電源装置
【課題】磁気結合型リアクトル素子を有する多相コンバータを備えた電源装置において、リップル電流を確実に所定レベルより低くする。
【解決手段】通常の昇圧チョッパ回路は、デューティ比の上昇に応じてリップル電流が単調に増大するリップル電流特性１０２を示す。これに対して、磁気結合型の多相コンバータのリップル電流特性１０１は、デューティ比の変化に対してリップル電流の極小点が存在するものとなる。したがって、リップル電流が所定レベル以下となるデューティ比範囲が予め定義できるので、このようなデューティ比範囲に対応した電圧範囲に限定してコンバータの電圧指令値を設定する。
【解決手段】通常の昇圧チョッパ回路は、デューティ比の上昇に応じてリップル電流が単調に増大するリップル電流特性１０２を示す。これに対して、磁気結合型の多相コンバータのリップル電流特性１０１は、デューティ比の変化に対してリップル電流の極小点が存在するものとなる。したがって、リップル電流が所定レベル以下となるデューティ比範囲が予め定義できるので、このようなデューティ比範囲に対応した電圧範囲に限定してコンバータの電圧指令値を設定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源装置に関し、より特定的には、磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータを備えた電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
並列接続された複数のコンバータから成り、かつ位相をずらしてこれらのコンバータを動作させるように構成された、いわゆる多相コンバータが知られている。たとえば、特開２００６−２６２６０１号公報（特許文献１）および特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献２）には、このような多相コンバータと磁気結合型リアクトルとを組合せることによって、小型化された回路構成によって平滑コンデンサのリップル電流を低減することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−２６２６０１号公報
【特許文献２】特開２００３−３０４６８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１，２にも記載されるように、並列接続された複数のコンバータ間でリアクトルを磁気結合させた多相コンバータでは、リアクトル電流のリップル成分（以下、リップル電流と称する）を低減することが可能であり、通常の昇圧チョッパ型のコンバータとはリップル電流の特性が異なってくる。
【０００５】
しかしながら、特許文献１，２には、リップル電流特性を考慮して、磁気結合型リアクトルを回路素子とする多相コンバータを制御することについては何ら記載されていない。このため、定性的にリップル電流の低下による温度上昇抑制等は図ることができるものの、コンバータの回路素子の設計等において、リップル電流低減による効果を最大限に発揮できない可能性がある。
【０００６】
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、磁気結合型リアクトル素子を有する多相コンバータを備えた電源装置において、リップル電流を確実に所定レベル以下とすることによって、回路素子設計における定格抑制等によりリップル電流低減の効果を最大限に享受することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明による電源装置は、多相コンバータおよび制御回路を備える。多相コンバータは、負荷と接続される電源配線および直流電源の間に並列に接続される複数のチョッパ回路を含む。制御回路は、複数のチョッパ回路の動作を制御する。複数のチョッパ回路の各々は、制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個のスイッチング素子と、スイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置されたリアクトルとを含む。そして、各チョッパ回路のリアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置される。制御回路は、電圧指令値設定部と、デューティ比制御部と、スイッチング制御部とを含む。電圧指令値設定部は、負荷の動作状態に基づく電源配線の電圧要求値に従って、電源配線の電圧指令値を設定するように構成される。デューティ比制御部は、電圧指令値と電源配線の検出電圧とに基づいて、スイッチング素子のデューティ比を制御するように構成される。スイッチング制御部は、制御されたデューティ比に従って、かつ、複数のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各チョッパ回路のスイッチング素子のオンオフを制御するように構成される。さらに、電圧指令値設定部は、予め求められた多相コンバータのデューティ比に対するリップル電流の特性に従って、リップル電流が所定レベルより小さくなるデューティ比の範囲に対応させて多相コンバータの動作領域が限定されるように電圧指令値を設定する。
【０００８】
好ましくは、電圧指令値設定部は、リップル電流が所定レベルより小さくなる動作領域に対応させて予め設定された所定デューティ比と直流電源の電圧検出値とに従って、電圧指令値の設定可能範囲を予め定めるとともに、電圧要求値が設定可能範囲外のときには、設定可能範囲のうちの電圧要求値よりも高い電圧範囲内の最小値に電圧指令値を設定するように構成される。
【０００９】
さらに好ましくは、各チョッパ回路は、接地配線および電源配線の間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子を含む。そして、リアクトルは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と直流電源との間に接続されたコイル巻線を有する。各チョッパ回路のコイル巻線は、共通のコアの異なる部位に巻回される。
【００１０】
また、さらに好ましくは、デューティ比制御部は、電流指令値設定部と、複数のチョッパ回路のそれぞれ対応して設けられた複数の電流制御部とを含む。電流指令値設定は、電圧指令値および検出電圧に基づいて、複数のチョッパ回路の各々の電流指令値を設定するように構成される。複数の電流制御部の各々は、複数のチョッパ回路のうちの対応するチョッパ回路の通過電流と電流指令値とに従って、対応するチョッパ回路のデューティ比を独立に設定するように構成される。
【００１１】
また好ましくは、負荷は、永久磁石型のモータジェネレータと、モータジェネレータおよび電源配線の間で双方向の電力変換を行なうように構成されたインバータとを含む。そして、モータジェネレータの定格最高回転速度における誘起電圧は、電圧指令値設定部によって限定的に設定されるデューティ比に対応する多相コンバータによる電源配線の電圧のうちの最高値におけるモータジェネレータへの印加電圧よりも低い。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によれば、磁気結合型リアクトル素子を含む多相コンバータを備えた電源装置において、リップル電流を確実に所定レベル以下とすることによって、回路素子設計における定格抑制等によりリップル電流低減の効果を最大限に享受することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態による電源装置を備えたモータ駆動装置２００の構成を示す回路図である。
【図２】磁気結合型リアクトルの構成例を示す回路図である。
【図３】図１に示した多相コンバータにおけるデューティ比に対するリップル電流の特性を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態による電源装置における多相コンバータ１２の制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図５】図４に示した電圧指令設定部による電圧指令値の設定を説明する概念図である。
【図６】デューティ比の設定可能範囲の設定の変形例を説明する概念図である。
【図７】電圧指令値の設定の変形例を説明する概念図である
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１５】
図１は、本発明の実施の形態による電源装置を備えたモータ駆動装置２００の構成を示す回路図である。
【００１６】
図１を参照して、モータ駆動装置２００は、直流電源Ｂ１と、磁気結合型の多相コンバータ１２と、平滑コンデンサＣ１と、制御回路２１０と、負荷２２０とを有する。多相コンバータ１２および制御回路２１０により、本発明の実施の形態による電源装置が構成される。
【００１７】
直流電源Ｂ１は、直流電圧を出力する。直流電源Ｂ１は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。
【００１８】
多相コンバータ１２は、平滑コンデンサＣ０と、並列接続されたチョッパ回路１３−１および１３−２とを含む。チョッパ回路１３−１は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）Ｑ１１およびＱ１２と、ダイオードＤ１１およびＤ１２と、リアクトルＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に直列接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２の接続ノードであるノードＮ１と、直流電源Ｂ１との間に電気的に接続される。ダイオードＤ１１およびＤ１２は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２に対してそれぞれ逆並列に接続される。平滑コンデンサＣ０は、直流電源Ｂ１の出力電圧である、多相コンバータ１２の低圧側の直流電圧を平滑する。
【００１９】
同様に、チョッパ回路１３−２は、チョッパ回路１３−１と同様に構成され、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２と、ダイオードＤ２１およびＤ２２と、リアクトルＬ２とを含む。リアクトルＬ２は、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２の接続ノードであるノードＮ２と、直流電源Ｂ１の間に電気的に接続される。
【００２０】
多相コンバータ１２では、リアクトルＬ１およびＬ２は、互いに磁気的に結合するように配置される。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２は、磁気結合型リアクトルを構成するように設けられる。
【００２１】
図２には、磁気結合型リアクトルの構成例が示される。
図２を参照して、磁気結合型リアクトルは、コア２５０と、コア２５０に巻回されたコイル巻線２４１，２４２とを含む。コア２５０は、外脚部２５１ａ，２５１ｂと、ギャップ２５３を挟んで対向するように配置された中央脚部２５２とを含む。
【００２２】
リアクトルＬ１を構成するコイル巻線２４１は、外脚部２５１ａに巻回される。リアクトルＬ２を構成するコイル巻線２４２は、外脚部２５１ｂに巻回される。ここで、外脚部２５１ａおよび２５１ｂの断面積をＳ１とし長さをＬＮ１とすると、外脚部２５１ａ，２５１ｂの磁気抵抗Ｒ１は下記（１）式で示される。同様に、中央脚部２５２の断面積をＳ２、長さをＬＮ２とし、ギャップ長をｄとすると、中央脚部２５２の磁気抵抗Ｒ２は下記（２）式によって示される。なお、（１），（２）式において、μはコア２５０の透磁率を示し、μ０はギャップにおける空気中の透磁率を示す。
【００２３】
Ｒ１≒（１／μ）・（ＬＮ１／Ｓ１） …（１）
Ｒ２≒（１／μ）・２・（ＬＮ２／Ｓ２）＋１／μ０・（ｄ／Ｓ２） …（２）
本実施の形態では、磁気結合型リアクトルの定数Ｓ１，ＬＮ１，Ｓ２，ＬＮ２，ｄは、（１），（２）式によるＲ２＞＞Ｒ１となるように設定される。
【００２４】
このように設定することにより、コイル巻線２４１の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４２と鎖交するとともに、コイル巻線２４２の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４１と鎖交するようになる。この結果、図１において、リアクトルＬ１およびＬ２でそれぞれ生じた起電力の反対方向の逆起電力が、リアクトルＬ２およびＬ１にそれぞれ発生するようになる。
【００２５】
なお、コア２５０の形状については、図２の例に限定されるものではなく、図１に記載した等価回路を構成可能である限り、任意とすることができる。たとえば、特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献２）の図５，６等に示される形状を用いてもよい。
【００２６】
再び図１を参照して、平滑コンデンサＣ１は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に接続される。そして、負荷２２０は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬと接続されたインバータ１４と、インバータ１４と接続された交流モータＭ１とを含む。
【００２７】
インバータ１４は、電源配線ＰＬ上の直流電力と、交流モータＭ１に入出力される交流電力との間の双方向の電力変換を行う。そして、交流モータＭ１は、インバータ１４によって入出力される交流電力により駆動されて、正または負のトルクを発生する。
【００２８】
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に並列に設けられる。Ｕ相アーム１５はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から構成され、Ｖ相アーム１６はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から構成され、Ｕ相アーム１７はスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０から構成される。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０とそれぞれ逆並列にダイオードＤ５〜Ｄ１０が接続される。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７のそれぞれの中間ノードは、交流モータＭ１のＵ相、Ｖ相およびＷ相の固定子巻線の一端と接続される。これらの固定子巻線の他端同士は中性点で接続される。
【００２９】
交流モータＭ１は、たとえば、モータジェネレータとして動作する、永久磁石型の同期電動機により構成される。交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車、電気自動車または燃料電池自動車等の電動車両の駆動輪の駆動トルクを発生するための駆動モータである。すなわち、モータ駆動装置２００は、代表的には、電動車両に搭載される。交流モータＭ１は、電動車両の回生制動時には、駆動力の回転力によって回生発電を行う。
【００３０】
あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行い得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００３１】
電圧センサ２０は、直流電源Ｂ１の出力電圧に相当する、多相コンバータ１２の低圧側の直流電圧ＶＬを検出する。電圧センサ２２は、電源配線ＰＬの電圧、すなわち、多相コンバータ１２の高圧側の直流電圧ＶＨを検出する。
【００３２】
電流センサ２４は、インバータ１４および交流モータＭ１の間を流れる各相のモータ電流ＭＣＲＴを検出する。なお、３相の相電流の瞬時値の和は常に零であるため、３相中の２相にのみ電流センサ２４を配置し、電流センサ２４が非配置の相のモータ電流については、演算によって求めることも可能である。電流センサ２５は、リアクトルＬ１を通過するリアクトル電流Ｉ１を検出し、電流センサ２６は、リアクトルＬ２を通過するリアクトル電流Ｉ２を検出する。電圧センサ２０，２２による検出値ＶＬ，ＶＨ、電流センサ２５，２６による検出値Ｉ１，Ｉ２および電流センサ２４による検出値ＭＣＲＴは、制御回路２１０へ入力される。
【００３３】
制御回路２１０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００３４】
制御回路２１０は、上述した各センサによる検出値と、交流モータＭ１の回転数ＭＲＮおよびトルク指令値ＴＲとに基づいて、交流モータＭ１が動作指令に従って動作するように、多相コンバータ１２およびインバータ１４におけるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ５〜Ｑ１０のオンオフ（スイッチング）を制御する。具体的には、制御回路２１０は、電源配線ＰＬの電圧を所望の電圧に制御するために、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のオンオフを制御する信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。さらに、制御回路２１０は、交流モータＭ１の出力トルクをトルク指令値ＴＲに従って制御するために、交流モータＭ１へ印加される擬似交流電圧の振幅および／または位相を制御するように、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオンオフを制御する信号ＰＷＭＩを生成する。
【００３５】
チョッパ回路１３−１，１３−２の各々は、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ１，Ｌ２に通過させることによって、上アームのダイオードＤ１１，Ｄ２１による電流経路を用いて、低圧側の直流電圧ＶＬを昇圧した直流電圧ＶＨを電源配線ＰＬに発生することができる（力行時、Ｉ１＞０，Ｉ２＞０）。
【００３６】
反対に、チョッパ回路１３−１，１３−２の各々は、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ１，Ｌ２に通過させることによって、下アームのダイオードＤ１２，Ｄ２２による電流経路を用いて、高圧側の直流電圧ＶＨを降圧した直流電圧ＶＬにより直流電源Ｂ１を充電することができる（回生時、Ｉ１＜０，Ｉ２＜０）。
【００３７】
各チョッパ回路１３−１，１３−２では、力行時には上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１はオフ固定することも可能であり、回生時には下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をオフ固定することも可能である。ただし、電流方向によって制御を切替えることなく回生および力行に連続的に対応するために、各スイッチング周期内で、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１および下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２を相補的にオンオフさせてもよい。
【００３８】
以下、本実施の形態では、スイッチング周期に対する下アームのスイッチング素子のオン期間の比率をデューティ比ＤＴと定義することとする。すなわち、上アーム素子のオン期間比は、（１．０−ＤＴ）で示される。チョッパ回路の一般的な特性から、このデューティ比ＤＴと各チョッパ回路１３−１，１３−２での電圧変換との関係は、下記（３）式によって示される。（３）式を変形することにより、高圧側の電圧ＶＨは、（４）式によって示される。
【００３９】
ＤＴ＝１．０−（ＶＬ／ＶＨ） ・・・（３）
ＶＨ＝ＶＬ／（１．０−ＶＬ） ・・・（４）
（３），（４）式より、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２がオフに固定（ＤＴ＝０．０）されるとＶＨ＝ＶＬとなり、デューティ比ＤＴを上昇させるのに従って電圧ＶＨが上昇することが理解される。すなわち、制御回路２１０は、チョッパ回路１３−１，１３−２におけるデューティ比ＤＴの制御により、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを制御することができる。このようなコンバータ制御の詳細については、後ほど詳細に説明する。
【００４０】
多相コンバータ１２を構成する２個のチョッパ回路１３−１，１３−２は、１８０（３６０／２）度、すなわちスイッチング周期に対して半周期分、位相をずらして動作する。したがって、信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２の位相は、１８０度ずれている。
【００４１】
さらに、多相コンバータ１２では、磁気結合型リアクトルによって、チョッパ回路１３−１，１３−２間で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のリップル成分の影響が互いに打ち消し合うように作用する。したがって、図１の多相コンバータ１２におけるデューティ比に対するリップル電流の特性は、図３に示す様に、通常のチョッパ回路とは異なるものとなる。
【００４２】
図３を参照して、特性線１０２は、各チョッパ回路１３−１，１３−２におけるリアクトルＬ１，Ｌ２を通常の（磁気結合型でない）リアクトルで置換した通常のチョッパ回路における、デューティ比に対するリップル電流の特性をプロットしたものに相当する。通常のチョッパ回路では、下アームのスイッチング素子のオン期間が長くなるほど、リアクトルへの蓄積エネルギおよび、下アームのスイッチング素子オフ時の電流変化が大きなものとなるので、リップル電流が単調に増大する。
【００４３】
これに対して、磁気結合型リアクトルを備えた多相コンバータ１２では、リアクトルＬ１，Ｌ２間で逆方向に起電力が作用し合うので、１８０度位相がずれたチョッパ回路１３−１，１３−２間で、下アームのスイッチング素子Ｑ１２およびＱ２２が相補にオンオフする状況で、リップル電流の抑制効果が最大となる。すなわち、多相コンバータ１２のデューティ比に対するリップル電流の特性を示す特性線１０１では、ＤＴ＝０．５近傍にリップル電流の極小点が存在する。また、ＤＴ＝０に近い領域では、電流のスイッチングが殆ど行われないため、リップル電流も当然小さくなる。
【００４４】
解析や動作実験等によって、特性線１０１を予め求めることによって、多相コンバータ１２のリップル電流を定量的に把握することができる、そして、多相コンバータ１２の動作領域を、デューティ比について領域１１０，１２０に限定することによって、たとえば、デューティ比を０およびＤ０（図１の構成例では、Ｄ０＝０．５）に限定することで、リップル電流を所定レベルよりも確実に低くすることができる。
【００４５】
図４は、本発明の実施の形態による電源装置における多相コンバータ１２の制御構成を説明する機能ブロック図である。図４に示した各ブロックによる機能は、制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現してもよく、当該機能を実現する電子回路（ハードウェア）を制御回路２１０に構成することによって実現してもよい。
【００４６】
図４を参照して、図１に示した制御回路２１０は、電圧指令設定部３００と、減算部３１０と、制御演算部３２０と、乗算部３２５と、電流制御部３３０，３３５と、変調部３５０，３５５とを有する。
【００４７】
電圧指令設定部３００は、負荷２２０の動作状態、具体的には交流モータＭ１の回転数（ＭＲＮ）およびトルク（ＴＲ）に基づいて設定された要求電圧ＶＨｓｙｓに従って、図３に示したリップル電流特性を考慮して電圧指令値ＶＨｒを設定する。
【００４８】
ここで、図５を用いて電圧指令設定部３００による電圧指令値の設定を詳細に説明する。
【００４９】
図５を参照して、要求電圧ＶＨｓｙｓは、負荷である交流モータＭ１の動作状態、すなわち、回転数（ＭＲＮ）およびトルク（ＴＲ）に基づいて可変に設定される。要求電圧ＶＨｓｙｓは、少なくとも、交流モータＭ１の固定子巻線に生じる誘起電圧の振幅よりも、インバータ１４によって発生される交流電圧（交流モータＭ１への印加電圧）の振幅が大きくなるような、電源配線ＰＬの電圧ＶＨの範囲に設定される必要がある。
【００５０】
図５を参照して、本発明の実施の形態による電源装置では、電圧指令値ＶＨｒは、図５に示したデューティ比＝０，Ｄ０の２つに対応する電圧範囲に限定的に設定される。すなわち、（４）式に従って、ＤＴ＝０に対応したＶＨｒ＝ＶＬ、および、ＤＴ＝Ｄ０に対応したＶＨｒ＝Ｖ０＝ＶＬ／（１−Ｄ０）の２つの値のみが限定的に設定される。そして、ＶＨｓｙｓ≦ＶＬのときはＶＨｒ＝ＶＬに設定される一方で、ＶＨｓｙｓ＞ＶＬになると、ＶＨｒ＝Ｖ０に設定される。なお、Ｖ０＝ＶＬ／（１−Ｄ０）は、可変に設定される要求電圧ＶＨｓｙｓの最大値以上に設計される必要がある。たとえば、上述のように、電圧Ｖ０におけるインバータ１４による交流モータ１４への印加電圧が、交流モータＭ１が定格上の最高回転数で動作するときの誘起電圧よりも大きくなるように設計されている必要がある。
【００５１】
さらに、要求電圧ＶＨｓｙｓが電圧ＶＬの近傍で変化したときに電圧指令値ＶＨｒが頻繁に切換わることを防止するために、電圧指令値ＶＨｒをＶＬからＶ０へ上昇させるときと、反対に、Ｖ０からＶＬへ低下させるときとの間で、ヒステリシスｄＶを設けるようにしてもよい。
【００５２】
このようにして、多相コンバータ１２の電圧指令値ＶＨｒは、リップル電流が確実に所定レベル以下となるデューティ比領域１１０，１２０に限定されるように、電圧指令値ＶＨｒが設定されることになる。
【００５３】
再び図４を参照して、減算部３１０は、電圧指令設定部３００によって設定された電圧指令値ＶＨｒから、電圧センサ２２によって検出された電圧ＶＨを減算することによって、電圧偏差ΔＶＨを算出する。制御演算部３２０は、代表的にはＰＩ制御（比例積分）演算に従って、電圧偏差ΔＶＨを零に近付けるように電流指令値Ｉｒを設定する。定性的には、ΔＶＨが増加（正方向へ変化）すると電流指令値Ｉｒは上昇し、ΔＶＨが減少（負方向へ変化）すると電流指令値Ｉｒは低下する。
【００５４】
乗算部３２５は、多相コンバータ１２全体での電流指令値Ｉｒに０．５を乗算することによって、各チョッパ回路１３−１，１３−２の電流指令値Ｉｒ♯を算出する（Ｉｒ♯＝Ｉｒ／２）。
【００５５】
電流制御部３３０は、電流センサ２５により検出されたリアクトル電流Ｉ１と、電流指令値Ｉｒ♯との電流偏差に基づく制御演算（ＰＩ制御演算等）に従って、デューティ指令値Ｉｄ１を設定する。同様に、電流制御部３３５は、電流センサ２６により検出されたリアクトル電流Ｉ２と、電流指令値Ｉｒ♯との電流偏差に基づく制御演算（ＰＩ制御演算等）従って、デューティ指令値Ｉｄ２を設定する。
【００５６】
デューティ指令値Ｉｄ１，Ｉｄ２は、０．０≦Ｉｄ１，Ｉｄ２＜１．０の範囲で設定される。電流制御部３３０，３３５は、電流指令値Ｉｒ♯に対してリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を増加させるときにはデューティ比を上昇させる一方で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を減少させるときにはデューティ比を低下させるように、デューティ指令値Ｉｄ１，Ｉｄ２を設定する。
【００５７】
変調部３５０は、所定周波数の三角波またはのこぎり波である搬送波ＣＷと、デューティ指令値Ｉｄ１との電圧比較に従って、チョッパ回路１３−１を制御するための信号ＰＷＭ１を生成する。搬送波ＣＷの周波数は、チョッパ回路１３−１，１３−２のスイッチング周波数に相当する。また、搬送波ＣＷのピーク−ピーク電圧は、デューティ指令値Ｉｄ１によって示されるデューティ比の０〜１．０の範囲と対応する。変調部３５０は、Ｉｄ１＞ＣＷの期間では下アームのスイッチング素子Ｑ１２をオンし、ＣＷ＞Ｉｄ１の期間には、下アームのスイッチング素子Ｑ１２をオフするように、信号ＰＷＭ１を生成する。
【００５８】
以上のように、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒより低い場合には、下アームのデューティ比が増加する方向にデューティ指令値Ｉｄ１が設定されることにより、リアクトル電流Ｉ１が増大するように、チョッパ回路１３−１がパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。反対に、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒより高い場合には、下アームのデューティ比が減少する方向にデューティ指令値Ｉｄ１が設定されることにより、リアクトル電流Ｉ１が低下するように、チョッパ回路１３−１がパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。
【００５９】
変調部３５５は、変調部３５０と同様の機能を有し、上記搬送波ＣＷの反転信号、すなわち、搬送波ＣＷから位相が１８０度ずれた信号と、デューティ指令値Ｉｄ２との電圧比較に従って、チョッパ回路１３−２を制御するための信号ＰＷＭ２を生成する。これにより、チョッパ回路１３−１，１３−２では、スイッチング制御の位相を１８０度ずらした上で、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御するためのスイッチング制御（デューティ比制御）がそれぞれ独立に実行される。なお、上述のように、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２のオフ期間には、上アーム素子のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をオンしてもよい。
【００６０】
このように、図４に示す制御構成に従って、多相コンバータ１２では、並列接続された２つのチョッパ回路１３−１および１３−２が、電気角１８０°ずつ位相がずれるように動作するとともに、チョッパ回路１３−１，１３−２のそれぞれにおいて、電圧ＶＨを電圧指令ＶＨｒへ制御するためのリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の制御が独立に行なわれる。
【００６１】
すなわち図４の構成によれば、減算部３１０、制御演算部３２０、乗算部３２５および電流制御部３３０，３３５によって本発明による「デューティ制御部」が構成され、変調部３５０，３５５によって本発明の「スイッチング制御部」が構成される。特に、減算部３１０、制御演算部３２０および、乗算部３２５によって、本発明の「電流指令値設定部」が構成される。
【００６２】
次に、図６および図７を用いて、電圧指令設定部３００による電圧指令値ＶＨｒの設定の変形例を説明する。
【００６３】
図６を参照して、変形例では、リップル電流の設計上限値Ｉ０が設定されるとともに、図３と同一の特性線１０１に対して、リップル電流がＩ０より低くなる動作領域の境界値としてのデューティ比Ｄ１およびＤ２が定められる。図３と比較すれば、Ｄ１＜Ｄ０（図３）＜Ｄ２となる。
【００６４】
式（４）に照らして、デューティ比Ｄ１，Ｄ２における電圧ＶＨに相当する電圧Ｖ１，Ｖ２が、下記の（５）、（６）式により決定される。
【００６５】
Ｖ１＝１／（１−Ｄ１）・ＶＬ …（５）
Ｖ２＝１／（１−Ｄ２）・ＶＬ …（６）
図７を参照して、電圧指令設定部３００は、ＶＨｓｙｓ≦ＶＬのときには、ＶＨｒ＝ＶＬに設定する一方で、ＶＬ＜ＶＨｓｙｓ≦Ｖ１の範囲では、ＶＨｒ＝Ｖ１とし、ＶＨｓｙｓ≧Ｖ２の範囲では、ＶＨｓｙｓ＝Ｖ２に設定する。また、Ｖ１＜ＶＨｓｙｓ＜Ｖ２の範囲では、ＶＨｒ＝ＶＨｓｙｓに設定される。なお、図５と比較すれば、Ｖ１＜Ｖ０＜Ｖ２であることが理解される。また、Ｖ２は、可変に設定される要求電圧ＶＨｓｙｓの最大値以上に設計される必要がある。
【００６６】
このように、図５または図７に従って、電圧指令設定部３００は、リップル電流特性（図３）に照らしたデューティ比の限定的な適用範囲に対応させて電圧指令値ＶＨｒの設定可能範囲を予め定めるとともに、要求電圧ＶＨｓｙｓがこの設定可能範囲外のときには、設定可能範囲のうちの、要求電圧ＶＨｓｙｓよりも高い電圧範囲内の最小値に電圧指令値ＶＨｒを設定することになる。
【００６７】
また、ＶＨｓｙｓ＝ＶＬ近傍では、図５と同様のヒステリシスｄＶを設けるようにしてもよい。逆に言えば、ＤＴ＝０．０に対して図６中のデューティ比Ｄ３を設定して、ＶＨｓｙｓ＝ＶＬ近傍におけるＶＨｒを連続的に設定するよりも、このようなヒステリシスを設ける方が実際上は好ましい。
【００６８】
以上説明したように、本実施の形態による電源装置では、磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータの特徴的なリップル電流特性に着目して、リップル電流が確実に所定レベル以下となる動作領域（デューティ比）に限定して多相コンバータ１２を動作させることができる。したがって、リップル電流による発熱レベルをより確実に予測できる他、リップル電流を含む電流最大値についてもより確実に見積もることができる。この結果、多相コンバータを構成するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２や平滑コンデンサＣ０，Ｃ１等の回路素子の定格値の設計がより確実なものとなり、定格抑制によるコスト削減を図ることができる。すなわち、リップル電流低減による効果を最大限に発揮できる。
【００６９】
なお、図４では、チョッパ回路１３−１，１３−２のそれぞれで独立に電流制御のためのデューティ制御を実行する構成を例示したが、より簡素な制御構成として、電圧偏差ΔＶＨに対する制御演算結果に従って、チョッパ回路１３−１，１３−２のデューティ比を共通に設定することも可能である。ただし、図４の構成では、チョッパ回路１３−１，１３−２を通過する電流をそれぞれ直接制御することにより、チョッパ回路間の回路定数差のばらつき等による不均衡な動作を解消することができる。この結果、多相コンバータをより安定的に動作させることができる。特に、コンバータ間での電流ばらつきを抑制することができるので、上記の回路素子の定格値設計の確実性を向上できる。
【００７０】
また、図１では、並列接続された２個のチョッパ回路によって多相コンバータ１２を構成したが、特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献２）の図７，１０のように、３以上の複数個（Ｎ個）のチョッパ回路の並列接続によって多相コンバータ１２を構成してもよい。この場合には、Ｎ個のチョッパ回路は、それぞれ（３６０／Ｎ）度ずつ位相をずらしたタイミングでオンオフ制御される。ただし、このような多相コンバータでは、デューティ比に対するリップル電流特性（図３）も変化するので、リップル電流特性を予め求めるとともに、当該特性に従って、リップル電流を確実に所定レベルより低くするためのデューティ比の範囲、および、これに対応する電圧指令値ＶＨｒの範囲を決めることが必要である。
【００７１】
なお、各チョッパ回路について、上アームおよび下アームの両方にスイッチング素子を設ける図１の構成例のみならず、下アームにスイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ２２）を設けるとともに上アームにはダイオード（Ｄ１１、Ｄ２１）を配置する回路構成、または、上アームにスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ２１）を設けるとともに下アームにはダイオード（Ｄ１２，Ｄ２２）を配置する回路構成とすることも可能である。この場合にも、予め把握可能なデューティ比に対するリップル電流の特性に対応させて、リップル電流を確実に所定レベルより低くするためのデューティ比の範囲、および、これに対応する電圧指令値ＶＨｒの範囲を決めることができる。
【００７２】
また、本実施の形態では、負荷２２０について、ハイブリッド自動車または電気自動車等に搭載される交流モータＭ１およびインバータ１４を例示したが、本発明の適用はこれに限定されるものではない。すなわち、負荷２２０を特に限定することなく本発明の適用が可能である点について、確認的に記載する。
【００７３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
この発明は、磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータの制御に適用することができる。
【符号の説明】
【００７５】
１２ 多相コンバータ、１３−１，１３−２ チョッパ回路、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム（インバータ）、２０，２２ 電圧センサ、２４，２５，２６ 電流センサ、１０１ 特性線（通常コンバータ）、１０２ 特性線（磁気結合型多相コンバータ）、１１０，１２０ デューティ比領域（リップル電流小）、２００ モータ駆動装置、２１０ 制御回路（ＥＣＵ）、２２０ 負荷、２４１，２４２ コイル巻線、２５０ コア、２５１ａ，２５１ｂ 外脚部、２５２ 中央脚部、２５３ ギャップ、３００ 電圧指令設定部、３１０ 減算部、３２０ 制御演算部、３２５ 乗算部、３３０，３３５ 電流制御部、３５０，３５５ 変調部、Ｂ１ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、ＣＷ 搬送波、ＤＴ，Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２ デューティ比、Ｄ１１，Ｄ２１，Ｄ１２，Ｄ２２ ダイオード（コンバータ）、Ｄ５〜Ｄ１０ ダイオード（インバータ）、ｄ ギャップ長、ｄＶ ヒステリシス、ＧＬ 接地配線、Ｉ０ 設計上限値（リップル電流）、Ｉ１，Ｉ２ リアクトル電流、Ｉｄ１，Ｉｄ２ デューティ指令値、Ｉｒ 電流指令値、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、ＭＣＲＴ モータ電流、ＭＲＮ 回転数、Ｎ１，Ｎ２ ノード、ＰＬ 電源配線、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２ 信号（コンバータ制御）、ＰＷＭＩ 信号（インバータ制御）、Ｑ１１，Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ２２ スイッチング素子（コンバータ）、Ｑ５〜Ｑ１０ スイッチング素子（インバータ）、Ｓ１，Ｓ２ 断面積、ＴＲ トルク指令値、ＶＨ 直流電圧（コンバータ高圧側）、ＶＨｒ 電圧指令、ＶＨｓｙｓ 要求電圧、ＶＨｒ 電圧指令値、ＶＬ 直流電圧（コンバータ低圧側）、ΔＶＨ 電圧偏差。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源装置に関し、より特定的には、磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータを備えた電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
並列接続された複数のコンバータから成り、かつ位相をずらしてこれらのコンバータを動作させるように構成された、いわゆる多相コンバータが知られている。たとえば、特開２００６−２６２６０１号公報（特許文献１）および特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献２）には、このような多相コンバータと磁気結合型リアクトルとを組合せることによって、小型化された回路構成によって平滑コンデンサのリップル電流を低減することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−２６２６０１号公報
【特許文献２】特開２００３−３０４６８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１，２にも記載されるように、並列接続された複数のコンバータ間でリアクトルを磁気結合させた多相コンバータでは、リアクトル電流のリップル成分（以下、リップル電流と称する）を低減することが可能であり、通常の昇圧チョッパ型のコンバータとはリップル電流の特性が異なってくる。
【０００５】
しかしながら、特許文献１，２には、リップル電流特性を考慮して、磁気結合型リアクトルを回路素子とする多相コンバータを制御することについては何ら記載されていない。このため、定性的にリップル電流の低下による温度上昇抑制等は図ることができるものの、コンバータの回路素子の設計等において、リップル電流低減による効果を最大限に発揮できない可能性がある。
【０００６】
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、磁気結合型リアクトル素子を有する多相コンバータを備えた電源装置において、リップル電流を確実に所定レベル以下とすることによって、回路素子設計における定格抑制等によりリップル電流低減の効果を最大限に享受することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明による電源装置は、多相コンバータおよび制御回路を備える。多相コンバータは、負荷と接続される電源配線および直流電源の間に並列に接続される複数のチョッパ回路を含む。制御回路は、複数のチョッパ回路の動作を制御する。複数のチョッパ回路の各々は、制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個のスイッチング素子と、スイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置されたリアクトルとを含む。そして、各チョッパ回路のリアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置される。制御回路は、電圧指令値設定部と、デューティ比制御部と、スイッチング制御部とを含む。電圧指令値設定部は、負荷の動作状態に基づく電源配線の電圧要求値に従って、電源配線の電圧指令値を設定するように構成される。デューティ比制御部は、電圧指令値と電源配線の検出電圧とに基づいて、スイッチング素子のデューティ比を制御するように構成される。スイッチング制御部は、制御されたデューティ比に従って、かつ、複数のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各チョッパ回路のスイッチング素子のオンオフを制御するように構成される。さらに、電圧指令値設定部は、予め求められた多相コンバータのデューティ比に対するリップル電流の特性に従って、リップル電流が所定レベルより小さくなるデューティ比の範囲に対応させて多相コンバータの動作領域が限定されるように電圧指令値を設定する。
【０００８】
好ましくは、電圧指令値設定部は、リップル電流が所定レベルより小さくなる動作領域に対応させて予め設定された所定デューティ比と直流電源の電圧検出値とに従って、電圧指令値の設定可能範囲を予め定めるとともに、電圧要求値が設定可能範囲外のときには、設定可能範囲のうちの電圧要求値よりも高い電圧範囲内の最小値に電圧指令値を設定するように構成される。
【０００９】
さらに好ましくは、各チョッパ回路は、接地配線および電源配線の間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子を含む。そして、リアクトルは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と直流電源との間に接続されたコイル巻線を有する。各チョッパ回路のコイル巻線は、共通のコアの異なる部位に巻回される。
【００１０】
また、さらに好ましくは、デューティ比制御部は、電流指令値設定部と、複数のチョッパ回路のそれぞれ対応して設けられた複数の電流制御部とを含む。電流指令値設定は、電圧指令値および検出電圧に基づいて、複数のチョッパ回路の各々の電流指令値を設定するように構成される。複数の電流制御部の各々は、複数のチョッパ回路のうちの対応するチョッパ回路の通過電流と電流指令値とに従って、対応するチョッパ回路のデューティ比を独立に設定するように構成される。
【００１１】
また好ましくは、負荷は、永久磁石型のモータジェネレータと、モータジェネレータおよび電源配線の間で双方向の電力変換を行なうように構成されたインバータとを含む。そして、モータジェネレータの定格最高回転速度における誘起電圧は、電圧指令値設定部によって限定的に設定されるデューティ比に対応する多相コンバータによる電源配線の電圧のうちの最高値におけるモータジェネレータへの印加電圧よりも低い。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によれば、磁気結合型リアクトル素子を含む多相コンバータを備えた電源装置において、リップル電流を確実に所定レベル以下とすることによって、回路素子設計における定格抑制等によりリップル電流低減の効果を最大限に享受することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態による電源装置を備えたモータ駆動装置２００の構成を示す回路図である。
【図２】磁気結合型リアクトルの構成例を示す回路図である。
【図３】図１に示した多相コンバータにおけるデューティ比に対するリップル電流の特性を示すグラフである。
【図４】本発明の実施の形態による電源装置における多相コンバータ１２の制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図５】図４に示した電圧指令設定部による電圧指令値の設定を説明する概念図である。
【図６】デューティ比の設定可能範囲の設定の変形例を説明する概念図である。
【図７】電圧指令値の設定の変形例を説明する概念図である
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１５】
図１は、本発明の実施の形態による電源装置を備えたモータ駆動装置２００の構成を示す回路図である。
【００１６】
図１を参照して、モータ駆動装置２００は、直流電源Ｂ１と、磁気結合型の多相コンバータ１２と、平滑コンデンサＣ１と、制御回路２１０と、負荷２２０とを有する。多相コンバータ１２および制御回路２１０により、本発明の実施の形態による電源装置が構成される。
【００１７】
直流電源Ｂ１は、直流電圧を出力する。直流電源Ｂ１は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。
【００１８】
多相コンバータ１２は、平滑コンデンサＣ０と、並列接続されたチョッパ回路１３−１および１３−２とを含む。チョッパ回路１３−１は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）Ｑ１１およびＱ１２と、ダイオードＤ１１およびＤ１２と、リアクトルＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に直列接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２の接続ノードであるノードＮ１と、直流電源Ｂ１との間に電気的に接続される。ダイオードＤ１１およびＤ１２は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２に対してそれぞれ逆並列に接続される。平滑コンデンサＣ０は、直流電源Ｂ１の出力電圧である、多相コンバータ１２の低圧側の直流電圧を平滑する。
【００１９】
同様に、チョッパ回路１３−２は、チョッパ回路１３−１と同様に構成され、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２と、ダイオードＤ２１およびＤ２２と、リアクトルＬ２とを含む。リアクトルＬ２は、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２の接続ノードであるノードＮ２と、直流電源Ｂ１の間に電気的に接続される。
【００２０】
多相コンバータ１２では、リアクトルＬ１およびＬ２は、互いに磁気的に結合するように配置される。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２は、磁気結合型リアクトルを構成するように設けられる。
【００２１】
図２には、磁気結合型リアクトルの構成例が示される。
図２を参照して、磁気結合型リアクトルは、コア２５０と、コア２５０に巻回されたコイル巻線２４１，２４２とを含む。コア２５０は、外脚部２５１ａ，２５１ｂと、ギャップ２５３を挟んで対向するように配置された中央脚部２５２とを含む。
【００２２】
リアクトルＬ１を構成するコイル巻線２４１は、外脚部２５１ａに巻回される。リアクトルＬ２を構成するコイル巻線２４２は、外脚部２５１ｂに巻回される。ここで、外脚部２５１ａおよび２５１ｂの断面積をＳ１とし長さをＬＮ１とすると、外脚部２５１ａ，２５１ｂの磁気抵抗Ｒ１は下記（１）式で示される。同様に、中央脚部２５２の断面積をＳ２、長さをＬＮ２とし、ギャップ長をｄとすると、中央脚部２５２の磁気抵抗Ｒ２は下記（２）式によって示される。なお、（１），（２）式において、μはコア２５０の透磁率を示し、μ０はギャップにおける空気中の透磁率を示す。
【００２３】
Ｒ１≒（１／μ）・（ＬＮ１／Ｓ１） …（１）
Ｒ２≒（１／μ）・２・（ＬＮ２／Ｓ２）＋１／μ０・（ｄ／Ｓ２） …（２）
本実施の形態では、磁気結合型リアクトルの定数Ｓ１，ＬＮ１，Ｓ２，ＬＮ２，ｄは、（１），（２）式によるＲ２＞＞Ｒ１となるように設定される。
【００２４】
このように設定することにより、コイル巻線２４１の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４２と鎖交するとともに、コイル巻線２４２の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４１と鎖交するようになる。この結果、図１において、リアクトルＬ１およびＬ２でそれぞれ生じた起電力の反対方向の逆起電力が、リアクトルＬ２およびＬ１にそれぞれ発生するようになる。
【００２５】
なお、コア２５０の形状については、図２の例に限定されるものではなく、図１に記載した等価回路を構成可能である限り、任意とすることができる。たとえば、特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献２）の図５，６等に示される形状を用いてもよい。
【００２６】
再び図１を参照して、平滑コンデンサＣ１は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に接続される。そして、負荷２２０は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬと接続されたインバータ１４と、インバータ１４と接続された交流モータＭ１とを含む。
【００２７】
インバータ１４は、電源配線ＰＬ上の直流電力と、交流モータＭ１に入出力される交流電力との間の双方向の電力変換を行う。そして、交流モータＭ１は、インバータ１４によって入出力される交流電力により駆動されて、正または負のトルクを発生する。
【００２８】
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に並列に設けられる。Ｕ相アーム１５はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から構成され、Ｖ相アーム１６はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から構成され、Ｕ相アーム１７はスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０から構成される。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０とそれぞれ逆並列にダイオードＤ５〜Ｄ１０が接続される。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７のそれぞれの中間ノードは、交流モータＭ１のＵ相、Ｖ相およびＷ相の固定子巻線の一端と接続される。これらの固定子巻線の他端同士は中性点で接続される。
【００２９】
交流モータＭ１は、たとえば、モータジェネレータとして動作する、永久磁石型の同期電動機により構成される。交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車、電気自動車または燃料電池自動車等の電動車両の駆動輪の駆動トルクを発生するための駆動モータである。すなわち、モータ駆動装置２００は、代表的には、電動車両に搭載される。交流モータＭ１は、電動車両の回生制動時には、駆動力の回転力によって回生発電を行う。
【００３０】
あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行い得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００３１】
電圧センサ２０は、直流電源Ｂ１の出力電圧に相当する、多相コンバータ１２の低圧側の直流電圧ＶＬを検出する。電圧センサ２２は、電源配線ＰＬの電圧、すなわち、多相コンバータ１２の高圧側の直流電圧ＶＨを検出する。
【００３２】
電流センサ２４は、インバータ１４および交流モータＭ１の間を流れる各相のモータ電流ＭＣＲＴを検出する。なお、３相の相電流の瞬時値の和は常に零であるため、３相中の２相にのみ電流センサ２４を配置し、電流センサ２４が非配置の相のモータ電流については、演算によって求めることも可能である。電流センサ２５は、リアクトルＬ１を通過するリアクトル電流Ｉ１を検出し、電流センサ２６は、リアクトルＬ２を通過するリアクトル電流Ｉ２を検出する。電圧センサ２０，２２による検出値ＶＬ，ＶＨ、電流センサ２５，２６による検出値Ｉ１，Ｉ２および電流センサ２４による検出値ＭＣＲＴは、制御回路２１０へ入力される。
【００３３】
制御回路２１０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００３４】
制御回路２１０は、上述した各センサによる検出値と、交流モータＭ１の回転数ＭＲＮおよびトルク指令値ＴＲとに基づいて、交流モータＭ１が動作指令に従って動作するように、多相コンバータ１２およびインバータ１４におけるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ５〜Ｑ１０のオンオフ（スイッチング）を制御する。具体的には、制御回路２１０は、電源配線ＰＬの電圧を所望の電圧に制御するために、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のオンオフを制御する信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。さらに、制御回路２１０は、交流モータＭ１の出力トルクをトルク指令値ＴＲに従って制御するために、交流モータＭ１へ印加される擬似交流電圧の振幅および／または位相を制御するように、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオンオフを制御する信号ＰＷＭＩを生成する。
【００３５】
チョッパ回路１３−１，１３−２の各々は、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ１，Ｌ２に通過させることによって、上アームのダイオードＤ１１，Ｄ２１による電流経路を用いて、低圧側の直流電圧ＶＬを昇圧した直流電圧ＶＨを電源配線ＰＬに発生することができる（力行時、Ｉ１＞０，Ｉ２＞０）。
【００３６】
反対に、チョッパ回路１３−１，１３−２の各々は、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ１，Ｌ２に通過させることによって、下アームのダイオードＤ１２，Ｄ２２による電流経路を用いて、高圧側の直流電圧ＶＨを降圧した直流電圧ＶＬにより直流電源Ｂ１を充電することができる（回生時、Ｉ１＜０，Ｉ２＜０）。
【００３７】
各チョッパ回路１３−１，１３−２では、力行時には上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１はオフ固定することも可能であり、回生時には下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をオフ固定することも可能である。ただし、電流方向によって制御を切替えることなく回生および力行に連続的に対応するために、各スイッチング周期内で、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１および下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２を相補的にオンオフさせてもよい。
【００３８】
以下、本実施の形態では、スイッチング周期に対する下アームのスイッチング素子のオン期間の比率をデューティ比ＤＴと定義することとする。すなわち、上アーム素子のオン期間比は、（１．０−ＤＴ）で示される。チョッパ回路の一般的な特性から、このデューティ比ＤＴと各チョッパ回路１３−１，１３−２での電圧変換との関係は、下記（３）式によって示される。（３）式を変形することにより、高圧側の電圧ＶＨは、（４）式によって示される。
【００３９】
ＤＴ＝１．０−（ＶＬ／ＶＨ） ・・・（３）
ＶＨ＝ＶＬ／（１．０−ＶＬ） ・・・（４）
（３），（４）式より、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２がオフに固定（ＤＴ＝０．０）されるとＶＨ＝ＶＬとなり、デューティ比ＤＴを上昇させるのに従って電圧ＶＨが上昇することが理解される。すなわち、制御回路２１０は、チョッパ回路１３−１，１３−２におけるデューティ比ＤＴの制御により、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを制御することができる。このようなコンバータ制御の詳細については、後ほど詳細に説明する。
【００４０】
多相コンバータ１２を構成する２個のチョッパ回路１３−１，１３−２は、１８０（３６０／２）度、すなわちスイッチング周期に対して半周期分、位相をずらして動作する。したがって、信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２の位相は、１８０度ずれている。
【００４１】
さらに、多相コンバータ１２では、磁気結合型リアクトルによって、チョッパ回路１３−１，１３−２間で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のリップル成分の影響が互いに打ち消し合うように作用する。したがって、図１の多相コンバータ１２におけるデューティ比に対するリップル電流の特性は、図３に示す様に、通常のチョッパ回路とは異なるものとなる。
【００４２】
図３を参照して、特性線１０２は、各チョッパ回路１３−１，１３−２におけるリアクトルＬ１，Ｌ２を通常の（磁気結合型でない）リアクトルで置換した通常のチョッパ回路における、デューティ比に対するリップル電流の特性をプロットしたものに相当する。通常のチョッパ回路では、下アームのスイッチング素子のオン期間が長くなるほど、リアクトルへの蓄積エネルギおよび、下アームのスイッチング素子オフ時の電流変化が大きなものとなるので、リップル電流が単調に増大する。
【００４３】
これに対して、磁気結合型リアクトルを備えた多相コンバータ１２では、リアクトルＬ１，Ｌ２間で逆方向に起電力が作用し合うので、１８０度位相がずれたチョッパ回路１３−１，１３−２間で、下アームのスイッチング素子Ｑ１２およびＱ２２が相補にオンオフする状況で、リップル電流の抑制効果が最大となる。すなわち、多相コンバータ１２のデューティ比に対するリップル電流の特性を示す特性線１０１では、ＤＴ＝０．５近傍にリップル電流の極小点が存在する。また、ＤＴ＝０に近い領域では、電流のスイッチングが殆ど行われないため、リップル電流も当然小さくなる。
【００４４】
解析や動作実験等によって、特性線１０１を予め求めることによって、多相コンバータ１２のリップル電流を定量的に把握することができる、そして、多相コンバータ１２の動作領域を、デューティ比について領域１１０，１２０に限定することによって、たとえば、デューティ比を０およびＤ０（図１の構成例では、Ｄ０＝０．５）に限定することで、リップル電流を所定レベルよりも確実に低くすることができる。
【００４５】
図４は、本発明の実施の形態による電源装置における多相コンバータ１２の制御構成を説明する機能ブロック図である。図４に示した各ブロックによる機能は、制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現してもよく、当該機能を実現する電子回路（ハードウェア）を制御回路２１０に構成することによって実現してもよい。
【００４６】
図４を参照して、図１に示した制御回路２１０は、電圧指令設定部３００と、減算部３１０と、制御演算部３２０と、乗算部３２５と、電流制御部３３０，３３５と、変調部３５０，３５５とを有する。
【００４７】
電圧指令設定部３００は、負荷２２０の動作状態、具体的には交流モータＭ１の回転数（ＭＲＮ）およびトルク（ＴＲ）に基づいて設定された要求電圧ＶＨｓｙｓに従って、図３に示したリップル電流特性を考慮して電圧指令値ＶＨｒを設定する。
【００４８】
ここで、図５を用いて電圧指令設定部３００による電圧指令値の設定を詳細に説明する。
【００４９】
図５を参照して、要求電圧ＶＨｓｙｓは、負荷である交流モータＭ１の動作状態、すなわち、回転数（ＭＲＮ）およびトルク（ＴＲ）に基づいて可変に設定される。要求電圧ＶＨｓｙｓは、少なくとも、交流モータＭ１の固定子巻線に生じる誘起電圧の振幅よりも、インバータ１４によって発生される交流電圧（交流モータＭ１への印加電圧）の振幅が大きくなるような、電源配線ＰＬの電圧ＶＨの範囲に設定される必要がある。
【００５０】
図５を参照して、本発明の実施の形態による電源装置では、電圧指令値ＶＨｒは、図５に示したデューティ比＝０，Ｄ０の２つに対応する電圧範囲に限定的に設定される。すなわち、（４）式に従って、ＤＴ＝０に対応したＶＨｒ＝ＶＬ、および、ＤＴ＝Ｄ０に対応したＶＨｒ＝Ｖ０＝ＶＬ／（１−Ｄ０）の２つの値のみが限定的に設定される。そして、ＶＨｓｙｓ≦ＶＬのときはＶＨｒ＝ＶＬに設定される一方で、ＶＨｓｙｓ＞ＶＬになると、ＶＨｒ＝Ｖ０に設定される。なお、Ｖ０＝ＶＬ／（１−Ｄ０）は、可変に設定される要求電圧ＶＨｓｙｓの最大値以上に設計される必要がある。たとえば、上述のように、電圧Ｖ０におけるインバータ１４による交流モータ１４への印加電圧が、交流モータＭ１が定格上の最高回転数で動作するときの誘起電圧よりも大きくなるように設計されている必要がある。
【００５１】
さらに、要求電圧ＶＨｓｙｓが電圧ＶＬの近傍で変化したときに電圧指令値ＶＨｒが頻繁に切換わることを防止するために、電圧指令値ＶＨｒをＶＬからＶ０へ上昇させるときと、反対に、Ｖ０からＶＬへ低下させるときとの間で、ヒステリシスｄＶを設けるようにしてもよい。
【００５２】
このようにして、多相コンバータ１２の電圧指令値ＶＨｒは、リップル電流が確実に所定レベル以下となるデューティ比領域１１０，１２０に限定されるように、電圧指令値ＶＨｒが設定されることになる。
【００５３】
再び図４を参照して、減算部３１０は、電圧指令設定部３００によって設定された電圧指令値ＶＨｒから、電圧センサ２２によって検出された電圧ＶＨを減算することによって、電圧偏差ΔＶＨを算出する。制御演算部３２０は、代表的にはＰＩ制御（比例積分）演算に従って、電圧偏差ΔＶＨを零に近付けるように電流指令値Ｉｒを設定する。定性的には、ΔＶＨが増加（正方向へ変化）すると電流指令値Ｉｒは上昇し、ΔＶＨが減少（負方向へ変化）すると電流指令値Ｉｒは低下する。
【００５４】
乗算部３２５は、多相コンバータ１２全体での電流指令値Ｉｒに０．５を乗算することによって、各チョッパ回路１３−１，１３−２の電流指令値Ｉｒ♯を算出する（Ｉｒ♯＝Ｉｒ／２）。
【００５５】
電流制御部３３０は、電流センサ２５により検出されたリアクトル電流Ｉ１と、電流指令値Ｉｒ♯との電流偏差に基づく制御演算（ＰＩ制御演算等）に従って、デューティ指令値Ｉｄ１を設定する。同様に、電流制御部３３５は、電流センサ２６により検出されたリアクトル電流Ｉ２と、電流指令値Ｉｒ♯との電流偏差に基づく制御演算（ＰＩ制御演算等）従って、デューティ指令値Ｉｄ２を設定する。
【００５６】
デューティ指令値Ｉｄ１，Ｉｄ２は、０．０≦Ｉｄ１，Ｉｄ２＜１．０の範囲で設定される。電流制御部３３０，３３５は、電流指令値Ｉｒ♯に対してリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を増加させるときにはデューティ比を上昇させる一方で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を減少させるときにはデューティ比を低下させるように、デューティ指令値Ｉｄ１，Ｉｄ２を設定する。
【００５７】
変調部３５０は、所定周波数の三角波またはのこぎり波である搬送波ＣＷと、デューティ指令値Ｉｄ１との電圧比較に従って、チョッパ回路１３−１を制御するための信号ＰＷＭ１を生成する。搬送波ＣＷの周波数は、チョッパ回路１３−１，１３−２のスイッチング周波数に相当する。また、搬送波ＣＷのピーク−ピーク電圧は、デューティ指令値Ｉｄ１によって示されるデューティ比の０〜１．０の範囲と対応する。変調部３５０は、Ｉｄ１＞ＣＷの期間では下アームのスイッチング素子Ｑ１２をオンし、ＣＷ＞Ｉｄ１の期間には、下アームのスイッチング素子Ｑ１２をオフするように、信号ＰＷＭ１を生成する。
【００５８】
以上のように、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒより低い場合には、下アームのデューティ比が増加する方向にデューティ指令値Ｉｄ１が設定されることにより、リアクトル電流Ｉ１が増大するように、チョッパ回路１３−１がパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。反対に、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨｒより高い場合には、下アームのデューティ比が減少する方向にデューティ指令値Ｉｄ１が設定されることにより、リアクトル電流Ｉ１が低下するように、チョッパ回路１３−１がパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。
【００５９】
変調部３５５は、変調部３５０と同様の機能を有し、上記搬送波ＣＷの反転信号、すなわち、搬送波ＣＷから位相が１８０度ずれた信号と、デューティ指令値Ｉｄ２との電圧比較に従って、チョッパ回路１３−２を制御するための信号ＰＷＭ２を生成する。これにより、チョッパ回路１３−１，１３−２では、スイッチング制御の位相を１８０度ずらした上で、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御するためのスイッチング制御（デューティ比制御）がそれぞれ独立に実行される。なお、上述のように、下アームのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２のオフ期間には、上アーム素子のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をオンしてもよい。
【００６０】
このように、図４に示す制御構成に従って、多相コンバータ１２では、並列接続された２つのチョッパ回路１３−１および１３−２が、電気角１８０°ずつ位相がずれるように動作するとともに、チョッパ回路１３−１，１３−２のそれぞれにおいて、電圧ＶＨを電圧指令ＶＨｒへ制御するためのリアクトル電流Ｉ１，Ｉ２の制御が独立に行なわれる。
【００６１】
すなわち図４の構成によれば、減算部３１０、制御演算部３２０、乗算部３２５および電流制御部３３０，３３５によって本発明による「デューティ制御部」が構成され、変調部３５０，３５５によって本発明の「スイッチング制御部」が構成される。特に、減算部３１０、制御演算部３２０および、乗算部３２５によって、本発明の「電流指令値設定部」が構成される。
【００６２】
次に、図６および図７を用いて、電圧指令設定部３００による電圧指令値ＶＨｒの設定の変形例を説明する。
【００６３】
図６を参照して、変形例では、リップル電流の設計上限値Ｉ０が設定されるとともに、図３と同一の特性線１０１に対して、リップル電流がＩ０より低くなる動作領域の境界値としてのデューティ比Ｄ１およびＤ２が定められる。図３と比較すれば、Ｄ１＜Ｄ０（図３）＜Ｄ２となる。
【００６４】
式（４）に照らして、デューティ比Ｄ１，Ｄ２における電圧ＶＨに相当する電圧Ｖ１，Ｖ２が、下記の（５）、（６）式により決定される。
【００６５】
Ｖ１＝１／（１−Ｄ１）・ＶＬ …（５）
Ｖ２＝１／（１−Ｄ２）・ＶＬ …（６）
図７を参照して、電圧指令設定部３００は、ＶＨｓｙｓ≦ＶＬのときには、ＶＨｒ＝ＶＬに設定する一方で、ＶＬ＜ＶＨｓｙｓ≦Ｖ１の範囲では、ＶＨｒ＝Ｖ１とし、ＶＨｓｙｓ≧Ｖ２の範囲では、ＶＨｓｙｓ＝Ｖ２に設定する。また、Ｖ１＜ＶＨｓｙｓ＜Ｖ２の範囲では、ＶＨｒ＝ＶＨｓｙｓに設定される。なお、図５と比較すれば、Ｖ１＜Ｖ０＜Ｖ２であることが理解される。また、Ｖ２は、可変に設定される要求電圧ＶＨｓｙｓの最大値以上に設計される必要がある。
【００６６】
このように、図５または図７に従って、電圧指令設定部３００は、リップル電流特性（図３）に照らしたデューティ比の限定的な適用範囲に対応させて電圧指令値ＶＨｒの設定可能範囲を予め定めるとともに、要求電圧ＶＨｓｙｓがこの設定可能範囲外のときには、設定可能範囲のうちの、要求電圧ＶＨｓｙｓよりも高い電圧範囲内の最小値に電圧指令値ＶＨｒを設定することになる。
【００６７】
また、ＶＨｓｙｓ＝ＶＬ近傍では、図５と同様のヒステリシスｄＶを設けるようにしてもよい。逆に言えば、ＤＴ＝０．０に対して図６中のデューティ比Ｄ３を設定して、ＶＨｓｙｓ＝ＶＬ近傍におけるＶＨｒを連続的に設定するよりも、このようなヒステリシスを設ける方が実際上は好ましい。
【００６８】
以上説明したように、本実施の形態による電源装置では、磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータの特徴的なリップル電流特性に着目して、リップル電流が確実に所定レベル以下となる動作領域（デューティ比）に限定して多相コンバータ１２を動作させることができる。したがって、リップル電流による発熱レベルをより確実に予測できる他、リップル電流を含む電流最大値についてもより確実に見積もることができる。この結果、多相コンバータを構成するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２や平滑コンデンサＣ０，Ｃ１等の回路素子の定格値の設計がより確実なものとなり、定格抑制によるコスト削減を図ることができる。すなわち、リップル電流低減による効果を最大限に発揮できる。
【００６９】
なお、図４では、チョッパ回路１３−１，１３−２のそれぞれで独立に電流制御のためのデューティ制御を実行する構成を例示したが、より簡素な制御構成として、電圧偏差ΔＶＨに対する制御演算結果に従って、チョッパ回路１３−１，１３−２のデューティ比を共通に設定することも可能である。ただし、図４の構成では、チョッパ回路１３−１，１３−２を通過する電流をそれぞれ直接制御することにより、チョッパ回路間の回路定数差のばらつき等による不均衡な動作を解消することができる。この結果、多相コンバータをより安定的に動作させることができる。特に、コンバータ間での電流ばらつきを抑制することができるので、上記の回路素子の定格値設計の確実性を向上できる。
【００７０】
また、図１では、並列接続された２個のチョッパ回路によって多相コンバータ１２を構成したが、特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献２）の図７，１０のように、３以上の複数個（Ｎ個）のチョッパ回路の並列接続によって多相コンバータ１２を構成してもよい。この場合には、Ｎ個のチョッパ回路は、それぞれ（３６０／Ｎ）度ずつ位相をずらしたタイミングでオンオフ制御される。ただし、このような多相コンバータでは、デューティ比に対するリップル電流特性（図３）も変化するので、リップル電流特性を予め求めるとともに、当該特性に従って、リップル電流を確実に所定レベルより低くするためのデューティ比の範囲、および、これに対応する電圧指令値ＶＨｒの範囲を決めることが必要である。
【００７１】
なお、各チョッパ回路について、上アームおよび下アームの両方にスイッチング素子を設ける図１の構成例のみならず、下アームにスイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ２２）を設けるとともに上アームにはダイオード（Ｄ１１、Ｄ２１）を配置する回路構成、または、上アームにスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ２１）を設けるとともに下アームにはダイオード（Ｄ１２，Ｄ２２）を配置する回路構成とすることも可能である。この場合にも、予め把握可能なデューティ比に対するリップル電流の特性に対応させて、リップル電流を確実に所定レベルより低くするためのデューティ比の範囲、および、これに対応する電圧指令値ＶＨｒの範囲を決めることができる。
【００７２】
また、本実施の形態では、負荷２２０について、ハイブリッド自動車または電気自動車等に搭載される交流モータＭ１およびインバータ１４を例示したが、本発明の適用はこれに限定されるものではない。すなわち、負荷２２０を特に限定することなく本発明の適用が可能である点について、確認的に記載する。
【００７３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
この発明は、磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータの制御に適用することができる。
【符号の説明】
【００７５】
１２ 多相コンバータ、１３−１，１３−２ チョッパ回路、１４ インバータ、１５〜１７ 各相アーム（インバータ）、２０，２２ 電圧センサ、２４，２５，２６ 電流センサ、１０１ 特性線（通常コンバータ）、１０２ 特性線（磁気結合型多相コンバータ）、１１０，１２０ デューティ比領域（リップル電流小）、２００ モータ駆動装置、２１０ 制御回路（ＥＣＵ）、２２０ 負荷、２４１，２４２ コイル巻線、２５０ コア、２５１ａ，２５１ｂ 外脚部、２５２ 中央脚部、２５３ ギャップ、３００ 電圧指令設定部、３１０ 減算部、３２０ 制御演算部、３２５ 乗算部、３３０，３３５ 電流制御部、３５０，３５５ 変調部、Ｂ１ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、ＣＷ 搬送波、ＤＴ，Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２ デューティ比、Ｄ１１，Ｄ２１，Ｄ１２，Ｄ２２ ダイオード（コンバータ）、Ｄ５〜Ｄ１０ ダイオード（インバータ）、ｄ ギャップ長、ｄＶ ヒステリシス、ＧＬ 接地配線、Ｉ０ 設計上限値（リップル電流）、Ｉ１，Ｉ２ リアクトル電流、Ｉｄ１，Ｉｄ２ デューティ指令値、Ｉｒ 電流指令値、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、ＭＣＲＴ モータ電流、ＭＲＮ 回転数、Ｎ１，Ｎ２ ノード、ＰＬ 電源配線、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２ 信号（コンバータ制御）、ＰＷＭＩ 信号（インバータ制御）、Ｑ１１，Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ２２ スイッチング素子（コンバータ）、Ｑ５〜Ｑ１０ スイッチング素子（インバータ）、Ｓ１，Ｓ２ 断面積、ＴＲ トルク指令値、ＶＨ 直流電圧（コンバータ高圧側）、ＶＨｒ 電圧指令、ＶＨｓｙｓ 要求電圧、ＶＨｒ 電圧指令値、ＶＬ 直流電圧（コンバータ低圧側）、ΔＶＨ 電圧偏差。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷と接続される電源配線および直流電源の間に並列に接続される複数のチョッパ回路を含む多相コンバータと、
前記複数のチョッパ回路の動作を制御するための制御回路とを備え、
前記複数のチョッパ回路の各々は、
前記制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個のスイッチング素子と、
前記スイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置されたリアクトルとを含み、
各前記チョッパ回路の前記リアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置され、
前記制御回路は、
前記負荷の動作状態に基づく前記電源配線の電圧要求値に従って、前記電源配線の電圧指令値を設定するための電圧指令値設定部と、
前記電源配線の電圧を前記電圧指令値に制御するために、前記スイッチング素子のデューティ比を制御するためのデューティ比制御部と、
制御された前記デューティ比に従って、かつ、前記複数のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各前記チョッパ回路の前記スイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御部とを含み、
前記電圧指令値設定部は、予め求められた前記多相コンバータの前記デューティ比に対するリップル電流の特性に従って、前記リップル電流が所定レベルより小さくなる前記デューティ比の範囲に対応させて前記多相コンバータの動作領域が限定されるように前記電圧指令値を設定する、電源装置。
【請求項２】
前記電圧指令値設定部は、前記リップル電流が所定レベルより小さくなる動作領域に対応させて予め設定されたデューティ比範囲と前記直流電源の電圧検出値とに従って、前記電圧指令値の設定可能範囲を予め定めるとともに、前記電圧要求値が前記設定可能範囲外のときには、前記設定可能範囲のうちの前記電圧要求値よりも高い電圧範囲内の最小値に前記電圧指令値を設定する、請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
各前記チョッパ回路は、
接地配線および前記電源配線の間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子を含み、
前記リアクトルは、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記直流電源との間に接続されたコイル巻線を有し、
各前記チョッパ回路の前記コイル巻線は、共通のコアの異なる部位に巻回される、請求項１または２記載の電源装置。
【請求項４】
前記デューティ比制御部は、
前記電圧指令値および前記検出電圧に基づいて、前記複数のチョッパ回路の各々の電流指令値を設定するための電流指令値設定部と、
前記複数のチョッパ回路のそれぞれ対応して設けられた複数の電流制御部とを含み、
前記複数の電流制御部の各々は、前記複数のチョッパ回路のうちの対応するチョッパ回路の通過電流と前記電流指令値とに従って、前記対応するチョッパ回路のデューティ比を独立に設定するように構成される、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記負荷は、
永久磁石型のモータジェネレータと、
前記モータジェネレータおよび前記電源配線の間で双方向の電力変換を行なうように構成されたインバータとを含み、
前記モータジェネレータの定格最高回転速度における誘起電圧は、前記電圧指令値設定部によって限定的に設定されるデューティ比に対応する前記多相コンバータによる前記電源配線の電圧のうちの最高値における前記モータジェネレータへの印加電圧よりも低い、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１】
負荷と接続される電源配線および直流電源の間に並列に接続される複数のチョッパ回路を含む多相コンバータと、
前記複数のチョッパ回路の動作を制御するための制御回路とを備え、
前記複数のチョッパ回路の各々は、
前記制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個のスイッチング素子と、
前記スイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置されたリアクトルとを含み、
各前記チョッパ回路の前記リアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置され、
前記制御回路は、
前記負荷の動作状態に基づく前記電源配線の電圧要求値に従って、前記電源配線の電圧指令値を設定するための電圧指令値設定部と、
前記電源配線の電圧を前記電圧指令値に制御するために、前記スイッチング素子のデューティ比を制御するためのデューティ比制御部と、
制御された前記デューティ比に従って、かつ、前記複数のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各前記チョッパ回路の前記スイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御部とを含み、
前記電圧指令値設定部は、予め求められた前記多相コンバータの前記デューティ比に対するリップル電流の特性に従って、前記リップル電流が所定レベルより小さくなる前記デューティ比の範囲に対応させて前記多相コンバータの動作領域が限定されるように前記電圧指令値を設定する、電源装置。
【請求項２】
前記電圧指令値設定部は、前記リップル電流が所定レベルより小さくなる動作領域に対応させて予め設定されたデューティ比範囲と前記直流電源の電圧検出値とに従って、前記電圧指令値の設定可能範囲を予め定めるとともに、前記電圧要求値が前記設定可能範囲外のときには、前記設定可能範囲のうちの前記電圧要求値よりも高い電圧範囲内の最小値に前記電圧指令値を設定する、請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
各前記チョッパ回路は、
接地配線および前記電源配線の間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子を含み、
前記リアクトルは、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記直流電源との間に接続されたコイル巻線を有し、
各前記チョッパ回路の前記コイル巻線は、共通のコアの異なる部位に巻回される、請求項１または２記載の電源装置。
【請求項４】
前記デューティ比制御部は、
前記電圧指令値および前記検出電圧に基づいて、前記複数のチョッパ回路の各々の電流指令値を設定するための電流指令値設定部と、
前記複数のチョッパ回路のそれぞれ対応して設けられた複数の電流制御部とを含み、
前記複数の電流制御部の各々は、前記複数のチョッパ回路のうちの対応するチョッパ回路の通過電流と前記電流指令値とに従って、前記対応するチョッパ回路のデューティ比を独立に設定するように構成される、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記負荷は、
永久磁石型のモータジェネレータと、
前記モータジェネレータおよび前記電源配線の間で双方向の電力変換を行なうように構成されたインバータとを含み、
前記モータジェネレータの定格最高回転速度における誘起電圧は、前記電圧指令値設定部によって限定的に設定されるデューティ比に対応する前記多相コンバータによる前記電源配線の電圧のうちの最高値における前記モータジェネレータへの印加電圧よりも低い、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−１０９８６９（Ｐ２０１１−１０９８６９Ａ）
【公開日】平成２３年６月２日（２０１１．６．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２６４８３６（Ｐ２００９−２６４８３６）
【出願日】平成２１年１１月２０日（２００９．１１．２０）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月２日（２０１１．６．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１１月２０日（２００９．１１．２０）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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