誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及び制御プログラム
【課題】電源電圧を変化させることなく、振幅制御された略正弦波電流を誘導加熱コイルに流す。
【解決手段】誘導加熱コイル１１，１２，１３と、この誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサ２１，２２，２３と、直流電圧から変換させられた高周波電圧を前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する逆変換装置３０，３５，３１と、前記逆変換装置を制御する制御回路５０とを備える誘導加熱装置１００であって、前記制御回路は、前記逆変換装置の出力電流の時間積分値が目標正弦波電流に収束するように、前記逆変換装置の出力電圧をＰＷＭ制御する。また、前記制御回路は、同期制御時定数を冷材を用いた場合の共振時定数（Ｔ＝２Ｌ／Ｒ）よりも長くすることにより、前記出力電流の平均値を演算する。
【解決手段】誘導加熱コイル１１，１２，１３と、この誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサ２１，２２，２３と、直流電圧から変換させられた高周波電圧を前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する逆変換装置３０，３５，３１と、前記逆変換装置を制御する制御回路５０とを備える誘導加熱装置１００であって、前記制御回路は、前記逆変換装置の出力電流の時間積分値が目標正弦波電流に収束するように、前記逆変換装置の出力電圧をＰＷＭ制御する。また、前記制御回路は、同期制御時定数を冷材を用いた場合の共振時定数（Ｔ＝２Ｌ／Ｒ）よりも長くすることにより、前記出力電流の平均値を演算する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱コイルに高周波電力を供給する逆変換装置を備える誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及び制御プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ビレット（鋳塊）に鍛造や圧延、押出しを行って種々の製品に仕上げる前には、例えば整定温度１２５０℃までビレットを加熱して軟化させる必要がある。単一コイルで、棒状のビレットを整定温度に保とうとすると、温度分布が不均一になるので、スタンバイ時、スタンバイ時〜通常加熱に移行する場合など、過渡時に所定温度にならない無駄焼き材が発生することがある。また、両端部を整定温度に保とうとすると、中央部が高温になり、炉自体が溶解することもある。そこで、誘導加熱コイルを複数に分割して、分割された誘導加熱コイルごとに個別に高周波電源（例えば、インバータ）を接続して電力制御を行う誘導加熱装置が用いられる。
ところが、分割された各々の誘導加熱コイルは、誘導加熱コイル間の温度低下を防止するために、互いに近接させているので、相互インダクタンスＭが存在し、相互誘導電圧が発生する状態となる。そのため、各インバータは、相互インダクタンスＭを介して並列運転される状態となり、インバータ相互間で電流位相にズレがある場合はインバータ相互間で電力の授受が生じることがある。すなわち、各インバータの電流位相のズレによって、分割された誘導加熱コイル間で磁界に位相差が生じるため、隣接する誘導加熱コイルの境界付近で磁界が弱まり、誘導加熱電力による発熱密度が低下する。その結果、被加熱物（ビレットやウェハ）の表面に温度ムラが生じるおそれがある。
【０００３】
そこで、隣接する誘導加熱コイル間に相互インダクタンスＭが存在して相互誘導電圧が生じる状況下でも、インバータ相互間に循環電流が流れないようにすると共に、分割された誘導加熱コイルの境界付近で発熱密度が低下しないようにして、誘導加熱電力の適正な制御を行うことが可能な「ゾーンコントロール誘導加熱（Zone Controlled Induction Heating：ＺＣＩＨ）」の技術が発明者等によって提案された（例えば、特許文献１参照）。このＺＣＩＨの技術によれば、各電源ユニットは、それぞれ、降圧チョッパと電圧形インバータ（以下、単にインバータという）とを備えて構成されている。そして、複数の電力供給ゾーンに分割された各電源ユニットは、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに個別に接続されて電力供給を行っている。
【０００４】
このとき、各電源ユニットにおけるそれぞれのインバータは、電流同期制御（つまり、電流位相の同期制御）され、各インバータに流れる電流位相を一致させることにより、複数のインバータ相互間に循環電流が流れないようにしている。言い換えると、複数のインバータ相互間で電流の授受を起こさないようにして、インバータに流れ込む回生電力によって過電圧が発生することのないようにしている。また、インバータは、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに流れる電流位相を一致させることにより、各誘導加熱コイルの境界付近で誘導加熱電力による発熱密度が急激に低下しないようにしている。
【０００５】
さらに、各降圧チョッパは、それぞれのインバータの入力直流電圧を可変することにより、各インバータの電流振幅制御を行い、各誘導加熱コイルに供給する誘導加熱電力の制御を行っている。すなわち、特許文献１に開示されたＺＣＩＨの技術は、各降圧チョッパごとに電流振幅制御を行うことにより、各ゾーンごとに誘導加熱コイルの電力制御を行い、各インバータの電流同期制御によって、複数のインバータ相互間の循環電流の抑制と、各誘導加熱コイルの境界付近での誘導加熱電力による発熱密度の均一化とを図っている。このようなＺＣＩＨの技術を用いて、降圧チョッパの制御系とインバータの制御系とが個別の制御を行うことで、被加熱物上の発熱分布を任意に制御することが可能となる。すなわち、特許文献１に開示されたＺＣＩＨの技術によって、急速かつ精密な温度制御、及び温度分布制御を行うことが可能となる。
【０００６】
また、特許文献２には、複数の誘導加熱コイルに個別に接続したインバータに同時に直流電力を供給し、複数の誘導加熱コイルを同時に稼働させる技術が開示されている。具体的にこの技術は、直列共振回路に接続された各インバータからの出力電流のゼロクロスを検出し、各インバータの出力電流が負から正に変化するゼロクロスタイミングと、基準パルスの立ち上がりタイミングとを比較するようになっている。この技術は、比較により個別に算出される基準パルスからの位相差が０となるように、あるいは０に近づくように出力電流の周波数を調整することで各インバータの出力電流を同期させるものである。また、この技術は、各インバータの出力電流が同期した後には、インバータの出力電圧を増減させることで各誘導加熱コイルに流す電流の制御を行い、加熱対象物の温度分布の均一化を図るというものである。
【０００７】
特許文献１，２に記載の技術のインバータは、過熱コイルと直列にコンデンサを接続し、電流共振逆変換装置を構成すると共に、各インバータにチョッパを接続することにより、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）を実現し、転流ダイオードのリカバリ損失を低減していた。
【０００８】
また、特許文献３には、直流電力を供給する電源として単一の順変換装置（チョッパ）を複数の電流共振型逆変換装置に接続し、複数の共振型逆変換装置に共通に印加される電源電圧を変化させ、矩形波電圧の立ち上がりタイミングと共振電流のゼロクロスタイミングとの位相差を長くすることにより、ＺＶＳを実現した回路が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００７−２６７５０号公報
【特許文献２】特開２００４−１４６２８３号公報
【特許文献３】特開２０１０−２８７４４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１，２の技術は、各インバータの前段にチョッパを備えているので、装置が大がかりになるという問題があった。
また、従来のＺＣＩＨは、半導体用途であり、小型であるので、直列インダクタのインダクタンスが小さく、高周波向きである。このため、運転周波数が比較的低周波で、きわめて大容量の金属分野ＺＣＩＨには適用困難である。
また、直列コンデンサを介せず、誘導加熱コイルを直接接続している一般のＰＷＭインバータは、隣接する誘導加熱コイルから到来する相互誘導電圧以上の電圧を発生する必要があり、インバータ容量が大きくなるという問題点がある。
【００１１】
ところで、ビレットは、キュリー点を超えるような温度上昇による磁性体から非磁性体への変化や、被加熱物の形状変化（空隙変化）に起因する位相角変化（位相角低下）があり、固有共振周波数が高くなると共に、共振電流が約３倍になる特性を有する。
冷材 ＨＯＴ材 空芯コイル
等価抵抗 Ｒ（比率） １ ０．３ ０．１５ （約７倍）
インダクタンス Ｌ（μＨ） １１８ ８４ １１０
【００１２】
固有共振周波数が変化するため、位相が変化し、常に位相遅れモードになる最小位相角にすることができないという問題があった。
【００１３】
この点、特許文献３の技術は、単一のチョッパを用いて、複数の共振型逆変換装置に共通に印加される電源電圧を変化させることにより、矩形波電圧の立ち上がりタイミングと共振電流のゼロクロスタイミングとの間の位相差を長くしていた。すなわち、共振型逆変換装置に印加される電源電圧を変化させない限り、最大電力を供給する逆変換装置を最小位相角にすることができないという問題があった。
【００１４】
また、急速加熱を行うビレット１本焼きは、共振電流が約３倍になるという特性から、電力ピーク値が大きくなる。インバータに順変換装置を１対１に設ける構成では、順変換装置やリアクトル、コンデンサまで大容量になり、高コストになるという問題が生じる。
【００１５】
そこで、本発明は、電源電圧を変化させることなく、振幅制御された略正弦波電流を誘導加熱コイルに流すことができる誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及び制御プログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前記課題を解決するため、本発明は、同期制御時定数を共振時定数（Ｔ＝２Ｌ／Ｒ）より長くし、出力電流の時間積分値（すなわち、平均値）が目標正弦波電流になるように、出力電圧をＰＷＭ制御する（ＰＷＭ非共振型インバータ）。これにより、逆変換装置は、ＰＷＭ変調された等価正弦波電圧（高周波電圧）が発生し、この等価正弦波電圧がＬ−Ｒ時定数により平均化され、誘導加熱コイルには略正弦波電流が流れる。
複数ゾーンの場合は、最大電力ゾーン（例えば、２ゾーン）を共振型ＰＷＭインバータとし、最小位相角制御を行う。チョッパ無しでも隣接ゾーンを出力制御することができるので、周波数同一かつ電流同期させつつ、共振電流位相遅れモードにすることができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、電源電圧を変化させることなく、振幅制御された略正弦波電流を誘導加熱コイルに流すことができる。このため、複数の誘導加熱コイル、及び複数の逆変換装置を用いた場合、固有共振周波数に追随させて、各誘導加熱コイルに流れる略共振電流を位相遅れモードにすることができる。なお、最大電力を供給する逆変換装置は、最小位相角制御を行うことにより変換器容量を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施形態である誘導加熱装置に使用されるビレットヒータの断面図である。
【図２】本発明の一実施形態である誘導加熱装置の動作を説明するための等価回路図、及びベクトル図である。
【図３】本発明の一実施形態である誘導加熱装置の構成図である。
【図４】冷材とＨＯＴ材とで相違する共振特性を説明するための周波数特性図である。
【図５】等価正弦波電圧、及び平均値制御を説明するための説明図である。
【図６】逆変換装置を制御する制御ユニットのブロック構成図である。
【図７】ＩＰＭモジュールを用いた第２実施形態の回路図である。
【図８】ＩＰＭモジュールを用いた第３実施形態の回路図である。
【図９】高次共振防止リアクトルを用いた第４実施形態の回路図である。
【図１０】矩形波電圧を用いたときの動作を説明するための波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面を参照して、本発明の本実施形態につき詳細に説明する。なお、各図は、本発明を十分に理解できる程度に、概略的に示してあるに過ぎない。よって、本発明は、図示例のみに限定されるものではない。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。
【００２０】
（第１実施形態）
（全体構成）
図１（ａ）（ｂ）は、本発明の一実施形態である誘導加熱装置に使用されるビレットヒータの構造図であり、図２は、ビレットヒータの等価回路図、及び動作を説明するためのベクトル図であり、図３は、誘導加熱装置の回路構成図である。
図１（ａ）（ｂ）に示すように、ビレットヒータ１０は、加熱対象の円柱状のビレット（鋳塊）１を中心として、同心円状の耐火材、及び断熱材を備え、断熱材の外周表面に誘導加熱コイルが巻回されて構成されている。この耐火材、及び断熱材は、高温に熱せられたビレットの放熱を回避すると共に、コイル素線を溶断させないようにしている。なお、ビレット１の径は直径５５ｍｍである。
図１（ａ）の軸方向断面図において、誘導加熱コイルは、１ゾーンから３ゾーンまで、空隙を介して３分割されており、分割された誘導加熱コイル１１，１２，１３から構成されている。なお、誘導加熱コイル１２を誘導加熱中央コイルとい、誘導加熱コイル１１，１３を誘導加熱隣接コイルということがある。
【００２１】
ビレット１を誘導加熱する場合、渦電流損が発生するので、誘導加熱コイル１１，１２，１３は、等価インダクタと等価抵抗器との直列回路で等価的に表現される（図２（ａ））。また、図３に示すように、誘導加熱コイル１１，１２，１３は、それぞれ直列にコンデンサ２１，２２，２３が接続されている。したがって、誘導加熱コイル１１，１２，１３、及びコンデンサ２１，２２，２３の直列回路は、ＲＬＣ直列共振回路と等価的に表され、その一端に出力電圧Ｖinvのインバータ電源Ｅinvが接続され、他端に相互誘導電圧Ｖｍの交流電源Ｅｍが接続されて表現される（図２（ａ））。これにより、インバータ電流Ｉｉｎ（実線矢印）が流れ、逆方向に相互誘導電流Ｉｍ（破線矢印）が流れる。逆方向電流を流さないために、逆変換装置３０，３５，３１（図３）の出力電圧Ｖinvは、相互誘導電圧Ｖｍよりも高くなければならない。
【００２２】
また、整定温度（１２５０°Ｃ）では、キュリー点（７４０°Ｃ〜７７０°Ｃ）を超えているので、ビレット１は、磁性体から非磁性体に変化する。このため、固有共振周波数が高くなると共に、共振電流が約３倍になる。相互誘導電圧Ｖｍが周波数により位相が３６０°変化し、円形の軌跡を示すので（図２（ｂ））、インバータ（逆変換装置３５）の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）がどのような周波数でも遅れ位相（すなわち、共振電流が進み位相）にならないようにするためには、出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が隣接ゾーン（１，３ゾーン）から到来する相互誘導電圧Ｖｍ１２，Ｖｍ３２の和よりも大きな値（Ｖinv＞（Ｖｍ１２＋Ｖｍ３２））になるように設定する。１，３ゾーンから到来する相互誘導電圧Ｖｍ１２，Ｖｍ３２が等しいとき、Ｖinv＞２｜Ｖｍ｜となり、Ｖinv＝２｜Ｖｍ｜のときの位相角は、３０°である（図２（ｃ）のａ点）。
【００２３】
図３の回路構成図において、本発明の一実施形態である誘導加熱装置１００は、２組のビレットヒータ１０（１０ａ、１０ｂ）と、２組のコンデンサユニット２０（２０ａ、２０ｂ）と、２組の逆変換装置３０（３０ａ，３０ｂ）、３５（３５ａ，３５ｂ）、３１（３１ａ，３１ｂ）と、順変換装置４０と、制御ユニット５０とを備えて構成される。
【００２４】
ビレットヒータ１０は、図１を用いて説明したように、インダクタンスをＬ１，Ｌ２，Ｌ３の誘導加熱コイル１１，１２，１３を備え、誘導加熱コイル１１，１２の相互インダクタンスをＭ１２とし、誘導加熱コイルＬ２，Ｌ３の相互インダクタンスをＭ２３とする。なお、誘導加熱コイル１１，１３との間の距離は長いので、その相互インダクタンスは無視する。
【００２５】
コンデンサユニット２０は、キャパシタンスＣ０１、Ｃ０２，Ｃ０３の３つのコンデンサ２１，２２，２３を内蔵している。コンデンサ２１，２２，２３は、それぞれ誘導加熱コイル１１，１２，１３と直列接続されており、ＬＣ共振回路を構成している。
【００２６】
図４は、ビレットの冷材とＨＯＴ材とで変化する周波数特性を示す各ゾーンの周波数−電流特性図であり、図４（ａ）は１，３ゾーンの冷材の特性を示し、図４（ｂ）は１，３ゾーンのＨＯＴ材の特性を示し、図４（ｃ）は２ゾーンの冷材の特性を示し、図４（ｄ）は２ゾーンのＨＯＴ材の特性を示している。図からわかるように、ＨＯＴ材の方が冷材よりも電流が３倍に増加している。
【００２７】
図４（ｂ）（ｃ）に示すように、１，３ゾーンのＨＯＴ時固有共振周波数（３５０Ｈｚ）が、最大電力ゾーン（２ゾーン）の冷材時固有共振周波数（４００Ｈｚ）よりも低くなるようにコンデンサ２１，２２，２３（図３）のキャパシタンスＣ０１，Ｃ０２，Ｃ０３を設定する。
言い換えれば、１ゾーンに２，３ゾーンから相互誘導電圧（それぞれ、Ｖｍ２１、Ｖｍ３１）を受けたとき、１，３ゾーンの逆変換装置３０の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が、２、３ゾーンから到来する相互誘導電圧よりも高い値（Ｖinv＞Ｖｍ２１またはＶinv＞Ｖｍ３１）になるように、コンデンサ２１，２２のキャパシタンスを設定する。同様に、３ゾーンの逆変換装置３１の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が、２，１ゾーンから到来する相互誘導電圧よりも高い値（Ｖinv＞Ｖｍ２３またはＶinv＞Ｖｍ１３）になるように、コンデンサ２２，２３のキャパシタンスを設定する。
【００２８】
また、ＨＯＴ材の方が冷材よりも共振周波数が高くなるので、図４（ｃ）（ｄ）からわかるように、インバータ電圧Ｖinvを同一にしつつ、各々のゾーンで固有共振周波数の変化に追随させる制御を行うことにより、各ゾーンの共振電流を同等にすることができる。
すなわち、２ゾーンにおいて、固有共振点４００Ｈｚの冷材が、加熱され、ＨＯＴ材になると、共振電流が３倍に増加すると共に、固有共振点が５５０Ｈｚまで上昇する。５５０Ｈｚの固有共振点に追随させることにより、共振電流が減少して、冷材の共振電流と同等に制御できる。このとき、１，３ゾーンは、固有共振周波数が３５０Ｈｚに低く設定されているが、２ゾーンと同一周波数の５５０Ｈｚで駆動することになるので、共振電流がさらに低減する。すなわち、２ゾーンから１，３ゾーンが受ける相互誘導電圧は変化しないので、逆変換装置３０，３１の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）は、低減する。
【００２９】
図３に示す逆変換装置３０（３１）は、直列接続された電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２と、２個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１１，Ｑ１２（Ｑ３１，Ｑ３２）とを備え、ハーフブリッジ回路を構成し、コンデンサ２１，２３を介して、誘導加熱コイル１１，１３に電力を供給している。
【００３０】
逆変換装置３０（３１）は、トランジスタＱ１１のエミッタ端とトランジスタＱ１２のコレクタ端とが接続され、トランジスタＱ１１のコレクタ端とトランジスタＱ１２のエミッタ端との間に直流電圧Ｖｄｃが印加され、直列接続された電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２に直流電圧Ｖｄｃが印加される。
誘導加熱装置１００は、トランジスタＱ１１のエミッタ端、及びトランジスタＱ１２のコレクタ端の接続点と、コンデンサ２１の一端とが接続され、コンデンサ２１の他端と誘導加熱コイル１１の一端とが接続され、誘導加熱コイル１１の他端と電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２の接続点Ｐとが接続されている。
【００３１】
逆変換装置３５は、単一の電解コンデンサＣＦ３と、４個のトランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４とを備え、フルブリッジ回路を構成し、コンデンサ２２を介して誘導加熱コイル１２に、逆変換装置３０，３１よりも大きな電力を供給している。
逆変換装置３５は、トランジスタＱ２１のエミッタ端とトランジスタＱ２２のコレクタ端とが接続され、トランジスタＱ２３のエミッタ端とトランジスタＱ２４のコレクタ端とが接続され、トランジスタＱ２１，Ｑ２３のコレクタ端とトランジスタＱ２２，Ｑ２４のエミッタ端とに直流電圧Ｖｄｃが印加され、電解コンデンサＣＦ３に直流電圧Ｖｄｃが印加される。トランジスタＱ２３のエミッタ端とトランジスタＱ２４のコレクタ端との接続点とコンデンサ２２の一端とが接続され、コンデンサ２２の他端と誘導加熱コイル１２の一端とが接続されている。
また、トランジスタＱ２１のエミッタ端とトランジスタＱ２２のコレクタ端との接続点と、誘導加熱コイル１２の他端とが接続されている。
【００３２】
逆変換装置３１は逆変換装置３０と同様の構成であり、逆変換装置３０ｂ，３５ｂ，３１ｂは逆変換装置３０ａ，３５ａ，３１ａと同一構成である。
順変換装置４０は、ダイオードブリッジにより構成され、商用電源ＡＣを用いて直流電圧Ｖｄｃを発生させて、第１の逆変換装置集合体（逆変換装置３０ａ，３５ａ，３１ａ）及び第２の逆変換装置集合体（逆変換装置３０ｂ，３５ｂ，３１ｂ）に電力供給を行っている。なお、順変換装置４０は、チョッパを用いておらず、逆変換装置３０ａ，３５ａ，３１ａには、同一の固定直流電圧Ｖｄｃが印加される。
【００３３】
なお、コンデンサ２１，２２，２３は、図４を用いて前記したように、１，３ゾーンのＨＯＴ時固有共振周波数が、最大電力ゾーン（２ゾーン）の冷材時固有共振周波数よりも低くなるようにキャパシタンスＣ０１，Ｃ０２，Ｃ０３を設定する。
【００３４】
（制御ユニットの機能）
制御ユニット５０は、逆変換装置３０，３１，３５内部のトランジスタ（ＩＧＢＴ）のゲートを制御するゲート信号を生成するものであり、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）により構成され、ＣＰＵが所定のプログラムを実行することにより、下記の機能を実現する。
【００３５】
１）全ゾーンを同一周波数、電流同期で運転する。
分割された誘導加熱コイル１１，１２，１３は互いに近接しているので、相互誘導インダクタンスＭ１２，Ｍ２３が存在し、相互誘導電圧Ｖｍが発生する状態となる。逆変換装置相互間で生じる電力の授受に伴って発生する誘導加熱コイル間での磁界の位相差を回避するために、１，２，３ゾーンを同一周波数で、かつ同期された正弦波電流で運転する。これにより、局所的に発熱量が低下して発熱ムラが発生する現象が回避される。
【００３６】
２）制御ユニット５０は、逆変換装置３０，３１をＰＷＭ非共振インバータとして機能させ、逆変換装置３５をＰＷＭ共振インバータとして機能させている。具体的には、逆変換装置３０，３５，３１は、ＺＶＳを実現する必要があるので、所定のキャリア周波数の矩形波電圧を所定の運転周波数の正弦波信号（Ｓｉｎωｔ）でＰＷＭ変調した矩形波状の等価正弦波電圧（フルブリッジ回路である逆変換装置３５では図５（ａ））を発生する。この等価正弦波電圧は、Ｌ−Ｒ時定数（（Ｌ１−Ｃ０１）Ｒ時定数）により平均化され、誘導加熱コイル１１，１２，１３には略正弦波形のコイル電流が流れる。そして、制御ユニット５０は、同期制御時定数を共振時定数（Ｔ＝２Ｌ／Ｒ）より長くさせる平均値制御を行い（図５（ｂ）参照）、コイル電流の周波数が目標運転周波数、及び目標位相になるように、逆変換装置３０，３５，３１の等価正弦波電圧を帰還制御する。なお、この目標位相は、等価正弦波を生成する正弦波信号が負から正に遷移するゼロクロス点と、略正弦波形のコイル電流が負から正に遷移するゼロクロス点との間の位相をいう。このように、制御ユニット５０は、ＰＷＭ制御により、キャリヤ周波数８ｋＨｚの三角波信号を用いて、運転周波数１ｋＨｚの等価正弦波信号を生成して、逆変換装置３０，３５，３１内部のＩＧＢＴのゲートを制御している。
【００３７】
しかしながら、逆変換装置３０，３５，３１（特に、出力電力の大きな逆変換装置３５）は、固定電源電圧でＺＶＳを実現する必要があるので、制御ユニット５０は、ＰＷＭ制御で等価正弦波電圧を発生し、誘導加熱コイル１１，１３のＬ−Ｒ時定数（（Ｌ１−Ｃ０１）Ｒ時定数）により、略正弦波電流を流し、位相制御を行う。
具体的には、逆変換装置３０，３１は、同期制御時定数を共振時定数より長くして平均値制御（図５参照）を行っている。すなわち、制御ユニット５０は、ＰＷＭ制御により、キャリヤ周波数８ｋＨｚの三角波信号を用いて、周波数１ｋＨｚの等価正弦波信号を生成して、逆変換装置３０，３１内部のＩＧＢＴのゲートを制御している。
【００３８】
３）最小位相角制御
最大電力を出力する２ゾーンの逆変換装置３５は、固有共振周波数に追随させつつ最小位相角制御を行っている。以下、最小位相角制御について説明する。
最大出力ゾーン（２ゾーン）の最小位相角（例えば、３０°）となるように制御する。
具体的には、前記したように、最小位相角は、出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が隣接ゾーン（１，３ゾーン）から到来する相互誘導電圧Ｖｍ１２，Ｖｍ３２の和よりも大きな値（Ｖinv＞（Ｖｍ１２＋Ｖｍ３２））になるように設定する。１，３ゾーンから到来する相互誘導電圧Ｖｍ１２，Ｖｍ３２が等しいとき、Ｖinv＞２｜Ｖｍ｜となり（図２（ｃ））、このときの最小位相角は、３０°である。
【００３９】
なお、固有共振周波数の変化があっても、常に他ゾーンから到来する相互誘導電圧Ｖｍに勝るインバータ電圧Ｖinvを出すために、十分大きな位相角となる固定周波数で運転することも考えられる。しかしながら、以下の問題点が生じる。
ａ）十分に大きな位相角を付けていたので、高力率運転することができない。
ｂ）相互誘導電圧Ｖｍを超えるインバータ電圧Ｖinvを発生していたので、電圧電流定格（実効電力Ｖｄｃ×Ｉｄｃ）に余裕が必要である。
【００４０】
また、ＺＣＩＨでは、定格電力に対し最大比率で出力するゾーンが最小位相角となるので、１，３ゾーンのＨＯＴ材の固有共振点（３５０Ｈｚ）が２ゾーンの冷材の固有共振点（４００Ｈｚ）よりも低くなるようにキャパシタンスを設定する（図２（ａ））。なお、１，３ゾーンは、コイル電圧が低いので、コンデンサが無くてもよい。
【００４１】
（制御ユニットの構成）
次に、逆変換装置３０，３１，３５の制御を行うための制御ユニット５０の構成を具体的に説明する。
図６は、逆変換装置３０，３１，３５を制御する制御ユニット５０（５０ａ）のブロック構成図であり、１，３ゾーンを制御する制御ユニットの構成図を示すが、２ゾーンの制御ユニットの構成図も同様である。制御ユニット５０aは、外部にＡ／Ｄ変換器を備え、コイル電流ｉＬを検出する。
【００４２】
制御ユニット５０ａは、振幅演算器２０１と、目標電流生成器２０２と、加算器２０３と、ＰＩ演算器２０４，２０８と、ゼロクロス検出器２０５と、電流同期用基準位相信号生成器２０６と、同期ズレ検出器２０７と、電圧指令値演算器２０９と、三角波比較器２１０と、周波数設定器２１１、位相角比較器２１５と、３０°基準値生成器２１６と、比較器２１７，２１９と、ＰＩ制御器２１８とを備える。
【００４３】
振幅演算器２０１は、コイル電流ｉＬをＡ／Ｄ変換した変換値ＩＬの振幅を演算する。目標電流生成器２０２は、コイル電流ｉＬの目標値を生成する。加算器２０３は、目標電流生成器２０２の出力波形から、振幅演算器２０１の出力値を減算して誤差信号を出力する。ＰＩ制御器２０４は、加算器２０３が出力する誤差信号を比例積分演算する。
【００４４】
ゼロクロス検出器２０５は、コイル電流ｉＬをＡ／Ｄ変換した値ＩＬを用いて、コイル電流ｉＬが負から正に変化する時のゼロクロス点を演算する。電流同期用基準位相信号生成器２０６は、誘導加熱コイル１１，１２，１３に流れるコイル電流を同期させるために、目標電流生成器２０２との位相差の基準値を出力する。この基準値は、２ゾーンの場合は、３０°の最小位相角に設定され、１，３ゾーンの場合は、消費電力が小さいので最小位相角よりも大きな値でもよい。
同期ズレ検出器２０７は、電流同期用基準位相信号生成器２０６の出力値と、ゼロクロス検出器２０５の出力値との間の差分（同期ズレ）を検出する。ＰＩ制御器２０８は、同期ズレ検出器２０６の出力偏差を比例積分演算する。
【００４５】
電圧指令値演算器２０９は、ＰＩ制御器２０４，２０８の出力信号、及び周波数指令値ｆ＊に基づいて、運転周波数１ｋＨｚの正弦波形を示す電圧指令値Ｖinv＊を生成する。周波数設定器２１１は、キャリア周波数８ｋＨｚの値を出力する。三角波比較器２１０は、電圧指令値Ｖinv＊と周波数設定器２１１が設定したキャリア周波数の三角波信号とを比較して、ＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭ制御信号制御信号が、逆変換装置３０，３５，３１に入力され、誘導加熱コイル１１，１２，１３に流れるコイル電流ｉＬがＩＬとして帰還されることにより、コイル電流ｉＬの振幅は運転周波数の正弦波信号の波形に収束し、コイル電流ｉＬが負から正に変化する時の位相が各ゾーンで一致する。また、正弦波形を示す電圧指令値Ｖinv＊のゼロクロス点と三角波信号の反転タイミングとは一致している。これにより、逆変換装置３０，３５，３１の出力電圧Ｖinvは、電圧指令値Ｖinv＊がゼロクロスする時に、矩形波状電圧が正負反転するとともに、原点０で正負反転する前後の遷移タイミングとゼロクロス点との間の時間Ｔ１，Ｔ２（図５（ａ））が一致する。
【００４６】
位相角比較器２１５は、ゼロクロス検出器２０５の出力位相と、電圧指令値演算器２０９が出力する電圧指令値Ｖinv＊の位相とを比較する。すなわち、位相角比較器２１５は、電圧指令値Ｖinv＊の正弦波信号とコイル電流ｉＬとの位相差を演算し、電圧−電流位相差θｖ＊を出力する。３０°生成器２１６は、最小位相角である３０°の値を出力する。
【００４７】
比較器２１７は、位相角比較器２１５が出力する電圧−電流位相差θｖ＊と、３０°の値とを比較し、電圧−電流位相差θｖ＊の値が３０°よりも大きいときに、負の一定値を出力し、電圧−電流位相差θｖ＊の値が３０°よりも小さいときに、正の一定値を出力する。このとき、比較器２１７は、他ゾーン（２，３ゾーン）からの電圧−電流位相差と、３０°の値とも比較する。ＰＩ制御器２１８は、比較器２１７の出力信号を比例積分演算し、運転周波数約１ｋＨｚの周波数指令値ｆ＊を電圧指令値演算器２０９に出力する。これにより、電圧−電流位相差θｖ＊の値が３０°よりも大きいときに、周波数指令値ｆ＊が低下するように帰還制御され、電圧−電流位相差θｖ＊の値が３０°よりも小さいときに、周波数指令値ｆ＊が上昇するように帰還制御される。
【００４８】
比較器２１９は、電圧指令値Ｖinv＊と、他ゾーンからの相互誘導電圧Ｖｍの２倍（２Ｖｍ）とを比較して、比較結果を電圧指令値演算器２０９に出力する。ここで、電圧指令値演算器２０９は、他ゾーンからの２Ｖｍよりも電圧指令値Ｖinv＊が小さいとき、電圧指令値Ｖinv＊の値を上昇させるようにマイナーループで制御する。なお、１ゾーンが２，３ゾーンから受ける相互誘導電圧Ｖｍは、Ｖｍ＝（Ｍ１２ｉ２＋Ｍ１３ｉ３）により演算される。
【００４９】
（効果）
本実施形態によれば、最大出力ゾーン（２ゾーン）を対象とする逆変換装置３５は、逆変換装置出力の矩形波電圧の立ち上がりタイミングとコイル電流が負から正に遷移するときのゼロクロスタイミングとの間の位相角が最小値になるよう制御される。
この最小位相角は、隣接ゾーン（１、３ゾーン）から相互誘導電圧（Ｖｍ１２、Ｖｍ３２）を受けたとき、最大出力ゾーンである中央ゾーン（２ゾーン）の逆変換装置３５の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が１，３ゾーンから到来する相互誘導電圧（Ｖｍ１２、Ｖｍ３２）の和よりも大きな値（Ｖinv＞（Ｖｍ１２＋Ｖｍ３２））になるように設定する。
また、隣接ゾーン（１、３ゾーン）は、キュリー点以上でのＨＯＴ時固有共振周波数が、（最大電力ゾーン（２ゾーン）の）冷材時固有共振周波数以下になるようにコンデンサ２１，２２，２３のキャパシタンスを設定する。
すなわち、２ゾーンや３ゾーンから相互誘導電圧（Ｖｍ２１，Ｖｍ３１）を受けたとき、１ゾーンの逆変換装置３０の出力電圧Ｖinvが相互誘導電圧Ｖｍ２１，Ｖｍ３１よりも高い値（Ｖinv＞Ｖｍ２１またはＶinv＞Ｖｍ３１）になるように、コンデンサ２１，２２，２３のキャパシタンスを設定する。
【００５０】
逆変換装置３０，３５，３１は、所定のキャリア周波数でＰＷＭ変調された等価正弦波電圧を発生し、この等価正弦波電圧がＬ−Ｒ時定数により平均化され、誘導加熱コイル１１，１２，１３には略正弦波形のコイル電流が流れる。これにより、逆変換装置３０，３５，３１は、ＺＶＳにすることができるので、転流ダイオードがオン状態からオフ状態になることはなくリカバリ電流が発生しない。そして、逆変換装置３０，３５，３１は、同期制御時定数を共振時定数（Ｔ＝２Ｌ／Ｒ）より長くさせて、コイル電流の周波数が目標運転周波数、及び目標位相になるように、発生する等価正弦波電圧をＰＷＭ制御させる。すなわち、逆変換装置３０，３５，３１は、ＰＷＭ非共振型インバータとして機能する。これにより、高力率運転が可能になり、及びこれによる効率向上や、逆変換装置の低容量化を図ることができる。
【００５１】
（第2実施形態）
前記第１実施形態は、逆変換装置３０，３１にハーフブリッジ回路を用い、逆変換装置３５にフルブリッジ回路を用いて、独立した回路を構成していたが、３ゾーン構成では、３相ＩＰＭ（Intelligent Power Module）モジュールを使用して並列接続することができる。
図７は、ＩＰＭモジュールを用いた逆変換装置、及びビレットヒータの回路図である。
ＩＰＭモジュールは、３相モータを駆動することを目的として、６個のＩＧＢＴと、６個の転流ダイオードとをモジュール化して、汎用化したものである。ＩＰＭモジュール６０は、電源端子Ｖ＋，Ｖ−と、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗと、ゲート端子とを備えている。
【００５２】
誘導加熱装置１０１は、３個の誘導加熱コイル１１，１２，１３の各々に対して、１個のＩＰＭモジュール６０を用いて、ハーフブリッジ回路を３回路構成にしたものであり、電源端子Ｖ＋，Ｖ−の両端に直列接続された電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２が接続され、直流電圧Ｖｄｃが印加される。出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ、コンデンサ２４，２５，２６の一端が接続され、コンデンサ２４，２５，２６の他端が誘導加熱コイル１１，１２，１３の一端に接続され、誘導加熱コイル１１，１２，１３の他端がコンデンサ２７，２８，２９の一端に接続され、コンデンサ２７，２８，２９の他端が一括して、電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２の接続点Ｐに接続されている。なお、コンデンサ２４，２５，２６，２７，２８，２９のキャパシタンスは、コンデンサ２１，２２，２３（図２）のキャパシタンスの２倍である。
【００５３】
ＩＰＭモジュール６０を用いることにより、簡易、小型のＺＣＩＨを実現することができるので、半導体の基板加熱の用途に用いて好適である。
【００５４】
（第３実施形態）
第２実施形態は、ＩＰＭモジュールを１個用いたが、２個以上のＩＰＭモジュールを並列接続して、大容量化を図ることができる。
図８は、第３実施形態のＩＰＭモジュールを用いた逆変換装置、及びビレットヒータ周辺の回路図である。
誘導加熱装置１０２は、２個のＩＰＭモジュール６０ａ、６０ｂと、電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２と、コンデンサ２４ａ，２５ａ，２６ａと、コンデンサ２７，２８，２９と、コンデンサ２４ｂ，２５ｂ，２６ｂと誘導加熱コイル１１，１２，１３とを備える。
【００５５】
ＩＰＭモジュール６０ａ，６０ｂの電源端子Ｖ＋，Ｖ−の両端に直列接続された電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２が接続され、直流電圧Ｖｄｃが印加される。ＩＰＭモジュール６０ａの出力端子Ｕ１、Ｖ１，Ｗ１は、コンデンサ２４ａ，２５ａ，２６ａの一端に接続され、コンデンサ２４ａ，２５ａ，２６ａの他端は、誘導加熱コイル１１，１２，１３の一端、及びコンデンサ２４ｂ，２５ｂ，２６ｂの一端に接続され、誘導加熱コイル１１，１２，１３の他端は、コンデンサ２９，２８，２７の一端に接続され、コンデンサ２９，２８，２７の他端は、一括して電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２の接続点Ｐに接続される。また、コンデンサ２４ｂ，２５ｂ，２６ｂの他端は、ＩＰＭモジュール６０ｂの出力端子Ｕ２、Ｖ２，Ｗ２に接続される。
【００５６】
本実施形態の誘導加熱装置１０２によれば、ＩＰＭモジュール６０ａ，６０ｂを用いたそれぞれの逆変換装置の出力電力が加算されるので、出力増大を図ることができる。
【００５７】
（第４実施形態）
前記第１実施形態は、逆変換装置の電源側に電解コンデンサＣＦ１のみを接続していたが、高次の電流成分が電源側に環流することを防止するために、逆変換装置毎に低域通過フィルタを設けることができる。
図９は、高次共振防止リアクトルを用いた第４実施形態の回路図である。
誘導加熱装置１０３は、第１実施形態と同様に、逆変換装置３０，３５，３１とコンデンサ２１，２２，２３と、誘導加熱コイル１１，１２，１３とを備え、さらに、逆変換装置３０，３５，３１の各々の電源側にＬＣローパスフィルタを構成する高次共振リアクトル７３、及びコンデンサ７４を備え、３個の高次共振リアクトル７３の一端が接続されて、電解コンデンサ７２の一端、及びチョークコイル７１の一端に接続される。チョークコイル７１の他端は、直流電圧Ｖｄｃが印加され、電解コンデンサ７２の他端、及びコンデンサ７４の他端は接地される。
【００５８】
高次共振防止リアクトル７３は、配線のインダクタンス（数μＨ）に追加することにより、コンデンサ７４（例えば、１０００μＦ）とで決まる共振周波数ｆ０を高次共振周波数２ｆ０よりも下げるように、そのインダクタンスを設定する。
これにより、相互誘導起電力Ｖｍの高次共振周波数２ｆ０の成分が、逆変換装置３０，３５，３１の電源側に環流することを防止することができる。
【００５９】
（第５実施形態）
前記各実施形態は、すべてのゾーン（１，２，３ゾーン）で、制御ユニット５０は、逆変換装置３０，３５，３１をＰＷＭ共振インバータとして機能させ、キャリア周波数の矩形波電圧（高周波電圧）を運転周波数の正弦波でＰＷＭ変調させ、等価正弦波を出力していた。加熱中心の２ゾーンは供給電力が多くなるので、制御ユニット５０は、逆変換装置３５を運転周波数の矩形波電圧を出力する電流共振型インバータとして機能させて、損失低減させることができる（特許文献３参照）。
すなわち、制御ユニット５０は、逆変換装置３５に対して、正弦波電流が負から正にゼロクロスするゼロクロスタイミングが矩形波駆動電圧の立ち上がりタイミングよりも遅れる共振電流位相遅れモードになるようにパルス幅を制御している。これにより、逆変換装置３５内部の転流ダイオードの逆回復損失が発生しないようにしている。なお、この場合も、制御ユニット５０は、逆変換装置３０，３１に対してはＰＷＭ共振インバータとして機能させている。
【００６０】
図１０は、矩形波電圧を用いたときの動作を説明するための波形図である。この波形図は、逆変換装置３５の出力電圧Ｖinv（矩形波電圧波形）とその基本波電圧波形とコイル電流波形を示しており、縦軸は電圧・電流であり、横軸は位相（ωｔ）である。逆変換装置３５の出力電圧Ｖinvは、実線で示される正負対称の奇関数波形（矩形波電圧波形）であり、その基本波が、破線の基本波電圧波形として示されている。出力電圧Ｖinvは、最大振幅が±Ｖｄｃであり、基本波電圧波形のゼロクロス点に対して制御角δの位相角が設定されている。すなわち、逆変換装置３５の出力電圧Ｖinvの立ち上がりタイミング及び立ち下がりタイミングの双方と、基本波電圧波形のゼロクロスタイミングとが制御角δの位相差を有している。このとき、基本波電圧波形の振幅は、（４Ｖｄｃ／π）・cosδであり、周波数は運転周波数（１ｋＨｚ）である。
また、破線で示されるコイル電流波形ｉＬは、基本波電圧波形のゼロクロスタイミングよりも位相差θだけ遅れているいる正弦波である。
【００６１】
（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記第１実施形態は、誘導加熱コイル１１，１２，１３に直列にコンデンサ２４，２５，２６を接続していたが、１，３ゾーンの誘導加熱コイル１１，１３にはコンデンサ２４，２６を接続せずに直結することができる。
すなわち、１，３ゾーンは、供給電力が少ないので、コンデンサを追加することによりＰＷＭ非共振インバータとして機能させることができる。１，３ゾーンは、出力電圧Ｖinvを下げて、力率を下げたり、逆変換装置の容量を下げたりする必要が無いからである。
（２）前記第１実施形態は、逆変換装置３０，３５，３１と、コンデンサ２４，２５，２６、及び誘導加熱コイル１１，１２，１３の直列回路とを直接接続していたが、整合変圧器を介して接続することができる。
例えば、電源電圧４００Ｖｄｃのときに出力電圧Ｖinv＝２００Ｖａｃで足りる場合は、整合変圧器によりインバータの出力電流を小さくすることができるという点で有効である。
【００６２】
（３）前記各実施形態は、ビレット１本焼きのビレットヒータ（図１）に電力供給する回路について説明していたが、縦型炉や、パンケーキ型の渦巻きコイルでも使用することができる。
縦型炉では、温度低下しやすい最下段ゾーンが最大出力に設定されるので、最小位相角制御の対象は、最下段ゾーンである。上のゾーンは、固有共振点が最下段ゾーンの固有共振点よりも低くなるようにコンデンサのキャパシタンスを設定する。
パンケーキ型の渦巻きコイルでは、最外周ゾーンが最大出力となるので、最外周ゾーンを位相角一定制御の対象にする。他のゾーンは、固有共振点が最外周ゾーンの固有共振点よりも下になるようにキャパシタンスを設定する。なお、中心コイル（特異点）の運転周波数は２００ｋＨｚ、その他は４０ｋＨｚとする。
【００６３】
（４）前記各実施形態は、金属ビレットの直接、誘導加熱していたが、非磁性体としてのグラファイトを誘導加熱して、半導体ウエハ等を間接加熱することができる。
最大出力を出すゾーンを最小位相角制御を行い、他ゾーンのコンデンサも固有共振点が最下段ゾーンの固有共振点よりも下になるようにキャパシタンスを設定する。
ソレノイドコイルによる縦形グラファイトチューブ加熱や、パンケーキコイルによる円板状グラファイト加熱に使用される。
なお、この場合は、加熱周波数＝約２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚでチョッパ＋共振型インバータを用いる、ことが好ましい。
【符号の説明】
【００６４】
１０ ビレットヒータ
１１，１２，１３ 誘導加熱コイル
２０ コンデンサユニット
２１，２２，２３，２４ａ，２４ｂ，２５ａ，２５ｂ，２６ａ，２６ｂ 直列コンデンサ
３０，３０ａ，３０ｂ，３１，３１ａ，３１ｂ，３５，３５ａ，３５ｂ， 逆変換装置
４０ 順変換装置
４１ ダイオードブリッジ
４２ 電解コンデンサ
４５ チョッパ
５０，５０ａ，５０ｂ 制御ユニット
５５，５６，５７ Ａ／Ｄ変換器
６０，６０ａ，６０ｂ ＩＰＭモジュール
７１，７３ リアクトル
７２，７４ コンデンサ
１００，１０１，１０２，１０３ 誘導加熱装置
２０１ 振幅演算ユニット
２０２ 目標電流生成器
２０３ 加算器
２０４，２０８，２１８ ＰＩ制御器
２０５ ゼロクロス検出ユニット
２０６ 電流同期用基準位相信号生成器
２０７ 同期ズレ検出ユニット
２０９ 電圧指令値演算器
２１０ 三角波比較器
２１１ 周波数設定器
２１５ 位相角比較器
２１６ ３０°設定器
２１７、２１９ 比較器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱コイルに高周波電力を供給する逆変換装置を備える誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及び制御プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ビレット（鋳塊）に鍛造や圧延、押出しを行って種々の製品に仕上げる前には、例えば整定温度１２５０℃までビレットを加熱して軟化させる必要がある。単一コイルで、棒状のビレットを整定温度に保とうとすると、温度分布が不均一になるので、スタンバイ時、スタンバイ時〜通常加熱に移行する場合など、過渡時に所定温度にならない無駄焼き材が発生することがある。また、両端部を整定温度に保とうとすると、中央部が高温になり、炉自体が溶解することもある。そこで、誘導加熱コイルを複数に分割して、分割された誘導加熱コイルごとに個別に高周波電源（例えば、インバータ）を接続して電力制御を行う誘導加熱装置が用いられる。
ところが、分割された各々の誘導加熱コイルは、誘導加熱コイル間の温度低下を防止するために、互いに近接させているので、相互インダクタンスＭが存在し、相互誘導電圧が発生する状態となる。そのため、各インバータは、相互インダクタンスＭを介して並列運転される状態となり、インバータ相互間で電流位相にズレがある場合はインバータ相互間で電力の授受が生じることがある。すなわち、各インバータの電流位相のズレによって、分割された誘導加熱コイル間で磁界に位相差が生じるため、隣接する誘導加熱コイルの境界付近で磁界が弱まり、誘導加熱電力による発熱密度が低下する。その結果、被加熱物（ビレットやウェハ）の表面に温度ムラが生じるおそれがある。
【０００３】
そこで、隣接する誘導加熱コイル間に相互インダクタンスＭが存在して相互誘導電圧が生じる状況下でも、インバータ相互間に循環電流が流れないようにすると共に、分割された誘導加熱コイルの境界付近で発熱密度が低下しないようにして、誘導加熱電力の適正な制御を行うことが可能な「ゾーンコントロール誘導加熱（Zone Controlled Induction Heating：ＺＣＩＨ）」の技術が発明者等によって提案された（例えば、特許文献１参照）。このＺＣＩＨの技術によれば、各電源ユニットは、それぞれ、降圧チョッパと電圧形インバータ（以下、単にインバータという）とを備えて構成されている。そして、複数の電力供給ゾーンに分割された各電源ユニットは、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに個別に接続されて電力供給を行っている。
【０００４】
このとき、各電源ユニットにおけるそれぞれのインバータは、電流同期制御（つまり、電流位相の同期制御）され、各インバータに流れる電流位相を一致させることにより、複数のインバータ相互間に循環電流が流れないようにしている。言い換えると、複数のインバータ相互間で電流の授受を起こさないようにして、インバータに流れ込む回生電力によって過電圧が発生することのないようにしている。また、インバータは、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに流れる電流位相を一致させることにより、各誘導加熱コイルの境界付近で誘導加熱電力による発熱密度が急激に低下しないようにしている。
【０００５】
さらに、各降圧チョッパは、それぞれのインバータの入力直流電圧を可変することにより、各インバータの電流振幅制御を行い、各誘導加熱コイルに供給する誘導加熱電力の制御を行っている。すなわち、特許文献１に開示されたＺＣＩＨの技術は、各降圧チョッパごとに電流振幅制御を行うことにより、各ゾーンごとに誘導加熱コイルの電力制御を行い、各インバータの電流同期制御によって、複数のインバータ相互間の循環電流の抑制と、各誘導加熱コイルの境界付近での誘導加熱電力による発熱密度の均一化とを図っている。このようなＺＣＩＨの技術を用いて、降圧チョッパの制御系とインバータの制御系とが個別の制御を行うことで、被加熱物上の発熱分布を任意に制御することが可能となる。すなわち、特許文献１に開示されたＺＣＩＨの技術によって、急速かつ精密な温度制御、及び温度分布制御を行うことが可能となる。
【０００６】
また、特許文献２には、複数の誘導加熱コイルに個別に接続したインバータに同時に直流電力を供給し、複数の誘導加熱コイルを同時に稼働させる技術が開示されている。具体的にこの技術は、直列共振回路に接続された各インバータからの出力電流のゼロクロスを検出し、各インバータの出力電流が負から正に変化するゼロクロスタイミングと、基準パルスの立ち上がりタイミングとを比較するようになっている。この技術は、比較により個別に算出される基準パルスからの位相差が０となるように、あるいは０に近づくように出力電流の周波数を調整することで各インバータの出力電流を同期させるものである。また、この技術は、各インバータの出力電流が同期した後には、インバータの出力電圧を増減させることで各誘導加熱コイルに流す電流の制御を行い、加熱対象物の温度分布の均一化を図るというものである。
【０００７】
特許文献１，２に記載の技術のインバータは、過熱コイルと直列にコンデンサを接続し、電流共振逆変換装置を構成すると共に、各インバータにチョッパを接続することにより、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）を実現し、転流ダイオードのリカバリ損失を低減していた。
【０００８】
また、特許文献３には、直流電力を供給する電源として単一の順変換装置（チョッパ）を複数の電流共振型逆変換装置に接続し、複数の共振型逆変換装置に共通に印加される電源電圧を変化させ、矩形波電圧の立ち上がりタイミングと共振電流のゼロクロスタイミングとの位相差を長くすることにより、ＺＶＳを実現した回路が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００７−２６７５０号公報
【特許文献２】特開２００４−１４６２８３号公報
【特許文献３】特開２０１０−２８７４４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１，２の技術は、各インバータの前段にチョッパを備えているので、装置が大がかりになるという問題があった。
また、従来のＺＣＩＨは、半導体用途であり、小型であるので、直列インダクタのインダクタンスが小さく、高周波向きである。このため、運転周波数が比較的低周波で、きわめて大容量の金属分野ＺＣＩＨには適用困難である。
また、直列コンデンサを介せず、誘導加熱コイルを直接接続している一般のＰＷＭインバータは、隣接する誘導加熱コイルから到来する相互誘導電圧以上の電圧を発生する必要があり、インバータ容量が大きくなるという問題点がある。
【００１１】
ところで、ビレットは、キュリー点を超えるような温度上昇による磁性体から非磁性体への変化や、被加熱物の形状変化（空隙変化）に起因する位相角変化（位相角低下）があり、固有共振周波数が高くなると共に、共振電流が約３倍になる特性を有する。
冷材 ＨＯＴ材 空芯コイル
等価抵抗 Ｒ（比率） １ ０．３ ０．１５ （約７倍）
インダクタンス Ｌ（μＨ） １１８ ８４ １１０
【００１２】
固有共振周波数が変化するため、位相が変化し、常に位相遅れモードになる最小位相角にすることができないという問題があった。
【００１３】
この点、特許文献３の技術は、単一のチョッパを用いて、複数の共振型逆変換装置に共通に印加される電源電圧を変化させることにより、矩形波電圧の立ち上がりタイミングと共振電流のゼロクロスタイミングとの間の位相差を長くしていた。すなわち、共振型逆変換装置に印加される電源電圧を変化させない限り、最大電力を供給する逆変換装置を最小位相角にすることができないという問題があった。
【００１４】
また、急速加熱を行うビレット１本焼きは、共振電流が約３倍になるという特性から、電力ピーク値が大きくなる。インバータに順変換装置を１対１に設ける構成では、順変換装置やリアクトル、コンデンサまで大容量になり、高コストになるという問題が生じる。
【００１５】
そこで、本発明は、電源電圧を変化させることなく、振幅制御された略正弦波電流を誘導加熱コイルに流すことができる誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及び制御プログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前記課題を解決するため、本発明は、同期制御時定数を共振時定数（Ｔ＝２Ｌ／Ｒ）より長くし、出力電流の時間積分値（すなわち、平均値）が目標正弦波電流になるように、出力電圧をＰＷＭ制御する（ＰＷＭ非共振型インバータ）。これにより、逆変換装置は、ＰＷＭ変調された等価正弦波電圧（高周波電圧）が発生し、この等価正弦波電圧がＬ−Ｒ時定数により平均化され、誘導加熱コイルには略正弦波電流が流れる。
複数ゾーンの場合は、最大電力ゾーン（例えば、２ゾーン）を共振型ＰＷＭインバータとし、最小位相角制御を行う。チョッパ無しでも隣接ゾーンを出力制御することができるので、周波数同一かつ電流同期させつつ、共振電流位相遅れモードにすることができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、電源電圧を変化させることなく、振幅制御された略正弦波電流を誘導加熱コイルに流すことができる。このため、複数の誘導加熱コイル、及び複数の逆変換装置を用いた場合、固有共振周波数に追随させて、各誘導加熱コイルに流れる略共振電流を位相遅れモードにすることができる。なお、最大電力を供給する逆変換装置は、最小位相角制御を行うことにより変換器容量を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施形態である誘導加熱装置に使用されるビレットヒータの断面図である。
【図２】本発明の一実施形態である誘導加熱装置の動作を説明するための等価回路図、及びベクトル図である。
【図３】本発明の一実施形態である誘導加熱装置の構成図である。
【図４】冷材とＨＯＴ材とで相違する共振特性を説明するための周波数特性図である。
【図５】等価正弦波電圧、及び平均値制御を説明するための説明図である。
【図６】逆変換装置を制御する制御ユニットのブロック構成図である。
【図７】ＩＰＭモジュールを用いた第２実施形態の回路図である。
【図８】ＩＰＭモジュールを用いた第３実施形態の回路図である。
【図９】高次共振防止リアクトルを用いた第４実施形態の回路図である。
【図１０】矩形波電圧を用いたときの動作を説明するための波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面を参照して、本発明の本実施形態につき詳細に説明する。なお、各図は、本発明を十分に理解できる程度に、概略的に示してあるに過ぎない。よって、本発明は、図示例のみに限定されるものではない。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。
【００２０】
（第１実施形態）
（全体構成）
図１（ａ）（ｂ）は、本発明の一実施形態である誘導加熱装置に使用されるビレットヒータの構造図であり、図２は、ビレットヒータの等価回路図、及び動作を説明するためのベクトル図であり、図３は、誘導加熱装置の回路構成図である。
図１（ａ）（ｂ）に示すように、ビレットヒータ１０は、加熱対象の円柱状のビレット（鋳塊）１を中心として、同心円状の耐火材、及び断熱材を備え、断熱材の外周表面に誘導加熱コイルが巻回されて構成されている。この耐火材、及び断熱材は、高温に熱せられたビレットの放熱を回避すると共に、コイル素線を溶断させないようにしている。なお、ビレット１の径は直径５５ｍｍである。
図１（ａ）の軸方向断面図において、誘導加熱コイルは、１ゾーンから３ゾーンまで、空隙を介して３分割されており、分割された誘導加熱コイル１１，１２，１３から構成されている。なお、誘導加熱コイル１２を誘導加熱中央コイルとい、誘導加熱コイル１１，１３を誘導加熱隣接コイルということがある。
【００２１】
ビレット１を誘導加熱する場合、渦電流損が発生するので、誘導加熱コイル１１，１２，１３は、等価インダクタと等価抵抗器との直列回路で等価的に表現される（図２（ａ））。また、図３に示すように、誘導加熱コイル１１，１２，１３は、それぞれ直列にコンデンサ２１，２２，２３が接続されている。したがって、誘導加熱コイル１１，１２，１３、及びコンデンサ２１，２２，２３の直列回路は、ＲＬＣ直列共振回路と等価的に表され、その一端に出力電圧Ｖinvのインバータ電源Ｅinvが接続され、他端に相互誘導電圧Ｖｍの交流電源Ｅｍが接続されて表現される（図２（ａ））。これにより、インバータ電流Ｉｉｎ（実線矢印）が流れ、逆方向に相互誘導電流Ｉｍ（破線矢印）が流れる。逆方向電流を流さないために、逆変換装置３０，３５，３１（図３）の出力電圧Ｖinvは、相互誘導電圧Ｖｍよりも高くなければならない。
【００２２】
また、整定温度（１２５０°Ｃ）では、キュリー点（７４０°Ｃ〜７７０°Ｃ）を超えているので、ビレット１は、磁性体から非磁性体に変化する。このため、固有共振周波数が高くなると共に、共振電流が約３倍になる。相互誘導電圧Ｖｍが周波数により位相が３６０°変化し、円形の軌跡を示すので（図２（ｂ））、インバータ（逆変換装置３５）の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）がどのような周波数でも遅れ位相（すなわち、共振電流が進み位相）にならないようにするためには、出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が隣接ゾーン（１，３ゾーン）から到来する相互誘導電圧Ｖｍ１２，Ｖｍ３２の和よりも大きな値（Ｖinv＞（Ｖｍ１２＋Ｖｍ３２））になるように設定する。１，３ゾーンから到来する相互誘導電圧Ｖｍ１２，Ｖｍ３２が等しいとき、Ｖinv＞２｜Ｖｍ｜となり、Ｖinv＝２｜Ｖｍ｜のときの位相角は、３０°である（図２（ｃ）のａ点）。
【００２３】
図３の回路構成図において、本発明の一実施形態である誘導加熱装置１００は、２組のビレットヒータ１０（１０ａ、１０ｂ）と、２組のコンデンサユニット２０（２０ａ、２０ｂ）と、２組の逆変換装置３０（３０ａ，３０ｂ）、３５（３５ａ，３５ｂ）、３１（３１ａ，３１ｂ）と、順変換装置４０と、制御ユニット５０とを備えて構成される。
【００２４】
ビレットヒータ１０は、図１を用いて説明したように、インダクタンスをＬ１，Ｌ２，Ｌ３の誘導加熱コイル１１，１２，１３を備え、誘導加熱コイル１１，１２の相互インダクタンスをＭ１２とし、誘導加熱コイルＬ２，Ｌ３の相互インダクタンスをＭ２３とする。なお、誘導加熱コイル１１，１３との間の距離は長いので、その相互インダクタンスは無視する。
【００２５】
コンデンサユニット２０は、キャパシタンスＣ０１、Ｃ０２，Ｃ０３の３つのコンデンサ２１，２２，２３を内蔵している。コンデンサ２１，２２，２３は、それぞれ誘導加熱コイル１１，１２，１３と直列接続されており、ＬＣ共振回路を構成している。
【００２６】
図４は、ビレットの冷材とＨＯＴ材とで変化する周波数特性を示す各ゾーンの周波数−電流特性図であり、図４（ａ）は１，３ゾーンの冷材の特性を示し、図４（ｂ）は１，３ゾーンのＨＯＴ材の特性を示し、図４（ｃ）は２ゾーンの冷材の特性を示し、図４（ｄ）は２ゾーンのＨＯＴ材の特性を示している。図からわかるように、ＨＯＴ材の方が冷材よりも電流が３倍に増加している。
【００２７】
図４（ｂ）（ｃ）に示すように、１，３ゾーンのＨＯＴ時固有共振周波数（３５０Ｈｚ）が、最大電力ゾーン（２ゾーン）の冷材時固有共振周波数（４００Ｈｚ）よりも低くなるようにコンデンサ２１，２２，２３（図３）のキャパシタンスＣ０１，Ｃ０２，Ｃ０３を設定する。
言い換えれば、１ゾーンに２，３ゾーンから相互誘導電圧（それぞれ、Ｖｍ２１、Ｖｍ３１）を受けたとき、１，３ゾーンの逆変換装置３０の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が、２、３ゾーンから到来する相互誘導電圧よりも高い値（Ｖinv＞Ｖｍ２１またはＶinv＞Ｖｍ３１）になるように、コンデンサ２１，２２のキャパシタンスを設定する。同様に、３ゾーンの逆変換装置３１の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が、２，１ゾーンから到来する相互誘導電圧よりも高い値（Ｖinv＞Ｖｍ２３またはＶinv＞Ｖｍ１３）になるように、コンデンサ２２，２３のキャパシタンスを設定する。
【００２８】
また、ＨＯＴ材の方が冷材よりも共振周波数が高くなるので、図４（ｃ）（ｄ）からわかるように、インバータ電圧Ｖinvを同一にしつつ、各々のゾーンで固有共振周波数の変化に追随させる制御を行うことにより、各ゾーンの共振電流を同等にすることができる。
すなわち、２ゾーンにおいて、固有共振点４００Ｈｚの冷材が、加熱され、ＨＯＴ材になると、共振電流が３倍に増加すると共に、固有共振点が５５０Ｈｚまで上昇する。５５０Ｈｚの固有共振点に追随させることにより、共振電流が減少して、冷材の共振電流と同等に制御できる。このとき、１，３ゾーンは、固有共振周波数が３５０Ｈｚに低く設定されているが、２ゾーンと同一周波数の５５０Ｈｚで駆動することになるので、共振電流がさらに低減する。すなわち、２ゾーンから１，３ゾーンが受ける相互誘導電圧は変化しないので、逆変換装置３０，３１の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）は、低減する。
【００２９】
図３に示す逆変換装置３０（３１）は、直列接続された電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２と、２個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１１，Ｑ１２（Ｑ３１，Ｑ３２）とを備え、ハーフブリッジ回路を構成し、コンデンサ２１，２３を介して、誘導加熱コイル１１，１３に電力を供給している。
【００３０】
逆変換装置３０（３１）は、トランジスタＱ１１のエミッタ端とトランジスタＱ１２のコレクタ端とが接続され、トランジスタＱ１１のコレクタ端とトランジスタＱ１２のエミッタ端との間に直流電圧Ｖｄｃが印加され、直列接続された電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２に直流電圧Ｖｄｃが印加される。
誘導加熱装置１００は、トランジスタＱ１１のエミッタ端、及びトランジスタＱ１２のコレクタ端の接続点と、コンデンサ２１の一端とが接続され、コンデンサ２１の他端と誘導加熱コイル１１の一端とが接続され、誘導加熱コイル１１の他端と電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２の接続点Ｐとが接続されている。
【００３１】
逆変換装置３５は、単一の電解コンデンサＣＦ３と、４個のトランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４とを備え、フルブリッジ回路を構成し、コンデンサ２２を介して誘導加熱コイル１２に、逆変換装置３０，３１よりも大きな電力を供給している。
逆変換装置３５は、トランジスタＱ２１のエミッタ端とトランジスタＱ２２のコレクタ端とが接続され、トランジスタＱ２３のエミッタ端とトランジスタＱ２４のコレクタ端とが接続され、トランジスタＱ２１，Ｑ２３のコレクタ端とトランジスタＱ２２，Ｑ２４のエミッタ端とに直流電圧Ｖｄｃが印加され、電解コンデンサＣＦ３に直流電圧Ｖｄｃが印加される。トランジスタＱ２３のエミッタ端とトランジスタＱ２４のコレクタ端との接続点とコンデンサ２２の一端とが接続され、コンデンサ２２の他端と誘導加熱コイル１２の一端とが接続されている。
また、トランジスタＱ２１のエミッタ端とトランジスタＱ２２のコレクタ端との接続点と、誘導加熱コイル１２の他端とが接続されている。
【００３２】
逆変換装置３１は逆変換装置３０と同様の構成であり、逆変換装置３０ｂ，３５ｂ，３１ｂは逆変換装置３０ａ，３５ａ，３１ａと同一構成である。
順変換装置４０は、ダイオードブリッジにより構成され、商用電源ＡＣを用いて直流電圧Ｖｄｃを発生させて、第１の逆変換装置集合体（逆変換装置３０ａ，３５ａ，３１ａ）及び第２の逆変換装置集合体（逆変換装置３０ｂ，３５ｂ，３１ｂ）に電力供給を行っている。なお、順変換装置４０は、チョッパを用いておらず、逆変換装置３０ａ，３５ａ，３１ａには、同一の固定直流電圧Ｖｄｃが印加される。
【００３３】
なお、コンデンサ２１，２２，２３は、図４を用いて前記したように、１，３ゾーンのＨＯＴ時固有共振周波数が、最大電力ゾーン（２ゾーン）の冷材時固有共振周波数よりも低くなるようにキャパシタンスＣ０１，Ｃ０２，Ｃ０３を設定する。
【００３４】
（制御ユニットの機能）
制御ユニット５０は、逆変換装置３０，３１，３５内部のトランジスタ（ＩＧＢＴ）のゲートを制御するゲート信号を生成するものであり、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）により構成され、ＣＰＵが所定のプログラムを実行することにより、下記の機能を実現する。
【００３５】
１）全ゾーンを同一周波数、電流同期で運転する。
分割された誘導加熱コイル１１，１２，１３は互いに近接しているので、相互誘導インダクタンスＭ１２，Ｍ２３が存在し、相互誘導電圧Ｖｍが発生する状態となる。逆変換装置相互間で生じる電力の授受に伴って発生する誘導加熱コイル間での磁界の位相差を回避するために、１，２，３ゾーンを同一周波数で、かつ同期された正弦波電流で運転する。これにより、局所的に発熱量が低下して発熱ムラが発生する現象が回避される。
【００３６】
２）制御ユニット５０は、逆変換装置３０，３１をＰＷＭ非共振インバータとして機能させ、逆変換装置３５をＰＷＭ共振インバータとして機能させている。具体的には、逆変換装置３０，３５，３１は、ＺＶＳを実現する必要があるので、所定のキャリア周波数の矩形波電圧を所定の運転周波数の正弦波信号（Ｓｉｎωｔ）でＰＷＭ変調した矩形波状の等価正弦波電圧（フルブリッジ回路である逆変換装置３５では図５（ａ））を発生する。この等価正弦波電圧は、Ｌ−Ｒ時定数（（Ｌ１−Ｃ０１）Ｒ時定数）により平均化され、誘導加熱コイル１１，１２，１３には略正弦波形のコイル電流が流れる。そして、制御ユニット５０は、同期制御時定数を共振時定数（Ｔ＝２Ｌ／Ｒ）より長くさせる平均値制御を行い（図５（ｂ）参照）、コイル電流の周波数が目標運転周波数、及び目標位相になるように、逆変換装置３０，３５，３１の等価正弦波電圧を帰還制御する。なお、この目標位相は、等価正弦波を生成する正弦波信号が負から正に遷移するゼロクロス点と、略正弦波形のコイル電流が負から正に遷移するゼロクロス点との間の位相をいう。このように、制御ユニット５０は、ＰＷＭ制御により、キャリヤ周波数８ｋＨｚの三角波信号を用いて、運転周波数１ｋＨｚの等価正弦波信号を生成して、逆変換装置３０，３５，３１内部のＩＧＢＴのゲートを制御している。
【００３７】
しかしながら、逆変換装置３０，３５，３１（特に、出力電力の大きな逆変換装置３５）は、固定電源電圧でＺＶＳを実現する必要があるので、制御ユニット５０は、ＰＷＭ制御で等価正弦波電圧を発生し、誘導加熱コイル１１，１３のＬ−Ｒ時定数（（Ｌ１−Ｃ０１）Ｒ時定数）により、略正弦波電流を流し、位相制御を行う。
具体的には、逆変換装置３０，３１は、同期制御時定数を共振時定数より長くして平均値制御（図５参照）を行っている。すなわち、制御ユニット５０は、ＰＷＭ制御により、キャリヤ周波数８ｋＨｚの三角波信号を用いて、周波数１ｋＨｚの等価正弦波信号を生成して、逆変換装置３０，３１内部のＩＧＢＴのゲートを制御している。
【００３８】
３）最小位相角制御
最大電力を出力する２ゾーンの逆変換装置３５は、固有共振周波数に追随させつつ最小位相角制御を行っている。以下、最小位相角制御について説明する。
最大出力ゾーン（２ゾーン）の最小位相角（例えば、３０°）となるように制御する。
具体的には、前記したように、最小位相角は、出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が隣接ゾーン（１，３ゾーン）から到来する相互誘導電圧Ｖｍ１２，Ｖｍ３２の和よりも大きな値（Ｖinv＞（Ｖｍ１２＋Ｖｍ３２））になるように設定する。１，３ゾーンから到来する相互誘導電圧Ｖｍ１２，Ｖｍ３２が等しいとき、Ｖinv＞２｜Ｖｍ｜となり（図２（ｃ））、このときの最小位相角は、３０°である。
【００３９】
なお、固有共振周波数の変化があっても、常に他ゾーンから到来する相互誘導電圧Ｖｍに勝るインバータ電圧Ｖinvを出すために、十分大きな位相角となる固定周波数で運転することも考えられる。しかしながら、以下の問題点が生じる。
ａ）十分に大きな位相角を付けていたので、高力率運転することができない。
ｂ）相互誘導電圧Ｖｍを超えるインバータ電圧Ｖinvを発生していたので、電圧電流定格（実効電力Ｖｄｃ×Ｉｄｃ）に余裕が必要である。
【００４０】
また、ＺＣＩＨでは、定格電力に対し最大比率で出力するゾーンが最小位相角となるので、１，３ゾーンのＨＯＴ材の固有共振点（３５０Ｈｚ）が２ゾーンの冷材の固有共振点（４００Ｈｚ）よりも低くなるようにキャパシタンスを設定する（図２（ａ））。なお、１，３ゾーンは、コイル電圧が低いので、コンデンサが無くてもよい。
【００４１】
（制御ユニットの構成）
次に、逆変換装置３０，３１，３５の制御を行うための制御ユニット５０の構成を具体的に説明する。
図６は、逆変換装置３０，３１，３５を制御する制御ユニット５０（５０ａ）のブロック構成図であり、１，３ゾーンを制御する制御ユニットの構成図を示すが、２ゾーンの制御ユニットの構成図も同様である。制御ユニット５０aは、外部にＡ／Ｄ変換器を備え、コイル電流ｉＬを検出する。
【００４２】
制御ユニット５０ａは、振幅演算器２０１と、目標電流生成器２０２と、加算器２０３と、ＰＩ演算器２０４，２０８と、ゼロクロス検出器２０５と、電流同期用基準位相信号生成器２０６と、同期ズレ検出器２０７と、電圧指令値演算器２０９と、三角波比較器２１０と、周波数設定器２１１、位相角比較器２１５と、３０°基準値生成器２１６と、比較器２１７，２１９と、ＰＩ制御器２１８とを備える。
【００４３】
振幅演算器２０１は、コイル電流ｉＬをＡ／Ｄ変換した変換値ＩＬの振幅を演算する。目標電流生成器２０２は、コイル電流ｉＬの目標値を生成する。加算器２０３は、目標電流生成器２０２の出力波形から、振幅演算器２０１の出力値を減算して誤差信号を出力する。ＰＩ制御器２０４は、加算器２０３が出力する誤差信号を比例積分演算する。
【００４４】
ゼロクロス検出器２０５は、コイル電流ｉＬをＡ／Ｄ変換した値ＩＬを用いて、コイル電流ｉＬが負から正に変化する時のゼロクロス点を演算する。電流同期用基準位相信号生成器２０６は、誘導加熱コイル１１，１２，１３に流れるコイル電流を同期させるために、目標電流生成器２０２との位相差の基準値を出力する。この基準値は、２ゾーンの場合は、３０°の最小位相角に設定され、１，３ゾーンの場合は、消費電力が小さいので最小位相角よりも大きな値でもよい。
同期ズレ検出器２０７は、電流同期用基準位相信号生成器２０６の出力値と、ゼロクロス検出器２０５の出力値との間の差分（同期ズレ）を検出する。ＰＩ制御器２０８は、同期ズレ検出器２０６の出力偏差を比例積分演算する。
【００４５】
電圧指令値演算器２０９は、ＰＩ制御器２０４，２０８の出力信号、及び周波数指令値ｆ＊に基づいて、運転周波数１ｋＨｚの正弦波形を示す電圧指令値Ｖinv＊を生成する。周波数設定器２１１は、キャリア周波数８ｋＨｚの値を出力する。三角波比較器２１０は、電圧指令値Ｖinv＊と周波数設定器２１１が設定したキャリア周波数の三角波信号とを比較して、ＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭ制御信号制御信号が、逆変換装置３０，３５，３１に入力され、誘導加熱コイル１１，１２，１３に流れるコイル電流ｉＬがＩＬとして帰還されることにより、コイル電流ｉＬの振幅は運転周波数の正弦波信号の波形に収束し、コイル電流ｉＬが負から正に変化する時の位相が各ゾーンで一致する。また、正弦波形を示す電圧指令値Ｖinv＊のゼロクロス点と三角波信号の反転タイミングとは一致している。これにより、逆変換装置３０，３５，３１の出力電圧Ｖinvは、電圧指令値Ｖinv＊がゼロクロスする時に、矩形波状電圧が正負反転するとともに、原点０で正負反転する前後の遷移タイミングとゼロクロス点との間の時間Ｔ１，Ｔ２（図５（ａ））が一致する。
【００４６】
位相角比較器２１５は、ゼロクロス検出器２０５の出力位相と、電圧指令値演算器２０９が出力する電圧指令値Ｖinv＊の位相とを比較する。すなわち、位相角比較器２１５は、電圧指令値Ｖinv＊の正弦波信号とコイル電流ｉＬとの位相差を演算し、電圧−電流位相差θｖ＊を出力する。３０°生成器２１６は、最小位相角である３０°の値を出力する。
【００４７】
比較器２１７は、位相角比較器２１５が出力する電圧−電流位相差θｖ＊と、３０°の値とを比較し、電圧−電流位相差θｖ＊の値が３０°よりも大きいときに、負の一定値を出力し、電圧−電流位相差θｖ＊の値が３０°よりも小さいときに、正の一定値を出力する。このとき、比較器２１７は、他ゾーン（２，３ゾーン）からの電圧−電流位相差と、３０°の値とも比較する。ＰＩ制御器２１８は、比較器２１７の出力信号を比例積分演算し、運転周波数約１ｋＨｚの周波数指令値ｆ＊を電圧指令値演算器２０９に出力する。これにより、電圧−電流位相差θｖ＊の値が３０°よりも大きいときに、周波数指令値ｆ＊が低下するように帰還制御され、電圧−電流位相差θｖ＊の値が３０°よりも小さいときに、周波数指令値ｆ＊が上昇するように帰還制御される。
【００４８】
比較器２１９は、電圧指令値Ｖinv＊と、他ゾーンからの相互誘導電圧Ｖｍの２倍（２Ｖｍ）とを比較して、比較結果を電圧指令値演算器２０９に出力する。ここで、電圧指令値演算器２０９は、他ゾーンからの２Ｖｍよりも電圧指令値Ｖinv＊が小さいとき、電圧指令値Ｖinv＊の値を上昇させるようにマイナーループで制御する。なお、１ゾーンが２，３ゾーンから受ける相互誘導電圧Ｖｍは、Ｖｍ＝（Ｍ１２ｉ２＋Ｍ１３ｉ３）により演算される。
【００４９】
（効果）
本実施形態によれば、最大出力ゾーン（２ゾーン）を対象とする逆変換装置３５は、逆変換装置出力の矩形波電圧の立ち上がりタイミングとコイル電流が負から正に遷移するときのゼロクロスタイミングとの間の位相角が最小値になるよう制御される。
この最小位相角は、隣接ゾーン（１、３ゾーン）から相互誘導電圧（Ｖｍ１２、Ｖｍ３２）を受けたとき、最大出力ゾーンである中央ゾーン（２ゾーン）の逆変換装置３５の出力電圧（インバータ電圧Ｖinv）が１，３ゾーンから到来する相互誘導電圧（Ｖｍ１２、Ｖｍ３２）の和よりも大きな値（Ｖinv＞（Ｖｍ１２＋Ｖｍ３２））になるように設定する。
また、隣接ゾーン（１、３ゾーン）は、キュリー点以上でのＨＯＴ時固有共振周波数が、（最大電力ゾーン（２ゾーン）の）冷材時固有共振周波数以下になるようにコンデンサ２１，２２，２３のキャパシタンスを設定する。
すなわち、２ゾーンや３ゾーンから相互誘導電圧（Ｖｍ２１，Ｖｍ３１）を受けたとき、１ゾーンの逆変換装置３０の出力電圧Ｖinvが相互誘導電圧Ｖｍ２１，Ｖｍ３１よりも高い値（Ｖinv＞Ｖｍ２１またはＶinv＞Ｖｍ３１）になるように、コンデンサ２１，２２，２３のキャパシタンスを設定する。
【００５０】
逆変換装置３０，３５，３１は、所定のキャリア周波数でＰＷＭ変調された等価正弦波電圧を発生し、この等価正弦波電圧がＬ−Ｒ時定数により平均化され、誘導加熱コイル１１，１２，１３には略正弦波形のコイル電流が流れる。これにより、逆変換装置３０，３５，３１は、ＺＶＳにすることができるので、転流ダイオードがオン状態からオフ状態になることはなくリカバリ電流が発生しない。そして、逆変換装置３０，３５，３１は、同期制御時定数を共振時定数（Ｔ＝２Ｌ／Ｒ）より長くさせて、コイル電流の周波数が目標運転周波数、及び目標位相になるように、発生する等価正弦波電圧をＰＷＭ制御させる。すなわち、逆変換装置３０，３５，３１は、ＰＷＭ非共振型インバータとして機能する。これにより、高力率運転が可能になり、及びこれによる効率向上や、逆変換装置の低容量化を図ることができる。
【００５１】
（第2実施形態）
前記第１実施形態は、逆変換装置３０，３１にハーフブリッジ回路を用い、逆変換装置３５にフルブリッジ回路を用いて、独立した回路を構成していたが、３ゾーン構成では、３相ＩＰＭ（Intelligent Power Module）モジュールを使用して並列接続することができる。
図７は、ＩＰＭモジュールを用いた逆変換装置、及びビレットヒータの回路図である。
ＩＰＭモジュールは、３相モータを駆動することを目的として、６個のＩＧＢＴと、６個の転流ダイオードとをモジュール化して、汎用化したものである。ＩＰＭモジュール６０は、電源端子Ｖ＋，Ｖ−と、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗと、ゲート端子とを備えている。
【００５２】
誘導加熱装置１０１は、３個の誘導加熱コイル１１，１２，１３の各々に対して、１個のＩＰＭモジュール６０を用いて、ハーフブリッジ回路を３回路構成にしたものであり、電源端子Ｖ＋，Ｖ−の両端に直列接続された電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２が接続され、直流電圧Ｖｄｃが印加される。出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ、コンデンサ２４，２５，２６の一端が接続され、コンデンサ２４，２５，２６の他端が誘導加熱コイル１１，１２，１３の一端に接続され、誘導加熱コイル１１，１２，１３の他端がコンデンサ２７，２８，２９の一端に接続され、コンデンサ２７，２８，２９の他端が一括して、電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２の接続点Ｐに接続されている。なお、コンデンサ２４，２５，２６，２７，２８，２９のキャパシタンスは、コンデンサ２１，２２，２３（図２）のキャパシタンスの２倍である。
【００５３】
ＩＰＭモジュール６０を用いることにより、簡易、小型のＺＣＩＨを実現することができるので、半導体の基板加熱の用途に用いて好適である。
【００５４】
（第３実施形態）
第２実施形態は、ＩＰＭモジュールを１個用いたが、２個以上のＩＰＭモジュールを並列接続して、大容量化を図ることができる。
図８は、第３実施形態のＩＰＭモジュールを用いた逆変換装置、及びビレットヒータ周辺の回路図である。
誘導加熱装置１０２は、２個のＩＰＭモジュール６０ａ、６０ｂと、電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２と、コンデンサ２４ａ，２５ａ，２６ａと、コンデンサ２７，２８，２９と、コンデンサ２４ｂ，２５ｂ，２６ｂと誘導加熱コイル１１，１２，１３とを備える。
【００５５】
ＩＰＭモジュール６０ａ，６０ｂの電源端子Ｖ＋，Ｖ−の両端に直列接続された電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２が接続され、直流電圧Ｖｄｃが印加される。ＩＰＭモジュール６０ａの出力端子Ｕ１、Ｖ１，Ｗ１は、コンデンサ２４ａ，２５ａ，２６ａの一端に接続され、コンデンサ２４ａ，２５ａ，２６ａの他端は、誘導加熱コイル１１，１２，１３の一端、及びコンデンサ２４ｂ，２５ｂ，２６ｂの一端に接続され、誘導加熱コイル１１，１２，１３の他端は、コンデンサ２９，２８，２７の一端に接続され、コンデンサ２９，２８，２７の他端は、一括して電解コンデンサＣＦ１，ＣＦ２の接続点Ｐに接続される。また、コンデンサ２４ｂ，２５ｂ，２６ｂの他端は、ＩＰＭモジュール６０ｂの出力端子Ｕ２、Ｖ２，Ｗ２に接続される。
【００５６】
本実施形態の誘導加熱装置１０２によれば、ＩＰＭモジュール６０ａ，６０ｂを用いたそれぞれの逆変換装置の出力電力が加算されるので、出力増大を図ることができる。
【００５７】
（第４実施形態）
前記第１実施形態は、逆変換装置の電源側に電解コンデンサＣＦ１のみを接続していたが、高次の電流成分が電源側に環流することを防止するために、逆変換装置毎に低域通過フィルタを設けることができる。
図９は、高次共振防止リアクトルを用いた第４実施形態の回路図である。
誘導加熱装置１０３は、第１実施形態と同様に、逆変換装置３０，３５，３１とコンデンサ２１，２２，２３と、誘導加熱コイル１１，１２，１３とを備え、さらに、逆変換装置３０，３５，３１の各々の電源側にＬＣローパスフィルタを構成する高次共振リアクトル７３、及びコンデンサ７４を備え、３個の高次共振リアクトル７３の一端が接続されて、電解コンデンサ７２の一端、及びチョークコイル７１の一端に接続される。チョークコイル７１の他端は、直流電圧Ｖｄｃが印加され、電解コンデンサ７２の他端、及びコンデンサ７４の他端は接地される。
【００５８】
高次共振防止リアクトル７３は、配線のインダクタンス（数μＨ）に追加することにより、コンデンサ７４（例えば、１０００μＦ）とで決まる共振周波数ｆ０を高次共振周波数２ｆ０よりも下げるように、そのインダクタンスを設定する。
これにより、相互誘導起電力Ｖｍの高次共振周波数２ｆ０の成分が、逆変換装置３０，３５，３１の電源側に環流することを防止することができる。
【００５９】
（第５実施形態）
前記各実施形態は、すべてのゾーン（１，２，３ゾーン）で、制御ユニット５０は、逆変換装置３０，３５，３１をＰＷＭ共振インバータとして機能させ、キャリア周波数の矩形波電圧（高周波電圧）を運転周波数の正弦波でＰＷＭ変調させ、等価正弦波を出力していた。加熱中心の２ゾーンは供給電力が多くなるので、制御ユニット５０は、逆変換装置３５を運転周波数の矩形波電圧を出力する電流共振型インバータとして機能させて、損失低減させることができる（特許文献３参照）。
すなわち、制御ユニット５０は、逆変換装置３５に対して、正弦波電流が負から正にゼロクロスするゼロクロスタイミングが矩形波駆動電圧の立ち上がりタイミングよりも遅れる共振電流位相遅れモードになるようにパルス幅を制御している。これにより、逆変換装置３５内部の転流ダイオードの逆回復損失が発生しないようにしている。なお、この場合も、制御ユニット５０は、逆変換装置３０，３１に対してはＰＷＭ共振インバータとして機能させている。
【００６０】
図１０は、矩形波電圧を用いたときの動作を説明するための波形図である。この波形図は、逆変換装置３５の出力電圧Ｖinv（矩形波電圧波形）とその基本波電圧波形とコイル電流波形を示しており、縦軸は電圧・電流であり、横軸は位相（ωｔ）である。逆変換装置３５の出力電圧Ｖinvは、実線で示される正負対称の奇関数波形（矩形波電圧波形）であり、その基本波が、破線の基本波電圧波形として示されている。出力電圧Ｖinvは、最大振幅が±Ｖｄｃであり、基本波電圧波形のゼロクロス点に対して制御角δの位相角が設定されている。すなわち、逆変換装置３５の出力電圧Ｖinvの立ち上がりタイミング及び立ち下がりタイミングの双方と、基本波電圧波形のゼロクロスタイミングとが制御角δの位相差を有している。このとき、基本波電圧波形の振幅は、（４Ｖｄｃ／π）・cosδであり、周波数は運転周波数（１ｋＨｚ）である。
また、破線で示されるコイル電流波形ｉＬは、基本波電圧波形のゼロクロスタイミングよりも位相差θだけ遅れているいる正弦波である。
【００６１】
（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記第１実施形態は、誘導加熱コイル１１，１２，１３に直列にコンデンサ２４，２５，２６を接続していたが、１，３ゾーンの誘導加熱コイル１１，１３にはコンデンサ２４，２６を接続せずに直結することができる。
すなわち、１，３ゾーンは、供給電力が少ないので、コンデンサを追加することによりＰＷＭ非共振インバータとして機能させることができる。１，３ゾーンは、出力電圧Ｖinvを下げて、力率を下げたり、逆変換装置の容量を下げたりする必要が無いからである。
（２）前記第１実施形態は、逆変換装置３０，３５，３１と、コンデンサ２４，２５，２６、及び誘導加熱コイル１１，１２，１３の直列回路とを直接接続していたが、整合変圧器を介して接続することができる。
例えば、電源電圧４００Ｖｄｃのときに出力電圧Ｖinv＝２００Ｖａｃで足りる場合は、整合変圧器によりインバータの出力電流を小さくすることができるという点で有効である。
【００６２】
（３）前記各実施形態は、ビレット１本焼きのビレットヒータ（図１）に電力供給する回路について説明していたが、縦型炉や、パンケーキ型の渦巻きコイルでも使用することができる。
縦型炉では、温度低下しやすい最下段ゾーンが最大出力に設定されるので、最小位相角制御の対象は、最下段ゾーンである。上のゾーンは、固有共振点が最下段ゾーンの固有共振点よりも低くなるようにコンデンサのキャパシタンスを設定する。
パンケーキ型の渦巻きコイルでは、最外周ゾーンが最大出力となるので、最外周ゾーンを位相角一定制御の対象にする。他のゾーンは、固有共振点が最外周ゾーンの固有共振点よりも下になるようにキャパシタンスを設定する。なお、中心コイル（特異点）の運転周波数は２００ｋＨｚ、その他は４０ｋＨｚとする。
【００６３】
（４）前記各実施形態は、金属ビレットの直接、誘導加熱していたが、非磁性体としてのグラファイトを誘導加熱して、半導体ウエハ等を間接加熱することができる。
最大出力を出すゾーンを最小位相角制御を行い、他ゾーンのコンデンサも固有共振点が最下段ゾーンの固有共振点よりも下になるようにキャパシタンスを設定する。
ソレノイドコイルによる縦形グラファイトチューブ加熱や、パンケーキコイルによる円板状グラファイト加熱に使用される。
なお、この場合は、加熱周波数＝約２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚでチョッパ＋共振型インバータを用いる、ことが好ましい。
【符号の説明】
【００６４】
１０ ビレットヒータ
１１，１２，１３ 誘導加熱コイル
２０ コンデンサユニット
２１，２２，２３，２４ａ，２４ｂ，２５ａ，２５ｂ，２６ａ，２６ｂ 直列コンデンサ
３０，３０ａ，３０ｂ，３１，３１ａ，３１ｂ，３５，３５ａ，３５ｂ， 逆変換装置
４０ 順変換装置
４１ ダイオードブリッジ
４２ 電解コンデンサ
４５ チョッパ
５０，５０ａ，５０ｂ 制御ユニット
５５，５６，５７ Ａ／Ｄ変換器
６０，６０ａ，６０ｂ ＩＰＭモジュール
７１，７３ リアクトル
７２，７４ コンデンサ
１００，１０１，１０２，１０３ 誘導加熱装置
２０１ 振幅演算ユニット
２０２ 目標電流生成器
２０３ 加算器
２０４，２０８，２１８ ＰＩ制御器
２０５ ゼロクロス検出ユニット
２０６ 電流同期用基準位相信号生成器
２０７ 同期ズレ検出ユニット
２０９ 電圧指令値演算器
２１０ 三角波比較器
２１１ 周波数設定器
２１５ 位相角比較器
２１６ ３０°設定器
２１７、２１９ 比較器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する逆変換装置と、前記逆変換装置を制御する制御回路とを備える誘導加熱装置であって、
前記制御回路は、前記逆変換装置の出力電流の時間積分値が目標正弦波電流に収束するように、前記逆変換装置の出力電圧をＰＷＭ制御することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項２】
前記制御回路は、冷材を用いた場合の前記直列共振回路の共振時定数よりも制御時定数を長くすることにより、前記出力電流の時間積分値を演算することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
【請求項３】
前記誘導加熱コイル、及び前記コンデンサは、偶数個備えられ、
前記逆変換装置は、高周波電圧が前記誘導加熱コイル、及び前記コンデンサの直列回路の各々に印加するように複数備えられ、
前記複数の誘導加熱コイルを隣接配置する誘導加熱中央コイルと、該誘導加熱中央コイルに直列接続される他のコンデンサと、高周波電圧が前記誘導加熱中央コイル及び前記他のコンデンサの直列回路に印加させる逆変換中央装置とがさらに備えられ、
複数の前記逆変換装置、及び前記逆変換中央装置は、同一電圧が印加させられ、
前記制御回路は、前記複数の逆変換装置、及び逆変換中央装置に対して、
前記複数の誘導加熱コイル、及び前記誘導加熱中央コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように周波数同一、かつ電流同期するように制御すると共に、
前記コイル電流のゼロクロスタイミングが前記高周波電圧のゼロクロスタイミングよりも遅れる共振電流位相遅れモードになるように制御することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の誘導加熱装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記逆変換中央装置の矩形波出力電圧と正弦波出力電流との位相差を略３０度に制御することを特徴とする請求項３に記載の誘導加熱装置。
【請求項５】
前記高周波電圧は、正弦波信号と三角波信号とを比較して得られる矩形波状電圧を呈し、
前記高周波電圧のゼロクロスタイミングは、前記正弦波信号のゼロクロスタイミングであることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか一項に記載の誘導加熱装置。
【請求項６】
前記コイル電流のゼロクロスタイミングは、前記正弦波信号のゼロクロス点よりも遅れることを特徴とする請求項５に記載の誘導加熱装置。
【請求項７】
前記逆変換装置は、フルブリッジ回路、及びハーフブリッジ回路の何れか一方により構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか一項に記載の誘導加熱装置。
【請求項８】
誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する逆変換装置と、前記逆変換装置を制御する誘導加熱装置の制御方法であって、
前記逆変換装置の出力電流の時間積分値が目標正弦波電流に収束するように、前記逆変換装置の出力電圧をＰＷＭ制御することを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。
【請求項９】
誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する逆変換装置と、前記逆変換装置を制御する制御回路の制御プログラムであって、
前記逆変換装置の出力電流の時間積分値が目標正弦波電流に収束するような前記逆変換装置の出力電圧のＰＷＭ制御をコンピュータに実行させる制御回路の制御プログラム。
【請求項１】
誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する逆変換装置と、前記逆変換装置を制御する制御回路とを備える誘導加熱装置であって、
前記制御回路は、前記逆変換装置の出力電流の時間積分値が目標正弦波電流に収束するように、前記逆変換装置の出力電圧をＰＷＭ制御することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項２】
前記制御回路は、冷材を用いた場合の前記直列共振回路の共振時定数よりも制御時定数を長くすることにより、前記出力電流の時間積分値を演算することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
【請求項３】
前記誘導加熱コイル、及び前記コンデンサは、偶数個備えられ、
前記逆変換装置は、高周波電圧が前記誘導加熱コイル、及び前記コンデンサの直列回路の各々に印加するように複数備えられ、
前記複数の誘導加熱コイルを隣接配置する誘導加熱中央コイルと、該誘導加熱中央コイルに直列接続される他のコンデンサと、高周波電圧が前記誘導加熱中央コイル及び前記他のコンデンサの直列回路に印加させる逆変換中央装置とがさらに備えられ、
複数の前記逆変換装置、及び前記逆変換中央装置は、同一電圧が印加させられ、
前記制御回路は、前記複数の逆変換装置、及び逆変換中央装置に対して、
前記複数の誘導加熱コイル、及び前記誘導加熱中央コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように周波数同一、かつ電流同期するように制御すると共に、
前記コイル電流のゼロクロスタイミングが前記高周波電圧のゼロクロスタイミングよりも遅れる共振電流位相遅れモードになるように制御することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の誘導加熱装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記逆変換中央装置の矩形波出力電圧と正弦波出力電流との位相差を略３０度に制御することを特徴とする請求項３に記載の誘導加熱装置。
【請求項５】
前記高周波電圧は、正弦波信号と三角波信号とを比較して得られる矩形波状電圧を呈し、
前記高周波電圧のゼロクロスタイミングは、前記正弦波信号のゼロクロスタイミングであることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか一項に記載の誘導加熱装置。
【請求項６】
前記コイル電流のゼロクロスタイミングは、前記正弦波信号のゼロクロス点よりも遅れることを特徴とする請求項５に記載の誘導加熱装置。
【請求項７】
前記逆変換装置は、フルブリッジ回路、及びハーフブリッジ回路の何れか一方により構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか一項に記載の誘導加熱装置。
【請求項８】
誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する逆変換装置と、前記逆変換装置を制御する誘導加熱装置の制御方法であって、
前記逆変換装置の出力電流の時間積分値が目標正弦波電流に収束するように、前記逆変換装置の出力電圧をＰＷＭ制御することを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。
【請求項９】
誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する逆変換装置と、前記逆変換装置を制御する制御回路の制御プログラムであって、
前記逆変換装置の出力電流の時間積分値が目標正弦波電流に収束するような前記逆変換装置の出力電圧のＰＷＭ制御をコンピュータに実行させる制御回路の制御プログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１２−１９９１５９（Ｐ２０１２−１９９１５９Ａ）
【公開日】平成２４年１０月１８日（２０１２．１０．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−６３５２９（Ｐ２０１１−６３５２９）
【出願日】平成２３年３月２３日（２０１１．３．２３）
【出願人】（０００００５９０２）三井造船株式会社 (1,723)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月１８日（２０１２．１０．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月２３日（２０１１．３．２３）
【出願人】（０００００５９０２）三井造船株式会社 (1,723)
【Ｆターム（参考）】
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