絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
【課題】より実用的なフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１次巻線２１と２次巻線２２を絶縁してコア２３に巻いたトランス２と、トランス２の１次巻線２１に接続された第１のスイッチング素子３と、第１のスイッチング素子３に並列に接続された第１の整流素子４と、トランス２の２次巻線２２に接続された第２のスイッチング素子５と、第２のスイッチング素子５と並列に接続された第２の整流素子６と、を備える。
【解決手段】この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１次巻線２１と２次巻線２２を絶縁してコア２３に巻いたトランス２と、トランス２の１次巻線２１に接続された第１のスイッチング素子３と、第１のスイッチング素子３に並列に接続された第１の整流素子４と、トランス２の２次巻線２２に接続された第２のスイッチング素子５と、第２のスイッチング素子５と並列に接続された第２の整流素子６と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、１次巻線と２次巻線を絶縁してコアに巻いたトランスを用いて、直流電力を１次巻線側と２次巻線側の双方向に供給し合うことができる絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。このような絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介することで、２つの独立した装置は、どちらの方向からでも電力を送受でき、融通し合うことができる。
【０００３】
絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、必要とされる構成が一般に比較的簡易であるフライバック方式のものも提案されている。例えば、特許文献１には、無瞬断電源装置に含まれる複数の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一つにフライバック方式のものが含まれている。また、非特許文献１では、フライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な特性が説明されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１０９６２７号公報（段落００２２〜００２３、第４図）
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】井上正一、外２名、“絶縁形双方向ＤＣ―ＤＣコンバータ”、電学論Ｄ、平成４年、第１１２巻、第１号、ｐ．８１−８２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、実用に十分な程には具体的ではなく、より実用的な構成にする余地がある。特に、フライバック方式で用いられるスイッチング素子には、オンからオフになる瞬間に漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーにより生じる過渡的な高電圧がかかる。そのため、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が余り低くならないようにしつつ、スイッチング素子が破壊されてしまわないように、高電圧のピーク電圧を下げる必要がある。
【０００７】
本発明は、係る事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、より実用的なフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次巻線と２次巻線を絶縁してコアに巻いたトランスと、該トランスの１次巻線に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の整流素子と、前記トランスの２次巻線に接続された第２のスイッチング素子と、該第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の整流素子と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
請求項２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子に接続される前記１次巻線の極性と、前記第２のスイッチング素子に接続される前記２次巻線の極性とは、互いに逆になっていることを特徴とする。
【００１０】
請求項３に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１又は２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は相補にオンオフすることを特徴とする。
【００１１】
請求項４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする。
【００１２】
請求項５に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする。
【００１３】
請求項６に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする。
【００１４】
請求項７に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする。
【００１５】
請求項８に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする。
【００１６】
請求項９に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする。
【００１７】
請求項１０に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴであることを特徴とする。
【００１８】
請求項１１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、シリコン系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【００１９】
請求項１２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【００２０】
請求項１３に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１の整流素子及び／又は前記第２の整流素子は、ＳｉＣ系ダイオードであることを特徴とする。
【００２１】
請求項１４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第１のスナバ回路及び／又は前記第２のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第２のスナバ回路を備えていることを特徴とする。
【００２２】
請求項１５に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスナバ回路及び前記第２のスナバ回路はそれぞれ、少なくとも整流器とコンデンサと抵抗器を含んでいることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、より実用的なフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能になる。また、１次巻線と２次巻線の結合度を上げられるトランスにして漏れインダクタンスを減らすことで、電力変換効率が良好でありながら、スイッチング素子にかかる過渡的な高電圧のピーク電圧を下げることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図である。
【図２】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの一つの例を示す模式的な断面図である。
【図３】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの他の例を示す模式的な断面図である。
【図４】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの更に他の例を示すものであって、（ａ）が概略外観図、（ｂ）が回路図の例、（ｃ）が回路図の他の例である。
【図５】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図である。
【図６】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの過渡的な高電圧を示す波形図である。
【図７】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を示す波形図である。
【図８】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの別の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明を実施するための好ましい形態を図面を参照しながら説明する。本発明の実施形態に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図１に示すように、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に入力した直流電力を変換して端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に出力でき、かつ、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に入力した直流電力を変換して端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に出力できるように、１次巻線２１と２次巻線２２を絶縁してコア２３に巻いたトランス２と、トランス２の１次巻線２１に接続された第１のスイッチング素子３と、第１のスイッチング素子３に並列に接続された第１の整流素子４と、トランス２の２次巻線２２に接続された第２のスイッチング素子５と、第２のスイッチング素子５と並列に接続された第２の整流素子６と、を備えている。
【００２６】
また、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第１のスイッチング素子３の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する保護回路として第１のスナバ回路７を、第２のスイッチング素子５の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する保護回路として第２のスナバ回路８を備えている。また、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間の電圧を安定化するコンデンサ９と、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間の電圧を安定化するコンデンサ１０と、を備えている。
【００２７】
トランス２は、１次巻線２１と２次巻線２２が互いに絶縁されてコア２３に巻かれている。この実施形態では、１次巻線２１の一端は端子Ｔ１に、１次巻線２１の他端は第１のスイッチング素子３に接続されており、２次巻線２２の一端は端子Ｔ３に、２次巻線２２の他端は第２のスイッチング素子５に接続されている。
【００２８】
第１のスイッチング素子３に接続される１次巻線２１の極性と、第２のスイッチング素子５に接続される２次巻線２２の極性とは、互いに逆になっている。
【００２９】
トランス２は、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすように、以下のような構成にするのが好ましい。その１つ目は、図２に示すように、１次巻線２１と２次巻線２２がバイファイラ巻きになっているものである。バイファイラ巻きは、絶縁した電線からなる１次巻線２１（図２では黒丸で示す）と絶縁した電線からなる２次巻線２２（図２では白丸で示す）とが組になって交互にコア２３の周りに巻き回されたものである。
【００３０】
２つ目は、図３に示すように、１次巻線２１と２次巻線２２がサンドイッチ巻きになっているものである。サンドイッチ巻きは、絶縁した電線からなる１次巻線２１（図３では黒丸で示す）がコア２３の周りに巻き回され、その上に絶縁した電線からなる２次巻線２２（図３では白丸で示す）が巻き回され、更にその上に絶縁した電線からなる１次巻線２１（図３では黒丸で示す）が巻き回されたものである。
【００３１】
また、コア２３を図４（ａ）に示すようなＵ字コアとして、２箇所に１次巻線２１と２次巻線２２を巻いて、１次巻線２１、２１同士と２次巻線２２、２２同士を図４（ｂ）に示すように直列に接続したり、図４（ｃ）に示すように並列に接続したりすることも可能である。
【００３２】
コア２３には、酸化鉄を主成分とするフェライト系材料、アモルファス金属を主成分とするアモルファス系材料、又は、電磁鋼板を積層にした積層鋼板系材料を用いることができる。
【００３３】
次に、第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５を説明する。第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５は、ＩＧＢＴ、又はＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。ＭＯＳＦＥＴには、シリコンを主材料とするシリコン系ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣを主材料とするＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。
【００３４】
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５は、入力端子（すなわち、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの場合ではゲート端子）に入力されるそれぞれの制御信号である第１の制御信号Ａ、第２の制御信号Ｂに応じて、相補にオンオフ、すなわち交互にオンオフする。本実施形態では、図５（ａ）に示すような第１の制御信号Ａがハイレベルのときに第１のスイッチング素子３はオンし、第１の制御信号Ａがローレベルのときに第１のスイッチング素子３はオフする。また、図５（ｂ）に示すような第２の制御信号Ｂがハイレベルのときに第２のスイッチング素子５はオンし、第２の制御信号Ｂがローレベルのときに第２のスイッチング素子５はオフする。第１の制御信号Ａがローレベルになってから第２の制御信号Ｂがハイレベルになり、第２の制御信号Ｂがローレベルになってから第１の制御信号Ａがハイレベルになる。これらの第１の制御信号Ａ及び第２の制御信号Ｂは、マイコンなどの制御部１１が生成する。
【００３５】
第１の整流素子４と第２の整流素子６は、シリコンを主材料とするシリコン系ダイオード、又はＳｉＣを主材料とするＳｉＣ系ダイオードなどが用いられる。
【００３６】
第１のスナバ回路７は、１次巻線２１と第１のスイッチング素子３との接続点Ｃに接続されて、その接続点Ｃにおいて第１のスイッチング素子３のオンからオフになる瞬間に生じる過渡的な高電圧を吸収する。本実施形態では、第１のスナバ回路７は、１次巻線２１と第１のスイッチング素子３との接続点Ｃにアノードが接続される整流器７１と、整流器７１のカソードに一端が接続されるコンデンサ７２と、整流器７１のカソードに一端が接続される抵抗器７３を含んでいる。また、スナバ回路８は、２次巻線２２と第２のスイッチング素子５との接続点Ｄに接続されて、その接続点Ｄにおいて第２のスイッチング素子５のオンからオフになる瞬間に生じる過渡的な高電圧を吸収する。本実施形態では、第２のスナバ回路８は、２次巻線２２と第２のスイッチング素子５との接続点Ｄにアノードが接続される整流器８１と、整流器８１のカソードに一端が接続されるコンデンサ８２と、整流器８１のカソードに一端が接続される抵抗器８３を含んでいる。
【００３７】
次に、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に電力が供給されている場合は図５に基づいて、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に電力が供給されている場合は図８に基づいて、それぞれ説明する。
【００３８】
端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に電力が供給されている場合は、以下のようにして、１次巻線側から２次巻線側に電力が送られて、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間から電力が出力される。
【００３９】
すなわち、図５（ａ）に示すように、制御部１１からの第１の制御信号Ａがハイレベルになって第１のスイッチング素子３がオンすると、１次巻線２１に電流Ｉ１が流れ、発生する磁束によりコア２３が磁化されエネルギーが蓄えられる。そのとき、第２のスイッチング素子５はオフしており、かつ、第２の整流素子６に印加される電圧は逆方向になるので、２次巻線２２には電流Ｉ２は流れない。第１の制御信号Ａがローレベルになって第１のスイッチング素子３がオフすると、コア２３に蓄えられていたエネルギーが放出されることにより、第２の制御信号Ｂがハイレベルになってオンした第２のスイッチング素子５及び第２の整流素子６を通って電流が流れ、２次巻線２２に電流Ｉ２が流れる。２次巻線２２に流れる電流Ｉ２は、コンデンサ１０に蓄積され安定化されて、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間から所定の電圧の電力が出力される。このように、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１はフライバック方式の動作となっている。
【００４０】
また、第１のスイッチング素子３のオンからオフになる瞬間に、１次巻線２１と第１のスイッチング素子３との接続点Ｃには、図６（ｃ）に示すように過渡的な高電圧が生じるが、そのピーク電圧は、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことと、第１のスナバ回路７で吸収することと、により下げられている。それにより、第１のスイッチング素子３の破壊が防止される。ここで、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことにより、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の電力変換効率が良好であり、かつ、第１のスナバ回路７において吸収する必要のある高電圧を抑えてそこで発生する熱の量を抑えることができる。熱の量を抑えることで、放熱が容易になり、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を大出力にすることも可能になる。
【００４１】
図７は、結合度を上げるために１次巻線２１と２次巻線２２をバイファイラ巻きにしたもの（曲線ａ）と、１次巻線２１と２次巻線２２を通常に巻いたもの（曲線ｂ）と、について、１次巻線側から２次巻線側への電力変換効率を測定し、比較して示したものである。バイファイラ巻きにしたものは、約９５％の電力変換効率が得られている。また、それより、このトランス２は結合度が高く、漏れインダクタンスが低いことを示している。
【００４２】
この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第１のスイッチング素子３がオフしたときに２次巻線２２に流れる電流Ｉ２は、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に接続される外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合は、図５（ｄ）に示すような、正の値から負の値まで、最後までとぎれず、徐々に連続して減少するものとなる。この電流Ｉ２は、外部の負荷が重負荷の状態の場合は、図５（ｆ）に示すような、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の波形を正の方向に平行移動したような波形で、正の値のままで徐々に連続して減少するものとなる。なお、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の１次巻線２１に流れる電流Ｉ１及び外部の負荷が重負荷の状態の場合の１次巻線２１に流れる電流Ｉ１は、それぞれ図５（ｃ）、図５（ｅ）に示すとおりである。
【００４３】
このように、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態或いは重負荷の状態であっても、２次巻線２２に流れる電流Ｉ２は、最後までとぎれずに徐々に連続して減少する連続モードとなっている。
【００４４】
また、この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第１のスイッチング素子３がオンする時間に従ってコア２３にエネルギーが蓄え、第１のスイッチング素子３がオフする時間に従ってエネルギーが放出される。それにより、第１のスイッチング素子３がオンする時間の割合（デューティ比）に忠実に対応した電圧が端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に発生する。これは、重負荷の状態でも軽負荷の状態でも変わらない。１次巻線２１と２次巻線２２の巻数が等しく、第１のスイッチング素子３がオンする時間と第１のスイッチング素子３がオフする時間が同じ（デューティが５０％）ならば、端子Ｔ３と端子Ｔ４には、端子Ｔ１と端子Ｔ２に印加される電圧とほぼ等しい電圧が発生する。従って、負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合でも、重負荷の状態の場合でも、第１のスイッチング素子３がオンする時間と第１のスイッチング素子３がオフする時間の割合を変えることにより、端子Ｔ３と端子Ｔ４に発生する電圧を容易に調整できることとなる。
【００４５】
また、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に電力が供給されている場合は、以下のようにして、２次巻線側から１次巻線側に電力が送られて、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間から電力が出力される。なお、下記の電流Ｉ１’は１次巻線２１に流れる電流であって上記の電流Ｉ１とは逆向きである。また、下記の電流Ｉ２’は２次巻線２２に流れる電流であって上記の電流Ｉ２とは逆向きである。
【００４６】
すなわち、図８（ａ）に示すように、制御部１１からの第２の制御信号Ｂがハイレベルになって第２のスイッチング素子５がオンすると、２次巻線２２に電流Ｉ２’が流れ、発生する磁束によりコア２３が磁化されエネルギーが蓄えられる。そのとき、第１のスイッチング素子３はオフしており、かつ、第１の整流素子４に印加される電圧は逆方向になるので、１次巻線２１には電流Ｉ１’は流れない。第２の制御信号Ｂがローレベルになって第１のスイッチング素子５がオフすると、コア２３に蓄えられていたエネルギーが放出されることにより、第１の制御信号Ａがハイレベルになってオンした第１のスイッチング素子３及び第１の整流素子４を通って電流が流れ、１次巻線２１に電流Ｉ１’が流れる。１次巻線２１に流れる電流Ｉ１’は、コンデンサ９に蓄積され安定化されて、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間から所定の電圧の電力が出力される。このように、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１はフライバック方式の動作となっている。
【００４７】
また、第２のスイッチング素子５のオンからオフになる瞬間に、２次巻線２２と第２のスイッチング素子５との接続点Ｄには、上述した第１のスイッチング素子３のオンからオフになる瞬間の接続点Ｃと同様に、過渡的な高電圧が生じるが、そのピーク電圧は、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことと、第２のスナバ回路８で吸収することと、により下げられている。それにより、第２のスイッチング素子５の破壊が防止される。ここで、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことにより、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の電力変換効率が良好であり、かつ、第２のスナバ回路８において吸収する必要のある高電圧を抑えてそこで発生する熱の量を抑えることができる。熱の量を抑えることで、放熱が容易になり、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を大出力にすることも可能になる。
【００４８】
この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第２のスイッチング素子５がオフしたときに１次巻線２１に流れる電流Ｉ１’は、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に接続される外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合は、図８（ｄ）に示すような、正の値から負の値まで、最後までとぎれず、徐々に連続して減少するものとなる。この電流Ｉ１’は、外部の負荷が重負荷の状態の場合は、図８（ｆ）に示すような、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の波形を正の方向に平行移動したような波形で、正の値のままで徐々に連続して減少するものとなる。なお、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の２次巻線２２に流れる電流Ｉ２’及び外部の負荷が重負荷の状態の場合の２次巻線２２に流れる電流Ｉ２’は、それぞれ図８（ｃ）、図８（ｅ）に示すとおりである。
【００４９】
このように、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態或いは重負荷の状態であっても、１次巻線２１に流れる電流Ｉ１’は、最後までとぎれずに徐々に連続して減少する連続モードとなっている。
【００５０】
また、この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第２のスイッチング素子５がオンする時間に従ってコア２３にエネルギーが蓄え、第２のスイッチング素子５がオフする時間に従ってエネルギーが放出される。それにより、第２のスイッチング素子５がオンする時間の割合（デューティ比）に忠実に対応した電圧が端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に発生する。これは、重負荷の状態でも軽負荷の状態でも変わらない。２次巻線２２と１次巻線２１の巻数が等しく、第２のスイッチング素子５がオンする時間と第２のスイッチング素子５がオフする時間が同じ（デューティが５０％）ならば、端子Ｔ１と端子Ｔ２には、端子Ｔ３と端子Ｔ４に印加される電圧とほぼ等しい電圧が発生する。従って、負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合でも、重負荷の状態の場合でも、第２のスイッチング素子５がオンする時間と第２のスイッチング素子５がオフする時間の割合を変えることにより、端子Ｔ１と端子Ｔ２に発生する電圧を容易に調整できることとなる。
【００５１】
以上、本発明の実施形態に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、本発明は、上述の実施形態に記載したものに限られることなく、特許請求の範囲に記載した事項の範囲内でのさまざまな設計変更が可能である。
【符号の説明】
【００５２】
１ 絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ トランス
２１ １次巻線
２２ ２次巻線
２３ コア
３ 第１のスイッチング素子
４ 第１の整流素子
５ 第２のスイッチング素子
６ 第２の整流素子
７ 第１のスナバ回路
８ 第２のスナバ回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、１次巻線と２次巻線を絶縁してコアに巻いたトランスを用いて、直流電力を１次巻線側と２次巻線側の双方向に供給し合うことができる絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。このような絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介することで、２つの独立した装置は、どちらの方向からでも電力を送受でき、融通し合うことができる。
【０００３】
絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、必要とされる構成が一般に比較的簡易であるフライバック方式のものも提案されている。例えば、特許文献１には、無瞬断電源装置に含まれる複数の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一つにフライバック方式のものが含まれている。また、非特許文献１では、フライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な特性が説明されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１０９６２７号公報（段落００２２〜００２３、第４図）
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】井上正一、外２名、“絶縁形双方向ＤＣ―ＤＣコンバータ”、電学論Ｄ、平成４年、第１１２巻、第１号、ｐ．８１−８２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、実用に十分な程には具体的ではなく、より実用的な構成にする余地がある。特に、フライバック方式で用いられるスイッチング素子には、オンからオフになる瞬間に漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーにより生じる過渡的な高電圧がかかる。そのため、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が余り低くならないようにしつつ、スイッチング素子が破壊されてしまわないように、高電圧のピーク電圧を下げる必要がある。
【０００７】
本発明は、係る事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、より実用的なフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次巻線と２次巻線を絶縁してコアに巻いたトランスと、該トランスの１次巻線に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の整流素子と、前記トランスの２次巻線に接続された第２のスイッチング素子と、該第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の整流素子と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
請求項２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子に接続される前記１次巻線の極性と、前記第２のスイッチング素子に接続される前記２次巻線の極性とは、互いに逆になっていることを特徴とする。
【００１０】
請求項３に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１又は２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は相補にオンオフすることを特徴とする。
【００１１】
請求項４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする。
【００１２】
請求項５に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする。
【００１３】
請求項６に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする。
【００１４】
請求項７に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする。
【００１５】
請求項８に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする。
【００１６】
請求項９に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする。
【００１７】
請求項１０に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴであることを特徴とする。
【００１８】
請求項１１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、シリコン系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【００１９】
請求項１２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【００２０】
請求項１３に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１の整流素子及び／又は前記第２の整流素子は、ＳｉＣ系ダイオードであることを特徴とする。
【００２１】
請求項１４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第１のスナバ回路及び／又は前記第２のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第２のスナバ回路を備えていることを特徴とする。
【００２２】
請求項１５に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスナバ回路及び前記第２のスナバ回路はそれぞれ、少なくとも整流器とコンデンサと抵抗器を含んでいることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、より実用的なフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能になる。また、１次巻線と２次巻線の結合度を上げられるトランスにして漏れインダクタンスを減らすことで、電力変換効率が良好でありながら、スイッチング素子にかかる過渡的な高電圧のピーク電圧を下げることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図である。
【図２】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの一つの例を示す模式的な断面図である。
【図３】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの他の例を示す模式的な断面図である。
【図４】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの更に他の例を示すものであって、（ａ）が概略外観図、（ｂ）が回路図の例、（ｃ）が回路図の他の例である。
【図５】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図である。
【図６】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの過渡的な高電圧を示す波形図である。
【図７】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を示す波形図である。
【図８】同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの別の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明を実施するための好ましい形態を図面を参照しながら説明する。本発明の実施形態に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図１に示すように、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に入力した直流電力を変換して端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に出力でき、かつ、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に入力した直流電力を変換して端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に出力できるように、１次巻線２１と２次巻線２２を絶縁してコア２３に巻いたトランス２と、トランス２の１次巻線２１に接続された第１のスイッチング素子３と、第１のスイッチング素子３に並列に接続された第１の整流素子４と、トランス２の２次巻線２２に接続された第２のスイッチング素子５と、第２のスイッチング素子５と並列に接続された第２の整流素子６と、を備えている。
【００２６】
また、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第１のスイッチング素子３の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する保護回路として第１のスナバ回路７を、第２のスイッチング素子５の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する保護回路として第２のスナバ回路８を備えている。また、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間の電圧を安定化するコンデンサ９と、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間の電圧を安定化するコンデンサ１０と、を備えている。
【００２７】
トランス２は、１次巻線２１と２次巻線２２が互いに絶縁されてコア２３に巻かれている。この実施形態では、１次巻線２１の一端は端子Ｔ１に、１次巻線２１の他端は第１のスイッチング素子３に接続されており、２次巻線２２の一端は端子Ｔ３に、２次巻線２２の他端は第２のスイッチング素子５に接続されている。
【００２８】
第１のスイッチング素子３に接続される１次巻線２１の極性と、第２のスイッチング素子５に接続される２次巻線２２の極性とは、互いに逆になっている。
【００２９】
トランス２は、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすように、以下のような構成にするのが好ましい。その１つ目は、図２に示すように、１次巻線２１と２次巻線２２がバイファイラ巻きになっているものである。バイファイラ巻きは、絶縁した電線からなる１次巻線２１（図２では黒丸で示す）と絶縁した電線からなる２次巻線２２（図２では白丸で示す）とが組になって交互にコア２３の周りに巻き回されたものである。
【００３０】
２つ目は、図３に示すように、１次巻線２１と２次巻線２２がサンドイッチ巻きになっているものである。サンドイッチ巻きは、絶縁した電線からなる１次巻線２１（図３では黒丸で示す）がコア２３の周りに巻き回され、その上に絶縁した電線からなる２次巻線２２（図３では白丸で示す）が巻き回され、更にその上に絶縁した電線からなる１次巻線２１（図３では黒丸で示す）が巻き回されたものである。
【００３１】
また、コア２３を図４（ａ）に示すようなＵ字コアとして、２箇所に１次巻線２１と２次巻線２２を巻いて、１次巻線２１、２１同士と２次巻線２２、２２同士を図４（ｂ）に示すように直列に接続したり、図４（ｃ）に示すように並列に接続したりすることも可能である。
【００３２】
コア２３には、酸化鉄を主成分とするフェライト系材料、アモルファス金属を主成分とするアモルファス系材料、又は、電磁鋼板を積層にした積層鋼板系材料を用いることができる。
【００３３】
次に、第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５を説明する。第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５は、ＩＧＢＴ、又はＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。ＭＯＳＦＥＴには、シリコンを主材料とするシリコン系ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣを主材料とするＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。
【００３４】
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５は、入力端子（すなわち、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの場合ではゲート端子）に入力されるそれぞれの制御信号である第１の制御信号Ａ、第２の制御信号Ｂに応じて、相補にオンオフ、すなわち交互にオンオフする。本実施形態では、図５（ａ）に示すような第１の制御信号Ａがハイレベルのときに第１のスイッチング素子３はオンし、第１の制御信号Ａがローレベルのときに第１のスイッチング素子３はオフする。また、図５（ｂ）に示すような第２の制御信号Ｂがハイレベルのときに第２のスイッチング素子５はオンし、第２の制御信号Ｂがローレベルのときに第２のスイッチング素子５はオフする。第１の制御信号Ａがローレベルになってから第２の制御信号Ｂがハイレベルになり、第２の制御信号Ｂがローレベルになってから第１の制御信号Ａがハイレベルになる。これらの第１の制御信号Ａ及び第２の制御信号Ｂは、マイコンなどの制御部１１が生成する。
【００３５】
第１の整流素子４と第２の整流素子６は、シリコンを主材料とするシリコン系ダイオード、又はＳｉＣを主材料とするＳｉＣ系ダイオードなどが用いられる。
【００３６】
第１のスナバ回路７は、１次巻線２１と第１のスイッチング素子３との接続点Ｃに接続されて、その接続点Ｃにおいて第１のスイッチング素子３のオンからオフになる瞬間に生じる過渡的な高電圧を吸収する。本実施形態では、第１のスナバ回路７は、１次巻線２１と第１のスイッチング素子３との接続点Ｃにアノードが接続される整流器７１と、整流器７１のカソードに一端が接続されるコンデンサ７２と、整流器７１のカソードに一端が接続される抵抗器７３を含んでいる。また、スナバ回路８は、２次巻線２２と第２のスイッチング素子５との接続点Ｄに接続されて、その接続点Ｄにおいて第２のスイッチング素子５のオンからオフになる瞬間に生じる過渡的な高電圧を吸収する。本実施形態では、第２のスナバ回路８は、２次巻線２２と第２のスイッチング素子５との接続点Ｄにアノードが接続される整流器８１と、整流器８１のカソードに一端が接続されるコンデンサ８２と、整流器８１のカソードに一端が接続される抵抗器８３を含んでいる。
【００３７】
次に、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に電力が供給されている場合は図５に基づいて、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に電力が供給されている場合は図８に基づいて、それぞれ説明する。
【００３８】
端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に電力が供給されている場合は、以下のようにして、１次巻線側から２次巻線側に電力が送られて、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間から電力が出力される。
【００３９】
すなわち、図５（ａ）に示すように、制御部１１からの第１の制御信号Ａがハイレベルになって第１のスイッチング素子３がオンすると、１次巻線２１に電流Ｉ１が流れ、発生する磁束によりコア２３が磁化されエネルギーが蓄えられる。そのとき、第２のスイッチング素子５はオフしており、かつ、第２の整流素子６に印加される電圧は逆方向になるので、２次巻線２２には電流Ｉ２は流れない。第１の制御信号Ａがローレベルになって第１のスイッチング素子３がオフすると、コア２３に蓄えられていたエネルギーが放出されることにより、第２の制御信号Ｂがハイレベルになってオンした第２のスイッチング素子５及び第２の整流素子６を通って電流が流れ、２次巻線２２に電流Ｉ２が流れる。２次巻線２２に流れる電流Ｉ２は、コンデンサ１０に蓄積され安定化されて、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間から所定の電圧の電力が出力される。このように、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１はフライバック方式の動作となっている。
【００４０】
また、第１のスイッチング素子３のオンからオフになる瞬間に、１次巻線２１と第１のスイッチング素子３との接続点Ｃには、図６（ｃ）に示すように過渡的な高電圧が生じるが、そのピーク電圧は、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことと、第１のスナバ回路７で吸収することと、により下げられている。それにより、第１のスイッチング素子３の破壊が防止される。ここで、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことにより、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の電力変換効率が良好であり、かつ、第１のスナバ回路７において吸収する必要のある高電圧を抑えてそこで発生する熱の量を抑えることができる。熱の量を抑えることで、放熱が容易になり、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を大出力にすることも可能になる。
【００４１】
図７は、結合度を上げるために１次巻線２１と２次巻線２２をバイファイラ巻きにしたもの（曲線ａ）と、１次巻線２１と２次巻線２２を通常に巻いたもの（曲線ｂ）と、について、１次巻線側から２次巻線側への電力変換効率を測定し、比較して示したものである。バイファイラ巻きにしたものは、約９５％の電力変換効率が得られている。また、それより、このトランス２は結合度が高く、漏れインダクタンスが低いことを示している。
【００４２】
この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第１のスイッチング素子３がオフしたときに２次巻線２２に流れる電流Ｉ２は、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に接続される外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合は、図５（ｄ）に示すような、正の値から負の値まで、最後までとぎれず、徐々に連続して減少するものとなる。この電流Ｉ２は、外部の負荷が重負荷の状態の場合は、図５（ｆ）に示すような、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の波形を正の方向に平行移動したような波形で、正の値のままで徐々に連続して減少するものとなる。なお、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の１次巻線２１に流れる電流Ｉ１及び外部の負荷が重負荷の状態の場合の１次巻線２１に流れる電流Ｉ１は、それぞれ図５（ｃ）、図５（ｅ）に示すとおりである。
【００４３】
このように、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態或いは重負荷の状態であっても、２次巻線２２に流れる電流Ｉ２は、最後までとぎれずに徐々に連続して減少する連続モードとなっている。
【００４４】
また、この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第１のスイッチング素子３がオンする時間に従ってコア２３にエネルギーが蓄え、第１のスイッチング素子３がオフする時間に従ってエネルギーが放出される。それにより、第１のスイッチング素子３がオンする時間の割合（デューティ比）に忠実に対応した電圧が端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に発生する。これは、重負荷の状態でも軽負荷の状態でも変わらない。１次巻線２１と２次巻線２２の巻数が等しく、第１のスイッチング素子３がオンする時間と第１のスイッチング素子３がオフする時間が同じ（デューティが５０％）ならば、端子Ｔ３と端子Ｔ４には、端子Ｔ１と端子Ｔ２に印加される電圧とほぼ等しい電圧が発生する。従って、負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合でも、重負荷の状態の場合でも、第１のスイッチング素子３がオンする時間と第１のスイッチング素子３がオフする時間の割合を変えることにより、端子Ｔ３と端子Ｔ４に発生する電圧を容易に調整できることとなる。
【００４５】
また、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に電力が供給されている場合は、以下のようにして、２次巻線側から１次巻線側に電力が送られて、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間から電力が出力される。なお、下記の電流Ｉ１’は１次巻線２１に流れる電流であって上記の電流Ｉ１とは逆向きである。また、下記の電流Ｉ２’は２次巻線２２に流れる電流であって上記の電流Ｉ２とは逆向きである。
【００４６】
すなわち、図８（ａ）に示すように、制御部１１からの第２の制御信号Ｂがハイレベルになって第２のスイッチング素子５がオンすると、２次巻線２２に電流Ｉ２’が流れ、発生する磁束によりコア２３が磁化されエネルギーが蓄えられる。そのとき、第１のスイッチング素子３はオフしており、かつ、第１の整流素子４に印加される電圧は逆方向になるので、１次巻線２１には電流Ｉ１’は流れない。第２の制御信号Ｂがローレベルになって第１のスイッチング素子５がオフすると、コア２３に蓄えられていたエネルギーが放出されることにより、第１の制御信号Ａがハイレベルになってオンした第１のスイッチング素子３及び第１の整流素子４を通って電流が流れ、１次巻線２１に電流Ｉ１’が流れる。１次巻線２１に流れる電流Ｉ１’は、コンデンサ９に蓄積され安定化されて、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間から所定の電圧の電力が出力される。このように、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１はフライバック方式の動作となっている。
【００４７】
また、第２のスイッチング素子５のオンからオフになる瞬間に、２次巻線２２と第２のスイッチング素子５との接続点Ｄには、上述した第１のスイッチング素子３のオンからオフになる瞬間の接続点Ｃと同様に、過渡的な高電圧が生じるが、そのピーク電圧は、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことと、第２のスナバ回路８で吸収することと、により下げられている。それにより、第２のスイッチング素子５の破壊が防止される。ここで、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことにより、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の電力変換効率が良好であり、かつ、第２のスナバ回路８において吸収する必要のある高電圧を抑えてそこで発生する熱の量を抑えることができる。熱の量を抑えることで、放熱が容易になり、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を大出力にすることも可能になる。
【００４８】
この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第２のスイッチング素子５がオフしたときに１次巻線２１に流れる電流Ｉ１’は、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に接続される外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合は、図８（ｄ）に示すような、正の値から負の値まで、最後までとぎれず、徐々に連続して減少するものとなる。この電流Ｉ１’は、外部の負荷が重負荷の状態の場合は、図８（ｆ）に示すような、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の波形を正の方向に平行移動したような波形で、正の値のままで徐々に連続して減少するものとなる。なお、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の２次巻線２２に流れる電流Ｉ２’及び外部の負荷が重負荷の状態の場合の２次巻線２２に流れる電流Ｉ２’は、それぞれ図８（ｃ）、図８（ｅ）に示すとおりである。
【００４９】
このように、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態或いは重負荷の状態であっても、１次巻線２１に流れる電流Ｉ１’は、最後までとぎれずに徐々に連続して減少する連続モードとなっている。
【００５０】
また、この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第２のスイッチング素子５がオンする時間に従ってコア２３にエネルギーが蓄え、第２のスイッチング素子５がオフする時間に従ってエネルギーが放出される。それにより、第２のスイッチング素子５がオンする時間の割合（デューティ比）に忠実に対応した電圧が端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に発生する。これは、重負荷の状態でも軽負荷の状態でも変わらない。２次巻線２２と１次巻線２１の巻数が等しく、第２のスイッチング素子５がオンする時間と第２のスイッチング素子５がオフする時間が同じ（デューティが５０％）ならば、端子Ｔ１と端子Ｔ２には、端子Ｔ３と端子Ｔ４に印加される電圧とほぼ等しい電圧が発生する。従って、負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合でも、重負荷の状態の場合でも、第２のスイッチング素子５がオンする時間と第２のスイッチング素子５がオフする時間の割合を変えることにより、端子Ｔ１と端子Ｔ２に発生する電圧を容易に調整できることとなる。
【００５１】
以上、本発明の実施形態に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、本発明は、上述の実施形態に記載したものに限られることなく、特許請求の範囲に記載した事項の範囲内でのさまざまな設計変更が可能である。
【符号の説明】
【００５２】
１ 絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ トランス
２１ １次巻線
２２ ２次巻線
２３ コア
３ 第１のスイッチング素子
４ 第１の整流素子
５ 第２のスイッチング素子
６ 第２の整流素子
７ 第１のスナバ回路
８ 第２のスナバ回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線と２次巻線を絶縁してコアに巻いたトランスと、
該トランスの１次巻線に接続された第１のスイッチング素子と、
該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の整流素子と、
前記トランスの２次巻線に接続された第２のスイッチング素子と、
該第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の整流素子と、
を備えることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子に接続される前記１次巻線の極性と、前記第２のスイッチング素子に接続される前記２次巻線の極性とは、互いに逆になっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は相補にオンオフすることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、シリコン系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の整流素子及び／又は前記第２の整流素子は、ＳｉＣ系ダイオードであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
請求項１〜１３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第１のスナバ回路及び／又は前記第２のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第２のスナバ回路を備えていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１５】
請求項１４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスナバ回路及び前記第２のスナバ回路はそれぞれ、少なくとも整流器とコンデンサと抵抗器を含んでいることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
１次巻線と２次巻線を絶縁してコアに巻いたトランスと、
該トランスの１次巻線に接続された第１のスイッチング素子と、
該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の整流素子と、
前記トランスの２次巻線に接続された第２のスイッチング素子と、
該第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の整流素子と、
を備えることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子に接続される前記１次巻線の極性と、前記第２のスイッチング素子に接続される前記２次巻線の極性とは、互いに逆になっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は相補にオンオフすることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、シリコン系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の整流素子及び／又は前記第２の整流素子は、ＳｉＣ系ダイオードであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
請求項１〜１３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第１のスナバ回路及び／又は前記第２のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第２のスナバ回路を備えていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１５】
請求項１４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスナバ回路及び前記第２のスナバ回路はそれぞれ、少なくとも整流器とコンデンサと抵抗器を含んでいることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−７０５３９（Ｐ２０１３−７０５３９Ａ）
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２０８３０１（Ｐ２０１１−２０８３０１）
【出願日】平成２３年９月２４日（２０１１．９．２４）
【出願人】（５１１２３１６５４）株式会社滋賀設計 (1)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月２４日（２０１１．９．２４）
【出願人】（５１１２３１６５４）株式会社滋賀設計 (1)
【Ｆターム（参考）】
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