ＤＣ‐ＤＣコンバータ
【課題】入力電源の電圧を昇降圧して所望電圧の正極性の出力電圧を得る低のイズの非絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータを得る。
【解決手段】入力電源Ｅの両端間に直列接続された入力コイルＬ１、入力コンデンサＣ１及び第２中間コイルＬｍ２と、負荷Ｒoの両端間に直列接続された出力コイルＬ２、出力コンデンサＣ２及び第１中間コイルＬｍ１と、Ｌ１とＣ１のノードａ及びＣ２とＬｍ１のノードｂ間に接続されたスイッチング素子Ｓと、Ｃ１とＬｍ２のノードｄ及びＣ２とＬ２のノードｃ間に接続されたダイオードＤとにより構成される。
【解決手段】入力電源Ｅの両端間に直列接続された入力コイルＬ１、入力コンデンサＣ１及び第２中間コイルＬｍ２と、負荷Ｒoの両端間に直列接続された出力コイルＬ２、出力コンデンサＣ２及び第１中間コイルＬｍ１と、Ｌ１とＣ１のノードａ及びＣ２とＬｍ１のノードｂ間に接続されたスイッチング素子Ｓと、Ｃ１とＬｍ２のノードｄ及びＣ２とＬ２のノードｃ間に接続されたダイオードＤとにより構成される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ‐ＤＣコンバータに関し、特に太陽電池パネル等の比較的変動する入力電源電圧を所望出力電圧に安定的に昇圧又は降圧する非絶縁型のスイッチングＤＣ‐ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
種々の電子機器又は電子応用機器の電子回路を動作するには、所定出力電圧を有する電源を必要とする。斯かる出力電圧を電池等の電源から直接得ることは一般に不可能又は困難であり、ＤＣ‐ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータともいう）により入力電源電圧を所望出力電圧に変換するのが一般的である。特に、人工衛星や惑星探査機等に搭載される電子機器の動作電源は、太陽電池パネルの起電力を入力電源として、ＤＣ‐ＤＣコンバータにより所望出力電圧を出力するよう制御している。斯かる用途のＤＣ‐ＤＣコンバータでは、大きく変動する入力電源電圧を低ノイズ且つ低電力損失で昇降圧して安定的な出力電圧を得ることが要求される。以下、太陽電池パネルを入力電源とする場合の従来例又は一般的な技術について説明する。
【０００３】
降圧型のＤＣ‐ＤＣコンバータの場合には、直列接続される太陽電池セルの数を調整して、太陽電池パネルからの出力電圧（即ち、入力電源電圧）がＤＣ‐ＤＣコンバータの出力電圧よりも常に高くなるようにしなければならない。太陽電池パネルからの電圧が大きく変動する場合には、太陽電池パネルからの最高出力電圧は非常に高くなり得るので、ＤＣ‐ＤＣコンバータの設計が困難になる。
【０００４】
他方、昇圧型のＤＣ‐ＤＣコンバータを使用する場合には、直列接続される太陽電池セルの数を調整して、太陽電池パネルからの電圧がＤＣ‐ＤＣコンバータの出力電圧よりも常に低くなるようにしなければならない。上述の如く太陽電池パネルの電圧が大きく変動する場合には、太陽電池パネルの出力電圧は非常に低くなり得るので、この場合にもＤＣ‐ＤＣコンバータの設計が困難になる。
【０００５】
そこで、太陽電池パネルからの入力電圧をＤＣ‐ＤＣコンバータの出力電圧、即ち負荷が必要とする出力負荷電圧よりも低い電圧から高い電圧まで入力可能な昇降圧型のＤＣ‐ＤＣコンバータを使用すると、太陽電池パネルの出力電圧範囲を適切に設定可能である。しかし、電力損失の少ない非絶縁型の昇降圧型のＤＣ‐ＤＣコンバータは、入力電圧と出力電圧が逆極性となり、扱いにくいという難点又は課題がある。また、上述した探査機等は、惑星の微小な電場、磁場観測等を主目的とするので、それに使用されるＤＣ‐ＤＣコンバータはノイズ（スイッチングノイズ）が小さいことが必須である。
【０００６】
次に、図１２〜図１６を参照して、一般的な非絶縁昇降圧型スイッチングＤＣ‐ＤＣコンバータについて簡単に説明する。これらのＤＣ‐ＤＣコンバータは、何れも入力電圧と出力電圧の極性が逆及び／又は入力電流や出力電流がパルス波でノイズが大きいという課題がある。即ち、入力電流や出力電流がパルス波であるということは、スイッチング周波数の振幅が大きく電流の時間変化率が大きいので、スイッチング周波数のノイズが大きく且つスイッチング周波数の整数倍である高調波ノイズも大きいことを意味する。
【０００７】
図１２は、第１の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（Buck-Boostコンバータ）であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ１２は、図１２（Ａ）に示す如く、入力電源Ｅ、スイッチＳ、コイル（インダクタ）Ｌ、ダイオードＤ、負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoにより構成される。スイッチＳ及びコイルＬは入力電源Ｅの両端に直列接続され、更にこのコイルＬの両端にダイオードＤを介して負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoが並列接続されている。ここで、入力電源Ｅの電圧をＶｉ及び負荷抵抗Ｒoの両端の出力電圧をＶoとする。
【０００８】
図１２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ１２において、スイッチＳを周期的にＯＮ／ＯＦＦすると、スイッチＳ及びコイルＬには図１２（Ｃ）に示す如きリップル電流が流れ、コイル電圧は図１２（Ｅ）に示す如く−ＶoとＶｉ間で変化する方形状パルスとなり、負荷Ｒoには出力電圧−Ｖoが供給（又は印加）される。即ち、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖoの極性は相互に逆極性であり、入力電流Ｉi及び出力電流Ｉｏはパルス波である。
【０００９】
図１３は、第２の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（Cuｋコンバータ）であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧である。このＤＣ‐ＤＣコンバータ１３は、図１３（Ａ）に示す如く入力電源Ｅ、第１コイルＬ１、スイッチＳ、コンデンサＣ１、ダイオードＤ、第２コイルＬ２、負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoにより構成されている。入力電源Ｅの両端に第１コイルＬ１及びスイッチＳが直列接続され、このスイッチＳの両端にコンデンサＣ１及びダイオードＤが直列接続され、更にこのダイオードＤの両端に第２コイルＬ２を介して並列接続された負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoが接続されている。
【００１０】
このＤＣ‐ＤＣコンバータ１３において、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２のリップル電流を図１３（Ｃ）に示す。これら両コイルＬ１、Ｌ２間に磁気的結合がない場合には最上段に示すようになり、結合係数ｋがｎの場合には中段に示すようになり、結合係数ｋが１／ｎの場合には下段に示すようになる。入力電流波形及び出力電流を、それぞれ三角波とゼロリップル又はゼロリップルと三角波にすることができるが、上述したＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の場合と同様に、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖoの極性は逆である。
【００１１】
図１４は、第３の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（中間コイル付きCukコンバータ）であり、
（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。図１４（Ａ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１４は、入力電源Ｅ、入力コイルＬ１、スイッチＳ、１対のコンデンサＣ１、Ｃ２、中間コイルＬｍ、ダイオードＤ出力コイルＬ２及び負荷抵抗Ｒoと負荷コンデンサＣoにより構成されている。そして、入力電源Ｅの両端に入力コイルＬ１及びスイッチＳが直列接続され、このスイッチＳの両端にコンデンサＣ１と中間コイルＬｍが直列接続され、この中間コイルＬｍの両端にコンデンサＣ２とダイオードＤが直列接続され、更にこのダイオードＤの両端に出力コイルＬ２を介して並列接続された負荷抵抗Ｒoと負荷コンデンサＣoが接続されている。また、入力コイルＬ１、中間コイルＬｍ及び出力コイルＬ２は、所定極性関係で磁気的に結合可能に構成されている。
【００１２】
図１４（Ｃ）には、入力コイルＬ１、中間コイルＬｍ及び出力コイルＬ２の略三角波状のリップル電流を左右方向に順次並べて示す。そして、これらのリップル電流によるリップル電圧を図１４（Ｄ）に示す。図１４（Ｃ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１４の入力コイルＬ１に流れる入力電流及び出力コイルＬ２に流れる出力電流の両方を、略ゼロリップルとすることができる。しかし、上述したＤＣ‐ＤＣコンバータ１２及び１３と同様に、入力電圧Ｖiと負荷に供給される出力電圧Ｖoの極性は逆である。
【００１３】
また、図１５は、第４の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（Zetaコンバータ）であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。図１５（Ａ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１５は、入力電源Ｅ、スイッチＳ、入力コイルＬ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ、出力コイルＬ２及び負荷抵抗Ｒoと負荷コンデンサＣoにより構成されている。入力電源Ｅの両端にスイッチＳ及び入力コイルＬ１が直列接続され、この入力コイルＬ１の両端にコンデンサＣ１とダイオードＤが直列接続され、更にダイオードＤの両端に出力コイルＬ２を介して負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoの並列回路が接続されている。入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２は、相互に磁気的に結合されている。
【００１４】
図１５（Ｃ）に示す如く、スイッチＳ、入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２に流れるリップル電流は、両コイルＬ１、Ｌ２の磁気的結合係数ｋにより変化する。両コイルＬ１、Ｌ２間の磁気的結合がない場合を上段に示し、結合係数ｋがｎの場合を中段に示し、結合係数ｋが１／ｎの場合を下段に示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ１５では、入力電圧Ｖiと出力電圧Ｖoの極性は同じであるが、入力電流Ｉiがパルス波になる。
【００１５】
図１６は、第５の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（Sepicコンバータ）であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。図１６（Ａ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１６は、入力電源Ｅ、入力コイルＬ１、スイッチＳ、コンデンサＣ１、出力コイルＬ２、ダイオードＤ、負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoにより構成されている。そして、入力電源Ｅの両端に入力コイルＬ１及びスイッチＳが直列接続され、このスイッチＳの両端にコンデンサＣ１及び出力コイルＬ２が直列接続され、更にこの出力コイルＬ２の両端にダイオードＤを介して並列接続された負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoが接続されている。入力コイルＬ１と出力コイルＬ２は、磁気的結合係数ｋで結合可能に構成されている。
【００１６】
図１６（Ｃ）に示す如く、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２及びダイオードＤを流れるリップル電流は、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２間の結合係数ｋにより三角波又はパルス状に変化する。このＤＣ‐ＤＣコンバータ１６の入力電圧Ｖiと負荷に供給される出力電圧Ｖoの極性は同じであるが、出力電流Ｉｏがパルス波である。
【００１７】
また、図１２乃至図１６を参照して上述した従来のＤＣ‐ＤＣコンバータにおける出力電流がリップル電流であることによるノイズの発生を解消又は低減するＤＣ‐ＤＣコンバータが開示されている（例えば、特許文献１参照。）。この従来のＤＣ‐ＤＣコンバータ１７は、図１７に示す如く、入力電源Ｅ、２対のインダクタＬ１−Ｌ３、Ｌ２−Ｌ４、１対のコンデンサＣ１−Ｃ２、１対のスイッチＳ１−Ｓ２、負荷抵抗Ｒo及び出力（平滑用）コンデンサＣoにより構成されている。インダクタＬ１−Ｌ３は磁気的に結合され、インダクタＬ２−Ｌ４も磁気的に結合されている。
【００１８】
このＤＣ‐ＤＣコンバータ１７において、インダクタＬ１、コンデンサＣ１及びインダクタＬ３は、入力電源Ｅの両端間に直列接続されている。また、インダクタＬ２コンデンサＣ２及びインダクタＬ４は、並列接続された負荷抵抗Ｒoと出力コンデンサＣoの両端間に直列接続されている。そして、第１スイッチＳ１は、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１の接続点とコンデンサＣ２及びインダクタＬ４の接続点間に接続されている。第２スイッチＳ２は、コンデンサＣ１及びインダクタＬ３の接続点とインダクタＬ２及びコンデンサＣ２の接続点間に接続されている。
【００１９】
上述の如く構成されたＤＣ‐ＤＣコンバータ１７において、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２は、交互且つ相補的にＯＮ／ＯＦＦする。即ち、第１スイッチＳ１がＯＮすると、第２スイッチＳ２がＯＦＦし、入力電源Ｅ及びコンデンサＣ２及び負荷コンデンサＣｏを充電する。インダクタＬ１及びＬ３の電磁結合により入力インダクタＬ１に流れる入力電流のリップルを０にする。一方、第１スイッチＳ１がＯＦＦ、第２スイッチＳ２がＯＮすると、出力インダクタＬ２及びインダクタＬ３を介して負荷コンデンサＣｏ及びコンデンサＣ２が放電する。また、出力インダクタＬ２及びインダクタＬ４の電磁結合により、出力インダクタＬ２を流れる出力電流のリップルが０になる。これにより、入力電流及び出力電流のリップルをなくしてノイズを低減する。
【特許文献１】特開平４−３６４３５８号公報（第４−５頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
図１２乃至図１７に示す従来のＤＣ‐ＤＣコンバータは、入出力電圧の極性が逆になるので取扱いが不便である。また、入出力電流にリップルを含み、大きなノイズを生じるので、ノイズに敏感な用途には応用不可能であるという課題を有する。
【００２１】
本発明は、従来のＤＣ‐ＤＣコンバータの上述した課題に鑑みなされたものであり、斯かる課題を解消すること、即ち入出力電圧が正（又は同）極性であると共に入出力電流に含まれるリップルを低減して低ノイズ化するＤＣ‐ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータは、入力電源の電圧を昇降圧して所望電圧の出力電圧を出力する非絶縁型のＤＣ‐ＤＣコンバータであって、入力電源の両端に直列接続された入力コイル、入力コンデンサ及び第２中間コイルと、負荷の両端間に直列接続された出力コイル、出力コンデンサ及び第１中間コイルと、入力コイル及び入力コンデンサの接続点と第１中間コイル及び出力コンデンサの接続点間に接続されたスイッチング素子と、入力コンデンサ及び第２中間コイルの接続点と出力コンデンサ及び出力コイルの接続点間に接続されたダイオードとを備える。
【発明の効果】
【００２３】
本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータによると、次の如き特有の効果を奏する。即ち、入力電源の電圧を所望出力電圧に昇降圧して正極性の出力電圧を得ると共に低ノイズの非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能である。従って、惑星探査機等に搭載された太陽電池パネルの電圧を負荷が必要とする安定的な出力電圧に変換するＤＣ‐ＤＣコンバータに好適である。また、必要とする回路素子は、コイル、コンデンサ、スイッチング素子及びダイオードであるので、例えば図１７に示す如き従来のＤＣ‐ＤＣコンバータの構成と比較して複雑又は高価になることはない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの好適実施例の構成及び動作を、添付図面を参照して詳細に説明する。
【００２５】
先ず、図１を参照して、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第１実施例について説明する。図１において、（Ａ）は、本発明による第１実施例のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【００２６】
図１（Ａ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１は、入力電源Ｅ、入力コイル（又はインダクタ）Ｌ１、出力コイルＬ２、第１中間コイルＬｍ１、第２中間コイルＬｍ２、入力（又は第１中間）コンデンサＣ1、出力（又は第２中間）コンデンサＣ２、スイッチＳ、ダイオードＤ及び相互に並列接続された負荷抵抗Ｒoと出力（平滑用）コンデンサＣoにより構成されている。
【００２７】
入力電源Ｅの両端間に入力コイルＬ１、入力コンデンサＣ１及び第２中間コイルＬｍ２が直列接続されている。また、並列接続された負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoの両端間には出力コイルＬ２、出力コンデンサＣ２及び第１中間コイルＬｍ１が直列接続されている。ここで、入力コイルＬ１と入力コンデンサＣ１の接続点をノードａ、第１中間コイルＬｍ１と第２中間コンデンサＣ２の接続点をノードｂ、出力コイルＬ２と出力コンデンサＣ２の接続点をノードｃ及び入力コンデンサＣ１と第２中間コイルＬｍ２の接続点をノードｄとする。スイッチＳはノードａ及びノードｂ間に接続され、ダイオードＤはノードｄ及びノードｃ間に接続されている。また、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１及び出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２は、それぞれ所定極性関係で磁気的に結合可能に構成されている。
【００２８】
図１（Ｃ）に示すリップル電流において、左側から右側にかけて入力コイルＬ１、第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２及び第２中間コイルＬｍ２のリップル電流を示す。また、最上段から最下段にかけて、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１及び出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２間の磁気的結合が右側に示す値の場合について示している。リップル電流は、コイルＬ１−Ｌｍ１及びＬ２−Ｌｍ２間の磁気的結合がない場合には、これら全てのコイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌｍ２及びＬ２のリップル電流は、比較的大きい三角波である。他方、これらの磁気的結合が存在すると、その結合度合に応じて入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２のリップル電流は略０（ゼロリップル）又は三角波となるが、中間コイルＬｍ１及びＬｍ２のリップル電流は三角波のままである。
【００２９】
一方、リップル電圧は、図１（Ｄ）に示す如く図１（Ａ）中の上述した４つのノードａ〜ｄにおいて方形波となる。そして、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１の負荷抵抗Ｒoの両端に供給される出力電圧Ｖoは、非絶縁型の昇降圧ＤＣ‐ＤＣコンバータでありながら、入力電圧Ｖiと同極性である。また、パルス状のリップル電流がないので、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１は低ノイズ特性である。
【００３０】
次に、図２を参照して、本発明による第１実施例のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の動作を詳細に説明する。図２（Ａ）は上述した図１（Ａ）と同様のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の回路図であり、（Ｂ）は図２（Ａ）中のスイッチＳがＯＮの場合における各ノードａ〜ｄの電位と電流の流れを示し、（Ｃ）はスイッチＳがＯＦＦの場合における各ノードａ〜ｄの電位と電流の流れを示す図である。
【００３１】
スイッチＳがＯＮのときには、図２（Ｂ）に示す如く、点線で示す如く全てのコイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌｍ２及びＬ２に励磁電流が流れ、入力電源Ｅから出力（負荷抵抗Ｒo）に電流が流れる。入出力コンデンサＣ１及びＣ２には放電方向の電流が流れる。他方、スイッチＳがＯＦＦのときには、図２（Ｃ）に示す如く、全てのコイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌｍ２及びＬ２にダイオードＤを介して開放電流が入力電源Ｅから出力（負荷抵抗Ｒo）へ流れる。この場合に、コンデンサＣ１及びＣ２の電流は、図２（Ｂ）におけるスイッチＳがＯＮのときとは逆方向となり、充電方向に流れる。
【００３２】
図２（Ｂ）及び図２（Ｃ）に示した各ノードａ〜ｄの電位は、後述するＬ１＝
Ｌ２(即ち、入力コイルＬ１のインダクタンス＝出力コイルＬ２のインダクタンス)、Ｌｍ１＝Ｌｍ２（即ち、第１中間コイルＬｍ１のインダクタンス＝第２中間コイルＬｍ２のインダクタンス）のときの値である。入力電圧の出力電圧の極性が同極性である。スイッチＳがＯＮのとき及びＯＦＦのときの何れにおいても入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２に電流が流れている（スイッチＳがＯＮのとき右上がりで、ＯＦＦのとき右下がりの三角波となり、急激に変化する方形波等のパルス波にならない）ことに注目されたい。
【００３３】
次に、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の動作解析を行う。この動作解析において、スイッチＳは理想スイッチ、ダイオードＤは理想ダイオード、スイッチＳがＯＮしている時間をｔon、スイッチＳがＯＦＦしている時間をｔoffとする。また、スイッチング周波数における入力コンデンサＣ１及び出力コンデンサＣ２のインピーダンスは充分小さく（静電容量が充分大きい）、入力コンデンサＣ１は入力電源Ｅの電圧に等しい電圧Ｖiの電圧源、出力コンデンサＣ２は出力電圧に等しい電圧Ｖoの電圧源と見なせるものとする。
【００３４】
（a）スイッチＳがＯＮのとき：
各ノードの電位（V「」）及び各コイルのリップル電流の大きさ（ΔI「」）の関係・・・式(１)
Vａ ＝ Vｂ
Vｃ ＝ Vａ + Vｏ
Vｄ ＝ Vａ - Vｉ
ΔIＬ１＋ΔIＬｍ２ ＝ ΔIＬｍ１＋ΔIＬ２
各コイルのリップル電流の大きさ（ΔI「」）（⇒は L１= L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(２)
ΔIL1 ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ×ton/L１⇒（Vｉ×ton/L１/2）
ΔILm1 ＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ×ton/Lｍ１
⇒（Vｉ×ton/Lｍ１/2）
ΔIL2 ＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ×ton/L２
⇒（Vｉ×ton/L２/2）
ΔILm2 ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ×ton/Lｍ２
⇒（Vｉ×ton/Lｍ２/2）
各ノードの電位（V「」）（⇒は L１= L２、及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(３)
Vａ ＝ （1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ⇒（Vｉ/2）
Vｂ ＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ⇒（Vｉ/2）
Vｃ ＝（1/L１+1/Lｍ２）/1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ+Vo⇒（Vｉ/2 + Vｏ）
Vｄ ＝ -（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ⇒（- Vｉ/2）
各コイルの両端電圧（V「」）（⇒は L１= L２、及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(４)
VＬ１ ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ ⇒（Vi/2）
VＬｍ１ ＝ 1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ ⇒（Vi/2）
VＬ２ ＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ ⇒（Vi/2）
VＬｍ２ ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ ⇒（Vi/2）
【００３５】
（b）スイッチＳがＯＦＦのとき：
各ノードの電位（V「」）及び各コイルのリップル電流の大きさ（ΔI「」）の関係・・・式(５)
Vａ＝ Vｃ + Vｉ
Vｂ＝ Vｃ - Vｏ
Vｃ＝ Vｄ
ΔIＬ１＋ΔIＬｍ２ ＝ ΔIＬｍ１＋ΔIＬ２
各コイルのリップル電流の大きさ（ΔI「」）（⇒は L１= L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(６)
ΔIＬ１＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ×toff/ L１
⇒（Vｏ×toff/L１/2）
ΔIＬｍ１＝1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+ 1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ×toff/Lｍ１
⇒（Vｏ×toff/Lｍ１/2）
ΔIＬ２＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ×toff/L２
⇒（Vｏ×toff/L２/2）
ΔIＬｍ２＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ×toff/Lｍ２
⇒（Vｏ×toff/Lｍ２/2）
各ノードの電位（V「」）（⇒は L１= L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(７)
Vａ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ+
Vｉ⇒（Vｉ+Vｏ/2）
Vｂ＝-（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ⇒（- Vｏ/2）
Vｃ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ⇒（Vｏ/2）
Vｄ＝-（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ⇒（Vｏ/2）
各コイルの両端電圧（V「」）（⇒は L１= L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(８)
VＬ１＝-（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ ⇒（- Vｏ/2）
VＬｍ１＝-（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ ⇒（- Vｏ/2）
VＬ２＝-（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ ⇒（- Vｏ/2）
VＬｍ２＝-（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ ⇒（- Vｏ/2）
【００３６】
コンバータとして正常に動作するための条件は以下である・・・式（９）
ΔI「」 （ON） ＝ ΔI「」（OFF） （式（２）＝ 式(６)）
V「」（ON）×ｔon＝-V「」（OFF）×ｔoff（式（４）＝ 式(８)）
「」は、コイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌ２又はＬｍ２の何れかを示す。
この式を解くと、下記が得られる。
Vｏ＝Vｉ×ｔon/ｔoff＝Vｉ×D/（1-D）； D＝ｔon/（ｔon+ｔoff）・・・式(１０)
これは、このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、入出力電圧が同極性の昇降圧コンバータとして動作することを示している。以上より、本発明のコンバータは、入力コイル及び出力コイルのリップル電流が三角波で、非絶縁型でありながら入力電圧と出力電圧が同極性で、昇降圧型のコンバータとして動作する。
【００３７】
（c）入出力リップル電流の低減及びゼロリップル化：
次に、図３は、従来技術として知られているリップル電流の低減及びゼロリップル化の概念を示す。図３（Ａ）のように回路中に同じ両端電圧が発生する２個のコイルＬ１及びＬ２があったとき、図３（Ｂ）のようにこれら２個のコイルを同極性に磁気的結合させると、図３（Ｃ）の等価回路となる。これら両コイルＬ１及びＬ２が図３（Ｄ）の(a)に示す如き結合係数及び巻数比の関係にあるとき、各コイルのリップル電流は結合前の１／２に減少する。図３（Ｅ）の(b)に示す結合係数及び巻数比の関係にあるとき、コイルＬ１のリップル電流は結合前と変わらず、コイルＬ２のリップル電流はゼロ（ゼロリップル）となる。また、図３（Ｆ）の(c)に示す結合係数及び巻数比の関係にあるとき、コイルＬ１のリップル電流はゼロ（ゼロリップル）となり、コイルＬ２のリップル電流は結合前と変わらない。
【００３８】
上述した本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１においては、図１、式（４）及び式（８）に示したように、常にVＬ１＝VＬｍ２及びVＬ１＝VＬｍ２が成立する。特に、L１＝L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき、VＬ１＝VＬｍ２＝VＬ１＝VＬｍ２が成立し、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２及び中間コイルＬｍ１、Ｌｍ２の全てのコイルの両端電圧波形が等しくなる。従って、これらのコイルＬ１−Ｌｍ２及びＬ２−Ｌｍ１を適切に結合させることにより、入力コイルＬ１及び／又は出力コイルＬ２のリップル電流を減少させることができる。
【００３９】
図１（Ｃ）には、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１のみを結合させて入力コイルＬ１のみをゼロリップル化した場合、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２のみを結合させて出力コイルＬ２のみをゼロリップル化した場合及び入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１及び出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２の両方を結合させて入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２の両方をゼロリップル化した場合のリップル電流波形を示している。この他にも、上述したリップル電流低減及びゼロリップル化の概念で示したように、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２の両方を巻線比＝1及び結合係数＝1で結合させれば、入出力コイルＬ１、Ｌ２及び中間コイルＬｍ１、Ｌｍ２の全てのリップル電流を結合前の１／２に減少させることも可能である。また、結合させるコイルの組み合わせを入れ換えて入力コイルＬ１と第２中間コイルＬｍ２、出力コイルＬ２と第１中間コイルＬｍ１を結合させても、同様の効果が得られる。
【００４０】
次に、図４は、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータ１の具体的な応用例を示す。バッテリや太陽電池等の不安定な直流電源６の出力電圧Ｖｉを、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ１により昇降圧安定化して、電気・電子回路、他のＤＣ‐ＤＣコンバータ、バッテリ等の負荷７に出力電圧Ｖoを供給する。そして出力電圧Ｖoが所望電圧になるようにフィードバックする既知のフィードバック制御部８にてスイッチＳのＯＮ時間を制御する。図４では、上述の如く入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２をそれぞれ適切に結合させて、入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２のリップル電流を低減又はゼロリップル化している。
【００４１】
図４において、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１は、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１中間コイルＬｍ１、第２中間コイルＬｍ２、入力（第１中間）コンデンサＣ１、出力（第２中間）コンデンサＣ２、スイッチＳ、ダイオードＤ及び負荷（出力）コンデンサＣｏにより構成されている。負荷７は負荷抵抗Ｒｏを含んでいる。更に、この負荷７に供給される出力電圧ＶｏをフィードバックしてスイッチＳのＯＮ時間を制御するフィードバック制御部８を備えている。
【００４２】
次に、図５及び図６を参照して、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の動作を説明する。図５及び図６は、入出力コイルＬ１、Ｌ２のリップル電流を１／２に低減（又は半減）する下記の条件でシミュレーションした結果の動作波形を示す。
Vｉ＝120V、 Vｏ＝50V
L１＝L２＝50μH、 Lｍ１＝Lｍ２＝50μH
C１＝C２＝5μF、 C＝100μF
Ｓ＝理想スイッチ、 Ｄ＝理想ダイオード
スイッチング周波数＝100ｋHz、 ｔon＝2.92μs
【００４３】
図５は、図４のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の具体例においてコイルＬ１‐Ｌｍ１、Ｌ２‐Ｌｍ２の結合がない場合の動作波形を示す。図５（Ａ）〜（Ｄ）は、それぞれ入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１中間コイルＬｍ１及び第２中間コイルＬｍ２の両端電圧波形である。また、（Ｅ）〜（Ｈ）は、それぞれ入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１中間コイルＬｍ１及び第２中間コイルＬｍ２のリップル電流波形である。これら全てのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-Vｏ/2≒-25Vとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（２）及び式（６）の結果と一致している。
【００４４】
コイルのリップル電流は、ΔIＬ１＝ΔIＬ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒3.5A、ΔIＬｍ１＝ΔIＬｍ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒3.5Aとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（４）及び式（８）の結果と一致している。
【００４５】
一方、図６（Ａ）〜（Ｈ）は、図４に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ１の具体例において、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２をそれぞれ下記の条件で結合させた場合の、図５（Ａ）〜（Ｈ）に対応する動作波形である。
巻数比
L１：Lｍ１間 ； ｎ１１ ＝ √（Lｍ１ / L１） ＝ 1
L２：Lｍ２間 ； ｎ２２ ＝ √（Lｍ２ / L２） ＝ 1
結合係数
L１：Lｍ１間 ； k１１ ＝ n１１ ＝ 1
L２：Lｍ２間 ； k２２ ＝ n２２ ＝ 1
全てのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-Vｏ/2≒-25Vとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（２）及び式（６）の結果と一致している。また、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２のリップル電流は、ΔIL１＝ΔIL2＝Vi/2/L×ｔon/2≒1.75A、ΔILm１＝ΔILm2＝Vｉ/2/L×ｔon/2≒1.75Aとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（４）及び式（８）の結果と一致している。
【００４６】
次に、図７及び図８に、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ１において、入出力コイルＬ１及びＬ２のリップル電流をゼロリップルにする下記の条件でシミュレーションした結果の動作波形を示す。
Vｉ＝120V、 Vｏ＝50V
L１＝L２＝118μH、 Lｍ１＝Lｍ２＝50μH
C１＝C２＝5μF、 C＝100μF
Ｓ＝理想スイッチ、 Ｄ＝理想ダイオード
スイッチング周波数＝100ｋHz、 ｔon＝2.92μs
【００４７】
図７は、図４に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ１におけるコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の結合がない場合の動作波形である。上述した図５及び図６（Ａ）〜（Ｈ）と同様に、（Ａ）〜（Ｄ）は各コイルの両端電圧波形、（Ｅ）〜（Ｈ）はリップル電流波形である。全てのコイルの両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-Vｏ/2≒-25Vとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（２）及び（６）の結果と一致している。また、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２のリップル電流は、ΔIＬ１＝ΔIＬ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒1.5A、ΔIＬｍ１＝ΔIＬｍ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒3.5Aとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（４）及び式（８）の結果と一致している。
【００４８】
また、図８は、図４に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ１における入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２をそれぞれ下記の条件で結合させた場合の動作波形である。
巻数比
L１：Lｍ１間 ； ｎ１１ ＝ √（Lｍ１ / L１） ＝ 0.65
L２：Lｍ２間 ； ｎ２２ ＝ √（Lｍ２ / L２） ＝ 0.65
結合係数
L１：Lｍ１間 ； k１１ ＝ n１１ ＝ 0.65
L２：Lｍ２間 ； k２２ ＝ n２２ ＝ 0.65
【００４９】
全てのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-Vｏ/2≒-25Vとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（２）及び式（６）の結果と一致している。また、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２のリップル電流は、ΔIＬ１＝ΔIＬ２≒0A（ゼロリップル）、ΔIＬｍ１＝ΔIＬｍ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒3.5Aとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（４）及び式（８）の結果と一致している。
【００５０】
次に、本発明の他の実施例又は変形実施例について図９〜図１１を参照して説明する。図９は、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第２実施例の回路図を示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ２は、スイッチＳをバイポーラトランジスタで構成した例である。他の構成は、図１等を参照して上述した第１実施例のＤＣ‐ＤＣコンバータ１と同様であるので、詳細説明は省略する。
【００５１】
図１０は、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第３実施例の回路図を示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ３は、スイッチＳ及びダイオードＤをパワーＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）で構成した例である。パワーＭＯＳＦＥＴに並列に接続されているダイオードＤは、パワーＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードである。出力電圧が所望電圧になるようにフィードバック制御部８によりスイッチＳのＯＮ時間を制御する。スイッチＳのＯＦＦ期間にダイオードＤの代わりのパワーＭＯＳＦＥＴをＯＮ（同期整流）することにより、パワーＭＯＳＦＥＴでの電力損失を低減することができる。ＤＣ‐ＤＣコンバータ３の他の回路構成は、上述したＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様であるので、重複説明は省略する。
【００５２】
次に、図１１は、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第４実施例の回路図を示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ４の基本回路構成は図１０のＤＣ‐ＤＣコンバータ３と同じである。しかし、このＤＣ‐ＤＣコンバータ４の電力回路をよく見ると、左右(入出力)対称であることが分かる。スイッチＳのＯＮ時間を制御すると左側を入力とし右側を出力とする昇降圧コンバータとして動作することは既に述べた。左右対称の構成であるので同様に、ダイオードＤの代わりに使用したパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ時間を制御すると、右側を入力とし左側を出力とする昇降圧コンバータとしても動作する。即ち、このＤＣ‐ＤＣコンバータ４は、双方向昇降圧コンバータとしても動作する。図示したように、左側の直流電源６と負荷７が接続された直流電源バスから、右側のバッテリに昇降圧充電することができる。また、左側のバッテリから右側の直流電源バスに昇降圧放電することもできる。１つのＤＣ‐ＤＣコンバータ４で充電制御８ａと放電制御８ｂの両方が行えるので、充放電器を小型化することができる。また、昇降圧コンバータなので直流電源バスの電圧に対してバッテリ電圧の選択範囲を広く取ることができる。即ち、バッテリセル（太陽電池セル等）の直列接続数の選定の自由度が増加する。セルの容量（Ａｈ）でバッテリの電力量（Ｗｈ）を調節する他に、セルの直列接続数でもバッテリの電力量（Ｗｈ）を調節することができる。セルの容量が決まった離散的な値しかない場合に有利である。
【００５３】
以上、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの好適な実施例について詳述した。しかし、斯かる実施例は本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではないことに留意されたい。本発明の要旨や精神を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【００５４】
上述の如く構成された本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータは、太陽電池を電力源とする電源システム・機器、バッテリを電力源とする電源システム・機器、バッテリ充放電システム・機器及び低ノイズであることが必要な電源システム・機器等への応用に好適である。
本発明の実施態様としては以下のような構成がある。
上記基本構成において、
前記入出力コイル及び前記中間コイルを磁気的に結合し、前記入出力コイルを流れるリップル電流を低減する構成、
前記スイッチング素子は，前記負荷への出力電圧が入力されるフィードバック制御手段により制御されるトランジスタによる構成。
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーＭＯＳトランジスタによる構成。
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーＭＯＳトランジスタにより構成され、それぞれ前記出力電圧及び入力電源電圧を入力とするフィードバック制御部により制御される構成。
前記入力電源は、複数のセルが直列接続された太陽電池である構成。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第１実施例の説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図２】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの動作説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）はスイッチＯＮ時の電流の流れ及び（Ｃ）はスイッチＯＦＦ時の電流の流れを示す。
【図３】入出力コイルのリップル電流の原理を説明する図である。
【図４】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの具体的応用例を示す図である。
【図５】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの各コイルのインダクタンスが５０μＨ且つコイル間の磁気的結合がない場合の動作波形図であり、（Ａ）〜（Ｄ）及び（Ｅ）〜（Ｈ）はそれぞれ入力コイル、出力コイル、第１及び第２中間コイルの両端電圧及びリップル電流波形を示す。
【図６】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの入出力コイルのインダクタンスが５０μＨ且つコイル間を磁気的結合した場合の図５（Ａ）〜（Ｈ）に対応する波形を示す。
【図７】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの入出力コイルのインダクタンスが１１８μＨ、中間コイルのインダクタンスが５０μＨ且つコイル間の磁気的結合がない場合の図５（Ａ）〜（Ｈ）に対応する波形図である。
【図８】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの各コイルのインダクタンスが図７と同じで且つコイル間の磁気的結合がある場合の図５（Ａ）〜（Ｈ）に対応する波形図である。
【図９】本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータの第２実施例の回路図である。
【図１０】本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータの第３実施例の回路図である。
【図１１】本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータの第４実施例の回路図である。
【図１２】第１の従来ＤＣ−ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１３】第２の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１４】第３の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１５】第４の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１６】第５の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１７】第６の従来ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００５６】
１〜４ ＤＣ‐ＤＣコンバータ
６ 直流電源（入力電源）
７ 負荷
８ フィードバック制御部
Ｌ１ 入力コイル
Ｌ２ 出力コイル
Ｌｍ１、Ｌｍ２ 中間コイル
Ｃ１ 入力コンデンサ
Ｃ２ 出力コンデンサ
Ｓ スイッチ（スイッチング素子）
Ｄ ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ‐ＤＣコンバータに関し、特に太陽電池パネル等の比較的変動する入力電源電圧を所望出力電圧に安定的に昇圧又は降圧する非絶縁型のスイッチングＤＣ‐ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
種々の電子機器又は電子応用機器の電子回路を動作するには、所定出力電圧を有する電源を必要とする。斯かる出力電圧を電池等の電源から直接得ることは一般に不可能又は困難であり、ＤＣ‐ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータともいう）により入力電源電圧を所望出力電圧に変換するのが一般的である。特に、人工衛星や惑星探査機等に搭載される電子機器の動作電源は、太陽電池パネルの起電力を入力電源として、ＤＣ‐ＤＣコンバータにより所望出力電圧を出力するよう制御している。斯かる用途のＤＣ‐ＤＣコンバータでは、大きく変動する入力電源電圧を低ノイズ且つ低電力損失で昇降圧して安定的な出力電圧を得ることが要求される。以下、太陽電池パネルを入力電源とする場合の従来例又は一般的な技術について説明する。
【０００３】
降圧型のＤＣ‐ＤＣコンバータの場合には、直列接続される太陽電池セルの数を調整して、太陽電池パネルからの出力電圧（即ち、入力電源電圧）がＤＣ‐ＤＣコンバータの出力電圧よりも常に高くなるようにしなければならない。太陽電池パネルからの電圧が大きく変動する場合には、太陽電池パネルからの最高出力電圧は非常に高くなり得るので、ＤＣ‐ＤＣコンバータの設計が困難になる。
【０００４】
他方、昇圧型のＤＣ‐ＤＣコンバータを使用する場合には、直列接続される太陽電池セルの数を調整して、太陽電池パネルからの電圧がＤＣ‐ＤＣコンバータの出力電圧よりも常に低くなるようにしなければならない。上述の如く太陽電池パネルの電圧が大きく変動する場合には、太陽電池パネルの出力電圧は非常に低くなり得るので、この場合にもＤＣ‐ＤＣコンバータの設計が困難になる。
【０００５】
そこで、太陽電池パネルからの入力電圧をＤＣ‐ＤＣコンバータの出力電圧、即ち負荷が必要とする出力負荷電圧よりも低い電圧から高い電圧まで入力可能な昇降圧型のＤＣ‐ＤＣコンバータを使用すると、太陽電池パネルの出力電圧範囲を適切に設定可能である。しかし、電力損失の少ない非絶縁型の昇降圧型のＤＣ‐ＤＣコンバータは、入力電圧と出力電圧が逆極性となり、扱いにくいという難点又は課題がある。また、上述した探査機等は、惑星の微小な電場、磁場観測等を主目的とするので、それに使用されるＤＣ‐ＤＣコンバータはノイズ（スイッチングノイズ）が小さいことが必須である。
【０００６】
次に、図１２〜図１６を参照して、一般的な非絶縁昇降圧型スイッチングＤＣ‐ＤＣコンバータについて簡単に説明する。これらのＤＣ‐ＤＣコンバータは、何れも入力電圧と出力電圧の極性が逆及び／又は入力電流や出力電流がパルス波でノイズが大きいという課題がある。即ち、入力電流や出力電流がパルス波であるということは、スイッチング周波数の振幅が大きく電流の時間変化率が大きいので、スイッチング周波数のノイズが大きく且つスイッチング周波数の整数倍である高調波ノイズも大きいことを意味する。
【０００７】
図１２は、第１の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（Buck-Boostコンバータ）であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ１２は、図１２（Ａ）に示す如く、入力電源Ｅ、スイッチＳ、コイル（インダクタ）Ｌ、ダイオードＤ、負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoにより構成される。スイッチＳ及びコイルＬは入力電源Ｅの両端に直列接続され、更にこのコイルＬの両端にダイオードＤを介して負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoが並列接続されている。ここで、入力電源Ｅの電圧をＶｉ及び負荷抵抗Ｒoの両端の出力電圧をＶoとする。
【０００８】
図１２に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ１２において、スイッチＳを周期的にＯＮ／ＯＦＦすると、スイッチＳ及びコイルＬには図１２（Ｃ）に示す如きリップル電流が流れ、コイル電圧は図１２（Ｅ）に示す如く−ＶoとＶｉ間で変化する方形状パルスとなり、負荷Ｒoには出力電圧−Ｖoが供給（又は印加）される。即ち、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖoの極性は相互に逆極性であり、入力電流Ｉi及び出力電流Ｉｏはパルス波である。
【０００９】
図１３は、第２の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（Cuｋコンバータ）であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧である。このＤＣ‐ＤＣコンバータ１３は、図１３（Ａ）に示す如く入力電源Ｅ、第１コイルＬ１、スイッチＳ、コンデンサＣ１、ダイオードＤ、第２コイルＬ２、負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoにより構成されている。入力電源Ｅの両端に第１コイルＬ１及びスイッチＳが直列接続され、このスイッチＳの両端にコンデンサＣ１及びダイオードＤが直列接続され、更にこのダイオードＤの両端に第２コイルＬ２を介して並列接続された負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoが接続されている。
【００１０】
このＤＣ‐ＤＣコンバータ１３において、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２のリップル電流を図１３（Ｃ）に示す。これら両コイルＬ１、Ｌ２間に磁気的結合がない場合には最上段に示すようになり、結合係数ｋがｎの場合には中段に示すようになり、結合係数ｋが１／ｎの場合には下段に示すようになる。入力電流波形及び出力電流を、それぞれ三角波とゼロリップル又はゼロリップルと三角波にすることができるが、上述したＤＣ‐ＤＣコンバータ１２の場合と同様に、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖoの極性は逆である。
【００１１】
図１４は、第３の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（中間コイル付きCukコンバータ）であり、
（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。図１４（Ａ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１４は、入力電源Ｅ、入力コイルＬ１、スイッチＳ、１対のコンデンサＣ１、Ｃ２、中間コイルＬｍ、ダイオードＤ出力コイルＬ２及び負荷抵抗Ｒoと負荷コンデンサＣoにより構成されている。そして、入力電源Ｅの両端に入力コイルＬ１及びスイッチＳが直列接続され、このスイッチＳの両端にコンデンサＣ１と中間コイルＬｍが直列接続され、この中間コイルＬｍの両端にコンデンサＣ２とダイオードＤが直列接続され、更にこのダイオードＤの両端に出力コイルＬ２を介して並列接続された負荷抵抗Ｒoと負荷コンデンサＣoが接続されている。また、入力コイルＬ１、中間コイルＬｍ及び出力コイルＬ２は、所定極性関係で磁気的に結合可能に構成されている。
【００１２】
図１４（Ｃ）には、入力コイルＬ１、中間コイルＬｍ及び出力コイルＬ２の略三角波状のリップル電流を左右方向に順次並べて示す。そして、これらのリップル電流によるリップル電圧を図１４（Ｄ）に示す。図１４（Ｃ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１４の入力コイルＬ１に流れる入力電流及び出力コイルＬ２に流れる出力電流の両方を、略ゼロリップルとすることができる。しかし、上述したＤＣ‐ＤＣコンバータ１２及び１３と同様に、入力電圧Ｖiと負荷に供給される出力電圧Ｖoの極性は逆である。
【００１３】
また、図１５は、第４の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（Zetaコンバータ）であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。図１５（Ａ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１５は、入力電源Ｅ、スイッチＳ、入力コイルＬ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ、出力コイルＬ２及び負荷抵抗Ｒoと負荷コンデンサＣoにより構成されている。入力電源Ｅの両端にスイッチＳ及び入力コイルＬ１が直列接続され、この入力コイルＬ１の両端にコンデンサＣ１とダイオードＤが直列接続され、更にダイオードＤの両端に出力コイルＬ２を介して負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoの並列回路が接続されている。入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２は、相互に磁気的に結合されている。
【００１４】
図１５（Ｃ）に示す如く、スイッチＳ、入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２に流れるリップル電流は、両コイルＬ１、Ｌ２の磁気的結合係数ｋにより変化する。両コイルＬ１、Ｌ２間の磁気的結合がない場合を上段に示し、結合係数ｋがｎの場合を中段に示し、結合係数ｋが１／ｎの場合を下段に示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ１５では、入力電圧Ｖiと出力電圧Ｖoの極性は同じであるが、入力電流Ｉiがパルス波になる。
【００１５】
図１６は、第５の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータ（Sepicコンバータ）であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。図１６（Ａ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１６は、入力電源Ｅ、入力コイルＬ１、スイッチＳ、コンデンサＣ１、出力コイルＬ２、ダイオードＤ、負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoにより構成されている。そして、入力電源Ｅの両端に入力コイルＬ１及びスイッチＳが直列接続され、このスイッチＳの両端にコンデンサＣ１及び出力コイルＬ２が直列接続され、更にこの出力コイルＬ２の両端にダイオードＤを介して並列接続された負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoが接続されている。入力コイルＬ１と出力コイルＬ２は、磁気的結合係数ｋで結合可能に構成されている。
【００１６】
図１６（Ｃ）に示す如く、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２及びダイオードＤを流れるリップル電流は、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２間の結合係数ｋにより三角波又はパルス状に変化する。このＤＣ‐ＤＣコンバータ１６の入力電圧Ｖiと負荷に供給される出力電圧Ｖoの極性は同じであるが、出力電流Ｉｏがパルス波である。
【００１７】
また、図１２乃至図１６を参照して上述した従来のＤＣ‐ＤＣコンバータにおける出力電流がリップル電流であることによるノイズの発生を解消又は低減するＤＣ‐ＤＣコンバータが開示されている（例えば、特許文献１参照。）。この従来のＤＣ‐ＤＣコンバータ１７は、図１７に示す如く、入力電源Ｅ、２対のインダクタＬ１−Ｌ３、Ｌ２−Ｌ４、１対のコンデンサＣ１−Ｃ２、１対のスイッチＳ１−Ｓ２、負荷抵抗Ｒo及び出力（平滑用）コンデンサＣoにより構成されている。インダクタＬ１−Ｌ３は磁気的に結合され、インダクタＬ２−Ｌ４も磁気的に結合されている。
【００１８】
このＤＣ‐ＤＣコンバータ１７において、インダクタＬ１、コンデンサＣ１及びインダクタＬ３は、入力電源Ｅの両端間に直列接続されている。また、インダクタＬ２コンデンサＣ２及びインダクタＬ４は、並列接続された負荷抵抗Ｒoと出力コンデンサＣoの両端間に直列接続されている。そして、第１スイッチＳ１は、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１の接続点とコンデンサＣ２及びインダクタＬ４の接続点間に接続されている。第２スイッチＳ２は、コンデンサＣ１及びインダクタＬ３の接続点とインダクタＬ２及びコンデンサＣ２の接続点間に接続されている。
【００１９】
上述の如く構成されたＤＣ‐ＤＣコンバータ１７において、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２は、交互且つ相補的にＯＮ／ＯＦＦする。即ち、第１スイッチＳ１がＯＮすると、第２スイッチＳ２がＯＦＦし、入力電源Ｅ及びコンデンサＣ２及び負荷コンデンサＣｏを充電する。インダクタＬ１及びＬ３の電磁結合により入力インダクタＬ１に流れる入力電流のリップルを０にする。一方、第１スイッチＳ１がＯＦＦ、第２スイッチＳ２がＯＮすると、出力インダクタＬ２及びインダクタＬ３を介して負荷コンデンサＣｏ及びコンデンサＣ２が放電する。また、出力インダクタＬ２及びインダクタＬ４の電磁結合により、出力インダクタＬ２を流れる出力電流のリップルが０になる。これにより、入力電流及び出力電流のリップルをなくしてノイズを低減する。
【特許文献１】特開平４−３６４３５８号公報（第４−５頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
図１２乃至図１７に示す従来のＤＣ‐ＤＣコンバータは、入出力電圧の極性が逆になるので取扱いが不便である。また、入出力電流にリップルを含み、大きなノイズを生じるので、ノイズに敏感な用途には応用不可能であるという課題を有する。
【００２１】
本発明は、従来のＤＣ‐ＤＣコンバータの上述した課題に鑑みなされたものであり、斯かる課題を解消すること、即ち入出力電圧が正（又は同）極性であると共に入出力電流に含まれるリップルを低減して低ノイズ化するＤＣ‐ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータは、入力電源の電圧を昇降圧して所望電圧の出力電圧を出力する非絶縁型のＤＣ‐ＤＣコンバータであって、入力電源の両端に直列接続された入力コイル、入力コンデンサ及び第２中間コイルと、負荷の両端間に直列接続された出力コイル、出力コンデンサ及び第１中間コイルと、入力コイル及び入力コンデンサの接続点と第１中間コイル及び出力コンデンサの接続点間に接続されたスイッチング素子と、入力コンデンサ及び第２中間コイルの接続点と出力コンデンサ及び出力コイルの接続点間に接続されたダイオードとを備える。
【発明の効果】
【００２３】
本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータによると、次の如き特有の効果を奏する。即ち、入力電源の電圧を所望出力電圧に昇降圧して正極性の出力電圧を得ると共に低ノイズの非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能である。従って、惑星探査機等に搭載された太陽電池パネルの電圧を負荷が必要とする安定的な出力電圧に変換するＤＣ‐ＤＣコンバータに好適である。また、必要とする回路素子は、コイル、コンデンサ、スイッチング素子及びダイオードであるので、例えば図１７に示す如き従来のＤＣ‐ＤＣコンバータの構成と比較して複雑又は高価になることはない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの好適実施例の構成及び動作を、添付図面を参照して詳細に説明する。
【００２５】
先ず、図１を参照して、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第１実施例について説明する。図１において、（Ａ）は、本発明による第１実施例のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【００２６】
図１（Ａ）に示す如く、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１は、入力電源Ｅ、入力コイル（又はインダクタ）Ｌ１、出力コイルＬ２、第１中間コイルＬｍ１、第２中間コイルＬｍ２、入力（又は第１中間）コンデンサＣ1、出力（又は第２中間）コンデンサＣ２、スイッチＳ、ダイオードＤ及び相互に並列接続された負荷抵抗Ｒoと出力（平滑用）コンデンサＣoにより構成されている。
【００２７】
入力電源Ｅの両端間に入力コイルＬ１、入力コンデンサＣ１及び第２中間コイルＬｍ２が直列接続されている。また、並列接続された負荷抵抗Ｒo及び負荷コンデンサＣoの両端間には出力コイルＬ２、出力コンデンサＣ２及び第１中間コイルＬｍ１が直列接続されている。ここで、入力コイルＬ１と入力コンデンサＣ１の接続点をノードａ、第１中間コイルＬｍ１と第２中間コンデンサＣ２の接続点をノードｂ、出力コイルＬ２と出力コンデンサＣ２の接続点をノードｃ及び入力コンデンサＣ１と第２中間コイルＬｍ２の接続点をノードｄとする。スイッチＳはノードａ及びノードｂ間に接続され、ダイオードＤはノードｄ及びノードｃ間に接続されている。また、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１及び出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２は、それぞれ所定極性関係で磁気的に結合可能に構成されている。
【００２８】
図１（Ｃ）に示すリップル電流において、左側から右側にかけて入力コイルＬ１、第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２及び第２中間コイルＬｍ２のリップル電流を示す。また、最上段から最下段にかけて、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１及び出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２間の磁気的結合が右側に示す値の場合について示している。リップル電流は、コイルＬ１−Ｌｍ１及びＬ２−Ｌｍ２間の磁気的結合がない場合には、これら全てのコイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌｍ２及びＬ２のリップル電流は、比較的大きい三角波である。他方、これらの磁気的結合が存在すると、その結合度合に応じて入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２のリップル電流は略０（ゼロリップル）又は三角波となるが、中間コイルＬｍ１及びＬｍ２のリップル電流は三角波のままである。
【００２９】
一方、リップル電圧は、図１（Ｄ）に示す如く図１（Ａ）中の上述した４つのノードａ〜ｄにおいて方形波となる。そして、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１の負荷抵抗Ｒoの両端に供給される出力電圧Ｖoは、非絶縁型の昇降圧ＤＣ‐ＤＣコンバータでありながら、入力電圧Ｖiと同極性である。また、パルス状のリップル電流がないので、このＤＣ‐ＤＣコンバータ１は低ノイズ特性である。
【００３０】
次に、図２を参照して、本発明による第１実施例のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の動作を詳細に説明する。図２（Ａ）は上述した図１（Ａ）と同様のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の回路図であり、（Ｂ）は図２（Ａ）中のスイッチＳがＯＮの場合における各ノードａ〜ｄの電位と電流の流れを示し、（Ｃ）はスイッチＳがＯＦＦの場合における各ノードａ〜ｄの電位と電流の流れを示す図である。
【００３１】
スイッチＳがＯＮのときには、図２（Ｂ）に示す如く、点線で示す如く全てのコイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌｍ２及びＬ２に励磁電流が流れ、入力電源Ｅから出力（負荷抵抗Ｒo）に電流が流れる。入出力コンデンサＣ１及びＣ２には放電方向の電流が流れる。他方、スイッチＳがＯＦＦのときには、図２（Ｃ）に示す如く、全てのコイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌｍ２及びＬ２にダイオードＤを介して開放電流が入力電源Ｅから出力（負荷抵抗Ｒo）へ流れる。この場合に、コンデンサＣ１及びＣ２の電流は、図２（Ｂ）におけるスイッチＳがＯＮのときとは逆方向となり、充電方向に流れる。
【００３２】
図２（Ｂ）及び図２（Ｃ）に示した各ノードａ〜ｄの電位は、後述するＬ１＝
Ｌ２(即ち、入力コイルＬ１のインダクタンス＝出力コイルＬ２のインダクタンス)、Ｌｍ１＝Ｌｍ２（即ち、第１中間コイルＬｍ１のインダクタンス＝第２中間コイルＬｍ２のインダクタンス）のときの値である。入力電圧の出力電圧の極性が同極性である。スイッチＳがＯＮのとき及びＯＦＦのときの何れにおいても入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２に電流が流れている（スイッチＳがＯＮのとき右上がりで、ＯＦＦのとき右下がりの三角波となり、急激に変化する方形波等のパルス波にならない）ことに注目されたい。
【００３３】
次に、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の動作解析を行う。この動作解析において、スイッチＳは理想スイッチ、ダイオードＤは理想ダイオード、スイッチＳがＯＮしている時間をｔon、スイッチＳがＯＦＦしている時間をｔoffとする。また、スイッチング周波数における入力コンデンサＣ１及び出力コンデンサＣ２のインピーダンスは充分小さく（静電容量が充分大きい）、入力コンデンサＣ１は入力電源Ｅの電圧に等しい電圧Ｖiの電圧源、出力コンデンサＣ２は出力電圧に等しい電圧Ｖoの電圧源と見なせるものとする。
【００３４】
（a）スイッチＳがＯＮのとき：
各ノードの電位（V「」）及び各コイルのリップル電流の大きさ（ΔI「」）の関係・・・式(１)
Vａ ＝ Vｂ
Vｃ ＝ Vａ + Vｏ
Vｄ ＝ Vａ - Vｉ
ΔIＬ１＋ΔIＬｍ２ ＝ ΔIＬｍ１＋ΔIＬ２
各コイルのリップル電流の大きさ（ΔI「」）（⇒は L１= L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(２)
ΔIL1 ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ×ton/L１⇒（Vｉ×ton/L１/2）
ΔILm1 ＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ×ton/Lｍ１
⇒（Vｉ×ton/Lｍ１/2）
ΔIL2 ＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ×ton/L２
⇒（Vｉ×ton/L２/2）
ΔILm2 ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ×ton/Lｍ２
⇒（Vｉ×ton/Lｍ２/2）
各ノードの電位（V「」）（⇒は L１= L２、及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(３)
Vａ ＝ （1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ⇒（Vｉ/2）
Vｂ ＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ⇒（Vｉ/2）
Vｃ ＝（1/L１+1/Lｍ２）/1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ+Vo⇒（Vｉ/2 + Vｏ）
Vｄ ＝ -（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ⇒（- Vｉ/2）
各コイルの両端電圧（V「」）（⇒は L１= L２、及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(４)
VＬ１ ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ ⇒（Vi/2）
VＬｍ１ ＝ 1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ ⇒（Vi/2）
VＬ２ ＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ ⇒（Vi/2）
VＬｍ２ ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｉ ⇒（Vi/2）
【００３５】
（b）スイッチＳがＯＦＦのとき：
各ノードの電位（V「」）及び各コイルのリップル電流の大きさ（ΔI「」）の関係・・・式(５)
Vａ＝ Vｃ + Vｉ
Vｂ＝ Vｃ - Vｏ
Vｃ＝ Vｄ
ΔIＬ１＋ΔIＬｍ２ ＝ ΔIＬｍ１＋ΔIＬ２
各コイルのリップル電流の大きさ（ΔI「」）（⇒は L１= L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(６)
ΔIＬ１＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ×toff/ L１
⇒（Vｏ×toff/L１/2）
ΔIＬｍ１＝1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+ 1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ×toff/Lｍ１
⇒（Vｏ×toff/Lｍ１/2）
ΔIＬ２＝（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ×toff/L２
⇒（Vｏ×toff/L２/2）
ΔIＬｍ２＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ×toff/Lｍ２
⇒（Vｏ×toff/Lｍ２/2）
各ノードの電位（V「」）（⇒は L１= L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(７)
Vａ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ+
Vｉ⇒（Vｉ+Vｏ/2）
Vｂ＝-（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ⇒（- Vｏ/2）
Vｃ＝（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ⇒（Vｏ/2）
Vｄ＝-（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ⇒（Vｏ/2）
各コイルの両端電圧（V「」）（⇒は L１= L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき）・・・式(８)
VＬ１＝-（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ ⇒（- Vｏ/2）
VＬｍ１＝-（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ ⇒（- Vｏ/2）
VＬ２＝-（1/L１+1/Lｍ２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ ⇒（- Vｏ/2）
VＬｍ２＝-（1/Lｍ１+1/L２）/（1/L１+1/Lｍ１+1/L２+1/Lｍ２）×Vｏ ⇒（- Vｏ/2）
【００３６】
コンバータとして正常に動作するための条件は以下である・・・式（９）
ΔI「」 （ON） ＝ ΔI「」（OFF） （式（２）＝ 式(６)）
V「」（ON）×ｔon＝-V「」（OFF）×ｔoff（式（４）＝ 式(８)）
「」は、コイルＬ１、Ｌｍ１、Ｌ２又はＬｍ２の何れかを示す。
この式を解くと、下記が得られる。
Vｏ＝Vｉ×ｔon/ｔoff＝Vｉ×D/（1-D）； D＝ｔon/（ｔon+ｔoff）・・・式(１０)
これは、このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、入出力電圧が同極性の昇降圧コンバータとして動作することを示している。以上より、本発明のコンバータは、入力コイル及び出力コイルのリップル電流が三角波で、非絶縁型でありながら入力電圧と出力電圧が同極性で、昇降圧型のコンバータとして動作する。
【００３７】
（c）入出力リップル電流の低減及びゼロリップル化：
次に、図３は、従来技術として知られているリップル電流の低減及びゼロリップル化の概念を示す。図３（Ａ）のように回路中に同じ両端電圧が発生する２個のコイルＬ１及びＬ２があったとき、図３（Ｂ）のようにこれら２個のコイルを同極性に磁気的結合させると、図３（Ｃ）の等価回路となる。これら両コイルＬ１及びＬ２が図３（Ｄ）の(a)に示す如き結合係数及び巻数比の関係にあるとき、各コイルのリップル電流は結合前の１／２に減少する。図３（Ｅ）の(b)に示す結合係数及び巻数比の関係にあるとき、コイルＬ１のリップル電流は結合前と変わらず、コイルＬ２のリップル電流はゼロ（ゼロリップル）となる。また、図３（Ｆ）の(c)に示す結合係数及び巻数比の関係にあるとき、コイルＬ１のリップル電流はゼロ（ゼロリップル）となり、コイルＬ２のリップル電流は結合前と変わらない。
【００３８】
上述した本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１においては、図１、式（４）及び式（８）に示したように、常にVＬ１＝VＬｍ２及びVＬ１＝VＬｍ２が成立する。特に、L１＝L２及びLｍ１＝Lｍ２のとき、VＬ１＝VＬｍ２＝VＬ１＝VＬｍ２が成立し、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２及び中間コイルＬｍ１、Ｌｍ２の全てのコイルの両端電圧波形が等しくなる。従って、これらのコイルＬ１−Ｌｍ２及びＬ２−Ｌｍ１を適切に結合させることにより、入力コイルＬ１及び／又は出力コイルＬ２のリップル電流を減少させることができる。
【００３９】
図１（Ｃ）には、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１のみを結合させて入力コイルＬ１のみをゼロリップル化した場合、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２のみを結合させて出力コイルＬ２のみをゼロリップル化した場合及び入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１及び出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２の両方を結合させて入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２の両方をゼロリップル化した場合のリップル電流波形を示している。この他にも、上述したリップル電流低減及びゼロリップル化の概念で示したように、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２の両方を巻線比＝1及び結合係数＝1で結合させれば、入出力コイルＬ１、Ｌ２及び中間コイルＬｍ１、Ｌｍ２の全てのリップル電流を結合前の１／２に減少させることも可能である。また、結合させるコイルの組み合わせを入れ換えて入力コイルＬ１と第２中間コイルＬｍ２、出力コイルＬ２と第１中間コイルＬｍ１を結合させても、同様の効果が得られる。
【００４０】
次に、図４は、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータ１の具体的な応用例を示す。バッテリや太陽電池等の不安定な直流電源６の出力電圧Ｖｉを、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ１により昇降圧安定化して、電気・電子回路、他のＤＣ‐ＤＣコンバータ、バッテリ等の負荷７に出力電圧Ｖoを供給する。そして出力電圧Ｖoが所望電圧になるようにフィードバックする既知のフィードバック制御部８にてスイッチＳのＯＮ時間を制御する。図４では、上述の如く入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２をそれぞれ適切に結合させて、入力コイルＬ１及び出力コイルＬ２のリップル電流を低減又はゼロリップル化している。
【００４１】
図４において、ＤＣ‐ＤＣコンバータ１は、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１中間コイルＬｍ１、第２中間コイルＬｍ２、入力（第１中間）コンデンサＣ１、出力（第２中間）コンデンサＣ２、スイッチＳ、ダイオードＤ及び負荷（出力）コンデンサＣｏにより構成されている。負荷７は負荷抵抗Ｒｏを含んでいる。更に、この負荷７に供給される出力電圧ＶｏをフィードバックしてスイッチＳのＯＮ時間を制御するフィードバック制御部８を備えている。
【００４２】
次に、図５及び図６を参照して、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の動作を説明する。図５及び図６は、入出力コイルＬ１、Ｌ２のリップル電流を１／２に低減（又は半減）する下記の条件でシミュレーションした結果の動作波形を示す。
Vｉ＝120V、 Vｏ＝50V
L１＝L２＝50μH、 Lｍ１＝Lｍ２＝50μH
C１＝C２＝5μF、 C＝100μF
Ｓ＝理想スイッチ、 Ｄ＝理想ダイオード
スイッチング周波数＝100ｋHz、 ｔon＝2.92μs
【００４３】
図５は、図４のＤＣ‐ＤＣコンバータ１の具体例においてコイルＬ１‐Ｌｍ１、Ｌ２‐Ｌｍ２の結合がない場合の動作波形を示す。図５（Ａ）〜（Ｄ）は、それぞれ入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１中間コイルＬｍ１及び第２中間コイルＬｍ２の両端電圧波形である。また、（Ｅ）〜（Ｈ）は、それぞれ入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１中間コイルＬｍ１及び第２中間コイルＬｍ２のリップル電流波形である。これら全てのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-Vｏ/2≒-25Vとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（２）及び式（６）の結果と一致している。
【００４４】
コイルのリップル電流は、ΔIＬ１＝ΔIＬ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒3.5A、ΔIＬｍ１＝ΔIＬｍ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒3.5Aとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（４）及び式（８）の結果と一致している。
【００４５】
一方、図６（Ａ）〜（Ｈ）は、図４に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ１の具体例において、入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２をそれぞれ下記の条件で結合させた場合の、図５（Ａ）〜（Ｈ）に対応する動作波形である。
巻数比
L１：Lｍ１間 ； ｎ１１ ＝ √（Lｍ１ / L１） ＝ 1
L２：Lｍ２間 ； ｎ２２ ＝ √（Lｍ２ / L２） ＝ 1
結合係数
L１：Lｍ１間 ； k１１ ＝ n１１ ＝ 1
L２：Lｍ２間 ； k２２ ＝ n２２ ＝ 1
全てのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-Vｏ/2≒-25Vとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（２）及び式（６）の結果と一致している。また、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２のリップル電流は、ΔIL１＝ΔIL2＝Vi/2/L×ｔon/2≒1.75A、ΔILm１＝ΔILm2＝Vｉ/2/L×ｔon/2≒1.75Aとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（４）及び式（８）の結果と一致している。
【００４６】
次に、図７及び図８に、本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータ１において、入出力コイルＬ１及びＬ２のリップル電流をゼロリップルにする下記の条件でシミュレーションした結果の動作波形を示す。
Vｉ＝120V、 Vｏ＝50V
L１＝L２＝118μH、 Lｍ１＝Lｍ２＝50μH
C１＝C２＝5μF、 C＝100μF
Ｓ＝理想スイッチ、 Ｄ＝理想ダイオード
スイッチング周波数＝100ｋHz、 ｔon＝2.92μs
【００４７】
図７は、図４に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ１におけるコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の結合がない場合の動作波形である。上述した図５及び図６（Ａ）〜（Ｈ）と同様に、（Ａ）〜（Ｄ）は各コイルの両端電圧波形、（Ｅ）〜（Ｈ）はリップル電流波形である。全てのコイルの両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-Vｏ/2≒-25Vとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（２）及び（６）の結果と一致している。また、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２のリップル電流は、ΔIＬ１＝ΔIＬ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒1.5A、ΔIＬｍ１＝ΔIＬｍ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒3.5Aとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（４）及び式（８）の結果と一致している。
【００４８】
また、図８は、図４に示すＤＣ‐ＤＣコンバータ１における入力コイルＬ１と第１中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２と第２中間コイルＬｍ２をそれぞれ下記の条件で結合させた場合の動作波形である。
巻数比
L１：Lｍ１間 ； ｎ１１ ＝ √（Lｍ１ / L１） ＝ 0.65
L２：Lｍ２間 ； ｎ２２ ＝ √（Lｍ２ / L２） ＝ 0.65
結合係数
L１：Lｍ１間 ； k１１ ＝ n１１ ＝ 0.65
L２：Lｍ２間 ； k２２ ＝ n２２ ＝ 0.65
【００４９】
全てのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２の両端電圧が等しく、スイッチＳがＯＮのときVｉ/2≒60V、スイッチＳがＯＦＦのとき-Vｏ/2≒-25Vとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（２）及び式（６）の結果と一致している。また、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌｍ１及びＬｍ２のリップル電流は、ΔIＬ１＝ΔIＬ２≒0A（ゼロリップル）、ΔIＬｍ１＝ΔIＬｍ２＝Vｉ/2/L×ｔon≒3.5Aとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式（４）及び式（８）の結果と一致している。
【００５０】
次に、本発明の他の実施例又は変形実施例について図９〜図１１を参照して説明する。図９は、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第２実施例の回路図を示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ２は、スイッチＳをバイポーラトランジスタで構成した例である。他の構成は、図１等を参照して上述した第１実施例のＤＣ‐ＤＣコンバータ１と同様であるので、詳細説明は省略する。
【００５１】
図１０は、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第３実施例の回路図を示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ３は、スイッチＳ及びダイオードＤをパワーＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）で構成した例である。パワーＭＯＳＦＥＴに並列に接続されているダイオードＤは、パワーＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードである。出力電圧が所望電圧になるようにフィードバック制御部８によりスイッチＳのＯＮ時間を制御する。スイッチＳのＯＦＦ期間にダイオードＤの代わりのパワーＭＯＳＦＥＴをＯＮ（同期整流）することにより、パワーＭＯＳＦＥＴでの電力損失を低減することができる。ＤＣ‐ＤＣコンバータ３の他の回路構成は、上述したＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様であるので、重複説明は省略する。
【００５２】
次に、図１１は、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第４実施例の回路図を示す。このＤＣ‐ＤＣコンバータ４の基本回路構成は図１０のＤＣ‐ＤＣコンバータ３と同じである。しかし、このＤＣ‐ＤＣコンバータ４の電力回路をよく見ると、左右(入出力)対称であることが分かる。スイッチＳのＯＮ時間を制御すると左側を入力とし右側を出力とする昇降圧コンバータとして動作することは既に述べた。左右対称の構成であるので同様に、ダイオードＤの代わりに使用したパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ時間を制御すると、右側を入力とし左側を出力とする昇降圧コンバータとしても動作する。即ち、このＤＣ‐ＤＣコンバータ４は、双方向昇降圧コンバータとしても動作する。図示したように、左側の直流電源６と負荷７が接続された直流電源バスから、右側のバッテリに昇降圧充電することができる。また、左側のバッテリから右側の直流電源バスに昇降圧放電することもできる。１つのＤＣ‐ＤＣコンバータ４で充電制御８ａと放電制御８ｂの両方が行えるので、充放電器を小型化することができる。また、昇降圧コンバータなので直流電源バスの電圧に対してバッテリ電圧の選択範囲を広く取ることができる。即ち、バッテリセル（太陽電池セル等）の直列接続数の選定の自由度が増加する。セルの容量（Ａｈ）でバッテリの電力量（Ｗｈ）を調節する他に、セルの直列接続数でもバッテリの電力量（Ｗｈ）を調節することができる。セルの容量が決まった離散的な値しかない場合に有利である。
【００５３】
以上、本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの好適な実施例について詳述した。しかし、斯かる実施例は本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではないことに留意されたい。本発明の要旨や精神を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【００５４】
上述の如く構成された本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータは、太陽電池を電力源とする電源システム・機器、バッテリを電力源とする電源システム・機器、バッテリ充放電システム・機器及び低ノイズであることが必要な電源システム・機器等への応用に好適である。
本発明の実施態様としては以下のような構成がある。
上記基本構成において、
前記入出力コイル及び前記中間コイルを磁気的に結合し、前記入出力コイルを流れるリップル電流を低減する構成、
前記スイッチング素子は，前記負荷への出力電圧が入力されるフィードバック制御手段により制御されるトランジスタによる構成。
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーＭＯＳトランジスタによる構成。
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーＭＯＳトランジスタにより構成され、それぞれ前記出力電圧及び入力電源電圧を入力とするフィードバック制御部により制御される構成。
前記入力電源は、複数のセルが直列接続された太陽電池である構成。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明によるＤＣ‐ＤＣコンバータの第１実施例の説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図２】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの動作説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）はスイッチＯＮ時の電流の流れ及び（Ｃ）はスイッチＯＦＦ時の電流の流れを示す。
【図３】入出力コイルのリップル電流の原理を説明する図である。
【図４】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの具体的応用例を示す図である。
【図５】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの各コイルのインダクタンスが５０μＨ且つコイル間の磁気的結合がない場合の動作波形図であり、（Ａ）〜（Ｄ）及び（Ｅ）〜（Ｈ）はそれぞれ入力コイル、出力コイル、第１及び第２中間コイルの両端電圧及びリップル電流波形を示す。
【図６】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの入出力コイルのインダクタンスが５０μＨ且つコイル間を磁気的結合した場合の図５（Ａ）〜（Ｈ）に対応する波形を示す。
【図７】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの入出力コイルのインダクタンスが１１８μＨ、中間コイルのインダクタンスが５０μＨ且つコイル間の磁気的結合がない場合の図５（Ａ）〜（Ｈ）に対応する波形図である。
【図８】図１に示すＤＣ‐ＤＣコンバータの各コイルのインダクタンスが図７と同じで且つコイル間の磁気的結合がある場合の図５（Ａ）〜（Ｈ）に対応する波形図である。
【図９】本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータの第２実施例の回路図である。
【図１０】本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータの第３実施例の回路図である。
【図１１】本発明のＤＣ‐ＤＣコンバータの第４実施例の回路図である。
【図１２】第１の従来ＤＣ−ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１３】第２の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１４】第３の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１５】第４の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１６】第５の従来ＤＣ‐ＤＣコンバータの説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は伝達関数、（Ｃ）はリップル電流、（Ｄ）はリップル電圧及び（Ｅ）はコイル電圧を示す。
【図１７】第６の従来ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００５６】
１〜４ ＤＣ‐ＤＣコンバータ
６ 直流電源（入力電源）
７ 負荷
８ フィードバック制御部
Ｌ１ 入力コイル
Ｌ２ 出力コイル
Ｌｍ１、Ｌｍ２ 中間コイル
Ｃ１ 入力コンデンサ
Ｃ２ 出力コンデンサ
Ｓ スイッチ（スイッチング素子）
Ｄ ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源の電圧を昇降圧して所望電圧の正極性の出力電圧を出力する非絶縁型のＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、
前記入力電源の両端間に直列接続された入力コイル、入力コンデンサ及び第２中間コイルと、負荷の両端間に直列接続された出力コイル、出力コンデンサ及び第１中間コイルと、前記入力コイル及び前記入力コンデンサの接続点と前記第１中間コイル及び前記出力コンデンサの接続点間に接続されたスイッチング素子と、前記入力コンデンサ及び前記第２中間コイルの接続点と前記出力コンデンサ及び前記出力コイルの接続点間に接続されたダイオードとを備えることを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記入出力コイル及び前記中間コイルを磁気的に結合し、前記入出力コイルを流れるリップル電流を低減することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記スイッチング素子は，前記負荷への出力電圧が入力されるフィードバック制御手段により制御されるトランジスタにより構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーＭＯＳトランジスタにより構成されることを特徴とする請求項１、２又は３に記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーＭＯＳトランジスタにより構成され、それぞれ前記出力電圧及び入力電源電圧を入力とするフィードバック制御部により制御されることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記入力電源は、複数のセルが直列接続された太陽電池であることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項１】
入力電源の電圧を昇降圧して所望電圧の正極性の出力電圧を出力する非絶縁型のＤＣ‐ＤＣコンバータにおいて、
前記入力電源の両端間に直列接続された入力コイル、入力コンデンサ及び第２中間コイルと、負荷の両端間に直列接続された出力コイル、出力コンデンサ及び第１中間コイルと、前記入力コイル及び前記入力コンデンサの接続点と前記第１中間コイル及び前記出力コンデンサの接続点間に接続されたスイッチング素子と、前記入力コンデンサ及び前記第２中間コイルの接続点と前記出力コンデンサ及び前記出力コイルの接続点間に接続されたダイオードとを備えることを特徴とするＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記入出力コイル及び前記中間コイルを磁気的に結合し、前記入出力コイルを流れるリップル電流を低減することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記スイッチング素子は，前記負荷への出力電圧が入力されるフィードバック制御手段により制御されるトランジスタにより構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーＭＯＳトランジスタにより構成されることを特徴とする請求項１、２又は３に記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーＭＯＳトランジスタにより構成され、それぞれ前記出力電圧及び入力電源電圧を入力とするフィードバック制御部により制御されることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記入力電源は、複数のセルが直列接続された太陽電池であることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のＤＣ‐ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２００９−１１１０９（Ｐ２００９−１１１０９Ａ）
【公開日】平成２１年１月１５日（２００９．１．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１７１６８８（Ｐ２００７−１７１６８８）
【出願日】平成１９年６月２９日（２００７．６．２９）
【出願人】（３０１０７２６５０）ＮＥＣ東芝スペースシステム株式会社 (62)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１月１５日（２００９．１．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年６月２９日（２００７．６．２９）
【出願人】（３０１０７２６５０）ＮＥＣ東芝スペースシステム株式会社 (62)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]