ＤＣ−ＤＣコンバーター
【課題】スイッチング方式の降圧タイプ、昇降圧タイプ、又は昇圧タイプのＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバーター動作させることなく、出力ノードＶＯＵＴもしくは出力ノードＶＯＵＴにつながる付加回路のＧＮＤ短絡を検出可能とする。
【解決手段】入力直流電圧ＶＩＮを所望の直流電圧に変換して出力ノードに出力するＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａにおいて該出力ノードＶＯＵＴに接続された平滑コンデンサＣＯＮＴと、該入力直流電圧を電源電圧とし、該平滑コンデンサを、該平滑コンデンサが該所望の電位を発生するよう充電するＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００と、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電流駆動能力より小さい電流駆動能力を有し、該出力ノードを充電する充電回路１００とを備えた。
【解決手段】入力直流電圧ＶＩＮを所望の直流電圧に変換して出力ノードに出力するＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａにおいて該出力ノードＶＯＵＴに接続された平滑コンデンサＣＯＮＴと、該入力直流電圧を電源電圧とし、該平滑コンデンサを、該平滑コンデンサが該所望の電位を発生するよう充電するＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００と、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電流駆動能力より小さい電流駆動能力を有し、該出力ノードを充電する充電回路１００とを備えた。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバーターに関し、直流電圧をスイッチ素子のオンオフ動作により降圧、昇降圧、又は昇圧する降圧タイプ、又は昇降圧タイプ、又は昇圧タイプのスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、出力側でのＧＮＤ短絡を保護する保護機能に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から携帯電話などのバッテリー駆動の電気機器では、バッテリーの電圧を電気機器を構成する各種回路部で必要な電圧に変換する必要があり、このような直流電圧の変換には例えばスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーターが用いられており、また、バッテリ駆動以外の電気機器においても、効率のよい電圧変換を行うためにＤＣ−ＤＣコンバーターが用いられている。
【０００３】
このようなＤＣ−ＤＣコンバーターにおいては、出力ノードもしくは出力ノードにつながる部品がＧＮＤ短絡した状態でＤＣ−ＤＣコンバーターが動作した場合、入力電源からＧＮＤ短絡した経路につながる部品に過電流が流れ、その電流値が部品の定格以上であった場合、この過電流により部品が破損したり、過熱により発煙あるいは発火したりする可能性がある。
【０００４】
そこで、これらのＤＣ−ＤＣコンバーターでは、その出力ノード、もしくは出力ノードにつながる部品（例えば、トランジスタ、コイル、ショットキーダイオード、出力容量等）がＧＮＤと短絡した場合にこれらの部品を保護する保護機能を搭載している。
【０００５】
図９は、このような保護機能を搭載した従来の昇降圧タイプのＤＣ−ＤＣコンバーターを説明するブロック図である。
【０００６】
このＤＣ−ＤＣコンバーター１０は、第一電源電圧ＶＩＮを所望の目標電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００と、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の出力ノードＶＯＵＴの電圧を、参照電源２１ａの基準電圧Ｖｒｅｆ２ａと比較する比較器（ＣＯＭＰ２）２２ａと、上記目標電圧を設定する抵抗分割回路３０とを有している。
【０００７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバーター１０は、該比較器２２ａの出力と該抵抗分割回路３０の出力とに基づいて、上記ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００を制御するＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路（以下、単に制御回路ともいう。）２００と、該制御回路２００からの第一の制御電圧をレベルシフトして昇圧するレベルシフタ４００と、上記第一電源電圧ＶＩＮから、これより電圧の低い第二電源電圧ＶＤＤを生成するシリーズレギュレーター３００とを有している。
【０００８】
ここで、レベルシフタ４００は、第一電源電圧ＶＩＮ及び第二電源電圧ＶＤＤの両方が供給され、これらの電源電圧から上記ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００を構成するトランジスタＱ１を制御するゲート電圧を出力するよう構成されている。また、このＤＣ−ＤＣコンバーター１０の出力ノードＶＯＵＴには、負荷回路３０００が接続されている。
【０００９】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、第一電源電圧ＶＩＮと接地電位との間に直列に接続された、抵抗Ｒｓ１、第一スイッチングトランジスタＱ１及び第一ダイオードＤ１を有し、この抵抗Ｒｓ１が電源ＶＩＮ側に接続され、第一ダイオードＤ１が接地側に接続され、第一スイッチングトランジスタＱ１がこれらの間に接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、これらのトランジスタＱ１と第一ダイオードＤ１との接続ノード（第一内部ノード）ＬＸ１と、上記出力ノードＶＯＵＴとの間には直列に接続されたコイルＬ１及び第二ダイオードＤ２を有し、該コイルＬ１が上記接続ノードＬＸ１側に接続され、第二ダイオードＤ２が出力ノードＶＯＵＴ側に接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、コイルＬ１と第二のダイオードＤ２との接続ノード（第二内部ノード）ＬＸ２と接地との間に接続された第二スイッチングトランジスタＱ２と、該出力ノードＶＯＵＴと接地との間に接続された出力コンデンサＣＯＵＴとを有している。ここで、第一スイッチングトランジスタＱ１はＰＭＯＳトランジスタであり、第二スイッチングトランジスタＱ２はＮＭＯＳトランジスタであり、第一スイッチトランジスタＱ１は、そのノードＬＸ１側端子が高耐圧になるよう形成され、第二スイッチトランジスタＱ２は、そのノードＬＸ２側端子が高耐圧になるよう形成されている。
【００１０】
また、上記抵抗分割回路３０は上記接地と出力ノードＶＯＵＴとの間に直列に接続された第一及び第二分圧抵抗ＲＦＢ１及びＲＦＢ２を有し、これらの分圧抵抗の接続点ＦＢの電位が上記ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００にフィードバック電圧として出力されるようになっている。ここで、第二分圧抵抗ＲＦＢ２は出力ノード側に接続され、第一分圧抵抗ＲＦＢ１は接地側に接続されている。また、上記出力ノードＶＯＵＴには負荷回路３０００が接続されている。
【００１１】
このような構成のスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーター１０では、第一電源電圧ＶＩＮが供給されると、第一電源電圧ＶＩＮがシリーズレギュレーター３００及びＤＣ−ＤＣコンバーター１０００に供給され、該レギュレータ３００では第一電源電圧ＶＩＮが第二電源電圧ＶＤＤに変換され、この第二電源電圧ＶＤＤがＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００及びレベルスシフタ４００に供給される。
【００１２】
降圧動作モードでは、第一スイッチングトランジスタＱ１のゲートに、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御信号（一定周期でＤｕｔｙ（デューティ）制御された駆動パルス）がレベルシフタ４００を介して印加され、第一スイッチングトランジスタＱ１がオンオフすることで、出力コンデンサＣＯＵＴには、抵抗分割回路３０で設定した所望の電圧が出力される。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００では、この抵抗分割回路３０からフィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、上記第一スイッチングトランジスタＱ１の駆動パルスのＤｕｔｙ（デューティ）が調整される。なお、降圧動作モードでは、第二スイッチングトランジスタＱ２はＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御電圧によりオフ状態に保持される。
【００１３】
また、昇圧動作モードでは、第二スイッチングトランジスタＱ２のゲートに、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御電圧（一定周期でＤｕｔｙ制御された駆動パルス）が印加され、第二スイッチングトランジスタＱ２がオンオフすることで、出力コンデンサＣＯＵＴには、抵抗分割回路３０で設定した所望の電圧が出力される。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００では、この抵抗分割回路３０からフィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、上記第二スイッチングトランジスタＱ２の駆動パルスのＤｕｔｙ（デューティ）が調整される。なお、昇圧動作モードでは、第一スイッチングトランジスタＱ１はＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御電圧によりオン状態に保持される。
【００１４】
また、このようなＤＣ−ＤＣコンバーター１０００の動作開始時には、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００は、比較器２２ａからの比較出力に基づいて、動作開始から予め設定されている設定時間が経過するまでに、出力ノードＶＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２ａよりも大きくなるか否かを判定している。また、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００は、設定時間が経過しても、出力ノードＶＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２ａよりも大きくならない場合は、ＧＮＤ短絡は生じていると判断し、一方、設定時間が経過するまでに、出力ノードＶＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなったときは、ＧＮＤ短絡が生じていないと判定する。ＧＮＤ短絡が生じていると判定したときは、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００は、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバーター部への電源電圧の供給を停止する（トランジスタＱ１をＯＦＦする）。
【００１５】
このように従来のＤＣ−ＤＣコンバーター１０では、ＤＣ−ＤＣコンバーターの出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤ短絡したことを検出するためには、一度ＤＣ−ＤＣコンバーターを起動した後、一定時間経過したときに、出力ノードＶＯＵＴの電圧が所定電圧を超えたか超えてないかでＧＮＤ短絡を確認するというものが一般的である。
【００１６】
このような出力短絡保護機能を実現する保護回路としては、特許文献１〜３にも上記図９で説明したＤＣ−ＤＣコンバーターの保護機能と同様、一旦、スイッチング電源を動作させることで、出力端子の状態を確認し、ＧＮＤ短絡があった場合、スイッチング（出力への電流供給）を止めるという保護回路の構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開昭６３−２７４３６３号公報
【特許文献２】特開昭６２−１６０１９号公報
【特許文献３】特開平１１−１３６８５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、従来の保護回路の方式では、ＤＣ−ＤＣコンバーターの起動後、出力ノードＶＯＵＴの電圧が所定電圧を超える（所定電圧まで出力ノードを充電する）までの時間、ＤＣ−ＤＣコンバーターを動作させる必要があり、この時、出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤに短絡していた場合、その期間中は短絡経路に向けて過電流が流れ続けるため、ＤＣ−ＤＣコンバーターの構成部品がダメージを受ける可能性がある。
【００１９】
また、回路動作中に、出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤに短絡した場合、ＧＮＤ短絡の判定結果を確認するため、出力ノードＶＯＵＴの電圧が判定電圧以下になってから一定期間の間、判定電圧以下の状態が継続することを、ＤＣ−ＤＣコンバーターを動作させた状態で確認する必要がある。このため、その期間中、短絡経路に向けて過電流が流れ続け、ＤＣ−ＤＣコンバーターの構成部品がダメージを受ける可能性がある。
【００２０】
また、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を継続する時間は回路条件（入力電圧、発振周波数、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の回路定数）によって変更が必要であり、その値が適正値に対し短い場合は誤判定を起こし、適正値に対して長い場合は部品がダメージを受ける時間が延びるという問題がある。
【００２１】
本発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させることなく、出力ノード、もしくは出力ノードにつながる部品のＧＮＤ短絡を検出することができ、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の構成部品がダメージを受けることを回避することができるＤＣ−ＤＣコンバーターを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバーターは、入力直流電圧を所望の直流電圧に変換して出力ノードに出力するＤＣ−ＤＣコンバーターであって、該出力ノードに接続された平滑コンデンサと、該入力直流電圧を電源電圧とし、該平滑コンデンサを、該平滑コンデンサが該所望の電位を発生するよう充電するＤＣ−ＤＣコンバーター部と、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電流駆動能力より小さい電流駆動能力を有し、該出力ノードを充電する充電回路とを備えたものであり、そのことにより上記目的が達成される。
【００２３】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記出力ノードの電圧と第一基準電圧とを比較する第一比較器を有し、該出力ノードの電圧が、該第一基準電圧以下である場合、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を停止させ、該出力ノードの電圧が該第一基準電圧より高い場合、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させることが好ましい。
【００２４】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記出力ノードの電圧が、前記第一基準電圧以下である場合、前記充電回路による前記出力ノードの充電を行い、該第一基準電圧より高い場合、前記充電回路による該出力ノードの充電を停止させることが好ましい。
【００２５】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記出力ノードの電圧に拘わらず、前記充電回路による該出力ノードの充電を常に行うことが好ましい。
【００２６】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記出力ノードの電圧と第二基準電圧とを比較する第二比較器を有し、前記出力ノードの電圧が第二基準電圧以下であるときは第一エラー信号を出力することが好ましい。
【００２７】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記第一基準電圧と第二基準電圧とを同電圧としたことが好ましい。
【００２８】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記第一エラー信号を該ＤＣ−ＤＣコンバーターの外部に出力するための第一エラー出力端子を有することが好ましい。
【００２９】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記充電回路の電源と前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電源とを共通とする回路構成を用いていることが好ましい。
【００３０】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記入力電源電圧を調整するシリーズレギュレーターを備え、前記充電回路の電源電圧は、該シリーズレギュレーターから供給する回路構成を用いていることが好ましい。
【００３１】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記充電回路は定電流源回路により構成されていることが好ましい。
【００３２】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記充電回路は、抵抗素子により構成されていることが好ましい。
【００３３】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記充電回路は、該充電回路による前記出力ノードの充電を開始あるいは停止するスイッチを有し、該スイッチはＮＭＯＳトランジスタのみで構成されていることが好ましい。
【００３４】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を、前記入力電源電圧と第一内部ノードとの間に直列に接続された、該入力電源電圧側の抵抗素子及び該第一内部ノード側の第一スイッチと、該第一内部ノードから前記出力コンデンサへの充電経路に設けられたコイルとを有する回路構成とし、該抵抗素子と該第一スイッチとの接続ノードの電圧を第三基準電圧と比較する第三比較回路をさらに備え、該第三比較回路の比較結果に基づいて該抵抗素子の両端の短絡を判定することが好ましい。
【００３５】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、該第一の内部ノードの電圧を第四基準電圧と比較する第四比較回路をさらに備え、前記充電回路の充電により、該第一内部ノードである前記第一スイッチのコイル接続側の端子に発生した電圧に応じて、該第一スイッチの両端の短絡を判定することが好ましい。
【００３６】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作開始条件を、前記出力ノードの電圧が前記第一基準電圧より高く、かつ、前記第一内部ノード電圧が、前記第四基準電圧より低い場合とし、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作停止条件を、前記出力ノードの電圧が前記第一基準電圧より低い場合とすることが好ましい。
【００３７】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記第二比較器及び前記第四比較器の出力結果に応じて、前記第一スイッチの両端の短絡状態を示す第二エラー信号を外部に伝達する第二エラー出力端子を有することが好ましい。
【００３８】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を起動する前に、前記充電回路により前記出力ノードに接続されている平滑コンデンサを充電することで、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部を起動した時に該平滑コンデンサに向けて流れる突入電流を抑制することが好ましい。
【００３９】
本発明に係る制御システムは、述した本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバーターを制御する制御システムであって、前記第一あるいは第二エラー出力信号を入力信号とするマイクロコンピュータを備え、該マイクロコンピュータが、一定時間以上、前記第一あるいは第二エラー信号が継続したことを検出したとき、該マイクロコンピュータからの制御信号により、前記ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンするものであり、そのことにより上記目的が達成される。
【００４０】
本発明に係る制御システムは、本発明に係る制御信号ステップは、上述した本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバーターを制御する制御システムであって、タイマー回路を有し、該タイマー回路によって、一定時間以上、前記第一あるいは第二のエラー出力が継続したことを検出したとき、前記ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンするものであり、そのことにより上記目的が達成される。
【００４１】
本発明の作用について説明する。
【００４２】
本発明においては、ＤＣ−ＤＣコンバーターの出力ノードを充電する充電経路として、ＤＣ−ＤＣコンバーターによる従来の充電経路とは別に、充電回路による充電経路を有することとなり、回路起動時は、出力ノードの電圧が所定電圧を超えるまで、ＤＣ−ＤＣコンバーターではなく、別途設けた充電回路により出力ノード、つまりこの出力ノードに接続されている平滑コンデンサを充電し、出力ノードの電圧が所定電圧を超えると、充電回路からの充電を停止し、ＤＣ−ＤＣコンバーターを動作させる。
【００４３】
但し、充電回路の充電電流がＤＣ−ＤＣコンバーターの制御に影響を与えない程度に少ない場合、もしくは、出力ノードの電圧に影響を及ぼさないレベルで充電回路による充電電圧に電圧リミッタがかかる場合は、充電回路を停止する必要はない。
【００４４】
また、出力ＶＯＵＴが所定電圧以下になるとＤＣ−ＤＣコンバーターを停止し、充電回路からの充電を始める。
【００４５】
このような構成では、ＤＣ−ＤＣコンバーターの起動時、既に出力ノードＶがＧＮＤに短絡していた場合、出力ノードの電圧が上昇しないため、ＤＣ−ＤＣコンバーター部は動作せず、電源から出力ノードに至る経路に過電流が流れるのを回避できる。
【００４６】
また、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作中に出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤ短絡した場合でも、従来は、ＧＮＤ短絡の判定結果を確認するために、ＧＮＤ短絡の検出後も一定期間の間、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作を継続する必要があったが、本発明では、判定直後にＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作を停止し、別途設けた、ＤＣ−ＤＣコンバーター部より駆動能力の小さい充電回路１００により、出力ノードを充電する状態にし、この状態で判定結果の確認を行うため、過電流が流れる時間を少なくできる。
【００４７】
また、回路起動時にＧＮＤ短絡判定を開始するまでの時間の設計、およびＤＣ−ＤＣコンバーター動作中にＧＮＤ短絡判定結果を確認するための時間の設計をする必要もなくなる。この結果、従来、判定時間のカウントを行うためにタイマー回路を制御回路などに内蔵していた場合は、そのタイマー回路を削減することも可能となる。
【００４８】
また、従来回路では、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチする、つまりＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を停止することでしか、過電流を止めることができなかったが、本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の他にＤＣ−ＤＣコンバーター部より駆動能力の小さい充電回路を設けているので、ＤＣ−ＤＣコンバーターが停止するようＧＮＤ短絡検出状態をラッチする設計と、ＤＣ−ＤＣコンバーターが通常動作に復帰できるようＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計の両方で過電流を止めることができるようになる。
【００４９】
つまり、具体的には、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計は、ＧＮＤ短絡判定によりＧＮＤ短絡が生じていると判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作は停止するが、充電回路の動作は停止せずにこの充電回路により出力ノードＶＯＵＴの充電を行う設計であり、ＧＮＤ短絡が検出された場合にも、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を完全に停止させないものである。
【００５０】
一方、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチする設計は、ＧＮＤ短絡判定によりＧＮＤ短絡が生じていると判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作は停止し、さらに、充電回路の動作をも所定時間後に停止させるようにする設計であり、ＧＮＤ短絡が検出された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を完全に停止させるものである。
【００５１】
そして、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計にすることで、ＧＮＤ短絡が解消された場合や、ノイズによりＧＮＤ短絡を誤判定してしまった場合、ＤＣ−ＤＣコンバーターを構成するＬＳＩチップにその外部からリセット信号を入力せずとも、自動で、ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路動作を通常状態に復帰させることが可能となる。
【００５２】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバーターでは、あらかじめ充電回路から所定電圧を超える電荷を出力平滑コンデンサに充電してから、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作が開始されることとなり、この所定電圧の充電によりＤＣ−ＤＣコンバーターの動作開始時に、出力平滑コンデンサに向けて流れ込む突入電流量を低減することができる。
【発明の効果】
【００５３】
以上のように、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバーターによれば、ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させることなく、出力ノードもしくは出力ノードにつながる負荷のＧＮＤ短絡を検出することができ、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の構成部品がダメージを受けるのを回避することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】図１は、本発明の実施形態１によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図１（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図１（ｂ）は充電回路にアナログスイッチを用いた例を示し、図１（ｃ）は充電回路にカレントミラー回路を用いた例を示している。
【図２】図２は、本発明の実施形態２によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図２（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図２（ｂ）は第二比較器の構成例を示している。
【図３】図３は、本発明の実施形態３によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図である。
【図４】図４は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図４（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図４（ｂ）は第二比較器の詳細な構成を示している。
【図５】図５は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、短絡がない場合の起動波形を示す図である。
【図６】図６は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、安定動作中にＧＮＤ短絡が発生した場合の波形を示す図である。
【図７】図７は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、ＧＮＤ短絡時の起動波形を示す図である。
【図８】図８は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、ＶＩＮ−ＬＸ１短絡時の起動波形を示す図である。
【図９】図９は、保護機能を搭載した従来の昇降圧タイプのＤＣ−ＤＣコンバーターを説明するブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００５５】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００５６】
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態１によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図１（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図１（ｂ）は充電回路にアナログスイッチを用いた例を示し、図１（ｃ）は充電回路にカレントミラー回路を用いた例を示している。
【００５７】
この実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａは、図９に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバーター１０の構成に加えて、出力ノードＶＯＵＴを充電する充電回路１００を備えたものであり、この充電回路１００は、シリーズレギュレーター３００の出力と第一内部ノードＬＸ１との間に直列に接続された抵抗Ｒｃ及びスイッチＱ３を有し、抵抗Ｒｃはシリーズレギュレーター３００の出力側に接続され、スイッチＱ３は接続ノードＬＸ１側に接続されている。このスイッチＱ３は、内部ノードＬＸ１側端子を高耐圧化したＮＭＯＳトランジスタで構成されている。また、この実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、従来のＤＣ−ＤＣコンバーター１０における比較器２２に代わる第一比較器１２を有しており、この実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ａは、従来のＤＣ−ＤＣコンバーター１０におけるＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００の機能に加えて、第一比較器１２での参照電源１１の第一基準電圧Ｖｒｅｆ１と出力ノードの電圧ＶＯＵＴとの比較結果に応じて、充電回路１００による充電モードと、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００による電圧変換モードとを切り替えるよう構成されている。
【００５８】
なお、ここでは、上記充電回路１００はスイッチＱ３をＮＭＯＳトランジスタで構成しているが、スイッチＱ３は、図１（ｂ）に示すように、ＰＭＯＳトランジスタＱ３ａとＮＭＯＳトランジスタＱ３ｂとを並列接続してなるアナログスイッチとしてもよい。この場合、スイッチＱ３を単一のＮＭＯＳトランジスタで構成した場合に比べて、スイッチのオンオフ特性を改善することができる。
【００５９】
また、上記充電回路１００は、図１（ｃ）に示すようにカレントミラー回路１００ａで構成してもよい。つまり、このカレントミラー回路１００ａは、シリーズレギュレーター３００の出力と接地との間に直列に接続された、レギュレータ側のＰＭＯＳトランジスタＱ３１と接地側の定電流源Ａと、シリーズレギュレーター３００の出力と上記第一内部ノードＬＸ１との間に直列に接続された、レギュレータ側のＰＭＯＳトランジスタＱ３２と内部ノードＬＸ１側のＮＭＯＳトランジスタＱ３３とから構成されている。このＮＭＯＳトランジスタは、内部ノードＬＸ１側端子を高耐圧化したものである。
【００６０】
以下、本実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａについて詳述する。
【００６１】
本実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａは、短絡保護回路を備えたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーターであり、このＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａを構成するＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、降圧、昇降圧、昇圧のすべてのモードに対して対応可能な回路構成としている。
【００６２】
このＤＣ−ＤＣコンバーター１０００は、図１（ａ）に示すように、電流検出抵抗Ｒｓ１、ＰＭＯＳトランジスタからなる第一スイッチＱ１、ＮＭＯＳトランジスタからなる第二スイッチＱ２、コイルＬ１、第一ショットキーダイオードＤ１、第二ショットキーダイオードＤ２、出力ノードＶＯＵＴの平滑コンデンサ（平滑容量）ＣＯＵＴを有している。電流検出抵抗Ｒｓ１はＤＣ−ＤＣコンバーターの電源ＶＩＮと第一スイッチＱ１との間に接続されており、第一スイッチＱ１の電流検出抵抗Ｒｓ１に接続されていない方の端子は、コイルＬ１と第一ショットキーダイオードＤ１のカソードの接続ノード（第一内部ノードＬＸ１）に接続されている。第一ショットキーダイオードＤ１のアノード側はＧＮＤに接続されている。コイルＬ１のノードＬＸ１と反対側の端子をノード（第二内部ノード）ＬＸ２とする。ノードＬＸ２には第二スイッチＱ２と第二ショットキーダイオードＤ２のアノード側が接続されている。第二スイッチＱ２のノードＬＸ２と反対側の端子はＧＮＤに接続されている。第二ショットキーダイオードＤ２のカソード側の端子はＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の出力ノードＶＯＵＴであり、この出力ノードＶＯＵＴとＧＮＤの間には、平滑コンデンサＣＯＵＴが接続されている。
【００６３】
このＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御信号によりスイッチＱ１及びＱ２をスイッチングさせることで、出力ノードＶＯＵＴの電圧を制御する。
【００６４】
降圧モードでは、スイッチＱ１のみをスイッチングさせる。このモードでは、スイッチＱ２を常時ＯＦＦ状態にしておく。また、昇降圧モードではスイッチＱ１及びＱ２をスイッチングさせる。昇圧モードでは、スイッチＱ２のみをスイッチングさせる。この昇圧モードでは、スイッチＱ１は、ＤＣ−ＤＣコンバーター動作時には常時ＯＮ状態にしておく。
【００６５】
また、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００の出力が電源電圧ＶＤＤであるのに対し、第一スイッチＱ１はソース端子の接続先の最高電圧が電源電圧ＶＩＮであるＰＭＯＳトランジスタで構成されているため、このＰＭＯＳトランジスタを完全にＯＦＦさせるための制御信号を作る必要がある。このため、このＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御信号のレベルを、電源電圧ＶＤＤレベルから電源電圧ＶＩＮレベルに変換するレベルシフタ４００を通して、スイッチＱ１を制御するようにしている。
【００６６】
このような構成の本実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の代わりに出力ノードＶＯＵＴを充電する充電回路１００と、出力ノードＶＯＵＴの電圧をモニターし、基準電圧１１（Ｖｒｅｆ１）と比較する比較器１２（ＣＯＭＰ１）とを備え、比較器１２（ＣＯＭＰ１）の出力をＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００に入力することで、充電回路１００とＤＣ−ＤＣ回路１０００の動作を制御するようにしている。
【００６７】
このため、本実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、出力ノードＶＯＵＴの電圧が基準電圧１１（Ｖｒｅｆ１）以下であれば、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００を停止させ、充電回路１００より出力ノードＶＯＵＴの充電を行い、出力ノードＶＯＵＴの電圧が基準電圧１１（Ｖｒｅｆ１）より高くなれば、充電回路１００による出力ノードＶＯＵＴの充電を停止し、ＤＣ−ＤＣコンバーター回路１０００の動作を開始する。
【００６８】
なお、上記実施形態では、出力ノードＶＯＵＴの電圧が基準電圧１１（Ｖｒｅｆ１）より高ければ、充電回路１００による出力ノードＶＯＵＴの充電を停止しているが、これに限るものではない。
【００６９】
例えば、上記充電回路１００の充電電流がＤＣ−ＤＣコンバーター部による電圧変換動作に影響を与えないぐらい少ない場合、または、充電回路１００による出力コンデンサの充電電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバーターの出力電圧以下で電圧リミットがかかっている場合に限り、充電回路１００による充電を制御する必要がなく、このため、充電回路は常時充電状態にするようにしてもよい。これにより、充電回路を制御する機構と制御信号線を削減できるという効果がある。
【００７０】
なお、出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤに短絡し、出力ノードの電圧ＶＯＵＴが上昇しなかった場合、上記ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａの回路システムでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の動作による過電流が発生しなくなる代わりに、上記充電回路１００の電流が、ＧＮＤ短絡状態が解消されるまで流れ続けることとなる。そこで、ＧＮＤ短絡した場合の、上記消費電流を停止する対策を講じた実施形態を以下に実施形態２として説明する。
（実施形態２）
図２は、本発明の実施形態２によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図２（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図２（ｂ）は第二比較器の詳細な構成を示している。
【００７１】
この実施形態２によるＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｂは、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａにおいて、出力ノードＶＯＵＴの電圧を第二基準電源２１の電圧（Ｖｒｅｆ２）と比較する第二比較器２２を備え、さらに、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ａに代えて、この制御回路２００ａの機能に加えて、該第二比較器２２の出力に基づいてエラー信号（ＥＲＲＯＲ）を出力するＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｂを備えたものである。また、このＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｂでは、上記エラー信号を、ＬＳＩチップとして構成されたＤＣ−ＤＣコンバーターの外部に出力するためのエラー出力端子が設けられている。ここで、エラー信号は、ＧＮＤ短絡異常を示すものであり、エラー出力端子から出力されたエラー信号は、マイクロコンピュータなどの外部の制御部に伝達される。そして、この実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｂは、マイクロコンピュータが、このエラー信号が定時間以上継続することを検出したとき、上記マイクロコンピュータによりＤＣ−ＤＣコンバーターの電源がシャットダウンされるよう構成されている。これにより、充電回路１００の充電動作が止まることとなる。
【００７２】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源のシャットダウンは、制御回路２００ｂのエラー出力端子から出力されたエラー信号に基づいて外部のマイクロコンピュータで行う場合に限定されるものではなく、例えば、上記ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｂ内にタイマーを内蔵し、一定期間以上、出力ノードの電圧ＶＯＵＴの上昇が確認できなければ、上記第二比較器２２からのエラー信号を受けた制御回路２００ｂにより、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウン状態にするようにしてよい。これにより、充電回路１００の充電動作が止まることとなる。
【００７３】
上記のように、出力ノードの電圧の上昇が一定期間以上の間確認できない場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンする機能を追加することにより、ＧＮＤ短絡時に充電回路１００が短絡状態の出力ノードに流す充電電流すら停止することが可能になるという効果がある。
【００７４】
なお、上記基準電源２２の電圧（Ｖｒｅｆ２）は、誤シャットダウンを防止するために、基準電源２１の電圧、つまりモード切替え判定用の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）以上とする。
【００７５】
また、上記実施形態では詳しく述べていないが、この実施形態１及び２のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ａおよび２００ｂは、その入力端子ＦＢに入力される電圧レベルに応じてＤＣ−ＤＣコンバーターのスイッチングＤｕｔｙ（周期固定の場合）、又は周期（ＯＮ時間固定の場合）の制御を行う機能を有しており、この入力端子ＦＢからの信号（ＦＢ信号ともいう。）として、出力ノードＶＯＵＴの電圧を抵抗ＲＦＢ１及び抵抗ＲＦＢ２により分圧した電圧を使用することで、ＲＦＢ１：ＲＦＢ１＋ＲＦＢ２の比によって、出力ノードＶＯＵＴの出力電圧の設定ができる。この出力ノードＶＯＵＴの電圧をモニターするためのノード（つまり、電源電圧低下検出電圧用ノードＵＶＰ、及びフィードバック電圧用ノードＦＢ）を出力ノードＶＯＵＴの抵抗分圧で作製することにより、第二比較器２２（ＣＯＭＰ２）や制御回路２００を低耐圧部品で構成できるというさらなる効果が得られる。
【００７６】
図２（ｂ）は、出力ノードＶＯＵＴの電圧を抵抗分割してモニター信号（ＵＶＰ信号）を作成するための構成を、第二比較器を例に挙げて示している。なお、図中２２２は、第二比較器の出力を反転してエラー信号（ＥＲＲＯＲ）を出力するインバータである。
【００７７】
このような回路構成を用いることにより、抵抗分圧比（ＲＵＶＰ１：ＲＵＶＰ１＋ＲＵＶＰ２、ＲＦＢ１：ＲＦＢ１＋ＲＦＢ２）を調整することで、容易に出力ノードＶＯＵＴの電圧の設定電圧や、第二比較器２２がエラー出力信号ＥＲＲＯＲを出力するための参照電位（設定電圧）を調整できるというさらなる効果が得られる。
【００７８】
また、上記、ＥＲＲＯＲ出力判定するための基準電圧２１（Ｖｒｅｆ２）を、モードの切替え判定電圧１１（Ｖｒｅｆ１）と同じ電圧値にすることで、ＧＮＤ短絡判定用比較器２２（ＣＯＭＰ２）とＲＵＶＰ１とＲＵＶＰ２を削減した回路構成にすることが可能になる。
【００７９】
また、実施形態１及び２では、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００と充電回路１００は、電源電圧を電源電圧ＶＩＮとするシリーズレギュレーター３００の出力電圧ＶＤＤを電源電圧として使用する構成としており、充電回路１００は、電源電圧（ＶＤＤ）を電流チャージ用の抵抗Ｒｃにつなぎ、この抵抗Ｒｃのもう一方の端子は、充電回路１００の接続スイッチＱ３を介してノードＬＸ１につなぐ構成となっている。
【００８０】
上記実施形態１及び２のＤＣ−ＤＣコンバーターでは、充電回路１００の接続スイッチＱ３として、そのＬＸ１側の端子を高耐圧化した高耐圧のＮＭＯＳトランジスタを使用しており、このＮＭＯＳトランジスタＱ３の耐圧を、その接続先の最高電位以上とすることで充電回路１００の停止時（つまりＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作時）に、充電回路１００に向けて電流が逆流しない回路を実現している。
【００８１】
上記実施形態１及び２では、ＮＭＯＳトランジスタＱ３の接続先をノードＬＸ１としているため、上記ＮＭＯＳトランジスタＱ３の耐圧は、ノードＬＸ１の最高電位となる電源電圧ＶＩＮ以上の耐圧が必要となるが、ＮＭＯＳトランジスタＱ３の接続先をノードＬＸ２とする場合は、ノードＬＸ２の最高電位（つまり、出力ノードＶＯＵＴの最大出力電圧＋ショットキーダイオードＤ２の閾値電圧Ｖｆ）以上の耐圧が必要となる。但し、実施形態１及び２のＤＣ−ＤＣコンバーターでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００の電源電圧を電圧ＶＤＤとしているため、ＮＭＯＳトランジスタＱ３をＯＮするためのゲート電圧も電圧ＶＤＤであることから、出力ノードＶＯＵＴを充電できる最大電圧値は、［電圧ＶＤＤ−ＮＭＯＳトランジスタのスレッショルド電圧Ｖｔ−ショットキーダイオードＤ２の閾値Ｖｆ］で示される電圧でリミットがかかっている状態となり、参照電源１１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）は最高でも、上記電圧値以下に設定しなければならない。
【００８２】
また、上記参照電源１１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）の電圧設定値の制限を［ＶＩＮ−ＮＭＯＳトランジスタのスレッショルド電圧Ｖｔ−ショットキーダイオードＤ２のＶｆ］まで広げるための手法として、充電回路１００の接続スイッチＱ３をアナログスイッチ（図１（ｂ）参照）で構成するという方法がある。ただし、この場合は、スイッチＱ３がＯＦＦした時に、スイッチＱ３の接続先のノードＬＸ１から充電回路１００へ向けての電流の逆流を防止するための条件として、スイッチＱ３の接続先であるノードＬＸ１の最高電位（電源電位ＶＩＮ）以上の電圧が、スイッチＱ３のＯＦＦ信号として要求されるため、スイッチＱ３の制御信号（ゲート信号）の電圧レベルを電源電圧ＶＤＤから電源電圧ＶＩＮに変換するレベルシフタ回路の追加が必要となる。
【００８３】
本発明の実施形態２の回路システムにおいては、この充電回路１００の電流能力と、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）と、出力コンデンサＣＯＵＴの容量値が、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源投入からＤＣ−ＤＣコンバーター部の起動が開始されるまでの時間を設計する主な設計要素となる。
【００８４】
実施形態２のように、充電回路１００を電流制限抵抗Ｒｃを用いて設計した場合、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源投入からＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作開始までの時間Ｔは、電流制限抵抗Ｒｃの接続先の電源電圧と基準電圧（Ｖｒｅｆ１）の比と、ＣＲの時定数の式から計算できる。（但し、モード切替えスイッチ（トランジスタＱ３）のＯＮ抵抗と、負荷回路２０００等の負荷電流を考慮していない。）
例１：電圧比が１０％ならＴ＝０．１τ＝０．１×Ｖ（ＣＯＵＴ）×Ｖ（Ｒｃｈａｒｇｅ）
例２：電圧比が６３％ならＴ＝τ＝ Ｖ（ＣＯＵＴ）×Ｖ（Ｒｃｈａｒｇｅ）
例３：電圧比が９０％ならＴ＝２．３τ＝２．３× Ｖ（ＣＯＵＴ）×Ｖ（Ｒｃｈａｒｇｅ）
ここで、Ｖ（ＣＯＵＴ）は出力コンデンサＣＯＵＴの容量を示し、Ｖ（Ｒｃｈａｒｇｅ）は電流制限抵抗Ｒｃの抵抗値を示している。
【００８５】
また、上記充電回路１００を図１（ｃ）に示すように、定電流源回路で設計した場合、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源投入からＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作開始までの時間Ｔは、Ｖ（ＣＯＵＴ）×Ｖｒｅｆ１÷Ｖ（Ｉｃｈａｒｇｅ）の式で設計できる。（但し、Ｖ（Ｉｃｈａｒｇｅ）は充電回路の定電流値とし、計算条件は負荷回路２０００等の負荷電流を考慮していない。）
このように起動時間に関するパラメーターである、電流制限抵抗Ｒｃの接続先の電源電圧を、電源電圧ＶＩＮやシリーズレギュレーター３００の出力電圧ＶＤＤから選ぶこと、また、充電回路１００の回路構成を、抵抗を含む回路構成や定電流源回路から選ぶことで、起動時間の設計を容易にできるという効果が得られる。
【００８６】
また、出力ノードの電圧ＶＯＵＴが低下している状態から、出力ノードＶＯＵＴの電圧を上昇（自動復帰）させるためには、充電回路１００は、出力ノードＶＯＵＴに接続される負荷回路２０００、フィードバック入力端子ＦＢ、抵抗分割回路を構成する抵抗（例えば、抵抗ＲＦＢ１、ＲＦＢ２、ＲＵＶＰ１、ＲＵＶＰ２）が電流を引いても、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）以上の電圧を発生させる必要があるが、負荷回路２０００の消費電流によっては実現が困難となる可能性もある。
【００８７】
例えば、充電回路１００の充電電流に対し、負荷回路２０００の消費電流が多く、自動復帰設計が不可能な場合が考えられるが、この場合の対策案として、負荷回路２０００にスタンバイ端子がある場合に限り、出力ノードＶＯＵＴの電圧の低下を外部に伝達するためのエラー信号ＥＲＲＯＲを、負荷回路２０００のスタンバイ入力端子に入力することによって、出力ノードＶＯＵＴの電圧の低下時には、負荷回路２０００がシャットダウンされ、負荷電流をほぼゼロにすることで、出力ノードＶＯＵＴの電圧の自動復帰設計が可能となる。
【００８８】
また、負荷回路２０００が発光ダイオードＬＥＤである場合は、［ＬＥＤの閾値Ｖｆ×直列数］で示される電圧以上に出力ノードＶＯＵＴの電圧が上昇するまで、負荷電流が流れないため、モード切替え電圧、つまり参照電圧（Ｖｒｅｆ１）を、上記［ＬＥＤの閾値Ｖｆ×直列数］の値の半分以下程度にしておけば、負荷電流を停止する機構は不要と考えられる。
【００８９】
また、負荷回路２０００が発光ダイオード（ＬＥＤ）である場合、フィードバック電圧としては以下の電圧を用いる。通常、発光ダイオードの駆動回路には、発光ダイオードと直列に接続された定電流回路を有するものと、発光ダイオードと直列に接続された電流設定用抵抗を有するものとがある。そこで、定電流源を有する駆動回路では、発光ダイオードのカソード側の、定電流源に接続された端子の電圧をフィードバック電圧として用いる。また、抵抗素子を有する駆動回路では、発光ダイオードの、電流設定用抵抗との接続ノードの電圧をフィードバック電圧として用いる。このようなフィードバック電圧をＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路に帰還として返すことで、消費電力を最適な状態に自動調整することが可能となる。
【００９０】
フィードバック電圧ＶＦＢをつくるための抵抗（ＲＦＢ１、ＲＦＢ２）の抵抗値の設計に関しては、充電電流設計値に対して、抵抗分割の経路に流れる電流値は十分小さい方がよいため、抵抗の値は大きくすることが望ましい。
【００９１】
また、出力ノードＶＯＵＴの電圧が低下している状態から、通常のＤＣ−ＤＣコンバーター動作状態にするための条件として、上記充電回路１００が出力できる最大電圧よりも、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を低く設定する必要があることは言うまでもない。
（実施形態３）
図３は、本発明の実施形態３によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図である。
【００９２】
この実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｃは、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｂにおいて、抵抗Ｒｓ１とスイッチＱ１との接続ノードの電圧を第三基準電源３１の電圧（Ｖｒｅｆ３）と比較する第三比較器３２を備え、さらに、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｂに代えて、この制御回路２００ｂの機能に加えて、該第三比較器３２の出力に基づいて、スイッチＱ１を制御するＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路３００ｃを備えたものである。
【００９３】
つまり、この実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｃでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００における、電流検出抵抗Ｒｓ１と第一スイッチＱ１との接続ノードの電圧と、第三参照電源３１の基準電圧（Ｖｒｅｆ３）とが、比較器３２（ＣＯＭＰ３）によって比較され、その判定結果がＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｃに入力されるようになっている。
【００９４】
このようなＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｃでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００に流れる電流値を電圧値に変換する抵抗素子Ｒｓ１により発生する端子電圧値が、設定した基準電圧３１（Ｖｒｅｆ３）より低かった場合、設定値以上の電流がＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００に流れたと判定され、その判定結果がＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｃに通知されると、この制御回路２００ｃからのＤＣ−ＤＣコンバーター部内のスイッチＱ１をオンオフさせるパルス信号を、即座にオフにする。つまり、設定電流以上の過電流が流れた周期内では、パルス信号がオンであるか、オフであるかに拘わらず、過電流が検出された時点でオフにする。
【００９５】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバーターに過電流が流れるのを回避することができる。
【００９６】
なお、このような実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター１０では、ノードＬＸ１が電源電圧ＶＩＮと短絡した場合、内蔵している過電流検出機能が働かなくなるという問題があり、このような問題を解決したものを実施形態４として以下に説明する。
（実施形態４）
図４は本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図である。
【００９７】
この実施形態４のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄは、実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｃにおいて、内部ノードＬＸ１の電圧を第四基準電源４１の電圧（Ｖｒｅｆ４）と比較する第四比較器４２を備え、さらに、実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｃに代えて、この制御回路２００ｃの機能に加えて、該第四比較器４２の出力に基づいて、充電モードからＤＣ−ＤＣ動作モードへのモード切替えを行うＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｄを備えたものである。
【００９８】
つまり、この実施形態４のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄでは、上記電源電圧ＶＩＮと内部ノードＬＸ１との間の短絡に対する対策として、内部ノードＬＸ１の電圧（もしくはＬＸ２端子電圧）と基準電圧４１（Ｖｒｅｆ４）が比較器４２（ＣＯＭＰ４）により比較され、その比較結果が、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｄに入力される。
【００９９】
ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｄでは、充電回路１００からの充電モードからＤＣ−ＤＣ動作モードへのモード切替え条件に、上記内部ノードＬＸ１の電圧が、上記第四基準電源４１の電圧（Ｖｒｅｆ４）以下であるという条件を追加することで、過電流検出がかからない状態で、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００が動作することを回避できる。但し、参照電源４１の基準電圧４１（Ｖｒｅｆ４）は、上記内部ノードＬＸ１の電圧の電圧出力可能範囲に設定する必要があるため、電源電圧ＶＩＮより低く、充電モードで発生可能な最大電圧値より高い値に設定する必要がある。
【０１００】
次に、この実施形態４のＤＣ−ＤＣコンバーターの動作について説明する。
【０１０１】
まず、短絡がない場合のＤＣ−ＤＣコンバーターの起動動作について説明する。
【０１０２】
図５は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、短絡がない場合の起動波形を示す図である。
【０１０３】
システム動作開始信号ＸＳＴＢＹが立ち上がり、ＤＣ−ＤＣコンバーターに電源電圧が供給されると（タイミングＴａ１）、充電回路１００により出力コンデンサＣＯＵＴが充電され、出力ノードＶＯＵＴの電圧が立ち上がる。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００のスイッチＱ１はオフ状態であるが、その内部ノードＬＸ１の電圧は出力ノードＶＯＵＴの電圧上昇に伴って上昇する。
【０１０４】
その後、出力ノードＶＯＵＴが第一基準電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、第一比較器１２の出力が反転し、その反転結果が制御回路２００ｄに通知される。またこのとき、内部ノードＬＸ１の電圧と第四基準電圧Ｖｒｅｆ４との比較結果が制御回路２００ｄに通知される。制御回路２００ｄでは、内部ノードＬＸ１の電圧が第四基準電圧Ｖｒｅｆ４以下であることを条件として、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００のスイッチＱ１に駆動パルスを供給し、これにより充電モードからＤＣＤＤ動作モードに移行する（タイミングＴａ２）。
【０１０５】
その後は、駆動能力の大きいＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の動作により、出力ノードＶＯＵＴの電圧は急速に立ち上がり、この電圧が第二基準電圧Ｖｒｅｆ２に達すると（タイミングＴａ３）、第二比較器２２の出力が反転し、出力の反転が制御回路２００ｄに通知され、ここで、ＧＮＤ短絡はないという正常判定が行われる。このとき制御回路２００ｄはエラー出力（ＥＲＲＯＲ）を異常検出状態から正常判定状態に変化させる。
【０１０６】
その後、さらに出力ノードＶＯＵＴの電圧は第二基準電圧Ｖｒｅｆ４を超えて立ち上がる（タイミングＴａ４）。
【０１０７】
次に、安定動作中にＧＮＤ短絡が発生した場合の動作を説明する。
【０１０８】
図６は、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、安定動作中にＧＮＤ短絡が発生した場合の動作を説明するための信号波形を示す図である。
【０１０９】
ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄの安定動作中に、ＧＮＤ短絡が発生すると（タイミングＴｂ１）、出力ノードＶＯＵＴの電圧が急激に低下し、第四基準電圧Ｖｒｅｆ４を超えて（タイミングＴｂ２）、第二基準電圧Ｖｒｅｆ２まで低下する（タイミングＴｂ３）。
【０１１０】
このとき、第二比較器２２の出力が正常判定レベルからＧＮＤ短絡判定レベルに変化し、この変化が制御回路２００ｄに通知されると、この制御回路２００ｄはエラー出力（ＥＲＲＯＲ）のレベルを正常判定レベルから異常検出レベルに変化させ、このエラー出力が負荷回路２０００にスタンバイ（ＳＴＢＹ）信号として通知される。その後、出力ノードＶＯＵＴの電圧が第一基準電圧Ｖｒｅｆ１以下に低下すると、第一比較器１２の出力が、ＤＣＤＣ動作モード判定レベルから充電モード判定レベルに変化し、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作モードがＤＣＤＣ動作モードから充電モードに切り換わる（タイミングＴｂ４）。
【０１１１】
次に、ＧＮＤ短絡時におけるＤＣ−ＤＣコンバーターの起動動作について説明する。
【０１１２】
図７は、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、ＧＮＤ短絡時の起動波形を示す図である。
【０１１３】
システム動作開始信号ＸＳＴＢＹが立ち上がり、ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄに電源電圧が供給されると（タイミングＴｓ）、充電回路１００により出力コンデンサＣＯＵＴが充電され、出力ノードＶＯＵＴの電圧が立ち上がる。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００のスイッチＱ１はオフ状態であるが、その内部ノードＬＸ１の電圧は出力ノードＶＯＵＴの電圧上昇に伴って上昇する。
【０１１４】
ただし、この場合は、ＧＮＤ短絡状態であるので、出力ノードＶＯＵＴが第一基準電圧Ｖｒｅｆ１に達することはない。第一比較器１２の出力は充電モード判定レベルのままであり、第二比較器２２の出力はＧＮＤ短絡判定レベルのままである。従って、制御回路２００ｄのエラー出力は異常判定レベルに維持される。
【０１１５】
次に、電源電圧ＶＩＮと内部ノードＬＸ１との短絡時（ＶＩＮ−ＬＸ１短絡時）の起動動作について説明する。
【０１１６】
図８は、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、ＶＩＮ−ＬＸ１短絡時の起動波形を示す図である。
【０１１７】
このように電源電圧ＶＩＮと内部ノードＬＸ１とが短絡した状態では、システム動作開始信号ＸＳＴＢＹが立ち上がり、ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄに電源電圧が供給されると（タイミングＴｓ）、内部ノードＬＸ１の電圧は電源電圧ＶＩＮ付近まで上昇しており、第四比較器４２の出力は、電源電圧ＶＩＮと内部ノードＬＸ１とが短絡していることを示すＶＩＮ−ＬＸ１短絡判定レベルとなる。
【０１１８】
このとき、第一比較器１２の出力は、ＤＣ−ＤＣ動作モード判定レベルであり、第二比較器２２の出力は正常判定レベルであるが、制御回路２００ｄは、動作モードを充電モードからＤＣ−ＤＣ動作モードに切り替える条件が満たされないため、充電モードを維持し、エラー信号（ＥＲＲＯＲ）を異常判定出力で維持する。
【０１１９】
このように本実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄでは、上記回路構成をとることにより、回路起動時、既に出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤに短絡していた場合、出力ノードＶＯＵＴの電圧が上昇しないため、ＤＣ−ＤＣコンバーター部は動作せず、電源から出力ノードに至る経路に過電流が流れるのを回避できる。
【０１２０】
また、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作中に出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤ短絡した場合でも、従来は、ＧＮＤ短絡の判定結果を確認するために、ＧＮＤ短絡の検出後も一定期間の間、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作を継続する必要があったが、本発明では、判定直後にＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作を停止し、別途設けた、ＤＣ−ＤＣコンバーター部より駆動能力の小さい充電回路１００により出力ノードを充電する状態にし、この状態で判定結果の確認を行うため、過電流が流れる時間を少なくできる。
【０１２１】
また、回路起動時にＧＮＤ短絡判定を開始するまでの時間の設計、およびＤＣ−ＤＣコンバーター動作中にＧＮＤ短絡判定結果を確認するための時間の設計をする必要もなくなる。この結果、従来、判定時間のカウントを行うためにタイマー回路を制御回路などに内蔵していた場合は、そのタイマー回路を削減することも可能となる。
【０１２２】
また、従来回路では、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチする、つまりＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を停止することでしか、過電流を止めることができなかったが、本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の他にＤＣ−ＤＣコンバーター部より駆動能力の小さい充電回路を設けているので、ＤＣ−ＤＣコンバーターが停止するようＧＮＤ短絡検出状態をラッチする設計と、ＤＣ−ＤＣコンバーターが通常動作に復帰できるようＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計の両方で過電流を止めることができるようになる。
【０１２３】
つまり、具体的には、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計は、ＧＮＤ短絡判定によりＧＮＤ短絡が生じていると判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の動作は停止するが、充電回路１００の動作は停止せずにこの充電回路により出力ノードＶＯＵＴの充電を行う設計であり、ＧＮＤ短絡が検出された場合にも、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を完全に停止させないものである。
【０１２４】
一方、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチする設計は、ＧＮＤ短絡判定によりＧＮＤ短絡が生じていると判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の動作は停止し、さらに、充電回路１００の動作をも所定時間後に停止させるようにする設計であり、ＧＮＤ短絡が検出された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を完全に停止させるものである。
【０１２５】
そして、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計にすることで、ＧＮＤ短絡が解消された場合や、ノイズによりＧＮＤ短絡を誤判定してしまった場合、ＤＣ−ＤＣコンバーターを構成するＬＳＩチップにその外部からリセット信号を入力せずとも、自動で、ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路動作を通常状態に復帰させることが可能となる。
【０１２６】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバーターでは、あらかじめ充電回路から所定電圧を超える電荷を出力平滑コンデンサＣＯＵＴに充電してから、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作が開始されることとなり、この所定電圧の充電によりＤＣ−ＤＣコンバーターの動作開始時に、出力平滑コンデンサＣＯＵＴに向けての流れ込む突入電流量を低減するという効果もある。
【０１２７】
以上のように、本発明の好ましい実施形態を用いて本発明を例示してきたが、本発明は、この実施形態に限定して解釈されるべきものではない。本発明は、特許請求の範囲によってのみその範囲が解釈されるべきであることが理解される。当業者は、本発明の具体的な好ましい実施形態の記載から、本発明の記載および技術常識に基づいて等価な範囲を実施することができることが理解される。本明細書において引用した特許文献は、その内容自体が具体的に本明細書に記載されているのと同様にその内容が本明細書に対する参考として援用されるべきであることが理解される。
【産業上の利用可能性】
【０１２８】
本発明は、直流電圧をスイッチ素子のオンオフ動作により降圧、昇降圧、又は昇圧する降圧タイプ、又は昇降圧タイプ、又は昇圧タイプのスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーターの分野において、ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させることなく、出力ノードもしくは出力ノードにつながる負荷のＧＮＤ短絡を検出することができ、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の構成部品がダメージを受けるのを回避することができるＤＣ−ＤＣコンバーターを得ることができる。
【符号の説明】
【０１２９】
１１ 第一参照電源
１２ 第一比較器（ＧＮＤ短絡判定兼モード切替え判定用比較器）ＣＯＭＰ１
２１ 第二参照電源
２２ 第二比較器（ＧＮＤ短絡判定兼ＥＲＲＯＲ出力判定用比較器）ＣＯＭＰ２
３１ 第三参照電源
３２ 第三比較器（過電流検出用比較器）ＣＯＭＰ３
４１ 第四参照電源
４２ 第四比較器（ＶＩＮ−ＬＸ１短絡判定用比較器）ＣＯＭＰ４
１００ 充電回路
２００ａ〜２００ｄ ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路
３００ シリーズレギュレーター
４００ レベルシフタ
１０００ ＤＣ−ＤＣコンバーター部
２０００ 負荷回路用スタンバイ回路
３０００ 負荷回路
Ｖｒｅｆ１ 第一基準電圧（ＧＮＤ短絡判定兼モード切替え判定用基準電圧）
Ｖｒｅｆ２ 第二基準電圧（ＧＮＤ短絡判定兼ＥＲＲＯＲ出力判定用基準電圧）
Ｖｒｅｆ３ 第三基準電圧（過電流検出用基準電圧）
Ｖｒｅｆ４ 第四基準電圧（ＶＩＮ−ＬＸ１短絡判定用基準電圧）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバーターに関し、直流電圧をスイッチ素子のオンオフ動作により降圧、昇降圧、又は昇圧する降圧タイプ、又は昇降圧タイプ、又は昇圧タイプのスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、出力側でのＧＮＤ短絡を保護する保護機能に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から携帯電話などのバッテリー駆動の電気機器では、バッテリーの電圧を電気機器を構成する各種回路部で必要な電圧に変換する必要があり、このような直流電圧の変換には例えばスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーターが用いられており、また、バッテリ駆動以外の電気機器においても、効率のよい電圧変換を行うためにＤＣ−ＤＣコンバーターが用いられている。
【０００３】
このようなＤＣ−ＤＣコンバーターにおいては、出力ノードもしくは出力ノードにつながる部品がＧＮＤ短絡した状態でＤＣ−ＤＣコンバーターが動作した場合、入力電源からＧＮＤ短絡した経路につながる部品に過電流が流れ、その電流値が部品の定格以上であった場合、この過電流により部品が破損したり、過熱により発煙あるいは発火したりする可能性がある。
【０００４】
そこで、これらのＤＣ−ＤＣコンバーターでは、その出力ノード、もしくは出力ノードにつながる部品（例えば、トランジスタ、コイル、ショットキーダイオード、出力容量等）がＧＮＤと短絡した場合にこれらの部品を保護する保護機能を搭載している。
【０００５】
図９は、このような保護機能を搭載した従来の昇降圧タイプのＤＣ−ＤＣコンバーターを説明するブロック図である。
【０００６】
このＤＣ−ＤＣコンバーター１０は、第一電源電圧ＶＩＮを所望の目標電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００と、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の出力ノードＶＯＵＴの電圧を、参照電源２１ａの基準電圧Ｖｒｅｆ２ａと比較する比較器（ＣＯＭＰ２）２２ａと、上記目標電圧を設定する抵抗分割回路３０とを有している。
【０００７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバーター１０は、該比較器２２ａの出力と該抵抗分割回路３０の出力とに基づいて、上記ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００を制御するＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路（以下、単に制御回路ともいう。）２００と、該制御回路２００からの第一の制御電圧をレベルシフトして昇圧するレベルシフタ４００と、上記第一電源電圧ＶＩＮから、これより電圧の低い第二電源電圧ＶＤＤを生成するシリーズレギュレーター３００とを有している。
【０００８】
ここで、レベルシフタ４００は、第一電源電圧ＶＩＮ及び第二電源電圧ＶＤＤの両方が供給され、これらの電源電圧から上記ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００を構成するトランジスタＱ１を制御するゲート電圧を出力するよう構成されている。また、このＤＣ−ＤＣコンバーター１０の出力ノードＶＯＵＴには、負荷回路３０００が接続されている。
【０００９】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、第一電源電圧ＶＩＮと接地電位との間に直列に接続された、抵抗Ｒｓ１、第一スイッチングトランジスタＱ１及び第一ダイオードＤ１を有し、この抵抗Ｒｓ１が電源ＶＩＮ側に接続され、第一ダイオードＤ１が接地側に接続され、第一スイッチングトランジスタＱ１がこれらの間に接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、これらのトランジスタＱ１と第一ダイオードＤ１との接続ノード（第一内部ノード）ＬＸ１と、上記出力ノードＶＯＵＴとの間には直列に接続されたコイルＬ１及び第二ダイオードＤ２を有し、該コイルＬ１が上記接続ノードＬＸ１側に接続され、第二ダイオードＤ２が出力ノードＶＯＵＴ側に接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、コイルＬ１と第二のダイオードＤ２との接続ノード（第二内部ノード）ＬＸ２と接地との間に接続された第二スイッチングトランジスタＱ２と、該出力ノードＶＯＵＴと接地との間に接続された出力コンデンサＣＯＵＴとを有している。ここで、第一スイッチングトランジスタＱ１はＰＭＯＳトランジスタであり、第二スイッチングトランジスタＱ２はＮＭＯＳトランジスタであり、第一スイッチトランジスタＱ１は、そのノードＬＸ１側端子が高耐圧になるよう形成され、第二スイッチトランジスタＱ２は、そのノードＬＸ２側端子が高耐圧になるよう形成されている。
【００１０】
また、上記抵抗分割回路３０は上記接地と出力ノードＶＯＵＴとの間に直列に接続された第一及び第二分圧抵抗ＲＦＢ１及びＲＦＢ２を有し、これらの分圧抵抗の接続点ＦＢの電位が上記ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００にフィードバック電圧として出力されるようになっている。ここで、第二分圧抵抗ＲＦＢ２は出力ノード側に接続され、第一分圧抵抗ＲＦＢ１は接地側に接続されている。また、上記出力ノードＶＯＵＴには負荷回路３０００が接続されている。
【００１１】
このような構成のスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーター１０では、第一電源電圧ＶＩＮが供給されると、第一電源電圧ＶＩＮがシリーズレギュレーター３００及びＤＣ−ＤＣコンバーター１０００に供給され、該レギュレータ３００では第一電源電圧ＶＩＮが第二電源電圧ＶＤＤに変換され、この第二電源電圧ＶＤＤがＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００及びレベルスシフタ４００に供給される。
【００１２】
降圧動作モードでは、第一スイッチングトランジスタＱ１のゲートに、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御信号（一定周期でＤｕｔｙ（デューティ）制御された駆動パルス）がレベルシフタ４００を介して印加され、第一スイッチングトランジスタＱ１がオンオフすることで、出力コンデンサＣＯＵＴには、抵抗分割回路３０で設定した所望の電圧が出力される。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００では、この抵抗分割回路３０からフィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、上記第一スイッチングトランジスタＱ１の駆動パルスのＤｕｔｙ（デューティ）が調整される。なお、降圧動作モードでは、第二スイッチングトランジスタＱ２はＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御電圧によりオフ状態に保持される。
【００１３】
また、昇圧動作モードでは、第二スイッチングトランジスタＱ２のゲートに、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御電圧（一定周期でＤｕｔｙ制御された駆動パルス）が印加され、第二スイッチングトランジスタＱ２がオンオフすることで、出力コンデンサＣＯＵＴには、抵抗分割回路３０で設定した所望の電圧が出力される。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００では、この抵抗分割回路３０からフィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、上記第二スイッチングトランジスタＱ２の駆動パルスのＤｕｔｙ（デューティ）が調整される。なお、昇圧動作モードでは、第一スイッチングトランジスタＱ１はＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御電圧によりオン状態に保持される。
【００１４】
また、このようなＤＣ−ＤＣコンバーター１０００の動作開始時には、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００は、比較器２２ａからの比較出力に基づいて、動作開始から予め設定されている設定時間が経過するまでに、出力ノードＶＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２ａよりも大きくなるか否かを判定している。また、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００は、設定時間が経過しても、出力ノードＶＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２ａよりも大きくならない場合は、ＧＮＤ短絡は生じていると判断し、一方、設定時間が経過するまでに、出力ノードＶＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなったときは、ＧＮＤ短絡が生じていないと判定する。ＧＮＤ短絡が生じていると判定したときは、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００は、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバーター部への電源電圧の供給を停止する（トランジスタＱ１をＯＦＦする）。
【００１５】
このように従来のＤＣ−ＤＣコンバーター１０では、ＤＣ−ＤＣコンバーターの出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤ短絡したことを検出するためには、一度ＤＣ−ＤＣコンバーターを起動した後、一定時間経過したときに、出力ノードＶＯＵＴの電圧が所定電圧を超えたか超えてないかでＧＮＤ短絡を確認するというものが一般的である。
【００１６】
このような出力短絡保護機能を実現する保護回路としては、特許文献１〜３にも上記図９で説明したＤＣ−ＤＣコンバーターの保護機能と同様、一旦、スイッチング電源を動作させることで、出力端子の状態を確認し、ＧＮＤ短絡があった場合、スイッチング（出力への電流供給）を止めるという保護回路の構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開昭６３−２７４３６３号公報
【特許文献２】特開昭６２−１６０１９号公報
【特許文献３】特開平１１−１３６８５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、従来の保護回路の方式では、ＤＣ−ＤＣコンバーターの起動後、出力ノードＶＯＵＴの電圧が所定電圧を超える（所定電圧まで出力ノードを充電する）までの時間、ＤＣ−ＤＣコンバーターを動作させる必要があり、この時、出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤに短絡していた場合、その期間中は短絡経路に向けて過電流が流れ続けるため、ＤＣ−ＤＣコンバーターの構成部品がダメージを受ける可能性がある。
【００１９】
また、回路動作中に、出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤに短絡した場合、ＧＮＤ短絡の判定結果を確認するため、出力ノードＶＯＵＴの電圧が判定電圧以下になってから一定期間の間、判定電圧以下の状態が継続することを、ＤＣ−ＤＣコンバーターを動作させた状態で確認する必要がある。このため、その期間中、短絡経路に向けて過電流が流れ続け、ＤＣ−ＤＣコンバーターの構成部品がダメージを受ける可能性がある。
【００２０】
また、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を継続する時間は回路条件（入力電圧、発振周波数、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の回路定数）によって変更が必要であり、その値が適正値に対し短い場合は誤判定を起こし、適正値に対して長い場合は部品がダメージを受ける時間が延びるという問題がある。
【００２１】
本発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させることなく、出力ノード、もしくは出力ノードにつながる部品のＧＮＤ短絡を検出することができ、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の構成部品がダメージを受けることを回避することができるＤＣ−ＤＣコンバーターを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバーターは、入力直流電圧を所望の直流電圧に変換して出力ノードに出力するＤＣ−ＤＣコンバーターであって、該出力ノードに接続された平滑コンデンサと、該入力直流電圧を電源電圧とし、該平滑コンデンサを、該平滑コンデンサが該所望の電位を発生するよう充電するＤＣ−ＤＣコンバーター部と、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電流駆動能力より小さい電流駆動能力を有し、該出力ノードを充電する充電回路とを備えたものであり、そのことにより上記目的が達成される。
【００２３】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記出力ノードの電圧と第一基準電圧とを比較する第一比較器を有し、該出力ノードの電圧が、該第一基準電圧以下である場合、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を停止させ、該出力ノードの電圧が該第一基準電圧より高い場合、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させることが好ましい。
【００２４】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記出力ノードの電圧が、前記第一基準電圧以下である場合、前記充電回路による前記出力ノードの充電を行い、該第一基準電圧より高い場合、前記充電回路による該出力ノードの充電を停止させることが好ましい。
【００２５】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記出力ノードの電圧に拘わらず、前記充電回路による該出力ノードの充電を常に行うことが好ましい。
【００２６】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記出力ノードの電圧と第二基準電圧とを比較する第二比較器を有し、前記出力ノードの電圧が第二基準電圧以下であるときは第一エラー信号を出力することが好ましい。
【００２７】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記第一基準電圧と第二基準電圧とを同電圧としたことが好ましい。
【００２８】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記第一エラー信号を該ＤＣ−ＤＣコンバーターの外部に出力するための第一エラー出力端子を有することが好ましい。
【００２９】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記充電回路の電源と前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電源とを共通とする回路構成を用いていることが好ましい。
【００３０】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記入力電源電圧を調整するシリーズレギュレーターを備え、前記充電回路の電源電圧は、該シリーズレギュレーターから供給する回路構成を用いていることが好ましい。
【００３１】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記充電回路は定電流源回路により構成されていることが好ましい。
【００３２】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記充電回路は、抵抗素子により構成されていることが好ましい。
【００３３】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記充電回路は、該充電回路による前記出力ノードの充電を開始あるいは停止するスイッチを有し、該スイッチはＮＭＯＳトランジスタのみで構成されていることが好ましい。
【００３４】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を、前記入力電源電圧と第一内部ノードとの間に直列に接続された、該入力電源電圧側の抵抗素子及び該第一内部ノード側の第一スイッチと、該第一内部ノードから前記出力コンデンサへの充電経路に設けられたコイルとを有する回路構成とし、該抵抗素子と該第一スイッチとの接続ノードの電圧を第三基準電圧と比較する第三比較回路をさらに備え、該第三比較回路の比較結果に基づいて該抵抗素子の両端の短絡を判定することが好ましい。
【００３５】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、該第一の内部ノードの電圧を第四基準電圧と比較する第四比較回路をさらに備え、前記充電回路の充電により、該第一内部ノードである前記第一スイッチのコイル接続側の端子に発生した電圧に応じて、該第一スイッチの両端の短絡を判定することが好ましい。
【００３６】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作開始条件を、前記出力ノードの電圧が前記第一基準電圧より高く、かつ、前記第一内部ノード電圧が、前記第四基準電圧より低い場合とし、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作停止条件を、前記出力ノードの電圧が前記第一基準電圧より低い場合とすることが好ましい。
【００３７】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記第二比較器及び前記第四比較器の出力結果に応じて、前記第一スイッチの両端の短絡状態を示す第二エラー信号を外部に伝達する第二エラー出力端子を有することが好ましい。
【００３８】
本発明は、上記ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を起動する前に、前記充電回路により前記出力ノードに接続されている平滑コンデンサを充電することで、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部を起動した時に該平滑コンデンサに向けて流れる突入電流を抑制することが好ましい。
【００３９】
本発明に係る制御システムは、述した本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバーターを制御する制御システムであって、前記第一あるいは第二エラー出力信号を入力信号とするマイクロコンピュータを備え、該マイクロコンピュータが、一定時間以上、前記第一あるいは第二エラー信号が継続したことを検出したとき、該マイクロコンピュータからの制御信号により、前記ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンするものであり、そのことにより上記目的が達成される。
【００４０】
本発明に係る制御システムは、本発明に係る制御信号ステップは、上述した本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバーターを制御する制御システムであって、タイマー回路を有し、該タイマー回路によって、一定時間以上、前記第一あるいは第二のエラー出力が継続したことを検出したとき、前記ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンするものであり、そのことにより上記目的が達成される。
【００４１】
本発明の作用について説明する。
【００４２】
本発明においては、ＤＣ−ＤＣコンバーターの出力ノードを充電する充電経路として、ＤＣ−ＤＣコンバーターによる従来の充電経路とは別に、充電回路による充電経路を有することとなり、回路起動時は、出力ノードの電圧が所定電圧を超えるまで、ＤＣ−ＤＣコンバーターではなく、別途設けた充電回路により出力ノード、つまりこの出力ノードに接続されている平滑コンデンサを充電し、出力ノードの電圧が所定電圧を超えると、充電回路からの充電を停止し、ＤＣ−ＤＣコンバーターを動作させる。
【００４３】
但し、充電回路の充電電流がＤＣ−ＤＣコンバーターの制御に影響を与えない程度に少ない場合、もしくは、出力ノードの電圧に影響を及ぼさないレベルで充電回路による充電電圧に電圧リミッタがかかる場合は、充電回路を停止する必要はない。
【００４４】
また、出力ＶＯＵＴが所定電圧以下になるとＤＣ−ＤＣコンバーターを停止し、充電回路からの充電を始める。
【００４５】
このような構成では、ＤＣ−ＤＣコンバーターの起動時、既に出力ノードＶがＧＮＤに短絡していた場合、出力ノードの電圧が上昇しないため、ＤＣ−ＤＣコンバーター部は動作せず、電源から出力ノードに至る経路に過電流が流れるのを回避できる。
【００４６】
また、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作中に出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤ短絡した場合でも、従来は、ＧＮＤ短絡の判定結果を確認するために、ＧＮＤ短絡の検出後も一定期間の間、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作を継続する必要があったが、本発明では、判定直後にＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作を停止し、別途設けた、ＤＣ−ＤＣコンバーター部より駆動能力の小さい充電回路１００により、出力ノードを充電する状態にし、この状態で判定結果の確認を行うため、過電流が流れる時間を少なくできる。
【００４７】
また、回路起動時にＧＮＤ短絡判定を開始するまでの時間の設計、およびＤＣ−ＤＣコンバーター動作中にＧＮＤ短絡判定結果を確認するための時間の設計をする必要もなくなる。この結果、従来、判定時間のカウントを行うためにタイマー回路を制御回路などに内蔵していた場合は、そのタイマー回路を削減することも可能となる。
【００４８】
また、従来回路では、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチする、つまりＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を停止することでしか、過電流を止めることができなかったが、本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の他にＤＣ−ＤＣコンバーター部より駆動能力の小さい充電回路を設けているので、ＤＣ−ＤＣコンバーターが停止するようＧＮＤ短絡検出状態をラッチする設計と、ＤＣ−ＤＣコンバーターが通常動作に復帰できるようＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計の両方で過電流を止めることができるようになる。
【００４９】
つまり、具体的には、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計は、ＧＮＤ短絡判定によりＧＮＤ短絡が生じていると判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作は停止するが、充電回路の動作は停止せずにこの充電回路により出力ノードＶＯＵＴの充電を行う設計であり、ＧＮＤ短絡が検出された場合にも、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を完全に停止させないものである。
【００５０】
一方、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチする設計は、ＧＮＤ短絡判定によりＧＮＤ短絡が生じていると判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作は停止し、さらに、充電回路の動作をも所定時間後に停止させるようにする設計であり、ＧＮＤ短絡が検出された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を完全に停止させるものである。
【００５１】
そして、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計にすることで、ＧＮＤ短絡が解消された場合や、ノイズによりＧＮＤ短絡を誤判定してしまった場合、ＤＣ−ＤＣコンバーターを構成するＬＳＩチップにその外部からリセット信号を入力せずとも、自動で、ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路動作を通常状態に復帰させることが可能となる。
【００５２】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバーターでは、あらかじめ充電回路から所定電圧を超える電荷を出力平滑コンデンサに充電してから、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作が開始されることとなり、この所定電圧の充電によりＤＣ−ＤＣコンバーターの動作開始時に、出力平滑コンデンサに向けて流れ込む突入電流量を低減することができる。
【発明の効果】
【００５３】
以上のように、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバーターによれば、ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させることなく、出力ノードもしくは出力ノードにつながる負荷のＧＮＤ短絡を検出することができ、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の構成部品がダメージを受けるのを回避することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】図１は、本発明の実施形態１によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図１（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図１（ｂ）は充電回路にアナログスイッチを用いた例を示し、図１（ｃ）は充電回路にカレントミラー回路を用いた例を示している。
【図２】図２は、本発明の実施形態２によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図２（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図２（ｂ）は第二比較器の構成例を示している。
【図３】図３は、本発明の実施形態３によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図である。
【図４】図４は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図４（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図４（ｂ）は第二比較器の詳細な構成を示している。
【図５】図５は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、短絡がない場合の起動波形を示す図である。
【図６】図６は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、安定動作中にＧＮＤ短絡が発生した場合の波形を示す図である。
【図７】図７は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、ＧＮＤ短絡時の起動波形を示す図である。
【図８】図８は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、ＶＩＮ−ＬＸ１短絡時の起動波形を示す図である。
【図９】図９は、保護機能を搭載した従来の昇降圧タイプのＤＣ−ＤＣコンバーターを説明するブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００５５】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００５６】
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態１によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図１（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図１（ｂ）は充電回路にアナログスイッチを用いた例を示し、図１（ｃ）は充電回路にカレントミラー回路を用いた例を示している。
【００５７】
この実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａは、図９に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバーター１０の構成に加えて、出力ノードＶＯＵＴを充電する充電回路１００を備えたものであり、この充電回路１００は、シリーズレギュレーター３００の出力と第一内部ノードＬＸ１との間に直列に接続された抵抗Ｒｃ及びスイッチＱ３を有し、抵抗Ｒｃはシリーズレギュレーター３００の出力側に接続され、スイッチＱ３は接続ノードＬＸ１側に接続されている。このスイッチＱ３は、内部ノードＬＸ１側端子を高耐圧化したＮＭＯＳトランジスタで構成されている。また、この実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、従来のＤＣ−ＤＣコンバーター１０における比較器２２に代わる第一比較器１２を有しており、この実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ａは、従来のＤＣ−ＤＣコンバーター１０におけるＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００の機能に加えて、第一比較器１２での参照電源１１の第一基準電圧Ｖｒｅｆ１と出力ノードの電圧ＶＯＵＴとの比較結果に応じて、充電回路１００による充電モードと、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００による電圧変換モードとを切り替えるよう構成されている。
【００５８】
なお、ここでは、上記充電回路１００はスイッチＱ３をＮＭＯＳトランジスタで構成しているが、スイッチＱ３は、図１（ｂ）に示すように、ＰＭＯＳトランジスタＱ３ａとＮＭＯＳトランジスタＱ３ｂとを並列接続してなるアナログスイッチとしてもよい。この場合、スイッチＱ３を単一のＮＭＯＳトランジスタで構成した場合に比べて、スイッチのオンオフ特性を改善することができる。
【００５９】
また、上記充電回路１００は、図１（ｃ）に示すようにカレントミラー回路１００ａで構成してもよい。つまり、このカレントミラー回路１００ａは、シリーズレギュレーター３００の出力と接地との間に直列に接続された、レギュレータ側のＰＭＯＳトランジスタＱ３１と接地側の定電流源Ａと、シリーズレギュレーター３００の出力と上記第一内部ノードＬＸ１との間に直列に接続された、レギュレータ側のＰＭＯＳトランジスタＱ３２と内部ノードＬＸ１側のＮＭＯＳトランジスタＱ３３とから構成されている。このＮＭＯＳトランジスタは、内部ノードＬＸ１側端子を高耐圧化したものである。
【００６０】
以下、本実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａについて詳述する。
【００６１】
本実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａは、短絡保護回路を備えたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーターであり、このＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａを構成するＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、降圧、昇降圧、昇圧のすべてのモードに対して対応可能な回路構成としている。
【００６２】
このＤＣ−ＤＣコンバーター１０００は、図１（ａ）に示すように、電流検出抵抗Ｒｓ１、ＰＭＯＳトランジスタからなる第一スイッチＱ１、ＮＭＯＳトランジスタからなる第二スイッチＱ２、コイルＬ１、第一ショットキーダイオードＤ１、第二ショットキーダイオードＤ２、出力ノードＶＯＵＴの平滑コンデンサ（平滑容量）ＣＯＵＴを有している。電流検出抵抗Ｒｓ１はＤＣ−ＤＣコンバーターの電源ＶＩＮと第一スイッチＱ１との間に接続されており、第一スイッチＱ１の電流検出抵抗Ｒｓ１に接続されていない方の端子は、コイルＬ１と第一ショットキーダイオードＤ１のカソードの接続ノード（第一内部ノードＬＸ１）に接続されている。第一ショットキーダイオードＤ１のアノード側はＧＮＤに接続されている。コイルＬ１のノードＬＸ１と反対側の端子をノード（第二内部ノード）ＬＸ２とする。ノードＬＸ２には第二スイッチＱ２と第二ショットキーダイオードＤ２のアノード側が接続されている。第二スイッチＱ２のノードＬＸ２と反対側の端子はＧＮＤに接続されている。第二ショットキーダイオードＤ２のカソード側の端子はＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の出力ノードＶＯＵＴであり、この出力ノードＶＯＵＴとＧＮＤの間には、平滑コンデンサＣＯＵＴが接続されている。
【００６３】
このＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００は、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御信号によりスイッチＱ１及びＱ２をスイッチングさせることで、出力ノードＶＯＵＴの電圧を制御する。
【００６４】
降圧モードでは、スイッチＱ１のみをスイッチングさせる。このモードでは、スイッチＱ２を常時ＯＦＦ状態にしておく。また、昇降圧モードではスイッチＱ１及びＱ２をスイッチングさせる。昇圧モードでは、スイッチＱ２のみをスイッチングさせる。この昇圧モードでは、スイッチＱ１は、ＤＣ−ＤＣコンバーター動作時には常時ＯＮ状態にしておく。
【００６５】
また、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００の出力が電源電圧ＶＤＤであるのに対し、第一スイッチＱ１はソース端子の接続先の最高電圧が電源電圧ＶＩＮであるＰＭＯＳトランジスタで構成されているため、このＰＭＯＳトランジスタを完全にＯＦＦさせるための制御信号を作る必要がある。このため、このＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００からの制御信号のレベルを、電源電圧ＶＤＤレベルから電源電圧ＶＩＮレベルに変換するレベルシフタ４００を通して、スイッチＱ１を制御するようにしている。
【００６６】
このような構成の本実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の代わりに出力ノードＶＯＵＴを充電する充電回路１００と、出力ノードＶＯＵＴの電圧をモニターし、基準電圧１１（Ｖｒｅｆ１）と比較する比較器１２（ＣＯＭＰ１）とを備え、比較器１２（ＣＯＭＰ１）の出力をＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００に入力することで、充電回路１００とＤＣ−ＤＣ回路１０００の動作を制御するようにしている。
【００６７】
このため、本実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａでは、出力ノードＶＯＵＴの電圧が基準電圧１１（Ｖｒｅｆ１）以下であれば、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００を停止させ、充電回路１００より出力ノードＶＯＵＴの充電を行い、出力ノードＶＯＵＴの電圧が基準電圧１１（Ｖｒｅｆ１）より高くなれば、充電回路１００による出力ノードＶＯＵＴの充電を停止し、ＤＣ−ＤＣコンバーター回路１０００の動作を開始する。
【００６８】
なお、上記実施形態では、出力ノードＶＯＵＴの電圧が基準電圧１１（Ｖｒｅｆ１）より高ければ、充電回路１００による出力ノードＶＯＵＴの充電を停止しているが、これに限るものではない。
【００６９】
例えば、上記充電回路１００の充電電流がＤＣ−ＤＣコンバーター部による電圧変換動作に影響を与えないぐらい少ない場合、または、充電回路１００による出力コンデンサの充電電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバーターの出力電圧以下で電圧リミットがかかっている場合に限り、充電回路１００による充電を制御する必要がなく、このため、充電回路は常時充電状態にするようにしてもよい。これにより、充電回路を制御する機構と制御信号線を削減できるという効果がある。
【００７０】
なお、出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤに短絡し、出力ノードの電圧ＶＯＵＴが上昇しなかった場合、上記ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａの回路システムでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の動作による過電流が発生しなくなる代わりに、上記充電回路１００の電流が、ＧＮＤ短絡状態が解消されるまで流れ続けることとなる。そこで、ＧＮＤ短絡した場合の、上記消費電流を停止する対策を講じた実施形態を以下に実施形態２として説明する。
（実施形態２）
図２は、本発明の実施形態２によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図であり、図２（ａ）は、該ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路構成を示し、図２（ｂ）は第二比較器の詳細な構成を示している。
【００７１】
この実施形態２によるＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｂは、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ａにおいて、出力ノードＶＯＵＴの電圧を第二基準電源２１の電圧（Ｖｒｅｆ２）と比較する第二比較器２２を備え、さらに、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ａに代えて、この制御回路２００ａの機能に加えて、該第二比較器２２の出力に基づいてエラー信号（ＥＲＲＯＲ）を出力するＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｂを備えたものである。また、このＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｂでは、上記エラー信号を、ＬＳＩチップとして構成されたＤＣ−ＤＣコンバーターの外部に出力するためのエラー出力端子が設けられている。ここで、エラー信号は、ＧＮＤ短絡異常を示すものであり、エラー出力端子から出力されたエラー信号は、マイクロコンピュータなどの外部の制御部に伝達される。そして、この実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｂは、マイクロコンピュータが、このエラー信号が定時間以上継続することを検出したとき、上記マイクロコンピュータによりＤＣ−ＤＣコンバーターの電源がシャットダウンされるよう構成されている。これにより、充電回路１００の充電動作が止まることとなる。
【００７２】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源のシャットダウンは、制御回路２００ｂのエラー出力端子から出力されたエラー信号に基づいて外部のマイクロコンピュータで行う場合に限定されるものではなく、例えば、上記ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｂ内にタイマーを内蔵し、一定期間以上、出力ノードの電圧ＶＯＵＴの上昇が確認できなければ、上記第二比較器２２からのエラー信号を受けた制御回路２００ｂにより、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウン状態にするようにしてよい。これにより、充電回路１００の充電動作が止まることとなる。
【００７３】
上記のように、出力ノードの電圧の上昇が一定期間以上の間確認できない場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンする機能を追加することにより、ＧＮＤ短絡時に充電回路１００が短絡状態の出力ノードに流す充電電流すら停止することが可能になるという効果がある。
【００７４】
なお、上記基準電源２２の電圧（Ｖｒｅｆ２）は、誤シャットダウンを防止するために、基準電源２１の電圧、つまりモード切替え判定用の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）以上とする。
【００７５】
また、上記実施形態では詳しく述べていないが、この実施形態１及び２のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ａおよび２００ｂは、その入力端子ＦＢに入力される電圧レベルに応じてＤＣ−ＤＣコンバーターのスイッチングＤｕｔｙ（周期固定の場合）、又は周期（ＯＮ時間固定の場合）の制御を行う機能を有しており、この入力端子ＦＢからの信号（ＦＢ信号ともいう。）として、出力ノードＶＯＵＴの電圧を抵抗ＲＦＢ１及び抵抗ＲＦＢ２により分圧した電圧を使用することで、ＲＦＢ１：ＲＦＢ１＋ＲＦＢ２の比によって、出力ノードＶＯＵＴの出力電圧の設定ができる。この出力ノードＶＯＵＴの電圧をモニターするためのノード（つまり、電源電圧低下検出電圧用ノードＵＶＰ、及びフィードバック電圧用ノードＦＢ）を出力ノードＶＯＵＴの抵抗分圧で作製することにより、第二比較器２２（ＣＯＭＰ２）や制御回路２００を低耐圧部品で構成できるというさらなる効果が得られる。
【００７６】
図２（ｂ）は、出力ノードＶＯＵＴの電圧を抵抗分割してモニター信号（ＵＶＰ信号）を作成するための構成を、第二比較器を例に挙げて示している。なお、図中２２２は、第二比較器の出力を反転してエラー信号（ＥＲＲＯＲ）を出力するインバータである。
【００７７】
このような回路構成を用いることにより、抵抗分圧比（ＲＵＶＰ１：ＲＵＶＰ１＋ＲＵＶＰ２、ＲＦＢ１：ＲＦＢ１＋ＲＦＢ２）を調整することで、容易に出力ノードＶＯＵＴの電圧の設定電圧や、第二比較器２２がエラー出力信号ＥＲＲＯＲを出力するための参照電位（設定電圧）を調整できるというさらなる効果が得られる。
【００７８】
また、上記、ＥＲＲＯＲ出力判定するための基準電圧２１（Ｖｒｅｆ２）を、モードの切替え判定電圧１１（Ｖｒｅｆ１）と同じ電圧値にすることで、ＧＮＤ短絡判定用比較器２２（ＣＯＭＰ２）とＲＵＶＰ１とＲＵＶＰ２を削減した回路構成にすることが可能になる。
【００７９】
また、実施形態１及び２では、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００と充電回路１００は、電源電圧を電源電圧ＶＩＮとするシリーズレギュレーター３００の出力電圧ＶＤＤを電源電圧として使用する構成としており、充電回路１００は、電源電圧（ＶＤＤ）を電流チャージ用の抵抗Ｒｃにつなぎ、この抵抗Ｒｃのもう一方の端子は、充電回路１００の接続スイッチＱ３を介してノードＬＸ１につなぐ構成となっている。
【００８０】
上記実施形態１及び２のＤＣ−ＤＣコンバーターでは、充電回路１００の接続スイッチＱ３として、そのＬＸ１側の端子を高耐圧化した高耐圧のＮＭＯＳトランジスタを使用しており、このＮＭＯＳトランジスタＱ３の耐圧を、その接続先の最高電位以上とすることで充電回路１００の停止時（つまりＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作時）に、充電回路１００に向けて電流が逆流しない回路を実現している。
【００８１】
上記実施形態１及び２では、ＮＭＯＳトランジスタＱ３の接続先をノードＬＸ１としているため、上記ＮＭＯＳトランジスタＱ３の耐圧は、ノードＬＸ１の最高電位となる電源電圧ＶＩＮ以上の耐圧が必要となるが、ＮＭＯＳトランジスタＱ３の接続先をノードＬＸ２とする場合は、ノードＬＸ２の最高電位（つまり、出力ノードＶＯＵＴの最大出力電圧＋ショットキーダイオードＤ２の閾値電圧Ｖｆ）以上の耐圧が必要となる。但し、実施形態１及び２のＤＣ−ＤＣコンバーターでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００の電源電圧を電圧ＶＤＤとしているため、ＮＭＯＳトランジスタＱ３をＯＮするためのゲート電圧も電圧ＶＤＤであることから、出力ノードＶＯＵＴを充電できる最大電圧値は、［電圧ＶＤＤ−ＮＭＯＳトランジスタのスレッショルド電圧Ｖｔ−ショットキーダイオードＤ２の閾値Ｖｆ］で示される電圧でリミットがかかっている状態となり、参照電源１１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）は最高でも、上記電圧値以下に設定しなければならない。
【００８２】
また、上記参照電源１１の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）の電圧設定値の制限を［ＶＩＮ−ＮＭＯＳトランジスタのスレッショルド電圧Ｖｔ−ショットキーダイオードＤ２のＶｆ］まで広げるための手法として、充電回路１００の接続スイッチＱ３をアナログスイッチ（図１（ｂ）参照）で構成するという方法がある。ただし、この場合は、スイッチＱ３がＯＦＦした時に、スイッチＱ３の接続先のノードＬＸ１から充電回路１００へ向けての電流の逆流を防止するための条件として、スイッチＱ３の接続先であるノードＬＸ１の最高電位（電源電位ＶＩＮ）以上の電圧が、スイッチＱ３のＯＦＦ信号として要求されるため、スイッチＱ３の制御信号（ゲート信号）の電圧レベルを電源電圧ＶＤＤから電源電圧ＶＩＮに変換するレベルシフタ回路の追加が必要となる。
【００８３】
本発明の実施形態２の回路システムにおいては、この充電回路１００の電流能力と、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）と、出力コンデンサＣＯＵＴの容量値が、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源投入からＤＣ−ＤＣコンバーター部の起動が開始されるまでの時間を設計する主な設計要素となる。
【００８４】
実施形態２のように、充電回路１００を電流制限抵抗Ｒｃを用いて設計した場合、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源投入からＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作開始までの時間Ｔは、電流制限抵抗Ｒｃの接続先の電源電圧と基準電圧（Ｖｒｅｆ１）の比と、ＣＲの時定数の式から計算できる。（但し、モード切替えスイッチ（トランジスタＱ３）のＯＮ抵抗と、負荷回路２０００等の負荷電流を考慮していない。）
例１：電圧比が１０％ならＴ＝０．１τ＝０．１×Ｖ（ＣＯＵＴ）×Ｖ（Ｒｃｈａｒｇｅ）
例２：電圧比が６３％ならＴ＝τ＝ Ｖ（ＣＯＵＴ）×Ｖ（Ｒｃｈａｒｇｅ）
例３：電圧比が９０％ならＴ＝２．３τ＝２．３× Ｖ（ＣＯＵＴ）×Ｖ（Ｒｃｈａｒｇｅ）
ここで、Ｖ（ＣＯＵＴ）は出力コンデンサＣＯＵＴの容量を示し、Ｖ（Ｒｃｈａｒｇｅ）は電流制限抵抗Ｒｃの抵抗値を示している。
【００８５】
また、上記充電回路１００を図１（ｃ）に示すように、定電流源回路で設計した場合、ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源投入からＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作開始までの時間Ｔは、Ｖ（ＣＯＵＴ）×Ｖｒｅｆ１÷Ｖ（Ｉｃｈａｒｇｅ）の式で設計できる。（但し、Ｖ（Ｉｃｈａｒｇｅ）は充電回路の定電流値とし、計算条件は負荷回路２０００等の負荷電流を考慮していない。）
このように起動時間に関するパラメーターである、電流制限抵抗Ｒｃの接続先の電源電圧を、電源電圧ＶＩＮやシリーズレギュレーター３００の出力電圧ＶＤＤから選ぶこと、また、充電回路１００の回路構成を、抵抗を含む回路構成や定電流源回路から選ぶことで、起動時間の設計を容易にできるという効果が得られる。
【００８６】
また、出力ノードの電圧ＶＯＵＴが低下している状態から、出力ノードＶＯＵＴの電圧を上昇（自動復帰）させるためには、充電回路１００は、出力ノードＶＯＵＴに接続される負荷回路２０００、フィードバック入力端子ＦＢ、抵抗分割回路を構成する抵抗（例えば、抵抗ＲＦＢ１、ＲＦＢ２、ＲＵＶＰ１、ＲＵＶＰ２）が電流を引いても、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）以上の電圧を発生させる必要があるが、負荷回路２０００の消費電流によっては実現が困難となる可能性もある。
【００８７】
例えば、充電回路１００の充電電流に対し、負荷回路２０００の消費電流が多く、自動復帰設計が不可能な場合が考えられるが、この場合の対策案として、負荷回路２０００にスタンバイ端子がある場合に限り、出力ノードＶＯＵＴの電圧の低下を外部に伝達するためのエラー信号ＥＲＲＯＲを、負荷回路２０００のスタンバイ入力端子に入力することによって、出力ノードＶＯＵＴの電圧の低下時には、負荷回路２０００がシャットダウンされ、負荷電流をほぼゼロにすることで、出力ノードＶＯＵＴの電圧の自動復帰設計が可能となる。
【００８８】
また、負荷回路２０００が発光ダイオードＬＥＤである場合は、［ＬＥＤの閾値Ｖｆ×直列数］で示される電圧以上に出力ノードＶＯＵＴの電圧が上昇するまで、負荷電流が流れないため、モード切替え電圧、つまり参照電圧（Ｖｒｅｆ１）を、上記［ＬＥＤの閾値Ｖｆ×直列数］の値の半分以下程度にしておけば、負荷電流を停止する機構は不要と考えられる。
【００８９】
また、負荷回路２０００が発光ダイオード（ＬＥＤ）である場合、フィードバック電圧としては以下の電圧を用いる。通常、発光ダイオードの駆動回路には、発光ダイオードと直列に接続された定電流回路を有するものと、発光ダイオードと直列に接続された電流設定用抵抗を有するものとがある。そこで、定電流源を有する駆動回路では、発光ダイオードのカソード側の、定電流源に接続された端子の電圧をフィードバック電圧として用いる。また、抵抗素子を有する駆動回路では、発光ダイオードの、電流設定用抵抗との接続ノードの電圧をフィードバック電圧として用いる。このようなフィードバック電圧をＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路に帰還として返すことで、消費電力を最適な状態に自動調整することが可能となる。
【００９０】
フィードバック電圧ＶＦＢをつくるための抵抗（ＲＦＢ１、ＲＦＢ２）の抵抗値の設計に関しては、充電電流設計値に対して、抵抗分割の経路に流れる電流値は十分小さい方がよいため、抵抗の値は大きくすることが望ましい。
【００９１】
また、出力ノードＶＯＵＴの電圧が低下している状態から、通常のＤＣ−ＤＣコンバーター動作状態にするための条件として、上記充電回路１００が出力できる最大電圧よりも、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を低く設定する必要があることは言うまでもない。
（実施形態３）
図３は、本発明の実施形態３によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図である。
【００９２】
この実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｃは、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｂにおいて、抵抗Ｒｓ１とスイッチＱ１との接続ノードの電圧を第三基準電源３１の電圧（Ｖｒｅｆ３）と比較する第三比較器３２を備え、さらに、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｂに代えて、この制御回路２００ｂの機能に加えて、該第三比較器３２の出力に基づいて、スイッチＱ１を制御するＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路３００ｃを備えたものである。
【００９３】
つまり、この実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｃでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００における、電流検出抵抗Ｒｓ１と第一スイッチＱ１との接続ノードの電圧と、第三参照電源３１の基準電圧（Ｖｒｅｆ３）とが、比較器３２（ＣＯＭＰ３）によって比較され、その判定結果がＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｃに入力されるようになっている。
【００９４】
このようなＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｃでは、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００に流れる電流値を電圧値に変換する抵抗素子Ｒｓ１により発生する端子電圧値が、設定した基準電圧３１（Ｖｒｅｆ３）より低かった場合、設定値以上の電流がＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００に流れたと判定され、その判定結果がＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｃに通知されると、この制御回路２００ｃからのＤＣ−ＤＣコンバーター部内のスイッチＱ１をオンオフさせるパルス信号を、即座にオフにする。つまり、設定電流以上の過電流が流れた周期内では、パルス信号がオンであるか、オフであるかに拘わらず、過電流が検出された時点でオフにする。
【００９５】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバーターに過電流が流れるのを回避することができる。
【００９６】
なお、このような実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター１０では、ノードＬＸ１が電源電圧ＶＩＮと短絡した場合、内蔵している過電流検出機能が働かなくなるという問題があり、このような問題を解決したものを実施形態４として以下に説明する。
（実施形態４）
図４は本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターを説明する図である。
【００９７】
この実施形態４のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄは、実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｃにおいて、内部ノードＬＸ１の電圧を第四基準電源４１の電圧（Ｖｒｅｆ４）と比較する第四比較器４２を備え、さらに、実施形態３のＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｃに代えて、この制御回路２００ｃの機能に加えて、該第四比較器４２の出力に基づいて、充電モードからＤＣ−ＤＣ動作モードへのモード切替えを行うＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｄを備えたものである。
【００９８】
つまり、この実施形態４のＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄでは、上記電源電圧ＶＩＮと内部ノードＬＸ１との間の短絡に対する対策として、内部ノードＬＸ１の電圧（もしくはＬＸ２端子電圧）と基準電圧４１（Ｖｒｅｆ４）が比較器４２（ＣＯＭＰ４）により比較され、その比較結果が、ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｄに入力される。
【００９９】
ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路２００ｄでは、充電回路１００からの充電モードからＤＣ−ＤＣ動作モードへのモード切替え条件に、上記内部ノードＬＸ１の電圧が、上記第四基準電源４１の電圧（Ｖｒｅｆ４）以下であるという条件を追加することで、過電流検出がかからない状態で、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００が動作することを回避できる。但し、参照電源４１の基準電圧４１（Ｖｒｅｆ４）は、上記内部ノードＬＸ１の電圧の電圧出力可能範囲に設定する必要があるため、電源電圧ＶＩＮより低く、充電モードで発生可能な最大電圧値より高い値に設定する必要がある。
【０１００】
次に、この実施形態４のＤＣ−ＤＣコンバーターの動作について説明する。
【０１０１】
まず、短絡がない場合のＤＣ−ＤＣコンバーターの起動動作について説明する。
【０１０２】
図５は、本発明の実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、短絡がない場合の起動波形を示す図である。
【０１０３】
システム動作開始信号ＸＳＴＢＹが立ち上がり、ＤＣ−ＤＣコンバーターに電源電圧が供給されると（タイミングＴａ１）、充電回路１００により出力コンデンサＣＯＵＴが充電され、出力ノードＶＯＵＴの電圧が立ち上がる。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００のスイッチＱ１はオフ状態であるが、その内部ノードＬＸ１の電圧は出力ノードＶＯＵＴの電圧上昇に伴って上昇する。
【０１０４】
その後、出力ノードＶＯＵＴが第一基準電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、第一比較器１２の出力が反転し、その反転結果が制御回路２００ｄに通知される。またこのとき、内部ノードＬＸ１の電圧と第四基準電圧Ｖｒｅｆ４との比較結果が制御回路２００ｄに通知される。制御回路２００ｄでは、内部ノードＬＸ１の電圧が第四基準電圧Ｖｒｅｆ４以下であることを条件として、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００のスイッチＱ１に駆動パルスを供給し、これにより充電モードからＤＣＤＤ動作モードに移行する（タイミングＴａ２）。
【０１０５】
その後は、駆動能力の大きいＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の動作により、出力ノードＶＯＵＴの電圧は急速に立ち上がり、この電圧が第二基準電圧Ｖｒｅｆ２に達すると（タイミングＴａ３）、第二比較器２２の出力が反転し、出力の反転が制御回路２００ｄに通知され、ここで、ＧＮＤ短絡はないという正常判定が行われる。このとき制御回路２００ｄはエラー出力（ＥＲＲＯＲ）を異常検出状態から正常判定状態に変化させる。
【０１０６】
その後、さらに出力ノードＶＯＵＴの電圧は第二基準電圧Ｖｒｅｆ４を超えて立ち上がる（タイミングＴａ４）。
【０１０７】
次に、安定動作中にＧＮＤ短絡が発生した場合の動作を説明する。
【０１０８】
図６は、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、安定動作中にＧＮＤ短絡が発生した場合の動作を説明するための信号波形を示す図である。
【０１０９】
ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄの安定動作中に、ＧＮＤ短絡が発生すると（タイミングＴｂ１）、出力ノードＶＯＵＴの電圧が急激に低下し、第四基準電圧Ｖｒｅｆ４を超えて（タイミングＴｂ２）、第二基準電圧Ｖｒｅｆ２まで低下する（タイミングＴｂ３）。
【０１１０】
このとき、第二比較器２２の出力が正常判定レベルからＧＮＤ短絡判定レベルに変化し、この変化が制御回路２００ｄに通知されると、この制御回路２００ｄはエラー出力（ＥＲＲＯＲ）のレベルを正常判定レベルから異常検出レベルに変化させ、このエラー出力が負荷回路２０００にスタンバイ（ＳＴＢＹ）信号として通知される。その後、出力ノードＶＯＵＴの電圧が第一基準電圧Ｖｒｅｆ１以下に低下すると、第一比較器１２の出力が、ＤＣＤＣ動作モード判定レベルから充電モード判定レベルに変化し、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作モードがＤＣＤＣ動作モードから充電モードに切り換わる（タイミングＴｂ４）。
【０１１１】
次に、ＧＮＤ短絡時におけるＤＣ−ＤＣコンバーターの起動動作について説明する。
【０１１２】
図７は、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、ＧＮＤ短絡時の起動波形を示す図である。
【０１１３】
システム動作開始信号ＸＳＴＢＹが立ち上がり、ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄに電源電圧が供給されると（タイミングＴｓ）、充電回路１００により出力コンデンサＣＯＵＴが充電され、出力ノードＶＯＵＴの電圧が立ち上がる。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００のスイッチＱ１はオフ状態であるが、その内部ノードＬＸ１の電圧は出力ノードＶＯＵＴの電圧上昇に伴って上昇する。
【０１１４】
ただし、この場合は、ＧＮＤ短絡状態であるので、出力ノードＶＯＵＴが第一基準電圧Ｖｒｅｆ１に達することはない。第一比較器１２の出力は充電モード判定レベルのままであり、第二比較器２２の出力はＧＮＤ短絡判定レベルのままである。従って、制御回路２００ｄのエラー出力は異常判定レベルに維持される。
【０１１５】
次に、電源電圧ＶＩＮと内部ノードＬＸ１との短絡時（ＶＩＮ−ＬＸ１短絡時）の起動動作について説明する。
【０１１６】
図８は、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバーターにおける、ＶＩＮ−ＬＸ１短絡時の起動波形を示す図である。
【０１１７】
このように電源電圧ＶＩＮと内部ノードＬＸ１とが短絡した状態では、システム動作開始信号ＸＳＴＢＹが立ち上がり、ＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄに電源電圧が供給されると（タイミングＴｓ）、内部ノードＬＸ１の電圧は電源電圧ＶＩＮ付近まで上昇しており、第四比較器４２の出力は、電源電圧ＶＩＮと内部ノードＬＸ１とが短絡していることを示すＶＩＮ−ＬＸ１短絡判定レベルとなる。
【０１１８】
このとき、第一比較器１２の出力は、ＤＣ−ＤＣ動作モード判定レベルであり、第二比較器２２の出力は正常判定レベルであるが、制御回路２００ｄは、動作モードを充電モードからＤＣ−ＤＣ動作モードに切り替える条件が満たされないため、充電モードを維持し、エラー信号（ＥＲＲＯＲ）を異常判定出力で維持する。
【０１１９】
このように本実施形態４によるＤＣ−ＤＣコンバーター１０ｄでは、上記回路構成をとることにより、回路起動時、既に出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤに短絡していた場合、出力ノードＶＯＵＴの電圧が上昇しないため、ＤＣ−ＤＣコンバーター部は動作せず、電源から出力ノードに至る経路に過電流が流れるのを回避できる。
【０１２０】
また、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作中に出力ノードＶＯＵＴがＧＮＤ短絡した場合でも、従来は、ＧＮＤ短絡の判定結果を確認するために、ＧＮＤ短絡の検出後も一定期間の間、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作を継続する必要があったが、本発明では、判定直後にＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作を停止し、別途設けた、ＤＣ−ＤＣコンバーター部より駆動能力の小さい充電回路１００により出力ノードを充電する状態にし、この状態で判定結果の確認を行うため、過電流が流れる時間を少なくできる。
【０１２１】
また、回路起動時にＧＮＤ短絡判定を開始するまでの時間の設計、およびＤＣ−ＤＣコンバーター動作中にＧＮＤ短絡判定結果を確認するための時間の設計をする必要もなくなる。この結果、従来、判定時間のカウントを行うためにタイマー回路を制御回路などに内蔵していた場合は、そのタイマー回路を削減することも可能となる。
【０１２２】
また、従来回路では、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチする、つまりＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を停止することでしか、過電流を止めることができなかったが、本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の他にＤＣ−ＤＣコンバーター部より駆動能力の小さい充電回路を設けているので、ＤＣ−ＤＣコンバーターが停止するようＧＮＤ短絡検出状態をラッチする設計と、ＤＣ−ＤＣコンバーターが通常動作に復帰できるようＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計の両方で過電流を止めることができるようになる。
【０１２３】
つまり、具体的には、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計は、ＧＮＤ短絡判定によりＧＮＤ短絡が生じていると判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の動作は停止するが、充電回路１００の動作は停止せずにこの充電回路により出力ノードＶＯＵＴの充電を行う設計であり、ＧＮＤ短絡が検出された場合にも、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を完全に停止させないものである。
【０１２４】
一方、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチする設計は、ＧＮＤ短絡判定によりＧＮＤ短絡が生じていると判定された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーター部１０００の動作は停止し、さらに、充電回路１００の動作をも所定時間後に停止させるようにする設計であり、ＧＮＤ短絡が検出された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作を完全に停止させるものである。
【０１２５】
そして、ＧＮＤ短絡検出状態をラッチしない設計にすることで、ＧＮＤ短絡が解消された場合や、ノイズによりＧＮＤ短絡を誤判定してしまった場合、ＤＣ−ＤＣコンバーターを構成するＬＳＩチップにその外部からリセット信号を入力せずとも、自動で、ＤＣ−ＤＣコンバーターの回路動作を通常状態に復帰させることが可能となる。
【０１２６】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバーターでは、あらかじめ充電回路から所定電圧を超える電荷を出力平滑コンデンサＣＯＵＴに充電してから、ＤＣ−ＤＣコンバーターの動作が開始されることとなり、この所定電圧の充電によりＤＣ−ＤＣコンバーターの動作開始時に、出力平滑コンデンサＣＯＵＴに向けての流れ込む突入電流量を低減するという効果もある。
【０１２７】
以上のように、本発明の好ましい実施形態を用いて本発明を例示してきたが、本発明は、この実施形態に限定して解釈されるべきものではない。本発明は、特許請求の範囲によってのみその範囲が解釈されるべきであることが理解される。当業者は、本発明の具体的な好ましい実施形態の記載から、本発明の記載および技術常識に基づいて等価な範囲を実施することができることが理解される。本明細書において引用した特許文献は、その内容自体が具体的に本明細書に記載されているのと同様にその内容が本明細書に対する参考として援用されるべきであることが理解される。
【産業上の利用可能性】
【０１２８】
本発明は、直流電圧をスイッチ素子のオンオフ動作により降圧、昇降圧、又は昇圧する降圧タイプ、又は昇降圧タイプ、又は昇圧タイプのスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバーターの分野において、ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させることなく、出力ノードもしくは出力ノードにつながる負荷のＧＮＤ短絡を検出することができ、ＤＣ−ＤＣコンバーター部の構成部品がダメージを受けるのを回避することができるＤＣ−ＤＣコンバーターを得ることができる。
【符号の説明】
【０１２９】
１１ 第一参照電源
１２ 第一比較器（ＧＮＤ短絡判定兼モード切替え判定用比較器）ＣＯＭＰ１
２１ 第二参照電源
２２ 第二比較器（ＧＮＤ短絡判定兼ＥＲＲＯＲ出力判定用比較器）ＣＯＭＰ２
３１ 第三参照電源
３２ 第三比較器（過電流検出用比較器）ＣＯＭＰ３
４１ 第四参照電源
４２ 第四比較器（ＶＩＮ−ＬＸ１短絡判定用比較器）ＣＯＭＰ４
１００ 充電回路
２００ａ〜２００ｄ ＤＣ−ＤＣコンバーター制御回路
３００ シリーズレギュレーター
４００ レベルシフタ
１０００ ＤＣ−ＤＣコンバーター部
２０００ 負荷回路用スタンバイ回路
３０００ 負荷回路
Ｖｒｅｆ１ 第一基準電圧（ＧＮＤ短絡判定兼モード切替え判定用基準電圧）
Ｖｒｅｆ２ 第二基準電圧（ＧＮＤ短絡判定兼ＥＲＲＯＲ出力判定用基準電圧）
Ｖｒｅｆ３ 第三基準電圧（過電流検出用基準電圧）
Ｖｒｅｆ４ 第四基準電圧（ＶＩＮ−ＬＸ１短絡判定用基準電圧）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電圧を所望の直流電圧に変換して出力ノードに出力するＤＣ−ＤＣコンバーターであって、
該出力ノードに接続された平滑コンデンサと、
該入力直流電圧を電源電圧とし、該平滑コンデンサを、該平滑コンデンサが該所望の電位を発生するよう充電するＤＣ−ＤＣコンバーター部と、
該ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電流駆動能力より小さい電流駆動能力を有し、該出力ノードを充電する充電回路とを備えた、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記出力ノードの電圧と第一基準電圧とを比較する第一比較器を有し、
該出力ノードの電圧が、該第一基準電圧以下である場合、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を停止させ、該出力ノードの電圧が該第一基準電圧より高い場合、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させるＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項３】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記出力ノードの電圧が、前記第一基準電圧以下である場合、前記充電回路による前記出力ノードの充電を行い、該第一基準電圧より高い場合、前記充電回路による該出力ノードの充電を停止させるＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項４】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記出力ノードの電圧に拘わらず、前記充電回路による該出力ノードの充電を常に行うＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項５】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記出力ノードの電圧と第二基準電圧とを比較する第二比較器を有し、前記出力ノードの電圧が第二基準電圧以下であるときは第一エラー信号を出力するＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項６】
請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記第一基準電圧と第二基準電圧とを同電圧としたＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項７】
請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記第一エラー信号を該ＤＣ−ＤＣコンバーターの外部に出力するための第一エラー出力端子を有するＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項８】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記充電回路の電源と前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電源とを共通とする回路構成を用いているＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項９】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記入力電源電圧を調整するシリーズレギュレーターを備え、
前記充電回路の電源電圧は、該シリーズレギュレーターから供給する回路構成を用いているＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１０】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記充電回路は定電流源回路により構成されているＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１１】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記充電回路は、抵抗素子により構成されているＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１２】
請求項１あるいは３記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記充電回路は、該充電回路による前記出力ノードの充電を開始あるいは停止するスイッチを有し、該スイッチはＮＭＯＳトランジスタのみで構成されている、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１３】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を、
前記入力電源電圧と第一内部ノードとの間に直列に接続された、該入力電源電圧側の抵抗素子及び該第一内部ノード側の第一スイッチと、
該第一内部ノードから前記出力コンデンサへの充電経路に設けられたコイルとを有する回路構成とし、
該抵抗素子と該第一スイッチとの接続ノードの電圧を第三基準電圧と比較する第三比較回路をさらに備え、
該第三比較回路の比較結果に基づいて該抵抗素子の両端の短絡を判定する、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１４】
請求項１３に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
該第一の内部ノードの電圧を第四基準電圧と比較する第四比較回路をさらに備え、
前記充電回路の充電により、該第一内部ノードである前記第一スイッチのコイル接続側の端子に発生した電圧に応じて、該第一スイッチの両端の短絡を判定する、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１５】
請求項１４に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作開始条件を、前記出力ノードの電圧が前記第一基準電圧より高く、かつ、前記第一内部ノード電圧が、前記第四基準電圧より低い場合とし、
ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作停止条件を、前記出力ノードの電圧が前記第一基準電圧より低い場合とする、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１６】
請求項１５に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記第二比較器及び前記第四比較器の出力結果に応じて、前記第一スイッチの両端の短絡状態を示す第二のエラー信号を外部に伝達する第二のエラー出力端子を有するＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１７】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を起動する前に、前記充電回路により前記出力ノードに接続されている平滑コンデンサを充電することで、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部を起動した時に該平滑コンデンサに向けて流れる突入電流を抑制するＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１８】
請求項７あるいは１６記載のＤＣ−ＤＣコンバーターを制御する制御システムであって、
前記第一あるいは第二エラー出力信号を入力信号とするマイクロコンピュータを備え、
該マイクロコンピュータが、一定時間以上、前記第一あるいは第二のエラー信号が継続したことを検出したとき、該マイクロコンピュータからの制御信号により、前記ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンする、制御システム。
【請求項１９】
請求項７あるいは１６記載のＤＣ−ＤＣコンバーターを制御する制御システムであって、
タイマー回路を有し、
該タイマー回路によって、一定時間以上、前記第一あるいは第二のエラー出力が継続したことを検出したとき、前記ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンする、制御システム。
【請求項１】
入力直流電圧を所望の直流電圧に変換して出力ノードに出力するＤＣ−ＤＣコンバーターであって、
該出力ノードに接続された平滑コンデンサと、
該入力直流電圧を電源電圧とし、該平滑コンデンサを、該平滑コンデンサが該所望の電位を発生するよう充電するＤＣ−ＤＣコンバーター部と、
該ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電流駆動能力より小さい電流駆動能力を有し、該出力ノードを充電する充電回路とを備えた、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記出力ノードの電圧と第一基準電圧とを比較する第一比較器を有し、
該出力ノードの電圧が、該第一基準電圧以下である場合、前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を停止させ、該出力ノードの電圧が該第一基準電圧より高い場合、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部を動作させるＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項３】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記出力ノードの電圧が、前記第一基準電圧以下である場合、前記充電回路による前記出力ノードの充電を行い、該第一基準電圧より高い場合、前記充電回路による該出力ノードの充電を停止させるＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項４】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記出力ノードの電圧に拘わらず、前記充電回路による該出力ノードの充電を常に行うＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項５】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記出力ノードの電圧と第二基準電圧とを比較する第二比較器を有し、前記出力ノードの電圧が第二基準電圧以下であるときは第一エラー信号を出力するＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項６】
請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記第一基準電圧と第二基準電圧とを同電圧としたＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項７】
請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記第一エラー信号を該ＤＣ−ＤＣコンバーターの外部に出力するための第一エラー出力端子を有するＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項８】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記充電回路の電源と前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部の電源とを共通とする回路構成を用いているＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項９】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記入力電源電圧を調整するシリーズレギュレーターを備え、
前記充電回路の電源電圧は、該シリーズレギュレーターから供給する回路構成を用いているＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１０】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記充電回路は定電流源回路により構成されているＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１１】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記充電回路は、抵抗素子により構成されているＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１２】
請求項１あるいは３記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記充電回路は、該充電回路による前記出力ノードの充電を開始あるいは停止するスイッチを有し、該スイッチはＮＭＯＳトランジスタのみで構成されている、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１３】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を、
前記入力電源電圧と第一内部ノードとの間に直列に接続された、該入力電源電圧側の抵抗素子及び該第一内部ノード側の第一スイッチと、
該第一内部ノードから前記出力コンデンサへの充電経路に設けられたコイルとを有する回路構成とし、
該抵抗素子と該第一スイッチとの接続ノードの電圧を第三基準電圧と比較する第三比較回路をさらに備え、
該第三比較回路の比較結果に基づいて該抵抗素子の両端の短絡を判定する、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１４】
請求項１３に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
該第一の内部ノードの電圧を第四基準電圧と比較する第四比較回路をさらに備え、
前記充電回路の充電により、該第一内部ノードである前記第一スイッチのコイル接続側の端子に発生した電圧に応じて、該第一スイッチの両端の短絡を判定する、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１５】
請求項１４に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作開始条件を、前記出力ノードの電圧が前記第一基準電圧より高く、かつ、前記第一内部ノード電圧が、前記第四基準電圧より低い場合とし、
ＤＣ−ＤＣコンバーター部の動作停止条件を、前記出力ノードの電圧が前記第一基準電圧より低い場合とする、ＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１６】
請求項１５に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記第二比較器及び前記第四比較器の出力結果に応じて、前記第一スイッチの両端の短絡状態を示す第二のエラー信号を外部に伝達する第二のエラー出力端子を有するＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１７】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバーターにおいて、
前記ＤＣ−ＤＣコンバーター部を起動する前に、前記充電回路により前記出力ノードに接続されている平滑コンデンサを充電することで、該ＤＣ−ＤＣコンバーター部を起動した時に該平滑コンデンサに向けて流れる突入電流を抑制するＤＣ−ＤＣコンバーター。
【請求項１８】
請求項７あるいは１６記載のＤＣ−ＤＣコンバーターを制御する制御システムであって、
前記第一あるいは第二エラー出力信号を入力信号とするマイクロコンピュータを備え、
該マイクロコンピュータが、一定時間以上、前記第一あるいは第二のエラー信号が継続したことを検出したとき、該マイクロコンピュータからの制御信号により、前記ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンする、制御システム。
【請求項１９】
請求項７あるいは１６記載のＤＣ−ＤＣコンバーターを制御する制御システムであって、
タイマー回路を有し、
該タイマー回路によって、一定時間以上、前記第一あるいは第二のエラー出力が継続したことを検出したとき、前記ＤＣ−ＤＣコンバーターの電源をシャットダウンする、制御システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−７５２０７（Ｐ２０１２−７５２０７Ａ）
【公開日】平成２４年４月１２日（２０１２．４．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２１６２３７（Ｐ２０１０−２１６２３７）
【出願日】平成２２年９月２７日（２０１０．９．２７）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年４月１２日（２０１２．４．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月２７日（２０１０．９．２７）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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