直流電源システム
【課題】直流単電源を入力とし、複数のスイッチング素子直列回路で入力電圧より高い中性点を備えた直流出力を得る場合、中性点と正極間電圧と中性点と負極間の電圧がアンバランスとなる問題がある。
【解決手段】４個のスイッチング素子直列回路の内部の２個と並列に直流電源とリアクトルの直列回路を、前記スイッチング素子直列回路と並列に２個のコンデンサ直列回路を接続し、コンデンサ直列回路の両端間を直流出力とし、中間接続点と正極間のコンデンサ電圧と、中間接続点と負極間のコンデンサ電圧とを比較して、前記４個のスイッチング素子を各コンデンサ電圧が等しくなるように制御する。
【解決手段】４個のスイッチング素子直列回路の内部の２個と並列に直流電源とリアクトルの直列回路を、前記スイッチング素子直列回路と並列に２個のコンデンサ直列回路を接続し、コンデンサ直列回路の両端間を直流出力とし、中間接続点と正極間のコンデンサ電圧と、中間接続点と負極間のコンデンサ電圧とを比較して、前記４個のスイッチング素子を各コンデンサ電圧が等しくなるように制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バッテリなどの直流電源電圧を昇圧して中性点を持った直流電圧に変換して使用する無停電電源装置（UPS）、太陽光発電システム、燃料電池などの直流電源システムに関し、特に直流出力側に接続したコンデンサ直列回路の各コンデンサの電圧をバランスさせるための制御方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８に、特許文献１に記載されている従来の技術を用いた直流電源システムの回路図を示す。主回路部は、直流電源８を入力として、リアクトル１、スイッチング素子２A、２B、ダイオード３AD、３BD、出力コンデンサ４A、４Bで構成され、コンデンサ４A、４Bの電圧が所望の電圧になるようにスイッチング素子２A、２Bをスイッチングさせることにより、直流電源８の電圧より高い直流出力電圧が負荷９に供給される。
本回路構成の制御は、磁気結合された２巻線リアクトル１を用いてスイッチング素子２Aと２Bを位相をずらしてオンオフ制御することにより、リアクトルのリプル電流を低減させ、装置を小型・安価に構成することを目的としている。制御方式の詳細については特許文献１に記載されているので省略する。
本回路構成は、直流電源８から負荷９へ電力を供給する単方向の昇圧チョッパ回路であるが、ダイオード３AD、３BD各々と逆並列にスイッチング素子を接続することにより、負荷９から直流電源８への電力融通が可能な双方向昇圧チョッパ回路となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２９５２２８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
先行技術文献で示したチョッパを、無停電電源装置（UPS）などの３レベルインバータに接続する場合、コンデンサ４A、４Bの両端と直列接続点とが直流−交流変換回路（インバータ）に接続される。コンデンサ４A、４Bの電圧は、半導体素子の電圧ドロップや各種部品のインピーダンスのばらつき、ゲート信号のばらつき、及び負荷としてのインバータに起因する直流電力不平衡などによりアンバランスとなる。その結果、過電圧又は不足電圧となり、運転を継続することができないという問題が生じる。
従って、本発明の課題は、部品の特性のばらつき、信号のばらつき、負荷の電力不平衡があっても直列接続された直流出力コンデンサの電圧をバランスさせることのできる双方向昇圧形の直流電源システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上述の課題を解決するために、第１の発明においては、それぞれダイオードを逆並列接続した第１〜第４のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサと、で回路を構成する。
【０００６】
前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第１のコンデンサの一端を正極、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第２のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、前記第１及び第２のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第１及び第２のリアクトルに流れる電流が断続モードで動作する場合で、前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第２のスイッチング素子をオンして、前記直流電源→前記第１のリアクトル→前記第２のスイッチング素子→前記第２のコンデンサ→前記第４のスイッチング素子のダイオード→前記第２のリアクトルの経由で電流を流す。その後、第２のスイッチング素子をオフして前記第１及び第２のリアクトルに蓄積された磁気エネルギーを前記第１及び第２のコンデンサに充電する。
【０００７】
次に、第１及び第４のスイッチング素子をオンして第１のコンデンサ電圧を前記第２のスイッチング素子をオンする前の電圧まで放電する第１のモードとする。前記第２のコンデンサの電圧が前記第１のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第１のモードにおける第２のスイッチング素子の代わりに第３のスイッチング素子を、第１のスイッチング素子の代わりに第４のスイッチング素子を、各々スイッチングさせる第２のモードとする。
【０００８】
第２の発明においては、それぞれダイオードを逆並列接続した第１〜第４のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサと、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路と並列接続される第５及び第６のダイオードを逆並列接続したスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の直列接続点と前記第５及び第６のスイッチング素子の直列接続回路の直列接続点との間に接続された第３のリアクトルと、で回路を構成する。
【０００９】
前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第１のコンデンサの一端を正極、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第２のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、前記第１及び第２のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第１及び第２のリアクトルに流れる電流が連続モードで動作する場合で、前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第２のスイッチング素子のオンする時間を前記第１のスイッチング素子がオンする時間よりも長くし、且つ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第４のスイッチング素子のオンする時間を前記第３のスイッチング素子がオンする時間より長くする第３のモードとする。
【００１０】
前記第１のスイッチング素子又は前記第３のスイッチング素子がオンする時間がなくなり、且つ前記第１及び第２のコンデンサ電圧に差がある場合には、前記第５のスイッチング素子がオンする時間を前記第６のスイッチング素子がオンする時間より長くする第５のモードとし、前記第１及び第４のスイッチング素子のオンする時間と前記第２及び第３のスイッチング素子がオンする時間は等しくする。
【００１１】
前記第２のコンデンサ電圧が前記第１のコンデンサ電圧よりも高い場合、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第１のスイッチング素子をオンする時間を前記第２のスイッチング素子をオンする時間よりも長くし、且つ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第３のスイッチング素子をオンする時間を前記第４のスイッチング素子をオンする時間よりも長くする第４のモードとする。第１又は第３のスイッチング素子のオン時間が最大となっても第１及び第２のコンデンサ電圧に差がある場合には前記第６のスイッチング素子がオンする時間を前記第５のスイッチング素子がオンする時間より長くする第６のモードとする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明では、リアクトルの電流が断続か連続か、に応じて直列接続した各コンデンサの電圧がバランスするようにスイッチング素子の動作を変更して制御している。また、スイッチング素子の動作だけでは制御不能の場合は付加したバランサ回路で制御している。その結果、直流出力の各コンデンサから負荷への電力の放出量又は負荷からコンデンサへの電力の充電量が不平衡になった場合でも、各コンデンサ電圧をバランスさせることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１の実施例を示す制御回路ブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す制御回路ブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施例が対象とする主回路図である。
【図４】本発明の第１の実施例の動作波形図Aである。
【図５】本発明の第１の実施例の動作波形図Bである。
【図６】図１の動作を説明する動作波図である。
【図７】本発明の第２の実施例が対象とする主回路図である。
【図８】従来例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の要点は、リアクトルの電流が断続の場合、直列接続した各コンデンサの電圧がバランスするようにスイッチング素子を制御し、電流が連続の場合はスイッチング素子の動作だけでは制御不能のため、付加したバランサ回路で制御している点である。
【実施例１】
【００１５】
図１に、本発明の第1の実施例を、図３に対象とする主回路図を示す。主回路構成は図３に示す構成で、リアクトルＬ１、Ｌ２の電流を断続モードで使用する場合の実施例である。主回路は、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の直列接続回路と、スイッチング素子Ｓ１とＳ２との直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｓ３とＳ４の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルＬ２と、第１のリアクトルＬ１の他端と第２のリアクトルＬ２の他端との間に接続される直流電源としてのバッテリＢＡＴと、スイッチング素子Ｓ１とＳ２との直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｓ３とＳ４の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサＣ２と、で構成され、コンデンサＣ１とＣ２との直列回路と並列に負荷ＬＤが接続される。
【００１６】
図１に、図３の回路におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ制御するための制御回路を、図４及び図５に各スイッチング素子のオンオフ動作例を、各々示す。
まず図１を説明する。直流出力電圧の１／２の直流電圧指令と直流電圧(Vdcp)との偏差を加算器ＡＤ６で求め、電圧調節器ＡＶＲ1に入力する。同様に直流出力電圧の１／２の直流電圧指令と直流電圧(Vdcn)との偏差を加算器ＡＤ７で求め、電圧調節器ＡＶＲ２に入力する。電圧調節器ＡＶＲ１の出力と電圧調節器ＡＶＲ２の出力を切替える切替スイッチＳＷ１の出力とキャリア１とをコンパレータＣｍｐで比較する。キャリア１と比較した結果と、その結果をデッドタイム分のディレーを設けるディレー回路ＴＭ１の出力と切替スイッチＳＷ１の切替信号１との論理積をとった出力をＳ１’信号とする。
【００１７】
一方、キャリア１と比較した結果の反転と、その反転結果をデッドタイム分のディレーを設けるディレー回路ＴＭ２の出力と切替信号１の反転信号の論理積をとった出力をＳ２’信号とする。ここで、切替信号１は、Ｓ１’信号とＳ２’信号の立下り（オフのタイミング）時にデッドタイム以下のパルス幅信号を生成する二つの立下り検出回路の出力の論理和信号をクロック端子に入力したＤＱフリップフロップのQ出力の反転信号をD入力に入力するようにして得られるＱ出力信号としている。
【００１８】
これらの回路により、Ｓ１’信号とＳ２’信号、デューティ比を決める電圧とキャリア１の電圧の関係を図６に示す。Ｓ２’信号はデューティ比を決める電圧＜キャリア１の電圧の時にオン、デューティ比を決める電圧＝キャリア１の電圧の時にオフとなり、そのタイミングでデューティ比を決める電圧が信号Ｓ１’用に切り替わる。この際、微小な異常パルスがＳ２’信号に出力されないように切替信号１の反転信号をＳ２’信号の出力条件に入れている。
【００１９】
さらに、Ｓ１’信号用に切り替わったデューティ比を決める電圧＞キャリア１の電圧になってからデッドタイムが経過した後にＳ１’信号がオン信号となり、デューティ比を決める電圧＝キャリア１の電圧でオフする。この際、デューティ比を決める電圧がＳ２’信号生成用に切り替わるので、Ｓ２’信号と同様に微小な異常パルスがＳ１’信号に混入しないように切替信号１をＳ１’信号の出力条件に加えている。
【００２０】
上記と同様に、キャリア２を用いてＳ３’信号とＳ４’信号を生成する。
次に、信号Ｓ１’〜Ｓ４’、直流電圧Vdcp、Vdcn、切替信号１と切替信号２の論理和信号をパルス出力判定回路ＰＪに入力する。パルス出力判定回路ＰＪでは、下記のようにパルスを出力する。
【００２１】
（ｉ）Vdcp≧Vdcnの場合 Ｓ１用信号＝Ｓ１’、Ｓ２用信号＝Ｓ２’、Ｓ３用信号＝オフ、Ｓ４用信号＝Ｓ１’
（ｉｉ）Vdcp＜Vdcnの場合 Ｓ１用信号＝Ｓ４’、Ｓ２用信号＝オフ、Ｓ３用信号＝Ｓ３’、Ｓ４用信号＝Ｓ４’
なお、これらのモード（i）、（ii）の切り替えはキャリア周期のN倍（通常は１）の時間で判断する。
【００２２】
以上がＳ１〜Ｓ４用信号の出力方法であるが、動作的には、図４と図５に示すようになる。Vdcp≧Vdcnの場合は、Ｓ２がまずオンして、コンデンサＣ２(Vdcn)を充電し、Ｓ２をオフすることで、コンデンサＣ１(Vdcp)とコンデンサＣ２(Vdcn)が充電される。その後、Ｓ１とＳ４をオンすることで、コンデンサＣ１(Vdcp)とＣ２（Vdcn）を同時に放電（第１のモード）し、さらにＳ１とＳ４を同時にオフすることで、Ｌ１とＬ２に蓄積された磁気エネルギーをバッテリＢＡＴに回生する。
【００２３】
一方、Vdcp＜Vdcnの場合は、Ｓ３がまずオンして、コンデンサＣ１(Vdcp)を充電し、Ｓ３をオフすることで、コンデンサＣ１(Vdcp)とＣ２（Vdcn）が充電される。その後、Ｓ１とＳ４をオンすることで、コンデンサＣ１(Vdcp)とＣ２（Vdcn）を同時に放電（第２のモード）し、さらにＳ１とＳ４を同時にオフすることでＬ１とＬ２に蓄積された磁気エネルギーをバッテリＢＡＴに回生する。
【実施例２】
【００２４】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。直流電圧(Vdcp)と直流電圧(Vdcn)の和から直流電圧指令を引いた値を電圧調節器ＡＶＲ１入力する。この出力をチョッパ電流指令とし、それとチョッパ電流(Ich)が一致するように、これらと直流電圧の和、バッテリ電圧(Vbat)を電流調節器ＡＣＲ１に入力する。この出力に直流電圧(Vdcp)と直流電圧(Vdcn)の差を入力して直流電圧バランスを維持するための電圧調節器ＡＶＲ２の出力を加算器ＡＤ４で減算した値をＳ１用信号およびＳ２用信号のデューティ比とし、加算器ＡＤ５で加算した値をＳ３用信号およびＳ４用信号のデューティ比とする。
【００２５】
なお、Ｓ１はデューティ比を決める電圧よりキャリア１の電圧が高いときにオン、Ｓ２は低いときにオンし、デッドタイムは図１と同様の回路で付加する。一方、Ｓ４はデューティ比を決める電圧よりキャリア２の電圧が高いときにオン（第３のモードではこの時間を長くする）、Ｓ３は低いときにオン（第４のモードではこの時間を長くする）し、デッドタイムは図１と同様の回路で付加する。また、キャリア１とキャリア２は、位相差が180°のときにリアクトルの電流が最も小さくなる。
【００２６】
上記の回路により、コンデンサ１の直流電圧Vdcpとコンデンサ２の直流電圧Vdcnのバランスは維持できるが、極端にアンバランスの負荷が接続された場合、上記アンバランス補正用の電圧調節器ＡＶＲ２の出力が飽和し、直流電圧バランスを維持できなくなる。そこで、直流電圧(Vdcp)と直流電圧(Vdcn)の差が所定の判定レベル値以上になったときは、上記調節器ＡＶＲ２の出力を零電圧にホールドし、バランサ用の電圧調節器ＡＶＲ３、電流調節器ＡＣＲ２、変調回路PWM３の出力のゼロホールドを解除し、図７に示すＳ５、Ｓ６、リアクトルＬｂａｌからなるバランサ回路を動作させる。
【００２７】
電流調節器ＡＣＲ２の出力はバランサ電流Ｉｂａｌの電流指令となり、バランサ電流Ｉｂａｌとともに電流調節器ＡＣＲ２に入力する。この出力とキャリア３をＰＷＭ制御回路で比較してPWMを行い、電流調節器ＡＣＲ２の出力電圧＞キャリア３の電圧ときはＳ５をオン（第５のモードではこの時間を長くする）し、電流調節器ＡＣＲ２の出力電圧≦キャリア３の電圧ときはＳ６をオンする（第６のモードではこの時間を長くする）。なお、デッドタイムは図１と同様の回路で付加し、キャリア３は、キャリア１、２と関係なく周波数、位相を選ぶことができる。
【００２８】
また、バランサは、上記のとおり、コンデンサ１の直流電圧Vdcpとコンデンサ２の直流電圧Vdcnとの差が判定レベル以上になったら出力信号をラッチし、直流電源システムの動作モードが変わるときにクリアする。なお、無停電電源装置（UPS）に適用する場合、バッテリ放電中にラッチし、停電が終わって復電し、バッテリ充電モードに切り替わったときにクリアする。
【００２９】
以上の様に、本発明によると、直流電源システムの負荷にアンバランスな負荷が接続された場合においても、安定して電力を供給することができる直流電源システムを提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３０】
本発明は、直流の単電源からこの単電源の電圧より高い電圧で、中性点と正負の端子を備えた直流出力を得ることが可能な直流電源システムであり、無停電電源装置、太陽光発電用インバータなどへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００３１】
１、Ｌ１、Ｌ２、Ｌｂａｌ・・・リアクトル
Ｓ１〜Ｓ６、２Ａ、２Ｂ・・・スイッチング素子
２ＡＤ、２ＢＤ、３ＡＤ、３ＢＤ・・・ダイオード
Ｃ１、Ｃ２、４Ａ、４Ｂ・・・コンデンサ
８、ＢＡＴ・・・直流電源（バッテリ） ＰＪ・・・パルス出力判定回路
９、ＬＤ・・・負荷 １１、１３、１４・・・電圧検出器
１５・・・制御回路
１６、１９、ＰＷＭＡ、ＰＷＭＢ、ＰＷＭ１〜ＰＷＭ３・・・ＰＷＭ回路
１７、２０・・・キャリア発生器 １８、２１、Ｃｍｐ・・・コンパレータ
ＡＤ１〜ＡＤ７・・・加算器 ＡＶＲ１〜ＡＶＲ３・・・電圧調節器
ＳＷ１、ＳＷ２・・・切替スイッチ ＡＣＲ１〜ＡＣＲ２・・・電流調節器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バッテリなどの直流電源電圧を昇圧して中性点を持った直流電圧に変換して使用する無停電電源装置（UPS）、太陽光発電システム、燃料電池などの直流電源システムに関し、特に直流出力側に接続したコンデンサ直列回路の各コンデンサの電圧をバランスさせるための制御方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８に、特許文献１に記載されている従来の技術を用いた直流電源システムの回路図を示す。主回路部は、直流電源８を入力として、リアクトル１、スイッチング素子２A、２B、ダイオード３AD、３BD、出力コンデンサ４A、４Bで構成され、コンデンサ４A、４Bの電圧が所望の電圧になるようにスイッチング素子２A、２Bをスイッチングさせることにより、直流電源８の電圧より高い直流出力電圧が負荷９に供給される。
本回路構成の制御は、磁気結合された２巻線リアクトル１を用いてスイッチング素子２Aと２Bを位相をずらしてオンオフ制御することにより、リアクトルのリプル電流を低減させ、装置を小型・安価に構成することを目的としている。制御方式の詳細については特許文献１に記載されているので省略する。
本回路構成は、直流電源８から負荷９へ電力を供給する単方向の昇圧チョッパ回路であるが、ダイオード３AD、３BD各々と逆並列にスイッチング素子を接続することにより、負荷９から直流電源８への電力融通が可能な双方向昇圧チョッパ回路となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２９５２２８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
先行技術文献で示したチョッパを、無停電電源装置（UPS）などの３レベルインバータに接続する場合、コンデンサ４A、４Bの両端と直列接続点とが直流−交流変換回路（インバータ）に接続される。コンデンサ４A、４Bの電圧は、半導体素子の電圧ドロップや各種部品のインピーダンスのばらつき、ゲート信号のばらつき、及び負荷としてのインバータに起因する直流電力不平衡などによりアンバランスとなる。その結果、過電圧又は不足電圧となり、運転を継続することができないという問題が生じる。
従って、本発明の課題は、部品の特性のばらつき、信号のばらつき、負荷の電力不平衡があっても直列接続された直流出力コンデンサの電圧をバランスさせることのできる双方向昇圧形の直流電源システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上述の課題を解決するために、第１の発明においては、それぞれダイオードを逆並列接続した第１〜第４のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサと、で回路を構成する。
【０００６】
前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第１のコンデンサの一端を正極、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第２のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、前記第１及び第２のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第１及び第２のリアクトルに流れる電流が断続モードで動作する場合で、前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第２のスイッチング素子をオンして、前記直流電源→前記第１のリアクトル→前記第２のスイッチング素子→前記第２のコンデンサ→前記第４のスイッチング素子のダイオード→前記第２のリアクトルの経由で電流を流す。その後、第２のスイッチング素子をオフして前記第１及び第２のリアクトルに蓄積された磁気エネルギーを前記第１及び第２のコンデンサに充電する。
【０００７】
次に、第１及び第４のスイッチング素子をオンして第１のコンデンサ電圧を前記第２のスイッチング素子をオンする前の電圧まで放電する第１のモードとする。前記第２のコンデンサの電圧が前記第１のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第１のモードにおける第２のスイッチング素子の代わりに第３のスイッチング素子を、第１のスイッチング素子の代わりに第４のスイッチング素子を、各々スイッチングさせる第２のモードとする。
【０００８】
第２の発明においては、それぞれダイオードを逆並列接続した第１〜第４のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサと、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路と並列接続される第５及び第６のダイオードを逆並列接続したスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の直列接続点と前記第５及び第６のスイッチング素子の直列接続回路の直列接続点との間に接続された第３のリアクトルと、で回路を構成する。
【０００９】
前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第１のコンデンサの一端を正極、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第２のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、前記第１及び第２のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第１及び第２のリアクトルに流れる電流が連続モードで動作する場合で、前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第２のスイッチング素子のオンする時間を前記第１のスイッチング素子がオンする時間よりも長くし、且つ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第４のスイッチング素子のオンする時間を前記第３のスイッチング素子がオンする時間より長くする第３のモードとする。
【００１０】
前記第１のスイッチング素子又は前記第３のスイッチング素子がオンする時間がなくなり、且つ前記第１及び第２のコンデンサ電圧に差がある場合には、前記第５のスイッチング素子がオンする時間を前記第６のスイッチング素子がオンする時間より長くする第５のモードとし、前記第１及び第４のスイッチング素子のオンする時間と前記第２及び第３のスイッチング素子がオンする時間は等しくする。
【００１１】
前記第２のコンデンサ電圧が前記第１のコンデンサ電圧よりも高い場合、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第１のスイッチング素子をオンする時間を前記第２のスイッチング素子をオンする時間よりも長くし、且つ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第３のスイッチング素子をオンする時間を前記第４のスイッチング素子をオンする時間よりも長くする第４のモードとする。第１又は第３のスイッチング素子のオン時間が最大となっても第１及び第２のコンデンサ電圧に差がある場合には前記第６のスイッチング素子がオンする時間を前記第５のスイッチング素子がオンする時間より長くする第６のモードとする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明では、リアクトルの電流が断続か連続か、に応じて直列接続した各コンデンサの電圧がバランスするようにスイッチング素子の動作を変更して制御している。また、スイッチング素子の動作だけでは制御不能の場合は付加したバランサ回路で制御している。その結果、直流出力の各コンデンサから負荷への電力の放出量又は負荷からコンデンサへの電力の充電量が不平衡になった場合でも、各コンデンサ電圧をバランスさせることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１の実施例を示す制御回路ブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す制御回路ブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施例が対象とする主回路図である。
【図４】本発明の第１の実施例の動作波形図Aである。
【図５】本発明の第１の実施例の動作波形図Bである。
【図６】図１の動作を説明する動作波図である。
【図７】本発明の第２の実施例が対象とする主回路図である。
【図８】従来例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の要点は、リアクトルの電流が断続の場合、直列接続した各コンデンサの電圧がバランスするようにスイッチング素子を制御し、電流が連続の場合はスイッチング素子の動作だけでは制御不能のため、付加したバランサ回路で制御している点である。
【実施例１】
【００１５】
図１に、本発明の第1の実施例を、図３に対象とする主回路図を示す。主回路構成は図３に示す構成で、リアクトルＬ１、Ｌ２の電流を断続モードで使用する場合の実施例である。主回路は、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の直列接続回路と、スイッチング素子Ｓ１とＳ２との直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｓ３とＳ４の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルＬ２と、第１のリアクトルＬ１の他端と第２のリアクトルＬ２の他端との間に接続される直流電源としてのバッテリＢＡＴと、スイッチング素子Ｓ１とＳ２との直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｓ３とＳ４の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサＣ２と、で構成され、コンデンサＣ１とＣ２との直列回路と並列に負荷ＬＤが接続される。
【００１６】
図１に、図３の回路におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ制御するための制御回路を、図４及び図５に各スイッチング素子のオンオフ動作例を、各々示す。
まず図１を説明する。直流出力電圧の１／２の直流電圧指令と直流電圧(Vdcp)との偏差を加算器ＡＤ６で求め、電圧調節器ＡＶＲ1に入力する。同様に直流出力電圧の１／２の直流電圧指令と直流電圧(Vdcn)との偏差を加算器ＡＤ７で求め、電圧調節器ＡＶＲ２に入力する。電圧調節器ＡＶＲ１の出力と電圧調節器ＡＶＲ２の出力を切替える切替スイッチＳＷ１の出力とキャリア１とをコンパレータＣｍｐで比較する。キャリア１と比較した結果と、その結果をデッドタイム分のディレーを設けるディレー回路ＴＭ１の出力と切替スイッチＳＷ１の切替信号１との論理積をとった出力をＳ１’信号とする。
【００１７】
一方、キャリア１と比較した結果の反転と、その反転結果をデッドタイム分のディレーを設けるディレー回路ＴＭ２の出力と切替信号１の反転信号の論理積をとった出力をＳ２’信号とする。ここで、切替信号１は、Ｓ１’信号とＳ２’信号の立下り（オフのタイミング）時にデッドタイム以下のパルス幅信号を生成する二つの立下り検出回路の出力の論理和信号をクロック端子に入力したＤＱフリップフロップのQ出力の反転信号をD入力に入力するようにして得られるＱ出力信号としている。
【００１８】
これらの回路により、Ｓ１’信号とＳ２’信号、デューティ比を決める電圧とキャリア１の電圧の関係を図６に示す。Ｓ２’信号はデューティ比を決める電圧＜キャリア１の電圧の時にオン、デューティ比を決める電圧＝キャリア１の電圧の時にオフとなり、そのタイミングでデューティ比を決める電圧が信号Ｓ１’用に切り替わる。この際、微小な異常パルスがＳ２’信号に出力されないように切替信号１の反転信号をＳ２’信号の出力条件に入れている。
【００１９】
さらに、Ｓ１’信号用に切り替わったデューティ比を決める電圧＞キャリア１の電圧になってからデッドタイムが経過した後にＳ１’信号がオン信号となり、デューティ比を決める電圧＝キャリア１の電圧でオフする。この際、デューティ比を決める電圧がＳ２’信号生成用に切り替わるので、Ｓ２’信号と同様に微小な異常パルスがＳ１’信号に混入しないように切替信号１をＳ１’信号の出力条件に加えている。
【００２０】
上記と同様に、キャリア２を用いてＳ３’信号とＳ４’信号を生成する。
次に、信号Ｓ１’〜Ｓ４’、直流電圧Vdcp、Vdcn、切替信号１と切替信号２の論理和信号をパルス出力判定回路ＰＪに入力する。パルス出力判定回路ＰＪでは、下記のようにパルスを出力する。
【００２１】
（ｉ）Vdcp≧Vdcnの場合 Ｓ１用信号＝Ｓ１’、Ｓ２用信号＝Ｓ２’、Ｓ３用信号＝オフ、Ｓ４用信号＝Ｓ１’
（ｉｉ）Vdcp＜Vdcnの場合 Ｓ１用信号＝Ｓ４’、Ｓ２用信号＝オフ、Ｓ３用信号＝Ｓ３’、Ｓ４用信号＝Ｓ４’
なお、これらのモード（i）、（ii）の切り替えはキャリア周期のN倍（通常は１）の時間で判断する。
【００２２】
以上がＳ１〜Ｓ４用信号の出力方法であるが、動作的には、図４と図５に示すようになる。Vdcp≧Vdcnの場合は、Ｓ２がまずオンして、コンデンサＣ２(Vdcn)を充電し、Ｓ２をオフすることで、コンデンサＣ１(Vdcp)とコンデンサＣ２(Vdcn)が充電される。その後、Ｓ１とＳ４をオンすることで、コンデンサＣ１(Vdcp)とＣ２（Vdcn）を同時に放電（第１のモード）し、さらにＳ１とＳ４を同時にオフすることで、Ｌ１とＬ２に蓄積された磁気エネルギーをバッテリＢＡＴに回生する。
【００２３】
一方、Vdcp＜Vdcnの場合は、Ｓ３がまずオンして、コンデンサＣ１(Vdcp)を充電し、Ｓ３をオフすることで、コンデンサＣ１(Vdcp)とＣ２（Vdcn）が充電される。その後、Ｓ１とＳ４をオンすることで、コンデンサＣ１(Vdcp)とＣ２（Vdcn）を同時に放電（第２のモード）し、さらにＳ１とＳ４を同時にオフすることでＬ１とＬ２に蓄積された磁気エネルギーをバッテリＢＡＴに回生する。
【実施例２】
【００２４】
図２に、本発明の第２の実施例を示す。直流電圧(Vdcp)と直流電圧(Vdcn)の和から直流電圧指令を引いた値を電圧調節器ＡＶＲ１入力する。この出力をチョッパ電流指令とし、それとチョッパ電流(Ich)が一致するように、これらと直流電圧の和、バッテリ電圧(Vbat)を電流調節器ＡＣＲ１に入力する。この出力に直流電圧(Vdcp)と直流電圧(Vdcn)の差を入力して直流電圧バランスを維持するための電圧調節器ＡＶＲ２の出力を加算器ＡＤ４で減算した値をＳ１用信号およびＳ２用信号のデューティ比とし、加算器ＡＤ５で加算した値をＳ３用信号およびＳ４用信号のデューティ比とする。
【００２５】
なお、Ｓ１はデューティ比を決める電圧よりキャリア１の電圧が高いときにオン、Ｓ２は低いときにオンし、デッドタイムは図１と同様の回路で付加する。一方、Ｓ４はデューティ比を決める電圧よりキャリア２の電圧が高いときにオン（第３のモードではこの時間を長くする）、Ｓ３は低いときにオン（第４のモードではこの時間を長くする）し、デッドタイムは図１と同様の回路で付加する。また、キャリア１とキャリア２は、位相差が180°のときにリアクトルの電流が最も小さくなる。
【００２６】
上記の回路により、コンデンサ１の直流電圧Vdcpとコンデンサ２の直流電圧Vdcnのバランスは維持できるが、極端にアンバランスの負荷が接続された場合、上記アンバランス補正用の電圧調節器ＡＶＲ２の出力が飽和し、直流電圧バランスを維持できなくなる。そこで、直流電圧(Vdcp)と直流電圧(Vdcn)の差が所定の判定レベル値以上になったときは、上記調節器ＡＶＲ２の出力を零電圧にホールドし、バランサ用の電圧調節器ＡＶＲ３、電流調節器ＡＣＲ２、変調回路PWM３の出力のゼロホールドを解除し、図７に示すＳ５、Ｓ６、リアクトルＬｂａｌからなるバランサ回路を動作させる。
【００２７】
電流調節器ＡＣＲ２の出力はバランサ電流Ｉｂａｌの電流指令となり、バランサ電流Ｉｂａｌとともに電流調節器ＡＣＲ２に入力する。この出力とキャリア３をＰＷＭ制御回路で比較してPWMを行い、電流調節器ＡＣＲ２の出力電圧＞キャリア３の電圧ときはＳ５をオン（第５のモードではこの時間を長くする）し、電流調節器ＡＣＲ２の出力電圧≦キャリア３の電圧ときはＳ６をオンする（第６のモードではこの時間を長くする）。なお、デッドタイムは図１と同様の回路で付加し、キャリア３は、キャリア１、２と関係なく周波数、位相を選ぶことができる。
【００２８】
また、バランサは、上記のとおり、コンデンサ１の直流電圧Vdcpとコンデンサ２の直流電圧Vdcnとの差が判定レベル以上になったら出力信号をラッチし、直流電源システムの動作モードが変わるときにクリアする。なお、無停電電源装置（UPS）に適用する場合、バッテリ放電中にラッチし、停電が終わって復電し、バッテリ充電モードに切り替わったときにクリアする。
【００２９】
以上の様に、本発明によると、直流電源システムの負荷にアンバランスな負荷が接続された場合においても、安定して電力を供給することができる直流電源システムを提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３０】
本発明は、直流の単電源からこの単電源の電圧より高い電圧で、中性点と正負の端子を備えた直流出力を得ることが可能な直流電源システムであり、無停電電源装置、太陽光発電用インバータなどへの適用が可能である。
【符号の説明】
【００３１】
１、Ｌ１、Ｌ２、Ｌｂａｌ・・・リアクトル
Ｓ１〜Ｓ６、２Ａ、２Ｂ・・・スイッチング素子
２ＡＤ、２ＢＤ、３ＡＤ、３ＢＤ・・・ダイオード
Ｃ１、Ｃ２、４Ａ、４Ｂ・・・コンデンサ
８、ＢＡＴ・・・直流電源（バッテリ） ＰＪ・・・パルス出力判定回路
９、ＬＤ・・・負荷 １１、１３、１４・・・電圧検出器
１５・・・制御回路
１６、１９、ＰＷＭＡ、ＰＷＭＢ、ＰＷＭ１〜ＰＷＭ３・・・ＰＷＭ回路
１７、２０・・・キャリア発生器 １８、２１、Ｃｍｐ・・・コンパレータ
ＡＤ１〜ＡＤ７・・・加算器 ＡＶＲ１〜ＡＶＲ３・・・電圧調節器
ＳＷ１、ＳＷ２・・・切替スイッチ ＡＣＲ１〜ＡＣＲ２・・・電流調節器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれダイオードを逆並列接続した第１〜第４のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサと、からなり、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第１のコンデンサの一端を正極、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第２のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、
前記第１及び第２のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第１及び第２のリアクトルに流れる電流が断続モードで動作する場合で、
前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第２のスイッチング素子をオンして、前記直流電源→前記第１のリアクトル→前記第２のスイッチング素子→前記第２のコンデンサ→前記第４のスイッチング素子のダイオード→前記第２のリアクトルの経由で電流を流した後に、第２のスイッチング素子をオフして前記第１及び第２のリアクトルに蓄積された磁気エネルギーを前記第１及び第２のコンデンサに充電し、その後第１及び第４のスイッチング素子をオンして第１のコンデンサ電圧を前記第２のスイッチング素子をオンする前の電圧まで放電する第１のモードとし、
前記第２のコンデンサの電圧が前記第１のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第１のモードにおける第２のスイッチング素子の代わりに第３のスイッチング素子をスイッチングさせる第２のモードとすることを特徴とする直流電源システム。
【請求項２】
それぞれダイオードを逆並列接続した第１〜第４のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサと、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路と並列接続されるそれぞれダイオードを逆並列接続した第５及び第６のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の直列接続点と前記第５及び第６のスイッチング素子の直列接続回路の直列接続点との間に接続された第３のリアクトルと、からなり、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第１のコンデンサの一端を正極、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第２のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、
前記第１及び第２のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第１及び第２のリアクトルに流れる電流が連続モードで動作する場合で、
前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第２のスイッチング素子のオンする時間を前記第１のスイッチング素子がオンする時間よりも長くし、且つ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第４のスイッチング素子のオンする時間を前記第３のスイッチング素子がオンする時間より長くする第３のモードとし、
前記第１のスイッチング素子又は前記第３のスイッチング素子がオンする時間がなくなり、且つ前記第１及び第２のコンデンサ電圧に差がある場合には、前記第５のスイッチング素子がオンする時間を前記第６のスイッチング素子がオンする時間より長くする第５のモードとし、前記第１及び第４のスイッチング素子のオンする時間と前記第２及び第３のスイッチング素子がオンする時間は等しくし、
前記第２のコンデンサ電圧が前記第１のコンデンサ電圧よりも高い場合、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第１のスイッチング素子をオンする時間を前記第２のスイッチング素子をオンする時間よりも長くし、且つ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第３のスイッチング素子をオンする時間を前記第４のスイッチング素子をオンする時間よりも長くする第４のモードとし、第１又は第３のスイッチング素子のオン時間が最大となっても第１及び第２のコンデンサ電圧に差がある場合には前記第６のスイッチング素子がオンする時間を前記第５のスイッチング素子がオンする時間より長くする第６のモードとすることを特徴とする直流電源システム。
【請求項１】
それぞれダイオードを逆並列接続した第１〜第４のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサと、からなり、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第１のコンデンサの一端を正極、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第２のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、
前記第１及び第２のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第１及び第２のリアクトルに流れる電流が断続モードで動作する場合で、
前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第２のスイッチング素子をオンして、前記直流電源→前記第１のリアクトル→前記第２のスイッチング素子→前記第２のコンデンサ→前記第４のスイッチング素子のダイオード→前記第２のリアクトルの経由で電流を流した後に、第２のスイッチング素子をオフして前記第１及び第２のリアクトルに蓄積された磁気エネルギーを前記第１及び第２のコンデンサに充電し、その後第１及び第４のスイッチング素子をオンして第１のコンデンサ電圧を前記第２のスイッチング素子をオンする前の電圧まで放電する第１のモードとし、
前記第２のコンデンサの電圧が前記第１のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第１のモードにおける第２のスイッチング素子の代わりに第３のスイッチング素子をスイッチングさせる第２のモードとすることを特徴とする直流電源システム。
【請求項２】
それぞれダイオードを逆並列接続した第１〜第４のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第１のリアクトルと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第１と第２のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第１のコンデンサと、前記第３と第４のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第２のコンデンサと、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路と並列接続されるそれぞれダイオードを逆並列接続した第５及び第６のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の直列接続点と前記第５及び第６のスイッチング素子の直列接続回路の直列接続点との間に接続された第３のリアクトルと、からなり、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第１のコンデンサの一端を正極、前記第１及び第２のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第２のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、
前記第１及び第２のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第１及び第２のリアクトルに流れる電流が連続モードで動作する場合で、
前記第１のコンデンサの電圧が前記第２のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第２のスイッチング素子のオンする時間を前記第１のスイッチング素子がオンする時間よりも長くし、且つ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第４のスイッチング素子のオンする時間を前記第３のスイッチング素子がオンする時間より長くする第３のモードとし、
前記第１のスイッチング素子又は前記第３のスイッチング素子がオンする時間がなくなり、且つ前記第１及び第２のコンデンサ電圧に差がある場合には、前記第５のスイッチング素子がオンする時間を前記第６のスイッチング素子がオンする時間より長くする第５のモードとし、前記第１及び第４のスイッチング素子のオンする時間と前記第２及び第３のスイッチング素子がオンする時間は等しくし、
前記第２のコンデンサ電圧が前記第１のコンデンサ電圧よりも高い場合、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第１のスイッチング素子をオンする時間を前記第２のスイッチング素子をオンする時間よりも長くし、且つ前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第３のスイッチング素子をオンする時間を前記第４のスイッチング素子をオンする時間よりも長くする第４のモードとし、第１又は第３のスイッチング素子のオン時間が最大となっても第１及び第２のコンデンサ電圧に差がある場合には前記第６のスイッチング素子がオンする時間を前記第５のスイッチング素子がオンする時間より長くする第６のモードとすることを特徴とする直流電源システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−５６４９（Ｐ２０１３−５６４９Ａ）
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１３６３２４（Ｐ２０１１−１３６３２４）
【出願日】平成２３年６月２０日（２０１１．６．２０）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月７日（２０１３．１．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月２０日（２０１１．６．２０）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]