ＤＣＤＣコンバータ、半導体装置、発電装置
【課題】電力変換効率の向上を実現するＤＣＤＣコンバータの提供。
【解決手段】制御回路と、制御回路から出力される電圧が自らのゲート電極に与えられることでスイッチングが制御されるトランジスタと、トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつトランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、出力電力を検知する検知回路と、を有する。さらに、制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、検知回路において検知された出力電力が閾値と同じかそれを超えている場合に、制御信号の電圧をゲート電極に与え、なおかつ、検知回路において検知された出力電力が閾値を下回っている場合に、トランジスタをオンにする電圧をゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【解決手段】制御回路と、制御回路から出力される電圧が自らのゲート電極に与えられることでスイッチングが制御されるトランジスタと、トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつトランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、出力電力を検知する検知回路と、を有する。さらに、制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、検知回路において検知された出力電力が閾値と同じかそれを超えている場合に、制御信号の電圧をゲート電極に与え、なおかつ、検知回路において検知された出力電力が閾値を下回っている場合に、トランジスタをオンにする電圧をゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣＤＣコンバータと、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置及び発電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣＤＣコンバータは、入力電圧の値に係わらず、一定の出力電圧を得ることができる定電圧回路であり、整流回路などと共に電源回路に用いられている。特に、スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータを用いた電源回路は、スイッチング電源またはスイッチングレギュレータと呼ばれている。
【０００３】
スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータは、スイッチング素子により入力電圧からパルス状の波形を有する電圧を形成し、当該電圧をコイルやコンデンサなどにおいて平滑化或いは保持することで、所望の大きさの出力電圧を得るものである。スイッチング方式の場合、抵抗による電圧降下を利用するリニア方式の場合よりも、ＤＣＤＣコンバータにおける電力の内部損失を原理的に小さくすることができるため、電力変換効率が高く、電力損失に伴う発熱量を小さく抑えることができる。
【０００４】
下記の特許文献１には、太陽電池からの発電電圧を、電圧変換回路において駆動クロックに基づき充電電圧に電圧変換し、なおかつ上記発電電圧によって定まる最大充電電力に基づき駆動クロックのデューティ比を決める太陽光電力充電装置について、開示されている。また、下記の特許文献２には、スイッチング素子として機能するＦＥＴのソースドレイン間の電圧差を監視し、電圧差が閾値を超えた場合にＦＥＴをオンにすることで、負荷における消費電力量の急激な増大に対応することができる電力供給制御装置について開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−１９９６１４号公報
【特許文献２】特開２０１０−１８３８２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータは、リニア方式のものより高い電力変換効率が得られるが、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置の低消費電力化を図るためには、さらなる電力変換効率の向上が要求される。特に、一次電池、二次電池などの各種電池や、キャパシタなどに蓄積された電力を用いる携帯型電子機器の場合、電池またはキャパシタなどから出力される電圧を最適な大きさに変換するためには、ＤＣＤＣコンバータを用いる必要がある。ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率を向上させることは、半導体装置の消費電力を小さく抑え、延いては上記半導体装置を用いた携帯型電子機器の連続使用時間を長く確保することに繋がる。
【０００７】
また、太陽光発電や風力発電のように、自然エネルギーから電力を得る発電装置の場合、上記電力をＤＣＤＣコンバータにより定電圧化してから、二次電池、キャパシタなどの蓄電部や負荷に供給することが多い。例えば、太陽光発電により得られた電力を用いて、リチウムイオン電池を充電する発電装置の場合、太陽電池から出力される電力を、降圧タイプのＤＣＤＣコンバータにより定電圧化してから、リチウムイオン電池に供給する。
【０００８】
しかし、上述した発電装置の場合、得られる電力の大きさが自然条件に左右されやすい。よって、例えば太陽電池などの発電部において、得られる電力が小さい場合などは、ＤＣＤＣコンバータへの入力電力も小さくなる。そして、スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータは、入力電力が大きい場合に高い電力変換効率を維持することができるが、入力電力が小さい場合、電力変換効率が低くなる。そのため、発電部において得られる電力が小さい場合、ＤＣＤＣコンバータから二次電池や負荷に供給される電力も小さくなり、蓄電部における充電が行われない、負荷における動作が正常に行われないなどの不具合が生じやすい。
【０００９】
上述の課題に鑑み、本発明は、電力変換効率の向上を実現するＤＣＤＣコンバータの提供を目的の一とする。或いは、本発明は、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置の、消費電力の低減を目的の一とする。或いは、本発明は、電力変換効率の向上を実現する発電装置の提供を目的の一とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
入力電力が小さい場合にＤＣＤＣコンバータの電力変換効率が低くなる要因の一つとして、入力電力が小さい場合でも、出力電圧の値を制御するためのスイッチング素子をスイッチングさせていることが挙げられる。スイッチング素子をスイッチングさせると、スイッチング素子において電荷の充放電により電力が消費されるほか、そのスイッチングを制御するための制御回路においても電力が消費されるためである。
【００１１】
そこで、本発明の一態様では、降圧型のＤＣＤＣコンバータにおいて、出力電圧または出力電流を検知する。そして、出力電圧または出力電流が小さくなって閾値を下回ったら、制御回路は、スイッチング素子をスイッチングさせるためのパルス状の波形を有する制御信号の生成を停止し、スイッチング素子をオンの状態に保つための電圧を出力する。制御回路における制御信号の生成を停止することで、制御回路における消費電力を小さく抑えることができる。また、スイッチング素子がオンの状態に保たれることで、スイッチング素子における消費電力を小さく抑えることができる。
【００１２】
なお、降圧型のＤＣＤＣコンバータは、入力電力が小さい場合、入力電圧と出力電圧の差分が小さくなる。そのため、スイッチング素子をオンの状態に保つことで、入力電圧を降圧せずにそのまま出力電圧として出力しても、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置及び発電装置の動作上はあまり問題にならない。
【００１３】
さらに、本発明の一態様では、降圧型のＤＣＤＣコンバータにおいて、上記スイッチング素子がオン状態のときに、スイッチング素子として用いる絶縁ゲート型のトランジスタの、ソース端子とドレイン端子のうち入力電圧が与えられる一の端子と、ゲート電極とを接続する、或いは上記一の端子とゲート電極とに、同じ高さの電圧を与える。上記構成により、トランジスタがダイオードとして機能するため、逆流防止用のダイオードを別途設けなくとも、ＤＣＤＣコンバータにおいて入力電圧が出力電圧を下回ったときに、電流がＤＣＤＣコンバータの出力側から入力側に逆流するのを防ぐことができる。
【００１４】
具体的に、本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータは、制御回路と、前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、前記出力電力を検知する検知回路と、を有する。さらに、前記制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記検知回路において検知された前記出力電力が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記出力電力が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の一態様では、入力電力が小さいときに、制御回路における制御信号の生成を停止するため、制御回路の消費電力を小さく抑えることができる。よって、入力電力が小さいときでも、ＤＣＤＣコンバータの内部における電力損失を小さく抑えることができるので、電力変換効率が低減するのを抑えることができる。また、本発明の一態様では、上記ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置の、消費電力の低減を実現することができる。また、本発明の一態様では、上記ＤＣＤＣコンバータを用いた発電装置の、電力変換効率の向上を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】ＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。
【図２】出力電力と、電力変換効率の関係を示す図。
【図３】ＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。
【図４】電圧検知回路の構成を示す図。
【図５】入力電圧Ｖｉｎの時間変化と、電圧Ｖｇｓの時間変化と、出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示す図。
【図６】入力電圧Ｖｉｎの時間変化と、電圧Ｖｇｓの時間変化と、出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示す図。
【図７】ＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。
【図８】電流検知回路の構成を示す図。
【図９】照明装置の構成を示す図。
【図１０】太陽光発電装置の構成を示す図。
【図１１】電子機器の図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下では、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。ただし、本発明は以下の説明に限定されず、本発明の趣旨及びその範囲から逸脱することなくその形態及び詳細を様々に変更し得ることは、当業者であれば容易に理解される。したがって、本発明は、以下に示す実施の形態の記載内容に限定して解釈されるものではない。
【００１８】
なお、マイクロプロセッサ、画像処理回路などの集積回路や、ＲＦタグ、記憶媒体、発光素子を用いた照明装置、半導体表示装置など、ＤＣＤＣコンバータを用いることができるありとあらゆる半導体装置が、本発明の範疇に含まれる。また、半導体表示装置には、液晶表示装置、有機発光素子（ＯＬＥＤ）に代表される発光素子を備えた発光装置、電子ペーパー、ＤＭＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｉｃｒｏｍｉｒｒｏｒ Ｄｅｖｉｃｅ）、ＰＤＰ（Ｐｌａｓｍａ Ｄｉｓｐｌａｙ Ｐａｎｅｌ）、ＦＥＤ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ Ｄｉｓｐｌａｙ）など、ＤＣＤＣコンバータを有している半導体表示装置が、その範疇に含まれる。
【００１９】
また、本発明の一態様に係る発電装置は、電気エネルギー以外のエネルギーを用いて電力を生成する発電部と、前記発電部からの電力を入力電力とするＤＣＤＣコンバータとを少なくとも有する。さらに、本発明の一態様に係る発電装置は、上記構成に加えて、ＤＣＤＣコンバータからの出力電力により充電を行う蓄電部を有していても良い。
【００２０】
（実施の形態１）
図１に、本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータの構成を一例として示す。図１に示すＤＣＤＣコンバータ１００は、スイッチング素子として機能するトランジスタ１０１と、電圧変換部１０２と、制御回路１０３と、検知回路１０４とを有する。
【００２１】
トランジスタ１０１は、入力端子ＩＮに与えられる電圧（入力電圧）の、電圧変換部１０２への供給を制御する。具体的には、トランジスタ１０１がオンのときに電圧変換部１０２に入力電圧が供給され、オフのときにその供給が停止する。また、トランジスタ１０１がオフすると、電圧変換部１０２にはグラウンドなどの固定電圧が与えられる。そのため、トランジスタ１０１のスイッチングに従って、入力電圧と固定電圧が交互に出現するパルス状の電圧波形を有する信号が、電圧変換部１０２に供給される。
【００２２】
電圧変換部１０２は、コイル、コンデンサ、ダイオードのいずれか一つまたは複数を有している。電圧変換部１０２は、パルス状の信号が供給されると、上記信号の電圧を平滑化或いは保持することで、所定の出力電圧を有する出力電力を生成する。
【００２３】
制御回路１０３は、制御信号生成回路１０５と、選択回路１０６とを有する。制御信号生成回路１０５は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成し、選択回路１０６に与える。選択回路１０６は、制御信号の電圧、或いは入力端子ＩＮに与えられる入力電圧のいずれかを選択し、選択した電圧をトランジスタ１０１のゲート電極に与える。
【００２４】
上記選択回路１０６における電圧の選択は、検知回路１０４において検知される出力電力の値によって決まる。具体的に、検知回路１０４は、電圧変換部１０２の出力電圧または出力電流を検知する。そして、検知された出力電圧または出力電流が閾値と同じかそれを超えている場合に、選択回路１０６は制御信号の電圧を選択し、トランジスタ１０１のゲート電極に与える。或いは、検知された出力電圧または出力電流が閾値を下回っている場合に、選択回路１０６は入力端子ＩＮに与えられる入力電圧を選択し、トランジスタ１０１のゲート電極に与える。
【００２５】
トランジスタ１０１は、ゲート電極とソース端子間の電圧Ｖｇｓによって、その動作が制御される。よって、入力電圧がそのゲート電極に与えられた場合、トランジスタ１０１はオンの状態を保持する。また、制御信号の電圧がそのゲート電極に与えられた場合、ゲート電極とソース端子間の電圧Ｖｇｓが、制御信号の有するパルス状の電圧波形に従って変化するため、トランジスタ１０１はオンとオフを繰り返してスイッチングを行う。上記スイッチングにおける、オンとオフの時間の比率であるデューティ比は、制御信号の電圧に従って定まる。
【００２６】
なお、上述したように、トランジスタ１０１は、入力電圧の電圧変換部１０２への供給を制御している。よって、上記スイッチングのデューティ比が変化すると、電圧変換部１０２に供給されるパルス状の電圧波形を有する信号のデューティ比も連動して変化し、結果、電圧変換部１０２から出力される出力電圧の値が変化する。具体的に、電圧変換部１０２に供給される信号は入力電圧と固定電圧が交互に出現するパルス状の電圧波形を有している。そして、上記信号において、入力電圧を有するパルスの出現する期間の割合が大きいほど、出力電圧と固定電圧の差は大きくなる。逆に、上記信号において、入力電圧を有するパルスの出現する期間の割合が小さいほど、出力電圧と固定電圧の差は小さくなる。すなわち、電圧変換部１０２の出力電圧は、トランジスタ１０１におけるスイッチングのデューティ比に見合った大きさとなる。
【００２７】
また、出力電圧または出力電流の閾値は、電力変換効率が急激に低下し始める出力電圧または出力電流の値に設定することが望ましい。図２に、ＤＣＤＣコンバータ１００の出力電力（Ｗ）と、電力変換効率（％）の関係を模式的に示す。図２において横軸は出力電力（Ｗ）を対数スケールで表しており、縦軸は電力変換効率（％）を線形スケールで表している。電力変換効率は、入力電力（Ｗ）に対する出力電力（Ｗ）の割合に相当する。
【００２８】
図２において、実線で示すグラフ２００は、出力電力の大きさに関わらず、パルス状の電圧波形を有する制御信号だけで、トランジスタ１０１の動作を制御した場合の、出力電力（Ｗ）と、電力変換効率（％）の関係を示している。また、破線で示すグラフ２０１は、出力電力が閾値Ｗ０と同じかそれより大きいときに、パルス状の電圧波形を有する制御信号でトランジスタ１０１の動作を制御し、出力電力が閾値Ｗ０より小さいときに、トランジスタ１０１をオンの状態に保つ場合の、出力電力（Ｗ）と、電力変換効率（％）の関係を示している。
【００２９】
実線で示すグラフ２００の場合よりも、破線で示すグラフ２０１の場合の方が、トランジスタ１０１における消費電力と制御回路における消費電力が小さく抑えられる。そのため、図２に示すように、出力電力が閾値Ｗ０以下のときにおける電力変換効率は、グラフ２００よりもグラフ２０１の方が、矢印で示すように高くなる。
【００３０】
なお、検知回路１０４は、電圧変換部１０２から出力される出力電力のうち、出力電圧を検知していても良いし、出力電流を検知していても良いし、その両方を検知していても良い。
【００３１】
図３に、検知回路１０４として、出力電圧を検知する電圧検知回路を用いた場合の、ＤＣＤＣコンバータ１００の具体的な構成を一例として示す。
【００３２】
なお、本明細書において接続とは電気的な接続を意味しており、電流、電圧または電位が、供給可能、或いは伝送可能な状態に相当する。従って、接続している状態とは、直接接続している状態を必ずしも指すわけではなく、電流、電圧または電位が、供給可能、或いは伝送可能であるように、配線、抵抗、ダイオード、トランジスタなどの回路素子を介して間接的に接続している状態も、その範疇に含む。
【００３３】
また、回路図上は独立している構成要素どうしが接続されている場合であっても、実際には、例えば配線の一部が電極としても機能する場合など、一の導電膜が、複数の構成要素の機能を併せ持っている場合もある。本明細書において接続とは、このような、一の導電膜が、複数の構成要素の機能を併せ持っている場合も、その範疇に含める。
【００３４】
また、トランジスタが有するソース端子とドレイン端子は、トランジスタの極性及び各電極に与えられる電位の高低によって、その呼び方が入れ替わる。一般的に、ｎチャネル型トランジスタでは、低い電位が与えられる端子がソース端子と呼ばれ、高い電位が与えられる端子がドレイン端子と呼ばれる。また、ｐチャネル型トランジスタでは、低い電位が与えられる端子がドレイン端子と呼ばれ、高い電位が与えられる端子がソース端子と呼ばれる。以下、ソース端子とドレイン端子のいずれか一方を第１端子、他方を第２端子とし、ＤＣＤＣコンバータの構成について説明する。
【００３５】
また、トランジスタのソース端子とは、活性層の一部であるソース領域、或いは活性層に接続されたソース電極を意味する。同様に、トランジスタのドレイン端子とは、活性層の一部であるドレイン領域、或いは活性層に接続されたドレイン電極を意味する。
【００３６】
本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータは、入力電圧に対して小さい出力電圧が得られる降圧型である。図３に示すＤＣＤＣコンバータは、トランジスタ１０１と、電圧変換部１０２と、制御回路１０３と、電圧検知回路１０４ａとを有している。
【００３７】
また、図３に示すＤＣＤＣコンバータは、入力電圧の与えられる入力端子ＩＮ１と、固定電圧の与えられる入力端子ＩＮ２と、出力端子ＯＵＴ１と、出力端子ＯＵＴ２とを有している。
【００３８】
そして、図３に示す電圧変換部１０２は、ダイオード１１０、コイル１１１、コンデンサ１１２を有している。トランジスタ１０１は、入力端子ＩＮ１とダイオード１１０が有する陰極の間の接続を制御している。具体的に、トランジスタ１０１は、その第１端子が入力端子ＩＮ１に接続されており、その第２端子がダイオード１１０の陰極に接続されている。コイル１１１が有する一対の端子は、一方がダイオード１１０の陰極に接続され、他方がＤＣＤＣコンバータの出力端子ＯＵＴ１に接続されている。入力端子ＩＮ２は、ダイオード１１０の陽極と出力端子ＯＵＴ２に接続されている。そして、コンデンサ１１２が有する一対の電極は、一方が出力端子ＯＵＴ１に接続され、他方が出力端子ＯＵＴ２に接続されている。
【００３９】
図３に示すＤＣＤＣコンバータでは、トランジスタ１０１がオンになると、入力端子ＩＮ１と出力端子ＯＵＴ１との間に電位差が生じるので、コイル１１１に電流が流れる。コイル１１１は、上記電流が流れることで磁化すると共に、自己誘導により電流の流れとは逆向きの起電力が生じる。そのため、出力端子ＯＵＴ１には、入力端子ＩＮ１に与えられる入力電圧を降圧することで得られる電圧が与えられる。すなわち、コンデンサ１１２が有する一対の電極間には、入力端子ＩＮ２から与えられる固定電圧と、入力電圧を降圧することで得られる電圧との差分に相当する電圧が、与えられる。
【００４０】
次いで、トランジスタ１０１がオフになると、入力端子ＩＮ１と出力端子ＯＵＴ１の間に形成されていた電流の経路が遮断される。コイル１１１では、上記電流の変化を妨げる方向、すなわち、トランジスタ１０１がオンのときに生じた起電力とは逆の方向の起電力が生じる。そのため、コイル１１１を流れる電流は、上記起電力によって生じた電圧により、維持される。すなわち、トランジスタ１０１がオフのときには、入力端子ＩＮ２または出力端子ＯＵＴ２と、出力端子ＯＵＴ１の間に、コイル１１１とダイオード１１０を介した電流の経路が形成される。よって、コンデンサ１１２が有する一対の電極間に与えられている電圧は、ある程度保持される。
【００４１】
なお、コンデンサ１１２に保持されている電圧は、出力端子ＯＵＴ１から出力される出力電圧に相当する。上記動作において、トランジスタ１０１がオンである期間の比率が高いほど、コンデンサ１１２に保持される電圧は固定電圧と入力電圧の差分に近くなる。よって、入力電圧により近い大きさの出力電圧が得られるように、降圧することができる。逆に、トランジスタ１０１がオフである期間の比率が高いほど、コンデンサ１１２に保持される電圧は固定電圧との差分が小さくなる。よって、固定電圧により近い大きさの出力電圧が得られるように、降圧することができる。
【００４２】
トランジスタ１０１のオンとオフの時間の比率は、制御回路１０３において制御される。図３に示す制御回路１０３は、制御信号生成回路１０５と、選択回路１０６と、バッファ１０７とを有している。さらに、図３に示す制御信号生成回路１０５は、抵抗１２０、抵抗１２１、誤差増幅器１２２、コンパレータ１２３、三角波発振器１２４を有している。
【００４３】
制御信号生成回路１０５において、抵抗１２０と抵抗１２１は直列に接続されており、抵抗１２０の一方の端子には、ＤＣＤＣコンバータの出力端子ＯＵＴ１からの出力電圧が与えられている。また、抵抗１２１の一方の端子には、グラウンドなどの固定の電位が与えられている。そして、抵抗１２０の他方の端子と、抵抗１２１の他方の端子とが接続されているノードが、誤差増幅器１２２の反転入力端子（−）に接続されている。よって、出力電圧は、抵抗１２０と抵抗１２１によって抵抗分割され、誤差増幅器１２２の反転入力端子（−）に帰還信号ＦＢとして与えられる。
【００４４】
誤差増幅器１２２の非反転入力端子（＋）には参照電圧Ｖｒｅｆ１が与えられている。誤差増幅器１２２は、反転入力端子（−）に与えられた帰還信号ＦＢの電圧と、参照電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、その誤差を増幅した電圧を有する信号ＥＲ−ＯＵＴを、誤差増幅器１２２の出力端子から出力する。
【００４５】
誤差増幅器１２２から出力された信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧は、コンパレータ１２３の非反転入力端子（＋）に与えられる。また、コンパレータ１２３の反転入力端子（−）には、三角波発振器１２４から出力される三角波、或いはノコギリ波の電圧波形を有する信号が与えられる。よって、コンパレータ１２３からは、周期が一定であり、なおかつパルス幅が非反転入力端子（＋）に与えられる電圧の大きさに従って変化する、矩形波の電圧波形を有する制御信号を生成する。コンパレータ１２３から出力された制御信号は、選択回路１０６に与えられる。
【００４６】
選択回路１０６には、上記制御信号の電圧の他に、入力端子ＩＮ１から入力電圧も与えられている。選択回路１０６は、帰還信号ＦＢが有する電圧の大きさに従い、制御信号の電圧と入力電圧のいずれかを選択し、バッファ１０７を介して制御回路１０３から出力する。そして、制御回路１０３から出力された電圧は、トランジスタ１０１のゲート電極に入力される。
【００４７】
なお、制御信号生成回路１０５は位相補償回路を有していても良い。位相補償回路を用いる場合、誤差増幅器１２２から出力された電圧が、位相補償回路に与えられ、位相補償回路から出力された電圧が、コンパレータ１２３に与えられるようにする。位相補償回路は、誤差増幅器１２２から出力された電圧の位相を制御する。そして、位相補償回路による電圧の位相の制御により、誤差増幅器１２２またはコンパレータ１２３などのアンプが発振するのを防ぎ、ＤＣＤＣコンバータの動作を安定化させることができる。
【００４８】
また、帰還信号ＦＢが有する電圧の大きさは、電圧検知回路１０４ａにおいて検知する。具体的に、図３に示すＤＣＤＣコンバータでは、誤差増幅器１２２から出力される信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧を、電圧検知回路１０４ａにおいて検知することで、帰還信号ＦＢが有する電圧の大きさを間接的に検知する。
【００４９】
図４に、電圧検知回路１０４ａの具体的な構成の一例を示す。図４に示す電圧検知回路１０４ａは、コンパレータ１２５を有している。そして、コンパレータ１２５の非反転入力端子（＋）には、誤差増幅器１２２から出力される信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧が与えられる。また、コンパレータ１２５の反転入力端子（−）には、参照電圧Ｖｒｅｆ２が与えられる。
【００５０】
なお、参照電圧Ｖｒｅｆ２は、参照電圧Ｖｒｅｆ１と異なる値とする。そして、参照電圧Ｖｒｅｆ２の値は、出力電圧の閾値に従って定める。
【００５１】
コンパレータ１２５は、入力された信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧と参照電圧Ｖｒｅｆ２を比較する。そして、信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２と同じか、それより大きい場合に、コンパレータ１２５はハイレベルの電圧を出力する。また、信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２より小さい場合に、コンパレータ１２５はローレベルの電圧を出力する。
【００５２】
そして、選択回路１０６は、電圧検知回路１０４ａからハイレベルの電圧が与えられると、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が閾値と同じか、それを超えていると判断し、制御信号の電圧を出力する。トランジスタ１０１は、そのゲート電極に制御信号の電圧が与えられると、オンとオフを繰り返すスイッチングを行う。
【００５３】
また、選択回路１０６は、電圧検知回路１０４ａからローレベルの電圧が与えられると、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が閾値を下回っていると判断し、入力電圧を出力すると共に、三角波発振器１２４の駆動を停止する。トランジスタ１０１は、そのゲート電極に入力電圧が与えられると、オンの状態を保持する。よって、入力端子ＩＮ１に与えられる入力電圧は、トランジスタ１０１とコイル１１１を介して、出力電圧として出力端子ＯＵＴ１に与えられる。本発明の一態様では、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が閾値を下回っているときに、トランジスタ１０１をオンの状態に保持することで、トランジスタ１０１をスイッチングさせるのに費やされる電力を削減することができ、トランジスタ１０１における消費電力を小さく抑えることができる。
【００５４】
なお、降圧型のＤＣＤＣコンバータは、入力電力が小さい場合、入力電圧と出力電圧の差分が小さくなる。そのため、トランジスタ１０１をオンの状態に保つことで、入力電圧を降圧せずにそのまま出力電圧として出力しても、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置及び発電装置の動作上はあまり問題にならない。
【００５５】
また、トランジスタ１０１のゲート電極に入力電圧が与えられているとき、トランジスタ１０１は、その第１端子にも入力電圧が与えられているため、ダイオードとして機能する。よって、逆流防止用のダイオードを別途設けなくとも、ＤＣＤＣコンバータにおいて入力電圧が出力電圧を下回ったときに、電流がＤＣＤＣコンバータの出力側から入力側に逆流するのを防ぐことができる。
【００５６】
また、選択回路１０６は、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が閾値を下回っているとき、三角波発振器１２４の駆動を停止する。具体的には、三角波発振器１２４における三角波、或いはノコギリ波の電圧波形を有する信号の生成を停止する。よって、三角波発振器１２４において消費されていた電力を削減することができ、制御回路１０３の消費電力を小さく抑えることができる。
【００５７】
したがって、本発明の一態様では、入力電力が小さいときでも、電力変換効率が低減するのを抑えることができる。また、本発明の一態様では、上記ＤＣＤＣコンバータを用いることで、半導体装置の消費電力の低減を実現することができる。また、本発明の一態様では、上記ＤＣＤＣコンバータを用いることで、発電装置の電力変換効率の向上を実現することができる。
【００５８】
次いで、図７に、検知回路１０４として、出力電流を検知する電流検知回路を用いた場合の、ＤＣＤＣコンバータ１００の具体的な構成を一例として示す。図７に示すＤＣＤＣコンバータは、検知回路として電流検知回路１０４ｂを用いている点だけが、図３に示すＤＣＤＣコンバータと異なっている。よって、トランジスタ１０１、電圧変換部１０２、制御回路１０３の構成及び動作については、図３についての記載を概ね参照することができる。以下、図３に示すＤＣＤＣコンバータと、図７に示すＤＣＤＣコンバータとで異なる点についてのみ述べる。
【００５９】
まず、図７のＤＣＤＣコンバータの場合、選択回路１０６は、電圧変換部１０２からの出力電流の大きさに従い、制御信号の電圧と入力電圧のいずれかを選択し、バッファ１０７を介して制御回路１０３から出力する。そして、上記出力電流の大きさは、電流検知回路１０４ｂにおいて検知する。具体的に、図７に示すＤＣＤＣコンバータでは、電圧変換部１０２の出力端子と、ＤＣＤＣコンバータの出力端子ＯＵＴ１の間に流れる出力電流を、電流検知回路１０４ｂにおいて検知する。
【００６０】
図８に、電流検知回路１０４ｂの具体的な構成の一例を示す。図８に示す電流検知回路１０４ｂは、シャント抵抗１２６と、差動増幅器１２７と、コンパレータ１２８とを有している。シャント抵抗１２６は、電圧変換部１０２の出力端子と、出力端子ＯＵＴ１の間に直列に接続されている。そして、シャント抵抗１２６が有する一対の端子のうち、電圧変換部１０２の出力端子に接続されている端子は、差動増幅器１２７の反転入力端子（−）に接続されている。また、シャント抵抗１２６が有する一対の端子のうち、出力端子ＯＵＴ１に接続されている端子は、差動増幅器１２７の非反転入力端子（＋）に接続されている。
【００６１】
差動増幅器１２７は、反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）に入力された電圧の差分を増幅し、出力端子から出力する。上記電圧の差分は、出力電流の大きさを反映しており、差分が大きいほど出力電流が大きいことを意味し、差分が小さいほど出力電流が小さいことを意味する。
【００６２】
コンパレータ１２８は、差動増幅器１２７から入力された電圧と、参照電圧Ｖｒｅｆ３を比較する。そして、差動増幅器１２７からの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ３と同じか、それより大きい場合に、コンパレータ１２８はハイレベルの電圧を出力する。また、差動増幅器１２７からの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ３より小さい場合に、コンパレータ１２８はローレベルの電圧を出力する。コンパレータ１２８から出力された上記ハイレベルの電圧と上記ローレベルの電圧は、選択回路１０６に与えられる。選択回路１０６は、与えられた電圧に従い、ＤＣＤＣコンバータの出力電流が閾値を下回っているか否かを判断し、上述したような図３のＤＣＤＣコンバータと同様の動作を行う。
【００６３】
なお、参照電圧Ｖｒｅｆ３は、参照電圧Ｖｒｅｆ１または参照電圧Ｖｒｅｆ２と同じ値であっても良いし、異なる値であっても良いとする。そして、参照電圧Ｖｒｅｆ３の値は、出力電流の閾値に従って定める。
【００６４】
なお、図３、図７では、パルス幅制御（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ）の制御信号を生成する場合の、制御信号生成回路１０５の構成を例示している。しかし、本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータは、パルス周波数制御（ＰＦＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ）の制御信号を用いて、トランジスタ１０１のスイッチングを制御しても良い。
【００６５】
図５（Ａ）に、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎの時間変化を一例として示す。また、図５（Ｂ）に、パルス幅制御を用いた場合の、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓの時間変化を一例として示す。また、図５（Ｃ）に、図５（Ａ）に示す入力電圧がＤＣＤＣコンバータに与えられたときに、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓが図５（Ｂ）に示すように時間変化した場合の、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示す。
【００６６】
図５（Ａ）では、入力電圧Ｖｉｎが、時間の経過と共に小さくなっている。よって、一定の出力電圧Ｖｏｕｔを得るためには、ＤＣＤＣコンバータにおける降圧の幅を、時間と共に小さくしていく必要がある。よって、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓは、図５（Ｂ）に示すように、パルス状の電圧波形を有しており、なおかつ、そのパルス幅Ｔｏｎが時間の経過に伴い大きくなっている。なお、パルス幅制御の場合、パルスの出現するタイミングの時間間隔Ｔｐが一定に保たれており、パルス幅Ｔｏｎが可変となる。
【００６７】
そして、図５（Ａ）に示した入力電圧Ｖｉｎの場合、図５（Ｂ）に示したゲート電圧Ｖｇｓに従ってトランジスタ１０１をスイッチングさせると、図５（Ｃ）に示すような出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。図５（Ｂ）に示すように、本発明の一態様に係る降圧型のＤＣＤＣコンバータでは、パルス幅Ｔｏｎが小さいと、入力電圧が大きく降圧し、パルス幅Ｔｏｎが大きいと、入力電圧が小さく降圧する。
【００６８】
なお、入力電圧が小さくなっていくと、パルス幅Ｔｏｎを最大限に大きくしても、出力電圧Ｖｏｕｔが降圧を開始する。そして、本発明の一態様では、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値を下回ると、トランジスタ１０１のスイッチングを停止し、トランジスタ１０１をオンの状態に保持する。上記構成により、ＤＣＤＣコンバータの内部における電力損失を小さく抑えることができるので、出力電圧Ｖｏｕｔの降圧を小さく抑えることができる。
【００６９】
次いで、図６（Ａ）に、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎの時間変化を一例として示す。また、図６（Ｂ）に、パルス周波数制御を用いた場合の、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓの時間変化を一例として示す。また、図６（Ｃ）に、図６（Ａ）に示す入力電圧がＤＣＤＣコンバータに与えられたときに、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓが図６（Ｂ）に示すように時間変化した場合の、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示す。
【００７０】
図６（Ａ）では、入力電圧Ｖｉｎが、時間の経過と共に小さくなっている。よって、一定の出力電圧Ｖｏｕｔを得るためには、ＤＣＤＣコンバータにおける降圧の幅を、時間と共に小さくしていく必要がある。よって、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓは、図６（Ｂ）に示すように、パルス状の電圧波形を有しており、なおかつ、そのパルスの出現するタイミングの時間間隔Ｔｐが時間の経過に伴い小さくなっている。なお、パルス周波数制御の場合、パルス幅Ｔｏｎが一定に保たれており、パルスの出現するタイミングの時間間隔Ｔｐが可変となる。
【００７１】
そして、図６（Ａ）に示した入力電圧Ｖｉｎの場合、図６（Ｂ）に示したゲート電圧Ｖｇｓに従ってトランジスタ１０１をスイッチングさせると、図６（Ｃ）に示すような出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。図６（Ｂ）に示すように、本発明の一態様に係る降圧型のＤＣＤＣコンバータでは、時間間隔Ｔｐが大きいと、入力電圧が大きく降圧し、時間間隔Ｔｐが小さいと、入力電圧が小さく降圧する。
【００７２】
なお、入力電圧が小さくなっていくと、時間間隔Ｔｐを最大限に小さくしても、出力電圧Ｖｏｕｔが降圧を開始する。そして、本発明の一態様では、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値を下回ると、トランジスタ１０１のスイッチングを停止し、トランジスタ１０１をオンの状態に保持する。上記構成により、ＤＣＤＣコンバータの内部における電力損失を小さく抑えることができるので、出力電圧Ｖｏｕｔの降圧を小さく抑えることができる。
【００７３】
なお、本発明の一態様では、パルス幅制御とパルス周波数制御とを組み合わせて、トランジスタ１０１のスイッチングによる出力電圧の調整を行っても良い。例えば、出力電力が小さい場合は、パルス周波数制御を用いた方がトランジスタ１０１のスイッチングの周波数を低く抑えることができ、トランジスタ１０１のスイッチングによる電力損失を小さく抑えることができる。逆に、出力電力が大きい場合は、パルス幅制御を用いた方がトランジスタ１０１のスイッチングの周波数を低く抑えることができ、トランジスタ１０１のスイッチングによる電力損失を小さく抑えることができる。よって、出力電力の大きさに合わせて、パルス幅制御とパルス周波数制御を切り替えることで、電力変換効率の向上を図ることができる。
【００７４】
なお、図１、図３、図７では、スイッチング素子として機能するトランジスタ１０１を一つだけ有する構成を示しているが、本発明はこの構成に限定されない。本発明の一態様では、複数のトランジスタが一のスイッチング素子として機能していても良い。一のスイッチング素子として機能するトランジスタを複数有している場合、上記複数のトランジスタは並列に接続されていても良いし、直列に接続されていても良いし、直列と並列が組み合わされて接続されていても良い。
【００７５】
なお、本明細書において、トランジスタが直列に接続されている状態とは、例えば、第１のトランジスタの第１端子と第２端子のいずれか一方のみが、第２のトランジスタの第１端子と第２端子のいずれか一方のみに接続されている状態を意味する。また、トランジスタが並列に接続されている状態とは、第１のトランジスタの第１端子が第２のトランジスタの第１端子に接続され、第１のトランジスタの第２端子が第２のトランジスタの第２端子に接続されている状態を意味する。
【００７６】
（実施の形態２）
本実施の形態では、本発明の一態様に係る半導体装置の一つである、照明装置の一形態について説明する。図９に、照明装置の構成を一例として示す。
【００７７】
図９に示す照明装置は、交流電源３０１と、スイッチ３０２と、整流回路３０３と、ＤＣＤＣコンバータ１００と、発光素子３０４とを有している。整流回路３０３及びＤＣＤＣコンバータ１００が、電源回路を構成している。
【００７８】
図９に示すＤＣＤＣコンバータ１００は、図３または図７に示すＤＣＤＣコンバータ１００と同じ構成を有する。具体的に、図９に示す照明装置では、交流電源３０１からの交流電圧が、スイッチ３０２を介して整流回路３０３に与えられ、整流される。整流されることで得られた直流電圧は、ＤＣＤＣコンバータ１００に入力され、その大きさが調整されて出力される。ＤＣＤＣコンバータ１００の詳しい動作については、実施の形態１の記載を参照することができる。
【００７９】
ＤＣＤＣコンバータ１００から出力された電圧が、発光素子３０４に与えられることで、発光素子３０４は発光する。発光素子３０４には、発光ダイオード（ＬＥＤ）、有機発光素子（ＯＬＥＤ）など、様々な光源を用いることができる。
【００８０】
本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータ１００は、入力電力が小さいときでも、ＤＣＤＣコンバータの内部における電力損失を小さく抑えることができるので、電力変換効率が低減するのを抑えることができる。よって、ＤＣＤＣコンバータ１００を照明装置に用いることで、照明装置の消費電力の低減を実現することができる。
【００８１】
なお、図９では、電源として交流電源３０１を用いている照明装置の構成を示しているが、本発明はこの構成に限定されない。電源として交流電源ではなく直流電源を用いていても良い。ただし、直流電源を用いる場合は、整流回路３０３を設けなくとも良い。
【００８２】
また、図９では、電源である交流電源３０１を有している照明装置の構成を示しているが、本発明の一態様に係る照明装置は、必ずしも電源をその構成要素に含める必要はない。
【００８３】
本実施の形態は、上記実施の形態と適宜組み合わせて実施することが可能である。
【００８４】
（実施の形態３）
本実施の形態では、本発明の一態様に係る発電装置の一つである、太陽光発電装置の一形態について説明する。図１０に、太陽光発電装置の構成を一例として示す。
【００８５】
図１０に示す太陽光発電装置は、太陽電池として機能するフォトダイオード３５０と、スイッチ３５１と、コンデンサ３５２と、ＤＣＤＣコンバータ１００と、パルス幅変調回路３５３と、インバータ３５４と、バンドパスフィルタ３５５とを有している。
【００８６】
図１０に示すＤＣＤＣコンバータ１００は、図３または図７に示すＤＣＤＣコンバータと同じ構成を有する。具体的に、図１０に示す太陽光発電装置では、フォトダイオード３５０に光が照射されると電圧が生じる。上記電圧は、コンデンサ３５２において平滑化された後、スイッチ３５１を介して、ＤＣＤＣコンバータ１００に入力される。なお、コンデンサ３５２を設けることで、スイッチ３５１のオンオフによって生じるパルス状の電流が、フォトダイオード３５０に流れ込むのを防ぐことができる。
【００８７】
そして、ＤＣＤＣコンバータ１００に入力された電圧は、ＤＣＤＣコンバータ１００においてその大きさが調整されてから、出力される。ＤＣＤＣコンバータ１００の詳しい動作については、実施の形態１の記載を参照することができる。本実施の形態では、ＤＣＤＣコンバータ１００において、入力された電圧が降圧され、出力される。
【００８８】
ＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ１から出力された電圧は直流電圧である。インバータ３５４は、ＤＣＤＣコンバータ１００から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、出力する。図１０では、インバータ３５４が４つのトランジスタ３５６〜トランジスタ３５９と、４つのダイオード３６０〜ダイオード３６３とで構成されている例を示している。
【００８９】
具体的に、トランジスタ３５６は、その第１端子がＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ１に接続されており、その第２端子がトランジスタ３５７の第１端子に接続されている。トランジスタ３５７の第２端子は、ＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ２に接続されている。トランジスタ３５８は、その第１端子がＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ１に接続されており、その第２端子がトランジスタ３５９の第１端子に接続されている。トランジスタ３５９の第２端子は、ＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ２に接続されている。ダイオード３６０〜ダイオード３６３は、トランジスタ３５６〜トランジスタ３５９と、それぞれ並列に接続されている。具体的には、トランジスタ３５６〜トランジスタ３５９の第１端子にダイオード３６０〜ダイオード３６３の陰極がそれぞれ接続され、トランジスタ３５６〜トランジスタ３５９の第２端子にダイオード３６０〜ダイオード３６３の陽極がそれぞれ接続されている。
【００９０】
また、パルス幅変調回路３５３には、ＤＣＤＣコンバータ１００から出力された電圧が与えられている。パルス幅変調回路３５３は、上記電圧が与えられることで動作し、トランジスタ３５６〜トランジスタ３５９のスイッチングを制御する信号を生成する。
【００９１】
パルス幅変調回路３５３からの上記信号に従ってトランジスタ３５６〜トランジスタ３５９がスイッチングを行うことで、インバータ３５４が有する、トランジスタ３５６の第２端子とトランジスタ３５７の第１端子が接続されているノードと、トランジスタ３５８の第２端子とトランジスタ３５９の第１端子が接続されているノードとから、ＰＷＭ波形を有する交流電圧が出力される。
【００９２】
そして、バンドパスフィルタ３５５を用いて、インバータ３５４から出力された交流の電圧の高周波成分を除去することで、正弦波を有する交流電圧を得ることができる。
【００９３】
なお、図１０に示す発電装置では、発電装置から出力される交流電圧を、発電装置の後段に接続される負荷に供給する場合を想定している。しかし、発電装置から出力される電圧を用いて、二次電池やキャパシタなどの蓄電部を充電する場合、発電装置から出力される電圧は直流電圧となる。よって、この場合、交流電圧を得るためのパルス幅変調回路３５３及びインバータ３５４を発電装置に設けなくとも良く、ＤＣＤＣコンバータ１００の出力電圧を、発電装置からの出力電圧とする。
【００９４】
なお、太陽光発電や風力発電のように、自然エネルギーから電力を得る発電装置の場合、得られる電力の大きさが自然条件に左右されやすい。そして、例えば発電部からの入力電力が小さい場合、ＤＣＤＣコンバータは電力変換効率が低くなるため、出力電力がさらに小さくなる傾向にある。ＤＣＤＣコンバータからの出力電力が小さくなりすぎると、ＤＣＤＣコンバータから二次電池や負荷に供給される電力も小さくなり、蓄電部における充電が行われない、負荷における動作が正常に行われないなどの不具合が生じやすい。しかし、本発明の一態様に係る発電装置では、ＤＣＤＣコンバータへの入力電力が小さいときでも、ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率が低減するのを抑えることができる。よって、発電部からの入力電力が小さい場合に、ＤＣＤＣコンバータの出力電力が小さくなるのを抑えることができるため、二次電池の充電や負荷の動作が保証できる入力電力の範囲を広げることができる。
【００９５】
本実施の形態は、上記実施の形態と適宜組み合わせて実施することが可能である。
【実施例１】
【００９６】
本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータ、半導体装置を用いることで、消費電力の低い電子機器を提供することが可能である。特に電力の供給を常時受けることが困難な携帯用の電子機器の場合、本発明の一態様に係る消費電力の低い半導体装置をその構成要素に追加することにより、連続使用時間が長くなるといったメリットが得られる。また、本発明の一態様に係る発電装置を用いることで、発電部において生成される電力の大きさに変化が生じても、蓄電部における充電、負荷の動作などの信頼性が高い電子機器を提供することができる。
【００９７】
本発明の一態様に係る半導体装置は、表示装置、ノート型パーソナルコンピュータ、記録媒体を備えた画像再生装置（代表的にはＤＶＤ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ等の記録媒体を再生し、その画像を表示しうるディスプレイを有する装置）に用いることができる。その他に、本発明の一態様に係る半導体装置を用いることができる電子機器として、携帯電話、携帯型ゲーム機、携帯情報端末、電子書籍、ビデオカメラ、デジタルスチルカメラ、ゴーグル型ディスプレイ（ヘッドマウントディスプレイ）、ナビゲーションシステム、音響再生装置（カーオーディオ、デジタルオーディオプレイヤー等）、複写機、ファクシミリ、プリンター、プリンター複合機、現金自動預け入れ払い機（ＡＴＭ）、自動販売機などが挙げられる。これら電子機器の具体例を図１１に示す。
【００９８】
図１１（Ａ）は携帯型ゲーム機であり、筐体７０３１、筐体７０３２、表示部７０３３、表示部７０３４、マイクロホン７０３５、スピーカー７０３６、操作キー７０３７、スタイラス７０３８等を有する。本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置は、携帯型ゲーム機の駆動を制御するための集積回路に用いることができる。携帯型ゲーム機の駆動を制御するための集積回路に本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置を用いることで、消費電力の低い携帯型ゲーム機を提供することができる。また、本発明の一態様に係る発電装置を携帯型ゲーム機に用いることで、携帯型ゲーム機の連続使用時間を長くすることができ、信頼性を高めることができる。なお、図１１（Ａ）に示した携帯型ゲーム機は、２つの表示部７０３３と表示部７０３４とを有しているが、携帯型ゲーム機が有する表示部の数は、これに限定されない。
【００９９】
図１１（Ｂ）は携帯電話であり、筐体７０４１、表示部７０４２、音声入力部７０４３、音声出力部７０４４、操作キー７０４５、受光部７０４６等を有する。受光部７０４６において受信した光を電気信号に変換することで、外部の画像を取り込むことができる。本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置は、携帯電話の駆動を制御するための集積回路に用いることができる。携帯電話の駆動を制御するための集積回路に本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置を用いることで、消費電力の低い携帯電話を提供することができる。また、本発明の一態様に係る発電装置を携帯電話に用いることで、携帯電話の連続使用時間を長くすることができ、信頼性を高めることができる。
【０１００】
図１１（Ｃ）は携帯情報端末であり、筐体７０５１、表示部７０５２、操作キー７０５３等を有する。図１１（Ｃ）に示す携帯情報端末は、モデムが筐体７０５１に内蔵されていても良い。本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置は、携帯情報端末の駆動を制御するための集積回路に用いることができる。携帯情報端末の駆動を制御するための集積回路に本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置を用いることで、消費電力の低い携帯情報端末を提供することができる。また、本発明の一態様に係る発電装置を携帯情報端末に用いることで、携帯情報端末の連続使用時間を長くすることができ、信頼性を高めることができる。
【０１０１】
図１１（Ｄ）は照明装置であり、筐体７０８１、光源７０８２等を有する。光源７０８２には、発光素子が設けられている。本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置は、照明装置の駆動を制御するための集積回路に用いることができる。照明装置の駆動を制御するための集積回路に本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置を用いることで、消費電力の低い照明装置を提供することができる。また、本発明の一態様に係る発電装置を照明装置に用いることで、照明装置の連続使用時間を長くすることができ、信頼性を高めることができる。
【０１０２】
本実施例は、上記実施の形態と適宜組み合わせて実施することが可能である。
【符号の説明】
【０１０３】
１００ ＤＣＤＣコンバータ
１０１ トランジスタ
１０２ 電圧変換部
１０３ 制御回路
１０４ 検知回路
１０４ａ 電圧検知回路
１０４ｂ 電流検知回路
１０５ 制御信号生成回路
１０６ 選択回路
１０７ バッファ
１１０ ダイオード
１１１ コイル
１１２ コンデンサ
１２０ 抵抗
１２１ 抵抗
１２２ 誤差増幅器
１２３ コンパレータ
１２４ 三角波発振器
１２５ コンパレータ
１２６ シャント抵抗
１２７ 差動増幅器
１２８ コンパレータ
２００ グラフ
２０１ グラフ
３０１ 交流電源
３０２ スイッチ
３０３ 整流回路
３０４ 発光素子
３５０ フォトダイオード
３５１ スイッチ
３５２ コンデンサ
３５３ パルス幅変調回路
３５４ インバータ
３５５ バンドパスフィルタ
３５６ トランジスタ
３５７ トランジスタ
３５８ トランジスタ
３５９ トランジスタ
３６０ ダイオード
３６１ ダイオード
３６２ ダイオード
３６３ ダイオード
７０３１ 筐体
７０３２ 筐体
７０３３ 表示部
７０３４ 表示部
７０３５ マイクロホン
７０３６ スピーカー
７０３７ 操作キー
７０３８ スタイラス
７０４１ 筐体
７０４２ 表示部
７０４３ 音声入力部
７０４４ 音声出力部
７０４５ 操作キー
７０４６ 受光部
７０５１ 筐体
７０５２ 表示部
７０５３ 操作キー
７０８１ 筐体
７０８２ 光源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣＤＣコンバータと、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置及び発電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣＤＣコンバータは、入力電圧の値に係わらず、一定の出力電圧を得ることができる定電圧回路であり、整流回路などと共に電源回路に用いられている。特に、スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータを用いた電源回路は、スイッチング電源またはスイッチングレギュレータと呼ばれている。
【０００３】
スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータは、スイッチング素子により入力電圧からパルス状の波形を有する電圧を形成し、当該電圧をコイルやコンデンサなどにおいて平滑化或いは保持することで、所望の大きさの出力電圧を得るものである。スイッチング方式の場合、抵抗による電圧降下を利用するリニア方式の場合よりも、ＤＣＤＣコンバータにおける電力の内部損失を原理的に小さくすることができるため、電力変換効率が高く、電力損失に伴う発熱量を小さく抑えることができる。
【０００４】
下記の特許文献１には、太陽電池からの発電電圧を、電圧変換回路において駆動クロックに基づき充電電圧に電圧変換し、なおかつ上記発電電圧によって定まる最大充電電力に基づき駆動クロックのデューティ比を決める太陽光電力充電装置について、開示されている。また、下記の特許文献２には、スイッチング素子として機能するＦＥＴのソースドレイン間の電圧差を監視し、電圧差が閾値を超えた場合にＦＥＴをオンにすることで、負荷における消費電力量の急激な増大に対応することができる電力供給制御装置について開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−１９９６１４号公報
【特許文献２】特開２０１０−１８３８２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータは、リニア方式のものより高い電力変換効率が得られるが、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置の低消費電力化を図るためには、さらなる電力変換効率の向上が要求される。特に、一次電池、二次電池などの各種電池や、キャパシタなどに蓄積された電力を用いる携帯型電子機器の場合、電池またはキャパシタなどから出力される電圧を最適な大きさに変換するためには、ＤＣＤＣコンバータを用いる必要がある。ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率を向上させることは、半導体装置の消費電力を小さく抑え、延いては上記半導体装置を用いた携帯型電子機器の連続使用時間を長く確保することに繋がる。
【０００７】
また、太陽光発電や風力発電のように、自然エネルギーから電力を得る発電装置の場合、上記電力をＤＣＤＣコンバータにより定電圧化してから、二次電池、キャパシタなどの蓄電部や負荷に供給することが多い。例えば、太陽光発電により得られた電力を用いて、リチウムイオン電池を充電する発電装置の場合、太陽電池から出力される電力を、降圧タイプのＤＣＤＣコンバータにより定電圧化してから、リチウムイオン電池に供給する。
【０００８】
しかし、上述した発電装置の場合、得られる電力の大きさが自然条件に左右されやすい。よって、例えば太陽電池などの発電部において、得られる電力が小さい場合などは、ＤＣＤＣコンバータへの入力電力も小さくなる。そして、スイッチング方式のＤＣＤＣコンバータは、入力電力が大きい場合に高い電力変換効率を維持することができるが、入力電力が小さい場合、電力変換効率が低くなる。そのため、発電部において得られる電力が小さい場合、ＤＣＤＣコンバータから二次電池や負荷に供給される電力も小さくなり、蓄電部における充電が行われない、負荷における動作が正常に行われないなどの不具合が生じやすい。
【０００９】
上述の課題に鑑み、本発明は、電力変換効率の向上を実現するＤＣＤＣコンバータの提供を目的の一とする。或いは、本発明は、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置の、消費電力の低減を目的の一とする。或いは、本発明は、電力変換効率の向上を実現する発電装置の提供を目的の一とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
入力電力が小さい場合にＤＣＤＣコンバータの電力変換効率が低くなる要因の一つとして、入力電力が小さい場合でも、出力電圧の値を制御するためのスイッチング素子をスイッチングさせていることが挙げられる。スイッチング素子をスイッチングさせると、スイッチング素子において電荷の充放電により電力が消費されるほか、そのスイッチングを制御するための制御回路においても電力が消費されるためである。
【００１１】
そこで、本発明の一態様では、降圧型のＤＣＤＣコンバータにおいて、出力電圧または出力電流を検知する。そして、出力電圧または出力電流が小さくなって閾値を下回ったら、制御回路は、スイッチング素子をスイッチングさせるためのパルス状の波形を有する制御信号の生成を停止し、スイッチング素子をオンの状態に保つための電圧を出力する。制御回路における制御信号の生成を停止することで、制御回路における消費電力を小さく抑えることができる。また、スイッチング素子がオンの状態に保たれることで、スイッチング素子における消費電力を小さく抑えることができる。
【００１２】
なお、降圧型のＤＣＤＣコンバータは、入力電力が小さい場合、入力電圧と出力電圧の差分が小さくなる。そのため、スイッチング素子をオンの状態に保つことで、入力電圧を降圧せずにそのまま出力電圧として出力しても、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置及び発電装置の動作上はあまり問題にならない。
【００１３】
さらに、本発明の一態様では、降圧型のＤＣＤＣコンバータにおいて、上記スイッチング素子がオン状態のときに、スイッチング素子として用いる絶縁ゲート型のトランジスタの、ソース端子とドレイン端子のうち入力電圧が与えられる一の端子と、ゲート電極とを接続する、或いは上記一の端子とゲート電極とに、同じ高さの電圧を与える。上記構成により、トランジスタがダイオードとして機能するため、逆流防止用のダイオードを別途設けなくとも、ＤＣＤＣコンバータにおいて入力電圧が出力電圧を下回ったときに、電流がＤＣＤＣコンバータの出力側から入力側に逆流するのを防ぐことができる。
【００１４】
具体的に、本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータは、制御回路と、前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、前記出力電力を検知する検知回路と、を有する。さらに、前記制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記検知回路において検知された前記出力電力が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記出力電力が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の一態様では、入力電力が小さいときに、制御回路における制御信号の生成を停止するため、制御回路の消費電力を小さく抑えることができる。よって、入力電力が小さいときでも、ＤＣＤＣコンバータの内部における電力損失を小さく抑えることができるので、電力変換効率が低減するのを抑えることができる。また、本発明の一態様では、上記ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置の、消費電力の低減を実現することができる。また、本発明の一態様では、上記ＤＣＤＣコンバータを用いた発電装置の、電力変換効率の向上を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】ＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。
【図２】出力電力と、電力変換効率の関係を示す図。
【図３】ＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。
【図４】電圧検知回路の構成を示す図。
【図５】入力電圧Ｖｉｎの時間変化と、電圧Ｖｇｓの時間変化と、出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示す図。
【図６】入力電圧Ｖｉｎの時間変化と、電圧Ｖｇｓの時間変化と、出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示す図。
【図７】ＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。
【図８】電流検知回路の構成を示す図。
【図９】照明装置の構成を示す図。
【図１０】太陽光発電装置の構成を示す図。
【図１１】電子機器の図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下では、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。ただし、本発明は以下の説明に限定されず、本発明の趣旨及びその範囲から逸脱することなくその形態及び詳細を様々に変更し得ることは、当業者であれば容易に理解される。したがって、本発明は、以下に示す実施の形態の記載内容に限定して解釈されるものではない。
【００１８】
なお、マイクロプロセッサ、画像処理回路などの集積回路や、ＲＦタグ、記憶媒体、発光素子を用いた照明装置、半導体表示装置など、ＤＣＤＣコンバータを用いることができるありとあらゆる半導体装置が、本発明の範疇に含まれる。また、半導体表示装置には、液晶表示装置、有機発光素子（ＯＬＥＤ）に代表される発光素子を備えた発光装置、電子ペーパー、ＤＭＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｉｃｒｏｍｉｒｒｏｒ Ｄｅｖｉｃｅ）、ＰＤＰ（Ｐｌａｓｍａ Ｄｉｓｐｌａｙ Ｐａｎｅｌ）、ＦＥＤ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ Ｄｉｓｐｌａｙ）など、ＤＣＤＣコンバータを有している半導体表示装置が、その範疇に含まれる。
【００１９】
また、本発明の一態様に係る発電装置は、電気エネルギー以外のエネルギーを用いて電力を生成する発電部と、前記発電部からの電力を入力電力とするＤＣＤＣコンバータとを少なくとも有する。さらに、本発明の一態様に係る発電装置は、上記構成に加えて、ＤＣＤＣコンバータからの出力電力により充電を行う蓄電部を有していても良い。
【００２０】
（実施の形態１）
図１に、本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータの構成を一例として示す。図１に示すＤＣＤＣコンバータ１００は、スイッチング素子として機能するトランジスタ１０１と、電圧変換部１０２と、制御回路１０３と、検知回路１０４とを有する。
【００２１】
トランジスタ１０１は、入力端子ＩＮに与えられる電圧（入力電圧）の、電圧変換部１０２への供給を制御する。具体的には、トランジスタ１０１がオンのときに電圧変換部１０２に入力電圧が供給され、オフのときにその供給が停止する。また、トランジスタ１０１がオフすると、電圧変換部１０２にはグラウンドなどの固定電圧が与えられる。そのため、トランジスタ１０１のスイッチングに従って、入力電圧と固定電圧が交互に出現するパルス状の電圧波形を有する信号が、電圧変換部１０２に供給される。
【００２２】
電圧変換部１０２は、コイル、コンデンサ、ダイオードのいずれか一つまたは複数を有している。電圧変換部１０２は、パルス状の信号が供給されると、上記信号の電圧を平滑化或いは保持することで、所定の出力電圧を有する出力電力を生成する。
【００２３】
制御回路１０３は、制御信号生成回路１０５と、選択回路１０６とを有する。制御信号生成回路１０５は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成し、選択回路１０６に与える。選択回路１０６は、制御信号の電圧、或いは入力端子ＩＮに与えられる入力電圧のいずれかを選択し、選択した電圧をトランジスタ１０１のゲート電極に与える。
【００２４】
上記選択回路１０６における電圧の選択は、検知回路１０４において検知される出力電力の値によって決まる。具体的に、検知回路１０４は、電圧変換部１０２の出力電圧または出力電流を検知する。そして、検知された出力電圧または出力電流が閾値と同じかそれを超えている場合に、選択回路１０６は制御信号の電圧を選択し、トランジスタ１０１のゲート電極に与える。或いは、検知された出力電圧または出力電流が閾値を下回っている場合に、選択回路１０６は入力端子ＩＮに与えられる入力電圧を選択し、トランジスタ１０１のゲート電極に与える。
【００２５】
トランジスタ１０１は、ゲート電極とソース端子間の電圧Ｖｇｓによって、その動作が制御される。よって、入力電圧がそのゲート電極に与えられた場合、トランジスタ１０１はオンの状態を保持する。また、制御信号の電圧がそのゲート電極に与えられた場合、ゲート電極とソース端子間の電圧Ｖｇｓが、制御信号の有するパルス状の電圧波形に従って変化するため、トランジスタ１０１はオンとオフを繰り返してスイッチングを行う。上記スイッチングにおける、オンとオフの時間の比率であるデューティ比は、制御信号の電圧に従って定まる。
【００２６】
なお、上述したように、トランジスタ１０１は、入力電圧の電圧変換部１０２への供給を制御している。よって、上記スイッチングのデューティ比が変化すると、電圧変換部１０２に供給されるパルス状の電圧波形を有する信号のデューティ比も連動して変化し、結果、電圧変換部１０２から出力される出力電圧の値が変化する。具体的に、電圧変換部１０２に供給される信号は入力電圧と固定電圧が交互に出現するパルス状の電圧波形を有している。そして、上記信号において、入力電圧を有するパルスの出現する期間の割合が大きいほど、出力電圧と固定電圧の差は大きくなる。逆に、上記信号において、入力電圧を有するパルスの出現する期間の割合が小さいほど、出力電圧と固定電圧の差は小さくなる。すなわち、電圧変換部１０２の出力電圧は、トランジスタ１０１におけるスイッチングのデューティ比に見合った大きさとなる。
【００２７】
また、出力電圧または出力電流の閾値は、電力変換効率が急激に低下し始める出力電圧または出力電流の値に設定することが望ましい。図２に、ＤＣＤＣコンバータ１００の出力電力（Ｗ）と、電力変換効率（％）の関係を模式的に示す。図２において横軸は出力電力（Ｗ）を対数スケールで表しており、縦軸は電力変換効率（％）を線形スケールで表している。電力変換効率は、入力電力（Ｗ）に対する出力電力（Ｗ）の割合に相当する。
【００２８】
図２において、実線で示すグラフ２００は、出力電力の大きさに関わらず、パルス状の電圧波形を有する制御信号だけで、トランジスタ１０１の動作を制御した場合の、出力電力（Ｗ）と、電力変換効率（％）の関係を示している。また、破線で示すグラフ２０１は、出力電力が閾値Ｗ０と同じかそれより大きいときに、パルス状の電圧波形を有する制御信号でトランジスタ１０１の動作を制御し、出力電力が閾値Ｗ０より小さいときに、トランジスタ１０１をオンの状態に保つ場合の、出力電力（Ｗ）と、電力変換効率（％）の関係を示している。
【００２９】
実線で示すグラフ２００の場合よりも、破線で示すグラフ２０１の場合の方が、トランジスタ１０１における消費電力と制御回路における消費電力が小さく抑えられる。そのため、図２に示すように、出力電力が閾値Ｗ０以下のときにおける電力変換効率は、グラフ２００よりもグラフ２０１の方が、矢印で示すように高くなる。
【００３０】
なお、検知回路１０４は、電圧変換部１０２から出力される出力電力のうち、出力電圧を検知していても良いし、出力電流を検知していても良いし、その両方を検知していても良い。
【００３１】
図３に、検知回路１０４として、出力電圧を検知する電圧検知回路を用いた場合の、ＤＣＤＣコンバータ１００の具体的な構成を一例として示す。
【００３２】
なお、本明細書において接続とは電気的な接続を意味しており、電流、電圧または電位が、供給可能、或いは伝送可能な状態に相当する。従って、接続している状態とは、直接接続している状態を必ずしも指すわけではなく、電流、電圧または電位が、供給可能、或いは伝送可能であるように、配線、抵抗、ダイオード、トランジスタなどの回路素子を介して間接的に接続している状態も、その範疇に含む。
【００３３】
また、回路図上は独立している構成要素どうしが接続されている場合であっても、実際には、例えば配線の一部が電極としても機能する場合など、一の導電膜が、複数の構成要素の機能を併せ持っている場合もある。本明細書において接続とは、このような、一の導電膜が、複数の構成要素の機能を併せ持っている場合も、その範疇に含める。
【００３４】
また、トランジスタが有するソース端子とドレイン端子は、トランジスタの極性及び各電極に与えられる電位の高低によって、その呼び方が入れ替わる。一般的に、ｎチャネル型トランジスタでは、低い電位が与えられる端子がソース端子と呼ばれ、高い電位が与えられる端子がドレイン端子と呼ばれる。また、ｐチャネル型トランジスタでは、低い電位が与えられる端子がドレイン端子と呼ばれ、高い電位が与えられる端子がソース端子と呼ばれる。以下、ソース端子とドレイン端子のいずれか一方を第１端子、他方を第２端子とし、ＤＣＤＣコンバータの構成について説明する。
【００３５】
また、トランジスタのソース端子とは、活性層の一部であるソース領域、或いは活性層に接続されたソース電極を意味する。同様に、トランジスタのドレイン端子とは、活性層の一部であるドレイン領域、或いは活性層に接続されたドレイン電極を意味する。
【００３６】
本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータは、入力電圧に対して小さい出力電圧が得られる降圧型である。図３に示すＤＣＤＣコンバータは、トランジスタ１０１と、電圧変換部１０２と、制御回路１０３と、電圧検知回路１０４ａとを有している。
【００３７】
また、図３に示すＤＣＤＣコンバータは、入力電圧の与えられる入力端子ＩＮ１と、固定電圧の与えられる入力端子ＩＮ２と、出力端子ＯＵＴ１と、出力端子ＯＵＴ２とを有している。
【００３８】
そして、図３に示す電圧変換部１０２は、ダイオード１１０、コイル１１１、コンデンサ１１２を有している。トランジスタ１０１は、入力端子ＩＮ１とダイオード１１０が有する陰極の間の接続を制御している。具体的に、トランジスタ１０１は、その第１端子が入力端子ＩＮ１に接続されており、その第２端子がダイオード１１０の陰極に接続されている。コイル１１１が有する一対の端子は、一方がダイオード１１０の陰極に接続され、他方がＤＣＤＣコンバータの出力端子ＯＵＴ１に接続されている。入力端子ＩＮ２は、ダイオード１１０の陽極と出力端子ＯＵＴ２に接続されている。そして、コンデンサ１１２が有する一対の電極は、一方が出力端子ＯＵＴ１に接続され、他方が出力端子ＯＵＴ２に接続されている。
【００３９】
図３に示すＤＣＤＣコンバータでは、トランジスタ１０１がオンになると、入力端子ＩＮ１と出力端子ＯＵＴ１との間に電位差が生じるので、コイル１１１に電流が流れる。コイル１１１は、上記電流が流れることで磁化すると共に、自己誘導により電流の流れとは逆向きの起電力が生じる。そのため、出力端子ＯＵＴ１には、入力端子ＩＮ１に与えられる入力電圧を降圧することで得られる電圧が与えられる。すなわち、コンデンサ１１２が有する一対の電極間には、入力端子ＩＮ２から与えられる固定電圧と、入力電圧を降圧することで得られる電圧との差分に相当する電圧が、与えられる。
【００４０】
次いで、トランジスタ１０１がオフになると、入力端子ＩＮ１と出力端子ＯＵＴ１の間に形成されていた電流の経路が遮断される。コイル１１１では、上記電流の変化を妨げる方向、すなわち、トランジスタ１０１がオンのときに生じた起電力とは逆の方向の起電力が生じる。そのため、コイル１１１を流れる電流は、上記起電力によって生じた電圧により、維持される。すなわち、トランジスタ１０１がオフのときには、入力端子ＩＮ２または出力端子ＯＵＴ２と、出力端子ＯＵＴ１の間に、コイル１１１とダイオード１１０を介した電流の経路が形成される。よって、コンデンサ１１２が有する一対の電極間に与えられている電圧は、ある程度保持される。
【００４１】
なお、コンデンサ１１２に保持されている電圧は、出力端子ＯＵＴ１から出力される出力電圧に相当する。上記動作において、トランジスタ１０１がオンである期間の比率が高いほど、コンデンサ１１２に保持される電圧は固定電圧と入力電圧の差分に近くなる。よって、入力電圧により近い大きさの出力電圧が得られるように、降圧することができる。逆に、トランジスタ１０１がオフである期間の比率が高いほど、コンデンサ１１２に保持される電圧は固定電圧との差分が小さくなる。よって、固定電圧により近い大きさの出力電圧が得られるように、降圧することができる。
【００４２】
トランジスタ１０１のオンとオフの時間の比率は、制御回路１０３において制御される。図３に示す制御回路１０３は、制御信号生成回路１０５と、選択回路１０６と、バッファ１０７とを有している。さらに、図３に示す制御信号生成回路１０５は、抵抗１２０、抵抗１２１、誤差増幅器１２２、コンパレータ１２３、三角波発振器１２４を有している。
【００４３】
制御信号生成回路１０５において、抵抗１２０と抵抗１２１は直列に接続されており、抵抗１２０の一方の端子には、ＤＣＤＣコンバータの出力端子ＯＵＴ１からの出力電圧が与えられている。また、抵抗１２１の一方の端子には、グラウンドなどの固定の電位が与えられている。そして、抵抗１２０の他方の端子と、抵抗１２１の他方の端子とが接続されているノードが、誤差増幅器１２２の反転入力端子（−）に接続されている。よって、出力電圧は、抵抗１２０と抵抗１２１によって抵抗分割され、誤差増幅器１２２の反転入力端子（−）に帰還信号ＦＢとして与えられる。
【００４４】
誤差増幅器１２２の非反転入力端子（＋）には参照電圧Ｖｒｅｆ１が与えられている。誤差増幅器１２２は、反転入力端子（−）に与えられた帰還信号ＦＢの電圧と、参照電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、その誤差を増幅した電圧を有する信号ＥＲ−ＯＵＴを、誤差増幅器１２２の出力端子から出力する。
【００４５】
誤差増幅器１２２から出力された信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧は、コンパレータ１２３の非反転入力端子（＋）に与えられる。また、コンパレータ１２３の反転入力端子（−）には、三角波発振器１２４から出力される三角波、或いはノコギリ波の電圧波形を有する信号が与えられる。よって、コンパレータ１２３からは、周期が一定であり、なおかつパルス幅が非反転入力端子（＋）に与えられる電圧の大きさに従って変化する、矩形波の電圧波形を有する制御信号を生成する。コンパレータ１２３から出力された制御信号は、選択回路１０６に与えられる。
【００４６】
選択回路１０６には、上記制御信号の電圧の他に、入力端子ＩＮ１から入力電圧も与えられている。選択回路１０６は、帰還信号ＦＢが有する電圧の大きさに従い、制御信号の電圧と入力電圧のいずれかを選択し、バッファ１０７を介して制御回路１０３から出力する。そして、制御回路１０３から出力された電圧は、トランジスタ１０１のゲート電極に入力される。
【００４７】
なお、制御信号生成回路１０５は位相補償回路を有していても良い。位相補償回路を用いる場合、誤差増幅器１２２から出力された電圧が、位相補償回路に与えられ、位相補償回路から出力された電圧が、コンパレータ１２３に与えられるようにする。位相補償回路は、誤差増幅器１２２から出力された電圧の位相を制御する。そして、位相補償回路による電圧の位相の制御により、誤差増幅器１２２またはコンパレータ１２３などのアンプが発振するのを防ぎ、ＤＣＤＣコンバータの動作を安定化させることができる。
【００４８】
また、帰還信号ＦＢが有する電圧の大きさは、電圧検知回路１０４ａにおいて検知する。具体的に、図３に示すＤＣＤＣコンバータでは、誤差増幅器１２２から出力される信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧を、電圧検知回路１０４ａにおいて検知することで、帰還信号ＦＢが有する電圧の大きさを間接的に検知する。
【００４９】
図４に、電圧検知回路１０４ａの具体的な構成の一例を示す。図４に示す電圧検知回路１０４ａは、コンパレータ１２５を有している。そして、コンパレータ１２５の非反転入力端子（＋）には、誤差増幅器１２２から出力される信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧が与えられる。また、コンパレータ１２５の反転入力端子（−）には、参照電圧Ｖｒｅｆ２が与えられる。
【００５０】
なお、参照電圧Ｖｒｅｆ２は、参照電圧Ｖｒｅｆ１と異なる値とする。そして、参照電圧Ｖｒｅｆ２の値は、出力電圧の閾値に従って定める。
【００５１】
コンパレータ１２５は、入力された信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧と参照電圧Ｖｒｅｆ２を比較する。そして、信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２と同じか、それより大きい場合に、コンパレータ１２５はハイレベルの電圧を出力する。また、信号ＥＲ−ＯＵＴの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２より小さい場合に、コンパレータ１２５はローレベルの電圧を出力する。
【００５２】
そして、選択回路１０６は、電圧検知回路１０４ａからハイレベルの電圧が与えられると、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が閾値と同じか、それを超えていると判断し、制御信号の電圧を出力する。トランジスタ１０１は、そのゲート電極に制御信号の電圧が与えられると、オンとオフを繰り返すスイッチングを行う。
【００５３】
また、選択回路１０６は、電圧検知回路１０４ａからローレベルの電圧が与えられると、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が閾値を下回っていると判断し、入力電圧を出力すると共に、三角波発振器１２４の駆動を停止する。トランジスタ１０１は、そのゲート電極に入力電圧が与えられると、オンの状態を保持する。よって、入力端子ＩＮ１に与えられる入力電圧は、トランジスタ１０１とコイル１１１を介して、出力電圧として出力端子ＯＵＴ１に与えられる。本発明の一態様では、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が閾値を下回っているときに、トランジスタ１０１をオンの状態に保持することで、トランジスタ１０１をスイッチングさせるのに費やされる電力を削減することができ、トランジスタ１０１における消費電力を小さく抑えることができる。
【００５４】
なお、降圧型のＤＣＤＣコンバータは、入力電力が小さい場合、入力電圧と出力電圧の差分が小さくなる。そのため、トランジスタ１０１をオンの状態に保つことで、入力電圧を降圧せずにそのまま出力電圧として出力しても、ＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置及び発電装置の動作上はあまり問題にならない。
【００５５】
また、トランジスタ１０１のゲート電極に入力電圧が与えられているとき、トランジスタ１０１は、その第１端子にも入力電圧が与えられているため、ダイオードとして機能する。よって、逆流防止用のダイオードを別途設けなくとも、ＤＣＤＣコンバータにおいて入力電圧が出力電圧を下回ったときに、電流がＤＣＤＣコンバータの出力側から入力側に逆流するのを防ぐことができる。
【００５６】
また、選択回路１０６は、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が閾値を下回っているとき、三角波発振器１２４の駆動を停止する。具体的には、三角波発振器１２４における三角波、或いはノコギリ波の電圧波形を有する信号の生成を停止する。よって、三角波発振器１２４において消費されていた電力を削減することができ、制御回路１０３の消費電力を小さく抑えることができる。
【００５７】
したがって、本発明の一態様では、入力電力が小さいときでも、電力変換効率が低減するのを抑えることができる。また、本発明の一態様では、上記ＤＣＤＣコンバータを用いることで、半導体装置の消費電力の低減を実現することができる。また、本発明の一態様では、上記ＤＣＤＣコンバータを用いることで、発電装置の電力変換効率の向上を実現することができる。
【００５８】
次いで、図７に、検知回路１０４として、出力電流を検知する電流検知回路を用いた場合の、ＤＣＤＣコンバータ１００の具体的な構成を一例として示す。図７に示すＤＣＤＣコンバータは、検知回路として電流検知回路１０４ｂを用いている点だけが、図３に示すＤＣＤＣコンバータと異なっている。よって、トランジスタ１０１、電圧変換部１０２、制御回路１０３の構成及び動作については、図３についての記載を概ね参照することができる。以下、図３に示すＤＣＤＣコンバータと、図７に示すＤＣＤＣコンバータとで異なる点についてのみ述べる。
【００５９】
まず、図７のＤＣＤＣコンバータの場合、選択回路１０６は、電圧変換部１０２からの出力電流の大きさに従い、制御信号の電圧と入力電圧のいずれかを選択し、バッファ１０７を介して制御回路１０３から出力する。そして、上記出力電流の大きさは、電流検知回路１０４ｂにおいて検知する。具体的に、図７に示すＤＣＤＣコンバータでは、電圧変換部１０２の出力端子と、ＤＣＤＣコンバータの出力端子ＯＵＴ１の間に流れる出力電流を、電流検知回路１０４ｂにおいて検知する。
【００６０】
図８に、電流検知回路１０４ｂの具体的な構成の一例を示す。図８に示す電流検知回路１０４ｂは、シャント抵抗１２６と、差動増幅器１２７と、コンパレータ１２８とを有している。シャント抵抗１２６は、電圧変換部１０２の出力端子と、出力端子ＯＵＴ１の間に直列に接続されている。そして、シャント抵抗１２６が有する一対の端子のうち、電圧変換部１０２の出力端子に接続されている端子は、差動増幅器１２７の反転入力端子（−）に接続されている。また、シャント抵抗１２６が有する一対の端子のうち、出力端子ＯＵＴ１に接続されている端子は、差動増幅器１２７の非反転入力端子（＋）に接続されている。
【００６１】
差動増幅器１２７は、反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）に入力された電圧の差分を増幅し、出力端子から出力する。上記電圧の差分は、出力電流の大きさを反映しており、差分が大きいほど出力電流が大きいことを意味し、差分が小さいほど出力電流が小さいことを意味する。
【００６２】
コンパレータ１２８は、差動増幅器１２７から入力された電圧と、参照電圧Ｖｒｅｆ３を比較する。そして、差動増幅器１２７からの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ３と同じか、それより大きい場合に、コンパレータ１２８はハイレベルの電圧を出力する。また、差動増幅器１２７からの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ３より小さい場合に、コンパレータ１２８はローレベルの電圧を出力する。コンパレータ１２８から出力された上記ハイレベルの電圧と上記ローレベルの電圧は、選択回路１０６に与えられる。選択回路１０６は、与えられた電圧に従い、ＤＣＤＣコンバータの出力電流が閾値を下回っているか否かを判断し、上述したような図３のＤＣＤＣコンバータと同様の動作を行う。
【００６３】
なお、参照電圧Ｖｒｅｆ３は、参照電圧Ｖｒｅｆ１または参照電圧Ｖｒｅｆ２と同じ値であっても良いし、異なる値であっても良いとする。そして、参照電圧Ｖｒｅｆ３の値は、出力電流の閾値に従って定める。
【００６４】
なお、図３、図７では、パルス幅制御（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ）の制御信号を生成する場合の、制御信号生成回路１０５の構成を例示している。しかし、本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータは、パルス周波数制御（ＰＦＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌ）の制御信号を用いて、トランジスタ１０１のスイッチングを制御しても良い。
【００６５】
図５（Ａ）に、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎの時間変化を一例として示す。また、図５（Ｂ）に、パルス幅制御を用いた場合の、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓの時間変化を一例として示す。また、図５（Ｃ）に、図５（Ａ）に示す入力電圧がＤＣＤＣコンバータに与えられたときに、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓが図５（Ｂ）に示すように時間変化した場合の、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示す。
【００６６】
図５（Ａ）では、入力電圧Ｖｉｎが、時間の経過と共に小さくなっている。よって、一定の出力電圧Ｖｏｕｔを得るためには、ＤＣＤＣコンバータにおける降圧の幅を、時間と共に小さくしていく必要がある。よって、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓは、図５（Ｂ）に示すように、パルス状の電圧波形を有しており、なおかつ、そのパルス幅Ｔｏｎが時間の経過に伴い大きくなっている。なお、パルス幅制御の場合、パルスの出現するタイミングの時間間隔Ｔｐが一定に保たれており、パルス幅Ｔｏｎが可変となる。
【００６７】
そして、図５（Ａ）に示した入力電圧Ｖｉｎの場合、図５（Ｂ）に示したゲート電圧Ｖｇｓに従ってトランジスタ１０１をスイッチングさせると、図５（Ｃ）に示すような出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。図５（Ｂ）に示すように、本発明の一態様に係る降圧型のＤＣＤＣコンバータでは、パルス幅Ｔｏｎが小さいと、入力電圧が大きく降圧し、パルス幅Ｔｏｎが大きいと、入力電圧が小さく降圧する。
【００６８】
なお、入力電圧が小さくなっていくと、パルス幅Ｔｏｎを最大限に大きくしても、出力電圧Ｖｏｕｔが降圧を開始する。そして、本発明の一態様では、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値を下回ると、トランジスタ１０１のスイッチングを停止し、トランジスタ１０１をオンの状態に保持する。上記構成により、ＤＣＤＣコンバータの内部における電力損失を小さく抑えることができるので、出力電圧Ｖｏｕｔの降圧を小さく抑えることができる。
【００６９】
次いで、図６（Ａ）に、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎの時間変化を一例として示す。また、図６（Ｂ）に、パルス周波数制御を用いた場合の、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓの時間変化を一例として示す。また、図６（Ｃ）に、図６（Ａ）に示す入力電圧がＤＣＤＣコンバータに与えられたときに、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓが図６（Ｂ）に示すように時間変化した場合の、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示す。
【００７０】
図６（Ａ）では、入力電圧Ｖｉｎが、時間の経過と共に小さくなっている。よって、一定の出力電圧Ｖｏｕｔを得るためには、ＤＣＤＣコンバータにおける降圧の幅を、時間と共に小さくしていく必要がある。よって、トランジスタ１０１のゲート電圧Ｖｇｓは、図６（Ｂ）に示すように、パルス状の電圧波形を有しており、なおかつ、そのパルスの出現するタイミングの時間間隔Ｔｐが時間の経過に伴い小さくなっている。なお、パルス周波数制御の場合、パルス幅Ｔｏｎが一定に保たれており、パルスの出現するタイミングの時間間隔Ｔｐが可変となる。
【００７１】
そして、図６（Ａ）に示した入力電圧Ｖｉｎの場合、図６（Ｂ）に示したゲート電圧Ｖｇｓに従ってトランジスタ１０１をスイッチングさせると、図６（Ｃ）に示すような出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。図６（Ｂ）に示すように、本発明の一態様に係る降圧型のＤＣＤＣコンバータでは、時間間隔Ｔｐが大きいと、入力電圧が大きく降圧し、時間間隔Ｔｐが小さいと、入力電圧が小さく降圧する。
【００７２】
なお、入力電圧が小さくなっていくと、時間間隔Ｔｐを最大限に小さくしても、出力電圧Ｖｏｕｔが降圧を開始する。そして、本発明の一態様では、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値を下回ると、トランジスタ１０１のスイッチングを停止し、トランジスタ１０１をオンの状態に保持する。上記構成により、ＤＣＤＣコンバータの内部における電力損失を小さく抑えることができるので、出力電圧Ｖｏｕｔの降圧を小さく抑えることができる。
【００７３】
なお、本発明の一態様では、パルス幅制御とパルス周波数制御とを組み合わせて、トランジスタ１０１のスイッチングによる出力電圧の調整を行っても良い。例えば、出力電力が小さい場合は、パルス周波数制御を用いた方がトランジスタ１０１のスイッチングの周波数を低く抑えることができ、トランジスタ１０１のスイッチングによる電力損失を小さく抑えることができる。逆に、出力電力が大きい場合は、パルス幅制御を用いた方がトランジスタ１０１のスイッチングの周波数を低く抑えることができ、トランジスタ１０１のスイッチングによる電力損失を小さく抑えることができる。よって、出力電力の大きさに合わせて、パルス幅制御とパルス周波数制御を切り替えることで、電力変換効率の向上を図ることができる。
【００７４】
なお、図１、図３、図７では、スイッチング素子として機能するトランジスタ１０１を一つだけ有する構成を示しているが、本発明はこの構成に限定されない。本発明の一態様では、複数のトランジスタが一のスイッチング素子として機能していても良い。一のスイッチング素子として機能するトランジスタを複数有している場合、上記複数のトランジスタは並列に接続されていても良いし、直列に接続されていても良いし、直列と並列が組み合わされて接続されていても良い。
【００７５】
なお、本明細書において、トランジスタが直列に接続されている状態とは、例えば、第１のトランジスタの第１端子と第２端子のいずれか一方のみが、第２のトランジスタの第１端子と第２端子のいずれか一方のみに接続されている状態を意味する。また、トランジスタが並列に接続されている状態とは、第１のトランジスタの第１端子が第２のトランジスタの第１端子に接続され、第１のトランジスタの第２端子が第２のトランジスタの第２端子に接続されている状態を意味する。
【００７６】
（実施の形態２）
本実施の形態では、本発明の一態様に係る半導体装置の一つである、照明装置の一形態について説明する。図９に、照明装置の構成を一例として示す。
【００７７】
図９に示す照明装置は、交流電源３０１と、スイッチ３０２と、整流回路３０３と、ＤＣＤＣコンバータ１００と、発光素子３０４とを有している。整流回路３０３及びＤＣＤＣコンバータ１００が、電源回路を構成している。
【００７８】
図９に示すＤＣＤＣコンバータ１００は、図３または図７に示すＤＣＤＣコンバータ１００と同じ構成を有する。具体的に、図９に示す照明装置では、交流電源３０１からの交流電圧が、スイッチ３０２を介して整流回路３０３に与えられ、整流される。整流されることで得られた直流電圧は、ＤＣＤＣコンバータ１００に入力され、その大きさが調整されて出力される。ＤＣＤＣコンバータ１００の詳しい動作については、実施の形態１の記載を参照することができる。
【００７９】
ＤＣＤＣコンバータ１００から出力された電圧が、発光素子３０４に与えられることで、発光素子３０４は発光する。発光素子３０４には、発光ダイオード（ＬＥＤ）、有機発光素子（ＯＬＥＤ）など、様々な光源を用いることができる。
【００８０】
本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータ１００は、入力電力が小さいときでも、ＤＣＤＣコンバータの内部における電力損失を小さく抑えることができるので、電力変換効率が低減するのを抑えることができる。よって、ＤＣＤＣコンバータ１００を照明装置に用いることで、照明装置の消費電力の低減を実現することができる。
【００８１】
なお、図９では、電源として交流電源３０１を用いている照明装置の構成を示しているが、本発明はこの構成に限定されない。電源として交流電源ではなく直流電源を用いていても良い。ただし、直流電源を用いる場合は、整流回路３０３を設けなくとも良い。
【００８２】
また、図９では、電源である交流電源３０１を有している照明装置の構成を示しているが、本発明の一態様に係る照明装置は、必ずしも電源をその構成要素に含める必要はない。
【００８３】
本実施の形態は、上記実施の形態と適宜組み合わせて実施することが可能である。
【００８４】
（実施の形態３）
本実施の形態では、本発明の一態様に係る発電装置の一つである、太陽光発電装置の一形態について説明する。図１０に、太陽光発電装置の構成を一例として示す。
【００８５】
図１０に示す太陽光発電装置は、太陽電池として機能するフォトダイオード３５０と、スイッチ３５１と、コンデンサ３５２と、ＤＣＤＣコンバータ１００と、パルス幅変調回路３５３と、インバータ３５４と、バンドパスフィルタ３５５とを有している。
【００８６】
図１０に示すＤＣＤＣコンバータ１００は、図３または図７に示すＤＣＤＣコンバータと同じ構成を有する。具体的に、図１０に示す太陽光発電装置では、フォトダイオード３５０に光が照射されると電圧が生じる。上記電圧は、コンデンサ３５２において平滑化された後、スイッチ３５１を介して、ＤＣＤＣコンバータ１００に入力される。なお、コンデンサ３５２を設けることで、スイッチ３５１のオンオフによって生じるパルス状の電流が、フォトダイオード３５０に流れ込むのを防ぐことができる。
【００８７】
そして、ＤＣＤＣコンバータ１００に入力された電圧は、ＤＣＤＣコンバータ１００においてその大きさが調整されてから、出力される。ＤＣＤＣコンバータ１００の詳しい動作については、実施の形態１の記載を参照することができる。本実施の形態では、ＤＣＤＣコンバータ１００において、入力された電圧が降圧され、出力される。
【００８８】
ＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ１から出力された電圧は直流電圧である。インバータ３５４は、ＤＣＤＣコンバータ１００から出力された直流電圧を交流電圧に変換し、出力する。図１０では、インバータ３５４が４つのトランジスタ３５６〜トランジスタ３５９と、４つのダイオード３６０〜ダイオード３６３とで構成されている例を示している。
【００８９】
具体的に、トランジスタ３５６は、その第１端子がＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ１に接続されており、その第２端子がトランジスタ３５７の第１端子に接続されている。トランジスタ３５７の第２端子は、ＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ２に接続されている。トランジスタ３５８は、その第１端子がＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ１に接続されており、その第２端子がトランジスタ３５９の第１端子に接続されている。トランジスタ３５９の第２端子は、ＤＣＤＣコンバータ１００の出力端子ＯＵＴ２に接続されている。ダイオード３６０〜ダイオード３６３は、トランジスタ３５６〜トランジスタ３５９と、それぞれ並列に接続されている。具体的には、トランジスタ３５６〜トランジスタ３５９の第１端子にダイオード３６０〜ダイオード３６３の陰極がそれぞれ接続され、トランジスタ３５６〜トランジスタ３５９の第２端子にダイオード３６０〜ダイオード３６３の陽極がそれぞれ接続されている。
【００９０】
また、パルス幅変調回路３５３には、ＤＣＤＣコンバータ１００から出力された電圧が与えられている。パルス幅変調回路３５３は、上記電圧が与えられることで動作し、トランジスタ３５６〜トランジスタ３５９のスイッチングを制御する信号を生成する。
【００９１】
パルス幅変調回路３５３からの上記信号に従ってトランジスタ３５６〜トランジスタ３５９がスイッチングを行うことで、インバータ３５４が有する、トランジスタ３５６の第２端子とトランジスタ３５７の第１端子が接続されているノードと、トランジスタ３５８の第２端子とトランジスタ３５９の第１端子が接続されているノードとから、ＰＷＭ波形を有する交流電圧が出力される。
【００９２】
そして、バンドパスフィルタ３５５を用いて、インバータ３５４から出力された交流の電圧の高周波成分を除去することで、正弦波を有する交流電圧を得ることができる。
【００９３】
なお、図１０に示す発電装置では、発電装置から出力される交流電圧を、発電装置の後段に接続される負荷に供給する場合を想定している。しかし、発電装置から出力される電圧を用いて、二次電池やキャパシタなどの蓄電部を充電する場合、発電装置から出力される電圧は直流電圧となる。よって、この場合、交流電圧を得るためのパルス幅変調回路３５３及びインバータ３５４を発電装置に設けなくとも良く、ＤＣＤＣコンバータ１００の出力電圧を、発電装置からの出力電圧とする。
【００９４】
なお、太陽光発電や風力発電のように、自然エネルギーから電力を得る発電装置の場合、得られる電力の大きさが自然条件に左右されやすい。そして、例えば発電部からの入力電力が小さい場合、ＤＣＤＣコンバータは電力変換効率が低くなるため、出力電力がさらに小さくなる傾向にある。ＤＣＤＣコンバータからの出力電力が小さくなりすぎると、ＤＣＤＣコンバータから二次電池や負荷に供給される電力も小さくなり、蓄電部における充電が行われない、負荷における動作が正常に行われないなどの不具合が生じやすい。しかし、本発明の一態様に係る発電装置では、ＤＣＤＣコンバータへの入力電力が小さいときでも、ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率が低減するのを抑えることができる。よって、発電部からの入力電力が小さい場合に、ＤＣＤＣコンバータの出力電力が小さくなるのを抑えることができるため、二次電池の充電や負荷の動作が保証できる入力電力の範囲を広げることができる。
【００９５】
本実施の形態は、上記実施の形態と適宜組み合わせて実施することが可能である。
【実施例１】
【００９６】
本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータ、半導体装置を用いることで、消費電力の低い電子機器を提供することが可能である。特に電力の供給を常時受けることが困難な携帯用の電子機器の場合、本発明の一態様に係る消費電力の低い半導体装置をその構成要素に追加することにより、連続使用時間が長くなるといったメリットが得られる。また、本発明の一態様に係る発電装置を用いることで、発電部において生成される電力の大きさに変化が生じても、蓄電部における充電、負荷の動作などの信頼性が高い電子機器を提供することができる。
【００９７】
本発明の一態様に係る半導体装置は、表示装置、ノート型パーソナルコンピュータ、記録媒体を備えた画像再生装置（代表的にはＤＶＤ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ等の記録媒体を再生し、その画像を表示しうるディスプレイを有する装置）に用いることができる。その他に、本発明の一態様に係る半導体装置を用いることができる電子機器として、携帯電話、携帯型ゲーム機、携帯情報端末、電子書籍、ビデオカメラ、デジタルスチルカメラ、ゴーグル型ディスプレイ（ヘッドマウントディスプレイ）、ナビゲーションシステム、音響再生装置（カーオーディオ、デジタルオーディオプレイヤー等）、複写機、ファクシミリ、プリンター、プリンター複合機、現金自動預け入れ払い機（ＡＴＭ）、自動販売機などが挙げられる。これら電子機器の具体例を図１１に示す。
【００９８】
図１１（Ａ）は携帯型ゲーム機であり、筐体７０３１、筐体７０３２、表示部７０３３、表示部７０３４、マイクロホン７０３５、スピーカー７０３６、操作キー７０３７、スタイラス７０３８等を有する。本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置は、携帯型ゲーム機の駆動を制御するための集積回路に用いることができる。携帯型ゲーム機の駆動を制御するための集積回路に本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置を用いることで、消費電力の低い携帯型ゲーム機を提供することができる。また、本発明の一態様に係る発電装置を携帯型ゲーム機に用いることで、携帯型ゲーム機の連続使用時間を長くすることができ、信頼性を高めることができる。なお、図１１（Ａ）に示した携帯型ゲーム機は、２つの表示部７０３３と表示部７０３４とを有しているが、携帯型ゲーム機が有する表示部の数は、これに限定されない。
【００９９】
図１１（Ｂ）は携帯電話であり、筐体７０４１、表示部７０４２、音声入力部７０４３、音声出力部７０４４、操作キー７０４５、受光部７０４６等を有する。受光部７０４６において受信した光を電気信号に変換することで、外部の画像を取り込むことができる。本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置は、携帯電話の駆動を制御するための集積回路に用いることができる。携帯電話の駆動を制御するための集積回路に本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置を用いることで、消費電力の低い携帯電話を提供することができる。また、本発明の一態様に係る発電装置を携帯電話に用いることで、携帯電話の連続使用時間を長くすることができ、信頼性を高めることができる。
【０１００】
図１１（Ｃ）は携帯情報端末であり、筐体７０５１、表示部７０５２、操作キー７０５３等を有する。図１１（Ｃ）に示す携帯情報端末は、モデムが筐体７０５１に内蔵されていても良い。本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置は、携帯情報端末の駆動を制御するための集積回路に用いることができる。携帯情報端末の駆動を制御するための集積回路に本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置を用いることで、消費電力の低い携帯情報端末を提供することができる。また、本発明の一態様に係る発電装置を携帯情報端末に用いることで、携帯情報端末の連続使用時間を長くすることができ、信頼性を高めることができる。
【０１０１】
図１１（Ｄ）は照明装置であり、筐体７０８１、光源７０８２等を有する。光源７０８２には、発光素子が設けられている。本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置は、照明装置の駆動を制御するための集積回路に用いることができる。照明装置の駆動を制御するための集積回路に本発明の一態様に係るＤＣＤＣコンバータや半導体装置を用いることで、消費電力の低い照明装置を提供することができる。また、本発明の一態様に係る発電装置を照明装置に用いることで、照明装置の連続使用時間を長くすることができ、信頼性を高めることができる。
【０１０２】
本実施例は、上記実施の形態と適宜組み合わせて実施することが可能である。
【符号の説明】
【０１０３】
１００ ＤＣＤＣコンバータ
１０１ トランジスタ
１０２ 電圧変換部
１０３ 制御回路
１０４ 検知回路
１０４ａ 電圧検知回路
１０４ｂ 電流検知回路
１０５ 制御信号生成回路
１０６ 選択回路
１０７ バッファ
１１０ ダイオード
１１１ コイル
１１２ コンデンサ
１２０ 抵抗
１２１ 抵抗
１２２ 誤差増幅器
１２３ コンパレータ
１２４ 三角波発振器
１２５ コンパレータ
１２６ シャント抵抗
１２７ 差動増幅器
１２８ コンパレータ
２００ グラフ
２０１ グラフ
３０１ 交流電源
３０２ スイッチ
３０３ 整流回路
３０４ 発光素子
３５０ フォトダイオード
３５１ スイッチ
３５２ コンデンサ
３５３ パルス幅変調回路
３５４ インバータ
３５５ バンドパスフィルタ
３５６ トランジスタ
３５７ トランジスタ
３５８ トランジスタ
３５９ トランジスタ
３６０ ダイオード
３６１ ダイオード
３６２ ダイオード
３６３ ダイオード
７０３１ 筐体
７０３２ 筐体
７０３３ 表示部
７０３４ 表示部
７０３５ マイクロホン
７０３６ スピーカー
７０３７ 操作キー
７０３８ スタイラス
７０４１ 筐体
７０４２ 表示部
７０４３ 音声入力部
７０４４ 音声出力部
７０４５ 操作キー
７０４６ 受光部
７０５１ 筐体
７０５２ 表示部
７０５３ 操作キー
７０８１ 筐体
７０８２ 光源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御回路と、
前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、
前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、
前記出力電力を検知する検知回路と、を有し、
前記制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記検知回路において検知された前記出力電力が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記出力電力が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【請求項２】
制御回路と、
前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、
前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、
前記出力電力の有する電圧を検知する検知回路と、を有し、
前記制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記検知回路において検知された前記出力電力の有する電圧が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記出力電力の有する電圧が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【請求項３】
制御回路と、
前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、
前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、
検知回路と、を有し、
前記制御回路は、制御信号生成回路と、選択回路とを有し、
前記制御信号生成回路は、前記出力電力が有する電圧を抵抗分割することで帰還信号を生成する複数の抵抗と、反転入力端子に前記帰還信号の電圧が与えられ、非反転入力端子に参照電圧が与えられる誤差増幅器と、三角波またはノコギリ波を生成する三角波発振器と、非反転入力端子に前記誤差増幅器から出力される電圧が与えられ、非反転入力端子に前記三角波発振器からの出力信号が与えられることで、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成するコンパレータと、を有し、
前記検知回路は、前記誤差増幅器から出力される電圧を検知し、
前記検知回路において検知された前記誤差増幅器から出力される電圧が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記誤差増幅器から出力される電圧が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【請求項４】
制御回路と、
前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、
前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、
前記出力電力の有する電流を検知する検知回路と、を有し、
前記制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記検知回路において検知された前記出力電力の有する電流が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記出力電力の有する電流が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置。
【請求項６】
請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータと、生成した電力を入力電力として前記ＤＣＤＣコンバータに供給する発電部と、前記ＤＣＤＣコンバータからの出力電力を用いて充電を行う蓄電部と、を有する発電装置。
【請求項７】
請求項６において、前記発電部がフォトダイオードを用いている発電装置。
【請求項１】
制御回路と、
前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、
前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、
前記出力電力を検知する検知回路と、を有し、
前記制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記検知回路において検知された前記出力電力が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記出力電力が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【請求項２】
制御回路と、
前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、
前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、
前記出力電力の有する電圧を検知する検知回路と、を有し、
前記制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記検知回路において検知された前記出力電力の有する電圧が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記出力電力の有する電圧が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【請求項３】
制御回路と、
前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、
前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、
検知回路と、を有し、
前記制御回路は、制御信号生成回路と、選択回路とを有し、
前記制御信号生成回路は、前記出力電力が有する電圧を抵抗分割することで帰還信号を生成する複数の抵抗と、反転入力端子に前記帰還信号の電圧が与えられ、非反転入力端子に参照電圧が与えられる誤差増幅器と、三角波またはノコギリ波を生成する三角波発振器と、非反転入力端子に前記誤差増幅器から出力される電圧が与えられ、非反転入力端子に前記三角波発振器からの出力信号が与えられることで、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成するコンパレータと、を有し、
前記検知回路は、前記誤差増幅器から出力される電圧を検知し、
前記検知回路において検知された前記誤差増幅器から出力される電圧が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記誤差増幅器から出力される電圧が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【請求項４】
制御回路と、
前記制御回路から出力される電圧が、自らのゲート電極に与えられることで、スイッチングが制御されるトランジスタと、
前記トランジスタのスイッチングにより入力電力の供給が制御され、なおかつ前記トランジスタのスイッチングのデューティ比に見合った大きさの電圧を有する出力電力を生成する電圧変換部と、
前記出力電力の有する電流を検知する検知回路と、を有し、
前記制御回路は、パルス状の電圧波形を有する制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記検知回路において検知された前記出力電力の有する電流が閾値と同じかそれを超えている場合に、前記制御信号の電圧を前記ゲート電極に与え、なおかつ、前記検知回路において検知された前記出力電力の有する電流が閾値を下回っている場合に、前記トランジスタをオンにする電圧を前記ゲート電極に与える選択回路と、を有するＤＣＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータを用いた半導体装置。
【請求項６】
請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータと、生成した電力を入力電力として前記ＤＣＤＣコンバータに供給する発電部と、前記ＤＣＤＣコンバータからの出力電力を用いて充電を行う蓄電部と、を有する発電装置。
【請求項７】
請求項６において、前記発電部がフォトダイオードを用いている発電装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１２−１００５２２（Ｐ２０１２−１００５２２Ａ）
【公開日】平成２４年５月２４日（２０１２．５．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２１５５７（Ｐ２０１１−２２１５５７）
【出願日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【出願人】（０００１５３８７８）株式会社半導体エネルギー研究所 (5,264)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年５月２４日（２０１２．５．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【出願人】（０００１５３８７８）株式会社半導体エネルギー研究所 (5,264)
【Ｆターム（参考）】
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