超音波診断装置
【課題】連続波ドプラ法を行なう超音波診断装置において、回路規模の縮小や回路コストの削減を可能とする。
【解決手段】超音波診断装置は、被検体に連続超音波を送信し被検体からの反射波を受信する超音波探触子と、超音波探触子からの受信信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成部２０と、生成された複素信号に含まれるドプラ成分を算出するドプラ処理部と、を具備し、複素信号生成部２０は、超音波探触子からの受信信号を連続超音波の搬送周波数よりも低い中間周波数帯域に周波数変換する周波数変換回路２２と、周波数変換された受信信号を中間周波数に基づくサンプリング周波数で直交サンプリングすることにより複素信号を生成する直交サンプリング部２４とを有する。
【解決手段】超音波診断装置は、被検体に連続超音波を送信し被検体からの反射波を受信する超音波探触子と、超音波探触子からの受信信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成部２０と、生成された複素信号に含まれるドプラ成分を算出するドプラ処理部と、を具備し、複素信号生成部２０は、超音波探触子からの受信信号を連続超音波の搬送周波数よりも低い中間周波数帯域に周波数変換する周波数変換回路２２と、周波数変換された受信信号を中間周波数に基づくサンプリング周波数で直交サンプリングすることにより複素信号を生成する直交サンプリング部２４とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、連続波ドプラ法（Continuous Wave Doppler Method：以下、ＣＷＤ法と呼ぶ）による超音波スキャンが可能な超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置を用いた血流計測の方法にドプラ法がある。ドプラ法においては、受信したエコー信号に基づく複素信号を周波数解析することにより、ドプラ偏移周波数を算出する。ドプラ法には、連続超音波を用いたＰＷＤ法やパルス波を用いたパルスドプラ法（Pulsed Wave Doppler Method：以下、ＰＷＤ法と呼ぶ）がある。
【０００３】
ＣＷＤ法によるエコー信号のダイナミックレンジは、ＰＷＤ法によるエコー信号のダイナミックレンジよりも広い。また、受信遅延加算回路のダイナミックレンジは、Ａ／Ｄ変換器のビット数により決定される。そのため、両方のドプラ法を併用する受信遅延加算回路のダイナミックレンジは、ＣＷＤ法におけるダイナミックレンジに合わせることが望ましいが、コストパフォーマンスを考慮して、通常、１０〜１２ビット程度の分解能を有するＡ／Ｄ変換器が用いられる。
【０００４】
しかし、ＣＷＤ法の場合、このビット数は不十分である。ＣＷＤ法に必要なダイナミックレンジを確保する方法に、直交検波を用いる方法である。直交検波方式では、２対の周波数混合器を用いて直交検波処理を行い、低速のＡ／Ｄ変換器を用いてエコー信号をデジタル化し、複素信号を生成する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述した直交検波方式では、検波以降の信号処理が１チャンネルあたり直交２系統分必要である。また、エコー信号のデジタル化を行なうためのＡ／Ｄ変換器も１系統あたり２器必要である。従って、回路規模が増大し十分な集積度を実現できない。また、それに伴い、必要な部品数が増加するために回路コストが増加してしまう。
【０００６】
本発明の目的は、ＣＷＤ法を行なう超音波診断装置において、回路規模の縮小や回路コストの削減を可能とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のある局面に係る超音波診断装置は、被検体に連続超音波を送信し前記被検体からの反射波を受信する超音波探触子と、前記超音波探触子からの受信信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成部と、前記生成された複素信号に含まれるドプラ成分を算出するドプラ処理部と、を具備し、前記複素信号生成部は、前記受信信号を前記連続超音波の搬送周波数よりも低い中間周波数帯域に周波数変換する周波数変換部と、前記周波数変換された受信信号を前記中間周波数に基づくサンプリング周波数で直交サンプリングすることにより前記複素信号を生成する直交サンプリング部と、を有することを特徴とする超音波診断装置。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、ＣＷＤ法を行なう超音波診断装置において、回路規模の縮小や回路コストの削減が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。本実施形態における超音波診断装置は、被検体に連続超音波を送信し、被検体からの反射波を受信し、受信した反射波に基づくエコー信号を周波数解析することにより血流情報を得る。このような連続超音波によるドプラ法は、ＣＷＤ法と呼ばれている。
【００１０】
図１は、ＣＷＤ法が可能な本実施形態に係る超音波診断装置１の構成を示す図である。図１に示すように、超音波診断装置１は、制御部１０を中枢として、送信部１２、超音波探触子１４、受信部１６、複素信号生成部２０、ドプラ処理部３０、デジタルスキャンコンバータ（Digital Scan Converter：以下、ＤＳＣと呼ぶ）３２、及びモニター３４を有する。
【００１１】
送信部１２は、例えばＦＭ変調された連続波を生成し、この連続波を超音波探触子１４の複数の振動子に供給する。超音波探触子１４は、送信部１２からの連続波の供給を受け、この連続波に対応する所定のキャリア周波数ｆc Ｈｚを有する連続超音波を発生する。複数の振動子は、単体又は数個で１つのチャンネルを構成する。チャンネル数ｌは、例えば１２８である。
【００１２】
受信部１６は、ｍチャンネル分の受信回路を備える。ここで、送信部１２のチャンネル数ｌと受信部１６のチャンネル数ｍとは、同数でも異なる数でもよい。各受信回路は、前置増幅器及びバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと呼ぶ）を有している。前置増幅器は、被検体からの反射波に基づいて得られるエコー信号を所定の振幅レベルに増幅する。ＢＰＦは、増幅されたエコー信号が有するドプラ成分を含む帯域を抽出し、抽出したエコー信号成分を複素信号生成部２０に出力する。
【００１３】
図２は、エコー信号に含まれる信号成分の一例を示す図である。図２に示すように、エコー信号には、キャリア周波数ｆｃを有するキャリア成分ＣＡと、生体組織の拍動や心臓弁での反射に起因するクラッタ成分ＣＬ、及び血流での反射に起因するドプラ成分ＤＯが含まれる。ドプラ成分ＤＯは、キャリア周波数ｆｃを中心として±５０ｋＨｚの帯域幅を有する。キャリア周波数ｆｃに比して、ドプラ成分ＤＯの帯域は極めて狭い。
【００１４】
キャリア周波数ｆｃは、例えば、１．５ＭＨｚ、２ＭＨｚ、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ或いは８ＭＨｚであり、一般的には１０ＭＨｚを超えることはない。
【００１５】
受信部１６のＢＰＦは、少なくともキャリア周波数ｆｃ±５０ｋＨｚの帯域のエコー信号成分を通過させ、それ以外の帯域のエコー信号成分を遮断する。なお、キャリア成分ＣＡやクラッタ成分ＣＬは、ドプラ信号に比して１０ｄＢ（デシベル）〜３０ｄＢ以上の大きさを有する。
【００１６】
複素信号生成部２０は、ｍチャンネル分の複素信号生成回路を備える。各複素信号生成回路は、受信部１６の各受信回路から入力したエコー信号に基づいて複素信号を生成する。複素信号は、同相（In-phase）成分及び直交（Quadra-phase）成分から構成され、これら各成分をそれぞれＩ信号及びＱ信号と呼ぶことにする。各複素信号生成回路は、入力したエコー信号を中間周波数帯域にダウンコンバートし、ダウンコンバートしたエコー信号をサンプリング周波数ｆｓで直交サンプリングし、直交サンプリングされたデータをＩ信号とＱ信号とに分離する。各複素信号生成回路にて生成されたＩ信号及びＱ信号は各々加算される。加算されたＩ信号及びＱ信号はドプラ処理部３０へ出力される。複素信号生成部２０の詳細な説明は後述する。
【００１７】
ドプラ処理部３０は、入力された複素信号、すなわちＩ信号及びＱ信号を高速フーリエ変換等の周波数解析することによって、ドプラ効果による血流のドプラ信号を算出する。ドプラ処理部３０は、ドプラ信号に基づいて、血流の平均速度、速度の分散、ドプラ信号のパワー等に代表される血流情報を算出する。ドプラ処理部３０は、算出した血流情報をＤＳＣ３２へ出力する。
【００１８】
ＤＳＣ３２は、入力した血流情報の超音波スキャン走査線信号列をテレビなどの一般的なビデオフォーマットの走査線信号列に変換することで、ビデオ信号を生成し、モニター３４へ出力する。
【００１９】
モニター３４は、ＤＳＣ３２からのビデオ信号に基づいて、被検体内の形態学的情報や血流情報を画像として表示する。
【００２０】
まず、複素信号生成部２０による直交サンプリングの原理を説明する。図３は、ＣＷＤ法での血流計測処理を説明するための図である。図３に示すように超音波探触子１４から連続超音波を送信する。この連続超音波が被検体内の血流に入射すると、ドプラ効果により反射波はドプラ周波数偏移を起こす。ここで、ドプラ偏移周波数ｆｄは、以下の（１）で表される。
ｆｄ＝（２ｆｃ×ｖ×ｃｏｓ（ａ））／ｃ ・・・（１）
ｆｃ：キャリア周波数
ｖ：血流速度
ｃ：生体内における超音波音速（例えば、１５６０ｍ／ｓｅｃ）
ａ：超音波ビーム方向と血流速度とが成す角度
例えば、角度ａ＝０、血流速度ｖ＝６ｍ／ｓｅｃ、キャリア周波数ｆｃ＝５ＭＨｚとすると、ドプラ偏移周波数ｆｄ＝３８．５ｋＨｚとなる。循環器病変における異常血流の最大血流速度は、高々５〜６ｍ／ｓｅｃである。従って、血流計測において必要となるドプラシフト検出帯域は、±５０ｋＨｚ程度あれば十分である。
【００２１】
血流計測に必要なドプラ成分を含むエコー信号の角周波数ωは、以下の（２）式で表される。
ωｃ−ωｂ≦｜ω｜≦ωｃ＋ωｂ ・・・（２）
ωｃ：キャリア角周波数
ωｂ：最大ドプラ偏移角周波数（例えば、２π×５０ｋＨｚ［ｒａｄ／ｓ］）
このような周波数成分を含むエコー信号は、一般に以下の（３）式に示すような直交式で表される。
ｆ（ｔ）＝Ｘ（ｔ）ｃｏｓ（ωｃ×ｔ）＋Ｙ（ｔ）ｓｉｎ（ωｃ×ｔ） ・・・（３）
時間関数Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）は、それぞれｆ（ｔ）のＩ信号及びＱ信号であり、高域が最大ドプラ偏移角周波数（カットオフ周波数）ωｂで制限された低周波成分のみを含む信号である。Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）を実測のエコー信号から得られれば、上述の直交式（３）で表されるエコー信号ｆ（ｔ）を正しく再現できる。
【００２２】
そこで、本実施形態に係る複素信号生成部２０は、直交サンプリングにより、Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）を算出する。直交サンプリングは、互いに９０°ずれた位相でエコー信号をサンプリングすることである。直交サンプリングによりエコー信号ｆ（ｔ）は、数学的に忠実に再現される。
【００２３】
キャリア周期Ｔｃ＝２π／ωｃとし、時刻ｔ＝ｎ×Ｔｃ／２とすると、（３）式は以下の（４ａ）式のように表される。
ｆ（ｎ×Ｔｃ／２）＝（−１）ｎＸ（ｎ×Ｔｃ／２） ・・（４ａ）
同様に、時刻ｔ＝ｎ×Ｔｃ／２＋Ｔｃ／４とすると、（３）式は以下の（４ｂ）式のように表される。
ｆ（ｎ×Ｔｃ／２＋Ｔｃ／４）＝（−１）ｎＹ（ｎ×Ｔｃ／２＋Ｔｃ／４）・・（４ｂ）
すなわち、サンプル列Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）は、直交検波を行なわずともｆ（ｔ）から直接得ることが可能である。Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）は、ｆ（ｔ）の帯域幅の１／２に等しい周波数ωｂで制限された低域周波数信号である。従ってＸ（ｔ）及びＹ（ｔ）は、高々２×（ωｂ／２π）＝２×ｆｂのサンプリン周波数ｆｓで再現可能である。そのため、ＣＷＤ法においては、必要なサンプリング周波数ｆｓは、以下の（５）式のように表される。
ｆｓ＝２×ｆｂ（例えば、＝２×５０ｋＨｚ＝１００ｋＨｚ） ・・・（５）
キャリア周波数ｆｃは、通常１ＭＨｚ〜８ＭＨｚの範囲内に設定されるので、（５）式により、直交サンプリングにおけるサンプリング周波数ｆｓを例えばｆｃ／８に設定すればよい。ｆｓをｆｃ／８に設定することで、キャリア周波数ｆｃと同程度の速さで高速動作するようなサンプリング回路を用いることなく、直交サンプリングを実現することが可能となる。
【００２４】
以下に、ｆｓ＝ｆｃ／８で直交サンプリングを行なう場合おけるＸ（ｔ）及びＹ（ｔ）のサンプルデータＸｎ及びＹｎは、（３）式において時刻ｔ＝８×ｎ×Ｔｃ及びｔ＝８×ｎ×Ｔｃ＋Ｔｃ／４とすると、それぞれ（６ａ）及び（６ｂ）のように表される。
Ｘｎ＝ｆ（８×ｎ×Ｔｃ）＝（−１）ｎＸ（８×ｎ×Ｔｃ） ・・・（６ａ）
Ｙｎ＝ｆ（８×ｎ×Ｔｃ＋Ｔｃ／４）＝（−１）ｎＹ（８×ｎ×Ｔｃ＋Ｔｃ／４）
・・・（６ｂ）
（６ａ）式、（６ｂ）式に示すように、実測のエコー信号を時刻ｔ＝８×ｎ×Ｔｃ及びｔ＝８×ｎ×Ｔｃ＋Ｔｃ／４でサンプリングする（直交サンプリングする）ことにより、サンプルデータＸｎ及びＹｎが得られる。このように、サンプル周波数ｆｓ＝ｆｃ／８のような低速な直交サンプリングでも、エコー信号ｆ（ｔ）を再現することが可能である。
【００２５】
上記の直交サンプリングは、図４に示す構成を有する複素信号生成部２０に実行される。図４に示すように、複素信号生成部２０は、ｍチャンネル分の複素信号生成回路２０１〜２０ｍ及び単一のクロック信号生成器２１を集積実装した半導体集積回路である。
【００２６】
クロック信号生成器２１は、４ｆｃの基準クロック信号を外部から入力し、各複素信号生成回路２０１〜２０ｍに対して、回路内部動作に要するクロック信号を供給する。つまり、各複素信号生成回路２０１〜２０ｍは、クロック信号を共用している。
【００２７】
複素信号生成回路２０１〜２０ｍの動作はチャンネルによって差異はなく、全て同じ動作である。従って、以下、チャンネルｋ（１≦ｋ≦ｍ）に関する複素信号生成回路２０ｋ
についてのみ説明する。
【００２８】
図４に示すように、複素信号生成回路２０ｋは、周波数変換回路（ミクサ）２２ｋ、ハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦと呼ぶ）２３ｋ、Ａ／Ｄ変換器２４ｋ、遅延回路２５ｋ、デシメーションフィルタ２６ｋ、ＩＱ分離器２７ｋ、Ｉ信号加算器２８Ｉｋ及びＱ信号加算器２８Ｑｋを有する。これら複素信号生成回路２０ｋを構成する各構成要素は、チャンネルによって差異がないので、以下、明記する必要がない限り、各構成要素に付した記号「ｋ」を省略する。
【００２９】
周波数変換回路２２は、クロック信号生成器２１から供給されるクロック信号（以下、混合クロック信号と呼ぶ）と、受信部１６から供給されるエコー信号とを混合（乗算）する。混合処理が行なわれることにより、混合クロック信号の周波数ｆｈ＝ｆｃ−ｆｉとエコー信号の周波数ｆｃとの差の周波数ｆｉを有する差成分信号及び和の周波数２ｆｃ−ｆｉを有する和成分信号とが生成される。換言すれば、周波数変換回路２２は、キャリア周波数ｆｃを有するエコー信号を中間周波数ｆｉ帯域に周波数ダウンコンバートする。つまり、周波数変換回路２２にて、ヘテロダイン検波が行なわれる。
【００３０】
例えば、周波数変換回路２２は、キャリア周波数ｆｃの信号通過帯域を有するとともに、キャリア周波数ｆｃの分周クロック周波数に同期してサンプル動作を行なうサンプリングアンドホールド回路によって構成される。
【００３１】
図５は、周波数変換回路２２による周波数ダウンコンバート処理を説明するための図であり、図５（ａ）は、周波数変換回路２２による周波数変換前のエコー信号のスペクトルを示す図であり、図５（ｂ）は、周波数変換後のエコー信号のスペクトルを示す図である。
【００３２】
図５（ａ）に示すように、周波数ダウンコンバート前のエコー信号は、キャリア周波数ｆｃを中心とし、ドプラ偏移周波数ｆｄだけ広がりを持った周波数特性を有する。このエコー信号に、周波数ｆｈ＝｜ｆｃ−ｆｉ｜を有する混合クロック信号を混合することで、周波数ｆｉを中心とする差成分信号ＤＥと周波数２ｆｃ−ｆｉを中心とする和成分信号ＵＥとが生成される。例えば、キャリア周波数ｆｃ＝２．０ＭＨｚのとき、エコー信号を中間周波数ｆｉ＝１００ｋＨｚの帯域にダウンコンバートをとするためには、混合クロック信号の周波数ｆｈは１．９ｋＨｚ又は２．１ｋＨｚとする。なお、この後の処理において、和成分信号ＵＥは除外される。
【００３３】
ＨＰＦ３３は、周波数ｆｉ−ｆｄ以上の周波数を通過させることにより、周波数ｆｉ−ｆｄ以下の無駄な周波数成分を除去する。
【００３４】
Ａ／Ｄ変換器２４は、クロック信号生成器２１から供給されるサンプリング周波数ｆｓを有するクロック信号（以下、サンプルクロック信号と呼ぶ）に同期して、エコー信号を直交サンプリングする。Ａ／Ｄ変換器２４は、直交サンプリングした信号を量子化しデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器２４の実効分解能は、１４ビット以上の高分解能であることが望ましい。なお、
例えば、Ａ／Ｄ変換器２４は、ドプラ偏移周波数帯域の信号処理帯域を有するとともに、キャリア周波数ｆｃの分周クロック周波数に同期して動作するシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器（以下、ΣΔ型Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ）で構成される。ΣΔ型Ａ／Ｄ変換器は、低速高分解のＡ／Ｄ変換器である。また、ΣΔ型Ａ／Ｄ変換器は、フラッシュ型やパイプライン方式のＡ／Ｄ変換器に比して安価である。
【００３５】
サンプリング周波数ｆｓは、ナイキスト周波数とエコー信号の周波数特性とを考慮すると２ｆｉ＋５０ｋＨｚ以上であることが望ましい。また、サンプリング周波数ｆｓは、回路コストを考慮するとΣΔ型Ａ／Ｄ変換器の最高サンプリング周波数である２ＭＨｚ以下が望ましい。この条件を満たす値として、例えばサンプリング周波数ｆｓは上述のｆｃ／８に設定される。
【００３６】
なお、サンプリング周波数ｆｓは、２ｆｃ−ｆｉよりも十分低いので、周波数変換回路２２によって生成された和成分信号ＵＥは、直交サンプリングされずに除去される。Ａ／Ｄ変換器２４の動作については後述する。
【００３７】
遅延回路２５は、デジタル化されたエコー信号（以下、デジタルエコー信号と呼ぶ）に対して、各チャネルに応じた受信フォーカシング遅延をかける。遅延回路２５は、デジタルエコー信号に対して、デジタル信号領域で遅延処理を行なう。そのため、アナログ高周波領域における遅延回路の周波数帯域特性の不均一性等の問題は発生せず、高精度な遅延加算処理が行なわれる。
【００３８】
デシメーションフィルタ２６は、遅延を掛けられたデジタルエコー信号から、周波数解析処理等に必要な低周波数帯域の成分を抽出するために、デジタルエコー信号に間引き処理（デシメーション）を行なう。
【００３９】
ＩＱ分離器２７は、クロック信号生成器２１から供給されるサンプルクロック信号に基づいてデジタルエコー信号をＩ信号とＱ信号とに分離する。ＩＱ分離器２７の動作については、後述する。
【００４０】
Ｉ信号加算器２８Ｉｋは、ｋ−１チャンネルの複素信号生成回路２０ｋ−１から入力するＩ信号と、ＩＱ分離器２７ｋから入力するＩ信号とを加算する。Ｑ信号加算器２８Ｑｋは、ｋ−１チャンネルの複素信号生成回路２０ｋ−１から入力するＱ信号と、ＩＱ分離器２７ｋから入力するＱ信号とを加算する。全チャンネル分加算されたＩ信号及びＱ信号は、複素信号としてドプラ処理部３０に出力される。
【００４１】
上記構成により、複素信号生成部２０は、キャリア周波数ｆｃを有するエコー信号を中間周波数ｆｉにダウンコンバートし、ダウンコンバートされたエコー信号をキャリア周波数ｆｃ以下の低速のサンプリング周波数ｆｓで直交サンプリングし、複素信号を生成する。
【００４２】
次に、クロック信号に応じたＡ／Ｄ変換器２４及びＩＱ分離器２７の動作を説明する。クロック信号生成器２１は、例えば、１／４分周器と１／３２分周器とにより構成される。これらの分周器は、周波数４ｆｃの基準クロック信号をトリガにして動作する。
【００４３】
図６は、クロック信号生成器２１により生成されるクロック信号の波形を示す図である。図６（ａ）は４ｆｃクロック信号、図６（ｂ）はキャリア周波数ｆｃ（０°）のクロック信号（以下、キャリアクロック信号Ａと呼ぶ）、図６（ｃ）はキャリア周波数ｆｃ（９０°）のクロック信号（以下、キャリアクロック信号Ｂと呼ぶ）、図６（ｄ）はＡ／Ｄ変換器２４に供給するサンプルクロック信号、図６（ｅ）はサンプリングによって収集されるサンプルデータを示す。
【００４４】
サンプルクロック信号は、キャリアクロック信号Ａ及びはキャリアクロック信号Ｂに基づいて生成される。ここで、サンプルクロック信号のローレベルからハイレベルへの立ち上がりの時刻を立ち上がり点Ｌと呼ぶことにする。隣り合う立ち上がり点Ｌにおいて、キャリアクロック信号Ａ及びキャリアクロック信号Ｂは、各々位相が９０°異なる。従って、この立ち上がり点Ｌのタイミングで直交サンプリングが行なわれる。上述の（６ａ）式、（６ｂ）式、図６（ｅ）を参照すると、Ｉ信号及びＱ信号は交互にサンプリングされることがわかる。図６（ｅ）に示すように、ＩＱ分離器２７は、サンプルクロック信号に基づいて、入力されるデジタルエコー信号をＩ信号とＱ信号とに交互に振り分ける。
【００４５】
Ｉ信号とＱ信号とを得るためのサンプリング周波数ｆｓは、Ａ／Ｄ変換で必要となる分解能（１６０ｄＢ／Ｈｚ）を有するＡ／Ｄ変換器２４の最高サンプリング周波数に基づいて決定される。例えば、１５ビットのＥＮＯＢ（実効分解能ビット数）を有するＡ／Ｄ変換器２４の最高サンプリング周波数が２ＭＨｚの場合、サンプリング周波数ｆｓを２ＭＨｚとする。
【００４６】
中間周波数ｆｉは、サンプリング周波数ｆｓに基づいて決定される。具体的には、サンプリング周波数ｆｓが２ｆｉ＋５０ｋＨｚ以下となるように決定される。例えば、サンプリング周波数ｆｓ＝２ＭＨｚのとき、中間周波数ｆｉは１００ｋＨｚや２００ｋＨｚ、５００ｋＨｚ等に設定される。
【００４７】
次に複素信号生成部２０の効果について説明する。
【００４８】
従来のＣＷＤモードにおけるＡ／Ｄ変換器は、図２に示すような極めて広いダイナミックレンジを有するエコー信号を歪みなく取り込んでＡ／Ｄ変換を実現するために、高速（２０ＭＨｚ以上のサンプリング周波数）且つ高分解能（２０ＭＨｚ換算の実効分解能で１４ビット以上）である必要がある。
【００４９】
この場合に問題となるのは、エコー信号が広いダイナミックレンジを有することである。しかし、上記の（４）、（５）、（６ａ）、（６ｂ）式に示すように、ＣＷＤ法においてエコー信号の周波数は数ＭＨｚであるのに対し、ドプラ信号成分は数十ｋＨｚの成分であるから、本来、直交サンプリングの際に必要なサンプリング周波数は低くてよい。
【００５０】
本実施形態においては、周波数変換回路２２は、ＣＷＤ法に由来する極めて広いダイナミックレンジを有するエコー信号を、連続超音波のドプラ偏移成分を維持したまま、数百ｋＨｚを中心とする中間周波数帯域へ周波数ダウンコンバートする。このため、エコー信号を、低速のＡ／Ｄ変換器２４で歪みなくＡ／Ｄ変換することができる。この際、低速なサンプリングでよいため、Ａ／Ｄ変換器２４の消費電力は少なくて済み、又、安価なＡ／Ｄ変換器であるΣΔ型Ａ／Ｄ変換器を用いることが可能である。
【００５１】
なお、通常、ＰＷＤモードで収集されたエコー信号はＣＷＤ法で収集されたエコー信号に比して低ダイナミックレンジである。そのためＰＷＤ法においては、低速且つ低分解能（１０〜１２ビット）のＡ／Ｄ変換器でも、歪みなくエコー信号をＡ／Ｄ変換できる。上述のように、複素信号生成部２０は、低速高分解能で安価なＡ／Ｄ変換器２４によって、ＣＷＤ法に由来する極めて広いダイナミックレンジを有するエコー信号をＡ／Ｄ変換することができる。従ってコストパフォーマンスを考慮しても、複素信号生成部２０は、ＣＷＤモードとＰＷＤモードとの両モードにおいて最適なダイナミックレンジを確保しつつ、両モードを併用することできる。つまり、ＰＷＤモードにおいて必要十分な低ダイナミックレンジの回路で、両モードを併用可能とすることができる。
【００５２】
また直交検波方式では、直交検波以降の信号処理回路は１チャンネルあたり２系統必要であり、それに伴い、エコー信号をＡ／Ｄ変換器するためのＡ／Ｄ変換器は１系統あたり２器必要である。しかし本実施形態は直交サンプリング方式を採用するため、複素信号生成回路２０１〜２０ｍは、１チャンネルあたり１系統でよい。そのため、複素信号生成部２０は、直交検波方式の回路に比して信号処理系統の数が少なくて済む。その結果、複素信号生成部２０は、直交検波方式に比して小規模な回路構成及び低周波領域の速度程度の回路動作が可能な半導体ＩＣ回路として容易に高集積化可能である。また、信号処理系統の減少に伴い、回路の製造コストも減少する。
【００５３】
かくして本実施形態によれば、ＣＷＤ法を行なう超音波診断装置において、回路規模の縮小や回路コストの削減が可能となる。
【００５４】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。
【００５５】
（変形例）
例えば、図７に示すように変形例１に係る複素信号生成部４０は、ＨＰＦ２３とＡ／Ｄ変換器２４との間にＬＰＦ２９を設けている。ＬＰＦ２９は、周波数ｆｉ+ｆｄ以上の周波数成分を遮断し、周波数ｆｉ−ｆｄ以下の周波数成分を通過させる。このような構成により、ｆｉ+ｆｄ以上の無駄な周波数を直交サンプリングされなくなる。従って、複素信号生成部４０により、和成分信号ＵＥをサンプリングできるような高速なＡ／Ｄ変換器２４を用いる場合にも本実施形態が可能となる。
【００５６】
また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の実施形態に係る超音波診断装置の構成を示す図。
【図２】図１の受信部にて受信されるエコー信号の信号成分を示す図。
【図３】本実施形態に係る血流計測処理を説明するための図。
【図４】図１の複素信号生成部の構成を示す図。
【図５】図４の周波数変換回路による周波数ダウンコンバート処理を説明するための図。
【図６】図４のクロック信号生成器から発生されるクロック信号のタイミングチャート。
【図７】本実施形態の変形例に係る複素信号生成部の構成を示す図。
【符号の説明】
【００５８】
１…超音波診断装置、１０…制御部、１２…送信部、１４…超音波探触子、１６…受信部、２０…複素信号生成部、２０ｋ…複素信号生成回路、２１…クロック信号生成器、２２…周波数変換回路、２３…ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、２４…Ａ／Ｄ変換器、２５…遅延回路、２６…デシメーションフィルタ、２７…ＩＱ分離器、２８Ｉ…Ｉ信号加算器、２８Ｑ…Ｑ信号加算器、２９…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３０…ドプラ処理部、３２…デジタルスキャンコンバータ（ＤＳＣ）、３４…モニター
【技術分野】
【０００１】
本発明は、連続波ドプラ法（Continuous Wave Doppler Method：以下、ＣＷＤ法と呼ぶ）による超音波スキャンが可能な超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置を用いた血流計測の方法にドプラ法がある。ドプラ法においては、受信したエコー信号に基づく複素信号を周波数解析することにより、ドプラ偏移周波数を算出する。ドプラ法には、連続超音波を用いたＰＷＤ法やパルス波を用いたパルスドプラ法（Pulsed Wave Doppler Method：以下、ＰＷＤ法と呼ぶ）がある。
【０００３】
ＣＷＤ法によるエコー信号のダイナミックレンジは、ＰＷＤ法によるエコー信号のダイナミックレンジよりも広い。また、受信遅延加算回路のダイナミックレンジは、Ａ／Ｄ変換器のビット数により決定される。そのため、両方のドプラ法を併用する受信遅延加算回路のダイナミックレンジは、ＣＷＤ法におけるダイナミックレンジに合わせることが望ましいが、コストパフォーマンスを考慮して、通常、１０〜１２ビット程度の分解能を有するＡ／Ｄ変換器が用いられる。
【０００４】
しかし、ＣＷＤ法の場合、このビット数は不十分である。ＣＷＤ法に必要なダイナミックレンジを確保する方法に、直交検波を用いる方法である。直交検波方式では、２対の周波数混合器を用いて直交検波処理を行い、低速のＡ／Ｄ変換器を用いてエコー信号をデジタル化し、複素信号を生成する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述した直交検波方式では、検波以降の信号処理が１チャンネルあたり直交２系統分必要である。また、エコー信号のデジタル化を行なうためのＡ／Ｄ変換器も１系統あたり２器必要である。従って、回路規模が増大し十分な集積度を実現できない。また、それに伴い、必要な部品数が増加するために回路コストが増加してしまう。
【０００６】
本発明の目的は、ＣＷＤ法を行なう超音波診断装置において、回路規模の縮小や回路コストの削減を可能とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のある局面に係る超音波診断装置は、被検体に連続超音波を送信し前記被検体からの反射波を受信する超音波探触子と、前記超音波探触子からの受信信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成部と、前記生成された複素信号に含まれるドプラ成分を算出するドプラ処理部と、を具備し、前記複素信号生成部は、前記受信信号を前記連続超音波の搬送周波数よりも低い中間周波数帯域に周波数変換する周波数変換部と、前記周波数変換された受信信号を前記中間周波数に基づくサンプリング周波数で直交サンプリングすることにより前記複素信号を生成する直交サンプリング部と、を有することを特徴とする超音波診断装置。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、ＣＷＤ法を行なう超音波診断装置において、回路規模の縮小や回路コストの削減が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。本実施形態における超音波診断装置は、被検体に連続超音波を送信し、被検体からの反射波を受信し、受信した反射波に基づくエコー信号を周波数解析することにより血流情報を得る。このような連続超音波によるドプラ法は、ＣＷＤ法と呼ばれている。
【００１０】
図１は、ＣＷＤ法が可能な本実施形態に係る超音波診断装置１の構成を示す図である。図１に示すように、超音波診断装置１は、制御部１０を中枢として、送信部１２、超音波探触子１４、受信部１６、複素信号生成部２０、ドプラ処理部３０、デジタルスキャンコンバータ（Digital Scan Converter：以下、ＤＳＣと呼ぶ）３２、及びモニター３４を有する。
【００１１】
送信部１２は、例えばＦＭ変調された連続波を生成し、この連続波を超音波探触子１４の複数の振動子に供給する。超音波探触子１４は、送信部１２からの連続波の供給を受け、この連続波に対応する所定のキャリア周波数ｆc Ｈｚを有する連続超音波を発生する。複数の振動子は、単体又は数個で１つのチャンネルを構成する。チャンネル数ｌは、例えば１２８である。
【００１２】
受信部１６は、ｍチャンネル分の受信回路を備える。ここで、送信部１２のチャンネル数ｌと受信部１６のチャンネル数ｍとは、同数でも異なる数でもよい。各受信回路は、前置増幅器及びバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと呼ぶ）を有している。前置増幅器は、被検体からの反射波に基づいて得られるエコー信号を所定の振幅レベルに増幅する。ＢＰＦは、増幅されたエコー信号が有するドプラ成分を含む帯域を抽出し、抽出したエコー信号成分を複素信号生成部２０に出力する。
【００１３】
図２は、エコー信号に含まれる信号成分の一例を示す図である。図２に示すように、エコー信号には、キャリア周波数ｆｃを有するキャリア成分ＣＡと、生体組織の拍動や心臓弁での反射に起因するクラッタ成分ＣＬ、及び血流での反射に起因するドプラ成分ＤＯが含まれる。ドプラ成分ＤＯは、キャリア周波数ｆｃを中心として±５０ｋＨｚの帯域幅を有する。キャリア周波数ｆｃに比して、ドプラ成分ＤＯの帯域は極めて狭い。
【００１４】
キャリア周波数ｆｃは、例えば、１．５ＭＨｚ、２ＭＨｚ、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ或いは８ＭＨｚであり、一般的には１０ＭＨｚを超えることはない。
【００１５】
受信部１６のＢＰＦは、少なくともキャリア周波数ｆｃ±５０ｋＨｚの帯域のエコー信号成分を通過させ、それ以外の帯域のエコー信号成分を遮断する。なお、キャリア成分ＣＡやクラッタ成分ＣＬは、ドプラ信号に比して１０ｄＢ（デシベル）〜３０ｄＢ以上の大きさを有する。
【００１６】
複素信号生成部２０は、ｍチャンネル分の複素信号生成回路を備える。各複素信号生成回路は、受信部１６の各受信回路から入力したエコー信号に基づいて複素信号を生成する。複素信号は、同相（In-phase）成分及び直交（Quadra-phase）成分から構成され、これら各成分をそれぞれＩ信号及びＱ信号と呼ぶことにする。各複素信号生成回路は、入力したエコー信号を中間周波数帯域にダウンコンバートし、ダウンコンバートしたエコー信号をサンプリング周波数ｆｓで直交サンプリングし、直交サンプリングされたデータをＩ信号とＱ信号とに分離する。各複素信号生成回路にて生成されたＩ信号及びＱ信号は各々加算される。加算されたＩ信号及びＱ信号はドプラ処理部３０へ出力される。複素信号生成部２０の詳細な説明は後述する。
【００１７】
ドプラ処理部３０は、入力された複素信号、すなわちＩ信号及びＱ信号を高速フーリエ変換等の周波数解析することによって、ドプラ効果による血流のドプラ信号を算出する。ドプラ処理部３０は、ドプラ信号に基づいて、血流の平均速度、速度の分散、ドプラ信号のパワー等に代表される血流情報を算出する。ドプラ処理部３０は、算出した血流情報をＤＳＣ３２へ出力する。
【００１８】
ＤＳＣ３２は、入力した血流情報の超音波スキャン走査線信号列をテレビなどの一般的なビデオフォーマットの走査線信号列に変換することで、ビデオ信号を生成し、モニター３４へ出力する。
【００１９】
モニター３４は、ＤＳＣ３２からのビデオ信号に基づいて、被検体内の形態学的情報や血流情報を画像として表示する。
【００２０】
まず、複素信号生成部２０による直交サンプリングの原理を説明する。図３は、ＣＷＤ法での血流計測処理を説明するための図である。図３に示すように超音波探触子１４から連続超音波を送信する。この連続超音波が被検体内の血流に入射すると、ドプラ効果により反射波はドプラ周波数偏移を起こす。ここで、ドプラ偏移周波数ｆｄは、以下の（１）で表される。
ｆｄ＝（２ｆｃ×ｖ×ｃｏｓ（ａ））／ｃ ・・・（１）
ｆｃ：キャリア周波数
ｖ：血流速度
ｃ：生体内における超音波音速（例えば、１５６０ｍ／ｓｅｃ）
ａ：超音波ビーム方向と血流速度とが成す角度
例えば、角度ａ＝０、血流速度ｖ＝６ｍ／ｓｅｃ、キャリア周波数ｆｃ＝５ＭＨｚとすると、ドプラ偏移周波数ｆｄ＝３８．５ｋＨｚとなる。循環器病変における異常血流の最大血流速度は、高々５〜６ｍ／ｓｅｃである。従って、血流計測において必要となるドプラシフト検出帯域は、±５０ｋＨｚ程度あれば十分である。
【００２１】
血流計測に必要なドプラ成分を含むエコー信号の角周波数ωは、以下の（２）式で表される。
ωｃ−ωｂ≦｜ω｜≦ωｃ＋ωｂ ・・・（２）
ωｃ：キャリア角周波数
ωｂ：最大ドプラ偏移角周波数（例えば、２π×５０ｋＨｚ［ｒａｄ／ｓ］）
このような周波数成分を含むエコー信号は、一般に以下の（３）式に示すような直交式で表される。
ｆ（ｔ）＝Ｘ（ｔ）ｃｏｓ（ωｃ×ｔ）＋Ｙ（ｔ）ｓｉｎ（ωｃ×ｔ） ・・・（３）
時間関数Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）は、それぞれｆ（ｔ）のＩ信号及びＱ信号であり、高域が最大ドプラ偏移角周波数（カットオフ周波数）ωｂで制限された低周波成分のみを含む信号である。Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）を実測のエコー信号から得られれば、上述の直交式（３）で表されるエコー信号ｆ（ｔ）を正しく再現できる。
【００２２】
そこで、本実施形態に係る複素信号生成部２０は、直交サンプリングにより、Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）を算出する。直交サンプリングは、互いに９０°ずれた位相でエコー信号をサンプリングすることである。直交サンプリングによりエコー信号ｆ（ｔ）は、数学的に忠実に再現される。
【００２３】
キャリア周期Ｔｃ＝２π／ωｃとし、時刻ｔ＝ｎ×Ｔｃ／２とすると、（３）式は以下の（４ａ）式のように表される。
ｆ（ｎ×Ｔｃ／２）＝（−１）ｎＸ（ｎ×Ｔｃ／２） ・・（４ａ）
同様に、時刻ｔ＝ｎ×Ｔｃ／２＋Ｔｃ／４とすると、（３）式は以下の（４ｂ）式のように表される。
ｆ（ｎ×Ｔｃ／２＋Ｔｃ／４）＝（−１）ｎＹ（ｎ×Ｔｃ／２＋Ｔｃ／４）・・（４ｂ）
すなわち、サンプル列Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）は、直交検波を行なわずともｆ（ｔ）から直接得ることが可能である。Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）は、ｆ（ｔ）の帯域幅の１／２に等しい周波数ωｂで制限された低域周波数信号である。従ってＸ（ｔ）及びＹ（ｔ）は、高々２×（ωｂ／２π）＝２×ｆｂのサンプリン周波数ｆｓで再現可能である。そのため、ＣＷＤ法においては、必要なサンプリング周波数ｆｓは、以下の（５）式のように表される。
ｆｓ＝２×ｆｂ（例えば、＝２×５０ｋＨｚ＝１００ｋＨｚ） ・・・（５）
キャリア周波数ｆｃは、通常１ＭＨｚ〜８ＭＨｚの範囲内に設定されるので、（５）式により、直交サンプリングにおけるサンプリング周波数ｆｓを例えばｆｃ／８に設定すればよい。ｆｓをｆｃ／８に設定することで、キャリア周波数ｆｃと同程度の速さで高速動作するようなサンプリング回路を用いることなく、直交サンプリングを実現することが可能となる。
【００２４】
以下に、ｆｓ＝ｆｃ／８で直交サンプリングを行なう場合おけるＸ（ｔ）及びＹ（ｔ）のサンプルデータＸｎ及びＹｎは、（３）式において時刻ｔ＝８×ｎ×Ｔｃ及びｔ＝８×ｎ×Ｔｃ＋Ｔｃ／４とすると、それぞれ（６ａ）及び（６ｂ）のように表される。
Ｘｎ＝ｆ（８×ｎ×Ｔｃ）＝（−１）ｎＸ（８×ｎ×Ｔｃ） ・・・（６ａ）
Ｙｎ＝ｆ（８×ｎ×Ｔｃ＋Ｔｃ／４）＝（−１）ｎＹ（８×ｎ×Ｔｃ＋Ｔｃ／４）
・・・（６ｂ）
（６ａ）式、（６ｂ）式に示すように、実測のエコー信号を時刻ｔ＝８×ｎ×Ｔｃ及びｔ＝８×ｎ×Ｔｃ＋Ｔｃ／４でサンプリングする（直交サンプリングする）ことにより、サンプルデータＸｎ及びＹｎが得られる。このように、サンプル周波数ｆｓ＝ｆｃ／８のような低速な直交サンプリングでも、エコー信号ｆ（ｔ）を再現することが可能である。
【００２５】
上記の直交サンプリングは、図４に示す構成を有する複素信号生成部２０に実行される。図４に示すように、複素信号生成部２０は、ｍチャンネル分の複素信号生成回路２０１〜２０ｍ及び単一のクロック信号生成器２１を集積実装した半導体集積回路である。
【００２６】
クロック信号生成器２１は、４ｆｃの基準クロック信号を外部から入力し、各複素信号生成回路２０１〜２０ｍに対して、回路内部動作に要するクロック信号を供給する。つまり、各複素信号生成回路２０１〜２０ｍは、クロック信号を共用している。
【００２７】
複素信号生成回路２０１〜２０ｍの動作はチャンネルによって差異はなく、全て同じ動作である。従って、以下、チャンネルｋ（１≦ｋ≦ｍ）に関する複素信号生成回路２０ｋ
についてのみ説明する。
【００２８】
図４に示すように、複素信号生成回路２０ｋは、周波数変換回路（ミクサ）２２ｋ、ハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦと呼ぶ）２３ｋ、Ａ／Ｄ変換器２４ｋ、遅延回路２５ｋ、デシメーションフィルタ２６ｋ、ＩＱ分離器２７ｋ、Ｉ信号加算器２８Ｉｋ及びＱ信号加算器２８Ｑｋを有する。これら複素信号生成回路２０ｋを構成する各構成要素は、チャンネルによって差異がないので、以下、明記する必要がない限り、各構成要素に付した記号「ｋ」を省略する。
【００２９】
周波数変換回路２２は、クロック信号生成器２１から供給されるクロック信号（以下、混合クロック信号と呼ぶ）と、受信部１６から供給されるエコー信号とを混合（乗算）する。混合処理が行なわれることにより、混合クロック信号の周波数ｆｈ＝ｆｃ−ｆｉとエコー信号の周波数ｆｃとの差の周波数ｆｉを有する差成分信号及び和の周波数２ｆｃ−ｆｉを有する和成分信号とが生成される。換言すれば、周波数変換回路２２は、キャリア周波数ｆｃを有するエコー信号を中間周波数ｆｉ帯域に周波数ダウンコンバートする。つまり、周波数変換回路２２にて、ヘテロダイン検波が行なわれる。
【００３０】
例えば、周波数変換回路２２は、キャリア周波数ｆｃの信号通過帯域を有するとともに、キャリア周波数ｆｃの分周クロック周波数に同期してサンプル動作を行なうサンプリングアンドホールド回路によって構成される。
【００３１】
図５は、周波数変換回路２２による周波数ダウンコンバート処理を説明するための図であり、図５（ａ）は、周波数変換回路２２による周波数変換前のエコー信号のスペクトルを示す図であり、図５（ｂ）は、周波数変換後のエコー信号のスペクトルを示す図である。
【００３２】
図５（ａ）に示すように、周波数ダウンコンバート前のエコー信号は、キャリア周波数ｆｃを中心とし、ドプラ偏移周波数ｆｄだけ広がりを持った周波数特性を有する。このエコー信号に、周波数ｆｈ＝｜ｆｃ−ｆｉ｜を有する混合クロック信号を混合することで、周波数ｆｉを中心とする差成分信号ＤＥと周波数２ｆｃ−ｆｉを中心とする和成分信号ＵＥとが生成される。例えば、キャリア周波数ｆｃ＝２．０ＭＨｚのとき、エコー信号を中間周波数ｆｉ＝１００ｋＨｚの帯域にダウンコンバートをとするためには、混合クロック信号の周波数ｆｈは１．９ｋＨｚ又は２．１ｋＨｚとする。なお、この後の処理において、和成分信号ＵＥは除外される。
【００３３】
ＨＰＦ３３は、周波数ｆｉ−ｆｄ以上の周波数を通過させることにより、周波数ｆｉ−ｆｄ以下の無駄な周波数成分を除去する。
【００３４】
Ａ／Ｄ変換器２４は、クロック信号生成器２１から供給されるサンプリング周波数ｆｓを有するクロック信号（以下、サンプルクロック信号と呼ぶ）に同期して、エコー信号を直交サンプリングする。Ａ／Ｄ変換器２４は、直交サンプリングした信号を量子化しデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器２４の実効分解能は、１４ビット以上の高分解能であることが望ましい。なお、
例えば、Ａ／Ｄ変換器２４は、ドプラ偏移周波数帯域の信号処理帯域を有するとともに、キャリア周波数ｆｃの分周クロック周波数に同期して動作するシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器（以下、ΣΔ型Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ）で構成される。ΣΔ型Ａ／Ｄ変換器は、低速高分解のＡ／Ｄ変換器である。また、ΣΔ型Ａ／Ｄ変換器は、フラッシュ型やパイプライン方式のＡ／Ｄ変換器に比して安価である。
【００３５】
サンプリング周波数ｆｓは、ナイキスト周波数とエコー信号の周波数特性とを考慮すると２ｆｉ＋５０ｋＨｚ以上であることが望ましい。また、サンプリング周波数ｆｓは、回路コストを考慮するとΣΔ型Ａ／Ｄ変換器の最高サンプリング周波数である２ＭＨｚ以下が望ましい。この条件を満たす値として、例えばサンプリング周波数ｆｓは上述のｆｃ／８に設定される。
【００３６】
なお、サンプリング周波数ｆｓは、２ｆｃ−ｆｉよりも十分低いので、周波数変換回路２２によって生成された和成分信号ＵＥは、直交サンプリングされずに除去される。Ａ／Ｄ変換器２４の動作については後述する。
【００３７】
遅延回路２５は、デジタル化されたエコー信号（以下、デジタルエコー信号と呼ぶ）に対して、各チャネルに応じた受信フォーカシング遅延をかける。遅延回路２５は、デジタルエコー信号に対して、デジタル信号領域で遅延処理を行なう。そのため、アナログ高周波領域における遅延回路の周波数帯域特性の不均一性等の問題は発生せず、高精度な遅延加算処理が行なわれる。
【００３８】
デシメーションフィルタ２６は、遅延を掛けられたデジタルエコー信号から、周波数解析処理等に必要な低周波数帯域の成分を抽出するために、デジタルエコー信号に間引き処理（デシメーション）を行なう。
【００３９】
ＩＱ分離器２７は、クロック信号生成器２１から供給されるサンプルクロック信号に基づいてデジタルエコー信号をＩ信号とＱ信号とに分離する。ＩＱ分離器２７の動作については、後述する。
【００４０】
Ｉ信号加算器２８Ｉｋは、ｋ−１チャンネルの複素信号生成回路２０ｋ−１から入力するＩ信号と、ＩＱ分離器２７ｋから入力するＩ信号とを加算する。Ｑ信号加算器２８Ｑｋは、ｋ−１チャンネルの複素信号生成回路２０ｋ−１から入力するＱ信号と、ＩＱ分離器２７ｋから入力するＱ信号とを加算する。全チャンネル分加算されたＩ信号及びＱ信号は、複素信号としてドプラ処理部３０に出力される。
【００４１】
上記構成により、複素信号生成部２０は、キャリア周波数ｆｃを有するエコー信号を中間周波数ｆｉにダウンコンバートし、ダウンコンバートされたエコー信号をキャリア周波数ｆｃ以下の低速のサンプリング周波数ｆｓで直交サンプリングし、複素信号を生成する。
【００４２】
次に、クロック信号に応じたＡ／Ｄ変換器２４及びＩＱ分離器２７の動作を説明する。クロック信号生成器２１は、例えば、１／４分周器と１／３２分周器とにより構成される。これらの分周器は、周波数４ｆｃの基準クロック信号をトリガにして動作する。
【００４３】
図６は、クロック信号生成器２１により生成されるクロック信号の波形を示す図である。図６（ａ）は４ｆｃクロック信号、図６（ｂ）はキャリア周波数ｆｃ（０°）のクロック信号（以下、キャリアクロック信号Ａと呼ぶ）、図６（ｃ）はキャリア周波数ｆｃ（９０°）のクロック信号（以下、キャリアクロック信号Ｂと呼ぶ）、図６（ｄ）はＡ／Ｄ変換器２４に供給するサンプルクロック信号、図６（ｅ）はサンプリングによって収集されるサンプルデータを示す。
【００４４】
サンプルクロック信号は、キャリアクロック信号Ａ及びはキャリアクロック信号Ｂに基づいて生成される。ここで、サンプルクロック信号のローレベルからハイレベルへの立ち上がりの時刻を立ち上がり点Ｌと呼ぶことにする。隣り合う立ち上がり点Ｌにおいて、キャリアクロック信号Ａ及びキャリアクロック信号Ｂは、各々位相が９０°異なる。従って、この立ち上がり点Ｌのタイミングで直交サンプリングが行なわれる。上述の（６ａ）式、（６ｂ）式、図６（ｅ）を参照すると、Ｉ信号及びＱ信号は交互にサンプリングされることがわかる。図６（ｅ）に示すように、ＩＱ分離器２７は、サンプルクロック信号に基づいて、入力されるデジタルエコー信号をＩ信号とＱ信号とに交互に振り分ける。
【００４５】
Ｉ信号とＱ信号とを得るためのサンプリング周波数ｆｓは、Ａ／Ｄ変換で必要となる分解能（１６０ｄＢ／Ｈｚ）を有するＡ／Ｄ変換器２４の最高サンプリング周波数に基づいて決定される。例えば、１５ビットのＥＮＯＢ（実効分解能ビット数）を有するＡ／Ｄ変換器２４の最高サンプリング周波数が２ＭＨｚの場合、サンプリング周波数ｆｓを２ＭＨｚとする。
【００４６】
中間周波数ｆｉは、サンプリング周波数ｆｓに基づいて決定される。具体的には、サンプリング周波数ｆｓが２ｆｉ＋５０ｋＨｚ以下となるように決定される。例えば、サンプリング周波数ｆｓ＝２ＭＨｚのとき、中間周波数ｆｉは１００ｋＨｚや２００ｋＨｚ、５００ｋＨｚ等に設定される。
【００４７】
次に複素信号生成部２０の効果について説明する。
【００４８】
従来のＣＷＤモードにおけるＡ／Ｄ変換器は、図２に示すような極めて広いダイナミックレンジを有するエコー信号を歪みなく取り込んでＡ／Ｄ変換を実現するために、高速（２０ＭＨｚ以上のサンプリング周波数）且つ高分解能（２０ＭＨｚ換算の実効分解能で１４ビット以上）である必要がある。
【００４９】
この場合に問題となるのは、エコー信号が広いダイナミックレンジを有することである。しかし、上記の（４）、（５）、（６ａ）、（６ｂ）式に示すように、ＣＷＤ法においてエコー信号の周波数は数ＭＨｚであるのに対し、ドプラ信号成分は数十ｋＨｚの成分であるから、本来、直交サンプリングの際に必要なサンプリング周波数は低くてよい。
【００５０】
本実施形態においては、周波数変換回路２２は、ＣＷＤ法に由来する極めて広いダイナミックレンジを有するエコー信号を、連続超音波のドプラ偏移成分を維持したまま、数百ｋＨｚを中心とする中間周波数帯域へ周波数ダウンコンバートする。このため、エコー信号を、低速のＡ／Ｄ変換器２４で歪みなくＡ／Ｄ変換することができる。この際、低速なサンプリングでよいため、Ａ／Ｄ変換器２４の消費電力は少なくて済み、又、安価なＡ／Ｄ変換器であるΣΔ型Ａ／Ｄ変換器を用いることが可能である。
【００５１】
なお、通常、ＰＷＤモードで収集されたエコー信号はＣＷＤ法で収集されたエコー信号に比して低ダイナミックレンジである。そのためＰＷＤ法においては、低速且つ低分解能（１０〜１２ビット）のＡ／Ｄ変換器でも、歪みなくエコー信号をＡ／Ｄ変換できる。上述のように、複素信号生成部２０は、低速高分解能で安価なＡ／Ｄ変換器２４によって、ＣＷＤ法に由来する極めて広いダイナミックレンジを有するエコー信号をＡ／Ｄ変換することができる。従ってコストパフォーマンスを考慮しても、複素信号生成部２０は、ＣＷＤモードとＰＷＤモードとの両モードにおいて最適なダイナミックレンジを確保しつつ、両モードを併用することできる。つまり、ＰＷＤモードにおいて必要十分な低ダイナミックレンジの回路で、両モードを併用可能とすることができる。
【００５２】
また直交検波方式では、直交検波以降の信号処理回路は１チャンネルあたり２系統必要であり、それに伴い、エコー信号をＡ／Ｄ変換器するためのＡ／Ｄ変換器は１系統あたり２器必要である。しかし本実施形態は直交サンプリング方式を採用するため、複素信号生成回路２０１〜２０ｍは、１チャンネルあたり１系統でよい。そのため、複素信号生成部２０は、直交検波方式の回路に比して信号処理系統の数が少なくて済む。その結果、複素信号生成部２０は、直交検波方式に比して小規模な回路構成及び低周波領域の速度程度の回路動作が可能な半導体ＩＣ回路として容易に高集積化可能である。また、信号処理系統の減少に伴い、回路の製造コストも減少する。
【００５３】
かくして本実施形態によれば、ＣＷＤ法を行なう超音波診断装置において、回路規模の縮小や回路コストの削減が可能となる。
【００５４】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。
【００５５】
（変形例）
例えば、図７に示すように変形例１に係る複素信号生成部４０は、ＨＰＦ２３とＡ／Ｄ変換器２４との間にＬＰＦ２９を設けている。ＬＰＦ２９は、周波数ｆｉ+ｆｄ以上の周波数成分を遮断し、周波数ｆｉ−ｆｄ以下の周波数成分を通過させる。このような構成により、ｆｉ+ｆｄ以上の無駄な周波数を直交サンプリングされなくなる。従って、複素信号生成部４０により、和成分信号ＵＥをサンプリングできるような高速なＡ／Ｄ変換器２４を用いる場合にも本実施形態が可能となる。
【００５６】
また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の実施形態に係る超音波診断装置の構成を示す図。
【図２】図１の受信部にて受信されるエコー信号の信号成分を示す図。
【図３】本実施形態に係る血流計測処理を説明するための図。
【図４】図１の複素信号生成部の構成を示す図。
【図５】図４の周波数変換回路による周波数ダウンコンバート処理を説明するための図。
【図６】図４のクロック信号生成器から発生されるクロック信号のタイミングチャート。
【図７】本実施形態の変形例に係る複素信号生成部の構成を示す図。
【符号の説明】
【００５８】
１…超音波診断装置、１０…制御部、１２…送信部、１４…超音波探触子、１６…受信部、２０…複素信号生成部、２０ｋ…複素信号生成回路、２１…クロック信号生成器、２２…周波数変換回路、２３…ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、２４…Ａ／Ｄ変換器、２５…遅延回路、２６…デシメーションフィルタ、２７…ＩＱ分離器、２８Ｉ…Ｉ信号加算器、２８Ｑ…Ｑ信号加算器、２９…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３０…ドプラ処理部、３２…デジタルスキャンコンバータ（ＤＳＣ）、３４…モニター
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体に連続超音波を送信し前記被検体からの反射波を受信する超音波探触子と、前記超音波探触子からの受信信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成部と、前記生成された複素信号に含まれるドプラ成分を算出するドプラ処理部と、を具備する超音波診断装置において、
前記複素信号生成部は、
前記受信信号を前記連続超音波の搬送周波数よりも低い中間周波数帯域に周波数変換する周波数変換部と、
前記周波数変換された受信信号を前記中間周波数に基づくサンプリング周波数で直交サンプリングすることにより前記複素信号を生成する直交サンプリング部と、
を有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
前記周波数変換部は、前記搬送周波数と前記中間周波数とに基づく周波数を有する信号を、前記受信信号に混合することにより前記周波数変換を行うことを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項３】
前記周波数変換部は、前記搬送周波数の信号帯域を有するとともに前記搬送周波数の分周クロック周波数に同期して前記サンプリング周波数に基づくサンプル動作を行なうサンプリングアンドホールド回路を有することを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項４】
前記サンプリング周波数は、前記搬送周波数以下であることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項５】
前記直交サンプリング部は、
前記周波数変換された受信信号を、前記サンプリング周波数で直交サンプリングし量子化することにより前記エコー信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル化されたエコー信号に含まれる同相成分と直交成分とを分離することで複素信号を生成するＩＱ分離器と、
を有することを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項６】
前記Ａ／Ｄ変換器は、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器であることを特徴とする請求項５記載の超音波診断装置。
【請求項７】
前記複素信号生成部は、複数チャンネル分の回路を集積化した半導体集積回路であり、
前記複数チャンネル分の回路は、内部回路動作に要する基準クロック信号を共有化すること、
を特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項８】
前記超音波診断装置は、連続波ドプラ法とパルスドプラ法とを併用可能であることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項１】
被検体に連続超音波を送信し前記被検体からの反射波を受信する超音波探触子と、前記超音波探触子からの受信信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成部と、前記生成された複素信号に含まれるドプラ成分を算出するドプラ処理部と、を具備する超音波診断装置において、
前記複素信号生成部は、
前記受信信号を前記連続超音波の搬送周波数よりも低い中間周波数帯域に周波数変換する周波数変換部と、
前記周波数変換された受信信号を前記中間周波数に基づくサンプリング周波数で直交サンプリングすることにより前記複素信号を生成する直交サンプリング部と、
を有することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
前記周波数変換部は、前記搬送周波数と前記中間周波数とに基づく周波数を有する信号を、前記受信信号に混合することにより前記周波数変換を行うことを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項３】
前記周波数変換部は、前記搬送周波数の信号帯域を有するとともに前記搬送周波数の分周クロック周波数に同期して前記サンプリング周波数に基づくサンプル動作を行なうサンプリングアンドホールド回路を有することを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項４】
前記サンプリング周波数は、前記搬送周波数以下であることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項５】
前記直交サンプリング部は、
前記周波数変換された受信信号を、前記サンプリング周波数で直交サンプリングし量子化することにより前記エコー信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル化されたエコー信号に含まれる同相成分と直交成分とを分離することで複素信号を生成するＩＱ分離器と、
を有することを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項６】
前記Ａ／Ｄ変換器は、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器であることを特徴とする請求項５記載の超音波診断装置。
【請求項７】
前記複素信号生成部は、複数チャンネル分の回路を集積化した半導体集積回路であり、
前記複数チャンネル分の回路は、内部回路動作に要する基準クロック信号を共有化すること、
を特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【請求項８】
前記超音波診断装置は、連続波ドプラ法とパルスドプラ法とを併用可能であることを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１０−１１５３６４（Ｐ２０１０−１１５３６４Ａ）
【公開日】平成２２年５月２７日（２０１０．５．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２９１２３５（Ｐ２００８−２９１２３５）
【出願日】平成２０年１１月１３日（２００８．１１．１３）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【出願人】（５９４１６４５４２）東芝メディカルシステムズ株式会社 (4,066)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年５月２７日（２０１０．５．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１１月１３日（２００８．１１．１３）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【出願人】（５９４１６４５４２）東芝メディカルシステムズ株式会社 (4,066)
【Ｆターム（参考）】
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