定手段は、高周波電圧振幅と電機子巻線のコンダクタンスとの積が、高周波電圧と同相の電流（以下、有効電流と定義する）の大きさに等しく、高周波電圧振幅と電機子巻線のサセプタンスとの積が、高周波電圧と９０度位相がずれた電流（以下、無効電流と定義する）の大きさに等しいことを利用して上記コンダクタンス及びサセプタンスを真値に収束させるものである。
【００３２】
図２において、振幅演算器１０１は、γ軸電圧指令値ｖγ＊に含まれる高周波電圧の振幅Ｖγｈｃを、γ軸電圧指令値ｖγ＊の余弦波成分Ｖγｈａと正弦波成分Ｖγｈｂとから、数式６により演算する。
【００３３】
【数６】
【００３４】
有効電流・無効電流検出器１０２は、有効電流検出値Ｉγｐｏｗｄｅｔと無効電流検出値Ｉγｖａｒｄｅｔとを、高周波電圧と高周波電流との関係を利用して、それぞれ数式７，数式８により演算する。
【００３５】
【数７】
【００３６】
【数８】
【００３７】
一方、数式９，数式１０に示すように、高周波電圧振幅Ｖγｈｃとコンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔとの積、及び、高周波電圧振幅Ｖγｈｃとサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔとの積を、それぞれ乗算器１０３ａ，１０３ｂにより求め、有効電流推定値Ｉγｐｏｗｅｓｔと無効電流推定値Ｉγｖａｒｅｓｔとを演算する。
【００３８】
【数９】
【００３９】
【数１０】
【００４０】
減算器１０４ａにより有効電流推定値Ｉγｐｏｗｅｓｔと有効電流検出値Ｉγｐｏｗｄｅｔとの偏差Ｉγｐｏｗｅｒｒを演算し、これをパラメータ推定器１０５ａにより増幅してコンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔを演算する。具体的には、数式１１を用いる。
【００４１】
【数１１】
【００４２】
なお、数式１１及び下記の数式１２において、Γはパラメータ推定積分ゲイン、ρは正規化係数である。
同様に、減算器１０４ｂにより、無効電流推定値Ｉγｖａｒｅｓｔと無効電流検出値Ｉγｖａｒｄｅｔとの偏差Ｉγｂａｒｅｒｒを演算し、これをパラメータ推定器１０５ｂにより増幅してサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔを演算する。具体的には、数式１２を用いる。
【００４３】
【数１２】
【００４４】
以上の演算処理により、コンダクタンス推定値Ｇγｈｅｓｔとサセプタンス推定値Ｂγｈｅｓｔを真値に収束させることができる。これにより、図１のインピーダンス演算器３７によって演算される電機子抵抗推定値Ｒγｈｅｓｔ及びリアクタンス推定値Ｘγｈｅｓｔは速やかに真値に収束する。
従って、電圧補償値演算器３３は、前述した数式２に基づき高周波電流による電圧降下を正確に演算して第２のγ軸電圧指令値ｖγｈＦＦ＊を出力すると共に、このγ軸電圧指令値ｖγｈＦＦ＊により補償した第３のγ軸電圧指令値ｖγ＊を用いて電力変換器７０を介し電動機８０を制御することにより、電動機８０の電気定数が未知である場合にも電流を高応答に制御することができる。
【００４５】
なお、図１に示した実施形態は、ｄ軸インダクタンスを測定するためのものであるが、回転子の磁極と直交方向のインダクタンスであるｑ軸インダクタンスを測定する場合は、同様にして、δ軸方向に交流電流を流し、このときのδ軸電流ｉδとδ軸電圧指令値ｖδ＊とからｑ軸インダクタンスを測定すればよい。詳細な説明は省略する。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】図１におけるパラメータ推定手段の構成を示すブロック図である。
【図３】γ，δ軸の定義を示す図である。
【符号の説明】
【００４７】
５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１２ 電圧検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
１９ 減算器
２０ γ軸電流調節器
２１ 加算器
３０ 積分器
３１ 高周波電流指令演算器
３２ 加算器
３３ 電圧補償値演算器
３４ フーリエ級数演算器
３５ フーリエ級数演算器
３６ パラメータ推定手段
３７，３８ インピーダンス演算器
１０１ 振幅演算器
１０２ 有効電流・無効電流検出器
１０３ａ，１０３ｂ 乗算器
１０４ａ，１０４ｂ 減算器
１０５ａ，１０５ｂ パラメータ推定器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石形同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
前記端子電圧を制御することにより、電動機の電流を、所定のベクトル方向に交番する高周波電流成分を含む電流指令値に制御する電流制御手段と、
電動機の電流検出値及び端子電圧から電動機のインダクタンスを測定するインダクタンス測定手段と、
を備え、
前記電流制御手段は、
前記電流指令値と前記電流検出値との偏差を増幅して第１の電圧指令値を演算する手段と、
前記高周波電流成分、前記電動機のリアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値から第２の電圧指令値を演算する手段と、
前記第１の電圧指令値と前記第２の電圧指令値との和から第３の電圧指令値を演算し、この第３の電圧指令値を前記端子電圧の指令値とする手段と、
を有し、
前記インダクタンス測定手段は、
前記電流検出値から前記高周波電流成分と同じ角周波数の高周波電流を検出する第１検出手段と、
前記第３の電圧指令値から前記高周波電流成分と同じ角周波数の高周波電圧を検出する第２検出手段と、
前記第１検出手段により得た高周波電流検出値と前記第２検出手段により得た高周波電圧検出値とから、コンダクタンス及びサセプタンスを推定するパラメータ推定手段と、
前記パラメータ推定手段により得たコンダクタンス推定値及びサセプタンス推定値から前記リアクタンス推定値及び前記電機子抵抗推定値を演算するインピーダンス演算手段と、
前記リアクタンス推定値及び前記高周波電流成分の角周波数から電動機のインダクタンスを演算する手段と、
を有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した制御装置において、
前記パラメータ推定手段は、
前記高周波電流検出値と前記高周波電圧検出値とから前記高周波電圧検出値と同位相の電流である有効電流を検出する手段と、
前記高周波電圧検出値と前記コンダクタンス推定値とから有効電流を推定する有効電流推定手段と、
この有効電流推定手段により得た有効電流推定値と前記有効電流の検出値との偏差を増幅して前記コンダクタンス推定値を演算する手段と、
前記高周波電流検出値と前記高周波電圧検出値とから前記高周波電圧検出値と９０度の位相差を持った電流である無効電流を検出する手段と、
前記高周波電圧検出値と前記サセプタンス推定値とから無効電流を推定する無効電流推定手段と、
この無効電流推定手段により得た無効電流推定値と前記無効電流の検出値との偏差を増幅して前記サセプタンス推定値を演算する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項１】
永久磁石形同期電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
前記端子電圧を制御することにより、電動機の電流を、所定のベクトル方向に交番する高周波電流成分を含む電流指令値に制御する電流制御手段と、
電動機の電流検出値及び端子電圧から電動機のインダクタンスを測定するインダクタンス測定手段と、
を備え、
前記電流制御手段は、
前記電流指令値と前記電流検出値との偏差を増幅して第１の電圧指令値を演算する手段と、
前記高周波電流成分、前記電動機のリアクタンス推定値及び電機子抵抗推定値から第２の電圧指令値を演算する手段と、
前記第１の電圧指令値と前記第２の電圧指令値との和から第３の電圧指令値を演算し、この第３の電圧指令値を前記端子電圧の指令値とする手段と、
を有し、
前記インダクタンス測定手段は、
前記電流検出値から前記高周波電流成分と同じ角周波数の高周波電流を検出する第１検出手段と、
前記第３の電圧指令値から前記高周波電流成分と同じ角周波数の高周波電圧を検出する第２検出手段と、
前記第１検出手段により得た高周波電流検出値と前記第２検出手段により得た高周波電圧検出値とから、コンダクタンス及びサセプタンスを推定するパラメータ推定手段と、
前記パラメータ推定手段により得たコンダクタンス推定値及びサセプタンス推定値から前記リアクタンス推定値及び前記電機子抵抗推定値を演算するインピーダンス演算手段と、
前記リアクタンス推定値及び前記高周波電流成分の角周波数から電動機のインダクタンスを演算する手段と、
を有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した制御装置において、
前記パラメータ推定手段は、
前記高周波電流検出値と前記高周波電圧検出値とから前記高周波電圧検出値と同位相の電流である有効電流を検出する手段と、
前記高周波電圧検出値と前記コンダクタンス推定値とから有効電流を推定する有効電流推定手段と、
この有効電流推定手段により得た有効電流推定値と前記有効電流の検出値との偏差を増幅して前記コンダクタンス推定値を演算する手段と、
前記高周波電流検出値と前記高周波電圧検出値とから前記高周波電圧検出値と９０度の位相差を持った電流である無効電流を検出する手段と、
前記高周波電圧検出値と前記サセプタンス推定値とから無効電流を推定する無効電流推定手段と、
この無効電流推定手段により得た無効電流推定値と前記無効電流の検出値との偏差を増幅して前記サセプタンス推定値を演算する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２００９−２７８６９１（Ｐ２００９−２７８６９１Ａ）
【公開日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１２４５５０（Ｐ２００８−１２４５５０）
【出願日】平成２０年５月１２日（２００８．５．１２）
【出願人】（５０３３６１９２７）富士電機アセッツマネジメント株式会社 (402)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年５月１２日（２００８．５．１２）
【出願人】（５０３３６１９２７）富士電機アセッツマネジメント株式会社 (402)
【Ｆターム（参考）】
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