電力変換装置の制御方法及び電力変換装置
【課題】簡単な制御で出力電圧のアンバランスを低減できる電力変換装置の制御方法を提供する。
【解決手段】電力変換装置１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を有し、第１値Ｖｃ１及び第２値Ｖｃ２をそれぞれ最大値及び最小値とするキャリアと、出力電圧についての電圧指令値との比較に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御して出力電圧を出力する。所定の制御周期を有する期間における電圧指令値Ｖ*が、少なくとも前記第２値以上かつ前記第１値以下の間で変化し、かつ当該期間たる変動期間における前記電圧指令値の平均値が前記第２値より大きく前記第１値未満の値であるときに、前記変動期間における前記電圧指令値を前記平均値に補正する。
【解決手段】電力変換装置１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を有し、第１値Ｖｃ１及び第２値Ｖｃ２をそれぞれ最大値及び最小値とするキャリアと、出力電圧についての電圧指令値との比較に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御して出力電圧を出力する。所定の制御周期を有する期間における電圧指令値Ｖ*が、少なくとも前記第２値以上かつ前記第１値以下の間で変化し、かつ当該期間たる変動期間における前記電圧指令値の平均値が前記第２値より大きく前記第１値未満の値であるときに、前記変動期間における前記電圧指令値を前記平均値に補正する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置の制御方法および電力変換装置に関し、特に出力電圧のアンバランスを抑制する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータへと交流電圧を与える装置としてインバータが用いられる。インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換して、交流電圧をモータへと出力する。かかるインバータは例えばキャリアと指令値との比較に基づいて制御される。指令値はインバータの出力電圧についての指令値であって、モータの回転位置角や速度指令等に基づいて、まず第１指令値Ｖ*が生成される。そしてキャリアとの比較には、第１指令値Ｖ*に基づいて生成される第２指令値Ｖ**が採用される。第２指令値Ｖ**は所定周期（例えばキャリアの周期）毎に一定値を採る。
【０００３】
かかるインバータにおいて矩形波の相電圧を出力する場合、第１指令値Ｖ*は矩形波であって相電圧の周期と同じ周期を有する。一方で、この第１指令値Ｖ*は所定周期毎に一定値を採るとは限らないので、この第１指令値Ｖ*を所定周期ごとに更新して、キャリアと比較すべき第２指令値Ｖ**を生成する。例えば図２５では破線でキャリアの周期を示しており、ここに例示するように、キャリアの周期毎の第２指令値Ｖ**には、当該周期の開始時点における第１指令値Ｖ*の値を採用する。
【０００４】
そして、図２６に示すように、第２指令値Ｖ**とキャリアとの比較に基づいてインバータが制御されて、インバータは相電圧Ｖを出力する。かかる相電圧Ｖにおいて、相電圧Ｖが最大値を採る期間と相電圧が最小値を採る期間とは相違する。換言すると、相電圧Ｖにアンバランスが生じる。かかる相違によって、インバータが出力する相電流にはいわゆるオフセットが生じる。換言すれば、相電流の１周期の平均値が零にならない。
【０００５】
かかる問題を解決する手段として、例えば特許文献１における技術が採用できる。特許文献１においては、出力電圧のバランスが崩れるときに、キャリアの周期を指令値Ｖ*と同期させている。
【０００６】
また本発明に関連する技術として、特許文献２が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４２０５１５７号
【特許文献２】特開平９−３０８２５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に記載の技術ではキャリアの周期を出力電圧の周期の整数分の１にしてキャリアと出力電圧とを同期させる必要があるので、キャリアの周期を変化させる必要がある。よって制御を複雑化させる。
【０００９】
そこで、本発明は、簡単な制御で出力電圧のアンバランスを低減できるインバータの制御方法およびインバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様は、スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）を有し、第１値（Ｖｃ１）及び第２値（Ｖｃ２）をそれぞれ最大値及び最小値とするキャリアと、出力電圧についての電圧指令値（Ｖ*，Ｖ**）との比較に基づいて前記スイッチング素子を制御して前記出力電圧を出力する、電力変換装置（１）の制御方法であって、所定の制御周期を有する期間における前記電圧指令値（Ｖ*）が、少なくとも前記第２値以上かつ前記第１値以下の間で変化し、かつ当該期間たる変動期間における前記電圧指令値の平均値が前記第２値より大きく前記第１値未満の値であるときに、前記変動期間における前記電圧指令値を前記平均値に補正する。
【００１１】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記キャリアは、前記変動周期の各々において単調に変化し、前記変動周期の各々における前記キャリアの変化率の極性は互いに同じである。
【００１２】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値以上の値を採る期間（Ｔ１５）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１６）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する。
【００１３】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様は、第１又は第３の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１９）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１８）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する。
【００１４】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様は、第１、第３及び第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値（Ｖｃ１）以上の値を採る期間（Ｔ１４）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１３）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する。
【００１５】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様は、第１、第３から第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１０）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１１）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する。
【００１６】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）は矩形波であり、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において３つのパルスを有する前記出力電圧を出力する。
【００１７】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である第３の態様にかかる電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において２つのパルスを有する前記出力電圧を出力する。
【００１８】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である第３又は第４の態様にかかる第５の態様、或いは第３又は第４の態様のいずれかにかかる第６の態様の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において１つのパルスを有する前記出力電圧を出力する。
【発明の効果】
【００１９】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、理論的に実際に出力される出力電圧の平均値を電圧指令値の平均値へ一致させることができる。しかも、制御周期を電圧指令値の周期に基づいて変更する必要がなく、制御を簡単にできる。
【００２０】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、制御周期の各期間において増大して低減するキャリア（例えば二等辺三角波形状のキャリア）を採用する場合に比べて、スイッチング回数を低減できる。
【００２１】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様によれば、電圧指令値が最大値から低下するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００２２】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様によれば、電圧指令値が最小値へと低下するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００２３】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様によれば、電圧指令値が最大値へと増大するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００２４】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様によれば、電圧指令値が最小値から増大するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００２５】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、実際に出力される出力電圧の平均値を電圧指令値の平均値へと近づけることができる。
【００２６】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、制御周期の各期間において増大して低減するキャリア（例えば二等辺三角波形状のキャリア）を採用する場合に比べて、スイッチング回数を低減できる。
【００２７】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、最小のスイッチング回数で出力電圧を出力できる。しかも１パルスを有する出力電圧を出力するためにキャリアの周波数を出力電圧の周波数と一致させる必要がない。よってキャリアの周波数を変更するための演算又は処理を不要にできる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】インバータの概念的な構成を例示する図である。
【図２】指令値の一例を示す図である。
【図３】指令値の一例を示す図である。
【図４】指令値の一例を示す図である。
【図５】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図６】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図７】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図８】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図９】インバータの概念的な構成を例示する図である。
【図１０】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１１】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１２】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１３】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１４】指令値の一例を示す図である。
【図１５】指令値の一例を示す図である。
【図１６】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１７】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１８】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１９】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図２０】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図２１】指令値の一例を示す図である。
【図２２】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図２３】指令値の一例を示す図である。
【図２４】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図２５】指令値の一例を示す図である。
【図２６】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
第１の実施の形態．
図１に示すように、電力変換装置の一例たるインバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。入力端Ｐ１，Ｐ２には直流電圧が印加される。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。
【００３０】
インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。より詳細な構造の一例として、インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ１との間に設けられている。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ２との間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは入力端Ｐ２に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。
【００３１】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチ信号が与えられる。かかるスイッチ信号により各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチ信号を与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。なお、制御部３の制御によって、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。
【００３２】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータであって、インバータ１によって印加される交流電圧に応じて回転する。
【００３３】
なお図１の例示ではインバータ１は３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続されている。つまり三相交流電圧を出力する三相インバータ１が図１に示されている。しかしながら、インバータ１は三相インバータに限らず単相インバータであってもよく、三相以上のインバータであってもよい。以下ではインバータ１が三相インバータである場合を例に採って説明する。
【００３４】
制御部３は電圧指令補正部３１を備えている。電圧指令補正部３１には、インバータ１が出力する相電圧（以下、出力電圧とも呼ぶ）についての電圧指令値Ｖ*が入力される。電圧指令補正部３１は電圧指令値Ｖ*を補正する。ここでは補正後の電圧指令値Ｖ*を電圧指令値Ｖ**と呼び、電圧指令値Ｖ*を補正することを、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する、とも表現する。かかる補正については後に詳述する。また制御部３は電圧指令値Ｖ**に基づいてインバータ１を制御する。
【００３５】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００３６】
電圧指令補正部３１は所定の制御周期Ｔ１ごとに電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。図１の例示では、インバータ１は三相交流電圧を出力するので、電圧指令値Ｖ*は３つの相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を含んでいる。よって、電圧指令補正部３１は３つの相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいてそれぞれ３つの相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を生成する。
【００３７】
図２は電圧指令値Ｖ*及び電圧指令値Ｖ**の一例を示す図である。図２の例示では電圧指令値Ｖ*は矩形波であり、時間の経過に伴って最大値Ｖ１（例えば１）および最小値Ｖ２（例えば０）を交互に採る。ここでは、電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る正期間は、電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る負期間と等しい。また相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は互いに１２０度ずつ位相がずれている。
【００３８】
図２の例示において複数の破線のうち隣接する二者で挟まれる期間はいずれも制御周期Ｔ１を有する。そして電圧指令補正部３１は例えば各破線で示されるタイミング毎に電圧指令値Ｖ*を次のように補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。即ち、電圧指令補正部３１は、各期間において電圧指令値Ｖ*が少なくとも次に述べる第１値と第２値との間で変化するときには、その期間における電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。ここでいう第１値および第２値はそれぞれ後述するキャリアの最大値および最小値である（後に説明する図５も参照）。図５の例示では、キャリアＣの最大値Ｖｃ１および最小値Ｖｃ２がそれぞれ最大値Ｖ１および最小値Ｖ２と一致する。なお最大値Ｖ１は最大値Ｖｃ１よりも大きくてもよく、最小値Ｖ２は最小値Ｖｃ２よりも小さくてもよい。かかる電圧指令値Ｖ*を採用するモードはいわゆる過変調モードとも呼ばれる。
【００３９】
さて図２に例示するように、期間Ｔ１０，Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*は最小値Ｖ２から最大値Ｖ１へと変化し、期間Ｔ１３において電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと変化する。つまり、各期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最大値Ｖｃ１，Ｖｃ２の間で変化する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**には最小値Ｖ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値が採用される。
【００４０】
また電圧指令補正部３１は、各期間において電圧指令値Ｖ*が変化しないときには、電圧指令値Ｖ*を補正しない。つまり電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図２に示すように、期間Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１４において電圧指令値Ｖ*が一定値を採っている。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。なお電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖｃ１以上である期間において電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値を採ってもよい。これは電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値であれば、電圧指令値Ｖ**とキャリアとの比較結果が同じであるからである。同様に、電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２以下である期間において電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値を採ってもよい。
【００４１】
これによって、図２５の電圧指令値Ｖ**と比べて、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。ひいてはインバータ１が出力する相電圧の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。
【００４２】
なお制御周期Ｔ１は周期Ｔ２の整数分の１となる必要がない。よって電圧指令値Ｖ*に基づいて制御周期Ｔ１を変更する必要がない。したがって、制御周期Ｔ１を変更するための演算又は処理を不要にでき、制御を簡易にすることができる。
【００４３】
以上のように、制御周期Ｔ１を周期Ｔ２と無関係に設定することで制御を簡易にしつつも、出力電圧の平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができる。
【００４４】
また図２の例示では、期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において、電圧指令値Ｖ**はそれぞれの期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採っている。言い換えれば上記中間値は各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値である。かかる平均値は次のように導くことができる。すなわち、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間を期間Ｔｖ１とし、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間を期間Ｔｖ２と仮定する。このとき、これらの各期間における電圧指令値Ｖ**は次式を満たす。
【００４５】
Ｖ**＝（Ｖ１・Ｔｖ１＋Ｖ２・Ｔｖ２）／Ｔ１ ・・・（１）
かかる電圧指令値Ｖ**を採用すれば、理論的には電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と等しくできる。
【００４６】
なお、制御周期Ｔ１を短く設定すれば、即ち周波数を高めれば、図２５に例示する電圧指令値Ｖ**を生成しても電圧指令値Ｖ*との誤差を低減することができる。しかしながら、これによって演算処理能力を高める必要があり、製造コストの増大を招く。一方、本実施の形態では比較的長い制御周期Ｔ１を採用することができ、製造コストの増大を招かない。
【００４７】
＜電圧指令値Ｖ**の具体的な生成方法の一例＞
電圧指令値Ｖ*は矩形波であって、電気角３０度で立ち下がり、電気角２１０度で立ち上がると仮定する。図３は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との一例を拡大して示している。図３には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。
【００４８】
電圧指令生成部３１は、制御周期Ｔ１ごとに、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば各期間における中央の時点において、各期間の次の期間における電圧指令値Ｖ**を生成する。
【００４９】
ここで各期間の中央の時点における電圧指令値Ｖ*の電気角をδ［Ｎ］（Ｎは整数）とすると、幾何学的に次式を満足する。
【００５０】
δ［ｎ＋１］−δ[ｎ]：３０°−δ［ｎ］＝Ｔ１：Ｔｖ１−Ｔ１／２ ・・・（２）
式（２）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。
【００５１】
Tv1=T1・(1/2+(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（３）
Tv2=T1・(1/2-(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（４）
ここでは制御周期Ｔ１は一定であり、また電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２が一定であると仮定すると、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋ（一定）（ｎは整数）が成立する。かかる仮定は例えば誘導性負荷２の一例たるモータが一定の回転速度で駆動されていることを意味する。δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋを考慮して式（３）及び式（４）を変形すると、次式が導かれる。
【００５２】
Tv1=T1・(1/2+(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（５）
Tv2=T1・(1/2-(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（６）
この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ］とδ［ｎ＋１］が既知である場合は式（３），（４）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。
【００５３】
図４は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との他の一例を拡大して示している。図４には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は例えば電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。図３の例示と比較して、電気角δ［ｎ］が電圧指令値Ｖ*が立ち下がるときの電気角（例えば３０度）よりも大きい。このとき例えば幾何学的に次式を満足する。
【００５４】
δ［ｎ］−δ[ｎ−１]：δ［ｎ］−３０°＝Ｔ１：Ｔ１／２−Ｔｖ１・・・（７）
式（７）は電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］を用いて表される。つまり、電圧指令値Ｖ*が立ち上がる時点に近い電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］が採用される。かかる式（７）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。
【００５５】
Tv1=T1・(1/2+(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（８）
Tv2=T1・(1/2-(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（９）
ここで、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋを考慮して式（８）及び式（９）を変形すると、式（５）及び式（６）が導かれる。
【００５６】
この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ−１］とδ［ｎ］が既知である場合は式（８），（９）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。
【００５７】
なお、電圧指令値Ｖ*は電気角３０度で立ち下がると仮定したが、任意の電気角で立ち上がってもよい。式（２）〜式（９）において「３０°」を当該任意の電気角に置き換えればよい。
【００５８】
また上述の例では、時点δにおける電圧指令値Ｖ*を用いているが、電圧指令値Ｖ*が制御周期Ｔ１毎に一つの値を採る場合であればその値を用いればよい。例えば制御部３のマイクロコンピュータが実行するプログラムにて電圧指令値Ｖ＊を生成する場合には、例えば制御周期Ｔ１ごとに一つの前記電圧指令値Ｖ＊が生成される。
【００５９】
また必ずしも上述の式を採用する必要はなく、例えば現在の制御周期Ｔ１と、その前後の制御周期での電圧指令値Ｖ*のいずれかふたつ又は全てに基づき、電圧指令値Ｖ**を生成してもよい。
【００６０】
＜インバータの制御＞
図１を参照して、制御部３はキャリア生成部３２と比較器３３とを備えている。キャリア生成部３２はキャリアＣを生成する。比較器３３はキャリアＣと電圧指令値Ｖ**とを比較し、その比較結果に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとスイッチ信号を出力する。
【００６１】
図５の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期（以下キャリア周期とも呼ぶ）を有している。またキャリアＣはキャリア周期を有する各期間において増大して低減する。より詳細な一例としてキャリアＣは二等辺三角波である。またここではキャリアＣの最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２はそれぞれ最大値Ｖ１，最小値Ｖ２と一致しており、破線で示されたタイミングでキャリアＣは最小値を採っている。
【００６２】
図６の例示では、図５と比較して、電圧指令値Ｖ**の最大値Ｖ１がキャリアＣの最大値Ｖｃ１を超えており、電圧指令値Ｖ**の最小値Ｖ２がキャリアＣの最小値Ｖｃ２を下回っている。これは、図２の電圧指令値Ｖ*において最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回る場合の電圧指令値Ｖ**の一例である。
【００６３】
また図５，６において、相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**の代表として電圧指令値Ｖ**が例示されている。実際には、比較器３３は相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**の各々とキャリアＣとを比較する。比較器３３は例えば相電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣ以上であるときに、上側のスイッチング素子Ｓ１を導通させ下側のスイッチング素子Ｓ４を非導通とする。また比較器３３は相電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣ以下であるときに、上側のスイッチング素子Ｓ１を非導通とし下側のスイッチング素子Ｓ４を導通させる。なお電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣを超えているときに上側のスイッチング素子Ｓ１を導通させ下側のスイッチング素子Ｓ４を非導通とし、電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣ未満であるときに上側のスイッチング素子Ｓ１を非導通とし下側のスイッチング素子Ｓ４を導通させてもよい。この点は後述する他の態様についても同様であるため繰り返しの説明を避ける。他の相についても同様にして比較器３３は相電圧指令値Ｖｖ**とキャリアＣとの比較に基づいてスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５を制御し、相電圧指令値Ｖｗ**とキャリアＣとの比較に基づいてスイッチング素子Ｓ３，Ｓ６を制御する。なお、図５，６には、図２で示される電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２が併記されている。
【００６４】
本実施の形態では、上述したように電圧指令値Ｖ*の平均値に近い平均値を有する電圧指令値Ｖ**に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が制御される。したがって、出力電圧Ｖの平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができる。しかも図５，６と図２６との比較から理解できるように、出力電圧Ｖが最大値を採る期間と最小値を採る期間との差（アンバランス）を低減することができる。したがって、出力電圧Ｖのアンバランスに起因した相電流のオフセットも低減することができる。なお、かかる効果を招来するためには必ずしもキャリアＣの周期が制御周期Ｔ１と一致している必要はない。この内容、すなわちキャリアＣの周期が制御周期Ｔ１と一致している必要がないことは、後述する他の態様に対しても適用される。また図５，６の例示では、電圧指令値Ｖ**が各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値であるので、理論的には出力電圧Ｖのアンバランスは生じない。
【００６５】
また上述した制御部３においては、比較器３３がキャリアＣと電圧指令値Ｖ**とを比較している。しかしながら、キャリアＣと電圧指令値Ｖ**との物理的な比較を行うことなく、制御部３は仮想的なキャリアＣと電圧指令値Ｖ**との比較結果を演算により算出しても良い。この点は後述する他の態様についても適用されるため繰り返しの説明を避ける。
【００６６】
図７の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間において（期間同士の境界を除く）互いに同じ変化率で単調に変化している。より詳細な一例として、例えばキャリアＣは傾斜部分の変化率が負の一定値である直角三角波であり、期間同士の境界では理想的には値が離散する。かかる直角三角波はいわゆる鋸波とも呼ばれる。以下では、かかるキャリアＣをキャリアＣ１とも呼ぶ。なお、図７の例示では最大値Ｖ１および最小値Ｖ２がそれぞれ最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２と一致しているが、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回る場合であっても、以下の内容が適用される。よって重複を避けるため第１の実施の形態においては繰り返しの説明を避ける。
【００６７】
キャリアＣ１の採用によって、図７に例示するような出力電圧Ｖが出力される。本実施の形態では電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけるのであるから、キャリアの波形が鋸波であっても出力電圧Ｖの平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができ、出力電圧Ｖのアンバランスを低減できる。
【００６８】
しかも、図５，６のキャリアＣに比べてスイッチング回数を低減することができる。これは以下の理由による。即ち、キャリアＣ１のキャリア周期が制御周期Ｔ１と同じであり、しかも各期間において単調に減少している。よって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値を採る各期間（例えば期間Ｔ１０）においては、その途中で相電圧Ｖが立ち上がり、その後は立ち下がらない。一方、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る各期間（例えば期間Ｔ１１）ではその期間の全てに渡って相電圧が立ち下がらない。したがって、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間（例えば期間Ｔ１０）の次の期間（例えば期間Ｔ１１）に電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採れば、これらの期間の境界の前後で相電圧Ｖが立ち下がらず、相電圧Ｖは高電位を維持し続ける。換言すれば、これらの期間の境界の前後において上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。
【００６９】
一方で、図７のキャリアＣを採用すれば、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値を採る各期間（例えば期間Ｔ１０）において、その期間の始期近くで相電圧Ｖは立ち下がり、終期近くで立ち上がる。したがって、この期間において、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが２回変化する。
【００７０】
以上のように、キャリアＣ１を採用すれば、図５，６のキャリアＣを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減することができる。
【００７１】
なお上述の説明から理解できるように、キャリアＣ１を採用すれば、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値から最大値Ｖｃ１以上の値へと移行する期間において、相電圧Ｖは低電位から高電位へと立ち上がる。そして、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を維持する期間において相電圧Ｖは高電位を維持する。一方、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から最小値Ｖ２以下の値へと移行する期間において、相電圧Ｖは例えば期間Ｔ１２，Ｔ１３の境界で低電位へと立ち下り、期間Ｔ１３の途中で高電位へと立ち上がり、期間Ｔ１３の終期で低電位へと立ち下がる。したがって、インバータ１は１周期内において２つのパルスを有する出力電圧Ｖを出力する。
【００７２】
なお、キャリアＣ１の周期は制御周期Ｔと一致する必要が無いことは既に述べたとおりである。ここでその一例としてキャリアＣ１の周期が制御周期Ｔの整数倍である場合について考察する。例えば電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上となる期間Ｔ１１の一つ前の期間Ｔ１０において、期間Ｔ１１の直前でキャリアＣ２が採用されると、期間Ｔ１０，Ｔ１１の境界でスイッチングパターンが変らない。ただし、期間Ｔ１０において３つのキャリアＣ１が存在するので、期間Ｔ１０においてスイッチング回数は５回である。一方、二等辺三角波のキャリアＣを採用すれば、期間Ｔ１０においてスイッチング回数は６回である。よって、スイッチング回数を低減できる。ただし、制御周期Ｔ１とキャリアＣ１の周期が同じであれば、制御が簡易である。なお、この内容は後述する他の態様であっても適用されるので、繰り返しの説明を避ける。
【００７３】
また図５，６のキャリアＣを採用すれば、相電圧Ｖは期間Ｔ１０，期間Ｔ１３の各々において、始期近くで立ち下がり、終期近くで立ち上がる。また相電圧Ｖは期間Ｔ１０の次の期間Ｔ１１から期間Ｔ１３の一つ前の期間Ｔ１２まで高電位を維持している。つまり、インバータ１は３つのパルスを有する出力電圧Ｖを出力する。出力電圧Ｖの１パルスは２回のスイッチングを要するので、キャリアＣ１を採用すれば、スイッチング回数を２回低減できる。
【００７４】
図８の例示でも、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間において互いに同じ変化率で単調に変化している。より詳細な一例として、例えばキャリアＣは傾斜部分の変化率が正の一定値である直角三角波である。かかる直角三角波もいわゆる鋸波とも呼ばれる。以下では、かかるキャリアＣをキャリアＣ２とも呼ぶ。
【００７５】
キャリアＣ２の採用によって、図８に例示するような出力電圧Ｖが出力される。これによっても出力電圧Ｖの平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができ、出力電圧Ｖのアンバランスを低減できる。しかも図５，６のインバータ制御方法に比してスイッチング回数を低減することができる。これは以下の理由による。即ち、キャリアＣ２のキャリア周期が制御周期Ｔ１と同じであり、しかも各期間において単調に増加している。よって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値を採る各期間（例えば期間Ｔ１３）において、その途中で相電圧Ｖが立ち下がり、その後は立ち上がらない。一方、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る各期間（例えば期間Ｔ１２）ではその期間の全てにおいて相電圧Ｖが立ち下がらない。したがって、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）の一つ前の期間（例えば期間Ｔ１２）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採れば、これらの期間の境界の前後でパルスが立ち下がらず、相電圧Ｖは高電位を維持し続ける。換言すれば、これらの期間の境界の前後においてスイッチパターンが変化しない。
【００７６】
なお、ここでは比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以上であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としている。ただし、これに限らず、比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以下であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としてもよい。
【００７７】
また電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る間（例えば期間Ｔ１１〜期間Ｔ１２）はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは高電位を維持し続け、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値又は最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアを採用しても良い。またキャリアＣ１，Ｃ２の傾斜部分の変化率は一定でなくてもよく、それぞれ単調に減少、単調に増加していればよい。
【００７８】
第２の実施の形態．
図９に例示する制御部３は電圧指令補正部３１及びキャリア生成部３２の点で図１に例示する制御部３と相違している。電圧指令補正部３１は電圧指令値Ｖ**についての情報をキャリア生成部３２へと与える。キャリア生成部３２は当該情報に基づいて互いに異なるキャリアのうち一つを比較器３３に出力する。以下に詳細に説明する。
【００７９】
図１０は電圧指令値Ｖ**とキャリアと出力電圧Ｖとの一例を示している。なお第１の実施の形態と同様に、図１１に例示するように、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回っていても良い。
【００８０】
キャリア生成部３２は、各期間において単調に減少する単調減少キャリアＣ１と、期間の各々において単調に増加する単調増加キャリアＣ２を生成することができる。キャリアＣ１，Ｃ２のいずれの周期も制御周期Ｔ１と等しい。キャリアＣ１は例えば図７のキャリアＣであって、各期間において最大値Ｖｃ１から最小値Ｖｃ２へと時間の経過とともに比例して減少する。キャリアＣ２は例えば図８のキャリアＣであって、各期間において最小値Ｖｃ２から最大値Ｖｃ１へと例えば時間の経過と共に比例して増大する。キャリア生成部３２は電圧指令補正部３１からの情報に基づいてキャリアＣ１，Ｃ２の何れか一方を比較器３３に出力する。
【００８１】
電圧指令補正部３１は所定期間において出力される電圧指令値Ｖ**を所定期間よりも前の期間に生成する。例えば期間Ｔ１１において出力する電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１０以前に生成される。したがって、電圧指令補正部３１は所定期間において出力される電圧指令値Ｖ**とその次の期間において出力される電圧指令値Ｖ**の値を認識することができる。そして、電圧指令補正部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１２）において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採り、次の期間（例えば期間Ｔ１３）において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。かかる動作は、所定期間（例えば期間Ｔ１３の次の期間）において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採り、その一つ前の期間（Ｔ１３）において電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する、とも把握できる。
【００８２】
キャリア生成部３２は電圧指令補正部３１からの通知がなければキャリアＣ１を比較器３３に出力する。一方、その旨が通知されると、キャリア生成部３２は例えば期間Ｔ１３においてキャリアＣ２を比較器３３に出力する。よって、図１０，１１の例示では、期間Ｔ１３においてキャリアＣ２が採用されている。
【００８３】
比較器３３は例えば電圧指令値Ｖ**がキャリア以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させ下側のスイッチング素子を非導通とする。
【００８４】
上述の動作によって期間Ｔ１２，Ｔ１３の境界の前後で相電圧Ｖが立ち下がらず、高電位を維持し続ける。言い換えると、期間Ｔ１２，Ｔ１３の境界の前後で上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。なお、かかる説明を次のように言い換えることもできる。すなわち、期間Ｔ１３の次の期間では相電圧Ｖは低電位を維持し、期間Ｔ１３ではその後半部分で相電圧Ｖは低電位を維持する。よって期間Ｔ１３とその次の期間との境界の前後で上側スイッチング素子および下側スイッチング素子が変化しない。
【００８５】
一方で、図７を参照して説明したように、期間Ｔ１１とその一つ前の期間Ｔ１０との境界の前後でも上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチパターンは変化しない。なお、かかる説明を次のように言い換えることもできる。すなわち、期間Ｔ１０の一つ前の期間では相電圧Ｖは低電位を維持し、期間Ｔ１０ではその前半部分で相電圧Ｖは低電位を維持する。よって期間Ｔ１０とその一つ前の期間との境界の前後で上側スイッチング素子および下側スイッチング素子が変化しない。
【００８６】
したがって、インバータ１は１周期において１パルスを有する出力電圧Ｖを出力する。よって最も少ないスイッチ回数でインバータ１を駆動することができ、最もスイッチング損失を低減できる。しかも、第１の実施の形態と同様に、制御周期Ｔ１を周期Ｔ２に応じて変化させる必要がなく、単にキャリアＣ１，Ｃ２を切り替えるだけであるので制御が容易である。また制御周期Ｔ１を必要以上に高める必要がなく、製造コストの増大を招かない。
【００８７】
なお、キャリア生成部３２は電圧指令補正部３１から通知がなければキャリアＣ２を比較器３３に出力してもよい。この場合、電圧指令補正部３１は次のようにキャリア生成部３２に通知する。即ち、次の期間が、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間（例えば期間Ｔ１１）の一つ前の期間であって、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採る期間（例えば期間Ｔ１０）であるときに、電圧指令補正部３１はキャリア生成部３２にその旨を通知する。当該通知を受け取ればキャリア生成部３２は当該次の期間においてキャリアＣ１を比較器３３に出力する。
【００８８】
また電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る間（例えば期間Ｔ１１〜期間Ｔ１２）はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは高電位を維持し続け、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、図１２に例示するように、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値又は最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。
【００８９】
要するに、期間Ｔ１０，Ｔ１５において単調に減少するキャリアＣ１を採用し、期間Ｔ１３において単調に増加するキャリアＣ２を採用すればよい。これによって、インバータ１は最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力できる。なお、この点は、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回る場合であっても、同様である。また以下の内容も最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を超える場合に適用可能であるので、第２の実施の形態においては繰り返しの説明を避ける。
【００９０】
またスイッチ回数の低減という観点では、要するに期間Ｔ１３においてキャリアＣ２を採用する、又は期間Ｔ１０においてキャリアＣ１を採用すればよい。例えば標準的にはキャリアＣ３を採用し期間Ｔ１３においてキャリアＣ２を採用してもよく、標準的にキャリアＣ３を採用し期間Ｔ１０，Ｔ１５においてキャリアＣ１を採用しても良い。
【００９１】
なお比較器３３は、電圧指令値Ｖ**がキャリア以下であるときに上側のスイッチング素子を導通させ、下側のスイッチング素子を非導通としてもよい。この場合の電圧指令値Ｖ**とキャリアと出力電圧Ｖとが図１３に例示されている。
【００９２】
図１３の電圧指令値Ｖ**は、例えば図２の電圧指令値Ｖ**を上下に対称に変化させたものである。この場合であっても、上述した条件でキャリアＣ１，Ｃ２を採用すれば、図１３に例示するように、インバータ１は１周期において１パルスを有する出力電圧Ｖを出力する。
【００９３】
第３の実施の形態．
第３の実施の形態にかかるインバータの構成は図１の構成と同様である。ただし第３の実施の形態では電圧指令値Ｖ*が台形波である。なお台形は矩形を含む概念であることから、本願で言う台形波は矩形波も含む。図１４はかかる電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**の一例を示している。図１４の例示では、電圧指令値Ｖ*が有する台形形状は等脚台形形状であり、電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間と等しい。図１５の例示では、電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１がキャリアの最大値Ｖｃ１よりも大きく、電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖ２がキャリアの最小値Ｖｃ２よりも小さい。
【００９４】
電圧指令補正部３１は、第１の実施の形態と同様に、制御周期Ｔ１を有する各期間において電圧指令値Ｖ*が一定であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。
【００９５】
また例えば各期間において電圧指令値Ｖ*がキャリアＣの最大値Ｖｃ１以上又は最小値Ｖｃ２以下であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成しても良い。図１５の例示において、例えば期間Ｔ１２において電圧指令値Ｖ*がキャリアの最大値Ｖｃ１以上である。よって期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。同じく、電圧指令値Ｖ*がキャリアの最小値Ｖｃ２以下である期間において電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってよい。また期間の途中で電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖｃ１を跨ぐ場合、又は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２を跨ぐ場合には、その期間（例えば期間Ｔ１１，Ｔ１３）における電圧指令値Ｖ**はその期間における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の値が採用されてもよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１を超えていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最小値Ｖｃ２を下回っていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってもよい。
【００９６】
また各期間において電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２以上かつ最大値Ｖｃ１以下の間で変化していれば、電圧指令補正部３１はその期間における電圧指令値Ｖ*を、その期間における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図１４にいては期間Ｔ１０における電圧指令値Ｖ**は、期間Ｔ１０における電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１１と最小値Ｖ１２との間の中間値である。
【００９７】
かかる電圧指令値Ｖ**によっても、第１の実施の形態で説明したように、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を、電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。
【００９８】
また図１４，１５の例示では中間値として、各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採用している。このとき理論的には電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を、電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と一致させることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。
【００９９】
かかる電圧指令値Ｖ**は比較器３３によってキャリアＣと比較される。図１６の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有している。またキャリアＣはキャリア周期を有する各期間において増大して低減する。より詳細な一例としてキャリアＣは二等辺三角波である。また図１６の例示ではキャリアＣの最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２は最大値Ｖ１，最小値Ｖ２とそれぞれ一致しており、破線で示されたタイミングでキャリアＣは最小値を採っている。なお、第１及び第２の実施の形態と同様に、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超えており、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回わる例えば図１５の電圧指令値Ｖ**が採用されても、以下の内容が妥当する。
【０１００】
図１６の例示では、電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以上であるときに、上側スイッチング素子を導通させ、下側スイッチング素子を非導通とする。かかる制御によって図１６の出力電圧Ｖが出力される。本実施の形態では、上述したように電圧指令値Ｖ*の平均値に近い平均値を有する電圧指令値Ｖ**に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が制御される。したがって、出力電圧Ｖの周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。
【０１０１】
図１７の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間（期間同士の境界を除く）において互いに同じ変化率で単調に変化している。例えば図５と同様のキャリアＣが採用される。これによって、図１７の出力電圧Ｖが出力される。図１７における出力電圧Ｖは最も広いパルスの前において２つのパルスを有し、その後において３つのパルスを有する。つまり、最も広いパルスの前に出力されるパルスの個数はその後に出力されるパルスの個数よりも一つ少ない。これは、以下の理由による。
【０１０２】
キャリアＣが各期間において単調に減少するので、電圧指令値Ｖ**が中間値を採るときには電圧指令値Ｖ**は各期間の後半においてキャリアＣ以上となって相電圧Ｖが高電位を維持する。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から中間値へと遷移する期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界において相電圧Ｖは立ち下がり、期間Ｔ１４の途中で相電圧Ｖは立ち上がる。よって期間Ｔ１４においてパルスが出力される。図１７の例示では電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間は期間Ｔ１４に続いて２回連続するので、期間Ｔ１４に続く２つの期間の各々においてパルスが出力される。他方、電圧指令値Ｖ**が中間値から最大値Ｖｃ１以上の値へと遷移する期間Ｔ１１，Ｔ１２の境界においては、相電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。図１７の例示では、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間は期間Ｔ１１の直前に２回連続するので、期間Ｔ１１の前の２つの期間の各々においてパルスが出力される。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値を採る最も広いパルスの前には２つのパルスが出力され、その後には３つのパルスが出力される。つまり、最も広いパルスの前に出力されるパルスは、その後に出力されるパルスよりも１個少ない。
【０１０３】
一方で図１６における出力電圧Ｖは、最も広いパルスの前後においてそれぞれ３つのパルスを有している。これは、次の理由による。電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間の各々において、相電圧Ｖが始期近くで立ち下がり、終期近くで立ち上がる。よって、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間の一つにつき１つのパルスが出力される。図１６の例示では、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る前後において、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る３つの期間が連続するので、最も広いパルスの前後においてそれぞれ３つのパルスが出力される。したがって、図１７のキャリアＣを採用すれば、図１６のキャリアＣを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減できる。
【０１０４】
図１８の例示でも、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間（期間同士の境界を除く）において互いに同じ変化率で単調に変化している。例えば図８と同様のキャリアＣが採用される。これによって図１８の出力電圧が出力される。図１８における出力電圧は最も広いパルスの前において３つのパルスを有し、その後において２つのパルスを有する。つまり、前において出力されるパルスの個数は後において出力されるパルスの個数よりも一つ少ない。これは、以下の理由による。
【０１０５】
キャリアＣが各期間において単調に増加するので、電圧指令値Ｖ**が中間値を採るときには電圧指令値Ｖ**は各期間の前半においてキャリアＣ以上となって相電圧Ｖが高電位を維持する。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から中間値へと遷移する期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界において相電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。図１８の例示では電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間は期間Ｔ１４に続いて２回連続するので、期間Ｔ１４に続く２つの期間の各々においてパルスが出力される。他方、電圧指令値Ｖ**が中間値から最大値Ｖｃ１以上の値へと遷移する期間Ｔ１１，Ｔ１２の境界においては、相電圧Ｖは低電位から高電位へと立ち上がる。また期間Ｔ１１とこれよりも前の２つの期間の各々においてもパルスが出力される。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る比較的広いパルスの前には３つのパルスが出力され、その後には２つのパルスが出力される。つまり、最も広いパルスの後に出力されるパルスは、その前に出力されるパルスよりも１個少ない。したがって、図１８のキャリアＣを採用すれば、図１６のキャリアＣを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減できる。
【０１０６】
なお、ここでは比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以上であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としている。ただし、第１の実施の形態と同様に、比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以下であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としてもよい。この場合であっても、図１７，１８のキャリアを採用すれば、図１６のキャリアを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減できる。
【０１０７】
また電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る間（例えば期間Ｔ１２〜期間Ｔ１３）はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは高電位を維持し続け、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値又は最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアを採用しても良い。またキャリアＣ１，Ｃ２の傾斜部分の変化率は一定でなくてもよく、それぞれ単調に減少、単調に増加していればよい。
【０１０８】
第４の実施の形態．
第４の実施の形態にかかるインバータの構成は図９の構成と同様である。ただし第４の実施の形態では電圧指令値Ｖ*が台形波である。ここでは、図１４或いは図１５に例示する電圧指令値Ｖ*が採用され、それぞれ図１４或いは図１５に例示するように電圧指令値Ｖ**が生成される。
【０１０９】
図１９は電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示している。なお以下では、最大値Ｖ１及び最小値Ｖ２がそれぞれ最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２と一致する場合について説明する。しかしながら、第２の実施の形態と同様に、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１よりも大きく、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２よりも小さい場合であっても以下の内容が適用される。さて、図１９に例示するように、標準的にはキャリア生成部３２はキャリアＣ１を比較器３３に出力する。
【０１１０】
電圧指令補正部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１５）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採り、次の期間（例えば期間Ｔ１６）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。或いは電圧指令補正部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１９）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採り、その一つ前の期間（例えば期間Ｔ１８）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。
【０１１１】
その旨が通知されたキャリア生成部３２は当該次の期間（例えば期間Ｔ１６）或いは当該一つ前の期間（期間Ｔ１８）においてキャリアＣ２を比較器３３に出力する。
【０１１２】
図１９の例示において、期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１５，Ｔ１６の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１９の例示では、電圧指令値Ｖ**が減少傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１７，Ｔ１８）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ２を比較器３３に出力している。ただし、例えば期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されていれば、期間Ｔ１７，Ｔ１８のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１８，Ｔ１９の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。また期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１６，Ｔ１７で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。
【０１１３】
かかる制御によって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間の最も広いパルスの前後においてそれぞれパルスの個数を一つ低減することができる。この理由は、図７，８の説明から理解できるので詳細な説明は省略する。したがって、第３の実施の形態に比べてスイッチング回数をさらに低減することができる。
【０１１４】
また第２の実施の形態と同様に、キャリア生成部３２は標準的にキャリアＣ２を比較器３３に出力し、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間（例えば期間Ｔ１４）の一つ前の期間であって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも低い値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）、若しくは電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間（例えば期間Ｔ１０）の次の期間であって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採る期間（例えば期間Ｔ１１）において、キャリアＣ１を比較器３３に出力しても良い。
【０１１５】
図１９の例示において、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１９の例示では、電圧指令値Ｖ**が増大傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１１，Ｔ１２）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ１を比較器３３に出力している。ただし、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されていれば、期間Ｔ１１，Ｔ１２のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１０，Ｔ１１の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。また期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１２，Ｔ１３で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。
【０１１６】
また第２の実施の形態と同様に、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖが高電位を維持し、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、図２０に例示するように、これらの期間においては各期間で増大して低減する例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。
【０１１７】
またキャリアＣが電圧指令値Ｖ**以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させてもよい。この場合であっても、上述した条件でキャリアＣ１，Ｃ２を採用すれば、スイッチング回数を低減することができる。
【０１１８】
第５の実施の形態．
第５の実施の形態にかかるインバータの構成は図１の構成と同様である。ただし第５の実施の形態では、図２１に例示するように電圧指令値Ｖ*は正弦波である。なお図２１の例示では、図示を簡略するために各期間の長さを誇張して示している。この点は後述するほかの図においても同様である。
【０１１９】
電圧指令値Ｖ*が正弦波なので電圧指令値Ｖ*は所定周期Ｔ１を有する各期間Ｔ１０〜Ｔ１８において変化する。なお、図２１の例示では、電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１はキャリアＣの最大値Ｖｃ１以下であり、電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖ２はキャリアＣの最小値Ｖｃ２以上である（図２２も参照）。よって、電圧指令値Ｖ*は各期間Ｔ１０〜Ｔ１８においてキャリアＣの最大値Ｖｃ１と最小値Ｖｃ２との間で変化する。
【０１２０】
したがって、電圧指令補正部３１は図２１に例示するように各期間Ｔ１０〜Ｔ１８における電圧指令値Ｖ*を、各期間Ｔ１０〜Ｔ１８における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。
【０１２１】
これによっても第１の実施の形態と同様に、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*に近づけることができる。ひいては、出力電圧のアンバランスを低減できる。しかも中間値として、各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採用すれば、理論的には電圧指令値Ｖ**を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と一致させることができる。
【０１２２】
そして、かかる電圧指令値Ｖ**とキャリアＣとの比較に基づいてインバータ１を制御すれば、図２２に例示するようにインバータ１は出力電圧Ｖを出力する。電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができるので、出力電圧Ｖの周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。
【０１２３】
図２３の例示では、電圧指令値Ｖ*は正弦波である。また電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１はキャリアＣの最大値Ｖｃ１よりも大きく、電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖ２はキャリアＣの最小値Ｖｃ２よりも小さい（図２４も参照）。かかる電圧指令値Ｖ*を採用するモードはいわゆる過変調モードとも呼ばれる。
【０１２４】
以下では、図２１を参照して説明した電圧指令値Ｖ**の生成と異なる点を主に述べる。図２３の例示では、期間Ｔ１１において電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最大値Ｖｃ１を超える。期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ*は少なくとも最大値Ｖｃ１，最小値Ｖｃ２の間で変化するので、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の中間値を採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。図２３の例示では、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ*の平均値が電圧指令値Ｖ**として採用される。
【０１２５】
次の期間Ｔ１２においては電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖｃ１より大きい。よって、期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最大値Ｖｃ１以上の値であれば、任意の値であってよい。どのような値が採用されても、期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*とキャリアＣとの比較結果が変らないからである。図２３の例示では期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ**はキャリアＣの最大値Ｖｃ１である。
【０１２６】
期間Ｔ１２に続く期間Ｔ１３，Ｔ１４においては、期間Ｔ１１と同様にして電圧指令値Ｖ**が生成される。
【０１２７】
次の期間Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最小値Ｖｃ２を下回る。電圧指令値Ｖ*は期間Ｔ１５において少なくとも最大値Ｖｃ１，最小値Ｖｃ２の間で変化するので、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の中間値を採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。なお、図２３の例示では、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ*の平均値は最小値Ｖｃ２以下である。よって平均値を採用するという観点では、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってよい。期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ*の平均値を採用しても、最小値Ｖｃ２以下の任意の値を採用しても、キャリアＣと電圧指令値Ｖ**との比較結果が変らないからである。図２３の例示では、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２である。
【０１２８】
なお、図２３においては、例えば各期間Ｔ１１，Ｔ１３において電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１を下回っている。よって、図２３ではこの平均値が電圧指令値Ｖ**として採用されている。一方、例えば期間Ｔ１１，Ｔ１３において電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１以上であれば、各期間Ｔ１１，Ｔ１３における電圧指令値Ｖ**として最大値Ｖｃ１以上の任意の値を採用してもよい。
【０１２９】
次の期間Ｔ１６においても期間Ｔ１５と同様である。期間Ｔ１６に続く期間Ｔ１７、Ｔ１８においては例えば期間Ｔ１４と同様である。
【０１３０】
かかる電圧指令値Ｖ**とキャリアＣとの比較によって、図２４に例示するように、出力電圧Ｖが出力される。
【０１３１】
ここで、従来のように各期間の始期における電圧指令値Ｖ*の値を電圧指令値Ｖ**として採用する場合について考慮する。図２３を参照して、期間Ｔ１２において電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１を採る。一方、従来の方法であっても期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖｃ１以上である。なぜなら期間Ｔ１２の始期における電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖｃ１以上であるからである。よって期間Ｔ１２においては、従来の方法であっても、本願の方法であっても、出力電圧は高電位を維持する。しかしながら、これ以外の期間では従来の方法に比して、図２３に例示する各期間における電圧指令値Ｖ**の平均値を各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができる。したがって、従来の方法に比して、図２３に例示する電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、ひいては出力電圧Ｖの周期Ｔ２の平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。これによって出力電圧のアンバランスを低減できる。
【０１３２】
なお、図２３，２４の例示では、電圧指令値Ｖ**の最大値が最大値Ｖｃ１以上であり、電圧指令値Ｖ**の最小値が最小値Ｖｃ２以下である。したがって、図１０，１１，１９，２０を参照して説明したようにキャリアＣ１，Ｃ２が採用されてもよい。この場合であれば、第２又は第４の実施の形態と同様にスイッチング回数を低減することができる。
【符号の説明】
【０１３３】
１ インバータ
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２ キャリア
Ｐ１，Ｐ２ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置の制御方法および電力変換装置に関し、特に出力電圧のアンバランスを抑制する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータへと交流電圧を与える装置としてインバータが用いられる。インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換して、交流電圧をモータへと出力する。かかるインバータは例えばキャリアと指令値との比較に基づいて制御される。指令値はインバータの出力電圧についての指令値であって、モータの回転位置角や速度指令等に基づいて、まず第１指令値Ｖ*が生成される。そしてキャリアとの比較には、第１指令値Ｖ*に基づいて生成される第２指令値Ｖ**が採用される。第２指令値Ｖ**は所定周期（例えばキャリアの周期）毎に一定値を採る。
【０００３】
かかるインバータにおいて矩形波の相電圧を出力する場合、第１指令値Ｖ*は矩形波であって相電圧の周期と同じ周期を有する。一方で、この第１指令値Ｖ*は所定周期毎に一定値を採るとは限らないので、この第１指令値Ｖ*を所定周期ごとに更新して、キャリアと比較すべき第２指令値Ｖ**を生成する。例えば図２５では破線でキャリアの周期を示しており、ここに例示するように、キャリアの周期毎の第２指令値Ｖ**には、当該周期の開始時点における第１指令値Ｖ*の値を採用する。
【０００４】
そして、図２６に示すように、第２指令値Ｖ**とキャリアとの比較に基づいてインバータが制御されて、インバータは相電圧Ｖを出力する。かかる相電圧Ｖにおいて、相電圧Ｖが最大値を採る期間と相電圧が最小値を採る期間とは相違する。換言すると、相電圧Ｖにアンバランスが生じる。かかる相違によって、インバータが出力する相電流にはいわゆるオフセットが生じる。換言すれば、相電流の１周期の平均値が零にならない。
【０００５】
かかる問題を解決する手段として、例えば特許文献１における技術が採用できる。特許文献１においては、出力電圧のバランスが崩れるときに、キャリアの周期を指令値Ｖ*と同期させている。
【０００６】
また本発明に関連する技術として、特許文献２が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４２０５１５７号
【特許文献２】特開平９−３０８２５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に記載の技術ではキャリアの周期を出力電圧の周期の整数分の１にしてキャリアと出力電圧とを同期させる必要があるので、キャリアの周期を変化させる必要がある。よって制御を複雑化させる。
【０００９】
そこで、本発明は、簡単な制御で出力電圧のアンバランスを低減できるインバータの制御方法およびインバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様は、スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）を有し、第１値（Ｖｃ１）及び第２値（Ｖｃ２）をそれぞれ最大値及び最小値とするキャリアと、出力電圧についての電圧指令値（Ｖ*，Ｖ**）との比較に基づいて前記スイッチング素子を制御して前記出力電圧を出力する、電力変換装置（１）の制御方法であって、所定の制御周期を有する期間における前記電圧指令値（Ｖ*）が、少なくとも前記第２値以上かつ前記第１値以下の間で変化し、かつ当該期間たる変動期間における前記電圧指令値の平均値が前記第２値より大きく前記第１値未満の値であるときに、前記変動期間における前記電圧指令値を前記平均値に補正する。
【００１１】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記キャリアは、前記変動周期の各々において単調に変化し、前記変動周期の各々における前記キャリアの変化率の極性は互いに同じである。
【００１２】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値以上の値を採る期間（Ｔ１５）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１６）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する。
【００１３】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様は、第１又は第３の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１９）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１８）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する。
【００１４】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様は、第１、第３及び第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値（Ｖｃ１）以上の値を採る期間（Ｔ１４）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１３）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する。
【００１５】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様は、第１、第３から第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１０）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１１）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する。
【００１６】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）は矩形波であり、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において３つのパルスを有する前記出力電圧を出力する。
【００１７】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である第３の態様にかかる電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において２つのパルスを有する前記出力電圧を出力する。
【００１８】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である第３又は第４の態様にかかる第５の態様、或いは第３又は第４の態様のいずれかにかかる第６の態様の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において１つのパルスを有する前記出力電圧を出力する。
【発明の効果】
【００１９】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、理論的に実際に出力される出力電圧の平均値を電圧指令値の平均値へ一致させることができる。しかも、制御周期を電圧指令値の周期に基づいて変更する必要がなく、制御を簡単にできる。
【００２０】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、制御周期の各期間において増大して低減するキャリア（例えば二等辺三角波形状のキャリア）を採用する場合に比べて、スイッチング回数を低減できる。
【００２１】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様によれば、電圧指令値が最大値から低下するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００２２】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様によれば、電圧指令値が最小値へと低下するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００２３】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様によれば、電圧指令値が最大値へと増大するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００２４】
本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様によれば、電圧指令値が最小値から増大するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。
【００２５】
本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、実際に出力される出力電圧の平均値を電圧指令値の平均値へと近づけることができる。
【００２６】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、制御周期の各期間において増大して低減するキャリア（例えば二等辺三角波形状のキャリア）を採用する場合に比べて、スイッチング回数を低減できる。
【００２７】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、最小のスイッチング回数で出力電圧を出力できる。しかも１パルスを有する出力電圧を出力するためにキャリアの周波数を出力電圧の周波数と一致させる必要がない。よってキャリアの周波数を変更するための演算又は処理を不要にできる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】インバータの概念的な構成を例示する図である。
【図２】指令値の一例を示す図である。
【図３】指令値の一例を示す図である。
【図４】指令値の一例を示す図である。
【図５】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図６】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図７】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図８】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図９】インバータの概念的な構成を例示する図である。
【図１０】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１１】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１２】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１３】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１４】指令値の一例を示す図である。
【図１５】指令値の一例を示す図である。
【図１６】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１７】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１８】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１９】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図２０】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図２１】指令値の一例を示す図である。
【図２２】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図２３】指令値の一例を示す図である。
【図２４】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図２５】指令値の一例を示す図である。
【図２６】指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
第１の実施の形態．
図１に示すように、電力変換装置の一例たるインバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。入力端Ｐ１，Ｐ２には直流電圧が印加される。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。
【００３０】
インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。より詳細な構造の一例として、インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ１との間に設けられている。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ２との間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは入力端Ｐ２に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。
【００３１】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチ信号が与えられる。かかるスイッチ信号により各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチ信号を与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。なお、制御部３の制御によって、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。
【００３２】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータであって、インバータ１によって印加される交流電圧に応じて回転する。
【００３３】
なお図１の例示ではインバータ１は３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続されている。つまり三相交流電圧を出力する三相インバータ１が図１に示されている。しかしながら、インバータ１は三相インバータに限らず単相インバータであってもよく、三相以上のインバータであってもよい。以下ではインバータ１が三相インバータである場合を例に採って説明する。
【００３４】
制御部３は電圧指令補正部３１を備えている。電圧指令補正部３１には、インバータ１が出力する相電圧（以下、出力電圧とも呼ぶ）についての電圧指令値Ｖ*が入力される。電圧指令補正部３１は電圧指令値Ｖ*を補正する。ここでは補正後の電圧指令値Ｖ*を電圧指令値Ｖ**と呼び、電圧指令値Ｖ*を補正することを、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する、とも表現する。かかる補正については後に詳述する。また制御部３は電圧指令値Ｖ**に基づいてインバータ１を制御する。
【００３５】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００３６】
電圧指令補正部３１は所定の制御周期Ｔ１ごとに電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。図１の例示では、インバータ１は三相交流電圧を出力するので、電圧指令値Ｖ*は３つの相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を含んでいる。よって、電圧指令補正部３１は３つの相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいてそれぞれ３つの相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を生成する。
【００３７】
図２は電圧指令値Ｖ*及び電圧指令値Ｖ**の一例を示す図である。図２の例示では電圧指令値Ｖ*は矩形波であり、時間の経過に伴って最大値Ｖ１（例えば１）および最小値Ｖ２（例えば０）を交互に採る。ここでは、電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る正期間は、電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る負期間と等しい。また相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は互いに１２０度ずつ位相がずれている。
【００３８】
図２の例示において複数の破線のうち隣接する二者で挟まれる期間はいずれも制御周期Ｔ１を有する。そして電圧指令補正部３１は例えば各破線で示されるタイミング毎に電圧指令値Ｖ*を次のように補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。即ち、電圧指令補正部３１は、各期間において電圧指令値Ｖ*が少なくとも次に述べる第１値と第２値との間で変化するときには、その期間における電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。ここでいう第１値および第２値はそれぞれ後述するキャリアの最大値および最小値である（後に説明する図５も参照）。図５の例示では、キャリアＣの最大値Ｖｃ１および最小値Ｖｃ２がそれぞれ最大値Ｖ１および最小値Ｖ２と一致する。なお最大値Ｖ１は最大値Ｖｃ１よりも大きくてもよく、最小値Ｖ２は最小値Ｖｃ２よりも小さくてもよい。かかる電圧指令値Ｖ*を採用するモードはいわゆる過変調モードとも呼ばれる。
【００３９】
さて図２に例示するように、期間Ｔ１０，Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*は最小値Ｖ２から最大値Ｖ１へと変化し、期間Ｔ１３において電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと変化する。つまり、各期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最大値Ｖｃ１，Ｖｃ２の間で変化する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**には最小値Ｖ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値が採用される。
【００４０】
また電圧指令補正部３１は、各期間において電圧指令値Ｖ*が変化しないときには、電圧指令値Ｖ*を補正しない。つまり電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図２に示すように、期間Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１４において電圧指令値Ｖ*が一定値を採っている。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。なお電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖｃ１以上である期間において電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値を採ってもよい。これは電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値であれば、電圧指令値Ｖ**とキャリアとの比較結果が同じであるからである。同様に、電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２以下である期間において電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値を採ってもよい。
【００４１】
これによって、図２５の電圧指令値Ｖ**と比べて、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。ひいてはインバータ１が出力する相電圧の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。
【００４２】
なお制御周期Ｔ１は周期Ｔ２の整数分の１となる必要がない。よって電圧指令値Ｖ*に基づいて制御周期Ｔ１を変更する必要がない。したがって、制御周期Ｔ１を変更するための演算又は処理を不要にでき、制御を簡易にすることができる。
【００４３】
以上のように、制御周期Ｔ１を周期Ｔ２と無関係に設定することで制御を簡易にしつつも、出力電圧の平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができる。
【００４４】
また図２の例示では、期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において、電圧指令値Ｖ**はそれぞれの期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採っている。言い換えれば上記中間値は各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値である。かかる平均値は次のように導くことができる。すなわち、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間を期間Ｔｖ１とし、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間を期間Ｔｖ２と仮定する。このとき、これらの各期間における電圧指令値Ｖ**は次式を満たす。
【００４５】
Ｖ**＝（Ｖ１・Ｔｖ１＋Ｖ２・Ｔｖ２）／Ｔ１ ・・・（１）
かかる電圧指令値Ｖ**を採用すれば、理論的には電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と等しくできる。
【００４６】
なお、制御周期Ｔ１を短く設定すれば、即ち周波数を高めれば、図２５に例示する電圧指令値Ｖ**を生成しても電圧指令値Ｖ*との誤差を低減することができる。しかしながら、これによって演算処理能力を高める必要があり、製造コストの増大を招く。一方、本実施の形態では比較的長い制御周期Ｔ１を採用することができ、製造コストの増大を招かない。
【００４７】
＜電圧指令値Ｖ**の具体的な生成方法の一例＞
電圧指令値Ｖ*は矩形波であって、電気角３０度で立ち下がり、電気角２１０度で立ち上がると仮定する。図３は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との一例を拡大して示している。図３には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。
【００４８】
電圧指令生成部３１は、制御周期Ｔ１ごとに、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば各期間における中央の時点において、各期間の次の期間における電圧指令値Ｖ**を生成する。
【００４９】
ここで各期間の中央の時点における電圧指令値Ｖ*の電気角をδ［Ｎ］（Ｎは整数）とすると、幾何学的に次式を満足する。
【００５０】
δ［ｎ＋１］−δ[ｎ]：３０°−δ［ｎ］＝Ｔ１：Ｔｖ１−Ｔ１／２ ・・・（２）
式（２）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。
【００５１】
Tv1=T1・(1/2+(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（３）
Tv2=T1・(1/2-(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（４）
ここでは制御周期Ｔ１は一定であり、また電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２が一定であると仮定すると、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋ（一定）（ｎは整数）が成立する。かかる仮定は例えば誘導性負荷２の一例たるモータが一定の回転速度で駆動されていることを意味する。δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋを考慮して式（３）及び式（４）を変形すると、次式が導かれる。
【００５２】
Tv1=T1・(1/2+(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（５）
Tv2=T1・(1/2-(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（６）
この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ］とδ［ｎ＋１］が既知である場合は式（３），（４）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。
【００５３】
図４は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との他の一例を拡大して示している。図４には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は例えば電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。図３の例示と比較して、電気角δ［ｎ］が電圧指令値Ｖ*が立ち下がるときの電気角（例えば３０度）よりも大きい。このとき例えば幾何学的に次式を満足する。
【００５４】
δ［ｎ］−δ[ｎ−１]：δ［ｎ］−３０°＝Ｔ１：Ｔ１／２−Ｔｖ１・・・（７）
式（７）は電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］を用いて表される。つまり、電圧指令値Ｖ*が立ち上がる時点に近い電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］が採用される。かかる式（７）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。
【００５５】
Tv1=T1・(1/2+(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（８）
Tv2=T1・(1/2-(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（９）
ここで、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋを考慮して式（８）及び式（９）を変形すると、式（５）及び式（６）が導かれる。
【００５６】
この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ−１］とδ［ｎ］が既知である場合は式（８），（９）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。
【００５７】
なお、電圧指令値Ｖ*は電気角３０度で立ち下がると仮定したが、任意の電気角で立ち上がってもよい。式（２）〜式（９）において「３０°」を当該任意の電気角に置き換えればよい。
【００５８】
また上述の例では、時点δにおける電圧指令値Ｖ*を用いているが、電圧指令値Ｖ*が制御周期Ｔ１毎に一つの値を採る場合であればその値を用いればよい。例えば制御部３のマイクロコンピュータが実行するプログラムにて電圧指令値Ｖ＊を生成する場合には、例えば制御周期Ｔ１ごとに一つの前記電圧指令値Ｖ＊が生成される。
【００５９】
また必ずしも上述の式を採用する必要はなく、例えば現在の制御周期Ｔ１と、その前後の制御周期での電圧指令値Ｖ*のいずれかふたつ又は全てに基づき、電圧指令値Ｖ**を生成してもよい。
【００６０】
＜インバータの制御＞
図１を参照して、制御部３はキャリア生成部３２と比較器３３とを備えている。キャリア生成部３２はキャリアＣを生成する。比較器３３はキャリアＣと電圧指令値Ｖ**とを比較し、その比較結果に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとスイッチ信号を出力する。
【００６１】
図５の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期（以下キャリア周期とも呼ぶ）を有している。またキャリアＣはキャリア周期を有する各期間において増大して低減する。より詳細な一例としてキャリアＣは二等辺三角波である。またここではキャリアＣの最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２はそれぞれ最大値Ｖ１，最小値Ｖ２と一致しており、破線で示されたタイミングでキャリアＣは最小値を採っている。
【００６２】
図６の例示では、図５と比較して、電圧指令値Ｖ**の最大値Ｖ１がキャリアＣの最大値Ｖｃ１を超えており、電圧指令値Ｖ**の最小値Ｖ２がキャリアＣの最小値Ｖｃ２を下回っている。これは、図２の電圧指令値Ｖ*において最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回る場合の電圧指令値Ｖ**の一例である。
【００６３】
また図５，６において、相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**の代表として電圧指令値Ｖ**が例示されている。実際には、比較器３３は相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**の各々とキャリアＣとを比較する。比較器３３は例えば相電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣ以上であるときに、上側のスイッチング素子Ｓ１を導通させ下側のスイッチング素子Ｓ４を非導通とする。また比較器３３は相電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣ以下であるときに、上側のスイッチング素子Ｓ１を非導通とし下側のスイッチング素子Ｓ４を導通させる。なお電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣを超えているときに上側のスイッチング素子Ｓ１を導通させ下側のスイッチング素子Ｓ４を非導通とし、電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣ未満であるときに上側のスイッチング素子Ｓ１を非導通とし下側のスイッチング素子Ｓ４を導通させてもよい。この点は後述する他の態様についても同様であるため繰り返しの説明を避ける。他の相についても同様にして比較器３３は相電圧指令値Ｖｖ**とキャリアＣとの比較に基づいてスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５を制御し、相電圧指令値Ｖｗ**とキャリアＣとの比較に基づいてスイッチング素子Ｓ３，Ｓ６を制御する。なお、図５，６には、図２で示される電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２が併記されている。
【００６４】
本実施の形態では、上述したように電圧指令値Ｖ*の平均値に近い平均値を有する電圧指令値Ｖ**に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が制御される。したがって、出力電圧Ｖの平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができる。しかも図５，６と図２６との比較から理解できるように、出力電圧Ｖが最大値を採る期間と最小値を採る期間との差（アンバランス）を低減することができる。したがって、出力電圧Ｖのアンバランスに起因した相電流のオフセットも低減することができる。なお、かかる効果を招来するためには必ずしもキャリアＣの周期が制御周期Ｔ１と一致している必要はない。この内容、すなわちキャリアＣの周期が制御周期Ｔ１と一致している必要がないことは、後述する他の態様に対しても適用される。また図５，６の例示では、電圧指令値Ｖ**が各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値であるので、理論的には出力電圧Ｖのアンバランスは生じない。
【００６５】
また上述した制御部３においては、比較器３３がキャリアＣと電圧指令値Ｖ**とを比較している。しかしながら、キャリアＣと電圧指令値Ｖ**との物理的な比較を行うことなく、制御部３は仮想的なキャリアＣと電圧指令値Ｖ**との比較結果を演算により算出しても良い。この点は後述する他の態様についても適用されるため繰り返しの説明を避ける。
【００６６】
図７の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間において（期間同士の境界を除く）互いに同じ変化率で単調に変化している。より詳細な一例として、例えばキャリアＣは傾斜部分の変化率が負の一定値である直角三角波であり、期間同士の境界では理想的には値が離散する。かかる直角三角波はいわゆる鋸波とも呼ばれる。以下では、かかるキャリアＣをキャリアＣ１とも呼ぶ。なお、図７の例示では最大値Ｖ１および最小値Ｖ２がそれぞれ最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２と一致しているが、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回る場合であっても、以下の内容が適用される。よって重複を避けるため第１の実施の形態においては繰り返しの説明を避ける。
【００６７】
キャリアＣ１の採用によって、図７に例示するような出力電圧Ｖが出力される。本実施の形態では電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけるのであるから、キャリアの波形が鋸波であっても出力電圧Ｖの平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができ、出力電圧Ｖのアンバランスを低減できる。
【００６８】
しかも、図５，６のキャリアＣに比べてスイッチング回数を低減することができる。これは以下の理由による。即ち、キャリアＣ１のキャリア周期が制御周期Ｔ１と同じであり、しかも各期間において単調に減少している。よって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値を採る各期間（例えば期間Ｔ１０）においては、その途中で相電圧Ｖが立ち上がり、その後は立ち下がらない。一方、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る各期間（例えば期間Ｔ１１）ではその期間の全てに渡って相電圧が立ち下がらない。したがって、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間（例えば期間Ｔ１０）の次の期間（例えば期間Ｔ１１）に電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採れば、これらの期間の境界の前後で相電圧Ｖが立ち下がらず、相電圧Ｖは高電位を維持し続ける。換言すれば、これらの期間の境界の前後において上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。
【００６９】
一方で、図７のキャリアＣを採用すれば、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値を採る各期間（例えば期間Ｔ１０）において、その期間の始期近くで相電圧Ｖは立ち下がり、終期近くで立ち上がる。したがって、この期間において、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが２回変化する。
【００７０】
以上のように、キャリアＣ１を採用すれば、図５，６のキャリアＣを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減することができる。
【００７１】
なお上述の説明から理解できるように、キャリアＣ１を採用すれば、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値から最大値Ｖｃ１以上の値へと移行する期間において、相電圧Ｖは低電位から高電位へと立ち上がる。そして、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を維持する期間において相電圧Ｖは高電位を維持する。一方、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から最小値Ｖ２以下の値へと移行する期間において、相電圧Ｖは例えば期間Ｔ１２，Ｔ１３の境界で低電位へと立ち下り、期間Ｔ１３の途中で高電位へと立ち上がり、期間Ｔ１３の終期で低電位へと立ち下がる。したがって、インバータ１は１周期内において２つのパルスを有する出力電圧Ｖを出力する。
【００７２】
なお、キャリアＣ１の周期は制御周期Ｔと一致する必要が無いことは既に述べたとおりである。ここでその一例としてキャリアＣ１の周期が制御周期Ｔの整数倍である場合について考察する。例えば電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上となる期間Ｔ１１の一つ前の期間Ｔ１０において、期間Ｔ１１の直前でキャリアＣ２が採用されると、期間Ｔ１０，Ｔ１１の境界でスイッチングパターンが変らない。ただし、期間Ｔ１０において３つのキャリアＣ１が存在するので、期間Ｔ１０においてスイッチング回数は５回である。一方、二等辺三角波のキャリアＣを採用すれば、期間Ｔ１０においてスイッチング回数は６回である。よって、スイッチング回数を低減できる。ただし、制御周期Ｔ１とキャリアＣ１の周期が同じであれば、制御が簡易である。なお、この内容は後述する他の態様であっても適用されるので、繰り返しの説明を避ける。
【００７３】
また図５，６のキャリアＣを採用すれば、相電圧Ｖは期間Ｔ１０，期間Ｔ１３の各々において、始期近くで立ち下がり、終期近くで立ち上がる。また相電圧Ｖは期間Ｔ１０の次の期間Ｔ１１から期間Ｔ１３の一つ前の期間Ｔ１２まで高電位を維持している。つまり、インバータ１は３つのパルスを有する出力電圧Ｖを出力する。出力電圧Ｖの１パルスは２回のスイッチングを要するので、キャリアＣ１を採用すれば、スイッチング回数を２回低減できる。
【００７４】
図８の例示でも、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間において互いに同じ変化率で単調に変化している。より詳細な一例として、例えばキャリアＣは傾斜部分の変化率が正の一定値である直角三角波である。かかる直角三角波もいわゆる鋸波とも呼ばれる。以下では、かかるキャリアＣをキャリアＣ２とも呼ぶ。
【００７５】
キャリアＣ２の採用によって、図８に例示するような出力電圧Ｖが出力される。これによっても出力電圧Ｖの平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができ、出力電圧Ｖのアンバランスを低減できる。しかも図５，６のインバータ制御方法に比してスイッチング回数を低減することができる。これは以下の理由による。即ち、キャリアＣ２のキャリア周期が制御周期Ｔ１と同じであり、しかも各期間において単調に増加している。よって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値を採る各期間（例えば期間Ｔ１３）において、その途中で相電圧Ｖが立ち下がり、その後は立ち上がらない。一方、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る各期間（例えば期間Ｔ１２）ではその期間の全てにおいて相電圧Ｖが立ち下がらない。したがって、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）の一つ前の期間（例えば期間Ｔ１２）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採れば、これらの期間の境界の前後でパルスが立ち下がらず、相電圧Ｖは高電位を維持し続ける。換言すれば、これらの期間の境界の前後においてスイッチパターンが変化しない。
【００７６】
なお、ここでは比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以上であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としている。ただし、これに限らず、比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以下であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としてもよい。
【００７７】
また電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る間（例えば期間Ｔ１１〜期間Ｔ１２）はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは高電位を維持し続け、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値又は最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアを採用しても良い。またキャリアＣ１，Ｃ２の傾斜部分の変化率は一定でなくてもよく、それぞれ単調に減少、単調に増加していればよい。
【００７８】
第２の実施の形態．
図９に例示する制御部３は電圧指令補正部３１及びキャリア生成部３２の点で図１に例示する制御部３と相違している。電圧指令補正部３１は電圧指令値Ｖ**についての情報をキャリア生成部３２へと与える。キャリア生成部３２は当該情報に基づいて互いに異なるキャリアのうち一つを比較器３３に出力する。以下に詳細に説明する。
【００７９】
図１０は電圧指令値Ｖ**とキャリアと出力電圧Ｖとの一例を示している。なお第１の実施の形態と同様に、図１１に例示するように、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回っていても良い。
【００８０】
キャリア生成部３２は、各期間において単調に減少する単調減少キャリアＣ１と、期間の各々において単調に増加する単調増加キャリアＣ２を生成することができる。キャリアＣ１，Ｃ２のいずれの周期も制御周期Ｔ１と等しい。キャリアＣ１は例えば図７のキャリアＣであって、各期間において最大値Ｖｃ１から最小値Ｖｃ２へと時間の経過とともに比例して減少する。キャリアＣ２は例えば図８のキャリアＣであって、各期間において最小値Ｖｃ２から最大値Ｖｃ１へと例えば時間の経過と共に比例して増大する。キャリア生成部３２は電圧指令補正部３１からの情報に基づいてキャリアＣ１，Ｃ２の何れか一方を比較器３３に出力する。
【００８１】
電圧指令補正部３１は所定期間において出力される電圧指令値Ｖ**を所定期間よりも前の期間に生成する。例えば期間Ｔ１１において出力する電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１０以前に生成される。したがって、電圧指令補正部３１は所定期間において出力される電圧指令値Ｖ**とその次の期間において出力される電圧指令値Ｖ**の値を認識することができる。そして、電圧指令補正部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１２）において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採り、次の期間（例えば期間Ｔ１３）において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。かかる動作は、所定期間（例えば期間Ｔ１３の次の期間）において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採り、その一つ前の期間（Ｔ１３）において電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する、とも把握できる。
【００８２】
キャリア生成部３２は電圧指令補正部３１からの通知がなければキャリアＣ１を比較器３３に出力する。一方、その旨が通知されると、キャリア生成部３２は例えば期間Ｔ１３においてキャリアＣ２を比較器３３に出力する。よって、図１０，１１の例示では、期間Ｔ１３においてキャリアＣ２が採用されている。
【００８３】
比較器３３は例えば電圧指令値Ｖ**がキャリア以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させ下側のスイッチング素子を非導通とする。
【００８４】
上述の動作によって期間Ｔ１２，Ｔ１３の境界の前後で相電圧Ｖが立ち下がらず、高電位を維持し続ける。言い換えると、期間Ｔ１２，Ｔ１３の境界の前後で上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。なお、かかる説明を次のように言い換えることもできる。すなわち、期間Ｔ１３の次の期間では相電圧Ｖは低電位を維持し、期間Ｔ１３ではその後半部分で相電圧Ｖは低電位を維持する。よって期間Ｔ１３とその次の期間との境界の前後で上側スイッチング素子および下側スイッチング素子が変化しない。
【００８５】
一方で、図７を参照して説明したように、期間Ｔ１１とその一つ前の期間Ｔ１０との境界の前後でも上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチパターンは変化しない。なお、かかる説明を次のように言い換えることもできる。すなわち、期間Ｔ１０の一つ前の期間では相電圧Ｖは低電位を維持し、期間Ｔ１０ではその前半部分で相電圧Ｖは低電位を維持する。よって期間Ｔ１０とその一つ前の期間との境界の前後で上側スイッチング素子および下側スイッチング素子が変化しない。
【００８６】
したがって、インバータ１は１周期において１パルスを有する出力電圧Ｖを出力する。よって最も少ないスイッチ回数でインバータ１を駆動することができ、最もスイッチング損失を低減できる。しかも、第１の実施の形態と同様に、制御周期Ｔ１を周期Ｔ２に応じて変化させる必要がなく、単にキャリアＣ１，Ｃ２を切り替えるだけであるので制御が容易である。また制御周期Ｔ１を必要以上に高める必要がなく、製造コストの増大を招かない。
【００８７】
なお、キャリア生成部３２は電圧指令補正部３１から通知がなければキャリアＣ２を比較器３３に出力してもよい。この場合、電圧指令補正部３１は次のようにキャリア生成部３２に通知する。即ち、次の期間が、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間（例えば期間Ｔ１１）の一つ前の期間であって、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採る期間（例えば期間Ｔ１０）であるときに、電圧指令補正部３１はキャリア生成部３２にその旨を通知する。当該通知を受け取ればキャリア生成部３２は当該次の期間においてキャリアＣ１を比較器３３に出力する。
【００８８】
また電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る間（例えば期間Ｔ１１〜期間Ｔ１２）はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは高電位を維持し続け、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、図１２に例示するように、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値又は最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。
【００８９】
要するに、期間Ｔ１０，Ｔ１５において単調に減少するキャリアＣ１を採用し、期間Ｔ１３において単調に増加するキャリアＣ２を採用すればよい。これによって、インバータ１は最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力できる。なお、この点は、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回る場合であっても、同様である。また以下の内容も最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を超える場合に適用可能であるので、第２の実施の形態においては繰り返しの説明を避ける。
【００９０】
またスイッチ回数の低減という観点では、要するに期間Ｔ１３においてキャリアＣ２を採用する、又は期間Ｔ１０においてキャリアＣ１を採用すればよい。例えば標準的にはキャリアＣ３を採用し期間Ｔ１３においてキャリアＣ２を採用してもよく、標準的にキャリアＣ３を採用し期間Ｔ１０，Ｔ１５においてキャリアＣ１を採用しても良い。
【００９１】
なお比較器３３は、電圧指令値Ｖ**がキャリア以下であるときに上側のスイッチング素子を導通させ、下側のスイッチング素子を非導通としてもよい。この場合の電圧指令値Ｖ**とキャリアと出力電圧Ｖとが図１３に例示されている。
【００９２】
図１３の電圧指令値Ｖ**は、例えば図２の電圧指令値Ｖ**を上下に対称に変化させたものである。この場合であっても、上述した条件でキャリアＣ１，Ｃ２を採用すれば、図１３に例示するように、インバータ１は１周期において１パルスを有する出力電圧Ｖを出力する。
【００９３】
第３の実施の形態．
第３の実施の形態にかかるインバータの構成は図１の構成と同様である。ただし第３の実施の形態では電圧指令値Ｖ*が台形波である。なお台形は矩形を含む概念であることから、本願で言う台形波は矩形波も含む。図１４はかかる電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**の一例を示している。図１４の例示では、電圧指令値Ｖ*が有する台形形状は等脚台形形状であり、電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間と等しい。図１５の例示では、電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１がキャリアの最大値Ｖｃ１よりも大きく、電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖ２がキャリアの最小値Ｖｃ２よりも小さい。
【００９４】
電圧指令補正部３１は、第１の実施の形態と同様に、制御周期Ｔ１を有する各期間において電圧指令値Ｖ*が一定であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。
【００９５】
また例えば各期間において電圧指令値Ｖ*がキャリアＣの最大値Ｖｃ１以上又は最小値Ｖｃ２以下であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成しても良い。図１５の例示において、例えば期間Ｔ１２において電圧指令値Ｖ*がキャリアの最大値Ｖｃ１以上である。よって期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。同じく、電圧指令値Ｖ*がキャリアの最小値Ｖｃ２以下である期間において電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってよい。また期間の途中で電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖｃ１を跨ぐ場合、又は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２を跨ぐ場合には、その期間（例えば期間Ｔ１１，Ｔ１３）における電圧指令値Ｖ**はその期間における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の値が採用されてもよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１を超えていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最小値Ｖｃ２を下回っていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってもよい。
【００９６】
また各期間において電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２以上かつ最大値Ｖｃ１以下の間で変化していれば、電圧指令補正部３１はその期間における電圧指令値Ｖ*を、その期間における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図１４にいては期間Ｔ１０における電圧指令値Ｖ**は、期間Ｔ１０における電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１１と最小値Ｖ１２との間の中間値である。
【００９７】
かかる電圧指令値Ｖ**によっても、第１の実施の形態で説明したように、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を、電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。
【００９８】
また図１４，１５の例示では中間値として、各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採用している。このとき理論的には電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を、電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と一致させることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。
【００９９】
かかる電圧指令値Ｖ**は比較器３３によってキャリアＣと比較される。図１６の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有している。またキャリアＣはキャリア周期を有する各期間において増大して低減する。より詳細な一例としてキャリアＣは二等辺三角波である。また図１６の例示ではキャリアＣの最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２は最大値Ｖ１，最小値Ｖ２とそれぞれ一致しており、破線で示されたタイミングでキャリアＣは最小値を採っている。なお、第１及び第２の実施の形態と同様に、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超えており、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回わる例えば図１５の電圧指令値Ｖ**が採用されても、以下の内容が妥当する。
【０１００】
図１６の例示では、電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以上であるときに、上側スイッチング素子を導通させ、下側スイッチング素子を非導通とする。かかる制御によって図１６の出力電圧Ｖが出力される。本実施の形態では、上述したように電圧指令値Ｖ*の平均値に近い平均値を有する電圧指令値Ｖ**に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が制御される。したがって、出力電圧Ｖの周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。
【０１０１】
図１７の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間（期間同士の境界を除く）において互いに同じ変化率で単調に変化している。例えば図５と同様のキャリアＣが採用される。これによって、図１７の出力電圧Ｖが出力される。図１７における出力電圧Ｖは最も広いパルスの前において２つのパルスを有し、その後において３つのパルスを有する。つまり、最も広いパルスの前に出力されるパルスの個数はその後に出力されるパルスの個数よりも一つ少ない。これは、以下の理由による。
【０１０２】
キャリアＣが各期間において単調に減少するので、電圧指令値Ｖ**が中間値を採るときには電圧指令値Ｖ**は各期間の後半においてキャリアＣ以上となって相電圧Ｖが高電位を維持する。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から中間値へと遷移する期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界において相電圧Ｖは立ち下がり、期間Ｔ１４の途中で相電圧Ｖは立ち上がる。よって期間Ｔ１４においてパルスが出力される。図１７の例示では電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間は期間Ｔ１４に続いて２回連続するので、期間Ｔ１４に続く２つの期間の各々においてパルスが出力される。他方、電圧指令値Ｖ**が中間値から最大値Ｖｃ１以上の値へと遷移する期間Ｔ１１，Ｔ１２の境界においては、相電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。図１７の例示では、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間は期間Ｔ１１の直前に２回連続するので、期間Ｔ１１の前の２つの期間の各々においてパルスが出力される。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値を採る最も広いパルスの前には２つのパルスが出力され、その後には３つのパルスが出力される。つまり、最も広いパルスの前に出力されるパルスは、その後に出力されるパルスよりも１個少ない。
【０１０３】
一方で図１６における出力電圧Ｖは、最も広いパルスの前後においてそれぞれ３つのパルスを有している。これは、次の理由による。電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間の各々において、相電圧Ｖが始期近くで立ち下がり、終期近くで立ち上がる。よって、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間の一つにつき１つのパルスが出力される。図１６の例示では、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る前後において、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る３つの期間が連続するので、最も広いパルスの前後においてそれぞれ３つのパルスが出力される。したがって、図１７のキャリアＣを採用すれば、図１６のキャリアＣを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減できる。
【０１０４】
図１８の例示でも、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間（期間同士の境界を除く）において互いに同じ変化率で単調に変化している。例えば図８と同様のキャリアＣが採用される。これによって図１８の出力電圧が出力される。図１８における出力電圧は最も広いパルスの前において３つのパルスを有し、その後において２つのパルスを有する。つまり、前において出力されるパルスの個数は後において出力されるパルスの個数よりも一つ少ない。これは、以下の理由による。
【０１０５】
キャリアＣが各期間において単調に増加するので、電圧指令値Ｖ**が中間値を採るときには電圧指令値Ｖ**は各期間の前半においてキャリアＣ以上となって相電圧Ｖが高電位を維持する。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から中間値へと遷移する期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界において相電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。図１８の例示では電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間は期間Ｔ１４に続いて２回連続するので、期間Ｔ１４に続く２つの期間の各々においてパルスが出力される。他方、電圧指令値Ｖ**が中間値から最大値Ｖｃ１以上の値へと遷移する期間Ｔ１１，Ｔ１２の境界においては、相電圧Ｖは低電位から高電位へと立ち上がる。また期間Ｔ１１とこれよりも前の２つの期間の各々においてもパルスが出力される。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る比較的広いパルスの前には３つのパルスが出力され、その後には２つのパルスが出力される。つまり、最も広いパルスの後に出力されるパルスは、その前に出力されるパルスよりも１個少ない。したがって、図１８のキャリアＣを採用すれば、図１６のキャリアＣを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減できる。
【０１０６】
なお、ここでは比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以上であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としている。ただし、第１の実施の形態と同様に、比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以下であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としてもよい。この場合であっても、図１７，１８のキャリアを採用すれば、図１６のキャリアを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減できる。
【０１０７】
また電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る間（例えば期間Ｔ１２〜期間Ｔ１３）はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは高電位を維持し続け、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値又は最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアを採用しても良い。またキャリアＣ１，Ｃ２の傾斜部分の変化率は一定でなくてもよく、それぞれ単調に減少、単調に増加していればよい。
【０１０８】
第４の実施の形態．
第４の実施の形態にかかるインバータの構成は図９の構成と同様である。ただし第４の実施の形態では電圧指令値Ｖ*が台形波である。ここでは、図１４或いは図１５に例示する電圧指令値Ｖ*が採用され、それぞれ図１４或いは図１５に例示するように電圧指令値Ｖ**が生成される。
【０１０９】
図１９は電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示している。なお以下では、最大値Ｖ１及び最小値Ｖ２がそれぞれ最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２と一致する場合について説明する。しかしながら、第２の実施の形態と同様に、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１よりも大きく、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２よりも小さい場合であっても以下の内容が適用される。さて、図１９に例示するように、標準的にはキャリア生成部３２はキャリアＣ１を比較器３３に出力する。
【０１１０】
電圧指令補正部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１５）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採り、次の期間（例えば期間Ｔ１６）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。或いは電圧指令補正部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１９）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採り、その一つ前の期間（例えば期間Ｔ１８）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。
【０１１１】
その旨が通知されたキャリア生成部３２は当該次の期間（例えば期間Ｔ１６）或いは当該一つ前の期間（期間Ｔ１８）においてキャリアＣ２を比較器３３に出力する。
【０１１２】
図１９の例示において、期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１５，Ｔ１６の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１９の例示では、電圧指令値Ｖ**が減少傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１７，Ｔ１８）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ２を比較器３３に出力している。ただし、例えば期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されていれば、期間Ｔ１７，Ｔ１８のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１８，Ｔ１９の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。また期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１６，Ｔ１７で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。
【０１１３】
かかる制御によって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間の最も広いパルスの前後においてそれぞれパルスの個数を一つ低減することができる。この理由は、図７，８の説明から理解できるので詳細な説明は省略する。したがって、第３の実施の形態に比べてスイッチング回数をさらに低減することができる。
【０１１４】
また第２の実施の形態と同様に、キャリア生成部３２は標準的にキャリアＣ２を比較器３３に出力し、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間（例えば期間Ｔ１４）の一つ前の期間であって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも低い値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）、若しくは電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間（例えば期間Ｔ１０）の次の期間であって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採る期間（例えば期間Ｔ１１）において、キャリアＣ１を比較器３３に出力しても良い。
【０１１５】
図１９の例示において、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１９の例示では、電圧指令値Ｖ**が増大傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１１，Ｔ１２）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ１を比較器３３に出力している。ただし、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されていれば、期間Ｔ１１，Ｔ１２のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１０，Ｔ１１の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。また期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１２，Ｔ１３で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。
【０１１６】
また第２の実施の形態と同様に、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖが高電位を維持し、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、図２０に例示するように、これらの期間においては各期間で増大して低減する例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。
【０１１７】
またキャリアＣが電圧指令値Ｖ**以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させてもよい。この場合であっても、上述した条件でキャリアＣ１，Ｃ２を採用すれば、スイッチング回数を低減することができる。
【０１１８】
第５の実施の形態．
第５の実施の形態にかかるインバータの構成は図１の構成と同様である。ただし第５の実施の形態では、図２１に例示するように電圧指令値Ｖ*は正弦波である。なお図２１の例示では、図示を簡略するために各期間の長さを誇張して示している。この点は後述するほかの図においても同様である。
【０１１９】
電圧指令値Ｖ*が正弦波なので電圧指令値Ｖ*は所定周期Ｔ１を有する各期間Ｔ１０〜Ｔ１８において変化する。なお、図２１の例示では、電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１はキャリアＣの最大値Ｖｃ１以下であり、電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖ２はキャリアＣの最小値Ｖｃ２以上である（図２２も参照）。よって、電圧指令値Ｖ*は各期間Ｔ１０〜Ｔ１８においてキャリアＣの最大値Ｖｃ１と最小値Ｖｃ２との間で変化する。
【０１２０】
したがって、電圧指令補正部３１は図２１に例示するように各期間Ｔ１０〜Ｔ１８における電圧指令値Ｖ*を、各期間Ｔ１０〜Ｔ１８における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。
【０１２１】
これによっても第１の実施の形態と同様に、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*に近づけることができる。ひいては、出力電圧のアンバランスを低減できる。しかも中間値として、各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採用すれば、理論的には電圧指令値Ｖ**を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と一致させることができる。
【０１２２】
そして、かかる電圧指令値Ｖ**とキャリアＣとの比較に基づいてインバータ１を制御すれば、図２２に例示するようにインバータ１は出力電圧Ｖを出力する。電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができるので、出力電圧Ｖの周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。
【０１２３】
図２３の例示では、電圧指令値Ｖ*は正弦波である。また電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１はキャリアＣの最大値Ｖｃ１よりも大きく、電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖ２はキャリアＣの最小値Ｖｃ２よりも小さい（図２４も参照）。かかる電圧指令値Ｖ*を採用するモードはいわゆる過変調モードとも呼ばれる。
【０１２４】
以下では、図２１を参照して説明した電圧指令値Ｖ**の生成と異なる点を主に述べる。図２３の例示では、期間Ｔ１１において電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最大値Ｖｃ１を超える。期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ*は少なくとも最大値Ｖｃ１，最小値Ｖｃ２の間で変化するので、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の中間値を採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。図２３の例示では、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ*の平均値が電圧指令値Ｖ**として採用される。
【０１２５】
次の期間Ｔ１２においては電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖｃ１より大きい。よって、期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最大値Ｖｃ１以上の値であれば、任意の値であってよい。どのような値が採用されても、期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*とキャリアＣとの比較結果が変らないからである。図２３の例示では期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ**はキャリアＣの最大値Ｖｃ１である。
【０１２６】
期間Ｔ１２に続く期間Ｔ１３，Ｔ１４においては、期間Ｔ１１と同様にして電圧指令値Ｖ**が生成される。
【０１２７】
次の期間Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最小値Ｖｃ２を下回る。電圧指令値Ｖ*は期間Ｔ１５において少なくとも最大値Ｖｃ１，最小値Ｖｃ２の間で変化するので、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の中間値を採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。なお、図２３の例示では、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ*の平均値は最小値Ｖｃ２以下である。よって平均値を採用するという観点では、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってよい。期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ*の平均値を採用しても、最小値Ｖｃ２以下の任意の値を採用しても、キャリアＣと電圧指令値Ｖ**との比較結果が変らないからである。図２３の例示では、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２である。
【０１２８】
なお、図２３においては、例えば各期間Ｔ１１，Ｔ１３において電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１を下回っている。よって、図２３ではこの平均値が電圧指令値Ｖ**として採用されている。一方、例えば期間Ｔ１１，Ｔ１３において電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１以上であれば、各期間Ｔ１１，Ｔ１３における電圧指令値Ｖ**として最大値Ｖｃ１以上の任意の値を採用してもよい。
【０１２９】
次の期間Ｔ１６においても期間Ｔ１５と同様である。期間Ｔ１６に続く期間Ｔ１７、Ｔ１８においては例えば期間Ｔ１４と同様である。
【０１３０】
かかる電圧指令値Ｖ**とキャリアＣとの比較によって、図２４に例示するように、出力電圧Ｖが出力される。
【０１３１】
ここで、従来のように各期間の始期における電圧指令値Ｖ*の値を電圧指令値Ｖ**として採用する場合について考慮する。図２３を参照して、期間Ｔ１２において電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１を採る。一方、従来の方法であっても期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖｃ１以上である。なぜなら期間Ｔ１２の始期における電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖｃ１以上であるからである。よって期間Ｔ１２においては、従来の方法であっても、本願の方法であっても、出力電圧は高電位を維持する。しかしながら、これ以外の期間では従来の方法に比して、図２３に例示する各期間における電圧指令値Ｖ**の平均値を各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができる。したがって、従来の方法に比して、図２３に例示する電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、ひいては出力電圧Ｖの周期Ｔ２の平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。これによって出力電圧のアンバランスを低減できる。
【０１３２】
なお、図２３，２４の例示では、電圧指令値Ｖ**の最大値が最大値Ｖｃ１以上であり、電圧指令値Ｖ**の最小値が最小値Ｖｃ２以下である。したがって、図１０，１１，１９，２０を参照して説明したようにキャリアＣ１，Ｃ２が採用されてもよい。この場合であれば、第２又は第４の実施の形態と同様にスイッチング回数を低減することができる。
【符号の説明】
【０１３３】
１ インバータ
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２ キャリア
Ｐ１，Ｐ２ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）を有し、第１値（Ｖｃ１）及び第２値（Ｖｃ２）をそれぞれ最大値及び最小値とするキャリアと、出力電圧についての電圧指令値（Ｖ*，Ｖ**）との比較に基づいて前記スイッチング素子を制御して前記出力電圧を出力する、電力変換装置（１）の制御方法であって、
所定の制御周期を有する期間における前記電圧指令値（Ｖ*）が、少なくとも前記第２値以上かつ前記第１値以下の間で変化し、かつ当該期間たる変動期間における前記電圧指令値の平均値が前記第２値より大きく前記第１値未満の値であるときに、前記変動期間における前記電圧指令値を前記平均値に補正する、電力変換装置の制御方法。
【請求項２】
前記キャリアは、前記変動期間の各々において単調に変化し、前記変動期間の各々における前記キャリアの変化率の極性は互いに同じである、請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項３】
前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値以上の値を採る期間（Ｔ１５）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１６）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する、請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１９）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１８）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する、請求項１又は３に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項５】
前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値（Ｖｃ１）以上の値を採る期間（Ｔ１４）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１３）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する、請求項１，３，４のいずれか一つに記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項６】
前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１０）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１１）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する、請求項１，３から５の何れか一つに記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項７】
補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）は矩形波である請求項１に記載の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において３つのパルスを有する前記出力電圧を出力する、電力変換装置。
【請求項８】
補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である請求項２に記載の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において２つのパルスを有する前記出力電圧を出力する、電力変換装置。
【請求項９】
補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である、請求項３又は４に従属する請求項５、或いは請求項３又は４に従属する請求項６に記載の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において１つのパルスを有する前記出力電圧を出力する、電力変換装置。
【請求項１】
スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）を有し、第１値（Ｖｃ１）及び第２値（Ｖｃ２）をそれぞれ最大値及び最小値とするキャリアと、出力電圧についての電圧指令値（Ｖ*，Ｖ**）との比較に基づいて前記スイッチング素子を制御して前記出力電圧を出力する、電力変換装置（１）の制御方法であって、
所定の制御周期を有する期間における前記電圧指令値（Ｖ*）が、少なくとも前記第２値以上かつ前記第１値以下の間で変化し、かつ当該期間たる変動期間における前記電圧指令値の平均値が前記第２値より大きく前記第１値未満の値であるときに、前記変動期間における前記電圧指令値を前記平均値に補正する、電力変換装置の制御方法。
【請求項２】
前記キャリアは、前記変動期間の各々において単調に変化し、前記変動期間の各々における前記キャリアの変化率の極性は互いに同じである、請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項３】
前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値以上の値を採る期間（Ｔ１５）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１６）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する、請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１９）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１８）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する、請求項１又は３に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項５】
前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値（Ｖｃ１）以上の値を採る期間（Ｔ１４）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１３）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する、請求項１，３，４のいずれか一つに記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項６】
前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１０）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１１）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する、請求項１，３から５の何れか一つに記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項７】
補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）は矩形波である請求項１に記載の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において３つのパルスを有する前記出力電圧を出力する、電力変換装置。
【請求項８】
補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である請求項２に記載の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において２つのパルスを有する前記出力電圧を出力する、電力変換装置。
【請求項９】
補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である、請求項３又は４に従属する請求項５、或いは請求項３又は４に従属する請求項６に記載の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において１つのパルスを有する前記出力電圧を出力する、電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【公開番号】特開２０１２−１１００８７（Ｐ２０１２−１１００８７Ａ）
【公開日】平成２４年６月７日（２０１２．６．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２５５６５３（Ｐ２０１０−２５５６５３）
【出願日】平成２２年１１月１６日（２０１０．１１．１６）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年６月７日（２０１２．６．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月１６日（２０１０．１１．１６）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
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