誘導加熱調理器
【課題】鍋の素材に適した制御モードでインバータ回路を駆動することのできる誘導加熱調理器を得る。
【解決手段】通電比率制御モードでインバータ回路１２を駆動している場合において、サーミスタ１７により検知されたインバータ回路１２の温度が、加熱コイル電流検知回路１５により検知された電流値に対応する予め定められた閾値より高いときには、周波数制御モードに切り替えてインバータ回路１２を駆動する。
【解決手段】通電比率制御モードでインバータ回路１２を駆動している場合において、サーミスタ１７により検知されたインバータ回路１２の温度が、加熱コイル電流検知回路１５により検知された電流値に対応する予め定められた閾値より高いときには、周波数制御モードに切り替えてインバータ回路１２を駆動する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱調理器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の誘導加熱調理器として、加熱動作開始前に、天板上に載置された鍋の材質や直径等を判定し、載置された鍋の材質や直径に応じた制御モードによりインバータ回路を駆動して加熱コイルに高周波電流を供給するものが知られている。
しかしながら、このような従来の誘導加熱調理器においては、加熱動作中における鍋の置き換えや、加熱動作中に鍋温度が上昇することによる鍋の特性変化など、加熱動作開始後における負荷（鍋）の状態を正しく判断することが困難であった。このため、天板上に載置された鍋に適さない制御モードによってインバータ回路の駆動を継続してしまうことがあった。このような状態が継続すると、インバータ回路のスイッチング素子の損失増大、過温度上昇、並びに熱破壊が生じる可能性があった。
【０００３】
上記のような事項を背景として、「前記制御手段は前記入力電流検知手段により検知した入力電流と、前記加熱コイル電流検知手段により検知した加熱コイル電流のいずれか、または両方が前記制御手段内に設定された閾値を超えると、動作中の加熱モードで想定されている負荷よりも抵抗値が低い鍋であると判定し、より抵抗値が低い鍋に適応する動作モードに前記インバータ回路の動作を遷移させる」という誘導加熱調理器が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
この特許文献１に記載の誘導加熱調理器は、加熱動作中における商用電源からの入力電流または加熱コイル電流の検出値から、負荷（鍋）の特性変化を検知している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−３４８２号公報（第３頁、第５頁、図２）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１の誘導加熱調理器は、入力電流と加熱コイル電流により加熱中の鍋の抵抗値を判定することで、鍋の種別を判別している。このため、磁性鍋を、磁性鍋と比較して抵抗値の小さい非磁性鍋へと置き換えたような場合には、これを検知しうる。
しかしながら、例えばアルミ鍋の底面に磁性ステンレスを貼り付けた鍋（貼り付け鍋）のように、磁性鍋と同等の抵抗値を示すものについては、判別が困難であった。ここで例示した貼り付け鍋は、磁性鍋と比較してインダクタンスが小さく、共振周波数が高いという特性を有する。このため、この貼り付け鍋を磁性鍋と同条件で駆動すると、ターンオン時に大きな電流が流れてスイッチング損失が大きい動作状態となることから、インバータ回路を構成するスイッチング素子の過温度上昇を引き起こすという課題があった。
【０００６】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、鍋の素材に適した制御モードでインバータ回路を駆動することのできる誘導加熱調理器を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る誘導加熱調理器は、鍋を誘導加熱する加熱コイルと、交流電力を整流して直流電力に変換する直流電源回路と、前記直流電源回路の直流電流を高周波電流に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、前記インバータ回路の温度を検知する回路温度検知手段と、前記加熱コイルに流れる電流を検知する加熱コイル電流検知手段と、前記インバータ回路の周波数を可変制御する周波数制御モード、及び前記インバータ回路の通電比率を可変制御する通電比率制御モードを含む制御モードのうちいずれかにより前記インバータ回路を駆動する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記通電比率制御モードで前記インバータ回路を駆動している場合において、前記回路温度検知手段により検知された前記インバータ回路の温度が、前記加熱コイル電流検知手段により検知された電流値に対応する予め定められた閾値より高いときには、前記周波数制御モードに切り替えて前記インバータ回路を駆動するものである。
【０００８】
本発明に係る誘導加熱調理器は、鍋の材質を判別する鍋材質判別手段を備え、前記制御回路は、加熱開始の指示を受けて前記インバータ回路の駆動を開始する場合において、前記鍋材質判別手段により磁性鍋と判別された鍋を加熱するときには、前記通電比率制御モードにより前記インバータ回路の駆動を開始するものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、通電比率制御モードでインバータ回路を駆動している場合において、回路温度検知手段により検知されたインバータ回路の温度が所定の閾値より高いときには、周波数制御モードに切り替えてインバータ回路を駆動するようにした。このため、例えばアルミなどの低抵抗非磁性材質の鍋の底面に磁性ステンレスを施した鍋に対し、加熱開始時には通電比率制御モードで駆動が開始された場合であっても、加熱に適した周波数制御モードによる駆動に切り替えられる。したがって、上記のような鍋に適した制御モードでのインバータ回路の駆動が可能であり、上記のような鍋に対してデューティ制御が継続されることによるインバータ回路の過度な温度上昇や破壊を抑制することができる。
【００１０】
また、本発明によれば、鍋の材質に応じた制御モードでインバータ回路を駆動するようにしたので、鍋の材質によって加熱コイルの損失を抑制することのできる加熱動作が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の上面図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の右加熱口の回路構成図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器のスイッチング素子へのサーミスタの取付構成を説明する図である。
【図４】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器のインバータ回路の駆動信号と入力電力の関係を説明する図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の入力電力と加熱コイル損失の関係を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の入力電力と高電位側ＩＧＢＴの損失の関係を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の動作の流れを示すフローチャートである。
【図８】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器における調理器への入力電流と加熱コイルの電流値の関係に基づく鍋負荷の判別特性図である。
【図９】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の加熱コイル電流ピークと高電位側ＩＧＢＴの温度の関係を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の、非磁性鍋載置状態におけるインバータ回路の駆動波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の上面図である。
鍋を載置する耐熱性のトッププレート１は、右加熱口２、左加熱口３及び中央加熱口４の合計３口の加熱口を有している。右加熱口２及び左加熱口３の下部には加熱コイル５及び加熱コイル６が設置され（なお、加熱コイル５及び加熱コイル６は、便宜上、実線で図示されている）、加熱口上部に載置された鍋を加熱コイルから発生する高周波磁界で誘導加熱する。トッププレート１にはさらに、使用者によるスイッチの操作を受け付けるとともに、誘導加熱調理器の加熱条件や使用者に対する情報を表示する操作・表示部７が設けられている。この操作・表示部７の操作により火力の調整及び加熱口の選択等が行われ、加熱状態の表示が行われる。この操作・表示部７は、表示手段として、例えば液晶パネル等の表示デバイスを備えている。操作・表示部７を加熱口毎に設けてもよいし、各加熱口に対応する操作部と表示部を一箇所にまとめて設けてもよく、具体的な構成を特に限定するものではない。
【００１３】
図２は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の右加熱口の回路構成図である。なお、右加熱口２と左加熱口３は同様の回路構成であるため、ここでは、右加熱口２を例に説明する。
誘導加熱調理器は、商用電源９に接続され、交流電力を整流して直流電力に変換する直流電源回路１１と、インバータ回路１２と、入力電流検知回路１０と、加熱コイル電流検知回路１５と、加熱コイル５とを有している。
【００１４】
入力電流検知回路１０は、商用電源９から直流電源回路１１へ入力される電流値を検知し、入力電流値に相当するアナログ電圧信号を制御回路８へ出力する。
【００１５】
直流電源回路１１は、ダイオードブリッジ２１、チョークコイル２２、平滑コンデンサ２３で構成され、商用電源９から入力される交流電力を直流電力に変換して、インバータ回路１２へ出力する。
【００１６】
インバータ回路１２は、スイッチング素子としてのＩＧＢＴ２４及びＩＧＢＴ２５が直流電源回路１１の出力点に直列に接続されたいわゆるハーフブリッジ型のインバータと、ＩＧＢＴ２５に並列に接続されたスナバコンデンサ１４とを備える。インバータ回路１２は、直流電源回路１１から出力される直流電力を２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚ程度の高周波電力に変換して加熱コイル５及び共振コンデンサ１６からなる共振回路に供給する。このようにすることで、加熱コイル５には数１０Ａの高周波電流が流れ、高周波磁界により、加熱コイル５の直上のトッププレート１上に載置された鍋を誘導加熱する。
【００１７】
加熱コイル電流検知回路１５（コイル電流検知手段）は、インバータ回路１２と加熱コイル５の中間に設置されている。加熱コイル電流検知回路１５は、加熱コイル５に流れる電流のピークを検知し、加熱コイル電流のピーク値に相当するアナログ電圧信号を制御回路８へ出力する。
【００１８】
制御回路８は、入力電流検知回路１０を介して検知した入力電流値と商用電源電圧の積算から入力電力を演算し、操作・表示部７の操作で使用者が設定した火力に相当する電力となるように、インバータ回路１２に備えられたＩＧＢＴ２４及びＩＧＢＴ２５の駆動信号を変動させて、電力フィードバック制御を行う。
【００１９】
サーミスタ１７は、インバータ回路１２の高電位側に配置されたＩＧＢＴ２４の近傍に配置され、ＩＧＢＴ２４の温度に相当するアナログ電圧信号を制御回路８に出力する。本実施の形態１では、サーミスタ１７は、本発明の回路温度検知手段に相当する。
【００２０】
図３は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器のスイッチング素子へのサーミスタの取付構成を説明する図である。
図３に示すように、スイッチング素子であるＩＧＢＴ２４は、放熱フィン２７に取り付けられている。放熱フィン２７には、発熱部品としてはＩＧＢＴ２４のみが取り付けられている。すなわち、ＩＧＢＴ２４は、インバータ回路１２において低電位側に配置されたＩＧＢＴ２５や、直流電源回路１１のダイオードブリッジ２１に取り付けられる放熱フィン（図示せず）とは独立して、放熱フィン２７に取り付けられている。すなわち、ＩＧＢＴ２４は、ＩＧＢＴ２５や他の発熱部品とは熱的に遮断されている。
【００２１】
サーミスタ１７は、放熱フィン２７に対してネジ等によって固着されており、放熱フィン２７を介してＩＧＢＴ２４と熱的に結合されている。サーミスタ１７は、温度変化によって抵抗値が変動するため、放熱フィン２７の温度によって抵抗値が変動する。サーミスタ１７と電気的に接続された制御回路８は、サーミスタ１７の抵抗値を電圧変化として読み込むことで、放熱フィン２７を介してＩＧＢＴ２４の温度を検知する。放熱フィン２７には、発熱部品としてはＩＧＢＴ２４のみが取り付けられていて他の発熱部品とは熱的に遮断されているので、サーミスタ１７によって高電位側のＩＧＢＴ２４の温度のみを検知することができる。
【００２２】
図４は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器のインバータ回路の駆動信号と入力電力の関係を説明する図である。図４において横軸はインバータ回路１２の駆動周波数を示し、縦軸はＩＧＢＴ２４の通電比率を示している。
図４に示す符号３０は、周波数制御における入力電力と周波数の関係を示し、符号３１は、デューティ制御における入力電力と通電比率の関係を示している。
【００２３】
符号３０に示す周波数制御は、高電位側ＩＧＢＴ２４の通電比率を５０％程度に固定した状態で、周波数を２３ｋＨｚ〜５０ｋＨｚ程度の範囲で変動させて電力制御する方式である。図４には図示しないが、低電位側に配置されたＩＧＢＴ２５は、高電位側のＩＧＢＴ２４と逆の駆動信号で駆動される。周波数制御においては、図４に示すように、周波数が低いほど入力電力は大きくなる。
【００２４】
一方、符号３１に示すデューティ制御（通電比率制御）は、周波数を２１ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ程度の可聴域近傍に固定した状態で、高電位側のＩＧＢＴ２４の通電比率を１％〜５０％程度の範囲で変動させることによって電力制御を行う方式である。低電位側に配置されたＩＧＢＴ２５は高電位側のＩＧＢＴ２４と逆の駆動信号で駆動される。デューティ制御においては、図４に示すように、高電位側のＩＧＢＴ２４の通電比率が大きいほど入力電力は大きくなる。
【００２５】
図５は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の入力電力と加熱コイル損失の関係を示す図である。図５において、符号３０は、周波数制御で駆動を行った際の加熱コイル損失と入力電力の関係を示すライン、符号３１は、デューティ制御で駆動を行った際の加熱コイル損失と入力電力の関係を示すラインである。
加熱コイル５の巻線は、周波数が高いほど表皮効果や近接効果の影響が顕著となるため、周波数が高いほど巻線損失が増大する。このため、相対的に駆動周波数が低いディーティ制御（符号３１。図４参照）の方が、周波数制御（符号３０）よりも加熱コイル損失が小さくなる傾向を示す。
【００２６】
図６は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の入力電力と高電位側ＩＧＢＴの損失の関係を示す図である。図６において、符号３０は、周波数制御で駆動した際の高電位側ＩＧＢＴ２４の損失、符号３１は、デューティ制御で駆動した際の高電位側ＩＧＢＴ２４の損失を示している。また、符号３２は、高電位側ＩＧＢＴ２４の許容損失を示している。なお、符号３２で示す許容損失は、放熱フィン２７や冷却風量により規定される冷却性能によって定まる値である。
【００２７】
図６（ａ）は、トッププレート１に磁性鍋を載置した場合の入力電力と高電位側ＩＧＢＴ２４の損失の関係を示す図である。磁性鍋を載置した場合は、周波数制御（符号３０）と、デューティ制御（符号３１）との間でＩＧＢＴ２４の損失の差が小さい。
図６（ｂ）は、トッププレート１に非磁性鍋を載置した場合の入力電力と高電位側ＩＧＢＴ２４の損失の関係を示す図である。非磁性鍋を載置した場合は、デューティ制御（符号３１）は、周波数制御（符号３０）と比較してＩＧＢＴ２４の損失が大きく、また、相対的に入力電力が小さい範囲における損失が顕著に大きい。
【００２８】
また、許容損失３２との関係を見ると、図６（ａ）では、周波数制御（符号３０）、デューティ制御（符号３１）ともに、入力電力の全範囲で許容損失３２以下となっていることが示されている。一方、図６（ｂ）では、デューティ制御（符号３１）においては、相対的に入力電力が小さい範囲において、ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失３２を超過する場合がある。
許容損失３２は、放熱フィン２７や冷却風量により規定される冷却性能によって定まる値であって一概に規定できるものではないが、少なくとも、非磁性鍋に対してデューティ制御を行うと、ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失に近い値となるかこれを超える可能性が高いことが分かる。
【００２９】
図４〜図６に示した事項をまとめる。
まず、加熱コイル損失に着目すると、デューティ制御の方が、周波数制御よりも加熱コイル損失が小さい（図５参照）ことから、加熱コイル損失を抑えるという観点ではデューティ制御が好ましい。
一方、ＩＧＢＴ２４の損失に着目すると、磁性鍋であればデューティ制御と周波数制御とでＩＧＢＴ２４の損失の差異が小さいが（図６（ａ）参照）、非磁性鍋の場合には、入力電力が小さい範囲において高電位側のＩＧＢＴ２４の損失が許容損失を超えうる（図６（ｂ）参照）。
【００３０】
このため、高電位側ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失以下となる駆動状態では、デューティ制御でインバータ回路１２の駆動を行い、一方、高電位側ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失を超える駆動状態では、周波数制御でインバータ回路１２を駆動する必要がある。
【００３１】
そこで、実施の形態１の誘導加熱調理器は、加熱を開始した直後の負荷判定処理において、トッププレート１上に載置された鍋の種類を判別する。そして、負荷判定処理において磁性鍋が載置されていることが検知された場合には、制御回路８はデューティ制御でインバータ回路１２を駆動し、非磁性鍋が載置されていることが検知された場合には、制御回路８は周波数制御でインバータ回路１２を制御する。
そして、デューティ制御を行っている場合において、高電位側ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失以下となる駆動状態では、デューティ制御でインバータ回路１２の駆動を行い、一方、高電位側ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失を超える駆動状態では、周波数制御でインバータ回路１２を駆動するという制御を行う。
【００３２】
以下、実施の形態１を示す誘導加熱調理器の動作について説明を行う。図７は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の動作の流れを示すフローチャートである。ここでは、使用者により右加熱口２に鍋が載置され、操作・表示部７に対して火力が設定されて加熱開始が指示されたものとする。
【００３３】
制御回路８は、調理開始が指示されたことを検知すると（Ｓ１）、負荷判定処理を行う（Ｓ２）。
【００３４】
ここで、負荷判定処理について説明する。
図８は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器における入力電流と加熱コイルの電流値の関係に基づく鍋負荷の判別特性図である。図８に示すように、トッププレート１に載置された鍋負荷の材質によって、入力電流と加熱コイルの電流値の関係が異なる。そして、制御回路８は、図８に示した関係をテーブル化して負荷判定テーブルとして内部に記憶している。
ステップＳ２において調理開始直後に行う負荷判定処理では、制御回路８は、負荷判定用の特定の駆動信号でインバータ回路１２を駆動し、入力電流検知回路１０の出力信号、及び加熱コイル電流検知回路１５の出力信号を読み込む。そして、制御回路８は、図８に示す判別特性をテーブル化した負荷判定テーブルを参照し、入力電流及び加熱コイル電流ピーク値の読み込み値のマッピング状態から、載置された鍋種を判定する。本実施の形態１では、制御回路８が、本発明の鍋材質判別手段に相当する。
【００３５】
ステップＳ２にて図８に示す無負荷、あるいはアルミ鍋や銅鍋等の低抵抗の非磁性材質からなる鍋が載置されたことを検知すると、制御回路８は、不適合鍋であることを操作・表示部７に表示するなどして使用者に報知し、加熱動作への移行を行わず、磁性鍋あるいは高抵抗非磁性鍋への置き換えを使用者に促す（Ｓ３）。
また、ステップＳ２にて高抵抗の非磁性鍋が載置されていることを検知すると、制御回路８は、インバータ回路１２を周波数制御モードで電力制御して、設定された火力に相当する入力電力となるよう電力フィードバック制御を行い（Ｓ４）、加熱停止の指示があるまでこれを継続する（Ｓ５）。
また、ステップＳ２にて磁性鍋が載置されていることを検知すると、制御回路８は、インバータ回路１２をデューティ制御（通電比率制御モード）で電力制御して、操作・表示部７にて設定された火力に相当する入力電力となるよう電力フィードバック制御を行う（Ｓ６）。
【００３６】
そして、負荷判定処理にて磁性鍋が載置されていることを検知してデューティ制御を行っている場合には、第二の負荷判定処理を行う（Ｓ７）。
【００３７】
ここで、第二の負荷判定処理について説明する。
上述のようにステップＳ２にて負荷判定処理を行って鍋種を判定するのであるが、近年は、アルミなどの低抵抗非磁性材質の鍋の底面に磁性ステンレスを張り合わせたような貼り付け鍋が多く存在する。図８において符号２０は、貼り付け鍋のマッピング状態を示している。これら貼り付け鍋は、等価インダクタンスが高抵抗非磁性鍋と同等程度、等価抵抗値が磁性鍋と同等程度、という特性を有し、非磁性鍋と磁性鍋の中間的な特性を有する。そのため、従来のように加熱コイル電流と入力電流のマッピング状態から鍋種を判定する方式では、貼り付け鍋を正確に検知することが困難であった。一般に、貼り付け鍋や高抵抗非磁性鍋は、磁性鍋と比較して加熱コイル上に載置した状態での等価インダクタンスが小さく、高抵抗非磁性鍋の共振周波数は磁性鍋の共振周波数に比べて高い。このため、貼り付け鍋に対してデューティ制御で電力制御を行うと、周波数制御で駆動する場合に比べて駆動周波数と共振周波数とが近い状態で駆動される傾向が強くなる。駆動周波数と共振周波数とが近い状態でインバータ回路１２を制御すると、スイッチング素子の損失が増大し、破壊に至る可能性もある。
【００３８】
そこで、本実施の形態１の誘導加熱調理器は、貼り付け鍋等のデューティ制御に適さない鍋を検出することを目的とした第二の負荷判定処理を、デューティ制御中に行う。
【００３９】
次に、第二の負荷判定処理の具体的内容を説明する。
本実施の形態１の第二の負荷判定処理においては、スイッチング素子であるＩＧＢＴ２４の温度を検知することによって、ＩＧＢＴ２４の損失を検知し、これによって鍋がデューティ制御に適さない鍋であるか否かを判断する。
図９は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の加熱コイル電流ピークと高電位側ＩＧＢＴの温度の関係を示す図である。図９において、符号３３は、磁性鍋をデューティ制御した場合の高電位側ＩＧＢＴ２４の温度特性を示すラインである。
仮に、ステップＳ２において磁性鍋であると判断しステップＳ６にてデューティ制御を行っている鍋が、実際に磁性鍋である場合には、ＩＧＢＴ２４の温度は、加熱コイル電流のピークに応じて図９の符号３３に示すラインのような値となる。
【００４０】
ところが、ステップＳ２において磁性鍋であると判断しステップＳ６にてデューティ制御を行っている鍋が、実際には貼り付け鍋等のデューティ制御に適さない鍋であったとする。貼り付け鍋である場合、前述のようにＩＧＢＴ２４の損失が相対的に大きいため、ＩＧＢＴ２４の温度も高くなる。すなわち、ＩＧＢＴ２４の温度を検知することにより、ＩＧＢＴ２４の損失を検知することができる。そこで、図９に符号３４で示すように、ＩＧＢＴ２４の許容損失以下の損失に対応するＩＧＢＴ２４の温度を、閾値（制御切り替え閾値）として予め設定しておく。そして、検知されたＩＧＢＴ２４の温度と閾値とを対比することにより、ＩＧＢＴ２４の損失を判断する。
【００４１】
ここで、ＩＧＢＴ２４の損失を検知するに際し、ＩＧＢＴ２４の温度を検知するという構成を採用する理由について説明する。
図１０は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の、非磁性鍋載置状態におけるインバータ回路の駆動波形を示す図である。
【００４２】
図１０(ａ）は、非磁性鍋を周波数制御で駆動した際のＩＧＢＴ２４及びＩＧＢＴ２５のコレクタ電流波形、ゲート波形、及び加熱コイル５の電流波形である。
図１０（ａ）に示すＴ１期間は、ＩＧＢＴ２４に内蔵された還流ダイオードに電流が流れ、ターンオンがゼロ電流スイッチングとなるため、ＩＧＢＴ２４にはスイッチング損失が発生しない。図１０（ａ）に示すＴ２期間には、ＩＧＢＴ２４のコレクタからエミッタ方向に電流が流れ、ＩＧＢＴ２４のコレクタ電流ピークＩｃｐは、加熱コイル５の電流ピークＩｌｐと一致する。ここで、加熱コイル電流検知回路１５は、加熱コイル５に流れるピーク電流を検知している。このため、加熱コイル電流検知回路１５が加熱コイルに電流ピークを検知することで、これと一致するコレクタ電流ピークＩｃｐを検知することができる。
【００４３】
図１０（ｂ）は、非磁性鍋をデューティ制御で駆動した際のＩＧＢＴ２４及びＩＧＢＴ２５のコレクタ電流波形、ゲート波形、及び加熱コイル５の電流波形である。
図１０（ｂ）に示すＴ１期間は、高電位側ＩＧＢＴ２４のターンオン時はスナバコンデンサ１４へ大きな突入電流が流れるため、ＩＧＢＴ２４のターンオンはゼロ電流スイッチングとならず、周波数制御と比較して大きなスイッチング損失が発生する。
ここで、加熱コイル電流検知回路１５は加熱コイル５に流れるピーク電流を検知しているが、Ｔ１期間にスナバコンデンサ１４へ流れる突入電流は加熱コイル５に流れないため、加熱コイル電流検知回路１５で検知した加熱コイル電流ピークＩｌｐと、ＩＧＢＴ２４に流れる電流ピークＩｃｐは一致しない。
【００４４】
ここで、スイッチング素子としてのＩＧＢＴで発生する損失は、導通損失とスイッチング損失とに大別される。導通損失はＩＧＢＴに流れる電流とコレクタ−エミッタ間の飽和電圧の積で発生する損失、スイッチング損失はターンオン時のスイッチング損失とターンオフ時のスイッチング損失の和である。
上述の図１０(ａ）で示した周波数制御のようにターンオンがゼロ電流スイッチングとなる場合、導通損失とスイッチング損失はＩＧＢＴ２４の電流ピークＩｃｐに依存する傾向を有する。そのため、ターンオンがゼロ電流スイッチングとなり、かつ、コレクタ電流ピークＩｃｐが判っている場合、ＩＧＢＴ２４で発生するＩＧＢＴ損失もＩＧＢＴ２４の電流ピークＩｃｐに依存する傾向を有するため、加熱コイル電流検知回路１５で検知した加熱コイル電流ピークＩｌｐから、ＩＧＢＴ２４の損失を推定することができる。
【００４５】
一方、図１０（ｂ）で示したデューティ制御のようにターンオン時に過大な突入電流が発生するような駆動状態の場合、加熱コイル電流検知回路１５で加熱コイル５の電流ピークＩｌｐを検知することによってＴ２期間に流れるコレクタ電流のピークを検知しても、ターンオン時のＩＧＢＴ２４の電流ピークＩｃｐを検知することはできない。このため、デューティ制御においては、ターンオン時に発生する過大な損失を検知できず、加熱コイル電流ピークＩｌｐからＩＧＢＴ２４で発生する損失を検知することができない。
【００４６】
すなわち、高抵抗の非磁性鍋や貼り付け鍋に対してステップＳ６にてデューティ制御を行っている場合、例えば特許文献１に記載のように加熱コイル電流ピークＩｌｐを検知しても、ＩＧＢＴ２４で発生する損失を検知することができず、ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失を超えてしまう可能性がある。
そこで、本実施の形態１の誘導加熱調理器では、サーミスタ１７で検出するＩＧＢＴ２４の温度に基づいてＩＧＢＴ２４で発生する損失を検知するという構成を採用している。
【００４７】
図７の説明に戻る。
ステップＳ７の第二の負荷判定処理において、制御回路８は、サーミスタ１７によるＩＧＢＴ２４の温度検知結果と、加熱コイル電流検知回路１５の加熱コイル電流ピークの検知結果を読み込む。制御回路８は、加熱コイル電流ピークに対するＩＧＢＴ２４の温度と、予め定めた閾値３４（制御切り替え閾値）とを比較することにより、想定されるＩＧＢＴ２４の損失よりも大きい損失が発生しているか否かを判定する（Ｓ７）。
【００４８】
そして、加熱コイル電流ピークに対するＩＧＢＴ２４の温度が、予め定めた閾値以下であれば（Ｓ７；Ｎｏ）、制御回路８は、加熱停止指示があるまでデューティ制御を継続する（Ｓ８）。一方、加熱コイル電流ピークに対するＩＧＢＴ２４の温度が、予め定めた閾値を超過している場合には（Ｓ７；Ｙｅｓ）、想定されるＩＧＢＴ２４の損失よりも大きい損失が発生している（すなわち、載置されている鍋が、デューティ制御に適さない高抵抗非磁性鍋や貼り付け鍋である）ものと判定し、制御回路８は、インバータ回路１２の制御をデューティ制御から周波数制御に移行させる（Ｓ９）。
【００４９】
ステップＳ９にてデューティ制御から周波数制御モードに遷移させる際、駆動周波数を同じままとすると、入力電力が急激に上昇することになる。よって、デューティ制御から周波数制御に遷移させる際には、制御回路８は、まずは周波数制御の最低電力となる駆動周波数(図４の周波数５０ｋＨｚ)に変更する。そして、入力電流検知回路１０の出力信号を元にして入力電力をチェックしながら駆動周波数を下降させ、操作・表示部７に設定された火力に対応した目標電力となる駆動周波数で駆動する。
【００５０】
以上のように、実施の形態１では、加熱開始指示を受けてから行う負荷判定処理において載置された鍋種を判定し、鍋種によってデューティ制御と周波数制御を切り替えるようにした。このため、鍋の材質に応じたインバータ回路の駆動が可能であり、加熱コイルの損失を低減することができる。
また、デューティ制御での加熱動作中において、第二の負荷検知処理を行い、加熱コイル電流ピークに対するインバータ回路の温度を用いてスイッチング素子の損失を判定するようにした。このため、負荷検知処理にて判別できない貼り付け鍋については、第二の負荷検知処理においてこれを検知することができる。したがって、例えば貼り付け鍋等のデューティ制御に適さない鍋に対してデューディ制御での駆動を継続する、といったことを抑制することができる。これにより、スイッチング素子の過温度上昇や、スイッチング素子の破壊に至る事態を未然に防ぐことができる。
【００５１】
また、インバータの回路の温度は、インバータ回路を構成する２つのスイッチング素子のうち、損失の大きい高電位側のスイッチング素子（実施の形態１のＩＧＢＴ２４）の近傍で検知しているため、高電位側スイッチング素子の損失増大によるインバータ回路の温度上昇を、反応よく検知することができる。
【００５２】
また、高電位側に配置されたスイッチング素子は、独立して放熱フィンに配置されているため、損失の大きい高電位側のスイッチング素子の温度を直接検知することができる。
【００５３】
また、デューティ制御から周波数制御への遷移時は、周波数制御における最低電力（最低火力の電力）の駆動周波数でインバータ回路を駆動して周波数制御での駆動を開始するため、モード遷移時の急激な火力上昇や、急激な電流増加による素子のロス増加及び破壊を防止することができる。
【００５４】
なお、インバータ回路のうち、損失の大きい高電位側に配置されたスイッチング素子は、例えば炭化珪素などのワイドバンドギャップ半導体により形成するようにしてもよい。このワイドバンドギャップ半導体としては、これに限らず、例えば窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドなどでもよい。
【００５５】
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
さらに、電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
【符号の説明】
【００５６】
１ トッププレート、２ 右加熱口、３ 左加熱口、４ 中央加熱口、５ 加熱コイル、６ 加熱コイル、７ 操作・表示部、８ 制御回路、９ 商用電源、１０ 入力電流検知回路、１１ 直流電源回路、１２ インバータ回路、１４ スナバコンデンサ、１５ 加熱コイル電流検知回路、１６ 共振コンデンサ、１７ サーミスタ、２１ ダイオードブリッジ、２２ チョークコイル、２３ 平滑コンデンサ、２４ ＩＧＢＴ、２５ ＩＧＢＴ、２７ 放熱フィン。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱調理器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の誘導加熱調理器として、加熱動作開始前に、天板上に載置された鍋の材質や直径等を判定し、載置された鍋の材質や直径に応じた制御モードによりインバータ回路を駆動して加熱コイルに高周波電流を供給するものが知られている。
しかしながら、このような従来の誘導加熱調理器においては、加熱動作中における鍋の置き換えや、加熱動作中に鍋温度が上昇することによる鍋の特性変化など、加熱動作開始後における負荷（鍋）の状態を正しく判断することが困難であった。このため、天板上に載置された鍋に適さない制御モードによってインバータ回路の駆動を継続してしまうことがあった。このような状態が継続すると、インバータ回路のスイッチング素子の損失増大、過温度上昇、並びに熱破壊が生じる可能性があった。
【０００３】
上記のような事項を背景として、「前記制御手段は前記入力電流検知手段により検知した入力電流と、前記加熱コイル電流検知手段により検知した加熱コイル電流のいずれか、または両方が前記制御手段内に設定された閾値を超えると、動作中の加熱モードで想定されている負荷よりも抵抗値が低い鍋であると判定し、より抵抗値が低い鍋に適応する動作モードに前記インバータ回路の動作を遷移させる」という誘導加熱調理器が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
この特許文献１に記載の誘導加熱調理器は、加熱動作中における商用電源からの入力電流または加熱コイル電流の検出値から、負荷（鍋）の特性変化を検知している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−３４８２号公報（第３頁、第５頁、図２）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１の誘導加熱調理器は、入力電流と加熱コイル電流により加熱中の鍋の抵抗値を判定することで、鍋の種別を判別している。このため、磁性鍋を、磁性鍋と比較して抵抗値の小さい非磁性鍋へと置き換えたような場合には、これを検知しうる。
しかしながら、例えばアルミ鍋の底面に磁性ステンレスを貼り付けた鍋（貼り付け鍋）のように、磁性鍋と同等の抵抗値を示すものについては、判別が困難であった。ここで例示した貼り付け鍋は、磁性鍋と比較してインダクタンスが小さく、共振周波数が高いという特性を有する。このため、この貼り付け鍋を磁性鍋と同条件で駆動すると、ターンオン時に大きな電流が流れてスイッチング損失が大きい動作状態となることから、インバータ回路を構成するスイッチング素子の過温度上昇を引き起こすという課題があった。
【０００６】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、鍋の素材に適した制御モードでインバータ回路を駆動することのできる誘導加熱調理器を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る誘導加熱調理器は、鍋を誘導加熱する加熱コイルと、交流電力を整流して直流電力に変換する直流電源回路と、前記直流電源回路の直流電流を高周波電流に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、前記インバータ回路の温度を検知する回路温度検知手段と、前記加熱コイルに流れる電流を検知する加熱コイル電流検知手段と、前記インバータ回路の周波数を可変制御する周波数制御モード、及び前記インバータ回路の通電比率を可変制御する通電比率制御モードを含む制御モードのうちいずれかにより前記インバータ回路を駆動する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記通電比率制御モードで前記インバータ回路を駆動している場合において、前記回路温度検知手段により検知された前記インバータ回路の温度が、前記加熱コイル電流検知手段により検知された電流値に対応する予め定められた閾値より高いときには、前記周波数制御モードに切り替えて前記インバータ回路を駆動するものである。
【０００８】
本発明に係る誘導加熱調理器は、鍋の材質を判別する鍋材質判別手段を備え、前記制御回路は、加熱開始の指示を受けて前記インバータ回路の駆動を開始する場合において、前記鍋材質判別手段により磁性鍋と判別された鍋を加熱するときには、前記通電比率制御モードにより前記インバータ回路の駆動を開始するものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、通電比率制御モードでインバータ回路を駆動している場合において、回路温度検知手段により検知されたインバータ回路の温度が所定の閾値より高いときには、周波数制御モードに切り替えてインバータ回路を駆動するようにした。このため、例えばアルミなどの低抵抗非磁性材質の鍋の底面に磁性ステンレスを施した鍋に対し、加熱開始時には通電比率制御モードで駆動が開始された場合であっても、加熱に適した周波数制御モードによる駆動に切り替えられる。したがって、上記のような鍋に適した制御モードでのインバータ回路の駆動が可能であり、上記のような鍋に対してデューティ制御が継続されることによるインバータ回路の過度な温度上昇や破壊を抑制することができる。
【００１０】
また、本発明によれば、鍋の材質に応じた制御モードでインバータ回路を駆動するようにしたので、鍋の材質によって加熱コイルの損失を抑制することのできる加熱動作が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の上面図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の右加熱口の回路構成図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器のスイッチング素子へのサーミスタの取付構成を説明する図である。
【図４】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器のインバータ回路の駆動信号と入力電力の関係を説明する図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の入力電力と加熱コイル損失の関係を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の入力電力と高電位側ＩＧＢＴの損失の関係を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の動作の流れを示すフローチャートである。
【図８】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器における調理器への入力電流と加熱コイルの電流値の関係に基づく鍋負荷の判別特性図である。
【図９】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の加熱コイル電流ピークと高電位側ＩＧＢＴの温度の関係を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の、非磁性鍋載置状態におけるインバータ回路の駆動波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の上面図である。
鍋を載置する耐熱性のトッププレート１は、右加熱口２、左加熱口３及び中央加熱口４の合計３口の加熱口を有している。右加熱口２及び左加熱口３の下部には加熱コイル５及び加熱コイル６が設置され（なお、加熱コイル５及び加熱コイル６は、便宜上、実線で図示されている）、加熱口上部に載置された鍋を加熱コイルから発生する高周波磁界で誘導加熱する。トッププレート１にはさらに、使用者によるスイッチの操作を受け付けるとともに、誘導加熱調理器の加熱条件や使用者に対する情報を表示する操作・表示部７が設けられている。この操作・表示部７の操作により火力の調整及び加熱口の選択等が行われ、加熱状態の表示が行われる。この操作・表示部７は、表示手段として、例えば液晶パネル等の表示デバイスを備えている。操作・表示部７を加熱口毎に設けてもよいし、各加熱口に対応する操作部と表示部を一箇所にまとめて設けてもよく、具体的な構成を特に限定するものではない。
【００１３】
図２は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の右加熱口の回路構成図である。なお、右加熱口２と左加熱口３は同様の回路構成であるため、ここでは、右加熱口２を例に説明する。
誘導加熱調理器は、商用電源９に接続され、交流電力を整流して直流電力に変換する直流電源回路１１と、インバータ回路１２と、入力電流検知回路１０と、加熱コイル電流検知回路１５と、加熱コイル５とを有している。
【００１４】
入力電流検知回路１０は、商用電源９から直流電源回路１１へ入力される電流値を検知し、入力電流値に相当するアナログ電圧信号を制御回路８へ出力する。
【００１５】
直流電源回路１１は、ダイオードブリッジ２１、チョークコイル２２、平滑コンデンサ２３で構成され、商用電源９から入力される交流電力を直流電力に変換して、インバータ回路１２へ出力する。
【００１６】
インバータ回路１２は、スイッチング素子としてのＩＧＢＴ２４及びＩＧＢＴ２５が直流電源回路１１の出力点に直列に接続されたいわゆるハーフブリッジ型のインバータと、ＩＧＢＴ２５に並列に接続されたスナバコンデンサ１４とを備える。インバータ回路１２は、直流電源回路１１から出力される直流電力を２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚ程度の高周波電力に変換して加熱コイル５及び共振コンデンサ１６からなる共振回路に供給する。このようにすることで、加熱コイル５には数１０Ａの高周波電流が流れ、高周波磁界により、加熱コイル５の直上のトッププレート１上に載置された鍋を誘導加熱する。
【００１７】
加熱コイル電流検知回路１５（コイル電流検知手段）は、インバータ回路１２と加熱コイル５の中間に設置されている。加熱コイル電流検知回路１５は、加熱コイル５に流れる電流のピークを検知し、加熱コイル電流のピーク値に相当するアナログ電圧信号を制御回路８へ出力する。
【００１８】
制御回路８は、入力電流検知回路１０を介して検知した入力電流値と商用電源電圧の積算から入力電力を演算し、操作・表示部７の操作で使用者が設定した火力に相当する電力となるように、インバータ回路１２に備えられたＩＧＢＴ２４及びＩＧＢＴ２５の駆動信号を変動させて、電力フィードバック制御を行う。
【００１９】
サーミスタ１７は、インバータ回路１２の高電位側に配置されたＩＧＢＴ２４の近傍に配置され、ＩＧＢＴ２４の温度に相当するアナログ電圧信号を制御回路８に出力する。本実施の形態１では、サーミスタ１７は、本発明の回路温度検知手段に相当する。
【００２０】
図３は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器のスイッチング素子へのサーミスタの取付構成を説明する図である。
図３に示すように、スイッチング素子であるＩＧＢＴ２４は、放熱フィン２７に取り付けられている。放熱フィン２７には、発熱部品としてはＩＧＢＴ２４のみが取り付けられている。すなわち、ＩＧＢＴ２４は、インバータ回路１２において低電位側に配置されたＩＧＢＴ２５や、直流電源回路１１のダイオードブリッジ２１に取り付けられる放熱フィン（図示せず）とは独立して、放熱フィン２７に取り付けられている。すなわち、ＩＧＢＴ２４は、ＩＧＢＴ２５や他の発熱部品とは熱的に遮断されている。
【００２１】
サーミスタ１７は、放熱フィン２７に対してネジ等によって固着されており、放熱フィン２７を介してＩＧＢＴ２４と熱的に結合されている。サーミスタ１７は、温度変化によって抵抗値が変動するため、放熱フィン２７の温度によって抵抗値が変動する。サーミスタ１７と電気的に接続された制御回路８は、サーミスタ１７の抵抗値を電圧変化として読み込むことで、放熱フィン２７を介してＩＧＢＴ２４の温度を検知する。放熱フィン２７には、発熱部品としてはＩＧＢＴ２４のみが取り付けられていて他の発熱部品とは熱的に遮断されているので、サーミスタ１７によって高電位側のＩＧＢＴ２４の温度のみを検知することができる。
【００２２】
図４は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器のインバータ回路の駆動信号と入力電力の関係を説明する図である。図４において横軸はインバータ回路１２の駆動周波数を示し、縦軸はＩＧＢＴ２４の通電比率を示している。
図４に示す符号３０は、周波数制御における入力電力と周波数の関係を示し、符号３１は、デューティ制御における入力電力と通電比率の関係を示している。
【００２３】
符号３０に示す周波数制御は、高電位側ＩＧＢＴ２４の通電比率を５０％程度に固定した状態で、周波数を２３ｋＨｚ〜５０ｋＨｚ程度の範囲で変動させて電力制御する方式である。図４には図示しないが、低電位側に配置されたＩＧＢＴ２５は、高電位側のＩＧＢＴ２４と逆の駆動信号で駆動される。周波数制御においては、図４に示すように、周波数が低いほど入力電力は大きくなる。
【００２４】
一方、符号３１に示すデューティ制御（通電比率制御）は、周波数を２１ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ程度の可聴域近傍に固定した状態で、高電位側のＩＧＢＴ２４の通電比率を１％〜５０％程度の範囲で変動させることによって電力制御を行う方式である。低電位側に配置されたＩＧＢＴ２５は高電位側のＩＧＢＴ２４と逆の駆動信号で駆動される。デューティ制御においては、図４に示すように、高電位側のＩＧＢＴ２４の通電比率が大きいほど入力電力は大きくなる。
【００２５】
図５は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の入力電力と加熱コイル損失の関係を示す図である。図５において、符号３０は、周波数制御で駆動を行った際の加熱コイル損失と入力電力の関係を示すライン、符号３１は、デューティ制御で駆動を行った際の加熱コイル損失と入力電力の関係を示すラインである。
加熱コイル５の巻線は、周波数が高いほど表皮効果や近接効果の影響が顕著となるため、周波数が高いほど巻線損失が増大する。このため、相対的に駆動周波数が低いディーティ制御（符号３１。図４参照）の方が、周波数制御（符号３０）よりも加熱コイル損失が小さくなる傾向を示す。
【００２６】
図６は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の入力電力と高電位側ＩＧＢＴの損失の関係を示す図である。図６において、符号３０は、周波数制御で駆動した際の高電位側ＩＧＢＴ２４の損失、符号３１は、デューティ制御で駆動した際の高電位側ＩＧＢＴ２４の損失を示している。また、符号３２は、高電位側ＩＧＢＴ２４の許容損失を示している。なお、符号３２で示す許容損失は、放熱フィン２７や冷却風量により規定される冷却性能によって定まる値である。
【００２７】
図６（ａ）は、トッププレート１に磁性鍋を載置した場合の入力電力と高電位側ＩＧＢＴ２４の損失の関係を示す図である。磁性鍋を載置した場合は、周波数制御（符号３０）と、デューティ制御（符号３１）との間でＩＧＢＴ２４の損失の差が小さい。
図６（ｂ）は、トッププレート１に非磁性鍋を載置した場合の入力電力と高電位側ＩＧＢＴ２４の損失の関係を示す図である。非磁性鍋を載置した場合は、デューティ制御（符号３１）は、周波数制御（符号３０）と比較してＩＧＢＴ２４の損失が大きく、また、相対的に入力電力が小さい範囲における損失が顕著に大きい。
【００２８】
また、許容損失３２との関係を見ると、図６（ａ）では、周波数制御（符号３０）、デューティ制御（符号３１）ともに、入力電力の全範囲で許容損失３２以下となっていることが示されている。一方、図６（ｂ）では、デューティ制御（符号３１）においては、相対的に入力電力が小さい範囲において、ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失３２を超過する場合がある。
許容損失３２は、放熱フィン２７や冷却風量により規定される冷却性能によって定まる値であって一概に規定できるものではないが、少なくとも、非磁性鍋に対してデューティ制御を行うと、ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失に近い値となるかこれを超える可能性が高いことが分かる。
【００２９】
図４〜図６に示した事項をまとめる。
まず、加熱コイル損失に着目すると、デューティ制御の方が、周波数制御よりも加熱コイル損失が小さい（図５参照）ことから、加熱コイル損失を抑えるという観点ではデューティ制御が好ましい。
一方、ＩＧＢＴ２４の損失に着目すると、磁性鍋であればデューティ制御と周波数制御とでＩＧＢＴ２４の損失の差異が小さいが（図６（ａ）参照）、非磁性鍋の場合には、入力電力が小さい範囲において高電位側のＩＧＢＴ２４の損失が許容損失を超えうる（図６（ｂ）参照）。
【００３０】
このため、高電位側ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失以下となる駆動状態では、デューティ制御でインバータ回路１２の駆動を行い、一方、高電位側ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失を超える駆動状態では、周波数制御でインバータ回路１２を駆動する必要がある。
【００３１】
そこで、実施の形態１の誘導加熱調理器は、加熱を開始した直後の負荷判定処理において、トッププレート１上に載置された鍋の種類を判別する。そして、負荷判定処理において磁性鍋が載置されていることが検知された場合には、制御回路８はデューティ制御でインバータ回路１２を駆動し、非磁性鍋が載置されていることが検知された場合には、制御回路８は周波数制御でインバータ回路１２を制御する。
そして、デューティ制御を行っている場合において、高電位側ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失以下となる駆動状態では、デューティ制御でインバータ回路１２の駆動を行い、一方、高電位側ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失を超える駆動状態では、周波数制御でインバータ回路１２を駆動するという制御を行う。
【００３２】
以下、実施の形態１を示す誘導加熱調理器の動作について説明を行う。図７は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の動作の流れを示すフローチャートである。ここでは、使用者により右加熱口２に鍋が載置され、操作・表示部７に対して火力が設定されて加熱開始が指示されたものとする。
【００３３】
制御回路８は、調理開始が指示されたことを検知すると（Ｓ１）、負荷判定処理を行う（Ｓ２）。
【００３４】
ここで、負荷判定処理について説明する。
図８は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器における入力電流と加熱コイルの電流値の関係に基づく鍋負荷の判別特性図である。図８に示すように、トッププレート１に載置された鍋負荷の材質によって、入力電流と加熱コイルの電流値の関係が異なる。そして、制御回路８は、図８に示した関係をテーブル化して負荷判定テーブルとして内部に記憶している。
ステップＳ２において調理開始直後に行う負荷判定処理では、制御回路８は、負荷判定用の特定の駆動信号でインバータ回路１２を駆動し、入力電流検知回路１０の出力信号、及び加熱コイル電流検知回路１５の出力信号を読み込む。そして、制御回路８は、図８に示す判別特性をテーブル化した負荷判定テーブルを参照し、入力電流及び加熱コイル電流ピーク値の読み込み値のマッピング状態から、載置された鍋種を判定する。本実施の形態１では、制御回路８が、本発明の鍋材質判別手段に相当する。
【００３５】
ステップＳ２にて図８に示す無負荷、あるいはアルミ鍋や銅鍋等の低抵抗の非磁性材質からなる鍋が載置されたことを検知すると、制御回路８は、不適合鍋であることを操作・表示部７に表示するなどして使用者に報知し、加熱動作への移行を行わず、磁性鍋あるいは高抵抗非磁性鍋への置き換えを使用者に促す（Ｓ３）。
また、ステップＳ２にて高抵抗の非磁性鍋が載置されていることを検知すると、制御回路８は、インバータ回路１２を周波数制御モードで電力制御して、設定された火力に相当する入力電力となるよう電力フィードバック制御を行い（Ｓ４）、加熱停止の指示があるまでこれを継続する（Ｓ５）。
また、ステップＳ２にて磁性鍋が載置されていることを検知すると、制御回路８は、インバータ回路１２をデューティ制御（通電比率制御モード）で電力制御して、操作・表示部７にて設定された火力に相当する入力電力となるよう電力フィードバック制御を行う（Ｓ６）。
【００３６】
そして、負荷判定処理にて磁性鍋が載置されていることを検知してデューティ制御を行っている場合には、第二の負荷判定処理を行う（Ｓ７）。
【００３７】
ここで、第二の負荷判定処理について説明する。
上述のようにステップＳ２にて負荷判定処理を行って鍋種を判定するのであるが、近年は、アルミなどの低抵抗非磁性材質の鍋の底面に磁性ステンレスを張り合わせたような貼り付け鍋が多く存在する。図８において符号２０は、貼り付け鍋のマッピング状態を示している。これら貼り付け鍋は、等価インダクタンスが高抵抗非磁性鍋と同等程度、等価抵抗値が磁性鍋と同等程度、という特性を有し、非磁性鍋と磁性鍋の中間的な特性を有する。そのため、従来のように加熱コイル電流と入力電流のマッピング状態から鍋種を判定する方式では、貼り付け鍋を正確に検知することが困難であった。一般に、貼り付け鍋や高抵抗非磁性鍋は、磁性鍋と比較して加熱コイル上に載置した状態での等価インダクタンスが小さく、高抵抗非磁性鍋の共振周波数は磁性鍋の共振周波数に比べて高い。このため、貼り付け鍋に対してデューティ制御で電力制御を行うと、周波数制御で駆動する場合に比べて駆動周波数と共振周波数とが近い状態で駆動される傾向が強くなる。駆動周波数と共振周波数とが近い状態でインバータ回路１２を制御すると、スイッチング素子の損失が増大し、破壊に至る可能性もある。
【００３８】
そこで、本実施の形態１の誘導加熱調理器は、貼り付け鍋等のデューティ制御に適さない鍋を検出することを目的とした第二の負荷判定処理を、デューティ制御中に行う。
【００３９】
次に、第二の負荷判定処理の具体的内容を説明する。
本実施の形態１の第二の負荷判定処理においては、スイッチング素子であるＩＧＢＴ２４の温度を検知することによって、ＩＧＢＴ２４の損失を検知し、これによって鍋がデューティ制御に適さない鍋であるか否かを判断する。
図９は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の加熱コイル電流ピークと高電位側ＩＧＢＴの温度の関係を示す図である。図９において、符号３３は、磁性鍋をデューティ制御した場合の高電位側ＩＧＢＴ２４の温度特性を示すラインである。
仮に、ステップＳ２において磁性鍋であると判断しステップＳ６にてデューティ制御を行っている鍋が、実際に磁性鍋である場合には、ＩＧＢＴ２４の温度は、加熱コイル電流のピークに応じて図９の符号３３に示すラインのような値となる。
【００４０】
ところが、ステップＳ２において磁性鍋であると判断しステップＳ６にてデューティ制御を行っている鍋が、実際には貼り付け鍋等のデューティ制御に適さない鍋であったとする。貼り付け鍋である場合、前述のようにＩＧＢＴ２４の損失が相対的に大きいため、ＩＧＢＴ２４の温度も高くなる。すなわち、ＩＧＢＴ２４の温度を検知することにより、ＩＧＢＴ２４の損失を検知することができる。そこで、図９に符号３４で示すように、ＩＧＢＴ２４の許容損失以下の損失に対応するＩＧＢＴ２４の温度を、閾値（制御切り替え閾値）として予め設定しておく。そして、検知されたＩＧＢＴ２４の温度と閾値とを対比することにより、ＩＧＢＴ２４の損失を判断する。
【００４１】
ここで、ＩＧＢＴ２４の損失を検知するに際し、ＩＧＢＴ２４の温度を検知するという構成を採用する理由について説明する。
図１０は、本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の、非磁性鍋載置状態におけるインバータ回路の駆動波形を示す図である。
【００４２】
図１０(ａ）は、非磁性鍋を周波数制御で駆動した際のＩＧＢＴ２４及びＩＧＢＴ２５のコレクタ電流波形、ゲート波形、及び加熱コイル５の電流波形である。
図１０（ａ）に示すＴ１期間は、ＩＧＢＴ２４に内蔵された還流ダイオードに電流が流れ、ターンオンがゼロ電流スイッチングとなるため、ＩＧＢＴ２４にはスイッチング損失が発生しない。図１０（ａ）に示すＴ２期間には、ＩＧＢＴ２４のコレクタからエミッタ方向に電流が流れ、ＩＧＢＴ２４のコレクタ電流ピークＩｃｐは、加熱コイル５の電流ピークＩｌｐと一致する。ここで、加熱コイル電流検知回路１５は、加熱コイル５に流れるピーク電流を検知している。このため、加熱コイル電流検知回路１５が加熱コイルに電流ピークを検知することで、これと一致するコレクタ電流ピークＩｃｐを検知することができる。
【００４３】
図１０（ｂ）は、非磁性鍋をデューティ制御で駆動した際のＩＧＢＴ２４及びＩＧＢＴ２５のコレクタ電流波形、ゲート波形、及び加熱コイル５の電流波形である。
図１０（ｂ）に示すＴ１期間は、高電位側ＩＧＢＴ２４のターンオン時はスナバコンデンサ１４へ大きな突入電流が流れるため、ＩＧＢＴ２４のターンオンはゼロ電流スイッチングとならず、周波数制御と比較して大きなスイッチング損失が発生する。
ここで、加熱コイル電流検知回路１５は加熱コイル５に流れるピーク電流を検知しているが、Ｔ１期間にスナバコンデンサ１４へ流れる突入電流は加熱コイル５に流れないため、加熱コイル電流検知回路１５で検知した加熱コイル電流ピークＩｌｐと、ＩＧＢＴ２４に流れる電流ピークＩｃｐは一致しない。
【００４４】
ここで、スイッチング素子としてのＩＧＢＴで発生する損失は、導通損失とスイッチング損失とに大別される。導通損失はＩＧＢＴに流れる電流とコレクタ−エミッタ間の飽和電圧の積で発生する損失、スイッチング損失はターンオン時のスイッチング損失とターンオフ時のスイッチング損失の和である。
上述の図１０(ａ）で示した周波数制御のようにターンオンがゼロ電流スイッチングとなる場合、導通損失とスイッチング損失はＩＧＢＴ２４の電流ピークＩｃｐに依存する傾向を有する。そのため、ターンオンがゼロ電流スイッチングとなり、かつ、コレクタ電流ピークＩｃｐが判っている場合、ＩＧＢＴ２４で発生するＩＧＢＴ損失もＩＧＢＴ２４の電流ピークＩｃｐに依存する傾向を有するため、加熱コイル電流検知回路１５で検知した加熱コイル電流ピークＩｌｐから、ＩＧＢＴ２４の損失を推定することができる。
【００４５】
一方、図１０（ｂ）で示したデューティ制御のようにターンオン時に過大な突入電流が発生するような駆動状態の場合、加熱コイル電流検知回路１５で加熱コイル５の電流ピークＩｌｐを検知することによってＴ２期間に流れるコレクタ電流のピークを検知しても、ターンオン時のＩＧＢＴ２４の電流ピークＩｃｐを検知することはできない。このため、デューティ制御においては、ターンオン時に発生する過大な損失を検知できず、加熱コイル電流ピークＩｌｐからＩＧＢＴ２４で発生する損失を検知することができない。
【００４６】
すなわち、高抵抗の非磁性鍋や貼り付け鍋に対してステップＳ６にてデューティ制御を行っている場合、例えば特許文献１に記載のように加熱コイル電流ピークＩｌｐを検知しても、ＩＧＢＴ２４で発生する損失を検知することができず、ＩＧＢＴ２４の損失が許容損失を超えてしまう可能性がある。
そこで、本実施の形態１の誘導加熱調理器では、サーミスタ１７で検出するＩＧＢＴ２４の温度に基づいてＩＧＢＴ２４で発生する損失を検知するという構成を採用している。
【００４７】
図７の説明に戻る。
ステップＳ７の第二の負荷判定処理において、制御回路８は、サーミスタ１７によるＩＧＢＴ２４の温度検知結果と、加熱コイル電流検知回路１５の加熱コイル電流ピークの検知結果を読み込む。制御回路８は、加熱コイル電流ピークに対するＩＧＢＴ２４の温度と、予め定めた閾値３４（制御切り替え閾値）とを比較することにより、想定されるＩＧＢＴ２４の損失よりも大きい損失が発生しているか否かを判定する（Ｓ７）。
【００４８】
そして、加熱コイル電流ピークに対するＩＧＢＴ２４の温度が、予め定めた閾値以下であれば（Ｓ７；Ｎｏ）、制御回路８は、加熱停止指示があるまでデューティ制御を継続する（Ｓ８）。一方、加熱コイル電流ピークに対するＩＧＢＴ２４の温度が、予め定めた閾値を超過している場合には（Ｓ７；Ｙｅｓ）、想定されるＩＧＢＴ２４の損失よりも大きい損失が発生している（すなわち、載置されている鍋が、デューティ制御に適さない高抵抗非磁性鍋や貼り付け鍋である）ものと判定し、制御回路８は、インバータ回路１２の制御をデューティ制御から周波数制御に移行させる（Ｓ９）。
【００４９】
ステップＳ９にてデューティ制御から周波数制御モードに遷移させる際、駆動周波数を同じままとすると、入力電力が急激に上昇することになる。よって、デューティ制御から周波数制御に遷移させる際には、制御回路８は、まずは周波数制御の最低電力となる駆動周波数(図４の周波数５０ｋＨｚ)に変更する。そして、入力電流検知回路１０の出力信号を元にして入力電力をチェックしながら駆動周波数を下降させ、操作・表示部７に設定された火力に対応した目標電力となる駆動周波数で駆動する。
【００５０】
以上のように、実施の形態１では、加熱開始指示を受けてから行う負荷判定処理において載置された鍋種を判定し、鍋種によってデューティ制御と周波数制御を切り替えるようにした。このため、鍋の材質に応じたインバータ回路の駆動が可能であり、加熱コイルの損失を低減することができる。
また、デューティ制御での加熱動作中において、第二の負荷検知処理を行い、加熱コイル電流ピークに対するインバータ回路の温度を用いてスイッチング素子の損失を判定するようにした。このため、負荷検知処理にて判別できない貼り付け鍋については、第二の負荷検知処理においてこれを検知することができる。したがって、例えば貼り付け鍋等のデューティ制御に適さない鍋に対してデューディ制御での駆動を継続する、といったことを抑制することができる。これにより、スイッチング素子の過温度上昇や、スイッチング素子の破壊に至る事態を未然に防ぐことができる。
【００５１】
また、インバータの回路の温度は、インバータ回路を構成する２つのスイッチング素子のうち、損失の大きい高電位側のスイッチング素子（実施の形態１のＩＧＢＴ２４）の近傍で検知しているため、高電位側スイッチング素子の損失増大によるインバータ回路の温度上昇を、反応よく検知することができる。
【００５２】
また、高電位側に配置されたスイッチング素子は、独立して放熱フィンに配置されているため、損失の大きい高電位側のスイッチング素子の温度を直接検知することができる。
【００５３】
また、デューティ制御から周波数制御への遷移時は、周波数制御における最低電力（最低火力の電力）の駆動周波数でインバータ回路を駆動して周波数制御での駆動を開始するため、モード遷移時の急激な火力上昇や、急激な電流増加による素子のロス増加及び破壊を防止することができる。
【００５４】
なお、インバータ回路のうち、損失の大きい高電位側に配置されたスイッチング素子は、例えば炭化珪素などのワイドバンドギャップ半導体により形成するようにしてもよい。このワイドバンドギャップ半導体としては、これに限らず、例えば窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドなどでもよい。
【００５５】
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
さらに、電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
【符号の説明】
【００５６】
１ トッププレート、２ 右加熱口、３ 左加熱口、４ 中央加熱口、５ 加熱コイル、６ 加熱コイル、７ 操作・表示部、８ 制御回路、９ 商用電源、１０ 入力電流検知回路、１１ 直流電源回路、１２ インバータ回路、１４ スナバコンデンサ、１５ 加熱コイル電流検知回路、１６ 共振コンデンサ、１７ サーミスタ、２１ ダイオードブリッジ、２２ チョークコイル、２３ 平滑コンデンサ、２４ ＩＧＢＴ、２５ ＩＧＢＴ、２７ 放熱フィン。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
鍋を誘導加熱する加熱コイルと、
交流電力を整流して直流電力に変換する直流電源回路と、
前記直流電源回路の直流電流を高周波電流に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の温度を検知する回路温度検知手段と、
前記加熱コイルに流れる電流を検知する加熱コイル電流検知手段と、
前記インバータ回路の周波数を可変制御する周波数制御モード、及び前記インバータ回路の通電比率を可変制御する通電比率制御モードを含む制御モードのうちいずれかにより前記インバータ回路を駆動する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記通電比率制御モードで前記インバータ回路を駆動している場合において、
前記回路温度検知手段により検知された前記インバータ回路の温度が、前記加熱コイル電流検知手段により検知された電流値に対応する予め定められた閾値より高いときには、前記周波数制御モードに切り替えて前記インバータ回路を駆動する
ことを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項２】
前記鍋の材質を判別する鍋材質判別手段を備え、
前記制御回路は、
加熱開始の指示を受けて前記インバータ回路の駆動を開始する場合において、
前記鍋材質判別手段により磁性鍋と判別された鍋を加熱するときには、前記通電比率制御モードにより前記インバータ回路の駆動を開始する
ことを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
【請求項３】
前記インバータ回路は、前記直流電源回路の出力に対して直列接続された２つのスイッチング素子を備え、
前記回路温度検知手段は、前記直流電源回路の出力の高電位側に配置されたスイッチング素子の温度を検知する
ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の誘導加熱調理器。
【請求項４】
前記高電位側に配置されたスイッチング素子は、前記直流電源回路の出力の低電位側に配置されたスイッチング素子とは熱的に遮断されている
ことを特徴とする請求項３記載の誘導加熱調理器。
【請求項５】
前記高電位側に配置されたスイッチング素子は、前記直流電源回路の出力の低電位側に配置されたスイッチング素子とは独立して放熱フィンに取り付けられている
ことを特徴とする請求項４記載の誘導加熱調理器。
【請求項６】
前記制御回路は、前記通電比率制御モードから前記周波数制御モードへの切り替え時において前記周波数制御モードで前記インバータ回路の駆動を開始する際には、前記周波数制御モードにおける最低入力電力となる駆動周波数で前記インバータ回路の駆動を開始する
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の誘導加熱調理器。
【請求項７】
前記インバータ回路を構成するスイッチング素子の少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
ことを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれか一項に記載の誘導加熱調理器。
【請求項８】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドである
ことを特徴とする請求項７記載の誘導加熱調理器。
【請求項１】
鍋を誘導加熱する加熱コイルと、
交流電力を整流して直流電力に変換する直流電源回路と、
前記直流電源回路の直流電流を高周波電流に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の温度を検知する回路温度検知手段と、
前記加熱コイルに流れる電流を検知する加熱コイル電流検知手段と、
前記インバータ回路の周波数を可変制御する周波数制御モード、及び前記インバータ回路の通電比率を可変制御する通電比率制御モードを含む制御モードのうちいずれかにより前記インバータ回路を駆動する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記通電比率制御モードで前記インバータ回路を駆動している場合において、
前記回路温度検知手段により検知された前記インバータ回路の温度が、前記加熱コイル電流検知手段により検知された電流値に対応する予め定められた閾値より高いときには、前記周波数制御モードに切り替えて前記インバータ回路を駆動する
ことを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項２】
前記鍋の材質を判別する鍋材質判別手段を備え、
前記制御回路は、
加熱開始の指示を受けて前記インバータ回路の駆動を開始する場合において、
前記鍋材質判別手段により磁性鍋と判別された鍋を加熱するときには、前記通電比率制御モードにより前記インバータ回路の駆動を開始する
ことを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
【請求項３】
前記インバータ回路は、前記直流電源回路の出力に対して直列接続された２つのスイッチング素子を備え、
前記回路温度検知手段は、前記直流電源回路の出力の高電位側に配置されたスイッチング素子の温度を検知する
ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の誘導加熱調理器。
【請求項４】
前記高電位側に配置されたスイッチング素子は、前記直流電源回路の出力の低電位側に配置されたスイッチング素子とは熱的に遮断されている
ことを特徴とする請求項３記載の誘導加熱調理器。
【請求項５】
前記高電位側に配置されたスイッチング素子は、前記直流電源回路の出力の低電位側に配置されたスイッチング素子とは独立して放熱フィンに取り付けられている
ことを特徴とする請求項４記載の誘導加熱調理器。
【請求項６】
前記制御回路は、前記通電比率制御モードから前記周波数制御モードへの切り替え時において前記周波数制御モードで前記インバータ回路の駆動を開始する際には、前記周波数制御モードにおける最低入力電力となる駆動周波数で前記インバータ回路の駆動を開始する
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の誘導加熱調理器。
【請求項７】
前記インバータ回路を構成するスイッチング素子の少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
ことを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれか一項に記載の誘導加熱調理器。
【請求項８】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドである
ことを特徴とする請求項７記載の誘導加熱調理器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１３−５４８７３（Ｐ２０１３−５４８７３Ａ）
【公開日】平成２５年３月２１日（２０１３．３．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１９１２１２（Ｐ２０１１−１９１２１２）
【出願日】平成２３年９月２日（２０１１．９．２）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【出願人】（０００１７６８６６）三菱電機ホーム機器株式会社 (1,201)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月２１日（２０１３．３．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月２日（２０１１．９．２）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【出願人】（０００１７６８６６）三菱電機ホーム機器株式会社 (1,201)
【Ｆターム（参考）】
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