【課題】機器内または機器間での無線伝送に適したＭＩＭＯ処理にする。
【解決手段】空間分割多重を適用するため、送信側の無線通信装置には複数の送信用のアンテナ１３６を設け、対応する受信側の無線通信装置にも複数の受信用のアンテナ２３６を設け、それぞれを１対１に対応させる。対応したアンテナ間ではアンテナ１３６から発せられる所望波を直接波として受信し、対応しないアンテナ間ではアンテナ１３６から発せられる不要波を直接波として受信する。第１通信装置１００にＭＩＭＯ処理部６０１と変調機能部８３００を設ける。ＭＩＭＯ処理部６０１は、各送信対象信号に対して、アンテナ２３６で受信される不要波の成分が相殺されるように、チャネル行列に基づく補正演算処理を行ない、変調機能部８３００は補正演算後の信号で変調処理を行なう。パス差が（ｎ／２＋１／４）λｃまたは（ｎ／２）λｃとなるようにアンテナ配置を設定する。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線伝送システム（１つの筐体内で実現される無線通信装置も含む）、送信側の無線通信装置、無線通信方法に関する。より詳細には、空間分割多重を適用して複数の伝送対象信号を無線で伝送する仕組みに関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば、比較的近距離（たとえば数センチ〜１０数センチ以内）に配置されている電子機器間や電子機器内での高速信号伝送を実現する手法として、たとえばＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signaling）が知られている。しかしながら、最近のさらなる伝送データの大容量高速化に伴い、消費電力の増加、反射などによる信号歪みの影響の増加、不要輻射の増加、などが問題となる。たとえば、映像信号（撮像信号を含む）やコンピュータ画像などの信号を機器内で高速（リアルタイム）に伝送する場合にＬＶＤＳでは限界に達してきている。
【０００３】
伝送データの高速化の問題に対応するため、配線数を増やして、信号の並列化により一信号線当たりの伝送速度を落とすことが考えられる。しかしながら、この対処では、入出力端子の増大に繋がってしまう。その結果、プリント基板やケーブル配線の複雑化や半導体チップサイズの拡大などが求められる。また、高速・大容量のデータを配線で引き回すことでいわゆる電磁界障害が問題となる。
【０００４】
ＬＶＤＳや配線数を増やす手法における問題は、何れも、電気配線により信号を伝送することに起因している。そこで、電気配線により信号を伝送することに起因する問題を解決する手法として、電気配線を無線化して伝送することが考えられる。
【０００５】
ここで、送信側と受信側の通信部を複数設けて多重伝送を行なう場合に空間分割多重を適用することも考えられる。しかしながら、空間分割多重を適用する場合、チャネル間の干渉対策が必要となる。この問題を解決する一手法としてＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）を適用することが考えられる（たとえば特許文献１〜３を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−０５５２２８号公報
【特許文献２】特開２００９−０４９６３２号公報
【特許文献３】特開２００９−３３５８８号公報
【０００７】
特許文献１〜３では、機器内や機器間での無線伝送に対して比較的遠距離での無線伝送を対象としており、ＯＦＤＭ変調方式との組合せにおいてＭＩＭＯ処理を適用することが示されている。つまり、特許文献１〜３に示されているＭＩＭＯ処理は、ＯＦＤＭ変調方式に依存している。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、機器内や機器間での比較的近距離の無線伝送を考えた場合、必ずしもＭＩＭＯ処理をＯＦＤＭ変調方式と併用することは必要ないと考えられる。また、波長が短くなることで、アンテナの指向性の効果も得られ、やはり、ＯＦＤＭ変調方式と併用することは必要ないと考えられる。
【０００９】
本発明は、これらの点に着目して、機器間や機器内の無線信号伝送に適したＭＩＭＯ処理の仕組みを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る無線伝送システム、無線通信装置、無線伝送方法の一態様においては、先ず、電子機器の筐体内に送信用の通信部と受信用の通信部を配置する。
【００１１】
そして、送信用の通信部においては、伝送対象信号を変調用の搬送信号で周波数変換して変調信号を生成し、生成した変調信号を無線信号伝送路へ送出する。受信用の通信部においては、無線信号伝送路を介して受信した変調信号を復調して伝送対象信号と対応する出力信号を取得する。好ましくは、無線信号伝送路を介して受信した信号を注入信号として変調用の搬送信号と同期した復調用の搬送信号を生成し、無線信号伝送路を介して受信した変調信号を復調用の搬送信号で周波数変換することで伝送対象信号と対応する出力信号を取得する。
【００１２】
要するに、電子機器の筐体内に配置された送信側の通信部と、同じく電子機器（送信側の通信部が配置された電子機器と同一・別の何れも可）の筐体内に配置された受信側の通信部との間に無線信号伝送路を構成して両通信部間で無線による信号伝送を行なう。
【００１３】
ここで、本発明に係る仕組みにおいては、機器内や機器間での無線伝送において空間分割多重を適用する。このため、送信側の無線通信装置には複数の送信アンテナを設け、対応する受信側の無線通信装置にも複数の受信アンテナを設け、それぞれを１対１に対応させる。そして、複数のアンテナ対の内の一（一方：１対のアンテナ対）の送信アンテナから発せられた無線信号が一のアンテナ対の受信アンテナに直接に所望波として到達し、かつ、一のアンテナ対とは異なる他（他方：１対とは限らない）のアンテナ対の送信アンテナから発せられた無線信号が一のアンテナ対の受信アンテナに直接に不要波として到達するように構成する。つまり、対応したアンテナ間では送信アンテナから発せられる所望波を直接波として受信し、対応しないアンテナ間では送信アンテナから発せられる不要波を直接波として受信するようにする。
【００１４】
そして、送信側の無線通信装置に、伝達特性補正部と変調機能部を設ける。伝達特性補正部は、複数の送信アンテナのそれぞれと対応する複数の送信対象信号のそれぞれに対して、送信アンテナと受信アンテナとの間における伝送空間の伝達特性に基づく補正演算処理（ＭＩＭＯ処理）を行ない、補正演算後の信号を変調機能部に供給する。変調機能部は、伝達特性補正部により補正された後の各補正済みの信号を搬送信号を用いて変調してそれぞれ対応する送信アンテナから送信する。好ましくは、それぞれ同じ搬送周波数の搬送信号を変調するのがよい。
【００１５】
つまり、本発明に係る仕組みでは、複数の送信対象信号についてベースバンド領域でＭＩＭＯ処理してから同一の搬送信号に基づき変調処理をする点に特徴がある。また、伝送空間の伝達特性は、所望波および不要波の双方ともが送信アンテナから発せられ受信アンテナに直接到来する直接波であるものとして定義されるとして扱い、伝達特性補正部における送信側でのＭＩＭＯ処理では、その伝達特性を定義する行列に基づく逆行列演算を行なう点に特徴がある。
【００１６】
ここで、ＭＩＭＯ処理に都合の良いようにアンテナ配置を決める。その際の視点としては、所望波のアンテナ間距離と不要波のアンテナ間距離の差であるパス差を規定する考え方、伝達関数を定義する行列要素を規定する考え方、伝達特性補正部における送信側でのＭＩＭＯ処理と変調処理で規定する考え方、などがある。
【００１７】
パス差を規定する場合は、搬送信号の波長をλｃ、アンテナの指向性に依存した位相特性をゼロとしたとき、第１条件としてはパス差を（ｎ／２＋１／４）λｃに設定し、第２条件としてはパス差を（ｎ／２）λｃに設定する。アンテナの指向性に依存した位相特性があるときには、所望波や不要波の送信アンテナからの放射角および対応する受信アンテナへの入射角に依存した位相特性の分を修正する。
【００１８】
前述の第１条件を行列要素を規定する考え方に置き換えると、伝達特性を規定する行列の所望波の各要素が実数項のみで表わされ、不要波の各要素が虚数項のみで表わし得るようにパス差が設定されると言うことになる。伝達特性補正部における送信側でのＭＩＭＯ処理と変調処理で規定する考え方に置き換えると、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、所望信号（自チャネルの伝送対象信号）に対しては実数項に関する補正演算のみを行ない、かつ、不要信号（他チャネルの伝送対象信号）に対しては虚数項に関する補正演算のみを行ない各補正済みの信号を対にして変調機能部で直交変調すると言うことになる。
【００１９】
前述の第２条件を行列要素を規定する考え方に置き換えると、伝達特性を規定する行列の所望波の各要素が実数項のみで表わされ、不要波の各要素も実数項のみで表わし得るようにパス差が設定されると言うことになる。伝達特性補正部における送信側でのＭＩＭＯ処理と変調処理で規定する考え方に置き換えると、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、所望信号（自チャネルの伝送対象信号）に対しては実数項に関する補正演算のみを行ない、不要信号（他チャネルの伝送対象信号）に対しても実数項に関する補正演算のみを行ない各補正済みの信号を加算してから変調機能部で変調処理を行なうと言うことになる。
【００２０】
また、受信側での復調処理も勘案した場合は、次の４つの態様の何れかを採るのが好ましい。第１の手法は、前述の第１条件を適用するとともに、一部の系統は振幅のみを変調する方式を採用し、残りの系統は振幅のみを変調する方式以外の方式を採用する。受信側では、伝送対象信号ごとに注入同期方式を適用する手法と、振幅のみを変調する方式の系統でのみ注入同期方式を適用し、残りの系統は注入同期方式を採用している系統で生成された復調用の搬送信号に基づき復調処理を行なう手法の何れかを採るのがよい。
【００２１】
第２の手法は、前述の第２条件を適用するとともに、一部の系統は振幅のみを変調する方式を採用し、残りの系統は振幅のみを変調する方式以外の方式を採用する。受信側では、伝送対象信号ごとに注入同期方式を適用する手法と、振幅のみを変調する方式の系統でのみ注入同期方式を適用し、残りの系統は注入同期方式を採用している系統で生成された復調用の搬送信号に基づき復調処理を行なう手法の何れかを採るのがよい。
【００２２】
第３の手法は、前述の第２条件を適用するとともに、全系統を振幅のみを変調する方式を採用する。受信側では、伝送対象信号ごとに注入同期方式を適用する手法と、何れかの系統（全系統数より少ない範囲で：最適は１系統のみ）で注入同期方式を適用し、残りの系統は注入同期方式を採用している系統で生成された復調用の搬送信号に基づき復調処理を行なう手法の何れかを採るのがよい。
【００２３】
第４の手法は、前述の第２条件を適用するとともに、全系統を振幅のみを変調する方式を採用する。受信側では、注入同期方式を採用するのではなく、包絡線検波または自乗検波で復調する。
【００２４】
因みに、注入同期方式を採用する場合、受信側においては、受信した信号を注入信号として使用して、変調用の搬送信号と同期した復調用の搬送信号を生成し、その復調用の搬送信号を使って周波数変換（ダウンコンバート）する。
【００２５】
送信側で周波数変換（アップコンバート）により得られる変調信号のみを送出し、その変調信号を受信して復調用の搬送信号を生成するための注入信号として使用してもよいが、好ましくは、変調信号と合わせて変調に用いた基準搬送信号も送出するようにし、受信側では、受信した基準搬送信号に注入同期させるのがよい。
【００２６】
注入同期方式を採用する仕組みでは、アップコンバートに使用される変調用の搬送信号と、ダウンコンバートに使用される復調用の搬送信号とが確実に同期した状態となる。よって、変調用の搬送信号の周波数の安定度を緩和して無線による信号伝送を行なっても伝送対象信号を適切に復調できる。ダウンコンバートでは、同期検波の適用が容易であり、同期検波を直交検波に発展使用することで、振幅変調だけでなく位相変調や周波数変調を適用できる。このことは、たとえば変調信号を直交化するなどして、データ伝送レートを上げられることを意味する。
【発明の効果】
【００２７】
本発明の一態様によれば、ＯＦＤＭ変調方式と併用することなく、送信側にてＭＩＭＯ処理を適用する、機器間や機器内の無線信号伝送に適した仕組みが実現される。送信側にＭＩＭＯ処理を適用することで、アンテナ間隔を狭くできる。
【００２８】
所望波および不要波の双方を直接波として扱うことで、所望波と不要波に関するパス差を管理できるようになり、送信側でのＭＩＭＯ処理に都合の良いようにアンテナ配置を決めることができるようになる。その結果、本発明を適用しない場合と比較して、ＭＩＭＯ処理の演算規模を削減できるようになる。
【００２９】
好ましくは、搬送信号の周波数を共通化すると、各チャネルで搬送周波数の影響が確実に同じになるため、ベースバンド領域でのＭＩＭＯ処理を確実かつ効率的に行なうことができる。加えて、各チャネルの搬送周波数を異ならせる場合と比較して変調や復調の回路規模を小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本実施形態の無線伝送システムの信号インタフェースを機能構成面から説明する図である。
【図１Ａ】信号の多重化を説明する図である。
【図２】本実施形態で採用する「空間分割多重」の適正条件（適用条件）を説明する図である。
【図２Ａ】「空間分割多重」を適用するためのミリ波信号伝送路の構造の概要を示したイメージ図である。
【図３】通信処理系統における変調機能部および復調機能部の第１例を説明する図である。
【図４】送信側に設けられる変調機能部とその周辺回路で構成される送信側信号生成部の第２例を説明する図である。
【図５】受信側に設けられる第２例の復調機能部とその周辺回路で構成される受信側信号生成部の構成例を説明する図である。
【図５Ａ】注入同期の位相関係を説明する図である。
【図６】多チャネル化と空間分割多重との関係を説明する図である。
【図６Ａ】多チャネル化と空間分割多重との関係において、干渉対策の緩和を図る基本的な仕組みを説明する図である。
【図７】多チャネル化と注入同期との関係において、回路規模低減を図る基本的な仕組みを説明する図である。
【図８】ＡＳＫ方式において、搬送信号と基準搬送信号が同一周波数で同一位相の場合の振幅変調信号を説明する図である。
【図８Ａ】ＡＳＫ方式とＰＳＫ方式の送信電力の関係を説明する図である。
【図８Ｂ】多重伝送を行なう場合における送信電力低減を図る基本的な仕組みを示す図である。
【図９】送信側に適用するＭＩＭＯ処理の演算を説明する図である。
【図９Ａ】送信側に適用するＭＩＭＯ処理の演算手法の基本を説明する図である。
【図１０】２チャネルのときの送信側のＭＩＭＯ処理の基本を説明する図である。
【図１０Ａ】２チャネルにおけるパス差とチャネル行列の関係を説明する図である。
【図１１】２チャネルの場合のアンテナ配置の制約条件の第１例を説明する図である。
【図１１Ａ】２チャネルの場合のアンテナ配置の制約条件の第２例を説明する図である。
【図１１Ｂ】アンテナが指向性に依存した位相特性を持つ場合のパス差Δｄの調整方法を説明する図である。
【図１２】アンテナ対が３つ以上の場合へのＭＩＭＯ処理の適用手法を説明する図（その１）である。
【図１２Ａ】アンテナ対が３つ以上の場合へのＭＩＭＯ処理の適用手法を説明する図（その２）である。
【図１２Ｂ】送受信のアンテナが３次元状に配置される場合への適用手法を説明する図である。
【図１２Ｃ】送信側のＭＩＭＯ処理をデジタル処理で行なう場合の基本的な構成を説明する図である。
【図１３】第１実施形態（第１例）の送信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。
【図１３Ａ】第１実施形態（第２例）の送信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。
【図１３Ｂ】第１実施形態（第３例）の送信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。
【図１４】第２実施形態（第１例）の送信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。
【図１４Ａ】第２実施形態（第２例）の送信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。
【図１４Ｂ】第２実施形態（第３例）の送信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。
【図１５】第３実施形態（第１例）の送信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。
【図１５Ａ】第３実施形態（第２例）の送信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。
【図１５Ｂ】第３実施形態（第１例）の送信ＭＩＭＯシステムにおいて、受信信号の位相が反転しないことを説明する図である。
【図１６】第４実施形態の送信ＭＩＭＯシステムを説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。各機能要素について実施形態別に区別する際には、Ａ，Ｂ，Ｃ，…などのように大文字の英語の参照子を付して記載し、特に区別しないで説明する際にはこの参照子を割愛して記載する。図面においても同様である。
【００３２】
なお、説明は以下の順序で行なう。
１．通信処理系統：基本（空間分割多重）
２．空間分割多重の適用手法
３．変調および復調：第１例（自乗検波・包絡線検波の適用）
４．変調および復調：第２例（注入同期方式の適用）
５．多チャネル化と空間分割多重との関係
６．多チャネル化と注入同期との関係
７．多チャネル化と必要送信電力との関係
８．送信側に適用するＭＩＭＯ処理の概要：演算処理、搬送周波数との関係、アンテナ配置との関係、指向性との関係、３チャネル以上への適用、３次元配置への適用、デジタル処理
９．送信ＭＩＭＯシステム：第１実施形態
10．送信ＭＩＭＯシステム：第２実施形態
11．送信ＭＩＭＯシステム：第３実施形態
12．送信ＭＩＭＯシステム：第４実施形態
【００３３】
先ず、本実施形態の無線伝送システムを説明するに当たり、その仕組みの理解の容易化のため、最初に基本的な全体構成について説明し、その後に、本実施形態の無線伝送システムにおける特徴部分である送信側に適用するＭＩＭＯ処理の詳細について説明する。
【００３４】
＜通信処理系統：基本＞
図１〜図１Ａは、本実施形態の無線伝送システムを説明する図である。ここで、図１は、本実施形態の無線伝送システム１Ｙの信号インタフェースを機能構成面から説明する図である。図１Ａは、信号の多重化を説明する図である。
【００３５】
本実施形態の無線伝送システムで使用する搬送周波数としてはミリ波帯で説明するが、本実施形態の仕組みは、ミリ波帯に限らず、より波長の短い、たとえばサブミリ波帯の搬送周波数を使用する場合にも適用可能である。本実施形態の無線伝送システムは、たとえば、デジタル記録再生装置、地上波テレビ受像装置、携帯電話装置、ゲーム装置、コンピュータなどにおいて使用される。
【００３６】
［機能構成］
図１に示すように、無線伝送システム１Ｙは、第１の無線機器の一例である第１通信装置１００Ｙと第２の無線機器の一例である第２通信装置２００Ｙが無線信号伝送路の一例であるミリ波信号伝送路９を介して結合されミリ波帯で信号伝送を行なうように構成されている。ミリ波信号伝送路９は、無線信号伝送路の一例である。伝送対象の信号を広帯域伝送に適したミリ波帯域に周波数変換して伝送するようにする。
【００３７】
本実施形態の無線伝送システム１Ｙは、複数組の伝送路結合部１０８，２０８の対を用いることで、複数系統のミリ波信号伝送路９を備える点に特徴を有する。複数系統のミリ波信号伝送路９は、空間的に干渉しない（干渉の影響がない）ように設置され、複数系統の信号伝送において、同一周波数や同一時間に通信を行なうことができるものとする。
【００３８】
「空間的に干渉しない」ということは、複数系統の信号を独立して伝送できることを意味する。このような仕組みを「空間分割多重」と称する。伝送チャネルの多チャネル化を図る際に、空間分割多重を適用しない場合は周波数分割多重を適用して各チャネルでは異なる搬送周波数を使用することが必要になるが、空間分割多重を適用すれば、同一の搬送周波数でも干渉の影響を受けずに伝送できるようになる。
【００３９】
「空間分割多重」とは、ミリ波信号（電磁波）を伝送可能な３次元空間において、複数系統のミリ波信号伝送路９を形成するものであればよく、自由空間中に複数系統のミリ波信号伝送路９を構成することに限定されない。たとえば、ミリ波信号（電磁波）を伝送可能な３次元空間が誘電体素材（有体物）から構成されている場合に、その誘電体素材中に複数系統のミリ波信号伝送路９を形成するものでもよい。また、複数系統のミリ波信号伝送路９のそれぞれも、自由空間であることに限定されず、誘電体伝送路や中空導波路などの形態を採ってよい。
【００４０】
第１の通信部（第１のミリ波伝送装置）と第２の通信部（第２のミリ波伝送装置）で、無線伝送装置（システム）を構成する。そして、比較的近距離に配置された第１の通信部と第２の通信部の間では、伝送対象の信号をミリ波信号に変換してから、このミリ波信号をミリ波信号伝送路を介して伝送するようにする。本実施形態の「無線伝送」とは、伝送対象の信号を電気配線ではなく無線（この例ではミリ波）で伝送することを意味する。
【００４１】
「比較的近距離」とは、放送や一般的な無線通信で使用される野外（屋外）での通信装置間の距離に比べて距離が短いことを意味し、伝送範囲が閉じられた空間として実質的に特定できる程度のものであればよい。「閉じられた空間」とは、その空間内部から外部への電波の漏れが少なく、逆に、外部から空間内部への電波の到来（侵入）が少ない状態の空間を意味し、典型的にはその空間全体が電波に対して遮蔽効果を持つ筐体（ケース）で囲まれた状態である。
【００４２】
たとえば、１つの電子機器の筐体内での基板間通信や同一基板上でのチップ間通信や、一（一方）の電子機器に他（他方：１つとは限らない）の電子機器が装着された状態のように複数の電子機器が一体となった状態での機器間の通信が該当する。
【００４３】
「一体」は、装着によって両電子機器が完全に接触した状態が典型例であるが、前述のように、両電子機器間の伝送範囲が閉じられた空間として実質的に特定できる程度のものであればよい。両電子機器が多少（比較的近距離：たとえば数センチ〜１０数センチ以内）離れた状態で定められた位置に配置されていて「実質的に」一体と見なせる場合も含む。要は、両電子機器で構成される電波が伝搬し得る空間内部から外部への電波の漏れが少なく、逆に、外部からその空間内部への電波の到来（侵入）が少ない状態であればよい。
【００４４】
以下では、１つの電子機器の筐体内での信号伝送を筐体内信号伝送と称し、複数の電子機器が一体（以下、「実質的に一体」も含む）となった状態での信号伝送を機器間信号伝送と称する。筐体内信号伝送の場合は、送信側の通信装置（通信部：送信部）と受信側の通信装置（通信部：受信部）が同一筐体内に収容され、通信部（送信部と受信部）間に無線信号伝送路が形成された本実施形態の無線伝送システムが電子機器そのものとなる。これに対して、機器間信号伝送の場合、送信側の通信装置（通信部：送信部）と受信側の通信装置（通信部：受信部）がそれぞれ異なる電子機器の筐体内に収容され、両電子機器が定められた位置に配置され一体となったときに両電子機器内の通信部（送信部と受信部）間に無線信号伝送路が形成されて本実施形態の無線伝送システムが構築される。
【００４５】
ミリ波信号伝送路を挟んで設けられる各通信装置においては、送信部と受信部が対となって組み合わされて配置される。一（一方）の通信装置と他（他方：１つとは限らない）の通信装置との間の信号伝送は片方向（一方向）のものでもよいし双方向のものでもよい。たとえば、第１の通信部が送信側となり第２の通信部が受信側となる場合には、第１の通信部に送信部が配置され第２の通信部に受信部が配置される。第２の通信部が送信側となり第１の通信部が受信側となる場合には、第２の通信部に送信部が配置され第１の通信部に受信部が配置される。
【００４６】
送信部は、たとえば、伝送対象の信号を信号処理してミリ波の信号を生成する送信側の信号生成部（伝送対象の電気信号をミリ波の信号に変換する信号変換部）と、ミリ波の信号を伝送する伝送路（ミリ波信号伝送路）に送信側の信号生成部で生成されたミリ波の信号を結合させる送信側の信号結合部を備えるものとする。好ましくは、送信側の信号生成部は、伝送対象の信号を生成する機能部と一体であるのがよい。
【００４７】
たとえば、送信側の信号生成部は変調回路を有し、変調回路が伝送対象の信号を変調する。送信側の信号生成部は変調回路によって変調された後の信号を周波数変換してミリ波の信号を生成する。原理的には、伝送対象の信号をダイレクトにミリ波の信号に変換することも考えられる。送信側の信号結合部は、送信側の信号生成部によって生成されたミリ波の信号をミリ波信号伝送路に供給する。
【００４８】
一方、受信部は、たとえば、ミリ波信号伝送路を介して伝送されてきたミリ波の信号を受信する受信側の信号結合部と、受信側の信号結合部により受信されたミリ波の信号（入力信号）を信号処理して通常の電気信号（伝送対象の信号）を生成する受信側の信号生成部（ミリ波の信号を伝送対象の電気信号に変換する信号変換部）を備えるものとする。好ましくは、受信側の信号生成部は、伝送対象の信号を受け取る機能部と一体であるのがよい。たとえば、受信側の信号生成部は復調回路を有し、ミリ波の信号を周波数変換して出力信号を生成し、その後、復調回路が出力信号を復調することで伝送対象の信号を生成する。原理的には、ミリ波の信号からダイレクトに伝送対象の信号に変換することも考えられる。
【００４９】
つまり、信号インタフェースをとるに当たり、伝送対象の信号に関して、ミリ波信号により接点レスやケーブルレスで伝送する（電気配線での伝送でない）ようにする。好ましくは、少なくとも信号伝送（特に高速伝送や大容量伝送が要求される映像信号や高速のクロック信号など）に関しては、ミリ波信号により伝送するようにする。要するに、従前は電気配線によって行なわれていた信号伝送を本実施形態ではミリ波信号により行なうものである。ミリ波帯で信号伝送を行なうことで、Ｇｂｐｓオーダーの高速信号伝送を実現することができるようになるし、ミリ波信号の及ぶ範囲を容易に制限でき、この性質に起因する効果も得られる。
【００５０】
ここで、各信号結合部は、第１の通信部と第２の通信部がミリ波信号伝送路を介してミリ波の信号が伝送可能となるようにするものであればよい。たとえばアンテナ構造（アンテナ結合部）を備えるものとしてもよいし、アンテナ構造を具備せずに結合をとるものであってもよい。
【００５１】
「ミリ波の信号を伝送するミリ波信号伝送路」は、空気（いわゆる自由空間）であってもよいが、好ましくは、ミリ波信号を伝送路中に閉じ込めつつミリ波信号を伝送させる構造を持つものがよい。その性質を積極的に利用することで、たとえば電気配線のようにミリ波信号伝送路の引回しを任意に確定することができる。
【００５２】
このようなミリ波閉込め構造（無線信号閉込め構造）のものとしては、たとえば、典型的にはいわゆる導波管が考えられるが、これに限らない。たとえば、ミリ波信号伝送可能な誘電体素材で構成されたもの（誘電体伝送路やミリ波誘電体内伝送路と称する）や、伝送路を構成し、かつ、ミリ波信号の外部放射を抑える遮蔽材が伝送路を囲むように設けられその遮蔽材の内部が中空の中空導波路がよい。誘電体素材や遮蔽材に柔軟性を持たせることでミリ波信号伝送路の引回しが可能となる。
【００５３】
因みに、空気（いわゆる自由空間）の場合、各信号結合部はアンテナ構造をとることになり、そのアンテナ構造によって近距離の空間中を信号伝送することになる。一方、誘電体素材で構成されたものとする場合は、アンテナ構造をとることもできるが、そのことは必須でない。
【００５４】
［空間分割多重を適用するシステム構成］
図１には、本実施形態の無線伝送システム１Ｙが示されている。前述の空間分割多重に関する基本的な説明から理解されるように、本実施形態の無線伝送システム１Ｙは、第１通信装置１００Ｙと第２通信装置２００Ｙとの間に、複数系統のミリ波信号伝送路９を備えている。
【００５５】
ここでは、第１通信装置１００Ｙから第２通信装置２００Ｙへは複数種の信号_@（＠は１〜Ｎ１）を伝送し、第２通信装置２００Ｙから第１通信装置１００Ｙへも複数種の信号_@（＠は１〜Ｎ２）を伝送するものとして記載している。
【００５６】
詳しくは後述するが、半導体チップ１０３には送信側信号生成部１１０と受信側信号生成部１２０が設けられ、半導体チップ２０３には送信側信号生成部２１０と受信側信号生成部２２０が設けられる。図では便宜的に記載しているが、空間分割多重を実現するため、送信側信号生成部１１０および受信側信号生成部２２０はＮ１系統分が設けられ、送信側信号生成部２１０および受信側信号生成部１２０はＮ２系統分が設けられる。
【００５７】
空間分割多重では、同一周波数帯域を同一時間に使用することができるため、通信速度を増加できるし、また、第１通信装置１００Ｙから第２通信装置２００ＹへのＮ１チャネル分の信号伝送と、第２通信装置２００Ｙから第１通信装置１００ＹへのＮ２チャネル分の信号伝送を同時に行なう双方向通信の同時性を担保できる。特に、ミリ波は、波長が短く距離による減衰効果を期待でき、小さいオフセット（伝送チャネルの空間距離が小さい場合）でも干渉が起き難く、場所により異なった伝搬チャネルを実現し易い。
【００５８】
図１に示すように、本実施形態の無線伝送システム１Ｙは、ミリ波伝送端子、ミリ波伝送線路、アンテナなどを具備する伝送路結合部１０８，２０８を「Ｎ１＋Ｎ２」系統有するとともに、ミリ波信号伝送路９を「Ｎ１＋Ｎ２」系統有する。それぞれには、参照子“_@”（＠は１〜Ｎ１＋Ｎ２）を付す。これにより、送受信に対するミリ波伝送を独立して行なう全二重の伝送方式が実現できる。
【００５９】
先ず、本実施形態の無線伝送システム１Ｙが備える機能部分について具体的に説明する。なお、最も好適な例として、各機能部が半導体集積回路（チップ）に形成されている例で説明するが、このことは必須でない。
【００６０】
第１通信装置１００Ｙにはミリ波帯通信可能な半導体チップ１０３が設けられ、第２通信装置２００Ｙにもミリ波帯通信可能な半導体チップ２０３が設けられている。
【００６１】
ここでは、ミリ波帯での通信の対象となる信号を、高速性や大容量性が求められる信号のみとし、その他の低速・小容量で十分なものや電源など直流と見なせる信号に関してはミリ波信号への変換対象としない。これらミリ波信号への変換対象としない信号（電源を含む）については、従前と同様の仕組みで基板間の信号の接続をとるようにする。ミリ波に変換する前の元の伝送対象の電気信号を纏めてベースバンド信号と称する。
【００６２】
［第１通信装置］
第１通信装置１００Ｙは、基板１０２上に、ミリ波帯通信可能な半導体チップ１０３と伝送路結合部１０８が搭載されている。半導体チップ１０３は、ＬＳＩ機能部１０４と信号生成部１０７（ミリ波信号生成部）を一体化したシステムＬＳＩ（Large Scale Integrated Circuit）である。図示しないが、ＬＳＩ機能部１０４と信号生成部１０７を一体化しない構成にしてもよい。別体にした場合には、その間の信号伝送に関しては、電気配線により信号を伝送することに起因する問題が懸念されるので、一体的に作り込んだ方が好ましい。別体にする場合には、２つのチップ（ＬＳＩ機能部１０４と信号生成部１０７との間）を近距離に配置して、ワイヤーボンディング長を極力短く配線することで悪影響を低減するようにすることが好ましい。
【００６３】
信号生成部１０７と伝送路結合部１０８はデータの双方向性を持つ構成にする。このため、信号生成部１０７には送信側の信号生成部と受信側の信号生成部を設ける。伝送路結合部１０８は、送信側と受信側に各別に設けてもよいが、ここでは送受信に兼用されるものとする。
【００６４】
「双方向通信」の実現には、ミリ波の伝送チャネルであるミリ波信号伝送路９が１系統（一芯）の一芯双方向伝送の場合、時分割多重（ＴＤＤ：Time Division Duplex）を適用する半二重方式と、周波数分割多重（ＦＤＤ：Frequency Division Duplex ）などが適用される。
【００６５】
しかし、時分割多重の場合、送信と受信の分離を時分割で行なうので、第１通信装置１００Ｙから第２通信装置２００Ｙへの信号伝送と第２通信装置２００Ｙから第１通信装置１００Ｙへの信号伝送を同時に行なう「双方向通信の同時性（一芯同時双方向伝送）」は実現されず、一芯同時双方向伝送は、周波数分割多重で実現される。
【００６６】
周波数分割多重は、図１Ａ（１）に示すように、送信と受信に異なった周波数を用いるので、ミリ波信号伝送路９の伝送帯域幅を広くする必要がある。加えて、周波数分割多重で多重伝送（多チャネル化）を実現するには、図１Ａ（２）に示すように、各別の搬送周波数で変調してそれぞれ異なる周波数帯域Ｆ_@の範囲の周波数に変換してミリ波の信号を生成し、それら各別の搬送周波数を用いたミリ波信号を同一方向または逆方向に伝送する必要がある。この場合に、送信（図の例では送信側信号生成部１１０側から受信側信号生成部２２０への系統）と受信（図の例では送信側信号生成部２１０側から受信側信号生成部１２０への系統）に異なった周波数を用いる場合は、図１Ａ（３），図１Ａ（４）に示すように、伝送帯域幅を一層広くする必要がある。
【００６７】
その点、空間分割多重を適用すれば、図１Ａ（５）に示すように、双方向通信の実現だけでなく、多重伝送（多チャネル化）の実現においても、各チャネルに同一周波数帯を適用できるので、伝送帯域幅の制約を受けない利点がある。
【００６８】
半導体チップ１０３は、直接に基板１０２上に搭載するのではなく、インターポーザ基板上に半導体チップ１０３を搭載し、半導体チップ１０３を樹脂（たとえばエポキシ樹脂など）でモールドした半導体パッケージを基板１０２上に搭載するようにしてもよい。すなわち、インターポーザ基板はチップ実装用の基板をなし、インターポーザ基板上に半導体チップ１０３が設けられる。インターポーザ基板には、一定範囲（２〜１０程度）の比誘電率を有したたとえば熱強化樹脂と銅箔を組み合わせたシート部材を使用すればよい。
【００６９】
半導体チップ１０３は伝送路結合部１０８と接続される。伝送路結合部１０８は、たとえば、アンテナ結合部やアンテナ端子やマイクロストリップ線路やアンテナなどを具備するアンテナ構造が適用される。なお、アンテナをチップに直接に形成する技術を適用することで、伝送路結合部１０８も半導体チップ１０３に組み込むようにすることもできる。
【００７０】
ＬＳＩ機能部１０４は、第１通信装置１００Ｙの主要なアプリケーション制御を司るもので、たとえば、相手方に送信したい各種の信号を処理する回路や相手方から受信した種々の信号を処理する回路が含まれる。
【００７１】
信号生成部１０７（電気信号変換部）は、ＬＳＩ機能部１０４からの信号をミリ波信号に変換し、ミリ波信号伝送路９を介した信号伝送制御を行なう。
【００７２】
具体的には、信号生成部１０７は、送信側信号生成部１１０および受信側信号生成部１２０を有する。送信側信号生成部１１０と伝送路結合部１０８で送信部（送信側の通信部）が構成され、受信側信号生成部１２０と伝送路結合部１０８で受信部（受信側の通信部）が構成される。
【００７３】
送信側信号生成部１１０は、入力信号を信号処理してミリ波の信号を生成するために、パラレルシリアル変換部１１４、変調部１１５、周波数変換部１１６、増幅部１１７を有する。なお、変調部１１５と周波数変換部１１６は纏めていわゆるダイレクトコンバーション方式のものにしてもよい。
【００７４】
受信側信号生成部１２０は、伝送路結合部１０８によって受信したミリ波の電気信号を信号処理して出力信号を生成するために、増幅部１２４、周波数変換部１２５、復調部１２６、シリアルパラレル変換部１２７を有する。周波数変換部１２５と復調部１２６は纏めていわゆるダイレクトコンバーション方式のものにしてもよい。
【００７５】
パラレルシリアル変換部１１４とシリアルパラレル変換部１２７は、本構成を適用しない場合に、パラレル伝送用の複数の信号を使用するパラレルインタフェース仕様のものである場合に備えられ、シリアルインタフェース仕様のものである場合は不要である。
【００７６】
パラレルシリアル変換部１１４は、パラレルの信号をシリアルのデータ信号に変換して変調部１１５に供給する。変調部１１５は、伝送対象信号を変調して周波数変換部１１６に供給する。変調部１１５としては、振幅・周波数・位相の少なくとも１つを伝送対象信号で変調するものであればよく、これらの任意の組合せの方式も採用し得る。
【００７７】
たとえば、アナログ変調方式であれば、たとえば、振幅変調（ＡＭ：Amplitude Modulation ）とベクトル変調がある。ベクトル変調として、周波数変調（ＦＭ：Frequency Modulation）と位相変調（ＰＭ：Phase Modulation）がある。デジタル変調方式であれば、たとえば、振幅遷移変調（ＡＳＫ：Amplitude shift keying）、周波数遷移変調（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）、位相遷移変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）、振幅と位相を変調する振幅位相変調（ＡＰＳＫ：Amplitude Phase Shift Keying）がある。振幅位相変調としては直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation ）が代表的である。
【００７８】
周波数変換部１１６は、変調部１１５によって変調された後の伝送対象信号を周波数変換してミリ波の電気信号を生成して増幅部１１７に供給する。ミリ波の電気信号とは、概ね３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚの範囲のある周波数の電気信号をいう。「概ね」と称したのはミリ波通信による効果が得られる程度の周波数であればよく、下限は３０ＧＨｚに限定されず、上限は３００ＧＨｚに限定されないことに基づく。
【００７９】
周波数変換部１１６としては様々な回路構成を採り得るが、たとえば、周波数混合回路（ミキサー回路）と局部発振回路とを備えた構成を採用すればよい。局部発振回路は、変調に用いる搬送波（キャリア信号、基準搬送波）を生成する。周波数混合回路は、パラレルシリアル変換部１１４からの信号で局部発振回路が発生するミリ波帯の搬送波と乗算（変調）してミリ波帯の変調信号を生成して増幅部１１７に供給する。
【００８０】
増幅部１１７は、周波数変換後のミリ波の電気信号を増幅して伝送路結合部１０８に供給する。増幅部１１７には図示しないアンテナ端子を介して双方向の伝送路結合部１０８に接続される。
【００８１】
伝送路結合部１０８は、送信側信号生成部１１０によって生成されたミリ波の信号をミリ波信号伝送路９に送信するとともに、ミリ波信号伝送路９からミリ波の信号を受信して受信側信号生成部１２０に出力する。
【００８２】
伝送路結合部１０８は、アンテナ結合部で構成される。アンテナ結合部は伝送路結合部１０８（信号結合部）の一例またはその一部を構成する。アンテナ結合部とは、狭義的には半導体チップ内の電子回路と、チップ内またはチップ外に配置されるアンテナを結合する部分をいい、広義的には、半導体チップとミリ波信号伝送路９を信号結合する部分をいう。たとえば、アンテナ結合部は、少なくともアンテナ構造を備える。また、時分割多重で送受信を行なう場合には、伝送路結合部１０８にアンテナ切替部（アンテナ共用器）を設ける。
【００８３】
アンテナ構造は、ミリ波信号伝送路９との結合部における構造をいい、ミリ波帯の電気信号をミリ波信号伝送路９に結合させるものであればよく、アンテナそのもののみを意味するものではない。たとえば、アンテナ構造には、アンテナ端子、マイクロストリップ線路、アンテナを含み構成される。アンテナ切替部を同一のチップ内に形成する場合は、アンテナ切替部を除いたアンテナ端子とマイクロストリップ線路が伝送路結合部１０８を構成するようになる。
【００８４】
送信側のアンテナはミリ波の信号に基づく電磁波をミリ波信号伝送路９に輻射する。また、受信側のアンテナはミリ波の信号に基づく電磁波をミリ波信号伝送路９から受信する。マイクロストリップ線路は、アンテナ端子とアンテナとの間を接続し、送信側のミリ波の信号をアンテナ端子からアンテナへ伝送し、また、受信側のミリ波の信号をアンテナからアンテナ端子へ伝送する。
【００８５】
アンテナ切替部はアンテナを送受信で共用する場合に用いられる。たとえば、ミリ波の信号を相手方である第２通信装置２００Ｙ側に送信するときは、アンテナ切替部がアンテナを送信側信号生成部１１０に接続する。また、相手方である第２通信装置２００Ｙ側からのミリ波の信号を受信するときは、アンテナ切替部がアンテナを受信側信号生成部１２０に接続する。アンテナ切替部は半導体チップ１０３と別にして基板１０２上に設けているが、これに限られることはなく、半導体チップ１０３内に設けてもよい。送信用と受信用のアンテナを別々に設ける場合はアンテナ切替部を省略できる。
【００８６】
伝送路結合部１０８には受信側信号生成部１２０が接続される。受信側信号生成部１２０は、伝送路結合部１０８によって受信したミリ波の電気信号を信号処理して出力信号を生成するために、増幅部１２４、周波数変換部１２５、復調部１２６、シリアルパラレル変換部１２７、単一化処理部１２８を有する。なお、周波数変換部１２５と復調部１２６は纏めていわゆるダイレクトコンバーション方式のものにしてもよい。
【００８７】
受信側の増幅部１２４は、伝送路結合部１０８に接続され、アンテナによって受信された後のミリ波の電気信号を増幅して周波数変換部１２５に供給する。周波数変換部１２５は、増幅後のミリ波の電気信号を周波数変換して周波数変換後の信号を復調部１２６に供給する。復調部１２６は、周波数変換後の信号を復調してベースバンドの信号を取得しシリアルパラレル変換部１２７に供給する。
【００８８】
シリアルパラレル変換部１２７は、シリアルの受信データをパラレルの出力データに変換してＬＳＩ機能部１０４に供給する。
【００８９】
このように半導体チップ１０３を構成すると、入力信号をパラレルシリアル変換して半導体チップ２０３側へ伝送し、また半導体チップ２０３側からの受信信号をシリアルパラレル変換することにより、ミリ波変換対象の信号数が削減される。
【００９０】
第１通信装置１００Ｙと第２通信装置２００Ｙの間の元々の信号伝送がシリアル形式の場合には、パラレルシリアル変換部１１４およびシリアルパラレル変換部１２７を設けなくてもよい。
【００９１】
また、本実施形態の無線伝送システム１Ｙの特徴として、第１通信装置１００Ｙにおいて、送信側信号生成部１１０には、Ｎ１系統の全てに共有されるＭＩＭＯ処理部６０１が、パラレルシリアル変換部１１４と変調部１１５との間に設けられている。同様に、第２通信装置２００Ｙにおいて、送信側信号生成部２１０には、Ｎ２系統の全てに共有されるＭＩＭＯ処理部６０２が、パラレルシリアル変換部２１４と変調部２１５との間に設けられている。ＭＩＭＯ処理部６０１，６０２の詳細については後述する。
【００９２】
ここでは、基本的な構成について説明しているが、これは一例に過ぎず、送信側信号生成部１１０、受信側信号生成部１２０、送信側信号生成部２１０、受信側信号生成部２２０を半導体チップ１０３，２０３に収容する形態は図示したものに限定されない。たとえば、送信側信号生成部１１０と受信側信号生成部１２０をそれぞれ１系統収容した信号生成部１０７のみの半導体チップ１０３と、送信側信号生成部２１０と受信側信号生成部２２０をそれぞれ１系統収容した信号生成部２０７のみの半導体チップを使用してシステムを構成してもよい。また、送信側信号生成部１１０、受信側信号生成部１２０、送信側信号生成部２１０、受信側信号生成部２２０をそれぞれ各別の半導体チップ１０３，２０３に収容してシステムを構成してもよい。それらの変形によっては、Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎとしてシステムを構成することもある。
【００９３】
また、半導体チップ１０３，２０３に収容する機能部を如何様にするかは、第１通信装置１００Ｙ側と第２通信装置２００Ｙ側を対にして行なう必要はなく、任意の組合せにしてもよい。たとえば、第１通信装置１００Ｙ側は送信側のＮ１系統分と受信側のＮ２系統分を１チップに収容した形態を採るが、第２通信装置２００Ｙ側は、送信側信号生成部２１０、受信側信号生成部２２０をそれぞれ各別の半導体チップ２０３に収容したものとしてもよい。
【００９４】
因みに、本実施形態では、各系統のパラレルシリアル変換部１１４と変調部１１５の間に全系統に共有のＭＩＭＯ処理部６０１を設け、各系統のパラレルシリアル変換部２１４と変調部２１５の間に全系統に共有のＭＩＭＯ処理部６０２を設けるので、送信系に関してはＮ１系統分やＮ２系統分を１チップ化したものを使用するのが好適である。送信系に関して、系統別のチップを使用することを排除するものではないが、その場合、各系統別の送信系のチップとＭＩＭＯ処理部６０１，６０２を収容したチップ（送信系の何れか１つのチップに収容してもよい）との間で、パラレルシリアル変換部１１４と変調部１１５またはパラレルシリアル変換部２１４と変調部２１５の間に、ＭＩＭＯ処理部６０１，６０２を介在させるためのチップ外配線が必要になる。
【００９５】
一方、受信系に関しては、そのような制約はないので、複数系統を１チップ化したものであるのか系統別のチップであるのかは問題とならない。
【００９６】
各系統の搬送周波数は同一でもよいし異なっていてもよい。たとえば、誘電体伝送路や中空導波路の場合はミリ波が内部に閉じこめられるのでミリ波干渉を防ぐことができ、同一周波数でも全く問題ない。自由空間伝送路の場合は、自由空間伝送路同士がある程度隔てられていれば同一でも問題ないが、近距離の場合には異なっていた方がよい。ただし、送信側でのＭＩＭＯ処理を効果的に行なうためや復調機能部の回路規模を小さくする上では、ミリ波信号伝送路９の形態に関わらず（自由空間伝送路であっても）、搬送周波数を共通化することが好ましい。
【００９７】
たとえば、双方向通信を実現するには、空間分割多重の他に、時分割多重を行なう方式や周波数分割多重などが考えられる。１系統のミリ波信号伝送路９を有し、データ送受信を実現する方式として、時分割多重により送受信を切り替える半二重方式、周波数分割多重により送受信を同時に行なう全二重方式の何れかが採用される。
【００９８】
ただし、時分割多重の場合は、送信と受信とを並行して行なうことができないという問題がある。また、図１Ａ（１）〜（３）に示したように、周波数分割多重の場合は、ミリ波信号伝送路９の帯域幅を広くしなければならないという問題がある。
【００９９】
これに対し、空間分割多重を適用する本実施形態の無線伝送システム１Ｙでは、複数の信号伝送系統（複数チャネル）において、搬送周波数の設定を同一にでき、搬送周波数の再利用（複数チャネルで同一周波数を使用すること）が容易になる。ミリ波信号伝送路９の帯域幅を広くしなくても信号の送受信を同時に実現できる。同方向に複数の伝送チャネルを使用して、同一周波数帯域を同一時間に使用すると通信速度の増加が可能となる。
【０１００】
Ｎ種（Ｎ＝Ｎ１＝Ｎ２）のベースバンド信号に対してミリ波信号伝送路９がＮ系統の場合に、双方向の送受信を行なうには、送受信に関して時分割多重や周波数分割多重を適用しなければならない。これに対して、空間分割多重の適用では、２Ｎ系統のミリ波信号伝送路９を使用するので、双方向の送受信に関しても別系統のミリ波信号伝送路９を使用した（全て独立の伝送路を使用した）伝送を行なうことができる。つまり、ミリ波帯での通信の対象となる信号が送受信にＮ種ある場合に、時分割多重、周波数分割多重、符号分割多重などの多重化処理を行なわなくても、それらを２Ｎ系統の各別のミリ波信号伝送路９で伝送することができる。
【０１０１】
［第２通信装置］
第２通信装置２００Ｙは、概ね第１通信装置１００Ｙと同様の機能構成を備える。各機能部には２００番台の参照子を付し、第１通信装置１００Ｙと同様・類似の機能部には第１通信装置１００Ｙと同一の１０番台および１番台の参照子を付す。送信側信号生成部２１０と伝送路結合部２０８で送信部が構成され、受信側信号生成部２２０と伝送路結合部２０８で受信部が構成される。
【０１０２】
ＬＳＩ機能部２０４は、第２通信装置２００Ｙの主要なアプリケーション制御を司るもので、たとえば、相手方に送信したい各種の信号を処理する回路や相手方から受信した種々の信号を処理する回路が含まれる。
【０１０３】
［接続と動作］
入力信号を周波数変換して信号伝送するという手法は、放送や無線通信で一般的に用いられている。これらの用途では、α）どこまで通信できるか（熱雑音に対してのＳ／Ｎの問題）、β）反射やマルチパスにどう対応するか、γ）妨害や他チャネルとの干渉をどう抑えるかなどの問題に対応できるような比較的複雑な送信器や受信器などが用いられている。これに対して、本構成で使用する信号生成部１０７，２０７は、放送や無線通信で一般的に用いられる複雑な送信器や受信器などの使用周波数に比べて、より高い周波数帯のミリ波帯で使用され、波長λが短いため、周波数の再利用がし易く、近傍で多くのデバイス間での通信をするのに適したものが使用される。
【０１０４】
本構成では、従来の電気配線を利用した信号インタフェースとは異なり、前述のようにミリ波帯で信号伝送を行なうことで高速性と大容量に柔軟に対応できるようにしている。たとえば、高速性や大容量性が求められる信号のみをミリ波帯での通信の対象としており、システム構成によっては、通信装置１００Ｙ，２００Ｙは、低速・小容量の信号用や電源供給用に、従前の電気配線によるインタフェース（端子・コネクタによる接続）を一部に備えることになる。
【０１０５】
信号生成部１０７は、ＬＳＩ機能部１０４から入力された入力信号を信号処理してミリ波の信号を生成する。信号生成部１０７は、たとえば、マイクロストリップライン、ストリップライン、コプレーナライン、スロットラインなどの伝送線路で伝送路結合部１０８に接続され、生成されたミリ波の信号が伝送路結合部１０８を介してミリ波信号伝送路９に供給される。
【０１０６】
伝送路結合部１０８は、アンテナ構造を有し、伝送されたミリ波の信号を電磁波に変換し、電磁波を送出する機能を有する。伝送路結合部１０８はミリ波信号伝送路９と結合されており、ミリ波信号伝送路９の一方の端部に伝送路結合部１０８で変換された電磁波が供給される。ミリ波信号伝送路９の他端には第２通信装置２００Ｙ側の伝送路結合部２０８が結合されている。ミリ波信号伝送路９を第１通信装置１００Ｙ側の伝送路結合部１０８と第２通信装置２００Ｙ側の伝送路結合部２０８の間に設けることにより、ミリ波信号伝送路９にはミリ波帯の電磁波が伝搬するようになる。
【０１０７】
ミリ波信号伝送路９には第２通信装置２００Ｙ側の伝送路結合部２０８が結合されている。伝送路結合部２０８は、ミリ波信号伝送路９の他端に伝送された電磁波を受信し、ミリ波の信号に変換して信号生成部２０７（ベースバンド信号生成部）に供給する。信号生成部２０７は、変換されたミリ波の信号を信号処理して出力信号（ベースバンド信号）を生成しＬＳＩ機能部２０４へ供給する。
【０１０８】
ここでは第１通信装置１００Ｙから第２通信装置２００Ｙへの信号伝送の場合で説明したが、第２通信装置２００ＹのＬＳＩ機能部２０４からの信号を第１通信装置１００Ｙへ伝送する場合も同様に考えればよく双方向にミリ波の信号を伝送できる。
【０１０９】
ここで、基本構成の無線伝送システム１Ｙとの対比で、先ず、電気配線を介して信号伝送を行なう信号伝送システムでは、次のような問題がある。
【０１１０】
i）伝送データの大容量・高速化が求められるが、電気配線の伝送速度・伝送容量には限界がある。
【０１１１】
ii）伝送データの高速化の問題に対応するため、配線数を増やして、信号の並列化により一信号線当たりの伝送速度を落とすことが考えられる。しかしながら、この対処では、入出力端子の増大に繋がってしまう。その結果、プリント基板やケーブル配線の複雑化、コネクタ部や電気的インタフェースの物理サイズの増大などが求められ、それらの形状が複雑化し、これらの信頼性が低下し、コストが増大するなどの問題が起こる。
【０１１２】
iii）映画映像やコンピュータ画像等の情報量の膨大化に伴い、ベースバンド信号の帯域が広くなるに従って、ＥＭＣ（電磁環境適合性）の問題がより顕在化してくる。たとえば、電気配線を用いた場合は、配線がアンテナとなって、アンテナの同調周波数に対応した信号が干渉される。また、配線のインピーダンスの不整合などによる反射や共振によるものも不要輻射の原因となる。共振や反射があると、それは放射を伴い易く、ＥＭＩ（電磁誘導障害）の問題も深刻となる。このような問題を対策するために、電子機器の構成が複雑化する。
【０１１３】
iv）ＥＭＣやＥＭＩの他に、反射があると受信側でシンボル間での干渉による伝送エラーや妨害の飛び込みによる伝送エラーも問題となってくる。
【０１１４】
これに対して、基本構成の無線伝送システム１Ｙは、電気配線ではなくミリ波で信号伝送を行なうようにしている。ＬＳＩ機能部１０４からＬＳＩ機能部２０４に対する信号は、ミリ波信号に変換され、ミリ波信号は伝送路結合部１０８，２０８間をミリ波信号伝送路９を介して伝送する。
【０１１５】
無線伝送のため、配線形状やコネクタの位置を気にする必要がないため、レイアウトに対する制限があまり発生しない。ミリ波による信号伝送に置き換えた信号については配線や端子を割愛できるので、ＥＭＣやＥＭＩの問題から解消される。一般に、通信装置１００Ｙ，２００Ｙ内部で他にミリ波帯の周波数を使用している機能部は存在しないため、ＥＭＣやＥＭＩの対策が容易に実現できる。
【０１１６】
第１通信装置１００Ｙと第２通信装置２００Ｙを近接した状態での無線伝送であり、固定位置間や既知の位置関係の信号伝送であるため、次のような利点が得られる。
【０１１７】
１）送信側と受信側の間の伝搬チャネル（導波構造）を適正に設計することが容易である。
【０１１８】
２）送信側と受信側を封止する伝送路結合部の誘電体構造と伝搬チャネル（ミリ波信号伝送路９の導波構造）を併せて設計することで、自由空間伝送より、信頼性の高い良好な伝送が可能になる。
【０１１９】
３）無線伝送を管理するコントローラ（本例ではＬＳＩ機能部１０４）の制御も一般の無線通信のように動的にアダプティブに頻繁に行なう必要はないため、制御によるオーバーヘッドを一般の無線通信に比べて小さくすることができる。その結果、小型、低消費電力、高速化が可能になる。
【０１２０】
４）製造時や設計時に無線伝送環境を校正し、個体のばらつきなどを把握すれば、そのデータを参照して伝送することでより高品位の通信が可能になる。
【０１２１】
５）反射が存在していても、固定の反射であるので、小さい等化器で容易にその影響を受信側で除去できる。等化器の設定も、プリセットや静的な制御で可能であり、実現が容易である。
【０１２２】
また、波長の短いミリ波帯での無線通信であることで、次のような利点が得られる。
【０１２３】
ａ）ミリ波通信は通信帯域を広く取れるため、データレートを大きくとることが簡単にできる。
【０１２４】
ｂ）伝送に使う周波数が他のベースバンド信号処理の周波数から離すことができ、ミリ波とベースバンド信号の周波数の干渉が起こり難い。
【０１２５】
ｃ）ミリ波帯は波長が短いため、波長に応じてきまるアンテナや導波構造を小さくできる。加えて、距離減衰が大きく回折も少ないため電磁シールドが行ない易い。
【０１２６】
ｄ）通常の野外での無線通信では、搬送波の安定度については、干渉などを防ぐため、厳しい規制がある。そのような安定度の高い搬送波を実現するためには、高い安定度の外部周波数基準部品と逓倍回路やＰＬＬ（位相同期ループ回路）などが用いられ、回路規模が大きくなる。しかしながら、ミリ波は（特に固定位置間や既知の位置関係の信号伝送との併用時は）、容易に遮蔽でき、外部に漏れないようにでき、安定度の低い搬送波を伝送に使用することができ、回路規模の増大を抑えることができる。安定度を緩めた搬送波で伝送された信号を受信側で小さい回路で復調するのには、注入同期方式（詳細は後述する）を採用するのが好適である。
【０１２７】
本実施形態では、無線伝送システムの一例として、ミリ波帯で通信を行なうシステムを例示したが、その適用範囲はミリ波帯で通信を行なうものに限定されない。ミリ波帯を下回る周波数帯や、逆にミリ波帯を超える周波数帯での通信を適用してもよい。たとえばマイクロ波帯を適用してもよい。ただし、筐体内信号伝送や機器間信号伝送において、ＭＩＭＯ処理（逆行列演算処理）を採用するという点においては、各種部材の大きさと波長との関係において、過度に波長が長くも短くもないミリ波帯を使用するのが最も効果的であると考えられる。
【０１２８】
＜空間分割多重の適用手法＞
図２は、本実施形態で採用する「空間分割多重」の適正条件（適用条件）を説明する図である。図２Ａは、「空間分割多重」を適用するためのミリ波信号伝送路９の構造の概要を示した図（イメージ図）である。
【０１２９】
［空間分割多重の適正条件］
図２には、空間分割多重を適用する場合の適正条件の設定の仕方が示されている。たとえば、図２（１）に示すように、自由空間の伝播損失Ｌは、距離をｄ、波長をλとして“Ｌ［ｄＢ］＝１０ｌｏｇ_１０（（４πｄ／λ）^２）…（Ａ）”で表すことができる。
【０１３０】
図２に示すように、空間分割多重の通信を２種類考える。図では送信器を「ＴＸ」、受信器を「ＲＸ」で示している。参照子「_100」は第１通信装置１００Ｙ側であり、参照子「_200」は第２通信装置２００Ｙ側である。図２（２）は、第１通信装置１００Ｙに、２系統の送信器ＴＸ_100_1，ＴＸ_100_2を備え、第２通信装置２００Ｙに、２系統の受信器ＲＸ_200_1，ＲＸ_200_2を備える。つまり、第１通信装置１００Ｙ側から第２通信装置２００Ｙ側への信号伝送が送信器ＴＸ_100_1と受信器ＲＸ_200_1の間および送信器ＴＸ_100_2と受信器ＲＸ_200_2の間で行なわれる。つまり、第１通信装置１００Ｙ側から第２通信装置２００Ｙ側への信号伝送が２系統で行なわれる態様である。
【０１３１】
一方、図２（３）は、第１通信装置１００Ｙに、送信器ＴＸ_100と受信器ＲＸ_100を備え、第２通信装置２００Ｙに、送信器ＴＸ_200と受信器ＲＸ_200を備える。つまり、第１通信装置１００Ｙ側から第２通信装置２００Ｙ側への信号伝送が送信器ＴＸ_100と受信器ＲＸ_200の間で行なわれ、第２通信装置２００Ｙ側から第１通信装置１００Ｙ側への信号伝送が送信器ＴＸ_200と受信器ＲＸ_100の間で行なわれる。送信用と受信用に別の通信チャネルを使用する考え方で、同時に双方からデータの送信（ＴＸ）と受信（ＲＸ）が可能な全二重通信（Full Duplex ）の態様である。
【０１３２】
ここで、指向性のないアンテナを使用して、必要ＤＵ［ｄＢ］（所望波と不要波の比）を得るために必要なアンテナ間距離ｄ_１と空間的なチャネル間隔（具体的には自由空間伝送路９Ｂの離隔距離）ｄ_２の関係は、式（Ａ）より、“ｄ_２／ｄ_１＝１０^{（ＤＵ／２０）}…（Ｂ）”となる。
【０１３３】
たとえば、ＤＵ＝２０ｄＢの場合は、ｄ_２／ｄ_１＝１０となり、ｄ_２はｄ_１の１０倍必要となる。通常は、アンテナにある程度の指向性があるため、自由空間伝送路９Ｂの場合であっても、ｄ_２をもっと短く設定することができる。
【０１３４】
たとえば、通信相手のアンテナとの距離が近ければ、各アンテナの送信電力は低く抑えることができる。送信電力が十分低く、アンテナ対（チャネルとも称する）同士が十分離れた位置に設置できれば、アンテナ対の間での干渉は十分低く抑えることができる。特に、ミリ波通信では、ミリ波の波長が短いため、距離減衰が大きく回折も少ないため、空間分割多重を実現し易い。たとえば、自由空間伝送路９Ｂであっても、空間的なチャネル間隔（自由空間伝送路９Ｂの離隔距離）ｄ_２を、アンテナ間距離ｄ_１の１０倍よりも少なく設定することができる。
【０１３５】
ミリ波閉込め構造を持つ誘電体伝送路や中空導波路の場合、内部にミリ波を閉じこめて伝送できるので、空間的なチャネル間隔（自由空間伝送路の離隔距離）ｄ_２を、アンテナ間距離ｄ_１の１０倍よりも少なくでき、特に、自由空間伝送路９Ｂとの対比ではチャネル間隔をより近接させることができる。
【０１３６】
［空間分割多重用のミリ波信号伝送路の構造例］
図２Ａには、空間分割多重用のミリ波信号伝送路の構造例が示されている。伝送チャネルの多チャネル化を図る際、空間分割多重を適用しない場合は、たとえば周波数分割多重を適用して各チャネルでは異なる搬送周波数を使用することが考えられるが、空間分割多重を適用すれば、同一の搬送周波数でも干渉の影響を受けずに同時に信号伝送ができる。
【０１３７】
つまり「空間分割多重」は、ミリ波信号（電磁波）を伝送可能な３次元空間において、複数系統の独立したミリ波信号伝送路９を形成するものであればよく、自由空間中に複数系統の自由空間伝送路９Ｂを、干渉しない距離を保って構成すること（図２Ａ（１）を参照）に限定されない。
【０１３８】
たとえば、図２Ａ（２）に示すように、自由空間中に複数系統の自由空間伝送路９Ｂを設ける場合に、伝送チャネル間での干渉を抑えるために、電波伝搬を妨げる構造物（ミリ波遮蔽体MX）を伝送チャネル間に配置してもよい。ミリ波遮蔽体MXは導電体であるか否かは問わない。
【０１３９】
複数系統のミリ波信号伝送路９のそれぞれは、たとえば、自由空間伝送路９Ｂとして、たとえば筐体内の空間を伝搬する構成にすることが考えられる。ただし、自由空間であることに限定されず、ミリ波閉込め構造の形態を採ってもよい。ミリ波閉込め構造としては、導波管、伝送線路、誘電体線路、誘電体内などの導波構造で構成し、ミリ波帯域の電磁波を効率よく伝送させる特性を有するものとするのが望ましい。
【０１４０】
たとえば、図２Ａ（３）に示すように、一定範囲の比誘電率と一定範囲の誘電正接を持つ誘電体素材を含んで構成された誘電体素材を含んで構成された誘電体伝送路９Ａを採用し得る。たとえば、筐体内の全体に誘電体素材を充填することで、伝送路結合部１０８と伝送路結合部２０８の間には、自由空間伝送路ではなく誘電体伝送路９Ａが配されるようになるし、また、伝送路結合部１０８のアンテナと伝送路結合部２０８のアンテナの間を誘電体素材で構成されたある線径を持つ線状部材である誘電体線路で接続することで誘電体伝送路９Ａを構成することも考えられる。
【０１４１】
「一定範囲」は、誘電体素材の比誘電率や誘電正接が、本構成の効果を得られる程度の範囲であればよく、その限りにおいて予め決められた値のものとすればよい。つまり、誘電体素材は、本構成の効果が得られる程度の特性を持つミリ波を伝送可能なものであればよい。誘電体素材そのものだけで決められず伝送路長やミリ波の周波数とも関係するので必ずしも明確に定められるものではないが、一例としては、次のようにする。
【０１４２】
誘電体伝送路９Ａ内にミリ波の信号を高速に伝送させるためには、誘電体素材の比誘電率は２〜１０（好ましくは３〜６）程度とし、その誘電正接は０．００００１〜０．０１（好ましくは０．００００１〜０．００１）程度とすることが望ましい。このような条件を満たす誘電体素材としては、たとえば、アクリル樹脂系、ウレタン樹脂系、エポキシ樹脂系、シリコーン系、ポリイミド系、シアノアクリレート樹脂系からなるものが使用できる。誘電体素材の比誘電率とその誘電正接のこのような範囲は、特段の断りのない限り、本構成で同様である。
【０１４３】
誘電体伝送路９Ａでミリ波閉込め構造にする場合、図２Ａ（４）に示すように、その外周にミリ波信号の外部放射を抑える金属部材などの導電体の遮蔽材（ミリ波遮蔽材MY）を設けて、ミリ波の外部放射を抑えるようにしてもよい。ミリ波遮蔽材MYは、好ましくは基板上の固定電位（たとえば接地電位）にする。ミリ波遮蔽材MYを導電体とすることで、導電体でない場合よりも確実に遮蔽ができる。
【０１４４】
ミリ波閉込め構造の他の例としては、周囲が遮蔽材で囲まれ内部が中空の構造の中空導波路９Ｌとしてもよい。たとえば、図２Ａ（５）に示すように、周囲が遮蔽材の一例である導電体MZで囲まれ内部が中空の構造にする。導電体MZの囲いは、対向して配置された２枚の基板の何れに設けてもよい。導電体MZによる囲いと基板との間の距離Ｌ（導電体MZの端から相対する基板までの隙間の長さ）はミリ波の波長に比べて十分小さい値に設定する。囲い（遮蔽材）を導電体MZとすることで導電体でない場合よりも確実に遮蔽ができる。
【０１４５】
図２Ａ（２）と図２Ａ（５）の対比では、中空導波路９Ｌは、自由空間伝送路９Ｂにおいてミリ波遮蔽体MXを配置した構造に似通っているが、アンテナを取り囲むようにミリ波遮蔽材の一例である導電体MZが設けられる点が異なる。導電体MZの内部が中空であるので誘電体素材を使用する必要がなく低コストで簡易にミリ波信号伝送路９を構成できる。導電体MZは、好ましくは基板上の固定電位（たとえば接地電位）にする。
【０１４６】
中空導波路９Ｌは、基板上の導電体MZで囲いを形成することに限らず、たとえば、図２Ａ（６）に示すように、比較的厚めの基板に穴（貫通でもよいし貫通させなくてもよい）を開けて、その穴の壁面を囲いに利用するように構成してもよい。穴の断面形状は、円形・三角・四角など任意である。この場合、基板が遮蔽材として機能する。穴は、対向して配置された２枚の基板の何れか一方であってもよいし双方であってもよい。穴の側壁は導電体で覆われていてもよいし、覆われてなくてもよい。穴を貫通させる場合には、半導体チップの裏面にアンテナを配置する（取り付ける）とよい。穴を貫通させずに途中で止める（非貫通穴とする）場合、穴の底にアンテナを設置すればよい。
【０１４７】
誘電体伝送路９Ａおよび中空導波路９Ｌは、囲いによってミリ波が誘電体伝送路９Ａや中空導波路９Ｌの中に閉じ込められるため、ミリ波の伝送損失が少なく効率的に伝送できる、ミリ波の外部放射を抑える、ＥＭＣ対策がより楽になるなどの利点が得られる。
【０１４８】
ミリ波閉込め構造のさらなる他の例としては、ミリ波信号（電磁波）を伝送可能な３次元空間が誘電体素材（有体物）から構成されている場合に、誘電体素材中に複数系統の独立したミリ波信号伝送路９（詳しくは誘電体伝送路９Ａ：以下この段落において同様）を形成するものでもよい。たとえば、電子回路部品を搭載したプリント基板自体を誘電体素材で構成し、そのプリント基板を誘電体伝送路９Ａとして利用することが考えられる。この際に、その基板内に独立した複数の誘電体伝送路９Ａを形成することが考えられる。
【０１４９】
空間分割多重にする際には、一部は自由空間伝送路９Ｂで対処し、他の一部は誘電体伝送路９Ａや中空導波路９Ｌなどのミリ波閉込め構造を持つもので対処するなど、ミリ波信号伝送路９も各種のものを組み合わせたシステム構成にすることも考えられる。
【０１５０】
＜変調および復調：第１例＞
図３は、通信処理系統における変調機能部および復調機能部の第１例を説明する図である。
【０１５１】
［変調機能部：第１例］
図３（１）には、送信側に設けられる第１例の変調機能部８３００Ｘの構成が示されている。伝送対象の信号（たとえば１２ビットの画像信号）はパラレルシリアル変換部１１４により、高速なシリアル・データ系列に変換され変調機能部８３００Ｘに供給される。
【０１５２】
変調機能部８３００Ｘとしては、変調方式に応じて様々な回路構成を採り得るが、たとえば、振幅を変調する方式であれば、周波数混合部８３０２と送信側局部発振部８３０４を備えた構成を採用すればよい。位相を２軸で変調する方式にする場合にはたとえば直交変調に対応した構成にすればよい。
【０１５３】
送信側局部発振部８３０４（第１の搬送信号生成部）は、変調に用いる搬送信号（変調搬送信号）を生成する。周波数混合部８３０２（第１の周波数変換部）は、パラレルシリアル変換部８１１４（パラレルシリアル変換部１１４と対応）からの信号で送信側局部発振部８３０４が発生するミリ波帯の搬送波と乗算（変調）してミリ波帯の変調信号を生成して増幅部８１１７（増幅部１１７と対応）に供給する。変調信号は増幅部８１１７で増幅されアンテナ８１３６から放射される。
【０１５４】
［復調機能部：第１例］
図３（２）には、受信側に設けられる第１例の復調機能部８４００Ｘの構成が示されている。復調機能部８４００Ｘは、送信側の変調方式に応じた範囲で様々な回路構成を採用し得るが、ここでは、変調機能部８３００Ｘの前記の説明と対応するように、振幅が変調されている方式の場合で説明する。位相を変調する方式にする場合には直交検波や同期検波に対応した構成にすればよい。
【０１５５】
第１例の復調機能部８４００Ｘは、振幅検波回路の一例として２入力型の周波数混合部８４０２（ミキサー回路）を備え、受信したミリ波信号（の包絡線）振幅の二乗に比例した検波出力を得る自乗検波回路を用いる。なお、振幅検波回路は、自乗検波回路に代えて自乗特性を有しない単純な包絡線検波回路を使用することも考えられる。図示した例では、周波数混合部８４０２の後段にフィルタ処理部８４１０とクロック再生部８４２０（ＣＤＲ：クロック・データ・リカバリ ／Clock Data Recovery）とシリアルパラレル変換部８１２７（Ｓ−Ｐ：シリアルパラレル変換部１２７と対応）が設けられている。フィルタ処理部８４１０には、たとえば低域通過フィルタ（ＬＰＦ）が設けられる。
【０１５６】
アンテナ８２３６で受信されたミリ波受信信号は可変ゲイン型の増幅部８２２４（増幅部２２４と対応）に入力され振幅調整が行なわれた後に復調機能部８４００Ｘに供給される。振幅調整された受信信号は周波数混合部８４０２の２つの入力端子に同時に入力され自乗信号が生成され、フィルタ処理部８４１０に供給される。周波数混合部８４０２で生成された自乗信号は、フィルタ処理部８４１０の低域通過フィルタで高域成分が除去されることで送信側から送られてきた入力信号の波形（ベースバンド信号）が生成され、クロック再生部８４２０に供給される。
【０１５７】
クロック再生部８４２０（ＣＤＲ）は、このベースバンド信号を元にサンプリング・クロックを再生し、再生したサンプリング・クロックでベースバンド信号をサンプリングすることで受信データ系列を生成する。生成された受信データ系列はシリアルパラレル変換部８２２７（Ｓ−Ｐ）に供給され、パラレル信号（たとえば１２ビットの画像信号）が再生される。クロック再生の方式としては様々な方式があるがたとえばシンボル同期方式を採用する。
【０１５８】
［第１例の問題点］
ここで、第１例の変調機能部８３００Ｘと復調機能部８４００Ｘで無線伝送システムを構成する場合、次のような難点がある。
【０１５９】
先ず、発振回路については、次のような難点がある。たとえば、野外（屋外）通信においては、多チャネル化を考慮する必要がある。この場合、搬送波の周波数変動成分の影響を受けるため、送信側の搬送波の安定度の要求仕様が厳しい。筐体内信号伝送や機器間信号伝送において、ミリ波でデータを伝送するに当たり、送信側と受信側に、屋外の無線通信で用いられているような通常の手法を用いようとすると、搬送波に安定度が要求され、周波数安定度数がｐｐｍ（parts per million ）オーダー程度の安定度の高いミリ波の発振回路が必要となる。
【０１６０】
周波数安定度が高い搬送信号を実現するためには、たとえば、安定度の高いミリ波の発振回路をシリコン集積回路（ＣＭＯＳ：Complementary Metal-oxide Semiconductor ）上に実現することが考えられる。しかしながら、通常のＣＭＯＳで使われるシリコン基板は絶縁性が低いため、容易にＱ値（Quality Factor）の高いタンク回路が形成できず、実現が容易でない。たとえば、参考文献Ａに示されているように、ＣＭＯＳチップ上でインダクタンスを形成した場合、そのＱ値は３０〜４０程度になってしまう。
【０１６１】
参考文献Ａ：A. Niknejad, “mm-Wave Silicon Technology 60GHz and Beyond”（特に3.1.2 Inductors pp70〜71）, ISBN 978-0-387-76558-7
【０１６２】
よって、安定度の高い発振回路を実現するには、たとえば、発振回路の本体部分が構成されているＣＭＯＳ外部に水晶振動子などで高いＱ値のタンク回路を設けて低い周波数で発振させ、その発振出力を逓倍してミリ波帯域へ上げるという手法を採ることが考えられる。しかし、ＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signaling）などの配線による信号伝送をミリ波による信号伝送に置き換える機能を実現するのに、このような外部タンクを全てのチップに設けることは好ましくない。
【０１６３】
ＯＯＫ（On-Off-Keying ）のような振幅を変調する方式を用いれば、受信側では包絡線検波をすればよいので、発振回路が不要になりタンク回路の数を減らすことはできる。しかしながら、信号の伝送距離が長くなると受信振幅が小さくなり、包絡線検波の一例として自乗検波回路を用いる方式では、受信振幅が小さくなることの影響が顕著になり信号歪みが影響してくるので不利である。換言すると、自乗検波回路は、感度的に不利である。
【０１６４】
周波数安定度数高い搬送信号を実現するための他の手法として、たとえば、高い安定度の周波数逓倍回路やＰＬＬ回路などを使用することが考えられるが、回路規模が増大してしまう。たとえば、参考文献Ｂには、プッシュ−プッシュ（Push-push ）発振回路を使うことで６０ＧＨｚ発振回路をなくし、小さくはしているが、これでもまだ３０ＧＨｚの発振回路や分周器、位相周波数検出回路（Phase Frequency Detector：ＰＦＤ）、外部のレファレンス（この例では１１７ＭＨｚ）などが必要で、明らかに回路規模が大きい。
【０１６５】
参考文献Ｂ：“A 90nm CMOS Low-Power 60GHz Tranceiver with Intergrated Baseband Circuitry”，ISSCC 2009／SESSION 18/RANGING AND Gb/s COMMUNICATION /18.5，2009 IEEE International Solid-State Circuits Conference，pp314〜316
【０１６６】
自乗検波回路は受信信号から振幅成分しか取り出せないので、用いることのできる変調方式は振幅を変調する方式（たとえばＯＯＫなどのＡＳＫ）に限られ、位相や周波数を変調する方式の採用が困難となる。位相変調方式の採用が困難になると言うことは、変調信号を直交化してデータ伝送レートを上げることができないということに繋がる。
【０１６７】
また、周波数分割多重方式により多チャネル化を実現する場合に、自乗検波回路を用いる方式では、次のような難点がある。受信側の周波数選択のためのバンドパスフィルタを自乗検波回路の前段に配置する必要があるが、急峻なバンドパスフィルタを小型に実現するのは容易ではない。また、急峻なバンドパスフィルタを用いた場合は送信側の搬送周波数の安定度についても要求仕様が厳しくなる。
【０１６８】
＜変調および復調：第２例＞
図４〜図５Ａは、通信処理系統における変調機能および復調機能の第２例を説明する図である。ここで、図４は、送信側に設けられる変調機能部８３００（変調部１１５，２１５と周波数変換部１１６，２１６）とその周辺回路で構成される送信側信号生成部８１１０（送信側の通信部）の第２例を説明する図である。図５は、受信側に設けられる第２例の復調機能部８４００（周波数変換部１２５，２２５と復調部１２６，２２６）とその周辺回路で構成される受信側信号生成部８２２０（受信側の通信部）の構成例を説明する図である。図５Ａは注入同期の位相関係を説明する図である。
【０１６９】
前述の第１例における問題に対する対処として、第２例の復調機能部８４００は、注入同期（インジェクションロック）方式を採用する。
【０１７０】
注入同期方式にする場合には、好ましくは、受信側での注入同期がし易くなるように変調対象信号に対して予め適正な補正処理を施しておく。典型的には、変調対象信号に対して直流近傍成分を抑圧してから変調する、つまり、ＤＣ（直流）を含む低域成分を抑圧（カット）してから変調することで、搬送周波数fc近傍の変調信号成分ができるだけ少なくなるようにし、受信側での注入同期がし易くなるようにしておく。デジタル方式の場合、たとえば同符号の連続によってＤＣ成分が発生してしまうことを解消するべくＤＣフリー符号化を行なう。
【０１７１】
また、ミリ波帯に変調された信号（変調信号）と合わせて、変調に使用した搬送信号と対応する受信側での注入同期の基準として使用される基準搬送信号も送出するのが望ましい。基準搬送信号は、送信側局部発振部８３０４から出力される変調に使用した搬送信号と対応する周波数と位相（さらに好ましくは振幅も）が常に一定（不変）の信号であり、典型的には変調に使用した搬送信号そのものであるが、少なくとも搬送信号に同期していればよく、これに限定されない。たとえば、変調に使用した搬送信号と同期した別周波数の信号（たとえば高調波信号）や同一周波数ではあるが別位相の信号（たとえば変調に使用した搬送信号と直交する直交搬送信号）でもよい。
【０１７２】
変調方式や変調回路によっては、変調回路の出力信号そのものに搬送信号が含まれる場合（たとえば標準的な振幅変調やＡＳＫなど）と、搬送波を抑圧する場合（搬送波抑圧方式の振幅変調やＡＳＫやＰＳＫなど）がある。よって、送信側からミリ波帯に変調された信号と合わせて基準搬送信号も送出するための回路構成は、基準搬送信号の種類（変調に使用した搬送信号そのものを基準搬送信号として使用するか否か）や変調方式や変調回路に応じた回路構成を採ることになる。
【０１７３】
［変調機能部：第２例］
図４には、変調機能部８３００とその周辺回路の第２例の構成が示されている。変調機能部８３００（周波数混合部８３０２）の前段に変調対象信号処理部８３０１が設けられている。図４に示す各例は、デジタル方式の場合に対応した構成例を示しており、変調対象信号処理部８３０１は、パラレルシリアル変換部８１１４から供給されたデータに対し、同符号の連続によってＤＣ成分が発生してしまうことを解消するべく、８−９変換符号化（８Ｂ／９Ｂ符号化）や８−１０変換符号化（８Ｂ／１０Ｂ符号化）やスクランブル処理などのＤＣフリー符号化を行なう。図示しないが、アナログ変調方式では変調対象信号に対してハイパスフィルタ処理（またはバンドパスフィルタ処理）をしておくのがよい。
【０１７４】
８−１０変換符号化では、８ビットデータを１０ビット符号に変換する。たとえば、１０ビット符号として１０２４通りの中から“１”と“０”の個数のなるべく等しいものをデータ符号に採用することでＤＣフリー特性を有するようにする。データ符号に採用しない一部の１０ビット符号は、たとえば、アイドルやパケット区切りなどを示す特殊な符号として用いる。スクランブル処理は、たとえば、無線ＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）などで使われている。
【０１７５】
ここで、図４（１）に示す基本構成１は、基準搬送信号処理部８３０６と信号合成部８３０８を設けて、変調回路（第１の周波数変換部）の出力信号（変調信号）と基準搬送信号を合成（混合）するという操作を行なう。基準搬送信号の種類や変調方式や変調回路に左右されない万能な方式と言える。ただし、基準搬送信号の位相によっては、合成された基準搬送信号が受信側での復調時に直流オフセット成分として検出されベースバンド信号の再現性に影響を与えることもある。その場合は、受信側で、その直流成分を抑制する対処をとるようにする。換言すると、復調時に直流オフセット成分を除去しなくても良い位相関係の基準搬送信号にするのがよい。
【０１７６】
基準搬送信号処理部８３０６では、必要に応じて送信側局部発振部８３０４から供給された変調搬送信号に対して位相や振幅を調整し、その出力信号を基準搬送信号として信号合成部８３０８に供給する。たとえば、本質的には周波数混合部８３０２の出力信号そのものには周波数や位相が常に一定の搬送信号を含まない方式（周波数や位相を変調する方式）の場合や、変調に使用した搬送信号の高調波信号や直交搬送信号を基準搬送信号として使用する場合に、この基本構成１が採用される。
【０１７７】
この場合、変調に使用した搬送信号の高調波信号や直交搬送信号を基準搬送信号に使用することができるし、変調信号と基準搬送信号の振幅や位相を各別に調整できる。すなわち、増幅部８１１７では変調信号の振幅に着目した利得調整を行ない、このときに同時に基準搬送信号の振幅も調整されるが、注入同期との関係で好ましい振幅となるように基準搬送信号処理部８３０６で基準搬送信号の振幅のみを調整できる。
【０１７８】
基本構成１では、信号合成部８３０８を設けて変調信号と基準搬送信号を合成しているが、このことは必須ではなく、図４（２）に示す基本構成２のように、変調信号と基準搬送信号を各別のアンテナ８１３６_1，８１３６_2で、好ましくは干渉を起さないように各別のミリ波信号伝送路９で受信側に送ってもよい。基本構成２では、振幅も常に一定の基準搬送信号を受信側に送出でき、注入同期の取り易さの観点では最適の方式と言える。
【０１７９】
基本構成１，２の場合、変調に使用した搬送信号（換言すると送出される変調信号）と基準搬送信号の振幅や位相を各別に調整できる利点がある。したがって、伝送対象情報を載せる変調軸と注入同期に使用される基準搬送信号の軸（基準搬送軸）を、同相ではなく、異なる位相にして復調出力に直流オフセットが発生しないようにするのに好適な構成と言える。
【０１８０】
周波数混合部８３０２の出力信号そのものに周波数や位相が常に一定の搬送信号が含まれ得る場合には、基準搬送信号処理部８３０６や信号合成部８３０８を具備しない図４（３）に示す基本構成３を採用し得る。周波数混合部８３０２によりミリ波帯に変調された変調信号のみを受信側に送出し、変調信号に含まれる搬送信号を基準搬送信号として扱えばよく、周波数混合部８３０２の出力信号にさらに別の基準搬送信号を加えて受信側に送る必要はない。たとえば、振幅を変調する方式（たとえばＡＳＫ方式）の場合に、この基本構成３が採用され得る。このとき、好ましくは、ＤＣフリー処理を行なっておくのが望ましい。
【０１８１】
ただし、振幅変調やＡＳＫにおいても、周波数混合部８３０２を積極的に搬送波抑圧方式の回路（たとえば平衡変調回路や二重平衡変調回路）にして、基本構成１，２のように、その出力信号（変調信号）と合わせて基準搬送信号も送るようにしてもよい。
【０１８２】
なお、位相や周波数を変調する方式の場合にも、図４（４）に示す基本構成４のように、変調機能部８３００（たとえば直交変調を使用する）でミリ波帯に変調（周波数変換）した変調信号のみを送出することも考えられる。しかしながら、受信側で注入同期がとれるか否かは、注入レベル（注入同期方式の発振回路に入力される基準搬送信号の振幅レベル）や変調方式やデータレートや搬送周波数なども関係し、適用範囲に制限がある。
【０１８３】
基本構成１〜４の何れも、図中に点線で示すように、受信側での注入同期検出結果に基づく情報を受信側から受け取り、変調搬送信号の周波数やミリ波（特に受信側で注入信号に使用されるもの：たとえば基準搬送信号や変調信号）や基準搬送信号の位相を調整する仕組みを採ることができる。受信側から送信側への情報の伝送はミリ波で行なうことは必須ではなく、有線・無線を問わず任意の方式でよい。
【０１８４】
基本構成１〜４の何れも、送信側局部発振部８３０４を制御することで変調搬送信号（や基準搬送信号）の周波数が調整される。
【０１８５】
基本構成１，２では、基準搬送信号処理部８３０６や増幅部８１１７を制御することで基準搬送信号の振幅や位相が調整される。なお、基本構成１では、送信電力を調整する増幅部８１１７により基準搬送信号の振幅を調整することも考えられるが、その場合は変調信号の振幅も一緒に調整されてしまう難点がある。
【０１８６】
振幅を変調する方式（アナログの振幅変調やデジタルのＡＳＫ）に好適な基本構成３では、変調対象信号に対する直流成分を調整するか、変調度（変調率）を制御することで、変調信号中の搬送周波数成分（基準搬送信号の振幅に相当）が調整される。たとえば、伝送対象信号に直流成分を加えた信を変調する場合を考える。この場合において、変調度を一定にする場合、直流成分を制御することで基準搬送信号の振幅が調整される。また、直流成分を一定にする場合、変調度を制御することで基準搬送信号の振幅が調整される。
【０１８７】
ただしこの場合、信号合成部８３０８を使用するまでもなく、周波数混合部８３０２から出力される変調信号のみを受信側に送出するだけで、自動的に、搬送信号を伝送対象信号で変調した変調信号と変調に使用した搬送信号とが混合された信号となって送出される。必然的に、変調信号の伝送対象信号を載せる変調軸と同じ軸（つまり変調軸と同相で）に基準搬送信号が載ることになる。受信側では、変調信号中の搬送周波数成分が基準搬送信号として注入同期に使用されることになる。ここで、詳細は後述するが、位相平面で考えたとき、伝送対象情報を載せる変調軸と注入同期に使用される搬送周波数成分（基準搬送信号）の軸が同相となり、復調出力には搬送周波数成分（基準搬送信号）に起因する直流オフセットが発生する。
【０１８８】
［復調機能部：第２例］
図５には、復調機能部８４００とその周辺回路の第２例の構成が示されている。第２例の復調機能部８４００は、受信側局部発振部８４０４を備え、注入信号を受信側局部発振部８４０４に供給することで、送信側で変調に使用した搬送信号に対応した出力信号を取得する。典型的には送信側で使用した搬送信号に同期した発振出力信号を取得する。そして、受信したミリ波変調信号と受信側局部発振部８４０４の出力信号に基づく復調用の搬送信号（復調搬送信号：再生搬送信号と称する）を周波数混合部８４０２で乗算する（同期検波する）ことで同期検波信号を取得する。この同期検波信号はフィルタ処理部８４１０で高域成分の除去が行なわれることで送信側から送られてきた入力信号の波形（ベースバンド信号）が得られる。以下、第１例と同様である。
【０１８９】
周波数混合部８４０２は、同期検波により周波数変換（ダウンコンバート・復調）を行なうことで、たとえばビット誤り率特性が優れる、直交検波に発展させることで位相変調や周波数変調を適用できるなどの利点が得られる。
【０１９０】
受信側局部発振部８４０４の出力信号に基づく再生搬送信号を周波数混合部８４０２に供給して復調するに当たっては、位相ズレを考慮する必要があり、同期検波系において位相調整回路を設けることが肝要となる。たとえば、参考文献Ｃに示されているように、受信した変調信号と受信側局部発振部８４０４で注入同期により出力される発振出力信号には、位相差があるからである。
【０１９１】
参考文献Ｃ：L. J. Paciorek, “Injection Lock of Oscillators”, Proceeding of the IEEE, Vol. 55 NO. 11, November 1965 ，pp1723〜1728
【０１９２】
この例では、その位相調整回路の機能だけでなく注入振幅を調整する機能も持つ位相振幅調整部８４０６を復調機能部８４００に設けている。位相調整回路は、受信側局部発振部８４０４への注入信号、受信側局部発振部８４０４の出力信号の何れに対して設けても良く、その両方に適用してもよい。受信側局部発振部８４０４と位相振幅調整部８４０６で、変調搬送信号と同期した復調搬送信号を生成して周波数混合部８４０２に供給する復調側（第２）の搬送信号生成部が構成される。
【０１９３】
図中に点線で示すように、周波数混合部８４０２の後段には、変調信号に合成された基準搬送信号の位相に応じて（具体的には変調信号と基準搬送信号が同相時）、同期検波信号に含まれ得る直流オフセット成分を除去する直流成分抑制部８４０７を設ける。
【０１９４】
ここで、参考文献Ｃに基づけば、受信側局部発振部８４０４の自走発振周波数をｆｏ（ωｏ）、注入信号の中心周波数（基準搬送信号の場合はその周波数）をｆｉ（ωｉ）、受信側局部発振部８４０４への注入電圧をＶｉ、受信側局部発振部８４０４の自走発振電圧をＶｏ、Ｑ値（Quality Factor）をＱとすると、ロックレンジを最大引込み周波数範囲Δｆｏmax で示す場合、式（Ａ）で規定される。式（Ａ）より、Ｑ値がロックレンジに影響を与え、Ｑ値が低い方がロックレンジが広くなることが分かる。
【０１９５】
Δｆｏmax ＝ｆｏ／（２＊Ｑ）＊（Ｖｉ／Ｖｏ）＊１／ｓｑｒｔ（１−（Ｖｉ／Ｖｏ）＾２）…（Ａ）
【０１９６】
式（Ａ）より、注入同期により発振出力信号を取得する受信側局部発振部８４０４は、注入信号の内のΔｆｏmax 内の成分にはロック（同期）し得るが、Δｆｏmax 外の成分にはロックし得ず、バンドパス効果を持つと言うことが理解される。たとえば、周波数帯域を持った変調信号を受信側局部発振部８４０４に供給して注入同期により発振出力信号を得る場合、変調信号の平均周波数（搬送信号の周波数）に同期した発振出力信号が得られ、Δｆｏmax 外の成分は取り除かれるようになる。
【０１９７】
ここで、受信側局部発振部８４０４に注入信号を供給するに当たっては、図５（１）に示す基本構成１のように、受信したミリ波信号を注入信号として受信側局部発振部８４０４に供給することが考えられる。この場合、Δｆｏmax 内に変調信号の周波数成分が多く存在することは好ましくなく、少ない方が望ましい。「少ない方が望ましい」と記載したのは、ある程度は存在していても適切に信号入力レベルや周波数を調整すれば注入同期が可能であることに基づく。つまり、注入同期に不要な周波数成分も受信側局部発振部８４０４に供給され得るので注入同期が取り難いことが懸念される。しかしながら、送信側で予め、変調対象信号に対して低域成分を抑圧（ＤＣフリー符号化などを）してから変調することで、搬送周波数近傍に変調信号成分が存在しないようにしておけば、基本構成１でも差し支えない。
【０１９８】
また、図５（２）に示す基本構成２のように、周波数分離部８４０１を設け、受信したミリ波信号から変調信号と基準搬送信号を周波数分離し、分離した基準搬送信号成分を注入信号として受信側局部発振部８４０４に供給することが考えられる。注入同期に不要な周波数成分を予め抑制してから供給するので、注入同期が取り易くなる。
【０１９９】
図５（３）に示す基本構成３は、送信側が図４（２）に示す基本構成２を採っている場合に対応するものである。変調信号と基準搬送信号を各別のアンテナ８２３６_1，８２３６_2で、好ましくは干渉を起さないように各別のミリ波信号伝送路９で受信する方式である。受信側の基本構成３では、振幅も常に一定の基準搬送信号を受信側局部発振部８４０４に供給でき、注入同期の取り易さの観点では最適の方式と言える。
【０２００】
図５（４）に示す基本構成４は、送信側が位相や周波数を変調する方式の場合に図４（４）に示す基本構成４を採っている場合に対応するものである。構成としては基本構成１と同様になっているが、復調機能部８４００の構成は、実際には、直交検波回路など位相変調や周波数変調に対応した復調回路とされる。
【０２０１】
アンテナ８２３６で受信されたミリ波信号は図示を割愛した分配器（分波器）で周波数混合部８４０２と受信側局部発振部８４０４に供給される。受信側局部発振部８４０４は、注入同期が機能することで、送信側で変調に使用した搬送信号に同期した再生搬送信号を出力する。
【０２０２】
ここで、受信側で注入同期がとれる（送信側で変調に使用した搬送信号に同期した再生搬送信号を取得できる）か否かは、注入レベル（注入同期方式の発振回路に入力される基準搬送信号の振幅レベル）や変調方式やデータレートや搬送周波数なども関係する。また、変調信号は注入同期可能な帯域内の成分を減らしておくことが肝要であり、そのためには送信側でＤＣフリー符号化をしておくことで、変調信号の中心（平均的な）周波数が搬送周波数に概ね等しく、また、中心（平均的な）位相が概ねゼロ（位相平面上の原点）に等しくなるようにするのが望ましい。
【０２０３】
たとえば、参考文献Ｄには、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）方式で変調された変調信号そのものを注入信号に使用する例が開示されている。ＢＰＳＫ方式では、入力信号のシンボル時間Ｔに応じて受信側局部発振部８４０４への注入信号は１８０度の位相変化が起こる。その場合でも受信側局部発振部８４０４が注入同期できるためには受信側局部発振部８４０４の最大引込み周波数範囲幅をΔｆｏmax とすると、シンボル時間ＴはＴ＜１／（２Δｆｏmax ）を満たしていることが必要とされる。このことは、シンボル時間Ｔは余裕をもって短く設定されていなければならないことを意味するが、このように短いシンボル時間Ｔの方がよいと言うことは、データレートを高くするとよいことを意味し、高速なデータ転送を目指す用途においては都合がよい。
【０２０４】
参考文献Ｄ： P. Edmonson, et al., ”Injection Locking Techniques for a 1-GHz Digital Receiver Using Acoustic-Wave Devices”, IEEE Transactions on Ultrasonics,Ferroelectrics, and Frequency Control, Vol. 39, No. 5, September, 1992，pp631〜637
【０２０５】
また、参考文献Ｅには、８ＰＳＫ（8-Phase Shift Keying）方式で変調された変調信号そのものを注入信号に使用する例が開示されている。この参考文献Ｅにおいても、注入電圧や搬送周波数が同じ条件であればデータレートが高い方が注入同期し易いことが示されており、やはり、高速なデータ転送を目指す用途においては都合がよい。
【０２０６】
参考文献Ｅ：Tarar, M.A.; Zhizhang Chen、“A Direct Down-Conversion Receiver for Coherent Extraction of Digital Baseband Signals Using the Injection Locked Oscillators”、Radio and Wireless Symposium, 2008 IEEE、Volume , Issue , 22-24 Jan. 2008 、pp57〜60
【０２０７】
基本構成１〜４の何れにおいても、式（Ａ）に基づき、注入電圧Ｖｉや自走発振周波数ｆｏを制御することでロックレンジを制御するようにする。換言すると、注入同期がとれるように、注入電圧Ｖｉや自走発振周波数ｆｏを調整することが肝要となる。たとえば、周波数混合部８４０２の後段（図の例では直流成分抑制部８４０７の後段）に注入同期制御部８４４０を設け、周波数混合部８４０２で取得された同期検波信号（ベースバンド信号）に基づき注入同期の状態を判定し、その判定結果に基づいて、注入同期がとれるように、調整対象の各部を制御する。
【０２０８】
その際には、受信側で対処する手法と、図中に点線で示すように、送信側に制御に資する情報（制御情報のみに限らず制御情報の元となる検知信号など）を供給して送信側で対処する手法の何れか一方またはその併用を採り得る。受信側で対処する手法は、ミリ波信号（特に基準搬送信号成分）をある程度の強度で伝送しておかないと受信側で注入同期がとれないという事態に陥るので、消費電力や干渉耐性の面で難点があるが、受信側だけで対処できる利点がある。
【０２０９】
これに対して、送信側で対処する手法は、受信側から送信側への情報の伝送が必要になるものの、受信側で注入同期がとれる最低限の電力でミリ波信号を伝送でき消費電力を低減できる、干渉耐性が向上するなどの利点がある。
【０２１０】
筐体内信号伝送や機器間信号伝送において注入同期方式を適用することにより、次のような利点が得られる。送信側の送信側局部発振部８３０４は、変調に使用する搬送信号の周波数の安定度の要求仕様を緩めることができる。注入同期する側の受信側局部発振部８４０４は式（Ａ）より明らかなように、送信側の周波数変動に追従できるような低いＱ値であることが必要である。
【０２１１】
このことは、タンク回路（インダクタンス成分とキャパシタンス成分）を含む受信側局部発振部８４０４の全体をＣＭＯＳ上に形成する場合に都合がよい。受信側では、受信側局部発振部８４０４はＱ値の低いものでもよいが、この点は送信側の送信側局部発振部８３０４についても同様であり、送信側局部発振部８３０４は周波数安定度が低くてもよく、Ｑ値の低いものでもよい。
【０２１２】
ＣＭＯＳは微細化が今後さらに進み、その動作周波数はさらに上昇する。より高帯域で小型の伝送システムを実現するには、高い搬送周波を使うことが望まれる。本例の注入同期方式は、発振周波数安定度についての要求仕様を緩めることができるため、より高い周波数の搬送信号を容易に用いることができる。
【０２１３】
高い周波数ではあるが周波数安定度が低くてもよい（換言するとＱ値の低いものでもよい）ということは、高い周波数で安定度も高い搬送信号を実現するために、高い安定度の周波数逓倍回路やキャリア同期のためのＰＬＬ回路などを使用することが不要で、より高い搬送周波数でも、小さな回路規模で簡潔に通信機能を実現し得るようになる。
【０２１４】
受信側局部発振部８４０４により送信側で使用した搬送信号に同期した再生搬送信号を取得して周波数混合部８４０２に供給し同期検波を行なうので、周波数混合部８４０２の前段に波長選択用のバンドパスフィルタを設けなくてもよい。受信周波数の選択動作は、事実上、送受信の局部発振回路を完全に同期させる（つまり、注入同期がとれるようにする）制御を行なえばよく、受信周波数の選択が容易である。ミリ波帯であれば注入同期に要する時間も低い周波数比べて短くて済み、受信周波数の選択動作を短時間で済ませることができる。
【０２１５】
送受信の局部発振回路が完全に同期するため、送信側の搬送周波数の変動成分が打ち消されるので、位相変調など様々な変調方式が容易に適用できる。たとえば、デジタル変調では、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ）変調や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）変調などの位相変調が広く知られている。これらの位相変調方式は、ベースバンド信号と搬送波との間で直交変調を行なうものである。直交変調では、入力データをＩ相とＱ相のベースバンド信号にし直交変調を施す、つまりＩ相信号とＱ相信号によりＩ軸とＱ軸の各搬送信号に対して各別に変調を施す。参考文献Ｅに記載のような８ＰＳＫ変調での適用に限らず、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭのような直交変調方式でも注入同期を適用可能であり、変調信号を直交化してデータ伝送レートを上げることができる。
【０２１６】
注入同期を適用すれば、同期検波との併用により、波長選択用のバンドパスフィルタを受信側で使用しなくても、多チャネル化や全二重の双方向化を行なう場合などのように複数の送受信ペアが同時に独立な伝送をする場合でも干渉の問題の影響を受け難くなる。
【０２１７】
［注入信号と発振出力信号との関係］
図５Ａには、注入同期における各信号の位相関係が示されている。ここでは、基本的なものとして、注入信号（ここでは基準搬送信号）の位相が変調に使用した搬送信号の位相と同相である場合で示す。
【０２１８】
受信側局部発振部８４０４の動作としては、注入同期モードと増幅器モードの２つを採り得る。注入同期方式を採用する上では、基本的な動作としては、注入同期モードで使用し、特殊なケースで増幅器モードを使用する。特殊なケースは、基準搬送信号を注入信号に使用する場合に、変調に使用した搬送信号と基準搬送信号の位相が異なる（典型的には直交関係にある）場合である。
【０２１９】
受信側局部発振部８４０４が自走で発振出力信号Ｖｏを出力しているときに注入同期モードで動作する場合、図示のように、受信した基準搬送信号Ｓinj と注入同期により受信側局部発振部８４０４から出力される発振出力信号Ｖout には位相差がある。周波数混合部８４０２にて直交検波をするにはこの位相差を補正する必要がある。図から分かるように、受信側局部発振部８４０４の出力信号に対して変調信号SIの位相とほぼ一致するように位相振幅調整部８４０６で位相調整を行なう位相シフト分は図中の「θ−φ」である。
【０２２０】
換言すると、位相振幅調整部８４０６は、受信側局部発振部８４０４が注入同期モードで動作しているときの出力信号Ｖout の位相を、受信側局部発振部８４０４への注入信号Ｓinj と注入同期したときの出力信号Ｖout との位相差「θ−φ」の分を相殺するように位相シフトすればよい。因みに、受信側局部発振部８４０４への注入信号Ｓinj と受信側局部発振部８４０４の自走出力Ｖｏとの位相差がθであり、注入同期したときの受信側局部発振部８４０４の出力信号Ｖout と受信側局部発振部８４０４の自走出力Ｖｏとの位相差がφである。
【０２２１】
＜多チャネル化と空間分割多重との関係＞
図６〜図６Ａは、多チャネル化と空間分割多重との関係、並びに、干渉対策の基本原理を説明する図である。ここで、図６は、多チャネル化と空間分割多重との関係を説明する図である。図６Ａは、多チャネル化と空間分割多重との関係において、干渉対策の緩和を図る基本的な仕組みを説明する図である。
【０２２２】
多チャネル化を図る一手法としては、図１〜図２で説明したように空間分割多重を適用することも考えられるが、図６（１）に示すように、異なる搬送周波数を異なる通信送受対が用いることが考えられる。つまり周波数分割多重で多チャネル化は実現される。
【０２２３】
全二重双方向化も異なる搬送周波数を用いれば容易に実現でき、電子機器の筐体内で複数の半導体チップ（送信側信号生成部１１０と受信側信号生成部２２０の組や送信側信号生成部２１０と受信側信号生成部１２０の組）が独立して通信するような状況も実現できる。
【０２２４】
［問題点］
たとえば、図６（２）〜（４）に示すように、２つの送受信ペアが同時に独立な伝送をしているときを考える。図中において、Δ１，Δ２，Δ３，Δ４は時間的に変動する周波数成分である。
【０２２５】
ここで、図６（２）に示すように、自乗検波方式を適用した場合は、先にも説明したが、周波数多重方式での多チャネル化には受信側の周波数選択のためのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）が必要となる。急峻なバンドパスフィルタを小型に実現するのは容易ではないし、選択周波数を変更するためには可変バンドパスフィルタが必要となる。自乗検波方式は振幅情報しか取り出せないので変調方式はＡＳＫやＯＯＫなどに限られ、変調信号を直交化してデータ伝送レートを上げると言うことも困難である。
【０２２６】
小型化のため受信側にキャリア同期のＰＬＬを持たない場合、たとえば図６（３）に示すように、ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）にダウンコンバートして自乗検波することが考えられる。この場合、十分に高いＩＦに周波数変換するブロックを加えることにより、ＲＦ帯のバンドパスフィルタなしに受信する信号を選択できるが、ＩＦ帯への周波数変換を行なう回路やＩＦ帯のバンドパスフィルタなどが必要で、その分回路が複雑になる。送信側における周波数変動成分Δだけでなく、受信側のダウンコンバートにおける時間的に変動する周波数成分（周波数変動成分Δ）の影響も受ける。このため、変調方式は、周波数変動成分Δの影響を無視できるように、振幅情報を取り出すもの（たとえばＡＳＫやＯＯＫなど）に限られる。
【０２２７】
これに対して、図６（４）に示すように、注入同期方式を適用すれば、送信側局部発振回路３０４と受信側局部発振部８４０４が完全に同期するため、様々な変調方式が容易に実現できる。キャリア同期のためのＰＬＬも不要で回路規模も小さくて済み、受信周波数の選択も容易になる。加えて、ミリ波帯域の発振回路は低い周波数より時定数の小さいタンク回路を使って実現できるので、注入同期に要する時間も低い周波数比べて短くて済み、高速の伝送に向いている。このように、注入同期方式を適用することで、通常のベースバンド信号によるチップ間の信号に比べて、伝送速度を容易に高速化でき、入出力の端子数を削減することができる。ミリ波の小型アンテナをチップ上に構成することもでき、チップからの信号の取出し方に著しく大きな自由度を与えることもできる。さらに、注入同期によって送信側の周波数変動成分Δが打ち消されるので、位相変調（たとえば直交変調）など様々な変調が可能となる。
【０２２８】
周波数分割多重による多チャネル化を実現する場合でも、受信側では、送信側で変調に使用した搬送信号と同期した信号を再生して同期検波により周波数変換を行なうことで、搬送信号の周波数変動Δがあってもその影響（いわゆる干渉の影響）を受けずに伝送信号を復元できる。図６（４）に示すように、周波数変換回路（ダウンコンバータ）の前段に周波数選択フィルタとしてのバンドパスフィルタを入れなくても済む。
【０２２９】
ただし、このように周波数分割多重で多チャネル化を採ると、図１Ａにて示した周波数多重の説明から理解されるように、ミリ波信号伝送路９の全体の使用帯域をかなり広くする必要がある。自由空間伝送路９Ｂであればこの要求に応え得るが、誘電体伝送路９Ａのような帯域幅が限られた伝送路では問題となる。
【０２３０】
一方、機器内や機器間の無線伝送では空間分割多重の適用が容易であり、各チャネルで同じ搬送周波数を使えるため伝送帯域幅の制約から解放される利点がある。ただし、空間分割多重では、図２Ａにて説明したような干渉対策が必要となる。たとえば、図２Ａ（１）に示したような自由空間伝送路９Ｂでは、送信（受信）アンテナ間の距離を十分とることが肝要となる。しかし、このことはチャネル間距離に制約があることを意味し、狭い空間内に多数のアンテナ対（伝送チャネル）を配置する必要があるときには問題となる。
【０２３１】
別の干渉対策手法としては、たとえば図２Ａ（２）に示したように送信（受信）アンテナ間に電波伝搬を妨げる構造を採ることが考えられる。また、図２Ａ（３）〜（６）に示したように、誘電体伝送路９Ａや中空導波路９Ｌなどのような閉込め構造を採用することでチャネル間距離を縮めることが考えられる。しかしながらこれらの手法は、自由空間伝送路９Ｂに比べるとコストアップになる難点がある。
【０２３２】
［問題点の対策原理］
そこで、本実施形態の無線伝送システム１においては、空間分割多重により多重伝送を実現する場合において、ミリ波信号伝送路９を自由空間伝送路９Ｂとした場合でも、干渉対策の要求度合いを緩和することのできるシステムにすることを提案する。「干渉対策の要求度合いを緩和」とは、ミリ波遮蔽体MXなしでもチャネル間距離を短縮できるようにすることや、干渉対策を軽減することができることを意味する。
【０２３３】
基本的な考え方は、図１にも示したが、図６Ａに示すように、送信側において、ＭＩＭＯ処理部６０１，６０２を設けて、ベースバンド信号処理の側面から干渉対策をとることで、アンテナ間隔を狭くできるようにする。
【０２３４】
ＭＩＭＯ処理部６０１，６０２は、複数のアンテナ１３６（送信アンテナ）のそれぞれと対応する複数の送信対象信号のそれぞれに対して、アンテナ１３６とアンテナ２３６（受信アンテナ）との間におけるミリ波信号伝送路９（伝送空間）の伝達特性に基づく補正演算を行なう伝達特性補正部の一例である。伝達特性はチャネル行列で表わされ、補正演算としては、各チャネルの伝送対象信号に対して逆行列演算を行なうことになる。
【０２３５】
その補正演算（逆行列演算）の本質的な意義は、伝達特性分を予め補正して送信することで、受信側では伝達特性の影響を受けることなく送信対象信号を受信できるようにすることである。アンテナ２３６で受信される不要信号の成分が完全に相殺され、信号成分はそれぞれ所望信号に基づく成分のみが復調機能部８４００に入力される。
【０２３６】
ここで、本実施形態のＭＩＭＯ処理部６０１，６０２におけるＭＩＭＯ処理は、各アンテナにおける送受間の直接波のみを対象とするＭＩＭＯ処理である点に特徴がある。このことは、通常考えられる機器間や筐体内での無線伝送におけるＭＩＭＯ処理では、筐体内の部品や壁などによって送信側から送信された電波が反射・回折し、複数の経路から同一の電波が受信側に届くというマルチパス対策のため、１つの受信アンテナが同じ送信アンテナから発せられた直接波とは異なる経路を辿った反射波も対象とした複数の受信信号を扱う信号処理となるのと大きく異なる。
【０２３７】
これは、機器内や機器間での無線信号伝送において波長が比較的短いミリ波（あるいはマイクロ波）を使用することで、空間分割多重が適用されているミリ波信号伝送路９が形成される空間には、無線伝送に対して実質的に邪魔になる障害物がないようにすることができ、その場合は、反射波の影響を考慮する必要は殆どないと言えるからである。
【０２３８】
マルチパス環境下では、複数の経路からの電波を受信側において受信すると、複数の経路の距離が異なることにより、送信側からの電波が受信側に到達するのに要する時間が経路によって異なる。このため、位相がずれた複数の電波が受信側で受信され、その結果、受信信号の波形が歪み、信号を復号できなくなる虞れがある。その対策としてＭＩＭＯ処理を適用することが考えられる。この場合、当然にチャネル行列の考え方も、マルチパス対策に適合したものとなる。
【０２３９】
しかしながら、本実施形態のＭＩＭＯ処理は、このようなマルチパス対策のためのＭＩＭＯ処理とは異なり、チャネル行列の考え方も、マルチパス対策用のものとは異なる。
【０２４０】
ただし、反射波が豊富にある環境下ではチャネル行列の逆行列は解き易いが、直接波のみが存在して反射波が全く存在しない実環境下では、チャネル行列の逆行列が得難くなるということが懸念される。本実施形態では、アンテナ配置を制約することで、チャネル行列の逆行列が得難くなることを防止する。
【０２４１】
その際には、詳しくは後述するが、本実施形態では、ＭＩＭＯ処理で必要となる掛算器（増幅器の要素）と加算器の数を低減できるようにアンテナ配置（送信側および受信側の各アンテナ間隔）を決められたものに設定し、それに応じた送信側でのＭＩＭＯ処理にする。つまりＭＩＭＯ処理数を低減できるようにアンテナ配置を決め、それに合わせた直接波のみを対象とする送信側でのＭＩＭＯ処理にすると言うことである。
【０２４２】
これらの関係によっては、変調機能部における直交変調の要否や、復調方法（注入同期方式にするか包絡線検波や自乗検波にするか）などが左右される。
【０２４３】
何れにしても、送信側にＭＩＭＯ処理を適用することで、自由空間伝送路９Ｂとした場合の干渉対策の要請を緩和し、また、各チャネルの搬送周波数を共通化することで送信側においてベースバンドでＭＩＭＯ処理を行ない、さらに、アンテナ配置を制約することでＭＩＭＯ処理量（逆行列演算量）を削減する。
【０２４４】
なお、後述の各実施形態では、各チャネルの搬送周波数を共通化するがこのことは必須でない。各チャネルの搬送周波数が少なくとも同期した関係にあればよい。空間分割多重の基本的な考え方としては、通常、搬送信号の周波数を共通化（同一に）する。送信側の搬送信号の周波数を共通化すると各チャネルで搬送周波数の影響が確実に同じになるため、ベースバンド領域でのＭＩＭＯ処理を確実かつ効率的に行なうことができる。搬送周波数がチャネルによって異なる場合には、受信側では、各搬送周波数に対応した復調回路や周波数選択フィルタをチャネルごとに設けるなどの対処が必要になりシステム規模が大きくなる。これらの点においては、各チャネルの搬送周波数を共通にすることの利点が大きい。
【０２４５】
ＭＩＭＯ処理は、一般に複素数演算（あるいはそれに相当する処理）が必要となり回路規模が大きくなってしまう。これに対して、直接波のみを対象とする点に着目してアンテナ配置を制約するとともに、それに合わせた信号処理にすることで、ＭＩＭＯ処理量（逆行列演算量）を削減できるようになる。
【０２４６】
第１例の構成を採る場合、送信側が１チップ構成であることから、送信側信号生成部１１０内の変調機能部８３００は、系統別に送信側局部発振部８３０４を備えることは必須でなく、後述の注入同期回路数の低減対策の場合と同様の仕組みを適用するのに都合がよい。すなわち、送信側局部発振部８３０４を１系統のみ設け、残りの系統は、送信側局部発振部８３０４で生成された搬送信号そのものを使って周波数変換（変調）するとよい。
【０２４７】
図６Ａ（１）に示した第１例は、Ｎ系統に対して、送信側が１チップ構成であり、受信側は復調機能部８４００（ＤＥＭＯＤ）を収容した半導体チップ２０３を系統別に使用する構成（１対Ｎの構成）であるが、このことは送信側にＭＩＭＯ処理を適用する場合の必須要件ではない。
【０２４８】
たとえば、図６Ａ（２）に示す第２例は、送信側が１チップ構成であり、また、受信側も１チップ構成の１対１の構成である。第２例の構成を採る場合、受信側が１チップ構成であることから、受信側信号生成部２２０内の復調機能部８４００は、系統別に受信側局部発振部８４０４を備えることは必須でなく、後述の注入同期回路数の低減対策の場合と同様の仕組みを適用するのに都合がよい。すなわち、受信側局部発振部８４０４を１系統のみ設け、残りの系統は、受信側局部発振部８４０４で生成された再生搬送信号そのものを使って同期検波で受信信号を復調するとよい。
【０２４９】
図６Ａ（３）に示す第３例は、受信側が１チップ構成であり、送信側は系統別のチップを使用する構成（Ｎ対１の構成）である。図６Ａ（４）に示す第４例は、送信側は系統別のチップを使用する構成であり、受信側も系統別のチップを使用する構成（Ｎ対Ｎの構成）である。第３例や第４例の場合、各系統の変調機能部８３００（ＭＯＤ）とパラレルシリアル変換部８１１４との間に、全系統に共有されるＭＩＭＯ処理部６０１を設けることになる。
【０２５０】
＜多チャネル化と注入同期との関係＞
図７は、多チャネル化と注入同期との関係において、回路規模低減を図る基本的な仕組みを説明する図である。
【０２５１】
多重伝送（多チャネル化）を実現する際には、さらに別の問題として、たとえば、注入同期方式を採用して多チャネル化を採るとき、このままでは、受信側では各チャネル別に注入同期回路を用意しなければならないという難点がある。
【０２５２】
そこで、本実施形態の無線伝送システム１においては、ＭＩＭＯ処理の適用と合わせて、好ましくは、注入同期方式を採用する場合において受信側が複数系統ある場合に、系統別に注入同期回路を用意しなくても不都合のないシステムにすることも考慮する。その手法の基本的な考え方は、図７（１）に示すように、受信側での注入同期回路数の低減を図るために、全系統を注入同期方式を採るのではなく、少なくとも１系統は注入同期方式を採らないようにする。注入同期方式を採らない系統では、各局部発振部８３０４，８４０４で生成された搬送信号に同期した搬送信号を使って変調・復調を行なう（受信側では同期検波する）ようにする。
【０２５３】
送信側の各送信側信号生成部１１０は同一チップに収容された１チップ構成であることが好ましいが、このことは必須でない。同様に、受信側の各受信側信号生成部２２０は同一チップに収容された１チップ構成であることが好ましいが、このことは必須でない。ただし、搬送信号ｆｏ用の配線長を考えた場合、送信側、受信側の何れも、１チップ構成であることが好ましい。
【０２５４】
図７（２）は、図７（１）に対する変形例を説明する図である。この変形例は、多重伝送時に、「受信側の系統別には注入同期回路を用意しないが、注入同期回路は１系統ではなく複数系統ある」点に特徴がある。図７（１）では、受信側が複数系統ある場合に、１系統のみが注入同期に対応し、残りの全ては、１系統の注入同期で取得された再生搬送信号を元にして各系統で同期検波を行なうようにしていたが、このことは必須でない。
【０２５５】
要するに、受信側の系統数よりも注入同期回路を用意する系統数の方が少なければよく、注入同期回路が用意されていない系統に関しては、注入同期で取得された再生搬送信号を元にして同期検波を行なうように構成すればよい。つまり、受信側の系統数Ｐ、注入同期回路を用意する系統数Ｑとしたとき、Ｐ＞Ｑの関係を満たすシステム構成にし、「Ｐ−Ｑ」の系統分に関しては注入同期で取得された再生搬送信号を元にして同期検波を行なえばよい。この場合でも、「注入同期方式を採用する場合において受信側が複数系統ある場合に、系統別には注入同期回路を用意しない」というシステムになっている。
【０２５６】
たとえば、図７（２）に示した構成では、６チャネルについて、３チャネルずつに分けて、第１〜第３のチャネル（参照子_1〜_3の系統）では１系統のみ（参照子_1の系統）が注入同期に対応し、第４〜第６のチャネル（参照子_4〜_6の系統）では１系統のみ（参照子_4の系統）が注入同期に対応するようにしている。
【０２５７】
この例では、好ましくは、受信側の第１〜第３のチャネルの送信側信号生成部１１０は同一チップに収容された１チップ構成であるとともに、第４〜第６のチャネルの送信側信号生成部１１０は同一チップに収容された１チップ構成であることが好ましい。対応する受信側についても、第１〜第３のチャネルの受信側信号生成部２２０は同一チップに収容された１チップ構成であるとともに、第４〜第６のチャネルの受信側信号生成部２２０は同一チップに収容された１チップ構成であることが好ましい。もちろん、これらのことは必須でない。
【０２５８】
注入同期回路を持つ系統数を総チャネル数よりも少なくすることでシステム構成をコンパクトにすると言う点では、注入同期回路を持つのは１系統のみとする構成が最適である。しかしながら、他の系統で注入同期で取得された再生搬送信号を元にして同期検波を行なうための再生搬送信号用の配線長を加味したときには、レイアウト的に、注入同期回路を持つのは１系統のみとする構成が必ずしも適正とは言えないこともある。このようなケースでは、図７（２）に示した構成が効果的である。
【０２５９】
＜多チャネル化と必要送信電力との関係＞
図８〜図８Ｂは、多チャネル化と必要送信電力との関係を説明する図である。ここで、図８は、ＡＳＫ方式において、搬送信号と基準搬送信号が同一周波数で同一位相の場合の振幅変調信号を説明する図である。図８Ａは、ＡＳＫ方式とＰＳＫ方式の送信電力の関係を説明する図である。図８Ｂは、多重伝送を行なう場合における送信電力低減を図る基本的な仕組みを示す図である。
【０２６０】
多重伝送（多チャネル化）を実現する際には、さらに別の問題として、必要送信電力の増大がある。たとえば、前述の注入同期に関しての説明から理解されるように、機器内や機器間の無線信号伝送では注入同期が有効である。また、注入同期方式を採用する場合、受信側での同期のとり易さの点では、変調方式としてはＡＳＫ方式などのように振幅を変調する方式が適している。たとえば、注入同期にＡＳＫ方式を用いると、フィルタが不要など受信回路の構成が簡単になるし、受信特性が劣化が少ないと言った利点がある。しかしながら、振幅を変調する方式（ＡＳＫ方式もその一例）では、送信電力が他の変調方式よりも大きい。以下、この点について、図を参照して説明する。
【０２６１】
［振幅変調信号ついて］
ＡＳＫ方式では、伝送対象信号で搬送信号の振幅を変調する。Ｉ軸とＱ軸で表わされる位相平面上で、Ｉ相信号とＱ相信号の内の何れか一方を使用し、変調信号の信号振幅を０〜＋Ｆの範囲で与えるものと考えればよい。０，＋Ｆの２値で変調する場合が最も単純で、変調度が１００％の場合はＯＯＫとなる。「Ｆ」は正規化することで「１」と考えられ、２値のＡＳＫが実現される。
【０２６２】
ここで、変調に使用した搬送信号と同じ周波数で同じ位相の信号を基準搬送信号として使用する場合を考える。たとえば、図８（１）に示すように、Ｉ軸に情報を載せて伝送しようとするとき、基準搬送信号も同相（Ｉ軸）にする。
【０２６３】
ところで、変調に使用した搬送信号と基準搬送信号の位相を同相とする場合、たとえば次のような手法を採り得る。
【０２６４】
図８（２）に示す第１例は、図４（１）に示す基本構成１を適用する手法の一例である。周波数混合部８３０２には伝送対象信号ａ（ｔ）と搬送信号ｃ（ｔ）＝ｃｏｓωが供給される。周波数混合部８３０２としては平衡変調回路や二重平衡変調回路を使用して搬送波抑圧の振幅変調を行なうことで、ｄ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｃｏｓωｔを生成し信号合成部８３０８に供給する。伝送対象信号ａ（ｔ）は０，＋１の２値とする。基準搬送信号処理部８３０６は送信側局部発振部８３０４から出力された搬送信号ｃ（ｔ）＝ｃｏｓωｔの振幅をＣｏ（０〜１の範囲内）にして基準搬送信号ｅ（ｔ）＝Ｃｏｃｏｓωｔとして信号合成部８３０８に供給する。信号合成部８３０８はｄ（ｔ）＋ｅ（ｔ）なる信号合成を行なうことで送信信号ｆ（ｔ）を生成する。Ｃｏ＝０のときが１００％変調時と等価である。
【０２６５】
図８（３）に示す第２例と図８（４）に示す第３例は、図４（３）に示す基本構成３を適用する手法の一例である。周波数混合部８３０２としては搬送波抑圧が適用されない回路構成を使用し、伝送対象信号ｂ（ｔ）に直流成分ｂ０を加えた信号ｇ（ｔ）で振幅変調を行なうことでｈ（ｔ）＝ｇ（ｔ）ｃｏｓωｔを生成する。伝送対象信号ｂ（ｔ）は−１，＋１の２値とする。
【０２６６】
変調度（変調率）に関しては、搬送信号の振幅Ｖｃ、伝送対象信号の振幅Ｖｓとしたときの値Ｍａ＝Ｖｓ／Ｖｃで扱う考え方と、振幅変調した結果（振幅変調波）における最大振幅ｘ、最小振幅ｙとしたときの値Ｍ＝（ｘ−ｙ）／（ｘ＋ｙ）で扱う考え方がある。本明細書では前者を採用し、伝送対象信号ｂ（ｔ）の振幅Ｂが変調度（変調率）に対応するものとする。
【０２６７】
ここで、図８（３）に示す第２例は、直流成分ｂ０を一定（＝１）にして、変調度Ｂを０〜１の範囲内で制御することで基準搬送信号の振幅（ｂ（ｔ）＝−１の期間の振幅）を調整する。増幅部８１１７による増幅率は１倍であるとする。
【０２６８】
図８（４）に示す第３例は、図８（３）に示す第２例における５０％変調時の状態に対して、増幅部８１１７により増幅率を調整することで、１００％変調時と同じ信号品質にする場合を示している。第２例において、ｂ（ｔ）＝−１の期間の振幅とｂ（ｔ）＝＋１の期間の振幅との差が変調情報であり、１００％変調時では２．０であるのに対して、５０％変調時では１．０であり、このままでは５０％変調時の信号品質が１００％変調時よりも低下する。５０％変調時の信号品質を１００％変調時と同等にするには、増幅部８１１７により増幅率を２倍にすればよい。この場合、ｂ（ｔ）＝−１の期間の振幅は１．０、ｂ（ｔ）＝＋１の期間の振幅は３．０となる。
【０２６９】
なお、図８（４）に示す第３例の波形状態は、第２例（あるいは第３例）において、増幅部８１１７での増幅率を１倍とする場合でも、変調度Ｂを「１」にし、直流成分ｂ０を１〜２の範囲内で制御する（この場合は「２」にする）ことで基準搬送信号の振幅（ｂ（ｔ）＝−１の期間の振幅）を調整するようにしても生成できる。この態様は、前記の変調度の扱い方に従うと、変調度が１００％であると見ることもできる。
【０２７０】
第１例〜第３例の何れの場合も、Ｉ軸だけに情報を載せて伝送しようとするときに基準搬送信号も同相（Ｉ軸）にしている例であり、この場合、図８（５）から分かるように、受信側で直流オフセット成分が発生してしまう。
【０２７１】
たとえば、Ｉ軸を実数成分、Ｑ軸を虚数成分として、第１例において伝送対象信号ａ（ｔ）の振幅を０，＋１とすると、受信信号点はＩ軸上の０，＋１にくる。基準搬送波もＩ軸上に載せると、信号点は「０＋Ｃｏ」と「＋１＋Ｃｏ」になり、＋Ｃｏ分の直流成分が載る結果となる。
【０２７２】
第２例や第３例において伝送対象信号ｂ（ｔ）を−１，＋１とすると、受信信号点はＩ軸上の−１，＋１にくる。基準搬送波もＩ軸上に載せると、信号点は「−１＋Ｃｏ」と「＋１＋Ｃｏ」になり、＋Ｃｏ分の直流成分が載る結果となる。ＢＰＳＫを適用する場合に、基準搬送波もＩ軸上に載るように予め信号処理で変調対象信号を加工してから変調することでＡＳＫと等価にするという考え方である。
【０２７３】
この問題を解決するには、図５に示したように、受信側に直流オフセット成分を抑制する直流成分抑制部８４０７を設けることが考えられる。しかしながら、機器ごとにばらつきが異なり直流オフセットの大きさに応じた個別調整が必要となるし、温度ドリフトの影響を受けるなどの難点がある。
【０２７４】
この問題を受信側に直流成分抑制部８４０７を設けずに解決する方法として、伝送情報が載せられる位相軸（変調信号の位相軸）とは異なる位相軸（好ましくは最も離れた位相軸）に基準搬送信号を載せて送ることが考えられる。
【０２７５】
たとえば、伝送情報をＩ軸とＱ軸の何れか一方にだけに載せるＡＳＫモードの場合には、送信側では、基準搬送信号と変調情報を直交させておくことが考えられる。つまり、Ｉ相信号とＱ相信号の２軸変調を行なう代りに、Ｉ軸とＱ軸の何れか一方だけを信号伝送に使用し、他方については無変調にし、その無変調信号を基準搬送信号として使用する。
【０２７６】
伝送情報（変調情報）および基準搬送信号と、Ｉ軸およびＱ軸の関係を逆にしてもよい。たとえば、送信側では、伝送情報をＩ軸側にし基準搬送信号をＱ軸側にしておいてもよいし、逆に、伝送情報をＱ軸側にし基準搬送信号をＩ軸側にしておいてもよい。
【０２７７】
［送信電力について］
一方、信号の変調軸と基準搬送信号の軸が何れの関係にあっても、振幅を変調する方式では、送信電力が他の変調方式よりも大きいという難点がある。多チャネル化を図る（多重伝送を行なう）場合には、必要送信電力の増加が顕著に現われることとなり、その問題の解決が求められる所である。
【０２７８】
たとえば、図８Ａには、ＡＳＫ方式（１００％変調・５０％変調）とＢＰＳＫ方式の各変調信号の例と、必要送信電力の関係が示されている。
【０２７９】
図８Ａ（１）に示すように、ＢＰＳＫの振幅をａとして、同じ信号点間距離（同じｂｅｒ）を得るのに必要な送信電力は、式（Ｂ−１）で表わされる。これに対して、このＢＰＳＫと同じ信号品質を得るためには、ＡＳＫ方式（１００％変調）では、図８Ａ（２）に示すように、最大振幅が２ａとなり、必要な送信電力は式（Ｂ−２）で表わされる。したがって、ＡＳＫ方式（１００％変調）ではＢＰＳＫ方式に対して２倍の送信電力が必要になる。
【０２８０】
同様に、ＡＳＫ方式（５０％変調）では、図８Ａ（３）に示すように、最大振幅が３ａで搬送波分がａとなり、必要な送信電力は式（Ｂ−３）で表わされる。したがって、ＡＳＫ方式（５０％変調）ではＢＰＳＫ方式に対して５倍の送信電力が必要になる。
【０２８１】
このことから分かるように、同じ信号品質を得るためには、ＡＳＫは変調度を問わず、ＢＰＳＫよりも必要送信電力が大きくなる。このことは、多重伝送してチャネル数を増やして行くとより大きな問題となる。
【０２８２】
全てをＡＳＫで多重伝送してチャネル数を増やして行くと、全てをＢＰＳＫで多重伝送してチャネル数を増やして行く場合と比べて、必要送信電力の差は大きくなって行き、特に、変調率が低いと、その電力差が顕著に現われる。
【０２８３】
ここでは、ＡＳＫ（１００％・５０％）とＢＰＳＫを対比したが、ＢＰＳＫに限らず、ＱＰＳＫや８ＰＳＫなど他のＰＳＫとの関係やＱＡＭなどの振幅位相変調方式との関係においても、同一品質とするためには、ＡＳＫなどの振幅変調は送信電力が大きい。位相を変調する方式に限らず周波数を変調する方式との対比においても、振幅のみを変調する方式の方が送信電力が大きい。
【０２８４】
そこで、本実施形態では、多重伝送時の必要送信電力の低減を図ることを考える。前記説明からの単純な推測では、同じ信号品質を得るためには、振幅のみを変調する方式は振幅のみを変調する方式以外よりも大きな送信電力を必要とするのであるから、全系統を振幅のみを変調する方式以外にすることが先ず考えられる。しかしながら、注入同期のとり易さという点では振幅のみを変調する方式の方が利点があり、全系統を振幅のみを変調する方式以外にするのは好ましくない。
【０２８５】
このため、本実施形態では、全系統を振幅のみを変調する方式以外とするのではなく、振幅のみを変調する方式とそれ以外とを混在させるとともに、振幅のみを変調する方式以外は、「同じ信号品質を得る」という点において、振幅のみを変調する方式よりも送信電力が少なくて済む方式を採るようにする。信号品質の判定指標は、エラーレートなど公知のものを採用すればよい。
【０２８６】
振幅のみを変調する方式以外としては、位相のみを変調する方式、振幅と位相を変調する方式、周波数のみを変調する方式などがあるが、回路構成の簡易さの面からは、位相のみを変調する方式、振幅と位相を変調する方式、周波数のみを変調する方式の順で採用の優先度を高めるのがよい。たとえば、デジタル変調を考えたときには、ＰＳＫやＱＡＭなどを採用するのが好ましい。
【０２８７】
たとえば、図８Ｂ（１）に示すように、注入同期方式を採用する場合に、多重伝送する場合には、１つのチャネルは注入同期がとり易い振幅のみを変調する方式（ＡＳＫが代表例）を採用し、残りの系統はそれ以外（振幅のみを変調する方式以外）の変調方式を採用する。典型例としては、１つのチャネルはＡＳＫで送信し、他のチャネルは必要送信電力の小さいＢＰＳＫで送信する。これにより、空間分割多重や周波数分割多重などにより多重伝送を行なう場合に、注入同期方式を利用したまま、必要送信電力の増加を抑えることができる。
【０２８８】
また、好ましくは、注入同期回路数の低減を図るように、注入同期は１系統（あるいは受信側の系統数より少ない系統）でとり、残りの系統はそれと同期した搬送信号（空間分割多重では極端な場合には同じ周波数でもよい）を使って変調・復調を行なうようにする。もちろん、注入同期回路数の低減を図る仕組みと組み合わせることは必須でなく、受信側の全てが個別に注入同期方式を採るものであってもよい。
【０２８９】
因みに、必要送信電力を低減することだけを考えたときには、全系統を振幅のみを変調する方式以外にすると言うことも考えられる。しかし、注入同期方式との併用を考えるときには、少なくとも１系統は注入同期がとり易い方式として振幅のみを変調する方式を採用するのがよい。
【０２９０】
図８Ｂ（２）は、図８Ｂ（１）に対する変形例を説明する図である。この変形例は、多重伝送時に、「全系統を振幅変調のするのではないが、振幅変調を採るのは１系統ではなく複数系統ある」点に特徴がある。図８Ｂ（１）では、多重伝送時に、１系統のみを振幅変調方式にし、残りの全ては振幅変調方式以外をとっていたが、このことは必須でない。
【０２９１】
要するに、多重伝送時の総チャネル数よりも振幅変調方式を採る系統数の方が少なければよく、振幅変調方式を採らない系統に関しては、振幅変調方式以外の位相変調方式（たとえばＰＳＫ）や振幅位相変調方式（たとえばＱＡＭ）を採用するように構成すればよい。つまり、総チャネル数Ｓ、振幅変調方式を採る系統数Ｔとしたとき、Ｓ＞Ｔの関係を満たすシステム構成にし、「Ｓ−Ｔ」の系統分に関しては、振幅変調方式以外の変調方式を採ればよい。この場合でも、「多重伝送時に、全系統を振幅変調にするのでなく、一部の系統は振幅変調方式よりも必要送信電力が少なくて変調方式（位相変調や振幅位相変調など）を用いる」というシステムになっている。
【０２９２】
たとえば、図８Ｂ（２）に示した構成では、６チャネルについて、３チャネルずつに分けて、第１〜第３のチャネル（参照子_1〜_3の系統）では１系統のみ（参照子_1の系統）がＡＳＫ方式でかつ注入同期に対応し、第４〜第６のチャネル（参照子_4〜_6の系統）では１系統のみ（参照子_4の系統）がＡＳＫ方式でかつ注入同期に対応するようにしている。ＡＳＫ方式を採らない残りの系統については、ＡＳＫ方式よりも必要送信電力が少なく済むＢＰＳＫ方式を採っている。
【０２９３】
この例では、好ましくは、受信側の第１〜第３のチャネルの送信側信号生成部１１０は同一チップに収容された１チップ構成であるとともに、第４〜第６のチャネルの送信側信号生成部１１０は同一チップに収容された１チップ構成であることが好ましい。対応する受信側についても、第１〜第３のチャネルの受信側信号生成部２２０は同一チップに収容された１チップ構成であるとともに、第４〜第６のチャネルの受信側信号生成部２２０は同一チップに収容された１チップ構成であることが好ましい。もちろん、これらのことは必須でない。
【０２９４】
注入同期方式を適用しながら、必要送信電力が大きな振幅変調方式（たとえばＡＳＫ）を採る系統数を総チャネル数よりも少なくすることで多重伝送時の総必要送信電力を低減すると言う点では、振幅変調方式を採るのは１系統のみとする構成が最適である。しかしながら、たとえば、注入同期方式との併用を考えた場合、他の系統で注入同期で取得された再生搬送信号を元にして同期検波を行なうための再生搬送信号用の配線長を加味したときには、レイアウト的に、ＡＳＫ方式かつ注入同期回路を持つのは１系統のみとする構成が必ずしも適正とは言えないこともある。このようなケースでは、図８Ｂ（２）に示した構成が効果的である。
【０２９５】
以下、ＭＩＭＯ処理を行なう本実施形態の無線伝送システム１について、ＭＩＭＯ処理に着目して、具体的に説明する。なお、以下では特段の断りのない限り、説明を簡単にするため、第１通信装置１００から第２通信装置２００への片方向の通信で説明する。また、送信系のチップ構成としては、最適な形態として、Ｍ系統分の送信側信号生成部１１０（変調機能部８３００を収容）を１つの半導体チップ１０３に収容する場合で示す。受信系に関しては、Ｍ系統分の受信側信号生成部２２０（復調機能部８４００を収容）を各別の半導体チップ２０３に収容する場合で示す。つまり、Ｍ系統分の送信側信号生成部１１０を収容した１つの半導体チップ１０３を搭載している第１通信装置１００から、１系統分の受信側信号生成部２２０を収容したＭ個の半導体チップ２０３を搭載した第２通信装置２００への片方向の通信で説明する。
【０２９６】
＜送信側に適用するＭＩＭＯ処理の概要＞
図９〜図１２Ｃは、送信側に適用するＭＩＭＯ処理の概要を説明する図である。ここで、図９は、送信側に適用するＭＩＭＯ処理の演算を説明する図である。図９Ａは、送信側に適用するＭＩＭＯ処理の演算手法の基本を説明する図である。図１０は、２チャネルのときの送信側のＭＩＭＯ処理の基本を説明する図である。図１０Ａは、２チャネルにおけるパス差とチャネル行列の関係を説明する図である。図１１は、２チャネルの場合のアンテナ配置の制約条件の第１例を説明する図である。図１１Ａは、２チャネルの場合のアンテナ配置の制約条件の第２例を説明する図である。図１１Ｂは、アンテナが指向性に依存した位相特性を持つ場合のパス差Δｄの調整（補正）方法を説明する図である。図１２〜図１２Ａは、アンテナ対が３つ以上の場合へのＭＩＭＯ処理の適用手法を説明する図である。図１２Ｂは、送受信のアンテナが３次元状に配置される場合への適用手法を説明する図である。図１２Ｃは、送信側のＭＩＭＯ処理をデジタル処理で行なう場合の基本的な構成を説明する図である。
【０２９７】
［ＭＩＭＯ処理の演算］
図９には、本実施形態で適用するＭＩＭＯ処理の演算手法の考え方が示されている。図中において、空間分割多重における伝送チャネルをＭ本とするべく、アンテナ１３６，２３６をそれぞれＭ本にする。送信側の各アンテナ１３６からは、対向して配置された受信側のアンテナ２３６へミリ波信号が伝送される。
【０２９８】
図９中において、実線で示しているのは、アンテナ１３６_aから、そのアンテナ１３６_aに対して対向配置されたアンテナ２３６_aへ直接に伝達される所望波である。点線で示しているのは、アンテナ１３６_aから、そのアンテナ１３６_aに対して対向配置されていない他のアンテナ２３６_bへ直接に伝達される不要波（干渉波）である。所望波および不要波の何れも、アンテナ１３６_aからアンテナ２３６_a，２３６_bへ直接に伝達される直接波である。
【０２９９】
ここで、ＭＩＭＯ処理演算に適用されるチャネル行列Ｈは、式（１−１）で示される。Ｍ行Ｍ列のチャネル行列Ｈにおいて、行列要素ｈi,jの内で、ｉ＝ｊの要素は所望波（自チャネルの無線信号）に関する要素であり、ｉ≠ｊの要素は不要波（他チャネルの無線信号）に関する要素である。また、このときの受信信号ｒは式（１−２）で示される。なお、ｓは送信信号、ｖはノイズである。
【０３００】
【数１】

【０３０１】
図９（２）に示すように、ＭＩＭＯ処理部６０１における送信側でのＭＩＭＯ処理では、チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1（送信重み行列とも称する）を送信対象信号ｓ＾（ｓハット）に掛ける。その結果、受信側では、送信対象信号ｓ＾（＋ノイズｖ）が得られる。送信対象信号ｓ＾はＭＩＭＯ処理部６０１に入力される信号である。
【０３０２】
これからも分かるように、送信側にＭＩＭＯ処理を適用すれば、干渉波の影響を受けない送信対象信号ｓ＾を取得できる。この結果、空間分割多重により多重伝送を実現する場合において、ミリ波信号伝送路９を自由空間伝送路９Ｂとした場合でも、干渉対策の要求度合いを緩和でき、干渉対策が不要になる、または、干渉対策を軽減することができる。
【０３０３】
逆行列Ｈ＾-1に基づくＭＩＭＯ処理部６０１での逆行列演算は、本実施形態を適用しない場合に受信側のアンテナ２３６で自チャネルの伝送対象信号（所望信号）に基づく所望波とともに受信される他チャネルの伝送対象信号（不要信号）に基づく不要波の成分が相殺されるようにする処理となる。より詳しくは、不要信号に基づく不要波の成分と逆の成分を予め重畳して所望波として送信できるようにする処理となる。
【０３０４】
［送信側に適用するＭＩＭＯ処理と搬送周波数の関係］
図９Ａには、送信側に適用するＭＩＭＯ処理と搬送周波数の関係が示されている。第１通信装置１００は、ＭＩＭＯ処理部６０１の後段に、変調機能部８３００として、チャネル別に周波数混合部８３０２を備えている。この例では、周波数混合部８３０２は直交変調を行なうもので示しているが、このことは必須でない。そして、変調機能部８３００は、全チャネルに共有される送信側局部発振部８３０４を１つ有している。送信側局部発振部８３０４で生成された搬送信号そのものを各チャネルの周波数混合部８３０２が使って変調を行なう。この構成は、送信側の半導体チップ１０３が１チップ構成であるので都合がよい。
【０３０５】
第２通信装置２００は、周波数混合部８４０２と受信側局部発振部８４０４を有する変調機能部８３００をチャネル別に備えている。この例では、周波数混合部８４０２は、送信側の直交変調と対応するように、直交検波を行なうもので示している。送信側が直交変調でなければ、周波数混合部８４０２は直交検波を行なうものでなくてもよい。
【０３０６】
このように、全チャネルに共有される送信側局部発振部８３０４を１つ設け、送信側局部発振部８３０４で生成された搬送信号そのものを各チャネルの周波数混合部８３０２が使って変調を行なうようにすると、各系統で搬送周波数の影響が同じになる。空間分割多重の基本的な利点を活かすべく全系統の搬送周波数を共通化することで、各系統で搬送周波数の影響が同じになるためベースバンドでＭＩＭＯ処理が行なえるようになる。
【０３０７】
［アンテナ配置の制約とＭＩＭＯ処理量の関係］
図１０〜図１１Ａには、アンテナ配置の制約とＭＩＭＯ処理量（逆行列演算量）の関係が示されている。
【０３０８】
たとえば、図１０には、最も単純な構成として、２チャネル（アンテナ対が２つ）の場合が示されている。図１０（１）に示すように、送信側の半導体チップ１０３には、アンテナ１３６_1，１３６_2が距離Ｇを隔てて設けられ、アンテナ１３６_1と正対するように半導体チップ２０３_1にはアンテナ２３６_1が設けられ、アンテナ１３６_2と正対するように半導体チップ２０３_2にはアンテナ２３６_2が設けられている。アンテナ２３６_1，２３６_2も距離Ｇを隔てて設けられる。なお、アンテナ１３６はアンテナ８１３６と等価であり、アンテナ２３６はアンテナ８２３６と等価である。以下、この点は他の記載においても同様である。
【０３０９】
「正対」とは、アンテナが指向性に依存した位相特性を持たないようにアンテナ対が配置されていることを意味する。換言すると、所望波のアンテナ１３６からの放射角や対応するアンテナ２３６への入射角がゼロであることを意味する。この「正対」やアンテナの指向性に依存した位相特性などについての詳細は後で説明する。以下では、特段の断りのない限り、アンテナ対が「正対」の状態で配置されるものとする。
【０３１０】
所望波と関係するアンテナ間距離はｄ１である。すなわち、半導体チップ１０３のアンテナ１３６_1と半導体チップ２０３_1のアンテナ２３６_1との間の正対距離はｄ１であり、同じく、半導体チップ１０３のアンテナ１３６_2と半導体チップ２０３_2のアンテナ２３６_2との間の正対距離もｄ１である。一方、不要波と関係するアンテナ間距離はｄ２である。すなわち、半導体チップ１０３のアンテナ１３６_1と半導体チップ２０３_2のアンテナ２３６_2との間の距離はｄ２であり、同じく、半導体チップ１０３のアンテナ１３６_2と半導体チップ２０３_1のアンテナ２３６_1との間の距離もｄ２である。
【０３１１】
アンテナ１３６_1から送信された所望波は、直接にアンテナ２３６_1で受信される。アンテナ１３６_2から送信された所望波は、直接にアンテナ２３６_2で受信される。アンテナ１３６_1から送信された不要波は、直接にアンテナ２３６_2で受信される。アンテナ１３６_2から送信された不要波は、直接にアンテナ２３６_1で受信される。
【０３１２】
距離ｄ１＜距離ｄ２であるから、アンテナ１３６_1，１３６_2の送信レベルが同じであっても、距離減衰により、アンテナ２３６_1（２３６_2）で受信される所望波の受信レベルの方がアンテナ２３６_2（２３６_1）で受信される不要波の受信レベルよりも大きい。このことはチャネル行列の逆行列が必ず存在することの要因ともなっている。
【０３１３】
ＭＩＭＯ処理は、一般に複素数演算（あるいはそれに相当する処理）が必要となり回路規模が大きくなってしまう。たとえば、図１０（１）に示すようなアンテナ対が２つの場合においては、図１０（２）に示すような汎用的に考えられる回路構成が採られる。ＱＰＳＫなどのように２軸変調（Ｉ成分とＱ成分の変調）を行なう場合、後述のパス条件設定をしないと、実数乗算は１６個（＝２・２・２＾２）、加算は１２個が必要である。３チャネルになると、実数乗算は２・２・３＾２個必要で、一般にＭチャネルになると、実数乗算は２・２・Ｍ＾２個必要になる。ＡＳＫ方式やＢＰＳＫ方式などのように１軸変調の場合は、Ｍチャネルでは実数乗算は２・Ｍ＾２個必要になる。
【０３１４】
図１０Ａには、２チャネル（アンテナ対が２つ）の場合における所望波のアンテナ間距離ｄ１と不要波のアンテナ間距離ｄ２との距離差Δｄ（＝ｄ２−ｄ１：パス差Δｄと称する）とチャネル行列の関係の基本事項が示されている。
【０３１５】
図１０Ａ（１）は、送信側の２つのアンテナ１３６_1，１３６_2から受信側の２つのアンテナ２３６_1，２３６_2とにおける所望波と不要波の関係を示しており、実線が所望波であり点線が不要波である。図１０Ａ（２）は、チャネル行列Ｈやその逆行列Ｈ＾-1の要素の実数項（ｃｏｓ項）の状況を位相との関係で示している。図１０Ａ（３）は、チャネル行列Ｈやその逆行列Ｈ＾-1の要素の虚数項（ｓｉｎ項）の状況を位相との関係で示している。
【０３１６】
２つの送信信号を、Ｓ１（ｔ）＝Ａ１・ｅｘｐ（ｊωｔ）、Ｓ２（ｔ）＝Ａ２・ｅｘｐ（ｊωｔ）とする。所望波に対する不要波の距離減衰要素をα（０≦α＜１）とする。搬送信号の周波数をｆｏ、波長をλｃとする。所望波の送受信アンテナ間距離ｄ１を「ｄ」、不要波の送受信アンテナ間距離ｄ２を「ｄ＋Δｄ」とする。「Δｄ」は所望波と不要波の到達距離差（パス差）であり、これを時間に置き換えてΔｔとおく。
【０３１７】
受信側のアンテナ２３６_1の受信信号Ｒ１（ｔ）は、対向するアンテナ１３６_1からの所望波と対向していないアンテナ１３６_2からの不要波の合成となり、式（２−１）で示される。受信側のアンテナ２３６_2の受信信号Ｒ２（ｔ）は、対向するアンテナ１３６_2からの所望波と対向していないアンテナ１３６_1からの不要波の合成となり、式（２−２）で示される。
【０３１８】
【数２】

【０３１９】
式（２−１）および式（２−２）において、ｅ（−ｊωΔｔ）を「Ｄ」（＝ｃｏｓωΔｔ−ｊｓｉｎωΔｔ）と置き換えると、式（３−１）、式（３−２）が得られる。
【０３２０】
【数３】

【０３２１】
そして、式（３−２）から、式（４−１）に示すチャネル行列Ｈと、式（４−２）に示す逆行列Ｈ＾-1が得られる。式（４−２）中において、ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２である。
【０３２２】
【数４】

【０３２３】
この場合、パス差Δｄに一定の条件を設定すれば、チャネル行列Ｈの各要素は、実数項（ｃｏｓ項）または虚数得項（ｓｉｎ項）のみとなる。また、距離減衰要素αの存在により、チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が必ず求められ、逆行列Ｈ＾-1の各要素も、実数項（ｃｏｓ項）または虚数項（ｓｉｎ項）のみとなる。
【０３２４】
たとえば、２チャネルの場合のチャネル行列Ｈにおいて正規化して考えた場合、所望波の要素（１行１列、２行２列）はパス差Δｄに関わらずそれぞれ実数項（＝１）である。これに対して、不要波の要素（１行２列、２行１列）はパス差Δｄによって、実数項のみ、虚数項のみ、「実数項＋虚数項」の何れかとなる。
【０３２５】
たとえば、「Δｄ＝（ｎ／２＋１／４）λｃ（ｎは０または１以上の正の整数）」を満たす場合（パス条件１と称する）、パス差Δｄは位相的にはπ／２の奇数倍の関係となり、実数項（ｃｏｓ項）はゼロとなるため虚数項（ｓｉｎ項）のみとなる。パス条件１の関係からズレると「実数項＋虚数項」となるが、パス条件１の関係に近いときには、虚数項成分に対する実数項成分が遙かに小さく、実質的に虚数項のみとして扱ってもよい。つまり、Δｄ＝（ｎ／２＋１／４）λｃを完全に満たすことが最適であるが、この関係から多少ずれていても構わない。本明細書で「虚数項のみ」とは、このような多少のズレがある場合も含むものとする。
【０３２６】
ここで、詳細には、ｎが０または偶数の場合は、虚数項は「＋１」となるので、不要波は所望波に対して、パス差で位相がπ／２だけ回る。このとき、「ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２＝１−（α・−ｊ）＾２＞１」であるからチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が存在し得る。送信側のＭＩＭＯ処理では、「−α・Ｄ＝−ｊ・α」となるから、不要成分が所望成分に対して位相的には「−π／２」となるようにする。
【０３２７】
一方、ｎが奇数の場合は、虚数項は「−１」となるので、不要波は所望波に対して、パス差で位相が−π／２だけ回る。このとき、「ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２＝１−（α・ｊ）＾２＞１」であるからチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が存在し得る。送信側のＭＩＭＯ処理では、「−α・Ｄ＝ｊ・α」となるから、不要成分が所望成分に対して位相的には「π／２」となるようにする。
【０３２８】
また、「Δｄ＝（ｎ／２）λｃ（ｎは１以上の正の整数）」を満たす場合（パス条件２と称する）、パス差Δｄは位相的にはπの整数倍の関係となり、虚数項（ｓｉｎ項）はゼロとなるため実数項のみとなる。パス条件２の関係からズレると「実数項＋虚数項」となるが、パス条件の関係に近いときには、実数項成分に対する虚数項成分が遙かに小さく、実質的に実数項のみとして扱ってもよい。つまり、Δｄ＝（ｎ／２）λｃを完全に満たすことが最適であるが、この関係から多少ずれていても構わない。本明細書で「実数項のみ」とは、このような多少のズレがある場合も含むものとする。
【０３２９】
ここで、詳細には、ｎが偶数の場合は、実数項は「＋１」となるので、不要波は所望波に対して、パス差で位相が２πだけ回る（つまり同相・同極性となる）。このとき、「ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２＝１−（α・１）＾２＞１」であるからチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が存在し得る。送信側のＭＩＭＯ処理では、「−α・Ｄ＝−α」となるから、不要成分が所望成分に対して位相的には「−π」（つまり同相・逆極性）となるようにする。
【０３３０】
一方、ｎが奇数の場合は、実数項は「−１」となるので、不要波は所望波に対して、パス差で位相がπだけ回る（つまり同相・逆極性となる）。このとき、「ｄｅｔＨ＝１−（α・Ｄ）＾２＝１−（α・−１）＾２＞１」であるからチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1が存在し得る。送信側のＭＩＭＯ処理では、「−α・Ｄ＝α」となるから、不要成分が所望成分に対して位相的には「２π」（つまり同相・同極性）となるようにする。
【０３３１】
つまり、アンテナ１３６（送信アンテナ）とアンテナ２３６（受信アンテナ）との間における所望波のアンテナ間距離ｄ１と不要波のアンテナ間距離ｄ２の差が、自由空間伝送路９Ｂの伝達特性を規定するチャネル行列Ｈ（やその逆行列Ｈ＾-1も）の不要波の各要素が、実質的に、実数項のみまたは虚数項のみで表わし得るように設定されているものとすればよい。
【０３３２】
本実施形態では、このようなパス差Δｄの設定値に基づく特徴に着目して、アンテナ配置を前記のパス条件１またはパス条件２を満たすようにする。こうすることで、チャネル行列Ｈの不要波の要素を虚数項のみまたは実数項のみとすることができる。その結果として、送信側のＭＩＭＯ処理部６０１における逆行列演算処理を簡略化できるようになる。特に、実数項のみとなる場合は、変調機能部８３００は、直交変調回路を使用せずに構成することもできるようになる。
【０３３３】
〔パス条件１の場合〕
図１１には、２チャネル（アンテナ対が２つ）の場合における、本実施形態のアンテナ配置の制約条件の第１例（第１例のアンテナ配置と称する）が示されている。第１例のアンテナ配置は、パス差Δｄを前述のパス条件１を満たすようにするものである。つまり、所望波のアンテナ間距離ｄ１と不要波のアンテナ間距離ｄ２との距離差Δｄ（パス差Δｄ）が「（ｎ／２＋１／４）λｃ」の関係に近づくようにするものである。
【０３３４】
パス差Δｄがパス条件１を満たす場合、図１０Ａでも説明したが、図１１（１−２）に示すように、チャネル行列Ｈは実数項Reまたは虚数項Imのみの成分となるし、その逆行列Ｈ＾-1も実数項Re’または虚数項Im’のみの成分となる。つまり、１行１列と２行２列の所望波の要素は実数項のみであり、１行２列と２行１列の不要波の要素は虚数項のみである。そのため、ＭＩＭＯ処理量が削減できる。
【０３３５】
なお、虚数項Im’（直交成分）が存在するので、本実施形態を適用しない場合の変調方式が、たとえばＡＳＫ方式やＢＰＳＫ方式などのように、元々は直交成分を伴わない変調のときであっても、変調機能部８３００としては直交成分の変調回路が必要となる。
【０３３６】
図１１（１−３）には、本実施形態を適用しない場合の変調方式をＢＰＳＫ方式とする場合に対しての、パス条件１を適用してＭＩＭＯ処理する場合の各チャネルの送信信号の状態が示されている。図示のように、第１チャネルｃｈ１の成分は、所望信号のＩ軸成分（Ｃｈ１_I）と第２チャネルｃｈ２による不要信号のＱ軸成分（Ｃｈ２_Q’）の合成としてアンテナ１３６_1から送信することになる。第２チャネルｃｈ２の成分は、所望信号のＩ軸成分（Ｃｈ２_I）と第１チャネルｃｈ１による不要信号のＱ軸成分（Ｃｈ１_Q’）の合成としてアンテナ１３６_2から送信することになる。図からも分かるように、所望信号の補正成分（Ｃｈ１_Re’，Ｃｈ２_Re’）の変調信号（Ｃｈ１_I，Ｃｈ２_I）と不要信号の補正成分（Ｃｈ２_Im’，Ｃｈ１_Im’）の変調信号（Ｃｈ２_Q’，Ｃｈ１_Q’）が直交しているので、変調機能部８３００としては直交変調回路が必要となる。
【０３３７】
図１１（２）には、図１１（１−３）に対応する第１例のＭＩＭＯ処理部６０１Ａとその後段回路（変調機能部８３００、増幅部８１１７、アンテナ１３６）が示されている。
【０３３８】
ＭＩＭＯ処理部６０１Ａは、アナログ処理で逆行列演算処理を行なうもので、４つの乗算器６１２，６１４，６１６，６１８を有する。乗算器６１２は、所望信号となる第１チャネルｃｈ１の成分に逆行列の１行１列の成分（実数項Re’）を掛ける（増幅する）。乗算器６１４は、第１チャネルｃｈ１に対しては不要成分となる第２チャネルｃｈ２の成分に逆行列の１行２列の成分（虚数項Im’）を掛ける（増幅する）。乗算器６１６は、第２チャネルｃｈ２に対しては不要成分となる第１チャネルｃｈ１の成分に逆行列の２行１列の成分（虚数項Im’）を掛ける（増幅する）。乗算器６１８は、所望信号となる第２チャネルｃｈ２の成分に逆行列の２行２列の成分（実数項Re’）を掛ける（増幅する）。なお、行列の成分が負のときは反転増幅する。
【０３３９】
変調機能部８３００は、搬送信号を生成する送信側局部発振部８３０４を各チャネルに共通に備えるとともに、直交変調回路８３６０をチャネル別に具備している。各直交変調回路８３６０は、Ｉ軸成分を変調する周波数混合部８３０２_I、Ｑ軸成分を変調する周波数混合部８３０２_Q、搬送信号の位相を９０度（π／２）シフトする移相器８３６２（移相部の一例）、加算器８３６４を有する。周波数混合部８３０２_Iには送信側局部発振部８３０４から搬送信号が供給される。周波数混合部８３０２_Qには送信側局部発振部８３０４からの搬送信号が移相器８３６２でπ／２シフトされた後に供給される。
【０３４０】
第１チャネル用の直交変調回路８３６０は、周波数混合部８３０２_Iには乗算器６１２から出力される信号Ｃｈ１_Re’ が入力され、周波数混合部８３０２_Qには乗算器６１４から出力される信号Ｃｈ２_Im’ が入力される。第２チャネル用の直交変調回路８３６０は、周波数混合部８３０２_Iには乗算器６１８から出力される信号Ｃｈ２_Re’ が入力され、周波数混合部８３０２_Qには乗算器６１６から出力される信号Ｃｈ１_Im’ が入力される。つまり、変調機能部８３００は、伝送チャネルごとに、所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号（補正成分）と不要信号に対する虚数項に関する補正済みの信号（補正成分）とを直交変調する。
【０３４１】
第１チャネル用の加算器８３６４は、周波数混合部８３０２_Iから出力された所望信号のＩ軸に関する補正成分（Ｃｈ１_Re’ ）の変調信号Ｃｈ１_Iと第２チャネルＣｈ２による不要信号のＱ軸に関する補正成分（Ｃｈ２_Im’ ）の変調信号Ｃｈ２_Q’を合成する。この結果、所望信号と不要信号の各補正成分を合成して変調した変調信号Ｃｈ１_ADDがアンテナ１３６_1から送信される。同様に、第２チャネル用の加算器８３６４は、周波数混合部８３０２_Iから出力された所望信号のＩ軸に関する補正成分（Ｃｈ２_Re’）の変調信号Ｃｈ２_Iと第１チャネルＣｈ１による不要信号のＱ軸に関する補正成分（Ｃｈ１_Im’ ）の変調信号Ｃｈ１_Q’を合成する。この結果、所望信号と不要信号の各補正成分を合成して変調した変調信号Ｃｈ２_ADDがアンテナ１３６_2から送信される。
【０３４２】
このように、本実施形態を適用しない場合の変調方式をＢＰＳＫ方式とする場合において、アンテナ２本の場合には、パス条件１を適用して送信側でＭＩＭＯ処理することで、ＭＩＭＯ処理部６０１Ａにおける逆行列演算における実数乗算は４個で済むし、加算器はゼロになる。本実施形態のパス条件１を適用しない場合に対して実数乗算数を半減できるし、加算器は不要になる。ＡＳＫやＢＰＳＫのような１軸変調の場合は、実数乗算数を１／４倍にできる。
【０３４３】
〔パス条件２の場合〕
図１１Ａには、２チャネル（アンテナ対が２つ）の場合における、本実施形態のアンテナ配置の制約条件の第２例（第２例のアンテナ配置と称する）が示されている。第２例のアンテナ配置は、パス差Δｄを前述のパス条件２を満たすようにするものである。つまり、所望波のアンテナ間距離ｄ１と不要波のアンテナ間距離ｄ２との距離差Δｄ（パス差Δｄ）が「（ｎ／２）λｃ」の関係に近づくようにするものである。
【０３４４】
パス差Δｄがパス条件２を満たす場合、図１０Ａでも説明したが、図１１Ａ（１−２）に示すように、チャネル行列Ｈは実数項Re，Re”のみの成分となるし、その逆行列Ｈ＾-1も実数項Re’，Re”’のみの成分となる。つまり、１行１列と２行２列の所望波の要素は実数項のみであるし、１行２列と２行１列の不要波の要素も実数項のみである。そのため、ＭＩＭＯ処理量が削減できる。
【０３４５】
この場合、虚数項（直交成分）が存在しないので、本実施形態を適用しない場合の変調方式が、たとえばＡＳＫ方式やＢＰＳＫ方式などのように、元々は直交成分を伴わない変調のときであれば、変調機能部８３００としては直交成分の変調回路が不要になる。
【０３４６】
図１１Ａ（１−３）には、本実施形態を適用しない場合の変調方式をＢＰＳＫ方式とする場合に対しての、パス条件２を適用してＭＩＭＯ処理する場合の各チャネルの送信信号の状態が示されている。図示のように、第１チャネルｃｈ１の成分は、本来（所望信号用）のＩ軸に関する補正成分（Ｃｈ１_Re’）と第２チャネルｃｈ２による不要信号用のＩ軸に関する補正成分（Ｃｈ２_Re”’）の合成成分の変調信号Ｃｈ１_ADDとしてアンテナ１３６_1から送信することになる。第２チャネルｃｈ２の成分は、本来（所望信号用）のＩ軸に関する補正成分（Ｃｈ２_Re’）と第１チャネルｃｈ１による不要信号用のＩ軸に関する補正成分（Ｃｈ１_Re”’）の合成成分の変調信号Ｃｈ２_ADDとしてアンテナ１３６_2から送信することになる。図からも分かるように、所望信号の補正成分（Ｃｈ１_Re’，Ｃｈ２_Re’）の変調信号（Ｃｈ１_I，Ｃｈ２_I）と不要信号の補正成分（Ｃｈ２_Re”’，Ｃｈ１_Re”’）の変調信号（Ｃｈ１_I’，Ｃｈ２_I’）が同相であるので、変調機能部８３００としては直交変調回路が不要である。
【０３４７】
図１１Ａ（２）には、図１１Ａ（１−３）に対応する第２例のＭＩＭＯ処理部６０１Ｂとその後段回路（変調機能部８３００、増幅部８１１７、アンテナ１３６）が示されている。
【０３４８】
ＭＩＭＯ処理部６０１Ｂは、アナログ処理で逆行列演算処理を行なうもので、４つの乗算器６２２，６２４，６２６，６２８と、２つの加算器６２５，６２９を有する。乗算器６２２は、所望信号となる第１チャネルｃｈ１の成分に逆行列の１行１列の成分（実数項Re’）を掛ける（増幅する）。乗算器６２４は、第１チャネルｃｈ１に対しては不要成分となる第２チャネルｃｈ２の成分に逆行列の１行２列の成分（実数項Re”’）を掛ける（増幅する）。乗算器６２６は、第２チャネルｃｈ２に対しては不要成分となる第１チャネルｃｈ１の成分に逆行列の２行１列の成分（実数項Re”’）を掛ける（増幅する）。乗算器６２８は、所望信号となる第２チャネルｃｈ２の成分に逆行列の２行２列の成分（実数項Re’）を掛ける（増幅する）。なお、行列の成分が負のときは反転増幅する。
【０３４９】
加算器６２５は、乗算器６２２から出力される信号Ｃｈ１_Re’ と乗算器６２４から出力される信号Ｃｈ２_Re”’ とを加算する。加算器６２９は、乗算器６２８から出力される信号Ｃｈ２_Re’ と乗算器６２６から出力される信号Ｃｈ１_Re”’ とを加算する。つまり、加算器６２５，６２９はそれぞれ、所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と不要成分に対する実数項に関する補正済みの信号とを加算して、加算済みの信号を変調機能部８３００へ供給する。
【０３５０】
変調機能部８３００は、搬送信号を生成する送信側局部発振部８３０４を各チャネルに共通に備えるとともに、周波数混合部８３０２をチャネル別に具備している。各周波数混合部８３０２には送信側局部発振部８３０４から搬送信号が供給される。
【０３５１】
第１チャネル用の周波数混合部８３０２には加算器６２５から出力される加算信号Ｃｈ１_Re’ ＋Ｃｈ２_Re”’ が入力され、第２チャネル用の周波数混合部８３０２には加算器６２９から出力される加算信号Ｃｈ２_Re’ ＋Ｃｈ１_Re”’ が入力される。つまり、変調機能部８３００は、伝送チャネルごとに、所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と不要成分に対する実数項に関する補正済みの信号との加算済みの信号を変調する。
【０３５２】
このように、本実施形態を適用しない場合の変調方式をＢＰＳＫ方式とする場合において、アンテナ２本の場合には、パス条件２を適用して送信側でＭＩＭＯ処理することで、ＭＩＭＯ処理部６０１Ｂにおける逆行列演算における実数乗算は４個で済むし、加算器は２個で済む。本実施形態のパス条件２を適用しない場合に対して、実数乗算数を半減できるし、加算数を低減できる。ＡＳＫやＢＰＳＫのような１軸変調の場合は、実数乗算数を１／４倍にできる。変調機能部８３００は、直交成分の変調回路が不要であり、パス条件１の場合よりも送信側の回路構成が簡易になる。
【０３５３】
［指向性に依存した位相特性について］
図１１Ｂには、アンテナが指向性に依存した位相特性を持つ場合の対処方法が示されている。図１０〜図１１Ａの説明は、アンテナが指向性に依存した位相特性を持たないようにアンテナ対が配置されている「正対」の状態のものであった。これに対して、アンテナ対が指向性に依存した位相特性φａを持つ場合は、パス差Δｄ以外に、この位相特性φａの影響も考慮する必要がある。基本的には、次のようにして、位相特性φａの影響を補正して考えればよい。
【０３５４】
図１１Ｂ中において、θ１は第１チャネルについての所望波のアンテナ１３６_1からの放射角と対応する（第１のアンテナ対を構成する）アンテナ２３６_1への入射角である。また、θ１は第２チャネルについての所望波のアンテナ１３６_2からの放射角と対応する（第２のアンテナ対を構成する）アンテナ２３６_2への入射角でもある。ここで、θ１はゼロに近い値としている。一方、θ２は第１チャネルについての不要波のアンテナ１３６_2からの放射角と対応するアンテナ２３６_1への入射角である。また、θ１がゼロに近いので、θ２は第２チャネルについての不要波のアンテナ１３６_1からの放射角と対応するアンテナ２３６_2への入射角でもある。
【０３５５】
詳細な式の導出過程の説明は割愛するが、位相特性φａの影響分を距離に換算して表すと式（５−１）に示すようになる。この影響分を考慮した上でパス条件１を算出し直すと式（５−２）で示される。この影響分を考慮した上でパス条件２を算出し直すと式（５−３）で示される。何れも、パス差Δｄは、位相特性φａの影響分が補正されることが分かる。
【０３５６】
【数５】

【０３５７】
［３チャネル以上への適用］
図１２〜図１２Ａには、アンテナ対が３つ以上の場合への対処方法が示されている。アンテナ対が３つ以上になった場合でも、パス差Δｄをパス条件１を満たすようにすることでアンテナ対が２つのときと同様に、チャネル行列とその逆行列は、実数項または虚数項のみの成分となる。つまり、ｉ＝ｊの所望波の要素は実数項Reとなるし、ｉ≠ｊの不要波の要素は虚数項Imとなる。
【０３５８】
また、図１２Ａに示すように、アンテナ対が３つ以上になった場合でも、パス差Δｄをパス条件２を満たすようにすることでアンテナ対が２つのときと同様に、チャネル行列とその逆行列は、実数項のみの成分となる。つまり、ｉ＝ｊの所望波の要素は実数項Reとなるし、ｉ≠ｊの不要波の要素も実数項Reとなる。図１２Ａにて、丸で括っている組合せが、制約条件の考慮の対象となるものである。
【０３５９】
一般にＭチャネルになると、チャネル行列から推測されるように、パス条件１，２の何れも、実数乗算は、ＱＰＳＫなどのような２軸変調では２・Ｍ＾２個必要になるし、ＡＳＫ方式やＢＰＳＫ方式などのような１軸変調ではＭ＾２個必要になる。このことは、アンテナ対が３つ以上の場合に、単純に、２つのときと同様の考えをそのまま適用していては、実数乗算の演算量がアンテナ対数の自乗で増えてしまうことを意味する。
【０３６０】
そこで、本実施形態では、アンテナ対が３つ以上の場合には、そのアンテナ配置の特徴に基づき、実数乗算数がチャネル数の自乗とならないように（実数乗算数の増加を抑えるように）する。具体的には、隣接するアンテナからの干渉波の影響が一番大きいという点と、その他のアンテナからの干渉波は比較的小さいという点に着目する。これにより、隣接するアンテナからの不要波（干渉波）を考慮してアンテナ間隔を決めて、これを他のアンテナについても適用するようにする。
【０３６１】
こうすることで、たとえば、パス条件１を適用する場合は、両端を除く内側のチャネルでは、所望波のアンテナ１３６についての実数項と、その両側の不要波のアンテナ１３６についての虚数項のみを考えればよくなる。つまり、ｉ番目のチャネルに着目したとき、ｉ番目のアンテナ１３６_iからアンテナ２３６_iへの所望波と、ｉ−１番目のアンテナ１３６_i-1からアンテナ２３６_iへの不要波およびｉ＋１番目のアンテナ１３６_i+1からアンテナ２３６_iへの不要波についてのみ考えればよい。そのため、チャネル行列やその逆行列は、ｉ行では、ｉ列の所望波の要素は実数項であり、ｉ−１列とｉ＋１列の不要波の要素は虚数項であり、その他の不要波の要素はゼロとなる。
【０３６２】
パス条件２を適用する場合は、両端を除く内側のチャネルでは、所望波のアンテナ１３６についての実数項と、その両側の不要波のアンテナ１３６についての実数項のみを考えればよくなる。つまり、ｉ番目のチャネルに着目したとき、ｉ番目のアンテナ１３６_iからアンテナ２３６_iへの所望波と、ｉ−１番目のアンテナ１３６_i-1からアンテナ２３６_iへの不要波およびｉ＋１番目のアンテナ１３６_i+1からアンテナ２３６_iへの不要波についてのみ考えればよい。そのため、チャネル行列やその逆行列は、ｉ行では、ｉ列の所望波の要素は実数項であり、ｉ−１列とｉ＋１列の不要波の要素も実数項であり、その他の不要波の要素はゼロとなる。
【０３６３】
パス条件１，２の何れも、両端のチャネルにおける実数乗算数は２つであり、両端のチャネルを除く内側のチャネルにおける実数乗算数は３つであり、本手法を適用しない場合よりもＭＩＭＯ処理量を削減できる。
【０３６４】
つまり、Ｍチャネルの場合（Ｍは３以上の整数）、パス条件１，２の何れも、実数乗算は、ＱＰＳＫなどのような２軸変調では２・｛２・２＋（Ｍ−２）・３｝個となるし、ＡＳＫ方式やＢＰＳＫ方式などのような１軸変調では｛２・２＋（Ｍ−２）・３｝個となる。このことは、アンテナ対が３つ以上の場合に、２つのときと同様の考えを単純にそのまま適用した場合に対して、実数乗算の演算量を低減できることを意味する。
【０３６５】
［３次元配置への適用］
図１２Ｂは、図９から図１２Ａにて説明した送信側に適用するＭＩＭＯ処理の、送受信のアンテナが３次元状に配置される場合への適用手法を説明する図である。
【０３６６】
図９から図１２Ａにて説明した事項は、図１２Ｂ（１）に示すように、送信側のアンテナ１３６と受信側のアンテナ２３６が２次元状に配置される場合への適用事例であった。
【０３６７】
しかしながら、本実施形態の送信側のＭＩＭＯ処理量を低減する仕組みは、送受信のアンテナが２次元状に配置される場合に限らず、図１２Ｂ（２）に示すように、送受信のアンテナが３次元状に配置される場合にも同様に適用できる。
【０３６８】
たとえば、図１２Ｂ（２）では、送信側の半導体チップ１０３には、７つのアンテナ１３６_1〜１３６_7が距離Ｇを隔てて設けられ、各アンテナ１３６_@と正対するように半導体チップ２０３_@にはアンテナ２３６_@が設けられている。アンテナ２３６_@も距離Ｇを隔てて設けられる。
【０３６９】
図では、送信側の半導体チップ１０３から受信側の７個の半導体チップ２０３_1〜２０３_7への所望波のみを示しているが、対向配置されていないアンテナ間での不要波については、前述の２次元配置の場合と同様に考えればよい。そして、３次元配置の場合においても、所望波と不要波のパス差Δｄを前述のパス条件１またはパス条件２となるようにすることで、それぞれ前述と同様の作用効果が得られる。
【０３７０】
因みに、半導体チップ１０３における各アンテナ１３６に対して、各半導体チップ２０３の各アンテナ２３６が配置される箇所は、基本的には、半導体チップ１０３（各アンテナ１３６）の平面に対して平行な平面上である。各アンテナ１３６同士や各アンテナ２３６同士で形成される最小セルは正三角形になる。
【０３７１】
所望波と隣接する両隣のアンテナからの不要波（干渉波）を考慮する場合、図１２Ｂ（２）に示すように、３次元に適用されるチャネル行列は正六角形での状態に着目すればよいことになる。たとえば、正六角形の中心のアンテナ１３６_1，２３６_1間を所望波のチャネルと考える。つまり、送信側の正六角形の中心のアンテナ１３６_1から同じく受信側の正六角形の中心のアンテナ２３６_1へ所望波が伝達される。このとき、アンテナ２３６_1の不要波の解析対象となる隣接するアンテナは、正六角形の頂点に配置されたアンテナ１３６_2〜１３６_7となる。
【０３７２】
［デジタルのＭＩＭＯ処理］
図１２Ｃには、送信側のＭＩＭＯ処理をデジタル処理で行なう場合の基本的な手法が示されている。パス条件１を満たすようにアンテナ配置を設定する場合の図１１（２）に示した構成や、パス条件２を満たすようにアンテナ配置を設定する場合の図１１Ａ（２）に示した構成はＭＩＭＯ処理部６０１（６０１Ａ，６０１Ｂ）がアナログ処理に対応する場合で示している。
【０３７３】
しかしながら、ＭＩＭＯ処理部６０１における逆行列演算はアナログ回路を想定することに限らず、処理速度が間に合えばデジタル信号処理で行なってもよい。この場合、ＭＩＭＯ処理部６０１から出力されるＭＩＭＯ処理（逆行列演算処理）後のデジタル信号をアナログ信号に変換して変調機能部８３００に供給するように対処すればよい。
【０３７４】
たとえば、図１２Ｃ（１）はパス条件１に対応した図１１（２）に対する対処例を示し、図１２Ｃ（２）はパス条件２に対応した図１１Ａ（２）に対する対処例を示す。何れも、ＭＩＭＯ処理部６０１と変調機能部８３００の間にＤＡ変換器６３０（ＤＡＣ）を介在させている。その他の点は変更がない。
【０３７５】
＜送信ＭＩＭＯ：第１実施形態＞
図１３〜図１３Ｂは、図９から図１２Ｃにて説明した送信側に適用するＭＩＭＯ処理の具体的な適用例の第１例（第１実施形態の送信ＭＩＭＯシステムと称する）を説明する図である。ここでは、「不要波が届くのは隣接するアンテナのみ」という前提にする。
【０３７６】
第１実施形態の送信ＭＩＭＯシステム３Ａは、受信側では、注入同期を適用する点に特徴がある。また、多重伝送時の必要送信電力の低減を図ることを考慮して、Ｍ系統中の１系統（第１チャネルＣｈ１）のみを振幅のみを変調する方式（ここではＡＳＫ方式）とし、残りの全ては振幅のみを変調する方式以外（ここではＢＰＳＫ方式）にする。
【０３７７】
また、図１３に示す第１例の送信ＭＩＭＯシステム３Ａ_1では、Ｍ系統に対して、送信側が１チップ構成であり、受信側は半導体チップ２０３を系統別に使用する１対Ｎの構成であり、受信側では、系統別にそれぞれの受信信号に対して注入同期を適用する。「不要波が届くのは隣接するアンテナのみ」という前提であるから、基本は、第１例のように２チャネルでの対応となる。
【０３７８】
一方、図１３Ａに示す第２例の送信ＭＩＭＯシステム３Ａ_2では、送信側が１チップ構成であり、また、受信側も１チップ構成の１対１の構成であり、受信側では、ＡＳＫの１系統（第１チャネルＣｈ１）でとり、残りの全系統は、ＡＳＫの系統の注入同期で取得された再生搬送信号を元にして各系統で同期検波を行なうようにする。「不要波が届くのは隣接するアンテナのみ」という前提であっても、注入同期はＡＳＫ方式のチャネルでとるので、第１例とは異なり、ＢＰＳＫのチャネル数を任意にできる。
【０３７９】
図１３Ｂに示す第３例の送信ＭＩＭＯシステム３Ａ_3は、第１例の考え方を採りつつ、チャネル数を増やすようにした構成である。「不要波が届くのは隣接するアンテナのみ」という前提は崩さずに、全部のアンテナ２３６にＡＳＫ方式の変調信号が届くように、ＡＳＫ方式のチャネルを配置するようにする。具体的には、ＡＳＫ方式のチャネルの両隣にＢＰＳＫ方式のチャネルを配置した３チャネル構成を基本要素として、この基本要素を繰返し配置するようにすればよい。
【０３８０】
そして、アンテナ配置に関してはパス差Δｄがパス条件１を満たすようにする、つまり、パス差Δｄ＝（ｎ／２＋１／４）λｃの関係に近付くように、各アンテナ１３６，２３６を配置する。信号成分は、それぞれ所望の成分のみが受信側に入力される。パス条件１を適用するので、ＭＩＭＯ処理部６０１としては、図１１（２）に示した第１例のＭＩＭＯ処理部６０１Ａが使用される。パス差Δｄ＝（ｎ／２＋１／４）λｃの関係が完全に満たされていれば、送信側に適用したＭＩＭＯ処理の効果により不要波の成分は受信側のアンテナ２３６では受信されない。しかし、ズレがあるときには、不要波の成分は少しではあるが検知される。なお、パス差Δｄは、指向性に依存した位相特性がある場合は式（５−２）の関係に近付くように、各アンテナ１３６，２３６を配置するのは前述の通りである。
【０３８１】
受信側における注入同期においては、入力信号の平均値に対して同期するので、ＡＳＫの搬送信号成分に同期するため、それぞれの受信信号を復調できる。ただし、図１３（１）に示す第１例や図１３Ｂに示す第３例では、ＡＳＫ方式を適用しない（ＢＰＳＫ方式を適用する）チャネル以外では、ＢＰＳＫの信号成分とＡＳＫの搬送信号成分の位相関係が直交関係となる（π／２の位相差がある）ため、注入同期で生成された再生搬送信号の位相を９０度（π／２）シフトする移相器８４６２を設けている。移相器８４６２には、位相シフト方向をパス条件１を規定している「ｎ」に基づき制御する制御信号Ｏ／Ｅが供給されている。
【０３８２】
パス差Δｄ＝（ｎ／２＋１／４）λｃの関係においては、図１３（２）に示すように、ｎが奇数の場合と偶数の場合で、受信される信号におけるＢＰＳＫの信号成分とＡＳＫの搬送信号成分の位相関係が、＋９０度（＋π／２）となるのか、−９０度（−π／２）となるのかが影響される。
【０３８３】
信号成分に関しては送信側でＭＩＭＯ処理をするがキャリア成分に関しては送信側でＭＩＭＯ処理はなされない。これにより、信号成分に関しては、不要波の信号成分は受信側のアンテナ２３６には現われない。所望波の信号成分は位相回転を受けずにアンテナ２３６に現われる。
【０３８４】
キャリア成分に関しては、受信側のアンテナ２３６に現われるが、その際の位相は伝送距離に依存する。各アンテナ２３６に現われるキャリアの位相を比較すると、伝送距離の差分（つまりパス差Δｄ）に相当する位相差を持つことになる。
【０３８５】
具体的には、ｎが奇数（ＯＤＤ）の場合は、図１３（２−１）に示すように、第１チャネル以外では、Ｉ軸方向のＢＰＳＫの信号成分に対して、ＡＳＫの搬送信号成分がＱ軸の負の方向に現われる。一方、ｎが偶数（ＥＶＥＮ）の場合は、図１３（２−２）に示すように、第１チャネル以外では、Ｉ軸方向のＢＰＳＫの信号成分に対して、ＡＳＫの搬送信号成分がＱ軸の正の方向に現われる。
【０３８６】
したがって、移相器８３６２は、ｎが奇数であるのか偶数であるのかに応じて−９０度（−π／２）とするか、＋９０度（＋π／２）とするかを切り替えることが必要になる。因みに、実際にはアンテナを設置する段階で奇数が偶数かは知っているので、制御信号で切り替えると言うよりは、どちらかを選んで作り込めばよいと言うことになる。
【０３８７】
＜送信ＭＩＭＯ：第２実施形態＞
図１４〜図１４Ｂは、図９から図１２Ｃにて説明した送信側に適用するＭＩＭＯ処理の具体的な適用例の第２例（第２実施形態の送信ＭＩＭＯシステムと称する）を説明する図である。ここでも、「不要波が届くのは隣接するアンテナのみ」という前提にする。
【０３８８】
第２実施形態の送信ＭＩＭＯシステム３Ｂは、受信側では、注入同期を適用する点に特徴がある。また、多重伝送時の必要送信電力の低減を図ることを考慮して、Ｍ系統中の１系統（第１チャネルＣｈ１）のみを振幅のみを変調する方式（ここではＡＳＫ方式）とし、残りの全ては振幅のみを変調する方式以外（ここではＢＰＳＫ方式）にする。
【０３８９】
また、図１４に示す第１例の送信ＭＩＭＯシステム３Ｂ_1では、Ｍ系統に対して、送信側が１チップ構成であり、受信側は半導体チップ２０３を系統別に使用する１対Ｎの構成であり、受信側では、系統別にそれぞれの受信信号に対して注入同期を適用する。「不要波が届くのは隣接するアンテナのみ」という前提であるから、基本は、第１例のように２チャネルでの対応となる。
【０３９０】
一方、図１４Ａに示す第２例の送信ＭＩＭＯシステム３Ｂ_2では、送信側が１チップ構成であり、また、受信側も１チップ構成の１対１の構成であり、受信側では、ＡＳＫの１系統（第１チャネルＣｈ１）でとり、残りの全系統は、ＡＳＫの系統の注入同期で取得された再生搬送信号を元にして各系統で同期検波を行なうようにする。「不要波が届くのは隣接するアンテナのみ」という前提であっても、注入同期はＡＳＫ方式のチャネルでとるので、第１例とは異なり、ＢＰＳＫのチャネル数を任意にできる。
【０３９１】
図１４Ｂに示す第３例の送信ＭＩＭＯシステム３Ｂ_3は、第１例の考え方を採りつつ、チャネル数を増やすようにした構成である。「不要波が届くのは隣接するアンテナのみ」という前提は崩さずに、全部のアンテナ２３６にＡＳＫ方式の変調信号が届くように、ＡＳＫ方式のチャネルを配置するようにする。具体的には、ＡＳＫ方式のチャネルの両隣にＢＰＳＫ方式のチャネルを配置した３チャネル構成を基本要素として、この基本要素を繰返し配置するようにすればよい。
【０３９２】
そして、アンテナ配置に関してはパス差Δｄがパス条件２を満たすようにする、つまり、パス差Δｄ＝（ｎ／２）λｃの関係に近付くように、各アンテナ１３６，２３６を配置する。信号成分は、それぞれ所望の成分のみが受信側に入力される。パス条件２を適用するので、ＭＩＭＯ処理部６０１としては、図１１Ａ（２）に示した第２例のＭＩＭＯ処理部６０１Ｂが使用される。パス差Δｄ＝（ｎ／２）λｃの関係が完全に満たされていれば、送信側に適用したＭＩＭＯ処理の効果により不要波の成分は受信側のアンテナ２３６では受信されない。しかし、ズレがあるときには、不要波の成分は少しではあるが検知される。なお、パス差Δｄは、指向性に依存した位相特性がある場合は式（５−３）の関係に近付くように、各アンテナ１３６，２３６を配置するのは前述の通りである。
【０３９３】
受信側における注入同期においては、入力信号の平均値に対して同期するので、ＡＳＫの搬送信号成分に同期するため、それぞれの受信信号を復調できる。ただし、図１４（１）に示す第１例や図１４Ｂに示す第３例では、ＡＳＫ方式を適用しない（ＢＰＳＫ方式を適用する）チャネル以外では、ＢＰＳＫの信号成分とＡＳＫの搬送信号成分の位相関係が同相関係となるものの符号がパス条件２を規定している「ｎ」の影響を受けるため、復調出力の符号を切り替える符号切替部８４６４（符号設定部の一例）を周波数混合部８４０２の後段に設けている。符号切替部８４６４には、復調信号の符号をパス条件２を規定している「ｎ」に基づき制御する制御信号Ｏ／Ｅが供給されている。
【０３９４】
パス差Δｄ＝（ｎ／２）λｃの関係においては、図１４（２）に示すように、ｎが奇数の場合と偶数の場合で、受信される信号におけるＢＰＳＫの信号成分とＡＳＫの搬送信号成分が、Ｉ軸上の負側に現われるのか、Ｉ軸上の正側に現われるのかが影響される。なお、Ｉ軸上の負側に現われるということは、受信信号（包絡線）が負になることを意味している。具体的には、ｎが奇数（ＯＤＤ）の場合は、図１４（２−１）に示すように、第１チャネル以外では、ＢＰＳＫの信号成分とＡＳＫの搬送信号成分がＩ軸上の負側に現われる。このことは、ｎが奇数の場合は受信信号の位相が反転することを意味するので、復調出力の符号を反転することが必要になる。一方、ｎが偶数（ＥＶＥＮ）の場合は、図１４（２−２）に示すように、ＢＰＳＫの信号成分とＡＳＫの搬送信号成分がＩ軸上の正側に現われる。
【０３９５】
したがって、符号切替部８４６４は、ｎが奇数であるのか偶数であるのかに応じて、復調出力の符号を正とするか負とするかを切り替えることが必要になる。因みに、実際にはアンテナを設置する段階で奇数が偶数かは知っているので、制御信号で切り替えると言うよりは、どちらかを選んで作り込めばよいと言うことになる。
【０３９６】
＜送信ＭＩＭＯ：第３実施形態＞
図１５〜図１５Ｂは、図９から図１２Ｃにて説明した送信側に適用するＭＩＭＯ処理の具体的な適用例の第３例（第３実施形態の送信ＭＩＭＯシステムと称する）を説明する図である。
【０３９７】
第３実施形態の送信ＭＩＭＯシステム３Ｃは、受信側では、注入同期を適用する点に特徴がある。また、受信側での注入同期のとり易さを考慮してＭ系統の全てを振幅のみを変調する方式（ここではＡＳＫ方式）とする。全チャネルがＡＳＫ方式であるので、チャネル数を任意にできる。
【０３９８】
また、図１５に示す第１例の送信ＭＩＭＯシステム３Ｃ_1では、Ｍ系統に対して、送信側が１チップ構成であり、受信側は半導体チップ２０３を系統別に使用する１対Ｎの構成であり、受信側では、系統別にそれぞれの受信信号に対して注入同期を適用する。
【０３９９】
一方、図１５Ａに示す第２例の送信ＭＩＭＯシステム３Ｃ_2では、送信側が１チップ構成であり、また、受信側も１チップ構成の１対１の構成であり、受信側では、ＡＳＫの１系統（たとえば第１チャネルＣｈ１）でとり、残りの全系統は、ＡＳＫの系統の注入同期で取得された再生搬送信号を元にして各系統で同期検波を行なうようにする。なお、受信信号に基づき注入同期により変調用の搬送信号と同期した復調用の搬送信号を生成して受信した変調信号を復調用の搬送信号で周波数変換して復調する系統と、注入同期で生成された復調用の搬送信号に基づき受信した変調信号を周波数変換して復調する系統とが混在したものであればよく、注入同期を採用する系統数は１系統でなく、全系統数より少ない限りにおいて複数でもよい。
【０４００】
そして、アンテナ配置に関してはパス差Δｄがパス条件２を満たすようにする、つまり、パス差Δｄ＝（ｎ／２）λｃの関係に近付くように、各アンテナ１３６，２３６を配置する。信号成分は、それぞれ所望の成分のみが受信側に入力される。パス条件２を適用するので、ＭＩＭＯ処理部６０１としては、図１１Ａ（２）に示した第２例のＭＩＭＯ処理部６０１Ｂが使用される。パス差Δｄ＝（ｎ／２）λｃの関係が完全に満たされていれば、送信側に適用したＭＩＭＯ処理の効果により不要波の成分は受信側のアンテナ２３６では受信されない。しかし、ズレがあるときには、不要波の成分は少しではあるが検知される。なお、パス差Δｄは、指向性に依存した位相特性がある場合は式（５−３）の関係に近付くように、各アンテナ１３６，２３６を配置するのは前述の通りである。
【０４０１】
受信側における注入同期においては、入力信号の平均値に対して同期するので、ＡＳＫの搬送信号成分に同期するため、それぞれの受信信号を復調できる。なお、図１５（１）に示す第１例では、図１５（２）に示すように、２つのＡＳＫの搬送信号の和の成分の符号はパス条件２を規定している「ｎ」の影響を受けない。このことは、「ｎ」が奇数、偶数の何れでも、受信信号の位相が反転しない（負にならない）ことを意味する。よって、第２実施形態（第１例）のような符号切替部８４６４を必要としない。
【０４０２】
図１５Ｂを参照して、全系統をＡＳＫとし、パス差Δｄがパス条件２を満たすようにアンテナ配置を設定すれば、「ｎ」が奇数、偶数の何れでも、受信信号の位相が反転しない（負にならない）点について説明する。
【０４０３】
送りたい信号（送信対象信号Ｓ＾（ｓハット））とチャネル行列Ｈを式（６−１）のように定義する。ＡＳＫで送信して受信信号（包絡線）が負にならないことを示すので、ＡＳＫでは送信信号（の包絡線）は負にならない点を考慮すれば、チャネル行列Ｈのａが負の場合のみを考えればよい。
【０４０４】
チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ＾-1は式（６−２）で示され、送信信号ｓは式（６−３）で示される。ａが負の場合、送信信号ｓの最小値ｓmin は式（６−４）のようになる。
【０４０５】
ＡＳＫ変調するためには、送信信号ｓ’が負にならないようにする必要があるが、そのためには送信信号の最小値ｓmin 分のオフセットを与えることが必要になる。このオフセットは、たとえば図８（３），（４）で示したｂ０で設定すればよい。オフセット後の送信信号ｓ’（ＡＳＫ変調波の包絡線）は式（６−５）のようになる。そして、このオフセット後の送信信号ｓ’に対応する受信信号ｒは式（６−６）のようになる。 送信信号ｓ１，ｓ２はともに最小値が「−ｓ」なので、式（６−６）より、受信信号ｒは常に負にならないということが理解される。
【０４０６】
【数６】

【０４０７】
＜送信ＭＩＭＯ：第４実施形態＞
図１６は、図９から図１２Ｃにて説明した送信側に適用するＭＩＭＯ処理の具体的な適用例の第４例（第４実施形態の送信ＭＩＭＯシステムと称する）を説明する図である。図１６では、Ｍ系統に対して、送信側が１チップ構成であり、受信側は半導体チップ２０３を系統別に使用する１対Ｎの構成であるが、受信側も１チップ構成の１対１の構成としてもよい。
【０４０８】
第４実施形態の送信ＭＩＭＯシステム３Ｄは、受信側では、復調機能部８４００は、注入同期を適用せずに、包絡線検波や自乗検波を適用する点に特徴がある。また、包絡線検波や自乗検波との組合せを考慮してＭ系統の全てを振幅のみを変調する方式（ここではＡＳＫ方式）とする。全チャネルがＡＳＫ方式であるので、チャネル数を任意にできる。
【０４０９】
アンテナ配置に関してはパス差Δｄがパス条件２を満たすようにする、つまり、パス差Δｄ＝（ｎ／２）λｃの関係に近付くように、各アンテナ１３６，２３６を配置する。パス条件２を適用するので、ＭＩＭＯ処理部６０１としては、図１１Ａ（２）に示した第２例のＭＩＭＯ処理部６０１Ｂが使用される。
【０４１０】
信号成分は、それぞれ所望の成分のみが受信側に入力される。パス差Δｄ＝（ｎ／２）λｃの関係が完全に満たされていれば、送信側に適用したＭＩＭＯ処理の効果により不要波の成分は受信側のアンテナ２３６では受信されない。しかし、ズレがあるときには、不要波の成分は少しではあるが検知される。なお、パス差Δｄは、指向性に依存した位相特性がある場合は式（５−３）の関係に近付くように、各アンテナ１３６，２３６を配置するのは前述の通りである。
【０４１１】
第３実施形態で説明したように、全系統をＡＳＫとし、パス差Δｄがパス条件２を満たすようにアンテナ配置を設定すれば、図１６（２）に示すように、２つのＡＳＫの搬送信号の和の成分の符号はパス条件２を規定している「ｎ」の影響を受けない。「ｎ」が奇数、偶数の何れでも、受信信号の位相が反転しないため、包絡線検波や自乗検波を適用しても振幅情報が保持され、それぞれの受信信号を復調できる。
【符号の説明】
【０４１２】
１…無線伝送システム、３…送信ＭＩＭＯシステム、９…ミリ波信号伝送路、９Ａ…誘電体伝送路、９Ｂ…自由空間伝送路、９Ｌ…中空導波路、１００…第１通信装置、１０３，２０３…半導体チップ、１０７，２０７…信号生成部、１０８，２０８…伝送路結合部、１１０，２１０…送信側信号生成部、１１５…変調部、１１６…周波数変換部、１２０，２２０…受信側信号生成部、１２５…周波数変換部、１２６…復調部、１３６，２３６…アンテナ、２００…第２通信装置、２１０…送信側信号生成部、２２０…受信側信号生成部、６０１，６０２…ＭＩＭＯ処理部、８３００…変調機能部、８３０２…周波数混合部、８３０４…送信側局部発振部、８４００…復調機能部、８４０２…周波数混合部、８４０４…受信側局部発振部

【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対一に対応する送信アンテナと受信アンテナの組合せであるアンテナ対を複数備え、
複数の前記アンテナ対の内の一の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に所望波として到達し、かつ、前記一のアンテナ対とは異なる他のアンテナ対の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に不要波として到達するように構成されており、
さらに、
前記送信アンテナのそれぞれと対応する各送信対象信号のそれぞれに対して、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における伝送空間の伝達特性に基づく補正演算を行なう伝達特性補正部と、
前記伝達特性補正部により補正された後の各補正済みの信号で搬送信号を変調して対応する送信アンテナから送信する変調機能部が前記アンテナ対のそれぞれに対応して設けられている
無線伝送システム。
【請求項２】
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における前記所望波のアンテナ間距離と前記不要波のアンテナ間距離の差であるパス差が、前記伝達特性を規定する行列の前記所望波の各要素が実数項のみで表わされ、前記伝達特性を規定する行列の前記不要波の各要素が実数項のみまたは虚数項のみで表わし得るように設定されている
請求項１に記載の無線伝送システム。
【請求項３】
前記変調機能部で使用する搬送信号の波長をλｃ、アンテナの指向性に依存した位相特性をゼロとしたとき、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における前記所望波のアンテナ間距離と前記不要波のアンテナ間距離の差であるパス差が（ｎ／２＋１／４）λｃ（ｎは０または１以上の正の整数）に設定されている、または、
前記一のアンテナ対の前記送信アンテナからの前記一のアンテナ対の前記受信アンテナへの放射角をθ１、前記他のアンテナ対の前記送信アンテナからの前記一のアンテナ対の前記受信アンテナへの放射角をθ２とし、それぞれの前記アンテナの指向性に依存した位相特性をφａ（θ１）、φａ（θ２）としたとき、前記パス差は、−（φａ（θ２）−φａ（θ１））／π）λｃだけ修正される
請求項１または２に記載の無線伝送システム。
【請求項４】
前記変調機能部で使用する搬送信号の波長をλｃ、アンテナの指向性に依存した位相特性をゼロとしたとき、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における前記所望波のアンテナ間距離と前記不要波のアンテナ間距離の差であるパス差が（ｎ／２）λｃ（ｎは１以上の正の整数）に設定されている、または、
前記一のアンテナ対の前記送信アンテナからの前記一のアンテナ対の前記受信アンテナへの放射角をθ１、前記他のアンテナ対の前記送信アンテナからの前記一のアンテナ対の前記受信アンテナへの放射角をθ２とし、それぞれの前記アンテナの指向性に依存した位相特性をφａ（θ１）、φａ（θ２）としたとき、前記パス差は、−（φａ（θ２）−φａ（θ１））／π）λｃだけ修正される
請求項１または２に記載の無線伝送システム。
【請求項５】
前記伝達特性を規定する行列の前記不要波の各要素が、虚数項のみで表わし得るように前記パス差が設定されている
請求項２に記載の無線伝送システム。
【請求項６】
前記伝達特性を規定する行列の前記不要波の各要素が、実数項のみで表わし得るように前記パス差が設定されている
請求項２に記載の無線伝送システム。
【請求項７】
前記伝達特性補正部は、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、所望信号に対しては実数項に関する補正演算のみを行ない、かつ、不要信号に対しては虚数項に関する補正演算のみを行ない、前記所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と前記不要信号に対する虚数項に関する補正済みの信号とを対にして前記変調機能部に供給し、
前記変調機能部は、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、前記伝達特性補正部から対にして供給される、前記所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と前記不要信号に対する虚数項に関する補正済みの信号とを直交変調する
請求項１または２に記載の無線伝送システム。
【請求項８】
前記伝達特性補正部は、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、所望信号に対しては実数項に関する補正演算のみを行ない、かつ、不要信号に対しても実数項に関する補正演算のみを行ない、前記所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と前記不要信号に対する実数項に関する補正済みの信号とを加算して前記変調機能部に供給し、
前記変調機能部は、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、前記伝達特性補正部から供給される、前記所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と前記不要信号に対する実数項に関する補正済みの信号との加算済みの信号を変調する
請求項１または２に記載の無線伝送システム。
【請求項９】
前記変調機能部は、複数の伝送対象信号の内の一部のアンテナ対の系統については振幅のみを変調する方式を採用し、残りの系統は前記振幅のみを変調する方式以外の方式を採用し、さらに、
前記複数の伝送対象信号のそれぞれについて、受信信号に基づき注入同期により変調用の搬送信号と同期した復調用の搬送信号を生成して受信した変調信号を前記復調用の搬送信号で周波数変換して復調する復調機能部と、
前記振幅を変調する方式以外の方式を採用している系統については、前記復調用の搬送信号の位相を移相して対応する前記復調機能部に供給する移相部と、
を備える請求項３，５，７の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
【請求項１０】
前記変調機能部は、複数の伝送対象信号の内の一部のアンテナ対の系統については振幅のみを変調する方式を採用し、残りの系統は前記振幅のみを変調する方式以外の方式を採用し、さらに、
前記複数の伝送対象信号の内の前記振幅のみを変調する方式が採用されている系統については受信信号に基づき注入同期により変調用の搬送信号と同期した復調用の搬送信号を生成して受信した変調信号を前記復調用の搬送信号で周波数変換して復調し、前記注入同期方式を採用していない系統については、前記注入同期方式を採用している系統で生成された前記復調用の搬送信号に基づき受信した変調信号を周波数変換して復調する復調機能部を有する
請求項３，５，７の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
【請求項１１】
前記変調機能部は、複数の伝送対象信号の内の一部のアンテナ対の系統については振幅のみを変調する方式を採用し、残りの系統は前記振幅のみを変調する方式以外の方式を採用し、
前記受信側の無線通信装置は、前記複数の伝送対象信号のそれぞれについて、受信信号に基づき注入同期により変調用の搬送信号と同期した復調用の搬送信号を生成して受信した変調信号を前記復調用の搬送信号で周波数変換して復調する復調機能部と、
前記振幅を変調する方式以外の方式を採用している系統については、前記復調機能部から出力された出力信号の符号を設定する符号設定部と、
を備える請求項４，６，８の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
【請求項１２】
前記変調機能部は、複数の伝送対象信号の内の一部のアンテナ対の系統については振幅のみを変調する方式を採用し、残りの系統は前記振幅のみを変調する方式以外の方式を採用し、
前記受信側の無線通信装置は、前記複数の伝送対象信号の内の前記振幅のみを変調する方式が採用されている系統については受信信号に基づき注入同期により変調用の搬送信号と同期した復調用の搬送信号を生成して受信した変調信号を前記復調用の搬送信号で周波数変換して復調し、前記注入同期方式を採用していない系統については、前記注入同期方式を採用している系統で生成された前記復調用の搬送信号に基づき受信した変調信号を周波数変換して復調する復調機能部を有する
請求項４，６，８の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
【請求項１３】
前記変調機能部は、複数の伝送対象信号の全ての系統について振幅のみを変調する方式を採用し、
前記受信側の無線通信装置は、前記複数の伝送対象信号のそれぞれについて、受信信号に基づき注入同期により変調用の搬送信号と同期した復調用の搬送信号を生成して受信した変調信号を前記復調用の搬送信号で周波数変換して復調する復調機能部を有する
請求項４，６，８の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
【請求項１４】
前記変調機能部は、複数の伝送対象信号の全ての系統について振幅のみを変調する方式を採用し、
前記受信側の無線通信装置は、受信信号に基づき注入同期により変調用の搬送信号と同期した復調用の搬送信号を生成して受信した変調信号を前記復調用の搬送信号で周波数変換して復調する系統と、前記注入同期で生成された前記復調用の搬送信号に基づき受信した変調信号を周波数変換して復調する系統とを混在させている復調機能部を有する
請求項４，６，８の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
【請求項１５】
前記変調機能部は、複数の伝送対象信号の全ての系統について振幅のみを変調する方式を採用し、
前記受信側の無線通信装置は、受信した変調信号を包絡線検波または自乗検波する復調機能部を有する
請求項４，６，８の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
【請求項１６】
全ての系統について、前記変調機能部で使用する搬送信号の周波数を共通にする
請求項１〜１５の内の何れか一項に記載の無線伝送システム。
【請求項１７】
一対一に対応する送信アンテナと受信アンテナの組合せであるアンテナ対を複数備えたシステムにおいて、複数の前記アンテナ対の内の一の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に所望波として到達し、かつ、前記一のアンテナ対とは異なる他のアンテナ対の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に不要波として到達するように構成されている前記送信アンテナのそれぞれと対応する送信対象信号のそれぞれに対して、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における伝送空間の伝達特性に基づく補正演算を行なう伝達特性補正部
を備えた無線通信装置。
【請求項１８】
前記伝達特性補正部により補正された後の各補正済みの信号で搬送信号を変調して対応する送信アンテナから送信する変調機能部が前記アンテナ対のそれぞれに対応して設けられている
請求項１７に記載の無線通信装置。
【請求項１９】
前記伝達特性補正部は、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、所望信号に対しては実数項に関する補正演算のみを行ない、かつ、不要信号に対しては虚数項に関する補正演算のみを行ない、前記所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と前記不要信号に対する虚数項に関する補正済みの信号とを対にして前記変調機能部に供給し、前記変調機能部は、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、前記伝達特性補正部から対にして供給される、前記所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と前記不要信号に対する虚数項に関する補正済みの信号とを直交変調する、
または、
前記伝達特性補正部は、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、所望信号に対しては実数項に関する補正演算のみを行ない、かつ、不要信号に対しても実数項に関する補正演算のみを行ない、前記所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と前記不要信号に対する実数項に関する補正済みの信号とを加算して前記変調機能部に供給し、前記変調機能部は、複数の伝送対象信号のそれぞれについて、前記伝達特性補正部から供給される、前記所望信号に対する実数項に関する補正済みの信号と前記不要信号に対する実数項に関する補正済みの信号との加算済みの信号を変調する、
請求項１８に記載の無線通信装置。
【請求項２０】
一対一に対応する送信アンテナと受信アンテナの組合せであるアンテナ対を複数設け、
複数の前記アンテナ対の内の一の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に所望波として到達し、かつ、前記一のアンテナ対とは異なる他のアンテナ対の前記送信アンテナから発せられた無線信号が前記一のアンテナ対の前記受信アンテナに直接に不要波として到達するように構成して、空間分割多重により無線伝送を行なうとともに、
前記送信アンテナのそれぞれと対応する各送信対象信号のそれぞれに対して、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間における伝送空間の伝達特性に基づく補正演算を行ない、この補正した後の各補正済みの信号で搬送信号を変調してそれぞれ対応する送信アンテナから送信する
無線伝送方法。

【図１】

【図１Ａ】

【図２】

【図２Ａ】

【図３】

【図４】

【図５】

【図５Ａ】

【図６】

【図６Ａ】

【図７】

【図８】

【図８Ａ】

【図８Ｂ】

【図９】

【図９Ａ】

【図１０】

【図１０Ａ】

【図１１】

【図１１Ａ】

【図１１Ｂ】

【図１２】

【図１２Ａ】

【図１２Ｂ】

【図１２Ｃ】

【図１３】

【図１３Ａ】

【図１３Ｂ】

【図１４】

【図１４Ａ】

【図１４Ｂ】

【図１５】

【図１５Ａ】

【図１５Ｂ】

【図１６】

【公開番号】特開２０１１−１０９６３２（Ｐ２０１１−１０９６３２Ａ）
【公開日】平成２３年６月２日（２０１１．６．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１１３６０（Ｐ２０１０−１１３６０）
【出願日】平成２２年１月２１日（２０１０．１．２１）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】