ＧＰＳ受信機およびＧＰＳ受信機の測位方法
【課題】測位感度や測位スピードなどの性能を劣化させること無く、レンジの計算に必要となるレンジデータを周期的に取得でき、かつ、消費電力の省力化をも実現する。
【解決手段】周波数変換部４からのＩＦデータに対して、同期保持部６はキャリア周波数の同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を捕捉して保持し、レンジデータなどの必要な情報を取得する。レンジデータを取得した場合には、制御部７は、スイッチ２３をオフにして同期保持部６への電源の供給を停止し、取得したレンジデータなどを用いて測位演算を行い、現在位置を示す測位情報を求めてこれを出力するが、測位情報の出力周期と、測位情報を求めるのにかかる時間に応じて、同期保持部６を停止させる時間を制御する。
【解決手段】周波数変換部４からのＩＦデータに対して、同期保持部６はキャリア周波数の同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を捕捉して保持し、レンジデータなどの必要な情報を取得する。レンジデータを取得した場合には、制御部７は、スイッチ２３をオフにして同期保持部６への電源の供給を停止し、取得したレンジデータなどを用いて測位演算を行い、現在位置を示す測位情報を求めてこれを出力するが、測位情報の出力周期と、測位情報を求めるのにかかる時間に応じて、同期保持部６を停止させる時間を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば、携帯型ナビゲーションシステムや自動車、航空機、船舶などのいわゆる移動体のナビゲーションシステムなどに用いられるＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）受信機およびＧＰＳ受信機で用いられる測位方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
人工衛星（ＧＰＳ衛星）を利用して移動体などの位置を測定するＧＰＳシステムにおいて、ＧＰＳ受信機は、４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信し、その受信信号から受信機の位置を計算し、ユーザに知らせることが基本機能である。
【０００３】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を復調してＧＰＳ衛星の軌道データを獲得し、ＧＰＳ衛星の軌道および時間情報と受信信号の遅延時間から、自受信機の３次元位置を連立方程式により導き出す。受信信号を得るＧＰＳ衛星が４個必要となるのは、ＧＰＳ受信機内部の時間と衛星の時間とで誤差があり、その誤差の影響を除去するためである。
【０００４】
民生用ＧＰＳ受信機の場合には、ＧＰＳ衛星からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Ｃｌｅａｒ ａｎｄ Ａｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。
【０００５】
Ｃ／Ａコードは、送信信号速度（チップレート）が１．０２３ＭＨｚ、符号長が１０２３のＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ；擬似ランダム雑音）系列の符号、例えばＧｏｌｄ符号で、５０ｂｐｓのデータを拡散した信号により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという。）をＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調した信号である。この場合、符号長が１０２３であるので、Ｃ／Ａコードは、ＰＮ系列の符号が、図２８（Ａ）に示すように、１０２３チップを１周期（したがって、１周期＝１ミリ秒）として、繰り返すものとなっている。
【０００６】
このＣ／ＡコードのＰＮ系列の符号は、ＧＰＳ衛星ごとに異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どのＰＮ系列の符号を用いているかは、予めＧＰＳ受信機で検知できるようにされている。また、後述するような航法メッセージによって、ＧＰＳ受信機では、どのＧＰＳ衛星からの信号を、その地点およびその時点で受信できるかが判るようになっている。したがって、ＧＰＳ受信機では、例えば３次元測位であれば、その地点およびその時点で取得できる４個以上のＧＰＳ衛星からの電波を受信して、スペクトラム逆拡散し、測位演算を行って、自分の位置を求めるようにする。
【０００７】
そして、図２８（Ｂ）に示すように、衛星信号データの１ビットは、ＰＮ系列の符号の２０周期分、つまり、２０ミリ秒単位として伝送される。つまり、データ伝送速度は、５０ｂｐｓである。ＰＮ系列の符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが“１”のときと、“０”のときとでは、反転したものとなる。
【０００８】
図２８（Ｃ）に示すように、ＧＰＳでは、３０ビット（６００ミリ秒）で１ワードが形成される。そして、図２８（Ｄ）に示すように、１０ワードで、１サブフレーム（６秒）が形成される。図２８（Ｅ）に示すように、１サブフレームの先頭のワードには、データが更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルの後にデータが伝送されてくる。
【０００９】
さらに、５サブフレームで、１フレーム（３０秒）が形成される。そして、航法メッセージは、この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。この１フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレームは、エフェメリス情報と呼ばれる衛星固有の情報である。この情報には、衛星の軌道を求めるためのパラメータと、衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。
【００１０】
ＧＰＳ衛星のすべては、原子時計を備え、地上局の監視のもと、各ＧＰＳ衛星は、共通の時刻情報を用いることができるようにしている。ＧＰＳ衛星からの航法メッセージのエフェメリス中には、ウィークナンバと、ＴＯＷ（タイム・オブ・ウィーク）という時刻を表現するデータがある。
【００１１】
ウィークナンバは、１０ビット、０〜１０２３のデータであり、１９８０年１月６日（日曜日）を第０週として週毎にカウントアップされるものである。ＴＯＷは、１７ビット、０〜１００８００（＝３６００×２４×７／６）のデータであり、日曜日の午前０時を０として６秒毎にカウントアップされるものである。
【００１２】
ＧＰＳ受信機は、受信した航法データから上述のウィークナンバとＴＯＷとを取得して絶対時刻を求めることができる。なお、６秒以下の値は、ＧＰＳ衛星からの信号にＧＰＳ受信機がロックするように動作する過程で、ＧＰＳ受信機の持っている基準発振器の精度でＧＰＳ衛星の時刻に同期するようにすることができる。また、ＧＰＳ衛星のＰＮ系列の符号は、原子時計に同期したものとして生成される。
【００１３】
エフェメリス情報の軌道情報は、数時間ごとに更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。しかし、エフェメリス情報の軌道情報は、これをＧＰＳ受信機のメモリに保持しておくことにより、数時間は、同じ情報を、精度良く使用することができるものである。
【００１４】
１フレームのデータの残りの２サブフレームの航法メッセージは、アルマナック情報と呼ばれる全ての衛星から共通に送信される情報である。このアルマナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分必要となるもので、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰＳ衛星が使用可能かを示す情報などからなる。
【００１５】
このアルマナック情報は、少なくとも６日に１回などの所定のタイミングで更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。しかし、このアルマナック情報は、ＧＰＳ衛星のおおよその位置を知るという使い方では、その寿命は数か月である。しかし、ＧＰＳ受信機としては、適宜更新して新しいデータとするほうが望ましい。
【００１６】
ＧＰＳ衛星からの信号を受信して、上述のデータを得るためには、まず、キャリアを除去した後、ＧＰＳ受信機に用意される受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じＰＮ系列の符号（以下、ＰＮ系列の符号をＰＮ符号という。）を用いて、そのＧＰＳ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期を取ることによりＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。Ｃ／Ａコードとの位相同期が取れて、逆拡散が行われると、ビットが検出されて、ＧＰＳ衛星からの信号から時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能になる。
【００１７】
ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉は、Ｃ／Ａコードの位相同期検索により行われるが、この位相同期検索においては、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号とＧＰＳ衛星からの
信号のＰＮ符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定めた値よりも大きい時に、両者が同期していると判定する。そして、同期が取れていないと判別されたときには、何らかの同期手法を用いて、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の位相を制御して、ＧＰＳ衛星からの信号のＰＮ符号と同期させるようにしている。
【００１８】
ところで、上述したように、ＧＰＳ衛星からの信号（ＧＰＳ信号）は、データをＰＮ符号（拡散符号）で拡散した信号によりキャリアをＢＰＳＫ変調した信号であるので、当該ＧＰＳ信号をＧＰＳ受信機が受信するには、拡散符号のみでなく、キャリアおよびデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期は独立に行うことはできない。
【００１９】
そして、ＧＰＳ受信機では、ＧＰＳ信号は、そのキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数に変換して、その中間周波数信号で、上述の同期検出処理するのが普通である。この中間周波数信号におけるキャリアには、主にＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラーシフトによる周波数誤差と、ＧＰＳ信号を中間周波数信号に変換する際に、ＧＰＳ受信機内部で発生させる局部発信器の周波数誤差分が含まれる。
【００２０】
したがって、これらの周波数誤差要因により、中間周波数信号におけるキャリア周波数は未知であり、その周波数サーチが必要となる。また、ＰＮ符号の１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存するのでこれも未知であるから、上述のように、何らかの同期手法が必要となる。
【００２１】
従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについての周波数サーチと、スライディング相関器＋ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）＋コスタスループによる同期手法を用いている。これについては、以下に説明を加える。
【００２２】
ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動するクロックは、ＧＰＳ受信機に用意される基準周波数発振器を分周したものが、一般に用いられている。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられており、この基準周波数発振器の出力から、ＧＰＳ衛星からの受信信号を中間周波数信号に変換するのに用いる局部発振信号を生成する。
【００２３】
図２９は、この周波数サーチを説明するための図である。すなわち、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であるときに、ＰＮ符号についての位相同期検索、つまり、ＰＮ符号の位相を１チップずつ順次ずらして、それぞれのチップ位相のときのＧＰＳ受信信号とＰＮ符号との相関を検出し、相関のピーク値を検出することにより、同期が取れる位相を検出するようにする。
【００２４】
前記のクロック信号の周波数がｆ１の時において、１０２３チップ分の位相検索の全てで同期する位相が存在しなければ、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変えて、前記の駆動クロック信号の周波数を周波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相検索を行う。これを、図２９のように、前記の駆動クロック信号の周波数をステップ的に変更して繰り返す。以上の動作が周波数サーチである。
【００２５】
そして、この周波数サーチにより、同期可能とされる駆動クロック信号の周波数が検出されると、そのクロック周波数で最終的なＰＮ符号の位相同期が行われる。これにより、水晶周波数発振器の発振周波数ずれがあっても、衛星信号を捕捉することが可能になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
ところで、従来、ＧＰＳ衛星からの信号を連続的に受信して測位し続ける場合、キャリアおよびＰＮ符号の同期を捕捉し、捕捉した同期を保持するために、ＧＰＳ受信機内の回路、特にＤＬＬおよびコスタスループの回路は連続的に動作させるようにしている。
【００２７】
また、測位演算するためには、図３０に示すように、ＧＰＳ衛星と受信機との距離（レンジ）が必要になる。このレンジは、例えば、０．５秒ごと、１秒ごと、あるいは、２秒ごとなどの所定の周期で取得すれば十分であるものである。しかし、通常、このレンジは、例えば、図３１に示すように、０．１秒（１００ミリ秒）間隔などのように、比較的に短い間隔で測定するようにし、常に精度良くレンジを取得することができるようにしている。
【００２８】
このため、ＧＰＳ受信機は、常時、フルに動作している状態となり、ＧＰＳ受信機の消費電力は大きいものとなっていた。ＧＰＳ受信機は、移動体に搭載されて、あるいは、ユーザによって持ち運ばれて使用されるものであり、バッテリからの電源によって、できるだけ長い時間、精度良く動作できるようにしておくことが重要である。
【００２９】
そこで、ＧＰＳ受信機の消費電力を小さくする目的でＧＰＳ受信機の電源のオン／オフを繰り返すようにし、間欠的に動作させるようにすることが考えられている。
【００３０】
しかしながら、ＧＰＳ受信機を間欠動作させる場合、常時電源が入っている状態に比べ、ＧＰＳ受信機の測位感度や測位スピードといった性能を犠牲にしてしまう場合がある。つまり、ＧＰＳ受信機を間欠動作させるようにすると、正確な測位ができなくなり、ＧＰＳ受信機の大まかな位置しか検出できなくなったり、あるいは、正確な位置を検出するまでに時間がかかったりするようになる場合がある。
【００３１】
上述の問題点は、ユーザの手動による間欠動作や、レンジデータの取得周期やＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報の出力周期などを無視した周期で間欠動作を行うようにした場合には、特に問題となる。
【００３２】
以上のことにかんがみ、この発明は、測位感度や測位スピードなどの性能を劣化させること無く、レンジの計算に必要となるレンジデータを周期的に取得することができるとともに、消費電力の省力化をも実現するＧＰＳ受信機およびＧＰＳ受信機で用いられる測位方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明のＧＰＳ受信機は、
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって得られた中間周波ＧＰＳ信号に対して搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉手段と、
前記捕捉手段によって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持手段と、
前記同期保持手段からの前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算手段と、
前記測位演算手段から前記測位情報を出力する周期を変更する出力周期変更手段と、
前記同期保持手段から前記レンジデータを取得した後、前記同期保持手段の動作を停止させる停止手段と、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記停止手段の停止時間を制御する制御手段と
を備えることを特徴とする。
【００３４】
この請求項１に記載のＧＰＳ受信機によれば、人工衛星からの高周波ＧＰＳ信号は、周波数変換手段において中間周波ＧＰＳ信号にダウンコンバートされ、同期捕捉手段に供給される。同期捕捉手段においては、周波数変換手段からの中間周波ＧＰＳ信号のキャリアの同期と拡散符号の位相同期とが捕捉され、これが同期保持手段に供給される。
【００３５】
同期保持手段においては、同期捕捉手段からのキャリアの同期と拡散符号の位相同期とが保持されると共に、これらに基づいて周波数変換手段からの中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータが取得され、これが測位演算手段に供給される。測位演算手段においては、これに供給されたレンジデータを用いて、測位演算が行われ、現在位置を示す測位情報が求められて、これが所定の周期で出力される。この測位情報を出力する周期は、出力周期変更手段により変更することができるようにされる。
【００３６】
そして、同期保持手段を通じてレンジデータが取得された後に、制御手段により停止手段が制御され、同期保持手段の動作が停止するようにされるが、制御手段は、測位情報を出力する周期に応じて、同期保持手段の動作の停止時間を制御することができるようにされる。
【００３７】
これにより、所定の周期ごとに測位情報を確実に取得できるようにすると共に、測位情報の出力の周期内で、同期保持手段の動作を停止させる停止時間を設けることにより、消費電力の省力化をも実現することができるようにされる。
【発明の効果】
【００３８】
この発明によれば、例えば所定の周期で連続的に測位情報を出力する場合でも、ＧＰＳ受信機の消費電力を低減させることができる。
【００３９】
また、同期保持部等の動作時間を変更できるようにしておくことにより、測位感度、測位スピードなどのＧＰＳ受信機の性能を低下させることなく、ＧＰＳ受信機の消費電力の低減の割合を変え、ＧＰＳ受信機の消費電力を効率的に低減させることができる。
【００４０】
また、同期保持部等の部分を間欠動作させた場合でも、ＧＰＳ信号により提供される航法データは効率よく取得することができる。
【００４１】
また、必要な航法データを取得した後に、間欠動作が行うようにされるので、停止後の動作再開は、航法データが何も得られていない状態からの動作となるのではなく、既に取得したデータを利用して、迅速な同期捕捉、同期保持、レンジデータの取得が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
以下、図を参照しながら、この発明による装置、方法の一実施の形態について説明する。
【００４３】
図１は、この発明による装置、方法が適用されたこの実施の形態のＧＰＳ受信機を説明するためのブロック図である。図１に示すように、この実施の形態のＧＰＳ受信機は、アンテナ１と、増幅器２と、ＢＰＦ（ＢａｎｄＰａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３と、周波数変換部４と、同期捕捉部５、同期保持部６、制御部７と、各部分に供給するクロック信号を形成するタイミング発生器８と、電源制御部９と、水晶発振器（図１においては、ＸＯと記載。）１０と、温度補償回路付き水晶発振器（以下、ＴＣＸＯという。）１１とを備えたものである。
【００４４】
さらに、この実施の形態のＧＰＳ受信機には、図１に示すように、電源供給オン／オフスイッチ２１、２２、２３、２４が設けられている。スイッチ２１は、周波数変換部４に対する電源の供給をオン／オフするためのものであり、スイッチ２２は、同期捕捉部５に対する電源の供給をオン／オフするためのものである。また、スイッチ２３は、同期保持部６に対する電源の供給をオン／オフするためのものであり、スイッチ２４は、制御部７に対する電源の供給をオン／オフするためのものである。
【００４５】
スイッチ２１、２２、２３、２４のそれぞれは、制御部７によって制御される電源制御部９からの対応する切換制御信号ＣＴ１、ＣＴ２、ＣＴ３、ＣＴ４によって切換制御される。すなわち、周波数変換部４、同期保持部５、同期捕捉部６、制御部７のそれぞれごとに電源のオン／オフ制御を行うことができるようにしている。
【００４６】
この電源制御部９と、スイッチ２１、２２、２３、２４とにより、各回路部分の間欠動作を実現し、測位感度や測位スピードを落とすことなく、消費電力の省力化を実現するようにしている。なお、図１において、点線で囲んだ部分が、１個のＩＣ（集積回路）として構成するようにされる。
【００４７】
まず、この実施の形態のＧＰＳ受信機の間欠動作を説明する前に、この実施の形態のＧＰＳ受信機の構成と動作について説明する。ＧＰＳ衛星からの高周波ＧＰＳ信号は、アンテナ１により受信され、増幅器２に供給される。
【００４８】
高周波ＧＰＳ信号は、前述もしたように、各ＧＰＳ衛星から送信される信号であり、５０ｂｐｓの送信データを送信信号速度が１．０２３ＭＨｚ、符号長が１０２３で、ＧＰＳ衛星ごとに決められるパターンのＰＮ符号（拡散符号）によりスペクトラム拡散した信号（Ｃ／Ａコード）により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚのキャリアをＢＰＳＫ変調したものである。
【００４９】
増幅器２は、これに供給された高周波ＧＰＳ信号を所定のレベルにまで増幅し、ＢＰＦ３に供給する。ＢＰＦ３は、これに供給された高周波ＧＰＳ信号から不要成分を除去し、不要成分除去後の高周波ＧＰＳ信号を周波数変換部４に供給する。
【００５０】
［周波数変換部について］
周波数変換部４は、これに供給された高周波ＧＰＳ信号を中間周波数の信号である中間周波ＧＰＳ信号にダウンコンバートし、これをアナログ／デジタル変換して、中間周波データ（以下、ＩＦデータという。）を形成し、これを同期捕捉部５と同期保持部６とに供給するものである。
【００５１】
図２は、周波数変換部４の構成例を説明するための図である。図２に示すように、周波数変換部４は、増幅器４１、中間周波変換回路（以下、ＩＦ変換回路という。）４２、増幅器４３、ＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）４４、アナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と略称する。）４５、周波数シンセサイザの構成とされた局部発振回路４６を備えたものである。
【００５２】
そして、ＢＰＦ３からの１５７５．４２ＭＨｚの高周波ＧＰＳ信号は、増幅器４１を通じてＩＦ変換回路４２に供給される。また、ＴＣＸＯ１１からの出力が局部発振回路４６に供給され、これよりＴＣＸＯ１１の出力周波数と周波数比が固定された局部発振出力が得られる。
【００５３】
局部発振回路４６からの局部発振出力は、ＩＦ変換回路４２に供給されて、１５７５．４２ＭＨｚの高周波ＧＰＳ信号（ＲＦ）が、１．０２３ＭＨｚの中間周波ＧＰＳ信号（ＩＦ）に低域変換される。この中間周波ＧＰＳ信号は、増幅器４３で増幅され、ＬＰＦ４４で帯域制限された後、Ａ／Ｄ変換器４５に供給される。Ａ／Ｄ変換器４５は、これに供給された中間周波ＧＰＳ信号をデジタル信号に変換してＩＦデータを形成し、これを同期捕捉部５と、同期保持部６とに供給する。
【００５４】
［同期捕捉部について］
同期捕捉部５は、これに供給されたＩＦデータを所定期間分蓄積するようにし、このＩＦデータに対して、キャリア周波数（搬送波周波数）の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを高速に捕捉する処理を行い、Ｃ／Ａコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベル、衛星番号を検出して、これを制御部７に供給するものである。
【００５５】
図３は、同期捕捉部５の構成例を説明するためのブロック図である。図３に示すように、同期捕捉部５は、サンプラ５１、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）５２、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｅｒ）５３、ＲＡＭ５４、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）５５を備えたものである。
【００５６】
そして、周波数変換部４からのＩＦデータは、サンプラ５１に供給される。サンプラ５１は、これに供給されたＩＦデータを所定の周波数の信号でサンプリングし、サンプリングしたＩＦデータをＲＡＭ５２に書き込むことによって、所定量のＩＦデータをＲＡＭ５２に格納するようにする。
【００５７】
ＲＡＭ５４は、主にＤＳＰ５３において行われる処理の作業領域として用いられるものであり、ＲＯＭ５５は、ＤＳＰ５３において実行されるプログラムや処理に必要となるデータを記憶しているものである。
【００５８】
そして、ＤＳＰ５３は、ＲＡＭ５２に格納されたＩＦデータと、自機が発生させるＰＮ符号とについて、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いた同期捕捉処理を行うことにより、前述もしたように、Ｃ／Ａコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベルを検出する。
【００５９】
［同期捕捉部の具体的な構成と動作について］
図４は、ＤＳＰ５３の具体的な動作を説明するためのブロック図である。ＤＳＰ５３は、拡散符号発生部５３４、ＦＦＴ処理部５３１、５３５、乗算部５３３、逆ＦＦＴ処理部５３７、相関点検出部５３８の機能を備え、いわゆるデジタルマッチドフィルタの構成とされたものである。
【００６０】
同期捕捉部５のＲＡＭ５２に書き込まれた信号（ＩＦデータ（受信信号））は、Ｃ／Ａコードの１周期分（１０２３チップ）ずつ、読み出されてＦＦＴ処理部５３１でＦＦＴ処理され、そのＦＦＴ結果がメモリ５３２に書き込まれる。このメモリ５３２としては、図４において括弧内に示したように、例えば、ＲＡＭ５２の空き領域が用いられるようにされる。そして、メモリ５３２に書き込まれたＩＦデータのＦＦＴ結果は、詳しくは後述するように、その読み出し位置が制御されて読み出され、乗算部５３３に供給される。
【００６１】
一方、この実施の形態においてＤＳＰ５３は、例えば、ＲＯＭ５５に記憶保持されている情報に基づいて、所定の符号パターンのＰＮ符号のうち、そのときにＤＳＰ５３において処理対象となっているＧＰＳ衛星からの信号に使用されているＰＮ符号と同じ系列の１周期分（１０２３チップ）のＰＮ符号を発生させる。
【００６２】
ＤＳＰ５３において発生するようにされた１周期分のＰＮ符号は、ＦＦＴ処理部５３５に供給されてＦＦＴ処理され、その結果がメモリ５３６に書き込まれる。このメモリ５３６としては、図４において括弧内に示したように、例えば、ＲＡＭ５４が用いられるようにされる。このメモリ５３６からは、通常の場合と同様に、ＦＦＴ結果が低い周波数から順に読み出されて乗算部５３３に供給される。
【００６３】
乗算部５３３では、メモリ５３２からの受信信号であるＩＦデータのＦＦＴ結果と、メモリ５３６からのＰＮ符号のＦＦＴ結果とが乗算され、周波数領域におけるＩＦデータとＰＮ符号との相関の度合いが演算される。ここで、乗算部５３３での乗算は、受信信号の離散フーリエ変換結果と、拡散符号の離散フーリエ変換結果とのどちらか一方の複素共役と他方とを乗算する演算となる。そして、その乗算結果は逆ＦＦＴ処理部５３７に供給されて、周波数領域の信号が時間領域の信号に戻される。
【００６４】
逆ＦＦＴ処理部５３７から得られる逆ＦＦＴ結果は、ＩＦデータとＰＮ符号との時間領域における相関検出信号となっており、この相関検出信号は、相関点検出部５３８に供給される。相関点検出部５３８では、ＩＦデータとＰＮ符号との同期が取れたかどうかを検出し、同期が取れたと検出した場合には、相関検出信号のピーク値の位相を相関点として検知する。
【００６５】
この相関検出信号は、拡散符号の１周期分の各チップ位相における相関値を示すものとなっており、ＩＦデータ中の拡散符号と、拡散符号発生器５３４からの拡散符号（ＰＮ符号）とが同期している場合には、図５に示すように、１０２３チップのうちのある１つの位相での相関が、予め決められるスレッショールド値を超えるようなピーク値を示す相関波形が得られる。このピーク値の立つチップ位相が、相関点の位相となる。
【００６６】
一方、ＩＦデータ中の拡散符号と、拡散符号発生部５３４からの拡散符号とが同期していない場合には、図５のようなピーク値が立つ相関波形は得られず、いずれのチップ位相においても、予め定められるスレッショールド値を超えるようなピークは立たない。
【００６７】
相関点検出部５３８は、例えば、予め定めた値を超えるピーク値が、この相関点検出部５３８に供給される相関検出信号に存在するかどうかにより、受信信号であるＩＦデータとこのＧＰＳ受信機において発生させるようにしたＰＮ符合との同期がとれたかどうかを検出し、同期が取れたと検出した場合には、上述のピーク値の位相を相関点として検知する。
【００６８】
以上の説明では、受信信号であるＩＦデータのキャリア成分については考慮していないが、実際には、受信信号ｒ（ｎ）は、図２７の式（３）に示すようにキャリアを含んでいる。この式（３）においては、Ａは振幅、ｄ（ｎ）はデータ、ｆｏは中間周波信号におけるキャリア角周波数、ｎ（ｎ）はノイズを表している。
【００６９】
サンプラ５１でのサンプリング周波数をfs、サンプリング数をＮ（したがって、０≦ｎ＜Ｎ、０≦ｋ＜Ｎ）とすると、離散フーリエ変換後の離散周波数ｋと実周波数ｆとの関係は、０≦ｋ≦Ｎ／２では、ｆ＝ｋ・fs／Ｎ、Ｎ／２＜ｋ＜Ｎではｆ＝（ｋ−Ｎ）・fs／Ｎ（ｆ＜０）である。なお、離散フーリエ変換の性質により、Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）は、ｋ＜０、ｋ≧Ｎでは循環性を示す。
【００７０】
そして、受信信号ｒ（ｎ）から、データｄ（ｎ）を得るためには、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ0との同期をとってキャリア成分を除去する必要がある。すなわち、後述する図２７の式（２）で、Ｒ（ｋ）のみにキャリア成分が含まれている場合には、図５のような相関波形が得られない。
【００７１】
この実施の形態では、ＦＦＴによる周波数領域での処理のみの簡単な構成により、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ0との同期をとってキャリア成分を除去することができるようにしている。
【００７２】
すなわち、ＦＦＴ処理部５３１から得られるＧＰＳ衛星からの受信信号であるＩＦデータのＦＦＴ結果は、通常は、受信信号の周波数成分の周波数が低いものから順にメモリ５３２から読み出されて、乗算部５３３に供給されるが、この実施の形態では、メモリ５３２からは、ＤＳＰ５３が読み出しアドレス制御部として機能し、ＤＳＰ５３からの制御に従って、読み出しアドレスがシフト制御されて、順次、ＩＦデータのＦＦＴ結果が読み出される。
【００７３】
ＤＳＰ５３には、受信信号を得たＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量を正確に見積もり、かつ、ＧＰＳ受信機内部の発振周波数および時間情報を正確に校正することに基づいて検出した受信信号のキャリア周波数の情報が供給される。このキャリア周波数の情報は、ＧＰＳ受信機内部でのみ作成することもできるが、通常は、例えば、通信ネットワーク等を通じて外部から取得するようにすることもできる。
【００７４】
そして、ＤＳＰ５３は、この取得したキャリア周波数の情報に基づいて、そのキャリア周波数分だけ、読み出しアドレスをシフトして、メモリ５３２から受信信号であるＩＦデータのＦＦＴ結果を、順次、読み出し、乗算部５３３に供給するようにする。
【００７５】
このように受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果を、メモリ５３２から、受信信号のキャリア周波数分だけシフトして読み出すことにより、後述するように、キャリア成分を除去した受信信号のＦＦＴ結果と等価なＦＦＴ結果を得ることができ、そのキャリア成分を除去したＦＦＴ結果と、拡散符号の１周期分のＦＦＴ結果との乗算結果を逆拡散することにより、確実に図５のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。
【００７６】
なお、後述もするように、メモリ５３２からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスを制御するのではなく、メモリ５３６からの拡散符号のＦＦＴ結果の読み出しアドレスを制御することにより、拡散符号のＦＦＴ結果に、受信信号ｒ（ｎ）のキャリア分を加え、乗算部５３３での乗算によって、実質的によりキャリア成分の除去を行うようにすることもできる。
【００７７】
以下に、メモリ５３２または５３６からの読み出しアドレスの制御によって、受信信号のキャリアとＰＮ符号（拡散符号）との同期によるキャリア成分の除去について、ＤＳＰ５３でのデジタルマッチドフィルタの処理の動作説明と共に、さらに詳細に説明する。
【００７８】
この実施の形態において、ＤＳＰ５３では、デジタルマッチドフィルタの処理が行われるものであるが、このデジタルマッチドフィルタの処理の原理は、図２７の式（１）に示すように、時間領域での畳み込みのフーリエ変換が周波数領域では乗算になるという定理に基づくものである。
【００７９】
この式（１）において、ｒ（ｎ）は時間領域の受信信号、Ｒ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。また、ｃ（ｎ）は拡散符号発生部からの拡散符号、Ｃ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。ｎは離散時間、ｋは離散周波数である。そして、Ｆ［］は、フーリエ変換を表している。
【００８０】
２つの信号ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）の相関関数を改めてｆ（ｎ）と定義すると、ｆ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｆ（ｋ）は、図２７の式（２）のような関係になる。したがって、ｒ（ｎ）を図２のＡ／Ｄ変換器４５からの信号とし、ｃ（ｎ）を拡散符号発生部５３４からの拡散符号とすれば、ｒ（ｎ）とｃ（ｎ）の相関関数ｆ（ｎ）は、通常の定義式によらず、前記式（２）により以下の手順で計算できる。
【００８１】
・受信信号ｒ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｒ（ｋ）を計算する。
・拡散符号ｃ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｃ（ｋ）の複素共役を計算する。
・Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）の複素共役より、式（２）のＦ（ｋ）を計算する。
・Ｆ（ｋ）の逆離散フーリエ変換により相関関数ｆ（ｎ）を計算する。
【００８２】
ところで、前述したように、受信信号ｒ（ｎ）に含まれる拡散符号が、拡散符号発生部５３４からの拡散符号ｃ（ｎ）と一致していれば、上記手順により計算した相関関数ｆ（ｎ）は、図５のように相関点でピークを生ずる時間波形となる。上述したように、この実施の形態では、離散フーリエ変換および逆フーリエ変換に、ＦＦＴおよび逆ＦＦＴの高速化アルゴリズムを適用したので、定義に基づいて相関を計算するより、かなり高速に計算を行うことができる。
【００８３】
次に、受信信号ｒ（ｎ）に含まれるキャリアと拡散符号との同期について説明する。
前述したように、受信信号ｒ（ｎ）は、図２７の式（３）に示すようにキャリアを含んでいる。受信信号ｒ（ｎ）から、データｄ（ｎ）を得るためには、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ0との同期をとって除去する必要がある。すなわち、前述の図２７の式（２）で、Ｒ（ｋ）のみにキャリアが含まれている場合には、図５のような相関波形が得られない。
【００８４】
ドップラーシフト量が正確に見積もられ、かつ、ＧＰＳ受信機内部の発振周波数および時間情報が正確であれば、受信信号ｒ（ｎ）のキャリア周波数ｆ0が既知となる。その場合には、図６に示すように、ＦＦＴ処理部５３１の前段に乗算部５４１を設け、この乗算部５４１において受信信号ｒ（ｎ）と信号発生部５４２からの周波数ｆ0のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、ＦＦＴを行う前に受信信号ｒ（ｎ）からキャリア成分を除くことができる。
【００８５】
その場合には、メモリ５３２からは、そのキャリア成分が除去された受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果が得られ、このＦＦＴ結果と、拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ結果とが乗算部５３３で乗算されるので、逆ＦＦＴ処理部５３７の出力としては、図５のように相関点にピークを生じる時間波形が確実に得られる。
【００８６】
なお、図６で括弧内に記載したように、受信信号ｒ（ｎ）からキャリア成分を除去するのではなく、拡散符号ｃ（ｎ）についてのＦＦＴ処理部５３５の前段に乗算部５４１を設けて、この乗算部５４１において拡散符号ｃ（ｎ）と信号発生部５４２からの周波数ｆ0のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、拡散符号にキャリア成分を加えるようにしても同様である。
【００８７】
すなわち、その場合には、メモリ５３２から読み出した受信信号のＦＦＴ結果に含まれるキャリア成分と、メモリ５３６から読み出した拡散符号のＦＦＴ結果に含まれる、加えられたキャリア成分とが同期しているため、逆ＦＦＴ処理部５３７からは、図５のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。
【００８８】
しかし、以上説明したような図６のように時間領域の信号にキャリア周波数の信号を乗算する方法による場合には、キャリア成分を除くための乗算部が特に必要になり、構成が複雑になると共に、その乗算演算の分だけ、処理速度が遅くなるという不利益がある。
【００８９】
ところで、ＦＦＴの性質として、上述のような周波数乗算は、図２７の式（４）のように表すことができる。この式（４）で、Ｆ［］は離散フーリエ変換、φ0 はキャリアとの位相差、ｋ0 はｆ0 に対応するｋであって、ｆ0 ＝ｋ0 ・ｆs ／Ｎである。この式（４）より、受信信号ｒ（ｎ）を図６のように周波数変換した信号のＦＦＴは、ｒ（ｎ）のＦＦＴであるＲ（ｋ）を、キャリア周波数分ｋ0だけシフトした形になる。
【００９０】
以上のことから、図６の構成は、図７のような構成に置換可能となる。すなわち、受信信号ｒ（ｎ）や拡散符号ｃ（ｎ）にキャリア周波数を乗算する代わりに、受信信号のＦＦＴ結果または拡散符号のＦＦＴ結果をメモリ５３２またはメモリ５３６からの読み出す際の読み出しアドレスを、キャリア周波数分だけシフトするようにするものである。
【００９１】
この場合に、図７で、受信信号ｒ（ｎ）をシフトする場合はダウンコンバージョンで、ｋ0 ＞０とし、また、拡散符号ｃ（ｎ）をシフトする場合はアップコンバージョンで、ｋ0 ＜０とする。
【００９２】
以上説明したように、式（４）に示したＦＦＴの性質を利用すれば、図６の信号発生器５４２は不要になり、図７のように、ＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレス位相をシフトするだけでよくなり、構成が簡単になると共に、処理の高速化に繋がる。
【００９３】
なお、前述の式（４）における位相差φ0 は未知であるため、図４では無視しているが、例えば、図２７の式（５）により計算されるＦ’（ｋ）の逆ＦＦＴの演算結果として得られる相関関数ｆ’（ｎ）（０≦ｎ＜Ｎ）は複素数となり、その実部をｆR’（ｎ）、虚部をｆI’（ｎ）とすると、相関ピークの振幅｜ｆ’（ｎ）｜は、図２７の式（６）に示すようにして得られ、位相φは、図２７の式（７）に示すようにして得られるので、式（４）の右辺のｅｘｐ（ｊφ0 ）の乗算は省略してよい。なお、位相φは、式（３）のデータｄ（ｎ）の符号に対応したπだけ異なる２つの値に式（４）の位相差φ0 が加わった値となる。
【００９４】
そして、図４の各ブロックの出力には、上述したような信号出力ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）および演算結果Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）、ｆ'（ｎ）が示されている。
【００９５】
このように、この実施の形態のＧＰＳ受信機において、ＦＦＴを利用してデジタルマッチドフィルタを構成する場合に、図４のように受信信号のＦＦＴ結果を、キャリア周波数分だけメモリのアドレスをシフトして、拡散符号と乗算する構成によって、相関点ｎｐが、例えば図４に示すような波形で得られ、４個のＧＰＳ衛星、つまり４種類の拡散符号ｃ（ｎ）について、相関点ｎｐが判れば、ＧＰＳ受信機位置の計算が可能になる。
【００９６】
すなわち、この実施の形態によれば、ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタ処理を行う場合において、受信信号のキャリアと拡散符号との同期を取るために、時間領域で乗算を行うことなく、受信信号のＦＦＴ結果と拡散符号のＦＦＴ結果同士の周波数領域での乗算の際に、受信信号のＦＦＴ結果と拡散符号のＦＦＴ結果のうちの一方のＦＦＴ結果をシフトするという簡便な方法により、受信信号のキャリア成分を除去することができる。
【００９７】
なお、図４の例では、受信信号のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）の方の、メモリの読み出しアドレスをシフトさせたが、拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の方のメモリの読み出しアドレスを、受信信号のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）の場合とは逆方向にシフト（乗算器でのアップコンバージョンの形になる）しても良い。
【００９８】
また、上述の実施の形態の説明においては、拡散符号発生器５３４とＦＦＴ処理部５３５とを別々に設けるようにしたが、それぞれのＧＰＳ衛星に対応する拡散符号をあらかじめＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。
【００９９】
このように、この実施の形態のＧＰＳ受信機の同期捕捉部５は、ＦＦＴを用いて同期捕捉処理を高速に行い、Ｃ／Ａコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベル、衛星番号を検出して、これらを制御部７に通知し、制御部７は、これらを同期保持部６に供給することになる。
【０１００】
なお、図１において点線で示したように、同期捕捉部５において検出するようにしたＣ／Ａコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベル、衛星番号を直接に、同期捕捉部５から同期保持部６に通知するようにすることもできる。
【０１０１】
［同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（１）について］
図４に示した例の場合には、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数が既知である場合であったが、以下に説明する他の例は、キャリア周波数が未知である場合である。図８は、この例の同期捕捉部５の具体的な構成と動作について説明するためのブロック図である。この図８において、図４を用いて前述したＧＰＳ受信機の同期捕捉部５と同一部分には、同一番号を付してある。
【０１０２】
この例では、図８に示すように、相関点検出部５３８の相関検出出力を、読み出しアドレス制御部５３９に供給する。読み出しアドレス制御部５３９は、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果のメモリ５３２からの読み出しアドレスの前記シフト量を、過去のデータから決定した予測アドレスを中心に、相関点検出部５３８の相関検出出力に基づいて変更制御して、相関点検出部５３８で図５に示したようなピークが得られるようにする。相関点検出部５３８で図５に示したようなピークが得られたときには、読み出しアドレス制御部５３９は、読み出しアドレスのシフト制御を、そのときのシフト量で停止する。
【０１０３】
この例における同期捕捉部５のＤＳＰ５３での処理の流れを、図９および図１０のフローチャートを参照しながら説明する。なお、この図９および図１０のフローチャートは、ＤＳＰ５３でのソフトウエア処理に対応するものである。
【０１０４】
まず、周波数変換部４のＡ／Ｄ変換器４５にてデジタル信号に変換されたＩＦ信号（受信信号）を信号ｒ（ｎ）としてメモリ５２に取り込む（ステップＳ１）。次に、この信号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理部５３１でＦＦＴし、そのＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）をメモリ５３２に書き込む（ステップＳ２）。次に、信号を受信したＧＰＳ衛星に対応する拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）をメモリ５３６にセットする（ステップＳ３）。
【０１０５】
次に、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）のメモリ５３２からの読み出しアドレスのシフト量の初期値ｋ0’を、過去のデータから決定する（ステップＳ４）。そして、決定した初期値ｋ0’を、メモリ５３２からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスのシフト量ｋ'として設定すると共に、シフト制御の変更回数ｍを初期値ｍ＝０にセットする（ステップＳ５）。
【０１０６】
次に、メモリ５３２から、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）を、読み出しアドレスを、ｋ'だけシフトして読み出す（ステップＳ６）。そして、読み出したＦＦＴ結果Ｒ（ｋ−ｋ'）と、拡散符号のＦＦＴ結果とを乗算して相関関数Ｆ’（ｋ）を求める（ステップＳ７）。
【０１０７】
次に、この相関関数Ｆ’（ｋ）の逆ＦＦＴを行って時間領域の関数ｆ’（ｎ）を求める（ステップＳ８）。そして、この関数ｆ’（ｎ）について、ピーク値ｆ’（ｎp）を求め（ステップＳ９）、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）が予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいかどうか判別する（ステップＳ１１）。
【０１０８】
ステップＳ１１での判別の結果、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより小さいときには、相関点が検出できなかったとして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大値ｍmaxよりも小さいかどうか判別する（ステップＳ１６）。そして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大値ｍmaxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数ｍを１だけインクリメント（ｍ＝ｍ＋１）すると共に、新たなシフト量ｋ'を、
ｋ'＝ｋ'＋（−１）ｍ×ｍ
として設定し（ステップＳ１７）、その後、ステップＳ６に戻る。そして、上述したステップＳ６以降の処理を繰り返す。
【０１０９】
また、ステップＳ１６で、シフト制御の変更回数ｍが、予め設定された最大値ｍmaxよりも大きいと判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ１４）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップＳ１８）。
【０１１０】
また、ステップＳ１４で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ１５）。そして、ステップＳ３に戻り、上述したステップＳ３以降の処理を実行する。
【０１１１】
また、ステップＳ１１において、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいと判別したときには、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）を取る離散時間（拡散符号の位相）ｎｐを相関点として検出すると共に、前記ＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）のメモリ５３２からの読み出しアドレスのシフト量の初期値ｋ0’を、そのときのシフト量ｋ'に設定し直す（ステップＳ１２）。
【０１１２】
そして、検出した相関点ｎｐが、４個目であるか否か判別し（ステップＳ１３）、４個目であると判別したときには、後述もするように受信機位置計算処理および同期保持部６における同期保持処理へ移行する。なお、ステップＳ１２で検出した相関点ｎｐが得られるときの読み出しアドレスシフト量ｋ'から、当該受信中のＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量およびＧＰＳ受信機の発振周波数の誤差を推定することができる。すなわち、受信信号のキャリア周波数を検知することができる。
【０１１３】
ステップＳ１３で、検出した相関点ｎｐが、４個以下であると判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ１４）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップＳ１８）。
【０１１４】
また、ステップＳ１４で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ１５）。そして、ステップＳ３に戻り、上述したステップＳ３以降の処理を実行する。なお、上述したような信号出力および演算結果は、図８中にも示してある。
【０１１５】
以上のようにして、この例によれば、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数が未知であっても、ＦＦＴによる周波数領域での処理を積極的に用いて、受信信号のキャリアと拡散符号との同期検出を行って、キャリア成分を除去することができる。したがって、ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタによるＧＰＳ受信信号と拡散符号との相関点の検出を、高速、かつ簡単な構成で実現することができる。
【０１１６】
なお、この例においても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。
【０１１７】
［同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（２）について］
上述したように、デジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の相関点を検出する場合には、その相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の１周期長とするのが通常である。
【０１１８】
しかし、ＧＰＳ衛星からの受信信号では、前述したように、データの１ビットは、拡散符号の２０周期分であり、この２０周期分では、すべて同じパターンの符号となっている。この例では、この特質を生かして、デジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の複数周期長とする。
【０１１９】
このように、受信信号について、拡散符号の複数周期分単位でＦＦＴ演算処理をすることにより、受信感度が向上し、同じ時間領域の信号を累積加算する方法に比べてキャリア周波数のサーチがし易くなる。以下、この例（他の例（２））にいて、さらに説明する。
【０１２０】
時間領域において、拡散符号のＭ周期（Ｍは２以上の整数）に渡って累積加算を行った１周期長のデータに対して相関点を検出する先行例がある（例えば米国特許４９９８１１１号明細書または「An Introduction to Snap TrackTM Server−Aided GPS Technology， ION GPS−９８ Proceedings」参照）。
【０１２１】
すなわち、図１１に示すように、この先行例の方法においては、受信信号ｒ（ｎ）について、拡散符号との乗算結果を、Ｍ周期分に渡って累積加算するものである。この先行例の方法は、ＧＰＳ衛星からの受信信号の周期性とノイズの統計的な性質とを利用してＣ／Ｎを高めるもので、受信信号のキャリアと拡散符号の同期が事前にとれている状態であれば、Ｃ／ＮがＭ倍に改善され、したがって受信感度（相関点の検出感度）はＭ倍に向上する。
【０１２２】
しかし、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれていないと位相の異なるＭ個のキャリアが加算合成されてしまい、累積加算した結果においては肝心のＧＰＳ信号が相殺されてしまって相関ピークは検出できなくなる。
【０１２３】
このため、受信信号のキャリア周波数が未知の場合には、キャリア周波数をサーチする必要があり、サーチする各々の周波数毎に累計加算を行うといった効率の悪い操作を行わざるを得なくなる。
【０１２４】
これに対して、図４、図８を用いて上述した例では、上述したようにして周波数領域において、ＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレスをシフトするという簡便な方法により、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれるので、累積加算の効果を最大限に発揮させることができる。
【０１２５】
この例では、図８を用いて前述した方式と同様に、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数は未知として、キャリア周波数のサーチを行うのであるが、その場合に、受信信号ｒ（ｎ）については、拡散符号のＭ周期分毎にＦＦＴを行うようにする。そして、この拡散符号のＭ周期分毎に、受信信号のＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレスのシフト量の制御による受信信号のキャリア周波数のサーチを行う。
【０１２６】
前述した図２７の式（３）中のデータｄ（ｎ）は、Ｍ≦２０とすれば、拡散符号のＭ周期中では１または−１の固定値になるので無視できる。すると、式（３）は、
ｒ（ｎ）＝Ａ・ｃ（ｎ）ｃｏｓ２πｎｆ0 ＋ｎ（ｎ）
となり、これをＭ周期長で離散フーリエ変換すると、データの数はＭ×Ｎ（Ｎは拡散符号の１周期分のデータ数）なので、離散フーリエ変換後のｋと実周波数ｆの関係は、サンプリング周波数ｆs に対して０≦ｋ≦ＭＮ／２では、ｆ＝ｋｆs ／ＭＮとなり、ＭＮ／２＜ｋ＜ＭＮでは、ｆ＝（ｋ−ＭＮ）ｆs ／ＭＮ（ｆ＜０）となって、分解能がＭ倍になる。
【０１２７】
しかし、拡散符号ｃ（ｎ）は周期信号であり、その１周期長の時間をＴ（ＧＰＳのＣ／ＡコードではＴ＝１ミリ秒）とすると、ｆ＝１／Ｔ以下の精度の周波数成分はない。したがって、受信信号ｒ（ｎ）の離散フーリエ変換後のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）（ただし、０≦ｋ＜ＭＮ）中の拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分はＭ個おき、すなわち、ＭＮ個のデータのうちのＮ個の点に集中し、その振幅は、Ｍ周期分が累積加算されるため、１周期長での同じ周波数成分のＭ倍になる。Ｍ＝４としたときのスペクトラム例を図１２に示す。
【０１２８】
図１２の例では、信号のスペクトラムが４個おきにあり、それらの間には信号成分はない。Ｎ個の点以外では、拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分は０になる。一方、ノイズｎ（ｎ）は、多くの場合、非周期信号であるから、ＭＮ個の全周波数成分にエネルギーが分散される。したがって、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）中における拡散符号ｃ（ｎ）のＮ個の周波数成分の総和において、時間領域での累積加算と同様に、Ｃ／ＮがＭ倍向上することになる。
【０１２９】
受信信号ｒ（ｎ）中に、図２７の式（３）に示したキャリア成分ｃｏｓ２πｎｆ0がなければ、ＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）中の拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分は、ｋ＝ｉ×Ｍ（０≦ｉ＜Ｎ）に集中するが、キャリア成分が存在するので、この例では、メモリからのＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）の読み出しアドレスを、拡散符号の１周期当たりについて、ｋ＝（ｉ×Ｍ）−ｋ0 として、キャリア周波数分のｋ0 だけ循環的にシフトするようにする。
【０１３０】
以上説明した例の全体の構成は、図８に示した場合と同様となるが、メモリ５２に取り込まれるＩＦデータは、拡散符号のＭ周期分となる上述の処理動作を、そのＤＳＰ５３の内部構成に反映させた構成図を図１３に示す。ただし、図においては、０≦Ｋ＜ＭＮ，０≦ｋ＜Ｎとしている。
【０１３１】
すなわち、ＦＦＴ処理部５３１からは、ＦＦＴ演算処理単位を拡散符号のＭ周期とするＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）が得られ、メモリ５３２に書き込まれる。そして、このメモリ５３２から、読み出しアドレスがシフト制御されてＦＦＴ結果が読み出されて乗算部５３３に供給され、メモリ５３６からの拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ結果と乗算される。
【０１３２】
この例の場合、この乗算部５３３から得られる相関関数Ｆ（ｋ）は、図２７の式（８）に示すようなものとなるようにされる。なお、式（８）で、ｋは、拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の複素共役におけるｋであり、ｋ0 については、ｆ0 ＝ｋ0 ・ｆs ／ＭＮである。
【０１３３】
このとき、図１３において、逆ＦＦＴ処理部５３７から得られる相関関数ｆ’（ｎ）のピークは、Ｒ（Ｋ）がＭ周期の拡散符号を含むので、０≦ｎ＜ＭＮの範囲においてＭ個現れることになる。しかし、相関点の検出は、拡散符号の１周期についての１個でよいので、逆ＦＦＴ処理部５３７での計算は、図４、図８を用いて説明した例の場合と同様に、０≦ｎ＜Ｎの範囲だけで済み、Ｎ≦ｎ＜ＭＮにおける計算は必要ない。
【０１３４】
以上のようにして、この例によれば、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴを拡散符号の１周期のＭ倍とすることにより、相関点の検出感度、したがって、受信感度を向上させることができる。
【０１３５】
なお、この例においても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。
【０１３６】
［同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（３）について］
前述の同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（２）では、拡散符号のＭ周期（Ｍ＞１）分を含む受信信号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理することで、未知のキャリア周波数のサーチを可能にすると共に、受信感度の向上を図ることができるものであるが、データサンプルの数が、拡散符号１周期分の場合のＮ個からＭ倍のＭＮ個になるため、ＦＦＴの計算時間および図１３におけるメモリ５３２の容量が大きくなる。この例（他の例（３））は、このメモリ容量の問題を改善したものである。
【０１３７】
図１２の例のように、拡散符号のＭ周期（Ｍ＞１）をＦＦＴ処理単位とした場合のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）中の周波数成分はＭ個おきにしか存在しないので、それらのＭ個おきの周波数成分の間の成分は不要である。
【０１３８】
ここで、ＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）（ただし、０≦Ｋ＜ＭＮ）を、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）（０≦ｉ＜Ｎ）のＭ組に分ける。Ｍ＝４組に分けた場合の、それぞれの組の分割スペクトラムの例を図１４〜図１７に示す。キャリア周波数は未知であるが、Ｍ組のうちの１組に、相関を検出する対象となるＧＰＳ信号のエネルギーがある。図１４〜図１７の例では、図１４のＲ（ｉ×Ｍ）の組に、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分が含まれ、それ以外の３つの分割スペクトラムにはノイズしかない状態を表している。
【０１３９】
なお、実際の信号ではキャリア周波数ｋ0は、正確にはｋ'＝ｋ0でないため、例えばｋ0がｋ0’とｋ0’＋１との間にあったとすると、ｋ'＝ｋ0’とｋ'＝ｋ0’＋１との両方で相関が検出され、ｋ0に近い方が大きな相関を示す。
【０１４０】
ＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）を前記のようにＭ組に分割した場合、Ｍが２のべき乗であれば、ＦＦＴ計算手順の性質から、各組は、それぞれ独立に計算できる。
【０１４１】
図１８は、８個のデータｇ（０）〜ｇ（７）のＦＦＴ計算の信号の流れ図である。図１８のＦＦＴ結果Ｇ（Ｋ）を、４個おきのデータに分けるとすると、（Ｇ（０），Ｇ（４））、（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））の４組となる。この中の（Ｇ（０），Ｇ（４））に注目すると、図１９に示す部分だけの計算でよいことが判る。そして、この計算の構造は、他の組（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））においても同様となるものである。
【０１４２】
この４組のデータを１組ずつ調べることにすると、まず、（Ｇ（０），Ｇ（４））を計算し、調べ終わったら（Ｇ（０），Ｇ（４））を格納したメモリを開放して次の組に進む。（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））と、順次計算して調べ終わったらメモリを開放するという操作を行うことにより、メモリは、Ｇ（０）〜Ｇ（７）を一括してＦＦＴを求めるのに比べて、１／４のメモリ容量でよくなる。乗算回数は、Ｍ個に分割して計算した場合と全体を一括してＦＦＴ計算をした場合とでは同じになる。
【０１４３】
上記の例と同様のことが、Ｍを２のべき乗にすることで、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）に適用でき、ＦＦＴ結果を格納するメモリの容量は、ＭＮの１／Ｍ、すなわち、Ｎで済む。また、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）の順で相関を検出する際に、途中の組で相関点が検出できてしまえば、残る組については調べる必要がなくなるので、拡散符号のＭ周期毎の受信信号を一括してＦＦＴ処理して検出するより、処理時間が短くなると期待できる。
【０１４４】
以上説明したこの例の場合の拡散符号およびキャリア同期のフローチャートを、図２０および図２１に示す。図２０および図２１の例ではＦＦＴの回数を最小にするため、キャリア周波数のサーチを、各ＦＦＴの組毎に、対象とする衛星すべてについて相関検出を行うようにしている。なお、この図２０および図２１のフローチャートは、同期捕捉部５のＤＳＰ５３でのソフトウエア処理に対応するものである。
【０１４５】
まず、Ｒ（Ｋ）（０≦Ｋ＜ＭＮであり、Ｋ＝ｉ×Ｍ＋ｊ）の分割組数についての変数ｊ（０≦ｊ≦Ｍ）を初期化し（ステップＳ２１）、次に、周波数変換部４のＡ／Ｄ変換器４５にてデジタル信号に変換された受信信号を信号ｒ（ｎ）（ただし、０≦ｎ≦ＭＮ）としてメモリ５２に取り込む（ステップＳ２２）。次に、この信号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理部５３１でＦＦＴし、そのＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）（ただし、Ｋ＝ｉ×Ｍ＋ｊ）をメモリ５３２に書き込む（ステップＳ２３）。次に、信号を受信したＧＰＳ衛星に対応する拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）をメモリ５３６にセットする（ステップＳ２４）。
【０１４６】
次に、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）のメモリ５３２からの読み出しアドレスのシフト量の初期値ｋ0’を、例えば過去のデータから決定する（ステップＳ２５）。そして、決定した初期値ｋ0’を、メモリ５３２からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスのシフト量ｋ'として設定すると共に、シフト制御の変更回数ｍを、初期値ｍ＝０にセットする（ステップＳ２６）。
【０１４７】
次に、メモリ５３２から、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）を、その読み出しアドレスを、ｋ'だけシフトして読み出す（ステップＳ２７）。そして、読み出したＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ−ｋ'）と、拡散符号のＦＦＴ結果とを乗算して相関関数Ｆ’（ｋ）を求める（ステップＳ２８）。
【０１４８】
次に、この相関関数Ｆ’（ｋ）の逆ＦＦＴを行って時間領域の関数ｆ’（ｎ）を求める（ステップＳ２９）。そして、この関数ｆ’（ｎ）について、ピーク値ｆ’（ｎp）を求め（ステップＳ３０）、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）が予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいかどうか判別する（ステップＳ３１）。
【０１４９】
ステップＳ３１での判別の結果、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより小さいときには、相関点が検出できなかったとして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大値ｍmaxよりも小さいかどうか判別する（ステップＳ３２）。そして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大値ｍmaxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数ｍを１だけインクリメント（ｍ＝ｍ＋１）すると共に、新たなシフト量ｋ'を、
ｋ'＝ｋ'＋（−１）ｍ×ｍ
として（ステップＳ３３）、ステップＳ２７に戻る。そして、上述したステップＳ２７以降の処理を繰り返す。
【０１５０】
また、ステップＳ３２で、シフト制御の変更回数ｍが、予め設定された最大値ｍmaxよりも大きいと判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ３６）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、変数ｊがその最大値Ｍより小さいかどうか判別し（ステップＳ３８）、小さいときには、変数ｊをインクリメントし（ステップＳ３９）、その後、ステップＳ２３に戻り、このステップＳ２３以降の処理を繰り返す。
【０１５１】
また、ステップＳ３８で、変数ｊが最大値Ｍに等しいあるいは最大値Ｍより大きいと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップＳ４０）。
【０１５２】
また、ステップＳ３６で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ３７）。そして、ステップＳ２４に戻り、上述したステップＳ２４以降の処理を実行する。
【０１５３】
また、ステップＳ３１において、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいと判別したときには、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）を取る離散時間（拡散符号の位相）ｎｐを相関点として検出すると共に、前記ＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）のメモリ５３２からの読み出しアドレスのシフト量の初期値ｋ0’を、そのときのシフト量ｋ'に設定し直す（ステップＳ３４）。
【０１５４】
そして、検出した相関点ｎｐが、４個目であるか否か判別し（ステップＳ３５）、４個目であると判別したときには、受信機位置計算処理および同期保持処理へ移行する。なお、ステップＳ３４で検出した相関点ｎｐが得られるときのシフト量ｋ'から、当該受信中のＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量およびＧＰＳ受信機の発振周波数の誤差が推定することができる。
【０１５５】
ステップＳ３５で、検出した相関点ｎｐが、４個以下であると判別したときには、ステップＳ３６に進み、上述したステップＳ３６以降の処理を実行する。
【０１５６】
なお、図４を用いて説明した方式の場合のように、キャリア周波数が既知である場合には、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）の中で該当するものだけを計算すれば、拡散符号の多周期分を含む時間分を単位として受信信号をＦＦＴする方法は、同様に適用できる。
【０１５７】
以上説明した４つの例のＧＰＳ受信機の拡散符号およびキャリアの同期捕捉方法は、従来の手法であるスライディング相関器が原理的に時間を要するのに対し、高速なＤＳＰ等の活用で処理時間の大幅な短縮が期待できる。
【０１５８】
なお、以上の実施の形態の説明では、ＧＰＳ衛星からの受信信号の場合に、この発明を適用したが、この発明は、ＧＰＳ衛星からの信号に限らず、拡散符号でデータをスペクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号の拡散符号およびキャリアの同期捕捉を行う場合のすべてに適用可能である。
【０１５９】
［同期保持部について］
同期保持部６は、制御部７を通じて供給される同期捕捉部５からのＣ／Ａコード位相、キャリア周波数、衛星番号に応じて、これらの情報を設定し、周波数変換部４からのＩＦデータに対して、キャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを迅速に捕捉し、捕捉したキャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを保持するように動作する。
【０１６０】
この場合、同期保持部６は、同期捕捉部５において捕捉されたキャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを用いて、瞬時にキャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを捕捉し、この同期が取れた状態を保持するように動作する。そして、この実施の形態において、同期保持部６は、コスタスループとＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）とにより構成されたものである。
【０１６１】
図２２は、同期保持部６の構成例を説明するためのブロック図である。図２２において、参照符号６１２〜６１９が付された部分がコスタスループ６１である。また、図２２において、参照符号６２１〜６４４が付された部分がＤＬＬ６２である。
【０１６２】
コスタスループ６１は、キャリア周波数の同期の保持、送信データである航法メッセージの抽出を行う部分であり、ＤＬＬ６２は、Ｃ／Ａコードの位相同期の保持を行う部分である。そして、コスタスループ６１とＤＬＬ６２とが協働し、受信信号であるＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号と同じＰＮ符号を用いてスペクトラム逆拡散を行ってスペクトラム拡散前の信号を得るとともに、このスペクトラム拡散前の信号を復調して航法メッセージを得て、これを制御部７に供給する。以下、コスタスループ６１とＤＬＬ６２との動作について具体的に説明する。
【０１６３】
（コスタスループ６１について）
周波数変換部４からのＩＦデータは、同期保持部６の乗算器６１１、６２１、６３１に供給される。これら乗算器６１１、６２１、６３１のそれぞれには、図２２に示すように、ＰＮ符号発生器（図２２においてはＰＮＧと記載。）６４４からの一致（プロンプト）ＰＮ符号Ｐ、進み（アーリ）ＰＮ符号Ｅ、遅れ（レート）ＰＮ符号Ｌのそれぞれが供給される。
【０１６４】
ＰＮ符号発生器６４４は、後述もするように、ＮＣＯ６４３からの信号に基づいて、一致ＰＮ符号Ｐと、進みＰＮ符号Ｅと、遅れＰＮ符号Ｌとを発生させる。この場合、ＮＣＯ６４３は、同期捕捉部５の捕捉結果に基づいて制御部７において設定される周波数情報の供給を受け、同期保持しようとしている目的とする受信信号であるＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号と、同じＰＮ符号であって、位相が一致する進み遅れのないＰＮ符号を発生させるようにＰＮ符号発生器６４４を制御する信号を形成し、これをＰＮ符号発生器６４４に供給する。
【０１６５】
ＰＮ符号発生器６４４は、ＮＣＯ６４３からの信号に基づいて、上述もしたように、同期保持しようとしている目的とするＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号と同じＰＮ符号であって、位相が一致する進み遅れのない一致（プロンプト）ＰＮ符号Ｐと、一致（プロンプト）ＰＮ符号Ｐに対して位相が所定量分進むようにされたＰＮ符号である進み（アーリ）ＰＮ符号Ｅと、一致（プロンプト）ＰＮ符号Ｐに対して、位相が所定量分遅れるようにされたＰＮ符号である遅れ（レート）ＰＮ符号Ｌを形成し、乗算器６１１、６２１、６３１のそれぞれに供給する。
【０１６６】
コスタスループ６１の前段に設けられた乗算器６１１は、周波数変換部４からのＩＦデータとＰＮ符号発生器６４４からの一致ＰＮ符号Ｐとを乗算することにより、スペクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号をコスタスループ６１に供給する。
【０１６７】
コスタスループ６１は、図２２に示すように、数値制御型発振器（以下、ＮＣＯと略称する。）６１２と、乗算器６１３、６１４と、ＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）６１５、６１６と、位相検出器６１７と、ループフィルタ６１８と、相関検出器６１９とからなっている。
【０１６８】
乗算器６１１において逆拡散された信号は、コスタスループ６１の乗算器６１３、６１４に供給される。図２２に示すように、乗算器６１３には、制御部７からの周波数情報であるキャリア周波数に応じてＮＣＯ６１２において形成される直交位相のＩ（Ｓｉｎｅ）信号と、Ｑ（Ｃｏｓｉｎｅ）信号とのうち、Ｉ信号が供給され、乗算器６１４には、Ｑ信号が供給される。
【０１６９】
乗算器６１３においては、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＩ信号とが乗算され、その結果がＬＰＦ６１５を通じて位相検出器６１７に供給される。また、乗算器６１４においては、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＱ信号とが乗算され、その結果がＬＰＦ６１６を通じて位相検出器６１７に供給される。
【０１７０】
ＬＰＦ６１５、６１６は、制御部７からのカット・オフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。位相検出器６１７は、ＬＰＦ６１５、６１６からの出力信号に基づいて、ＩＦデータのキャリアとＮＣＯ６１２が発生させた信号との位相誤差を例えば１ミリ秒間隔で検出し、この位相誤差をループフィルタ６１８を介してＮＣＯ６１２に供給する。これによりＮＣＯ６１２が制御されて、ＮＣＯ６１２からの出力キャリア信号の位相が、受信信号のキャリア成分に追従するようにされる。
【０１７１】
なお、コスタスループ６１のループフィルタ６１８は、制御部７から供給されるパラメータに応じて、位相検出器６１７からの位相誤差情報を積分して、ＮＣＯ６１２を制御するＮＣＯ制御信号を形成するものである。ＮＣＯ６１２は、ループフィルタ６１８からのＮＣＯ制御信号によって、前述したように、ＮＣＯ６１２からの出力キャリア信号の位相が、受信信号のキャリア成分に追従するようにされるのである。
【０１７２】
また、コスタスループ６１のＬＰＦ６１５、６１６からの出力は、相関検出器６１９に供給される。相関検出器６１９は、これに供給されるＬＰＦ６１５、６１６からの出力信号を自乗して加算し、これを出力する。この相関検出器６１９からの出力は、ＩＦデータとＰＮ符号発生器６４４からの一致ＰＮ符号Ｐとの相関値（Ｐ）示すものである。この相関値（Ｐ）は、例えば、図示しないレジスタに格納され、制御部７が用いることができるようにされる。
【０１７３】
制御部７は、相関検出器６１９からの相関値（Ｐ）から、キャリア周波数の同期がロックしているか、アンロックなのかを判定し、アンロックである場合には、キャリア周波数を引き込んでロックするように、コスタスループ６１を制御することになる。
【０１７４】
そして、送信データの復調出力は、ＬＰＦ６１５から得られ、これがデコードされて航法メッセージ（ナビゲーションメッセージ）として制御部７において用いることができるようにされる。
【０１７５】
（ＤＬＬ６２について）
一方、乗算器６２１は、周波数変換部４からのＩＦデータとＰＮ符号発生器６４４からの進みＰＮ符号Ｅとを乗算することにより、スペクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号をＤＬＬ６２の乗算器６２２、６２３に供給する。そして、乗算器６２２には、前述したように、ＮＣＯ６１２において形成されるＩ信号が供給され、乗算器６２３には、ＮＣＯ６１２において形成されるＱ信号が供給される。
【０１７６】
乗算器６２２は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＩ信号とを乗算し、その結果をＬＰＦ６２４を通じて相関検出器６２６に供給する。同様に、乗算器６２３は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＱ信号とを乗算し、その結果をＬＰＦ６２５を通じて相関検出器６２６に供給する。なお、ＬＰＦ６２４、６２５は、コスタスループ６１のＬＰＦ６１５、６１６と同様に、制御部７からのカット・オフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。
【０１７７】
相関検出器６２６は、これに供給されるＬＰＦ６２４、６２５からの出力信号を自乗して加算し、これを出力する。この相関検出器６２６からの出力は、ＩＦデータと、ＰＮ符号発生器６４４からの進みＰＮ符号Ｅとの相関値（Ｅ）示すものである。この相関値（Ｅ）は、位相検出器６４１に供給されるとともに、例えば、図示しないレジスタに格納され、制御部７が用いることができるようにされる。
【０１７８】
同様に、乗算器６３１は、周波数変換部４からのＩＦデータとＰＮ符号発生器６４４からの遅れＰＮ符号Ｌとを乗算することにより、スペクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号をＤＬＬ６２の乗算器６３２、６３３に供給する。乗算器６３２には、前述したように、ＮＣＯ６１２において形成されるＩ信号が供給され、乗算器６３３には、ＮＣＯ６１２において形成されるＱ信号が供給される。
【０１７９】
乗算器６３２は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＩ信号とを乗算し、その結果をＬＰＦ６３４を通じて相関検出器６３６に供給する。同様に、乗算器６３３は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＱ信号とを乗算し、その結果をＬＰＦ６３５を通じて相関検出器６３６に供給する。ＬＰＦ６３４、６３５は、前述のＬＰＦ６２４、６２５と同様に、制御部７からのカット・オフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。
【０１８０】
相関検出器６３６は、これに供給されるＬＰＦ６３４、６３５からの出力信号を自乗して加算し、これを出力する。この相関検出器６３６からの出力は、ＩＦデータと、ＰＮ符号発生器６４４からの遅れＰＮ符号Ｌとの相関値（Ｌ）を示すものである。この相関値（Ｌ）は、位相検出器６４１に供給されるとともに、例えば、図示しないレジスタに格納され、制御部７が用いることができるようにされる。
【０１８１】
位相検出器６４１は、相関検出器６２６からの相関値（Ｅ）と、相関検出器６３６からの相関値（Ｌ）との供給を受け、両者の位相誤差を検出し、これに基づき相関値（Ｅ）と相関値（Ｌ）とが同じレベルとなるように、ＰＮ符号発生器６４４に供給するＮＣＯからの出力信号を調整するようにするための信号を形成して、これをループフィルタ６４２を介してＮＣＯ６４３に供給する。
【０１８２】
ＮＣＯ６４３は、前述もしたように、同期捕捉部５の捕捉結果に応じた制御部７からの初期周波数を示す周波数情報の供給を受け、目的とするＧＰＳ衛星からの信号であるＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号と同期の合ったＰＮ符号を発生させるようにＰＮ符号発生器６４４を動作させる信号を発生させるが、上述のように、ループフィルタ６４２を介して位相検出器６４１からの信号に基づいて、ＰＮ符号発生器６４４に供給する信号の位相を調整する。
【０１８３】
これにより、ＮＣＯ６４３からの信号に応じてＰＮ符号発生器６４４において発生させるＰＮ符号の位相が調整され、ＰＮ符号発生器６４４において発生させる一致ＰＮ符号Ｐが、ＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号に追従するようにされ、一致ＰＮ符号Ｐを用いてＩＦデータについて正確に逆スペクトラム拡散することができ、コスタスループ６１において、受信データの復調ができるようにされる。
【０１８４】
なお、ＤＬＬ６２のループフィルタ６４２は、前述したコスタスループ６１のループフィルタ６１８と同様に、制御部７から供給されるパラメータに基づいて、位相検出器６４１からの位相誤差情報を積分して、ＮＣＯ６４３を制御するＮＣＯ制御信号を形成するものである。
【０１８５】
このようにして、スペクトラム拡散変調されたＩＦデータについて、同期保持部６において同期保持し、送信データとしての航法メッセージが同期保持部６のコスタスループ６１により復調される。そして、航法メッセージの復調出力は、前述もしたように、ＬＰＦ６１５から得られ、これが図示しないデータ復調回路に供給されて制御部７に供給可能なデータに復調された後、これが制御部７に供給されて測位計算に用いられることになる。
【０１８６】
なお、実際には、異なる複数個のＧＰＳ衛星からの信号を受信して並行して処理することができるように、少なくとも４つ以上のコスタスループ６１とＤＬＬ６２とからなる部分が同期保持部６内に設けられるようにされ、この並列に設けられた各コスタスループ６１とＤＬＬ６２とからなる部分において、上述のようなキャリア周波数とＣ／Ａコードについて、同期の捕捉（同期の引き込み）、および、同期の保持が行われ、航法メッセージが取得するようにされる。
【０１８７】
［制御部について］
制御部７は、この実施の形態のＧＰＳ受信機の各部を制御するとともに、同期保持部６からの航法メッセージの供給を受け、測位演算を行ったり、各種の時間検出（時間計測）を行ったりする部分である。
【０１８８】
図２３は、制御部７の構成例を説明するための図である。図２３に示すように、制御部７は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）７１、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）７２、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）７３、タイムカウンタ７４、ＲＴＣ（Ｒｅａｌ Ｔｉｍｅ Ｃｌｏｃｋ）７５を備えたものである。
【０１８９】
ここで、ＲＯＭ７２は、ＣＰＵ７１において実行するプログラムや処理に用いる各種のデータが格納されているものである。ＲＡＭ７３は、各種の処理においての途中結果を一時記憶するなど、主に作業領域として用いられるものである。また、タイムカウンタ７４、ＲＴＣ７５は、各種の時間検出（時間計測）を行う場合に用いられるものである。
【０１９０】
そして、前述もしたように、図１に示したこの実施の形態のＧＰＳ受信機の制御部７は、同期捕捉部５を制御して高速に受信信号のキャリア周波数の同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を捕捉するようにし、この捕捉結果に基づいて、同期保持部６を制御して、受信信号のキャリア周波数の同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を瞬時に引き込み、これを保持して、ナビゲーションデータとしてのビット・データを得て、測位演算を行い、現在位置を正確に算出して、これをホストＩ／Ｏ端子３１を通じて出力するなどのことができるようにされている。
【０１９１】
なお、図１においてタイミング発生器８は、ＴＣＸＯ１１からの基準周波数信号の供給を受け、これを逓倍／分周して、各部に供給するクロック信号を形成し、これをＣＰＵ、同期捕捉部５、同期保持部６などの各部に供給し、その各部の目的とする部分を動作することができるようにするものである。
【０１９２】
［間欠動作について］
そして、この実施の形態のＧＰＳ受信機は、図１に示したように、制御部７によって制御される電源制御部９により、周波数変換部４、同期捕捉部５、同期保持部６、制御部７のそれぞれに対応して設けられた電源のオン／オフを行うスイッチ２１、２２、２３、２４のそれぞれを個別に制御することができるようにしている。
【０１９３】
この実施の形態のＧＰＳ受信機においては、いわゆる帰還ループの構成とされた同期保持部６への電源供給を制御し、同期保持部６を間欠動作させることにより、ＧＰＳ受信機の消費電力を低減させるようにしている。
【０１９４】
この実施の形態のＧＰＳ受信機は、図３１に示したように、例えば、１００ミリ秒ごとなどの非常に短い周期でレンジを測定するのではなく、使用に十分耐えうる時間間隔である１秒ごとにレンジを測定して当該ＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報を算出して出力するようにしている。以下、当該ＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報を１秒ごとに算出して出力するようにした場合における、当該ＧＰＳ受信機の間欠動作について説明する。
【０１９５】
まず、この実施の形態のＧＰＳ受信機の電源スイッチが押下操作されることにより、この実施の形態のＧＰＳ受信機に電源が投入するようにされると、ＧＰＳ受信機の各部に電源が供給するようにされる。この場合、電源制御部９は、スイッチ２１、２２、２４のそれぞれをオンにする。したがって、周波数変換部４、同期捕捉部５、制御部７のそれぞれも動作状態とされる。
【０１９６】
そして、ＧＰＳ衛星からの高周波ＧＰＳ信号は、アンテナ１により受信され、アンプ２、ＢＰＦ３を通じて周波数変換部４に供給され、ここで中間周波ＧＰＳ信号にダウンコンバートされるとともに、同期捕捉部５、同期保持部６とに供給される。
【０１９７】
同期捕捉部５は、前述したように、いわゆるマッチドフィルタの構成とされたものであり、ＦＦＴを用いて高速にキャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを捕捉し、捕捉したキャリア周波数とＣ／Ａコードの位相同期とを制御部７に供給する。
【０１９８】
制御部７は、同期捕捉部５からの情報に基づいて、キャリア周波数、Ｃ／Ａコードの位相同期などの必要な情報を初期値として同期保持部６に設定する。そして、電源制御部９は、制御部７の制御により、スイッチ２３をオフからオンに切り換える切換制御信号ＣＴ３を形成し、これをスイッチ２３に供給してスイッチ２３をオンにする。これにより、同期保持部６に電源が供給され、同期保持部６は、目的とするＧＰＳ衛星からのＧＰＳ信号を迅速に捕捉し、これを保持するように動作する。
【０１９９】
前述もしたように、同期捕捉部５において、比較的広範な範囲でキャリア周波数と、Ｃ／Ａコードの位相同期を、サーチして捕捉するようにされ、この捕捉結果が用いられて同期保持部が制御されるので、同期保持部６においは、ごく限られた範囲において、キャリア周波数とＣ／Ａコードの位相同期をサーチすればよいので、捕捉を極めて迅速に行うことができるようにされる。
【０２００】
ここで、キャリア周波数とＣ／Ａコードの位相同期が合うまで、待つことになる。ここで、待つ時間は、ＣＰＵ７１の処理スピードや他の条件などにより、捕捉にかかる時間が変わることもある。キャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とが捕捉できたら、これを保持するようにし、位置計算に必要となるＧＰＳ信号の送信時刻などのレンジデータを取得して制御部７に供給する。このとき、レンジのばらつきを低減させるフィルタを考慮して、必要な分のレンジデータを取得するようにしてもよい。
【０２０１】
必要な分のレンジデータが取得できたならば、制御部７は、電源制御部９を制御し、スイッチ２３をオフに切り換えるようにする。すなわち、電源制御部９は、スイッチ２３をオンからオフに切り換える切換制御信号ＣＴ３を形成し、これをスイッチ２３に供給してスイッチ２３をオフにする。これにより、同期保持部６への電源の供給が停止され、同期保持部６の動作が停止し、消費電力を低減させる。
【０２０２】
この後、制御部７は、取得したレンジデータにより位置計算を行い、計算して得た当該ＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報を当該ＧＰＳ受信機から出力する処理を行う。そして、前述もしたように、１秒ごとに当該ＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報を出力するものとし、この測位情報を得るために必要なレンジデータの取得に０．５秒かかったとすると、レンジデータの取得が終了し、測位情報を計算して出力するまでの０．５秒間は、同期保持部６の動作を停止させることができるのである。
【０２０３】
図２４は、この例の同期保持部６の動作期間と停止期間につい説明するための図である。図２４に示すように、１秒（１ｓｅｃ）ごとに、当該ＧＰＳ受信機の位置を示す測位情報を計算して出力する場合、同期保持部６においてのレンジデータの取得に０．５秒（０．５ｓｅｃ）かかる場合には、レンジデータ取得後、測位情報を出力するまでの０．５秒間は、同期保持部６を停止させることができる。
【０２０４】
そして、測位情報出力後において、停止していた同期保持部６に電源を供給して動作させ、前述したように、同期の引き込み及び保持を行いレンジデータを取得した後、同期保持部６への電源の供給を停止させるというように、動作と停止とを、ほぼ０．５秒づつ行うようにすることにより、同期保持部６の動作時間を常時動作されている場合のほぼ半分程度とすることができ、その分、ＧＰＳ受信機の消費電力を低減させることができる。
【０２０５】
なお、ここでは、同期保持部６だけを間欠動作させる場合を例にして説明したが、これに限るものではない。例えば、同期保持部６の動作／停止に一致させて、周波数変換部４の動作／停止を制御するようにしても良い。これは、同期保持部６が動作していない場合には、受信信号であるＧＰＳ信号が同期保持部６に供給されても何ら処理されず、同期保持部６が停止している間は、周波数変換部４の動作を停止しても何ら問題ないためである。
【０２０６】
また、測位情報の出力が１秒ごとであるこの例の場合、レンジデータの取得後、測位情報を算出するまでの時間が１秒より短い場合には、その間においては、同期捕捉部５、制御部７などの全体の回路部分への電源の供給を停止させるか、あるいは、動作を停止させることによって、さらに消費電力を低減させることができる。
【０２０７】
上述した主に同期保持部６の間欠動作について、図２５のフローチャートを用いてさらに説明する。図２５は、この実施の形態のＧＰＳ受信機の間欠動作を説明するためのフローチャートであり、例えば、この実施の形態のＧＰＳ受信機に電源が投入された場合に実行される処理である。
【０２０８】
図１に示したこの実施の形態のＧＰＳ受信機に電源が投入されると、同期保持部６以外の各部に電源が供給され、周波数変換部４からのＩＦデータの供給を受ける同期捕捉部５は、高速に同期捕捉処理を実行し、キャリア周波数、Ｃ／Ａコード位相などの情報を得る（ステップＳ１０１）。
【０２０９】
そして、ステップＳ１０１で得たキャリア周波数、Ｃ／Ａコードなどの情報に基づいて、同期保持部６の動作に必要となる情報の初期値を設定する（ステップＳ１０２）。この実施の形態のＧＰＳ受信機においては、同期保持部６への初期値の設定は、制御部７を介して行われることになる。
【０２１０】
この後、制御部７は、電源制御部９を制御して、同期保持部６に対して設けられているスイッチ２３をオンにして、同期保持部６を動作させる（ステップＳ１０３）。
【０２１１】
なお、この例においては、同期保持部６の電源のオン／オフに同期させて、周波数変換部４の電源のオン／オフも制御する。しかし、周波数変換部４は、同期捕捉のために電源投入直後に電源がオンにされている。このため、図２５に示すように、繰り返し実行されることになるステップＳ１０３の１回目の処理においては周波数変換部４の電源をオンにする処理は省略する。
【０２１２】
そして、２回目以降のステップＳ１０３の処理においては、周波数変換部４に対して設けられているスイッチ２１をオンにすることにより、電源オフ状態にある周波数変換部４を同期捕捉部６に同期して動作させるようにすることになる。
【０２１３】
ステップＳ１０３の処理の後、同期保持部６は、制御部７を通じて初期設定される同期捕捉部５からの捕捉の結果得られた情報に基づいて、ＧＰＳ信号について迅速に同期捕捉を行うので、同期が捕捉されるまで待ち（ステップＳ１０４）、同期の捕捉ができたときには、その後においても同期を保持するようにし、レンジを計算するために必要となるレンジデータを取得し制御部７に供給する（ステップＳ１０５）。
【０２１４】
制御部７は、レンジデータを取得すると、電源制御部９を制御し、同期保持部６に対して設けられているスイッチ２３と、周波数変換部４に対して設けられているスイッチ２１をオフにし、同期保持部６と周波数変換部４の動作を停止させる（ステップＳ１０６）。
【０２１５】
そして、制御部７は、取得したレンジデータを用いて当該ＧＰＳ受信機の位置を計算し（ステップＳ１０７）、計算して得た当該受信機の位置を示す情報（測位情報）を出力する（ステップＳ１０８）。この後、図２５に示すように、ステップＳ１０２からの処理を繰り返す。
【０２１６】
そして、測位情報を出力する周期が１秒である場合には、図２５に示すように、周波数変換部４、同期保持部６を動作させておかなければならないのは、例えば、約０．５秒間であるので、レンジデータ取得後から測位データを出力するまでの、約０．５秒間は、周波数変換部４、同期保持部６を停止させることにより、当該ＧＰＳ受信機の一連の測位処理に影響を及ぼすことなく、当該ＧＰＳ受信機の消費電力を低減させることができる。
【０２１７】
なお、前述の実施の形態においては、測位情報を１秒ごとに出力する場合を例にして説明したが、測位情報の出力周期（出力する間隔）は１秒に限るものでない。測位情報の出力周期を１秒より短くしたり、逆に長したりすることができる。しかし、測位情報の出力周期を２秒、３秒と増すようにすることにより、消費電力を低減させることができる割合を高めることができる。
【０２１８】
ただし、測位情報を出力する周期が長い場合、同期保持部６に設定する初期値の誤差が大きくなり、キャリア同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を捕捉するまでにかかる時間が長くなってしまう。このため、測位情報を出力する周期に応じて、同期保持部６の、あるいは、同期保持部６および周波数変換部４の動作時間を変えることができるようにしておく。
【０２１９】
図２６は、例えば同期保持部の動作時間を変えることができるようにした場合を説明するための図である。図２６Ａに示すように、例えば標準モードとして、測位情報の出力周期がＴである場合、同期の引き込み及び保持処理からレンジデータの取得までかかる時間は、Ｔ／２程度であるとする。この場合、少なくとも、Ｔ／２程度は、同期保持部６を停止させ、この間に取得したレンジデータを用いて測位演算を行い、測位情報を出力するようにする。
【０２２０】
しかし、図２６Ｂに示すように、測位情報の出力周期が図２６Ａに示した標準モードの周期Ｔよりも短い周期ＴＳのいわゆるショートモードの場合には、同期保持部６に設定されたキャリア周波数などの値が、同期保持部６の停止中にずれる割合が少なく、同期の引き込みおよび保持処理からレンジデータの取得までかかる時間は、ＴＳ／２以下である。すなわち、標準モードの場合よりも、同期の引き込みからレンジデータの取得にかかる時間は短くて済むと考えられる。このような場合には、同期保持部６の動作時間を短くすることができるようにしておく。
【０２２１】
逆に、図２６Ｃに示すように、測位情報の出力周期が図２６Ａに示した標準モードの周期Ｔよりも長い周期ＴＬのいわゆるロングモードの場合には、同期保持部６に設定されたキャリア周波数などの値が、同期保持部６の停止中にずれる割合が大きく、同期の引き込み及び保持処理からレンジデータの取得までかかる時間は、標準モードの場合よりも、同期の引き込みからレンジデータの取得にかかる時間は長くなる。このような場合には、同期保持部６の動作時間を長くすることができるようにしておく。
【０２２２】
しかし、図２６Ｃに示したいわゆるロングモードの場合に、同期の引き込み及び保持処理からレンジデータの取得までかかる時間が、ＴＬ／２よりも短くなれば、同期保持部６を停止させておくことができる時間を長く取ることができるので、消費電力の省力化の割合を高めることができるのである。
【０２２３】
なお、同期保持部６の動作時間は、この実施の形態においては、図１に示したスイッチ２３のオン／オフ制御により変えることができる。すなわち、同期捕捉部６の動作時間を長くしたければ、スイッチ２３がオンになっている状態を長くすればよいし、逆に、同期保持部６の動作時間を短くしたければ、スイッチ２３がオンになっている状態を短くすればよい。
【０２２４】
また、同期保持部６を停止させておく時間は、同期保持部６を動作させておく時間に応じて変えるようにすることもできるし、また、測位演算に必要な時間として固定的に定めることもできる。
【０２２５】
また、上述したように、測位情報の出力周期が長い場合には、同期保持部６において用いるキャリア周波数などの値がずれてしまうために同期の引き込みに時間がかかってしまう。同様に、測位情報の出力周期が短くても、ＧＰＳ受信機の加速が大きい場合には、ＧＰＳ受信機は短時間に大きく移動することになり、同期保持部６においての同期の引き込みが困難なほど、同期保持部６で用いられるキャリア周波数などの値がずれてしまう場合もあると考えられる。
【０２２６】
そこで、測位情報の出力周期が長い場合、あるいは、ＧＰＳ受信機の加速が所定の値よりも大きな場合には、現在までに制御部７が取得したＧＰＳ衛星の軌道情報、位置情報、速度データ、時間データなどの情報から、制御部７が同期保持部6において用いるキャリア周波数などの所定の値を予測し、これを同期保持部に設定し直した後に、同期保持部６を起動させるようにしてもよい。
【０２２７】
このようにした場合には、同期保持部６においての同期の引き込みにかかる時間が非常に長くなることを防止することができるので、ＧＰＳ受信機の消費電力の低減を図ることができる。
【０２２８】
また、測位データの出力周期に応じて、同期保持部６の動作時間を変えるようにした場合に、同期保持部６に設定するキャリア周波数などの初期値や動作時間は、制御部７において予測するようにし、これを用いて動作／停止の制御を行うようにしてもよい。この場合、測位情報の出力周期、軌道情報、位置情報、速度データ、時間データなどの情報から予測することができる。
【０２２９】
なお、前述の実施の形態においては、同期保持部６を、または、同期保持部６および周波数変換部４を間欠動作するようにしたが、これに限るものではない。例えば、図２５のフローチャートに示したように、同期捕捉部５は、電源投入直後においてのみ、ＧＰＳ信号に対する同期捕捉を高速に行うが、その後においては、用いられることは無くなる。
【０２３０】
そこで、図２５におけるステップＳ１０１の処理の後、同期捕捉部５に対するスイッチ２２をオフにして、同期捕捉部５の動作を停止させるようにしてもよい。また、前述したように、同期保持部６に設定するようにするキャリア周波数などの情報の制御部７における予測に変えて、必要に応じて同期捕捉部を動作させて、キャリア周波数の同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を捕捉するようにし、その結果を同期保持部６に設定するようにしてもよい。
【０２３１】
したがって、同期捕捉部５にオン／オフを同期保持部６のオン／オフに一致するように制御するようにしてもよいし、同期捕捉部５は、同期捕捉を行って正確なキャリア周波数やＣ／Ａコード位相の同期捕捉が必要になる比較的に長い周期で、つまり、同期保持部６のオン／オフ制御よりも長い周期で、同期捕捉部５のオン／オフを行うようにしてもよい。
【０２３２】
また、高速な同期捕捉が可能な同期捕捉部５を備えないＧＰＳ受信機を構成することも可能であるが、この場合には、前述もしたように、同期保持部、あるいは、同期保持部および周波数変換部の間欠動作を行うようにすることによってＧＰＳ受信機の消費電力を省力化することができる。すなわち、コスタスループとＤＬＬからなる同期捕捉、同期保持を行うようにするＧＰＳ受信機にこの発明を適用することができる。
【０２３３】
また、同期保持部は、コスタスループとＤＬＬとからなるものに限るものではなく、他の方法によって、キャリア周波数の同期とＣ／Ａコードの位相同期とを捕捉、保持し、送信データの復調、抽出が可能な回路により構成されていてももちろんよい。
【０２３４】
なお、前述した実施の形態においては、ＧＰＳ受信機の各ブロックに供給する電源の供給を制御することにより、間欠動作を行うようにしたが、これに限るものではない。電源の供給を制御するのではなく、例えば、クロック信号の供給を停止させることにより、目的とするブロックの処理を停止させ、消費電力を低減させるようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０２３５】
【図１】この発明によるＧＰＳ受信機の一実施の形態を説明するためのブロック図である。
【図２】図１に示したＧＰＳ受信機の周波数変換部の一例を説明するためのブロック図である。
【図３】図１に示したＧＰＳ受信機の同期捕捉部の一例を説明するためのブロック図である。
【図４】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰの機能とＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理を説明するためのブロック図である。
【図５】相関検出出力のスペクトラムの例を示す図である。
【図６】同期捕捉処理の他の例を説明するための図である。
【図７】同期捕捉処理の他の例を説明するための図である。
【図８】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰの機能とＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理との他の例（１）を説明するためのブロック図である。
【図９】図８に示した機能を有するＤＳＰにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。
【図１０】図８に示した機能を有するＤＳＰにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。
【図１１】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（２）を説明するためのブロック図である。
【図１２】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（２）を説明するためのブロック図である。
【図１３】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（２）を説明するためのブロック図である。
【図１４】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）を説明するための図である。
【図１５】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）を説明するための図である。
【図１６】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）を説明するための図である。
【図１７】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）を説明するための図である。
【図１８】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）の要部の説明に用いる図である。
【図１９】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）の要部の説明に用いる図である。
【図２０】図１３に示したＤＳＰにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。
【図２１】図１３に示したＤＳＰにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。
【図２２】図１に示したＧＰＳ受信機の同期保持部の一例を説明するためのブロック図である。
【図２３】図１に示したＧＰＳ受信機の制御部の一例を説明するためのブロック図である。
【図２４】図１に示したＧＰＳ受信機において行われる間欠動作を説明するための図である。
【図２５】図１に示したＧＰＳ受信機において行われる間欠動作を説明するためのフローチャートである。
【図２６】間欠動作時の動作時間の変更について説明するための図である。
【図２７】この発明の実施の形態の説明に用いる計算式を示す図である。
【図２８】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を示す図である。
【図２９】従来のキャリアおよび拡散符号の同期処理を説明するための図である。
【図３０】ＧＰＳ受信機において測位演算に用いられるレンジについて説明するための図である。
【図３１】従来のＧＰＳ受信機においてのレンジの測定タイミングを説明するための図である。
【符号の説明】
【０２３６】
１…アンテナ、２…増幅器（ローノイズアンプ）、３…ＢＰＦ、４…周波数変換部、５…同期捕捉部、６…同期保持部、７…制御部、８…タイミング発生器、９…電源制御部、１０…ＸＯ（水晶発振器）、１１…ＴＣＸＯ（温度補償機能付き水晶発振器）、２１、２２、２３、２４…電源オン／オフ用スイッチ、３１…ホストＩ／Ｏ端子、３２…制御端子、３３…付加機能端子、ＣＴ１、ＣＴ２、ＣＴ３、ＣＴ４…切換制御信号
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば、携帯型ナビゲーションシステムや自動車、航空機、船舶などのいわゆる移動体のナビゲーションシステムなどに用いられるＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）受信機およびＧＰＳ受信機で用いられる測位方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
人工衛星（ＧＰＳ衛星）を利用して移動体などの位置を測定するＧＰＳシステムにおいて、ＧＰＳ受信機は、４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信し、その受信信号から受信機の位置を計算し、ユーザに知らせることが基本機能である。
【０００３】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を復調してＧＰＳ衛星の軌道データを獲得し、ＧＰＳ衛星の軌道および時間情報と受信信号の遅延時間から、自受信機の３次元位置を連立方程式により導き出す。受信信号を得るＧＰＳ衛星が４個必要となるのは、ＧＰＳ受信機内部の時間と衛星の時間とで誤差があり、その誤差の影響を除去するためである。
【０００４】
民生用ＧＰＳ受信機の場合には、ＧＰＳ衛星からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Ｃｌｅａｒ ａｎｄ Ａｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。
【０００５】
Ｃ／Ａコードは、送信信号速度（チップレート）が１．０２３ＭＨｚ、符号長が１０２３のＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ；擬似ランダム雑音）系列の符号、例えばＧｏｌｄ符号で、５０ｂｐｓのデータを拡散した信号により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという。）をＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調した信号である。この場合、符号長が１０２３であるので、Ｃ／Ａコードは、ＰＮ系列の符号が、図２８（Ａ）に示すように、１０２３チップを１周期（したがって、１周期＝１ミリ秒）として、繰り返すものとなっている。
【０００６】
このＣ／ＡコードのＰＮ系列の符号は、ＧＰＳ衛星ごとに異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どのＰＮ系列の符号を用いているかは、予めＧＰＳ受信機で検知できるようにされている。また、後述するような航法メッセージによって、ＧＰＳ受信機では、どのＧＰＳ衛星からの信号を、その地点およびその時点で受信できるかが判るようになっている。したがって、ＧＰＳ受信機では、例えば３次元測位であれば、その地点およびその時点で取得できる４個以上のＧＰＳ衛星からの電波を受信して、スペクトラム逆拡散し、測位演算を行って、自分の位置を求めるようにする。
【０００７】
そして、図２８（Ｂ）に示すように、衛星信号データの１ビットは、ＰＮ系列の符号の２０周期分、つまり、２０ミリ秒単位として伝送される。つまり、データ伝送速度は、５０ｂｐｓである。ＰＮ系列の符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが“１”のときと、“０”のときとでは、反転したものとなる。
【０００８】
図２８（Ｃ）に示すように、ＧＰＳでは、３０ビット（６００ミリ秒）で１ワードが形成される。そして、図２８（Ｄ）に示すように、１０ワードで、１サブフレーム（６秒）が形成される。図２８（Ｅ）に示すように、１サブフレームの先頭のワードには、データが更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルの後にデータが伝送されてくる。
【０００９】
さらに、５サブフレームで、１フレーム（３０秒）が形成される。そして、航法メッセージは、この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。この１フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレームは、エフェメリス情報と呼ばれる衛星固有の情報である。この情報には、衛星の軌道を求めるためのパラメータと、衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。
【００１０】
ＧＰＳ衛星のすべては、原子時計を備え、地上局の監視のもと、各ＧＰＳ衛星は、共通の時刻情報を用いることができるようにしている。ＧＰＳ衛星からの航法メッセージのエフェメリス中には、ウィークナンバと、ＴＯＷ（タイム・オブ・ウィーク）という時刻を表現するデータがある。
【００１１】
ウィークナンバは、１０ビット、０〜１０２３のデータであり、１９８０年１月６日（日曜日）を第０週として週毎にカウントアップされるものである。ＴＯＷは、１７ビット、０〜１００８００（＝３６００×２４×７／６）のデータであり、日曜日の午前０時を０として６秒毎にカウントアップされるものである。
【００１２】
ＧＰＳ受信機は、受信した航法データから上述のウィークナンバとＴＯＷとを取得して絶対時刻を求めることができる。なお、６秒以下の値は、ＧＰＳ衛星からの信号にＧＰＳ受信機がロックするように動作する過程で、ＧＰＳ受信機の持っている基準発振器の精度でＧＰＳ衛星の時刻に同期するようにすることができる。また、ＧＰＳ衛星のＰＮ系列の符号は、原子時計に同期したものとして生成される。
【００１３】
エフェメリス情報の軌道情報は、数時間ごとに更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。しかし、エフェメリス情報の軌道情報は、これをＧＰＳ受信機のメモリに保持しておくことにより、数時間は、同じ情報を、精度良く使用することができるものである。
【００１４】
１フレームのデータの残りの２サブフレームの航法メッセージは、アルマナック情報と呼ばれる全ての衛星から共通に送信される情報である。このアルマナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分必要となるもので、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰＳ衛星が使用可能かを示す情報などからなる。
【００１５】
このアルマナック情報は、少なくとも６日に１回などの所定のタイミングで更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。しかし、このアルマナック情報は、ＧＰＳ衛星のおおよその位置を知るという使い方では、その寿命は数か月である。しかし、ＧＰＳ受信機としては、適宜更新して新しいデータとするほうが望ましい。
【００１６】
ＧＰＳ衛星からの信号を受信して、上述のデータを得るためには、まず、キャリアを除去した後、ＧＰＳ受信機に用意される受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じＰＮ系列の符号（以下、ＰＮ系列の符号をＰＮ符号という。）を用いて、そのＧＰＳ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期を取ることによりＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。Ｃ／Ａコードとの位相同期が取れて、逆拡散が行われると、ビットが検出されて、ＧＰＳ衛星からの信号から時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能になる。
【００１７】
ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉は、Ｃ／Ａコードの位相同期検索により行われるが、この位相同期検索においては、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号とＧＰＳ衛星からの
信号のＰＮ符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定めた値よりも大きい時に、両者が同期していると判定する。そして、同期が取れていないと判別されたときには、何らかの同期手法を用いて、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の位相を制御して、ＧＰＳ衛星からの信号のＰＮ符号と同期させるようにしている。
【００１８】
ところで、上述したように、ＧＰＳ衛星からの信号（ＧＰＳ信号）は、データをＰＮ符号（拡散符号）で拡散した信号によりキャリアをＢＰＳＫ変調した信号であるので、当該ＧＰＳ信号をＧＰＳ受信機が受信するには、拡散符号のみでなく、キャリアおよびデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期は独立に行うことはできない。
【００１９】
そして、ＧＰＳ受信機では、ＧＰＳ信号は、そのキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数に変換して、その中間周波数信号で、上述の同期検出処理するのが普通である。この中間周波数信号におけるキャリアには、主にＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラーシフトによる周波数誤差と、ＧＰＳ信号を中間周波数信号に変換する際に、ＧＰＳ受信機内部で発生させる局部発信器の周波数誤差分が含まれる。
【００２０】
したがって、これらの周波数誤差要因により、中間周波数信号におけるキャリア周波数は未知であり、その周波数サーチが必要となる。また、ＰＮ符号の１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存するのでこれも未知であるから、上述のように、何らかの同期手法が必要となる。
【００２１】
従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについての周波数サーチと、スライディング相関器＋ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）＋コスタスループによる同期手法を用いている。これについては、以下に説明を加える。
【００２２】
ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動するクロックは、ＧＰＳ受信機に用意される基準周波数発振器を分周したものが、一般に用いられている。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられており、この基準周波数発振器の出力から、ＧＰＳ衛星からの受信信号を中間周波数信号に変換するのに用いる局部発振信号を生成する。
【００２３】
図２９は、この周波数サーチを説明するための図である。すなわち、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であるときに、ＰＮ符号についての位相同期検索、つまり、ＰＮ符号の位相を１チップずつ順次ずらして、それぞれのチップ位相のときのＧＰＳ受信信号とＰＮ符号との相関を検出し、相関のピーク値を検出することにより、同期が取れる位相を検出するようにする。
【００２４】
前記のクロック信号の周波数がｆ１の時において、１０２３チップ分の位相検索の全てで同期する位相が存在しなければ、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変えて、前記の駆動クロック信号の周波数を周波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相検索を行う。これを、図２９のように、前記の駆動クロック信号の周波数をステップ的に変更して繰り返す。以上の動作が周波数サーチである。
【００２５】
そして、この周波数サーチにより、同期可能とされる駆動クロック信号の周波数が検出されると、そのクロック周波数で最終的なＰＮ符号の位相同期が行われる。これにより、水晶周波数発振器の発振周波数ずれがあっても、衛星信号を捕捉することが可能になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
ところで、従来、ＧＰＳ衛星からの信号を連続的に受信して測位し続ける場合、キャリアおよびＰＮ符号の同期を捕捉し、捕捉した同期を保持するために、ＧＰＳ受信機内の回路、特にＤＬＬおよびコスタスループの回路は連続的に動作させるようにしている。
【００２７】
また、測位演算するためには、図３０に示すように、ＧＰＳ衛星と受信機との距離（レンジ）が必要になる。このレンジは、例えば、０．５秒ごと、１秒ごと、あるいは、２秒ごとなどの所定の周期で取得すれば十分であるものである。しかし、通常、このレンジは、例えば、図３１に示すように、０．１秒（１００ミリ秒）間隔などのように、比較的に短い間隔で測定するようにし、常に精度良くレンジを取得することができるようにしている。
【００２８】
このため、ＧＰＳ受信機は、常時、フルに動作している状態となり、ＧＰＳ受信機の消費電力は大きいものとなっていた。ＧＰＳ受信機は、移動体に搭載されて、あるいは、ユーザによって持ち運ばれて使用されるものであり、バッテリからの電源によって、できるだけ長い時間、精度良く動作できるようにしておくことが重要である。
【００２９】
そこで、ＧＰＳ受信機の消費電力を小さくする目的でＧＰＳ受信機の電源のオン／オフを繰り返すようにし、間欠的に動作させるようにすることが考えられている。
【００３０】
しかしながら、ＧＰＳ受信機を間欠動作させる場合、常時電源が入っている状態に比べ、ＧＰＳ受信機の測位感度や測位スピードといった性能を犠牲にしてしまう場合がある。つまり、ＧＰＳ受信機を間欠動作させるようにすると、正確な測位ができなくなり、ＧＰＳ受信機の大まかな位置しか検出できなくなったり、あるいは、正確な位置を検出するまでに時間がかかったりするようになる場合がある。
【００３１】
上述の問題点は、ユーザの手動による間欠動作や、レンジデータの取得周期やＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報の出力周期などを無視した周期で間欠動作を行うようにした場合には、特に問題となる。
【００３２】
以上のことにかんがみ、この発明は、測位感度や測位スピードなどの性能を劣化させること無く、レンジの計算に必要となるレンジデータを周期的に取得することができるとともに、消費電力の省力化をも実現するＧＰＳ受信機およびＧＰＳ受信機で用いられる測位方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明のＧＰＳ受信機は、
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって得られた中間周波ＧＰＳ信号に対して搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉手段と、
前記捕捉手段によって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持手段と、
前記同期保持手段からの前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算手段と、
前記測位演算手段から前記測位情報を出力する周期を変更する出力周期変更手段と、
前記同期保持手段から前記レンジデータを取得した後、前記同期保持手段の動作を停止させる停止手段と、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記停止手段の停止時間を制御する制御手段と
を備えることを特徴とする。
【００３４】
この請求項１に記載のＧＰＳ受信機によれば、人工衛星からの高周波ＧＰＳ信号は、周波数変換手段において中間周波ＧＰＳ信号にダウンコンバートされ、同期捕捉手段に供給される。同期捕捉手段においては、周波数変換手段からの中間周波ＧＰＳ信号のキャリアの同期と拡散符号の位相同期とが捕捉され、これが同期保持手段に供給される。
【００３５】
同期保持手段においては、同期捕捉手段からのキャリアの同期と拡散符号の位相同期とが保持されると共に、これらに基づいて周波数変換手段からの中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータが取得され、これが測位演算手段に供給される。測位演算手段においては、これに供給されたレンジデータを用いて、測位演算が行われ、現在位置を示す測位情報が求められて、これが所定の周期で出力される。この測位情報を出力する周期は、出力周期変更手段により変更することができるようにされる。
【００３６】
そして、同期保持手段を通じてレンジデータが取得された後に、制御手段により停止手段が制御され、同期保持手段の動作が停止するようにされるが、制御手段は、測位情報を出力する周期に応じて、同期保持手段の動作の停止時間を制御することができるようにされる。
【００３７】
これにより、所定の周期ごとに測位情報を確実に取得できるようにすると共に、測位情報の出力の周期内で、同期保持手段の動作を停止させる停止時間を設けることにより、消費電力の省力化をも実現することができるようにされる。
【発明の効果】
【００３８】
この発明によれば、例えば所定の周期で連続的に測位情報を出力する場合でも、ＧＰＳ受信機の消費電力を低減させることができる。
【００３９】
また、同期保持部等の動作時間を変更できるようにしておくことにより、測位感度、測位スピードなどのＧＰＳ受信機の性能を低下させることなく、ＧＰＳ受信機の消費電力の低減の割合を変え、ＧＰＳ受信機の消費電力を効率的に低減させることができる。
【００４０】
また、同期保持部等の部分を間欠動作させた場合でも、ＧＰＳ信号により提供される航法データは効率よく取得することができる。
【００４１】
また、必要な航法データを取得した後に、間欠動作が行うようにされるので、停止後の動作再開は、航法データが何も得られていない状態からの動作となるのではなく、既に取得したデータを利用して、迅速な同期捕捉、同期保持、レンジデータの取得が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
以下、図を参照しながら、この発明による装置、方法の一実施の形態について説明する。
【００４３】
図１は、この発明による装置、方法が適用されたこの実施の形態のＧＰＳ受信機を説明するためのブロック図である。図１に示すように、この実施の形態のＧＰＳ受信機は、アンテナ１と、増幅器２と、ＢＰＦ（ＢａｎｄＰａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３と、周波数変換部４と、同期捕捉部５、同期保持部６、制御部７と、各部分に供給するクロック信号を形成するタイミング発生器８と、電源制御部９と、水晶発振器（図１においては、ＸＯと記載。）１０と、温度補償回路付き水晶発振器（以下、ＴＣＸＯという。）１１とを備えたものである。
【００４４】
さらに、この実施の形態のＧＰＳ受信機には、図１に示すように、電源供給オン／オフスイッチ２１、２２、２３、２４が設けられている。スイッチ２１は、周波数変換部４に対する電源の供給をオン／オフするためのものであり、スイッチ２２は、同期捕捉部５に対する電源の供給をオン／オフするためのものである。また、スイッチ２３は、同期保持部６に対する電源の供給をオン／オフするためのものであり、スイッチ２４は、制御部７に対する電源の供給をオン／オフするためのものである。
【００４５】
スイッチ２１、２２、２３、２４のそれぞれは、制御部７によって制御される電源制御部９からの対応する切換制御信号ＣＴ１、ＣＴ２、ＣＴ３、ＣＴ４によって切換制御される。すなわち、周波数変換部４、同期保持部５、同期捕捉部６、制御部７のそれぞれごとに電源のオン／オフ制御を行うことができるようにしている。
【００４６】
この電源制御部９と、スイッチ２１、２２、２３、２４とにより、各回路部分の間欠動作を実現し、測位感度や測位スピードを落とすことなく、消費電力の省力化を実現するようにしている。なお、図１において、点線で囲んだ部分が、１個のＩＣ（集積回路）として構成するようにされる。
【００４７】
まず、この実施の形態のＧＰＳ受信機の間欠動作を説明する前に、この実施の形態のＧＰＳ受信機の構成と動作について説明する。ＧＰＳ衛星からの高周波ＧＰＳ信号は、アンテナ１により受信され、増幅器２に供給される。
【００４８】
高周波ＧＰＳ信号は、前述もしたように、各ＧＰＳ衛星から送信される信号であり、５０ｂｐｓの送信データを送信信号速度が１．０２３ＭＨｚ、符号長が１０２３で、ＧＰＳ衛星ごとに決められるパターンのＰＮ符号（拡散符号）によりスペクトラム拡散した信号（Ｃ／Ａコード）により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚのキャリアをＢＰＳＫ変調したものである。
【００４９】
増幅器２は、これに供給された高周波ＧＰＳ信号を所定のレベルにまで増幅し、ＢＰＦ３に供給する。ＢＰＦ３は、これに供給された高周波ＧＰＳ信号から不要成分を除去し、不要成分除去後の高周波ＧＰＳ信号を周波数変換部４に供給する。
【００５０】
［周波数変換部について］
周波数変換部４は、これに供給された高周波ＧＰＳ信号を中間周波数の信号である中間周波ＧＰＳ信号にダウンコンバートし、これをアナログ／デジタル変換して、中間周波データ（以下、ＩＦデータという。）を形成し、これを同期捕捉部５と同期保持部６とに供給するものである。
【００５１】
図２は、周波数変換部４の構成例を説明するための図である。図２に示すように、周波数変換部４は、増幅器４１、中間周波変換回路（以下、ＩＦ変換回路という。）４２、増幅器４３、ＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）４４、アナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と略称する。）４５、周波数シンセサイザの構成とされた局部発振回路４６を備えたものである。
【００５２】
そして、ＢＰＦ３からの１５７５．４２ＭＨｚの高周波ＧＰＳ信号は、増幅器４１を通じてＩＦ変換回路４２に供給される。また、ＴＣＸＯ１１からの出力が局部発振回路４６に供給され、これよりＴＣＸＯ１１の出力周波数と周波数比が固定された局部発振出力が得られる。
【００５３】
局部発振回路４６からの局部発振出力は、ＩＦ変換回路４２に供給されて、１５７５．４２ＭＨｚの高周波ＧＰＳ信号（ＲＦ）が、１．０２３ＭＨｚの中間周波ＧＰＳ信号（ＩＦ）に低域変換される。この中間周波ＧＰＳ信号は、増幅器４３で増幅され、ＬＰＦ４４で帯域制限された後、Ａ／Ｄ変換器４５に供給される。Ａ／Ｄ変換器４５は、これに供給された中間周波ＧＰＳ信号をデジタル信号に変換してＩＦデータを形成し、これを同期捕捉部５と、同期保持部６とに供給する。
【００５４】
［同期捕捉部について］
同期捕捉部５は、これに供給されたＩＦデータを所定期間分蓄積するようにし、このＩＦデータに対して、キャリア周波数（搬送波周波数）の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを高速に捕捉する処理を行い、Ｃ／Ａコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベル、衛星番号を検出して、これを制御部７に供給するものである。
【００５５】
図３は、同期捕捉部５の構成例を説明するためのブロック図である。図３に示すように、同期捕捉部５は、サンプラ５１、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）５２、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｅｒ）５３、ＲＡＭ５４、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）５５を備えたものである。
【００５６】
そして、周波数変換部４からのＩＦデータは、サンプラ５１に供給される。サンプラ５１は、これに供給されたＩＦデータを所定の周波数の信号でサンプリングし、サンプリングしたＩＦデータをＲＡＭ５２に書き込むことによって、所定量のＩＦデータをＲＡＭ５２に格納するようにする。
【００５７】
ＲＡＭ５４は、主にＤＳＰ５３において行われる処理の作業領域として用いられるものであり、ＲＯＭ５５は、ＤＳＰ５３において実行されるプログラムや処理に必要となるデータを記憶しているものである。
【００５８】
そして、ＤＳＰ５３は、ＲＡＭ５２に格納されたＩＦデータと、自機が発生させるＰＮ符号とについて、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いた同期捕捉処理を行うことにより、前述もしたように、Ｃ／Ａコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベルを検出する。
【００５９】
［同期捕捉部の具体的な構成と動作について］
図４は、ＤＳＰ５３の具体的な動作を説明するためのブロック図である。ＤＳＰ５３は、拡散符号発生部５３４、ＦＦＴ処理部５３１、５３５、乗算部５３３、逆ＦＦＴ処理部５３７、相関点検出部５３８の機能を備え、いわゆるデジタルマッチドフィルタの構成とされたものである。
【００６０】
同期捕捉部５のＲＡＭ５２に書き込まれた信号（ＩＦデータ（受信信号））は、Ｃ／Ａコードの１周期分（１０２３チップ）ずつ、読み出されてＦＦＴ処理部５３１でＦＦＴ処理され、そのＦＦＴ結果がメモリ５３２に書き込まれる。このメモリ５３２としては、図４において括弧内に示したように、例えば、ＲＡＭ５２の空き領域が用いられるようにされる。そして、メモリ５３２に書き込まれたＩＦデータのＦＦＴ結果は、詳しくは後述するように、その読み出し位置が制御されて読み出され、乗算部５３３に供給される。
【００６１】
一方、この実施の形態においてＤＳＰ５３は、例えば、ＲＯＭ５５に記憶保持されている情報に基づいて、所定の符号パターンのＰＮ符号のうち、そのときにＤＳＰ５３において処理対象となっているＧＰＳ衛星からの信号に使用されているＰＮ符号と同じ系列の１周期分（１０２３チップ）のＰＮ符号を発生させる。
【００６２】
ＤＳＰ５３において発生するようにされた１周期分のＰＮ符号は、ＦＦＴ処理部５３５に供給されてＦＦＴ処理され、その結果がメモリ５３６に書き込まれる。このメモリ５３６としては、図４において括弧内に示したように、例えば、ＲＡＭ５４が用いられるようにされる。このメモリ５３６からは、通常の場合と同様に、ＦＦＴ結果が低い周波数から順に読み出されて乗算部５３３に供給される。
【００６３】
乗算部５３３では、メモリ５３２からの受信信号であるＩＦデータのＦＦＴ結果と、メモリ５３６からのＰＮ符号のＦＦＴ結果とが乗算され、周波数領域におけるＩＦデータとＰＮ符号との相関の度合いが演算される。ここで、乗算部５３３での乗算は、受信信号の離散フーリエ変換結果と、拡散符号の離散フーリエ変換結果とのどちらか一方の複素共役と他方とを乗算する演算となる。そして、その乗算結果は逆ＦＦＴ処理部５３７に供給されて、周波数領域の信号が時間領域の信号に戻される。
【００６４】
逆ＦＦＴ処理部５３７から得られる逆ＦＦＴ結果は、ＩＦデータとＰＮ符号との時間領域における相関検出信号となっており、この相関検出信号は、相関点検出部５３８に供給される。相関点検出部５３８では、ＩＦデータとＰＮ符号との同期が取れたかどうかを検出し、同期が取れたと検出した場合には、相関検出信号のピーク値の位相を相関点として検知する。
【００６５】
この相関検出信号は、拡散符号の１周期分の各チップ位相における相関値を示すものとなっており、ＩＦデータ中の拡散符号と、拡散符号発生器５３４からの拡散符号（ＰＮ符号）とが同期している場合には、図５に示すように、１０２３チップのうちのある１つの位相での相関が、予め決められるスレッショールド値を超えるようなピーク値を示す相関波形が得られる。このピーク値の立つチップ位相が、相関点の位相となる。
【００６６】
一方、ＩＦデータ中の拡散符号と、拡散符号発生部５３４からの拡散符号とが同期していない場合には、図５のようなピーク値が立つ相関波形は得られず、いずれのチップ位相においても、予め定められるスレッショールド値を超えるようなピークは立たない。
【００６７】
相関点検出部５３８は、例えば、予め定めた値を超えるピーク値が、この相関点検出部５３８に供給される相関検出信号に存在するかどうかにより、受信信号であるＩＦデータとこのＧＰＳ受信機において発生させるようにしたＰＮ符合との同期がとれたかどうかを検出し、同期が取れたと検出した場合には、上述のピーク値の位相を相関点として検知する。
【００６８】
以上の説明では、受信信号であるＩＦデータのキャリア成分については考慮していないが、実際には、受信信号ｒ（ｎ）は、図２７の式（３）に示すようにキャリアを含んでいる。この式（３）においては、Ａは振幅、ｄ（ｎ）はデータ、ｆｏは中間周波信号におけるキャリア角周波数、ｎ（ｎ）はノイズを表している。
【００６９】
サンプラ５１でのサンプリング周波数をfs、サンプリング数をＮ（したがって、０≦ｎ＜Ｎ、０≦ｋ＜Ｎ）とすると、離散フーリエ変換後の離散周波数ｋと実周波数ｆとの関係は、０≦ｋ≦Ｎ／２では、ｆ＝ｋ・fs／Ｎ、Ｎ／２＜ｋ＜Ｎではｆ＝（ｋ−Ｎ）・fs／Ｎ（ｆ＜０）である。なお、離散フーリエ変換の性質により、Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）は、ｋ＜０、ｋ≧Ｎでは循環性を示す。
【００７０】
そして、受信信号ｒ（ｎ）から、データｄ（ｎ）を得るためには、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ0との同期をとってキャリア成分を除去する必要がある。すなわち、後述する図２７の式（２）で、Ｒ（ｋ）のみにキャリア成分が含まれている場合には、図５のような相関波形が得られない。
【００７１】
この実施の形態では、ＦＦＴによる周波数領域での処理のみの簡単な構成により、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ0との同期をとってキャリア成分を除去することができるようにしている。
【００７２】
すなわち、ＦＦＴ処理部５３１から得られるＧＰＳ衛星からの受信信号であるＩＦデータのＦＦＴ結果は、通常は、受信信号の周波数成分の周波数が低いものから順にメモリ５３２から読み出されて、乗算部５３３に供給されるが、この実施の形態では、メモリ５３２からは、ＤＳＰ５３が読み出しアドレス制御部として機能し、ＤＳＰ５３からの制御に従って、読み出しアドレスがシフト制御されて、順次、ＩＦデータのＦＦＴ結果が読み出される。
【００７３】
ＤＳＰ５３には、受信信号を得たＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量を正確に見積もり、かつ、ＧＰＳ受信機内部の発振周波数および時間情報を正確に校正することに基づいて検出した受信信号のキャリア周波数の情報が供給される。このキャリア周波数の情報は、ＧＰＳ受信機内部でのみ作成することもできるが、通常は、例えば、通信ネットワーク等を通じて外部から取得するようにすることもできる。
【００７４】
そして、ＤＳＰ５３は、この取得したキャリア周波数の情報に基づいて、そのキャリア周波数分だけ、読み出しアドレスをシフトして、メモリ５３２から受信信号であるＩＦデータのＦＦＴ結果を、順次、読み出し、乗算部５３３に供給するようにする。
【００７５】
このように受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果を、メモリ５３２から、受信信号のキャリア周波数分だけシフトして読み出すことにより、後述するように、キャリア成分を除去した受信信号のＦＦＴ結果と等価なＦＦＴ結果を得ることができ、そのキャリア成分を除去したＦＦＴ結果と、拡散符号の１周期分のＦＦＴ結果との乗算結果を逆拡散することにより、確実に図５のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。
【００７６】
なお、後述もするように、メモリ５３２からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスを制御するのではなく、メモリ５３６からの拡散符号のＦＦＴ結果の読み出しアドレスを制御することにより、拡散符号のＦＦＴ結果に、受信信号ｒ（ｎ）のキャリア分を加え、乗算部５３３での乗算によって、実質的によりキャリア成分の除去を行うようにすることもできる。
【００７７】
以下に、メモリ５３２または５３６からの読み出しアドレスの制御によって、受信信号のキャリアとＰＮ符号（拡散符号）との同期によるキャリア成分の除去について、ＤＳＰ５３でのデジタルマッチドフィルタの処理の動作説明と共に、さらに詳細に説明する。
【００７８】
この実施の形態において、ＤＳＰ５３では、デジタルマッチドフィルタの処理が行われるものであるが、このデジタルマッチドフィルタの処理の原理は、図２７の式（１）に示すように、時間領域での畳み込みのフーリエ変換が周波数領域では乗算になるという定理に基づくものである。
【００７９】
この式（１）において、ｒ（ｎ）は時間領域の受信信号、Ｒ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。また、ｃ（ｎ）は拡散符号発生部からの拡散符号、Ｃ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。ｎは離散時間、ｋは離散周波数である。そして、Ｆ［］は、フーリエ変換を表している。
【００８０】
２つの信号ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）の相関関数を改めてｆ（ｎ）と定義すると、ｆ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｆ（ｋ）は、図２７の式（２）のような関係になる。したがって、ｒ（ｎ）を図２のＡ／Ｄ変換器４５からの信号とし、ｃ（ｎ）を拡散符号発生部５３４からの拡散符号とすれば、ｒ（ｎ）とｃ（ｎ）の相関関数ｆ（ｎ）は、通常の定義式によらず、前記式（２）により以下の手順で計算できる。
【００８１】
・受信信号ｒ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｒ（ｋ）を計算する。
・拡散符号ｃ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｃ（ｋ）の複素共役を計算する。
・Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）の複素共役より、式（２）のＦ（ｋ）を計算する。
・Ｆ（ｋ）の逆離散フーリエ変換により相関関数ｆ（ｎ）を計算する。
【００８２】
ところで、前述したように、受信信号ｒ（ｎ）に含まれる拡散符号が、拡散符号発生部５３４からの拡散符号ｃ（ｎ）と一致していれば、上記手順により計算した相関関数ｆ（ｎ）は、図５のように相関点でピークを生ずる時間波形となる。上述したように、この実施の形態では、離散フーリエ変換および逆フーリエ変換に、ＦＦＴおよび逆ＦＦＴの高速化アルゴリズムを適用したので、定義に基づいて相関を計算するより、かなり高速に計算を行うことができる。
【００８３】
次に、受信信号ｒ（ｎ）に含まれるキャリアと拡散符号との同期について説明する。
前述したように、受信信号ｒ（ｎ）は、図２７の式（３）に示すようにキャリアを含んでいる。受信信号ｒ（ｎ）から、データｄ（ｎ）を得るためには、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ0との同期をとって除去する必要がある。すなわち、前述の図２７の式（２）で、Ｒ（ｋ）のみにキャリアが含まれている場合には、図５のような相関波形が得られない。
【００８４】
ドップラーシフト量が正確に見積もられ、かつ、ＧＰＳ受信機内部の発振周波数および時間情報が正確であれば、受信信号ｒ（ｎ）のキャリア周波数ｆ0が既知となる。その場合には、図６に示すように、ＦＦＴ処理部５３１の前段に乗算部５４１を設け、この乗算部５４１において受信信号ｒ（ｎ）と信号発生部５４２からの周波数ｆ0のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、ＦＦＴを行う前に受信信号ｒ（ｎ）からキャリア成分を除くことができる。
【００８５】
その場合には、メモリ５３２からは、そのキャリア成分が除去された受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果が得られ、このＦＦＴ結果と、拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ結果とが乗算部５３３で乗算されるので、逆ＦＦＴ処理部５３７の出力としては、図５のように相関点にピークを生じる時間波形が確実に得られる。
【００８６】
なお、図６で括弧内に記載したように、受信信号ｒ（ｎ）からキャリア成分を除去するのではなく、拡散符号ｃ（ｎ）についてのＦＦＴ処理部５３５の前段に乗算部５４１を設けて、この乗算部５４１において拡散符号ｃ（ｎ）と信号発生部５４２からの周波数ｆ0のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、拡散符号にキャリア成分を加えるようにしても同様である。
【００８７】
すなわち、その場合には、メモリ５３２から読み出した受信信号のＦＦＴ結果に含まれるキャリア成分と、メモリ５３６から読み出した拡散符号のＦＦＴ結果に含まれる、加えられたキャリア成分とが同期しているため、逆ＦＦＴ処理部５３７からは、図５のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。
【００８８】
しかし、以上説明したような図６のように時間領域の信号にキャリア周波数の信号を乗算する方法による場合には、キャリア成分を除くための乗算部が特に必要になり、構成が複雑になると共に、その乗算演算の分だけ、処理速度が遅くなるという不利益がある。
【００８９】
ところで、ＦＦＴの性質として、上述のような周波数乗算は、図２７の式（４）のように表すことができる。この式（４）で、Ｆ［］は離散フーリエ変換、φ0 はキャリアとの位相差、ｋ0 はｆ0 に対応するｋであって、ｆ0 ＝ｋ0 ・ｆs ／Ｎである。この式（４）より、受信信号ｒ（ｎ）を図６のように周波数変換した信号のＦＦＴは、ｒ（ｎ）のＦＦＴであるＲ（ｋ）を、キャリア周波数分ｋ0だけシフトした形になる。
【００９０】
以上のことから、図６の構成は、図７のような構成に置換可能となる。すなわち、受信信号ｒ（ｎ）や拡散符号ｃ（ｎ）にキャリア周波数を乗算する代わりに、受信信号のＦＦＴ結果または拡散符号のＦＦＴ結果をメモリ５３２またはメモリ５３６からの読み出す際の読み出しアドレスを、キャリア周波数分だけシフトするようにするものである。
【００９１】
この場合に、図７で、受信信号ｒ（ｎ）をシフトする場合はダウンコンバージョンで、ｋ0 ＞０とし、また、拡散符号ｃ（ｎ）をシフトする場合はアップコンバージョンで、ｋ0 ＜０とする。
【００９２】
以上説明したように、式（４）に示したＦＦＴの性質を利用すれば、図６の信号発生器５４２は不要になり、図７のように、ＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレス位相をシフトするだけでよくなり、構成が簡単になると共に、処理の高速化に繋がる。
【００９３】
なお、前述の式（４）における位相差φ0 は未知であるため、図４では無視しているが、例えば、図２７の式（５）により計算されるＦ’（ｋ）の逆ＦＦＴの演算結果として得られる相関関数ｆ’（ｎ）（０≦ｎ＜Ｎ）は複素数となり、その実部をｆR’（ｎ）、虚部をｆI’（ｎ）とすると、相関ピークの振幅｜ｆ’（ｎ）｜は、図２７の式（６）に示すようにして得られ、位相φは、図２７の式（７）に示すようにして得られるので、式（４）の右辺のｅｘｐ（ｊφ0 ）の乗算は省略してよい。なお、位相φは、式（３）のデータｄ（ｎ）の符号に対応したπだけ異なる２つの値に式（４）の位相差φ0 が加わった値となる。
【００９４】
そして、図４の各ブロックの出力には、上述したような信号出力ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）および演算結果Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）、ｆ'（ｎ）が示されている。
【００９５】
このように、この実施の形態のＧＰＳ受信機において、ＦＦＴを利用してデジタルマッチドフィルタを構成する場合に、図４のように受信信号のＦＦＴ結果を、キャリア周波数分だけメモリのアドレスをシフトして、拡散符号と乗算する構成によって、相関点ｎｐが、例えば図４に示すような波形で得られ、４個のＧＰＳ衛星、つまり４種類の拡散符号ｃ（ｎ）について、相関点ｎｐが判れば、ＧＰＳ受信機位置の計算が可能になる。
【００９６】
すなわち、この実施の形態によれば、ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタ処理を行う場合において、受信信号のキャリアと拡散符号との同期を取るために、時間領域で乗算を行うことなく、受信信号のＦＦＴ結果と拡散符号のＦＦＴ結果同士の周波数領域での乗算の際に、受信信号のＦＦＴ結果と拡散符号のＦＦＴ結果のうちの一方のＦＦＴ結果をシフトするという簡便な方法により、受信信号のキャリア成分を除去することができる。
【００９７】
なお、図４の例では、受信信号のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）の方の、メモリの読み出しアドレスをシフトさせたが、拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の方のメモリの読み出しアドレスを、受信信号のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）の場合とは逆方向にシフト（乗算器でのアップコンバージョンの形になる）しても良い。
【００９８】
また、上述の実施の形態の説明においては、拡散符号発生器５３４とＦＦＴ処理部５３５とを別々に設けるようにしたが、それぞれのＧＰＳ衛星に対応する拡散符号をあらかじめＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。
【００９９】
このように、この実施の形態のＧＰＳ受信機の同期捕捉部５は、ＦＦＴを用いて同期捕捉処理を高速に行い、Ｃ／Ａコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベル、衛星番号を検出して、これらを制御部７に通知し、制御部７は、これらを同期保持部６に供給することになる。
【０１００】
なお、図１において点線で示したように、同期捕捉部５において検出するようにしたＣ／Ａコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベル、衛星番号を直接に、同期捕捉部５から同期保持部６に通知するようにすることもできる。
【０１０１】
［同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（１）について］
図４に示した例の場合には、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数が既知である場合であったが、以下に説明する他の例は、キャリア周波数が未知である場合である。図８は、この例の同期捕捉部５の具体的な構成と動作について説明するためのブロック図である。この図８において、図４を用いて前述したＧＰＳ受信機の同期捕捉部５と同一部分には、同一番号を付してある。
【０１０２】
この例では、図８に示すように、相関点検出部５３８の相関検出出力を、読み出しアドレス制御部５３９に供給する。読み出しアドレス制御部５３９は、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果のメモリ５３２からの読み出しアドレスの前記シフト量を、過去のデータから決定した予測アドレスを中心に、相関点検出部５３８の相関検出出力に基づいて変更制御して、相関点検出部５３８で図５に示したようなピークが得られるようにする。相関点検出部５３８で図５に示したようなピークが得られたときには、読み出しアドレス制御部５３９は、読み出しアドレスのシフト制御を、そのときのシフト量で停止する。
【０１０３】
この例における同期捕捉部５のＤＳＰ５３での処理の流れを、図９および図１０のフローチャートを参照しながら説明する。なお、この図９および図１０のフローチャートは、ＤＳＰ５３でのソフトウエア処理に対応するものである。
【０１０４】
まず、周波数変換部４のＡ／Ｄ変換器４５にてデジタル信号に変換されたＩＦ信号（受信信号）を信号ｒ（ｎ）としてメモリ５２に取り込む（ステップＳ１）。次に、この信号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理部５３１でＦＦＴし、そのＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）をメモリ５３２に書き込む（ステップＳ２）。次に、信号を受信したＧＰＳ衛星に対応する拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）をメモリ５３６にセットする（ステップＳ３）。
【０１０５】
次に、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）のメモリ５３２からの読み出しアドレスのシフト量の初期値ｋ0’を、過去のデータから決定する（ステップＳ４）。そして、決定した初期値ｋ0’を、メモリ５３２からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスのシフト量ｋ'として設定すると共に、シフト制御の変更回数ｍを初期値ｍ＝０にセットする（ステップＳ５）。
【０１０６】
次に、メモリ５３２から、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）を、読み出しアドレスを、ｋ'だけシフトして読み出す（ステップＳ６）。そして、読み出したＦＦＴ結果Ｒ（ｋ−ｋ'）と、拡散符号のＦＦＴ結果とを乗算して相関関数Ｆ’（ｋ）を求める（ステップＳ７）。
【０１０７】
次に、この相関関数Ｆ’（ｋ）の逆ＦＦＴを行って時間領域の関数ｆ’（ｎ）を求める（ステップＳ８）。そして、この関数ｆ’（ｎ）について、ピーク値ｆ’（ｎp）を求め（ステップＳ９）、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）が予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいかどうか判別する（ステップＳ１１）。
【０１０８】
ステップＳ１１での判別の結果、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより小さいときには、相関点が検出できなかったとして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大値ｍmaxよりも小さいかどうか判別する（ステップＳ１６）。そして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大値ｍmaxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数ｍを１だけインクリメント（ｍ＝ｍ＋１）すると共に、新たなシフト量ｋ'を、
ｋ'＝ｋ'＋（−１）ｍ×ｍ
として設定し（ステップＳ１７）、その後、ステップＳ６に戻る。そして、上述したステップＳ６以降の処理を繰り返す。
【０１０９】
また、ステップＳ１６で、シフト制御の変更回数ｍが、予め設定された最大値ｍmaxよりも大きいと判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ１４）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップＳ１８）。
【０１１０】
また、ステップＳ１４で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ１５）。そして、ステップＳ３に戻り、上述したステップＳ３以降の処理を実行する。
【０１１１】
また、ステップＳ１１において、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいと判別したときには、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）を取る離散時間（拡散符号の位相）ｎｐを相関点として検出すると共に、前記ＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）のメモリ５３２からの読み出しアドレスのシフト量の初期値ｋ0’を、そのときのシフト量ｋ'に設定し直す（ステップＳ１２）。
【０１１２】
そして、検出した相関点ｎｐが、４個目であるか否か判別し（ステップＳ１３）、４個目であると判別したときには、後述もするように受信機位置計算処理および同期保持部６における同期保持処理へ移行する。なお、ステップＳ１２で検出した相関点ｎｐが得られるときの読み出しアドレスシフト量ｋ'から、当該受信中のＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量およびＧＰＳ受信機の発振周波数の誤差を推定することができる。すなわち、受信信号のキャリア周波数を検知することができる。
【０１１３】
ステップＳ１３で、検出した相関点ｎｐが、４個以下であると判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ１４）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップＳ１８）。
【０１１４】
また、ステップＳ１４で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ１５）。そして、ステップＳ３に戻り、上述したステップＳ３以降の処理を実行する。なお、上述したような信号出力および演算結果は、図８中にも示してある。
【０１１５】
以上のようにして、この例によれば、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数が未知であっても、ＦＦＴによる周波数領域での処理を積極的に用いて、受信信号のキャリアと拡散符号との同期検出を行って、キャリア成分を除去することができる。したがって、ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタによるＧＰＳ受信信号と拡散符号との相関点の検出を、高速、かつ簡単な構成で実現することができる。
【０１１６】
なお、この例においても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。
【０１１７】
［同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（２）について］
上述したように、デジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の相関点を検出する場合には、その相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の１周期長とするのが通常である。
【０１１８】
しかし、ＧＰＳ衛星からの受信信号では、前述したように、データの１ビットは、拡散符号の２０周期分であり、この２０周期分では、すべて同じパターンの符号となっている。この例では、この特質を生かして、デジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の複数周期長とする。
【０１１９】
このように、受信信号について、拡散符号の複数周期分単位でＦＦＴ演算処理をすることにより、受信感度が向上し、同じ時間領域の信号を累積加算する方法に比べてキャリア周波数のサーチがし易くなる。以下、この例（他の例（２））にいて、さらに説明する。
【０１２０】
時間領域において、拡散符号のＭ周期（Ｍは２以上の整数）に渡って累積加算を行った１周期長のデータに対して相関点を検出する先行例がある（例えば米国特許４９９８１１１号明細書または「An Introduction to Snap TrackTM Server−Aided GPS Technology， ION GPS−９８ Proceedings」参照）。
【０１２１】
すなわち、図１１に示すように、この先行例の方法においては、受信信号ｒ（ｎ）について、拡散符号との乗算結果を、Ｍ周期分に渡って累積加算するものである。この先行例の方法は、ＧＰＳ衛星からの受信信号の周期性とノイズの統計的な性質とを利用してＣ／Ｎを高めるもので、受信信号のキャリアと拡散符号の同期が事前にとれている状態であれば、Ｃ／ＮがＭ倍に改善され、したがって受信感度（相関点の検出感度）はＭ倍に向上する。
【０１２２】
しかし、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれていないと位相の異なるＭ個のキャリアが加算合成されてしまい、累積加算した結果においては肝心のＧＰＳ信号が相殺されてしまって相関ピークは検出できなくなる。
【０１２３】
このため、受信信号のキャリア周波数が未知の場合には、キャリア周波数をサーチする必要があり、サーチする各々の周波数毎に累計加算を行うといった効率の悪い操作を行わざるを得なくなる。
【０１２４】
これに対して、図４、図８を用いて上述した例では、上述したようにして周波数領域において、ＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレスをシフトするという簡便な方法により、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれるので、累積加算の効果を最大限に発揮させることができる。
【０１２５】
この例では、図８を用いて前述した方式と同様に、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数は未知として、キャリア周波数のサーチを行うのであるが、その場合に、受信信号ｒ（ｎ）については、拡散符号のＭ周期分毎にＦＦＴを行うようにする。そして、この拡散符号のＭ周期分毎に、受信信号のＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレスのシフト量の制御による受信信号のキャリア周波数のサーチを行う。
【０１２６】
前述した図２７の式（３）中のデータｄ（ｎ）は、Ｍ≦２０とすれば、拡散符号のＭ周期中では１または−１の固定値になるので無視できる。すると、式（３）は、
ｒ（ｎ）＝Ａ・ｃ（ｎ）ｃｏｓ２πｎｆ0 ＋ｎ（ｎ）
となり、これをＭ周期長で離散フーリエ変換すると、データの数はＭ×Ｎ（Ｎは拡散符号の１周期分のデータ数）なので、離散フーリエ変換後のｋと実周波数ｆの関係は、サンプリング周波数ｆs に対して０≦ｋ≦ＭＮ／２では、ｆ＝ｋｆs ／ＭＮとなり、ＭＮ／２＜ｋ＜ＭＮでは、ｆ＝（ｋ−ＭＮ）ｆs ／ＭＮ（ｆ＜０）となって、分解能がＭ倍になる。
【０１２７】
しかし、拡散符号ｃ（ｎ）は周期信号であり、その１周期長の時間をＴ（ＧＰＳのＣ／ＡコードではＴ＝１ミリ秒）とすると、ｆ＝１／Ｔ以下の精度の周波数成分はない。したがって、受信信号ｒ（ｎ）の離散フーリエ変換後のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）（ただし、０≦ｋ＜ＭＮ）中の拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分はＭ個おき、すなわち、ＭＮ個のデータのうちのＮ個の点に集中し、その振幅は、Ｍ周期分が累積加算されるため、１周期長での同じ周波数成分のＭ倍になる。Ｍ＝４としたときのスペクトラム例を図１２に示す。
【０１２８】
図１２の例では、信号のスペクトラムが４個おきにあり、それらの間には信号成分はない。Ｎ個の点以外では、拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分は０になる。一方、ノイズｎ（ｎ）は、多くの場合、非周期信号であるから、ＭＮ個の全周波数成分にエネルギーが分散される。したがって、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）中における拡散符号ｃ（ｎ）のＮ個の周波数成分の総和において、時間領域での累積加算と同様に、Ｃ／ＮがＭ倍向上することになる。
【０１２９】
受信信号ｒ（ｎ）中に、図２７の式（３）に示したキャリア成分ｃｏｓ２πｎｆ0がなければ、ＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）中の拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分は、ｋ＝ｉ×Ｍ（０≦ｉ＜Ｎ）に集中するが、キャリア成分が存在するので、この例では、メモリからのＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）の読み出しアドレスを、拡散符号の１周期当たりについて、ｋ＝（ｉ×Ｍ）−ｋ0 として、キャリア周波数分のｋ0 だけ循環的にシフトするようにする。
【０１３０】
以上説明した例の全体の構成は、図８に示した場合と同様となるが、メモリ５２に取り込まれるＩＦデータは、拡散符号のＭ周期分となる上述の処理動作を、そのＤＳＰ５３の内部構成に反映させた構成図を図１３に示す。ただし、図においては、０≦Ｋ＜ＭＮ，０≦ｋ＜Ｎとしている。
【０１３１】
すなわち、ＦＦＴ処理部５３１からは、ＦＦＴ演算処理単位を拡散符号のＭ周期とするＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）が得られ、メモリ５３２に書き込まれる。そして、このメモリ５３２から、読み出しアドレスがシフト制御されてＦＦＴ結果が読み出されて乗算部５３３に供給され、メモリ５３６からの拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ結果と乗算される。
【０１３２】
この例の場合、この乗算部５３３から得られる相関関数Ｆ（ｋ）は、図２７の式（８）に示すようなものとなるようにされる。なお、式（８）で、ｋは、拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の複素共役におけるｋであり、ｋ0 については、ｆ0 ＝ｋ0 ・ｆs ／ＭＮである。
【０１３３】
このとき、図１３において、逆ＦＦＴ処理部５３７から得られる相関関数ｆ’（ｎ）のピークは、Ｒ（Ｋ）がＭ周期の拡散符号を含むので、０≦ｎ＜ＭＮの範囲においてＭ個現れることになる。しかし、相関点の検出は、拡散符号の１周期についての１個でよいので、逆ＦＦＴ処理部５３７での計算は、図４、図８を用いて説明した例の場合と同様に、０≦ｎ＜Ｎの範囲だけで済み、Ｎ≦ｎ＜ＭＮにおける計算は必要ない。
【０１３４】
以上のようにして、この例によれば、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴを拡散符号の１周期のＭ倍とすることにより、相関点の検出感度、したがって、受信感度を向上させることができる。
【０１３５】
なお、この例においても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。
【０１３６】
［同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（３）について］
前述の同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（２）では、拡散符号のＭ周期（Ｍ＞１）分を含む受信信号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理することで、未知のキャリア周波数のサーチを可能にすると共に、受信感度の向上を図ることができるものであるが、データサンプルの数が、拡散符号１周期分の場合のＮ個からＭ倍のＭＮ個になるため、ＦＦＴの計算時間および図１３におけるメモリ５３２の容量が大きくなる。この例（他の例（３））は、このメモリ容量の問題を改善したものである。
【０１３７】
図１２の例のように、拡散符号のＭ周期（Ｍ＞１）をＦＦＴ処理単位とした場合のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）中の周波数成分はＭ個おきにしか存在しないので、それらのＭ個おきの周波数成分の間の成分は不要である。
【０１３８】
ここで、ＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）（ただし、０≦Ｋ＜ＭＮ）を、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）（０≦ｉ＜Ｎ）のＭ組に分ける。Ｍ＝４組に分けた場合の、それぞれの組の分割スペクトラムの例を図１４〜図１７に示す。キャリア周波数は未知であるが、Ｍ組のうちの１組に、相関を検出する対象となるＧＰＳ信号のエネルギーがある。図１４〜図１７の例では、図１４のＲ（ｉ×Ｍ）の組に、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分が含まれ、それ以外の３つの分割スペクトラムにはノイズしかない状態を表している。
【０１３９】
なお、実際の信号ではキャリア周波数ｋ0は、正確にはｋ'＝ｋ0でないため、例えばｋ0がｋ0’とｋ0’＋１との間にあったとすると、ｋ'＝ｋ0’とｋ'＝ｋ0’＋１との両方で相関が検出され、ｋ0に近い方が大きな相関を示す。
【０１４０】
ＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）を前記のようにＭ組に分割した場合、Ｍが２のべき乗であれば、ＦＦＴ計算手順の性質から、各組は、それぞれ独立に計算できる。
【０１４１】
図１８は、８個のデータｇ（０）〜ｇ（７）のＦＦＴ計算の信号の流れ図である。図１８のＦＦＴ結果Ｇ（Ｋ）を、４個おきのデータに分けるとすると、（Ｇ（０），Ｇ（４））、（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））の４組となる。この中の（Ｇ（０），Ｇ（４））に注目すると、図１９に示す部分だけの計算でよいことが判る。そして、この計算の構造は、他の組（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））においても同様となるものである。
【０１４２】
この４組のデータを１組ずつ調べることにすると、まず、（Ｇ（０），Ｇ（４））を計算し、調べ終わったら（Ｇ（０），Ｇ（４））を格納したメモリを開放して次の組に進む。（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））と、順次計算して調べ終わったらメモリを開放するという操作を行うことにより、メモリは、Ｇ（０）〜Ｇ（７）を一括してＦＦＴを求めるのに比べて、１／４のメモリ容量でよくなる。乗算回数は、Ｍ個に分割して計算した場合と全体を一括してＦＦＴ計算をした場合とでは同じになる。
【０１４３】
上記の例と同様のことが、Ｍを２のべき乗にすることで、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）に適用でき、ＦＦＴ結果を格納するメモリの容量は、ＭＮの１／Ｍ、すなわち、Ｎで済む。また、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）の順で相関を検出する際に、途中の組で相関点が検出できてしまえば、残る組については調べる必要がなくなるので、拡散符号のＭ周期毎の受信信号を一括してＦＦＴ処理して検出するより、処理時間が短くなると期待できる。
【０１４４】
以上説明したこの例の場合の拡散符号およびキャリア同期のフローチャートを、図２０および図２１に示す。図２０および図２１の例ではＦＦＴの回数を最小にするため、キャリア周波数のサーチを、各ＦＦＴの組毎に、対象とする衛星すべてについて相関検出を行うようにしている。なお、この図２０および図２１のフローチャートは、同期捕捉部５のＤＳＰ５３でのソフトウエア処理に対応するものである。
【０１４５】
まず、Ｒ（Ｋ）（０≦Ｋ＜ＭＮであり、Ｋ＝ｉ×Ｍ＋ｊ）の分割組数についての変数ｊ（０≦ｊ≦Ｍ）を初期化し（ステップＳ２１）、次に、周波数変換部４のＡ／Ｄ変換器４５にてデジタル信号に変換された受信信号を信号ｒ（ｎ）（ただし、０≦ｎ≦ＭＮ）としてメモリ５２に取り込む（ステップＳ２２）。次に、この信号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理部５３１でＦＦＴし、そのＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）（ただし、Ｋ＝ｉ×Ｍ＋ｊ）をメモリ５３２に書き込む（ステップＳ２３）。次に、信号を受信したＧＰＳ衛星に対応する拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）をメモリ５３６にセットする（ステップＳ２４）。
【０１４６】
次に、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）のメモリ５３２からの読み出しアドレスのシフト量の初期値ｋ0’を、例えば過去のデータから決定する（ステップＳ２５）。そして、決定した初期値ｋ0’を、メモリ５３２からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスのシフト量ｋ'として設定すると共に、シフト制御の変更回数ｍを、初期値ｍ＝０にセットする（ステップＳ２６）。
【０１４７】
次に、メモリ５３２から、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）を、その読み出しアドレスを、ｋ'だけシフトして読み出す（ステップＳ２７）。そして、読み出したＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ−ｋ'）と、拡散符号のＦＦＴ結果とを乗算して相関関数Ｆ’（ｋ）を求める（ステップＳ２８）。
【０１４８】
次に、この相関関数Ｆ’（ｋ）の逆ＦＦＴを行って時間領域の関数ｆ’（ｎ）を求める（ステップＳ２９）。そして、この関数ｆ’（ｎ）について、ピーク値ｆ’（ｎp）を求め（ステップＳ３０）、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）が予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいかどうか判別する（ステップＳ３１）。
【０１４９】
ステップＳ３１での判別の結果、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより小さいときには、相関点が検出できなかったとして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大値ｍmaxよりも小さいかどうか判別する（ステップＳ３２）。そして、シフト制御の変更回数ｍが予め設定された最大値ｍmaxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数ｍを１だけインクリメント（ｍ＝ｍ＋１）すると共に、新たなシフト量ｋ'を、
ｋ'＝ｋ'＋（−１）ｍ×ｍ
として（ステップＳ３３）、ステップＳ２７に戻る。そして、上述したステップＳ２７以降の処理を繰り返す。
【０１５０】
また、ステップＳ３２で、シフト制御の変更回数ｍが、予め設定された最大値ｍmaxよりも大きいと判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ３６）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、変数ｊがその最大値Ｍより小さいかどうか判別し（ステップＳ３８）、小さいときには、変数ｊをインクリメントし（ステップＳ３９）、その後、ステップＳ２３に戻り、このステップＳ２３以降の処理を繰り返す。
【０１５１】
また、ステップＳ３８で、変数ｊが最大値Ｍに等しいあるいは最大値Ｍより大きいと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップＳ４０）。
【０１５２】
また、ステップＳ３６で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ３７）。そして、ステップＳ２４に戻り、上述したステップＳ２４以降の処理を実行する。
【０１５３】
また、ステップＳ３１において、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいと判別したときには、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）を取る離散時間（拡散符号の位相）ｎｐを相関点として検出すると共に、前記ＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）のメモリ５３２からの読み出しアドレスのシフト量の初期値ｋ0’を、そのときのシフト量ｋ'に設定し直す（ステップＳ３４）。
【０１５４】
そして、検出した相関点ｎｐが、４個目であるか否か判別し（ステップＳ３５）、４個目であると判別したときには、受信機位置計算処理および同期保持処理へ移行する。なお、ステップＳ３４で検出した相関点ｎｐが得られるときのシフト量ｋ'から、当該受信中のＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量およびＧＰＳ受信機の発振周波数の誤差が推定することができる。
【０１５５】
ステップＳ３５で、検出した相関点ｎｐが、４個以下であると判別したときには、ステップＳ３６に進み、上述したステップＳ３６以降の処理を実行する。
【０１５６】
なお、図４を用いて説明した方式の場合のように、キャリア周波数が既知である場合には、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）の中で該当するものだけを計算すれば、拡散符号の多周期分を含む時間分を単位として受信信号をＦＦＴする方法は、同様に適用できる。
【０１５７】
以上説明した４つの例のＧＰＳ受信機の拡散符号およびキャリアの同期捕捉方法は、従来の手法であるスライディング相関器が原理的に時間を要するのに対し、高速なＤＳＰ等の活用で処理時間の大幅な短縮が期待できる。
【０１５８】
なお、以上の実施の形態の説明では、ＧＰＳ衛星からの受信信号の場合に、この発明を適用したが、この発明は、ＧＰＳ衛星からの信号に限らず、拡散符号でデータをスペクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号の拡散符号およびキャリアの同期捕捉を行う場合のすべてに適用可能である。
【０１５９】
［同期保持部について］
同期保持部６は、制御部７を通じて供給される同期捕捉部５からのＣ／Ａコード位相、キャリア周波数、衛星番号に応じて、これらの情報を設定し、周波数変換部４からのＩＦデータに対して、キャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを迅速に捕捉し、捕捉したキャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを保持するように動作する。
【０１６０】
この場合、同期保持部６は、同期捕捉部５において捕捉されたキャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを用いて、瞬時にキャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを捕捉し、この同期が取れた状態を保持するように動作する。そして、この実施の形態において、同期保持部６は、コスタスループとＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）とにより構成されたものである。
【０１６１】
図２２は、同期保持部６の構成例を説明するためのブロック図である。図２２において、参照符号６１２〜６１９が付された部分がコスタスループ６１である。また、図２２において、参照符号６２１〜６４４が付された部分がＤＬＬ６２である。
【０１６２】
コスタスループ６１は、キャリア周波数の同期の保持、送信データである航法メッセージの抽出を行う部分であり、ＤＬＬ６２は、Ｃ／Ａコードの位相同期の保持を行う部分である。そして、コスタスループ６１とＤＬＬ６２とが協働し、受信信号であるＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号と同じＰＮ符号を用いてスペクトラム逆拡散を行ってスペクトラム拡散前の信号を得るとともに、このスペクトラム拡散前の信号を復調して航法メッセージを得て、これを制御部７に供給する。以下、コスタスループ６１とＤＬＬ６２との動作について具体的に説明する。
【０１６３】
（コスタスループ６１について）
周波数変換部４からのＩＦデータは、同期保持部６の乗算器６１１、６２１、６３１に供給される。これら乗算器６１１、６２１、６３１のそれぞれには、図２２に示すように、ＰＮ符号発生器（図２２においてはＰＮＧと記載。）６４４からの一致（プロンプト）ＰＮ符号Ｐ、進み（アーリ）ＰＮ符号Ｅ、遅れ（レート）ＰＮ符号Ｌのそれぞれが供給される。
【０１６４】
ＰＮ符号発生器６４４は、後述もするように、ＮＣＯ６４３からの信号に基づいて、一致ＰＮ符号Ｐと、進みＰＮ符号Ｅと、遅れＰＮ符号Ｌとを発生させる。この場合、ＮＣＯ６４３は、同期捕捉部５の捕捉結果に基づいて制御部７において設定される周波数情報の供給を受け、同期保持しようとしている目的とする受信信号であるＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号と、同じＰＮ符号であって、位相が一致する進み遅れのないＰＮ符号を発生させるようにＰＮ符号発生器６４４を制御する信号を形成し、これをＰＮ符号発生器６４４に供給する。
【０１６５】
ＰＮ符号発生器６４４は、ＮＣＯ６４３からの信号に基づいて、上述もしたように、同期保持しようとしている目的とするＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号と同じＰＮ符号であって、位相が一致する進み遅れのない一致（プロンプト）ＰＮ符号Ｐと、一致（プロンプト）ＰＮ符号Ｐに対して位相が所定量分進むようにされたＰＮ符号である進み（アーリ）ＰＮ符号Ｅと、一致（プロンプト）ＰＮ符号Ｐに対して、位相が所定量分遅れるようにされたＰＮ符号である遅れ（レート）ＰＮ符号Ｌを形成し、乗算器６１１、６２１、６３１のそれぞれに供給する。
【０１６６】
コスタスループ６１の前段に設けられた乗算器６１１は、周波数変換部４からのＩＦデータとＰＮ符号発生器６４４からの一致ＰＮ符号Ｐとを乗算することにより、スペクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号をコスタスループ６１に供給する。
【０１６７】
コスタスループ６１は、図２２に示すように、数値制御型発振器（以下、ＮＣＯと略称する。）６１２と、乗算器６１３、６１４と、ＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）６１５、６１６と、位相検出器６１７と、ループフィルタ６１８と、相関検出器６１９とからなっている。
【０１６８】
乗算器６１１において逆拡散された信号は、コスタスループ６１の乗算器６１３、６１４に供給される。図２２に示すように、乗算器６１３には、制御部７からの周波数情報であるキャリア周波数に応じてＮＣＯ６１２において形成される直交位相のＩ（Ｓｉｎｅ）信号と、Ｑ（Ｃｏｓｉｎｅ）信号とのうち、Ｉ信号が供給され、乗算器６１４には、Ｑ信号が供給される。
【０１６９】
乗算器６１３においては、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＩ信号とが乗算され、その結果がＬＰＦ６１５を通じて位相検出器６１７に供給される。また、乗算器６１４においては、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＱ信号とが乗算され、その結果がＬＰＦ６１６を通じて位相検出器６１７に供給される。
【０１７０】
ＬＰＦ６１５、６１６は、制御部７からのカット・オフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。位相検出器６１７は、ＬＰＦ６１５、６１６からの出力信号に基づいて、ＩＦデータのキャリアとＮＣＯ６１２が発生させた信号との位相誤差を例えば１ミリ秒間隔で検出し、この位相誤差をループフィルタ６１８を介してＮＣＯ６１２に供給する。これによりＮＣＯ６１２が制御されて、ＮＣＯ６１２からの出力キャリア信号の位相が、受信信号のキャリア成分に追従するようにされる。
【０１７１】
なお、コスタスループ６１のループフィルタ６１８は、制御部７から供給されるパラメータに応じて、位相検出器６１７からの位相誤差情報を積分して、ＮＣＯ６１２を制御するＮＣＯ制御信号を形成するものである。ＮＣＯ６１２は、ループフィルタ６１８からのＮＣＯ制御信号によって、前述したように、ＮＣＯ６１２からの出力キャリア信号の位相が、受信信号のキャリア成分に追従するようにされるのである。
【０１７２】
また、コスタスループ６１のＬＰＦ６１５、６１６からの出力は、相関検出器６１９に供給される。相関検出器６１９は、これに供給されるＬＰＦ６１５、６１６からの出力信号を自乗して加算し、これを出力する。この相関検出器６１９からの出力は、ＩＦデータとＰＮ符号発生器６４４からの一致ＰＮ符号Ｐとの相関値（Ｐ）示すものである。この相関値（Ｐ）は、例えば、図示しないレジスタに格納され、制御部７が用いることができるようにされる。
【０１７３】
制御部７は、相関検出器６１９からの相関値（Ｐ）から、キャリア周波数の同期がロックしているか、アンロックなのかを判定し、アンロックである場合には、キャリア周波数を引き込んでロックするように、コスタスループ６１を制御することになる。
【０１７４】
そして、送信データの復調出力は、ＬＰＦ６１５から得られ、これがデコードされて航法メッセージ（ナビゲーションメッセージ）として制御部７において用いることができるようにされる。
【０１７５】
（ＤＬＬ６２について）
一方、乗算器６２１は、周波数変換部４からのＩＦデータとＰＮ符号発生器６４４からの進みＰＮ符号Ｅとを乗算することにより、スペクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号をＤＬＬ６２の乗算器６２２、６２３に供給する。そして、乗算器６２２には、前述したように、ＮＣＯ６１２において形成されるＩ信号が供給され、乗算器６２３には、ＮＣＯ６１２において形成されるＱ信号が供給される。
【０１７６】
乗算器６２２は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＩ信号とを乗算し、その結果をＬＰＦ６２４を通じて相関検出器６２６に供給する。同様に、乗算器６２３は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＱ信号とを乗算し、その結果をＬＰＦ６２５を通じて相関検出器６２６に供給する。なお、ＬＰＦ６２４、６２５は、コスタスループ６１のＬＰＦ６１５、６１６と同様に、制御部７からのカット・オフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。
【０１７７】
相関検出器６２６は、これに供給されるＬＰＦ６２４、６２５からの出力信号を自乗して加算し、これを出力する。この相関検出器６２６からの出力は、ＩＦデータと、ＰＮ符号発生器６４４からの進みＰＮ符号Ｅとの相関値（Ｅ）示すものである。この相関値（Ｅ）は、位相検出器６４１に供給されるとともに、例えば、図示しないレジスタに格納され、制御部７が用いることができるようにされる。
【０１７８】
同様に、乗算器６３１は、周波数変換部４からのＩＦデータとＰＮ符号発生器６４４からの遅れＰＮ符号Ｌとを乗算することにより、スペクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号をＤＬＬ６２の乗算器６３２、６３３に供給する。乗算器６３２には、前述したように、ＮＣＯ６１２において形成されるＩ信号が供給され、乗算器６３３には、ＮＣＯ６１２において形成されるＱ信号が供給される。
【０１７９】
乗算器６３２は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＩ信号とを乗算し、その結果をＬＰＦ６３４を通じて相関検出器６３６に供給する。同様に、乗算器６３３は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ６１２からのＱ信号とを乗算し、その結果をＬＰＦ６３５を通じて相関検出器６３６に供給する。ＬＰＦ６３４、６３５は、前述のＬＰＦ６２４、６２５と同様に、制御部７からのカット・オフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。
【０１８０】
相関検出器６３６は、これに供給されるＬＰＦ６３４、６３５からの出力信号を自乗して加算し、これを出力する。この相関検出器６３６からの出力は、ＩＦデータと、ＰＮ符号発生器６４４からの遅れＰＮ符号Ｌとの相関値（Ｌ）を示すものである。この相関値（Ｌ）は、位相検出器６４１に供給されるとともに、例えば、図示しないレジスタに格納され、制御部７が用いることができるようにされる。
【０１８１】
位相検出器６４１は、相関検出器６２６からの相関値（Ｅ）と、相関検出器６３６からの相関値（Ｌ）との供給を受け、両者の位相誤差を検出し、これに基づき相関値（Ｅ）と相関値（Ｌ）とが同じレベルとなるように、ＰＮ符号発生器６４４に供給するＮＣＯからの出力信号を調整するようにするための信号を形成して、これをループフィルタ６４２を介してＮＣＯ６４３に供給する。
【０１８２】
ＮＣＯ６４３は、前述もしたように、同期捕捉部５の捕捉結果に応じた制御部７からの初期周波数を示す周波数情報の供給を受け、目的とするＧＰＳ衛星からの信号であるＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号と同期の合ったＰＮ符号を発生させるようにＰＮ符号発生器６４４を動作させる信号を発生させるが、上述のように、ループフィルタ６４２を介して位相検出器６４１からの信号に基づいて、ＰＮ符号発生器６４４に供給する信号の位相を調整する。
【０１８３】
これにより、ＮＣＯ６４３からの信号に応じてＰＮ符号発生器６４４において発生させるＰＮ符号の位相が調整され、ＰＮ符号発生器６４４において発生させる一致ＰＮ符号Ｐが、ＩＦデータをスペクトラム拡散しているＰＮ符号に追従するようにされ、一致ＰＮ符号Ｐを用いてＩＦデータについて正確に逆スペクトラム拡散することができ、コスタスループ６１において、受信データの復調ができるようにされる。
【０１８４】
なお、ＤＬＬ６２のループフィルタ６４２は、前述したコスタスループ６１のループフィルタ６１８と同様に、制御部７から供給されるパラメータに基づいて、位相検出器６４１からの位相誤差情報を積分して、ＮＣＯ６４３を制御するＮＣＯ制御信号を形成するものである。
【０１８５】
このようにして、スペクトラム拡散変調されたＩＦデータについて、同期保持部６において同期保持し、送信データとしての航法メッセージが同期保持部６のコスタスループ６１により復調される。そして、航法メッセージの復調出力は、前述もしたように、ＬＰＦ６１５から得られ、これが図示しないデータ復調回路に供給されて制御部７に供給可能なデータに復調された後、これが制御部７に供給されて測位計算に用いられることになる。
【０１８６】
なお、実際には、異なる複数個のＧＰＳ衛星からの信号を受信して並行して処理することができるように、少なくとも４つ以上のコスタスループ６１とＤＬＬ６２とからなる部分が同期保持部６内に設けられるようにされ、この並列に設けられた各コスタスループ６１とＤＬＬ６２とからなる部分において、上述のようなキャリア周波数とＣ／Ａコードについて、同期の捕捉（同期の引き込み）、および、同期の保持が行われ、航法メッセージが取得するようにされる。
【０１８７】
［制御部について］
制御部７は、この実施の形態のＧＰＳ受信機の各部を制御するとともに、同期保持部６からの航法メッセージの供給を受け、測位演算を行ったり、各種の時間検出（時間計測）を行ったりする部分である。
【０１８８】
図２３は、制御部７の構成例を説明するための図である。図２３に示すように、制御部７は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）７１、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）７２、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）７３、タイムカウンタ７４、ＲＴＣ（Ｒｅａｌ Ｔｉｍｅ Ｃｌｏｃｋ）７５を備えたものである。
【０１８９】
ここで、ＲＯＭ７２は、ＣＰＵ７１において実行するプログラムや処理に用いる各種のデータが格納されているものである。ＲＡＭ７３は、各種の処理においての途中結果を一時記憶するなど、主に作業領域として用いられるものである。また、タイムカウンタ７４、ＲＴＣ７５は、各種の時間検出（時間計測）を行う場合に用いられるものである。
【０１９０】
そして、前述もしたように、図１に示したこの実施の形態のＧＰＳ受信機の制御部７は、同期捕捉部５を制御して高速に受信信号のキャリア周波数の同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を捕捉するようにし、この捕捉結果に基づいて、同期保持部６を制御して、受信信号のキャリア周波数の同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を瞬時に引き込み、これを保持して、ナビゲーションデータとしてのビット・データを得て、測位演算を行い、現在位置を正確に算出して、これをホストＩ／Ｏ端子３１を通じて出力するなどのことができるようにされている。
【０１９１】
なお、図１においてタイミング発生器８は、ＴＣＸＯ１１からの基準周波数信号の供給を受け、これを逓倍／分周して、各部に供給するクロック信号を形成し、これをＣＰＵ、同期捕捉部５、同期保持部６などの各部に供給し、その各部の目的とする部分を動作することができるようにするものである。
【０１９２】
［間欠動作について］
そして、この実施の形態のＧＰＳ受信機は、図１に示したように、制御部７によって制御される電源制御部９により、周波数変換部４、同期捕捉部５、同期保持部６、制御部７のそれぞれに対応して設けられた電源のオン／オフを行うスイッチ２１、２２、２３、２４のそれぞれを個別に制御することができるようにしている。
【０１９３】
この実施の形態のＧＰＳ受信機においては、いわゆる帰還ループの構成とされた同期保持部６への電源供給を制御し、同期保持部６を間欠動作させることにより、ＧＰＳ受信機の消費電力を低減させるようにしている。
【０１９４】
この実施の形態のＧＰＳ受信機は、図３１に示したように、例えば、１００ミリ秒ごとなどの非常に短い周期でレンジを測定するのではなく、使用に十分耐えうる時間間隔である１秒ごとにレンジを測定して当該ＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報を算出して出力するようにしている。以下、当該ＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報を１秒ごとに算出して出力するようにした場合における、当該ＧＰＳ受信機の間欠動作について説明する。
【０１９５】
まず、この実施の形態のＧＰＳ受信機の電源スイッチが押下操作されることにより、この実施の形態のＧＰＳ受信機に電源が投入するようにされると、ＧＰＳ受信機の各部に電源が供給するようにされる。この場合、電源制御部９は、スイッチ２１、２２、２４のそれぞれをオンにする。したがって、周波数変換部４、同期捕捉部５、制御部７のそれぞれも動作状態とされる。
【０１９６】
そして、ＧＰＳ衛星からの高周波ＧＰＳ信号は、アンテナ１により受信され、アンプ２、ＢＰＦ３を通じて周波数変換部４に供給され、ここで中間周波ＧＰＳ信号にダウンコンバートされるとともに、同期捕捉部５、同期保持部６とに供給される。
【０１９７】
同期捕捉部５は、前述したように、いわゆるマッチドフィルタの構成とされたものであり、ＦＦＴを用いて高速にキャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とを捕捉し、捕捉したキャリア周波数とＣ／Ａコードの位相同期とを制御部７に供給する。
【０１９８】
制御部７は、同期捕捉部５からの情報に基づいて、キャリア周波数、Ｃ／Ａコードの位相同期などの必要な情報を初期値として同期保持部６に設定する。そして、電源制御部９は、制御部７の制御により、スイッチ２３をオフからオンに切り換える切換制御信号ＣＴ３を形成し、これをスイッチ２３に供給してスイッチ２３をオンにする。これにより、同期保持部６に電源が供給され、同期保持部６は、目的とするＧＰＳ衛星からのＧＰＳ信号を迅速に捕捉し、これを保持するように動作する。
【０１９９】
前述もしたように、同期捕捉部５において、比較的広範な範囲でキャリア周波数と、Ｃ／Ａコードの位相同期を、サーチして捕捉するようにされ、この捕捉結果が用いられて同期保持部が制御されるので、同期保持部６においは、ごく限られた範囲において、キャリア周波数とＣ／Ａコードの位相同期をサーチすればよいので、捕捉を極めて迅速に行うことができるようにされる。
【０２００】
ここで、キャリア周波数とＣ／Ａコードの位相同期が合うまで、待つことになる。ここで、待つ時間は、ＣＰＵ７１の処理スピードや他の条件などにより、捕捉にかかる時間が変わることもある。キャリア周波数の同期と、Ｃ／Ａコードの位相同期とが捕捉できたら、これを保持するようにし、位置計算に必要となるＧＰＳ信号の送信時刻などのレンジデータを取得して制御部７に供給する。このとき、レンジのばらつきを低減させるフィルタを考慮して、必要な分のレンジデータを取得するようにしてもよい。
【０２０１】
必要な分のレンジデータが取得できたならば、制御部７は、電源制御部９を制御し、スイッチ２３をオフに切り換えるようにする。すなわち、電源制御部９は、スイッチ２３をオンからオフに切り換える切換制御信号ＣＴ３を形成し、これをスイッチ２３に供給してスイッチ２３をオフにする。これにより、同期保持部６への電源の供給が停止され、同期保持部６の動作が停止し、消費電力を低減させる。
【０２０２】
この後、制御部７は、取得したレンジデータにより位置計算を行い、計算して得た当該ＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報を当該ＧＰＳ受信機から出力する処理を行う。そして、前述もしたように、１秒ごとに当該ＧＰＳ受信機の現在位置を示す測位情報を出力するものとし、この測位情報を得るために必要なレンジデータの取得に０．５秒かかったとすると、レンジデータの取得が終了し、測位情報を計算して出力するまでの０．５秒間は、同期保持部６の動作を停止させることができるのである。
【０２０３】
図２４は、この例の同期保持部６の動作期間と停止期間につい説明するための図である。図２４に示すように、１秒（１ｓｅｃ）ごとに、当該ＧＰＳ受信機の位置を示す測位情報を計算して出力する場合、同期保持部６においてのレンジデータの取得に０．５秒（０．５ｓｅｃ）かかる場合には、レンジデータ取得後、測位情報を出力するまでの０．５秒間は、同期保持部６を停止させることができる。
【０２０４】
そして、測位情報出力後において、停止していた同期保持部６に電源を供給して動作させ、前述したように、同期の引き込み及び保持を行いレンジデータを取得した後、同期保持部６への電源の供給を停止させるというように、動作と停止とを、ほぼ０．５秒づつ行うようにすることにより、同期保持部６の動作時間を常時動作されている場合のほぼ半分程度とすることができ、その分、ＧＰＳ受信機の消費電力を低減させることができる。
【０２０５】
なお、ここでは、同期保持部６だけを間欠動作させる場合を例にして説明したが、これに限るものではない。例えば、同期保持部６の動作／停止に一致させて、周波数変換部４の動作／停止を制御するようにしても良い。これは、同期保持部６が動作していない場合には、受信信号であるＧＰＳ信号が同期保持部６に供給されても何ら処理されず、同期保持部６が停止している間は、周波数変換部４の動作を停止しても何ら問題ないためである。
【０２０６】
また、測位情報の出力が１秒ごとであるこの例の場合、レンジデータの取得後、測位情報を算出するまでの時間が１秒より短い場合には、その間においては、同期捕捉部５、制御部７などの全体の回路部分への電源の供給を停止させるか、あるいは、動作を停止させることによって、さらに消費電力を低減させることができる。
【０２０７】
上述した主に同期保持部６の間欠動作について、図２５のフローチャートを用いてさらに説明する。図２５は、この実施の形態のＧＰＳ受信機の間欠動作を説明するためのフローチャートであり、例えば、この実施の形態のＧＰＳ受信機に電源が投入された場合に実行される処理である。
【０２０８】
図１に示したこの実施の形態のＧＰＳ受信機に電源が投入されると、同期保持部６以外の各部に電源が供給され、周波数変換部４からのＩＦデータの供給を受ける同期捕捉部５は、高速に同期捕捉処理を実行し、キャリア周波数、Ｃ／Ａコード位相などの情報を得る（ステップＳ１０１）。
【０２０９】
そして、ステップＳ１０１で得たキャリア周波数、Ｃ／Ａコードなどの情報に基づいて、同期保持部６の動作に必要となる情報の初期値を設定する（ステップＳ１０２）。この実施の形態のＧＰＳ受信機においては、同期保持部６への初期値の設定は、制御部７を介して行われることになる。
【０２１０】
この後、制御部７は、電源制御部９を制御して、同期保持部６に対して設けられているスイッチ２３をオンにして、同期保持部６を動作させる（ステップＳ１０３）。
【０２１１】
なお、この例においては、同期保持部６の電源のオン／オフに同期させて、周波数変換部４の電源のオン／オフも制御する。しかし、周波数変換部４は、同期捕捉のために電源投入直後に電源がオンにされている。このため、図２５に示すように、繰り返し実行されることになるステップＳ１０３の１回目の処理においては周波数変換部４の電源をオンにする処理は省略する。
【０２１２】
そして、２回目以降のステップＳ１０３の処理においては、周波数変換部４に対して設けられているスイッチ２１をオンにすることにより、電源オフ状態にある周波数変換部４を同期捕捉部６に同期して動作させるようにすることになる。
【０２１３】
ステップＳ１０３の処理の後、同期保持部６は、制御部７を通じて初期設定される同期捕捉部５からの捕捉の結果得られた情報に基づいて、ＧＰＳ信号について迅速に同期捕捉を行うので、同期が捕捉されるまで待ち（ステップＳ１０４）、同期の捕捉ができたときには、その後においても同期を保持するようにし、レンジを計算するために必要となるレンジデータを取得し制御部７に供給する（ステップＳ１０５）。
【０２１４】
制御部７は、レンジデータを取得すると、電源制御部９を制御し、同期保持部６に対して設けられているスイッチ２３と、周波数変換部４に対して設けられているスイッチ２１をオフにし、同期保持部６と周波数変換部４の動作を停止させる（ステップＳ１０６）。
【０２１５】
そして、制御部７は、取得したレンジデータを用いて当該ＧＰＳ受信機の位置を計算し（ステップＳ１０７）、計算して得た当該受信機の位置を示す情報（測位情報）を出力する（ステップＳ１０８）。この後、図２５に示すように、ステップＳ１０２からの処理を繰り返す。
【０２１６】
そして、測位情報を出力する周期が１秒である場合には、図２５に示すように、周波数変換部４、同期保持部６を動作させておかなければならないのは、例えば、約０．５秒間であるので、レンジデータ取得後から測位データを出力するまでの、約０．５秒間は、周波数変換部４、同期保持部６を停止させることにより、当該ＧＰＳ受信機の一連の測位処理に影響を及ぼすことなく、当該ＧＰＳ受信機の消費電力を低減させることができる。
【０２１７】
なお、前述の実施の形態においては、測位情報を１秒ごとに出力する場合を例にして説明したが、測位情報の出力周期（出力する間隔）は１秒に限るものでない。測位情報の出力周期を１秒より短くしたり、逆に長したりすることができる。しかし、測位情報の出力周期を２秒、３秒と増すようにすることにより、消費電力を低減させることができる割合を高めることができる。
【０２１８】
ただし、測位情報を出力する周期が長い場合、同期保持部６に設定する初期値の誤差が大きくなり、キャリア同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を捕捉するまでにかかる時間が長くなってしまう。このため、測位情報を出力する周期に応じて、同期保持部６の、あるいは、同期保持部６および周波数変換部４の動作時間を変えることができるようにしておく。
【０２１９】
図２６は、例えば同期保持部の動作時間を変えることができるようにした場合を説明するための図である。図２６Ａに示すように、例えば標準モードとして、測位情報の出力周期がＴである場合、同期の引き込み及び保持処理からレンジデータの取得までかかる時間は、Ｔ／２程度であるとする。この場合、少なくとも、Ｔ／２程度は、同期保持部６を停止させ、この間に取得したレンジデータを用いて測位演算を行い、測位情報を出力するようにする。
【０２２０】
しかし、図２６Ｂに示すように、測位情報の出力周期が図２６Ａに示した標準モードの周期Ｔよりも短い周期ＴＳのいわゆるショートモードの場合には、同期保持部６に設定されたキャリア周波数などの値が、同期保持部６の停止中にずれる割合が少なく、同期の引き込みおよび保持処理からレンジデータの取得までかかる時間は、ＴＳ／２以下である。すなわち、標準モードの場合よりも、同期の引き込みからレンジデータの取得にかかる時間は短くて済むと考えられる。このような場合には、同期保持部６の動作時間を短くすることができるようにしておく。
【０２２１】
逆に、図２６Ｃに示すように、測位情報の出力周期が図２６Ａに示した標準モードの周期Ｔよりも長い周期ＴＬのいわゆるロングモードの場合には、同期保持部６に設定されたキャリア周波数などの値が、同期保持部６の停止中にずれる割合が大きく、同期の引き込み及び保持処理からレンジデータの取得までかかる時間は、標準モードの場合よりも、同期の引き込みからレンジデータの取得にかかる時間は長くなる。このような場合には、同期保持部６の動作時間を長くすることができるようにしておく。
【０２２２】
しかし、図２６Ｃに示したいわゆるロングモードの場合に、同期の引き込み及び保持処理からレンジデータの取得までかかる時間が、ＴＬ／２よりも短くなれば、同期保持部６を停止させておくことができる時間を長く取ることができるので、消費電力の省力化の割合を高めることができるのである。
【０２２３】
なお、同期保持部６の動作時間は、この実施の形態においては、図１に示したスイッチ２３のオン／オフ制御により変えることができる。すなわち、同期捕捉部６の動作時間を長くしたければ、スイッチ２３がオンになっている状態を長くすればよいし、逆に、同期保持部６の動作時間を短くしたければ、スイッチ２３がオンになっている状態を短くすればよい。
【０２２４】
また、同期保持部６を停止させておく時間は、同期保持部６を動作させておく時間に応じて変えるようにすることもできるし、また、測位演算に必要な時間として固定的に定めることもできる。
【０２２５】
また、上述したように、測位情報の出力周期が長い場合には、同期保持部６において用いるキャリア周波数などの値がずれてしまうために同期の引き込みに時間がかかってしまう。同様に、測位情報の出力周期が短くても、ＧＰＳ受信機の加速が大きい場合には、ＧＰＳ受信機は短時間に大きく移動することになり、同期保持部６においての同期の引き込みが困難なほど、同期保持部６で用いられるキャリア周波数などの値がずれてしまう場合もあると考えられる。
【０２２６】
そこで、測位情報の出力周期が長い場合、あるいは、ＧＰＳ受信機の加速が所定の値よりも大きな場合には、現在までに制御部７が取得したＧＰＳ衛星の軌道情報、位置情報、速度データ、時間データなどの情報から、制御部７が同期保持部6において用いるキャリア周波数などの所定の値を予測し、これを同期保持部に設定し直した後に、同期保持部６を起動させるようにしてもよい。
【０２２７】
このようにした場合には、同期保持部６においての同期の引き込みにかかる時間が非常に長くなることを防止することができるので、ＧＰＳ受信機の消費電力の低減を図ることができる。
【０２２８】
また、測位データの出力周期に応じて、同期保持部６の動作時間を変えるようにした場合に、同期保持部６に設定するキャリア周波数などの初期値や動作時間は、制御部７において予測するようにし、これを用いて動作／停止の制御を行うようにしてもよい。この場合、測位情報の出力周期、軌道情報、位置情報、速度データ、時間データなどの情報から予測することができる。
【０２２９】
なお、前述の実施の形態においては、同期保持部６を、または、同期保持部６および周波数変換部４を間欠動作するようにしたが、これに限るものではない。例えば、図２５のフローチャートに示したように、同期捕捉部５は、電源投入直後においてのみ、ＧＰＳ信号に対する同期捕捉を高速に行うが、その後においては、用いられることは無くなる。
【０２３０】
そこで、図２５におけるステップＳ１０１の処理の後、同期捕捉部５に対するスイッチ２２をオフにして、同期捕捉部５の動作を停止させるようにしてもよい。また、前述したように、同期保持部６に設定するようにするキャリア周波数などの情報の制御部７における予測に変えて、必要に応じて同期捕捉部を動作させて、キャリア周波数の同期、Ｃ／Ａコードの位相同期を捕捉するようにし、その結果を同期保持部６に設定するようにしてもよい。
【０２３１】
したがって、同期捕捉部５にオン／オフを同期保持部６のオン／オフに一致するように制御するようにしてもよいし、同期捕捉部５は、同期捕捉を行って正確なキャリア周波数やＣ／Ａコード位相の同期捕捉が必要になる比較的に長い周期で、つまり、同期保持部６のオン／オフ制御よりも長い周期で、同期捕捉部５のオン／オフを行うようにしてもよい。
【０２３２】
また、高速な同期捕捉が可能な同期捕捉部５を備えないＧＰＳ受信機を構成することも可能であるが、この場合には、前述もしたように、同期保持部、あるいは、同期保持部および周波数変換部の間欠動作を行うようにすることによってＧＰＳ受信機の消費電力を省力化することができる。すなわち、コスタスループとＤＬＬからなる同期捕捉、同期保持を行うようにするＧＰＳ受信機にこの発明を適用することができる。
【０２３３】
また、同期保持部は、コスタスループとＤＬＬとからなるものに限るものではなく、他の方法によって、キャリア周波数の同期とＣ／Ａコードの位相同期とを捕捉、保持し、送信データの復調、抽出が可能な回路により構成されていてももちろんよい。
【０２３４】
なお、前述した実施の形態においては、ＧＰＳ受信機の各ブロックに供給する電源の供給を制御することにより、間欠動作を行うようにしたが、これに限るものではない。電源の供給を制御するのではなく、例えば、クロック信号の供給を停止させることにより、目的とするブロックの処理を停止させ、消費電力を低減させるようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０２３５】
【図１】この発明によるＧＰＳ受信機の一実施の形態を説明するためのブロック図である。
【図２】図１に示したＧＰＳ受信機の周波数変換部の一例を説明するためのブロック図である。
【図３】図１に示したＧＰＳ受信機の同期捕捉部の一例を説明するためのブロック図である。
【図４】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰの機能とＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理を説明するためのブロック図である。
【図５】相関検出出力のスペクトラムの例を示す図である。
【図６】同期捕捉処理の他の例を説明するための図である。
【図７】同期捕捉処理の他の例を説明するための図である。
【図８】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰの機能とＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理との他の例（１）を説明するためのブロック図である。
【図９】図８に示した機能を有するＤＳＰにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。
【図１０】図８に示した機能を有するＤＳＰにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。
【図１１】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（２）を説明するためのブロック図である。
【図１２】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（２）を説明するためのブロック図である。
【図１３】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（２）を説明するためのブロック図である。
【図１４】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）を説明するための図である。
【図１５】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）を説明するための図である。
【図１６】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）を説明するための図である。
【図１７】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）を説明するための図である。
【図１８】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）の要部の説明に用いる図である。
【図１９】図１に示した同期捕捉部のＤＳＰにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（３）の要部の説明に用いる図である。
【図２０】図１３に示したＤＳＰにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。
【図２１】図１３に示したＤＳＰにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。
【図２２】図１に示したＧＰＳ受信機の同期保持部の一例を説明するためのブロック図である。
【図２３】図１に示したＧＰＳ受信機の制御部の一例を説明するためのブロック図である。
【図２４】図１に示したＧＰＳ受信機において行われる間欠動作を説明するための図である。
【図２５】図１に示したＧＰＳ受信機において行われる間欠動作を説明するためのフローチャートである。
【図２６】間欠動作時の動作時間の変更について説明するための図である。
【図２７】この発明の実施の形態の説明に用いる計算式を示す図である。
【図２８】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を示す図である。
【図２９】従来のキャリアおよび拡散符号の同期処理を説明するための図である。
【図３０】ＧＰＳ受信機において測位演算に用いられるレンジについて説明するための図である。
【図３１】従来のＧＰＳ受信機においてのレンジの測定タイミングを説明するための図である。
【符号の説明】
【０２３６】
１…アンテナ、２…増幅器（ローノイズアンプ）、３…ＢＰＦ、４…周波数変換部、５…同期捕捉部、６…同期保持部、７…制御部、８…タイミング発生器、９…電源制御部、１０…ＸＯ（水晶発振器）、１１…ＴＣＸＯ（温度補償機能付き水晶発振器）、２１、２２、２３、２４…電源オン／オフ用スイッチ、３１…ホストＩ／Ｏ端子、３２…制御端子、３３…付加機能端子、ＣＴ１、ＣＴ２、ＣＴ３、ＣＴ４…切換制御信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって得られた中間周波データに対して搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉手段と、
前記捕捉手段によって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持手段と、
前記同期保持手段からの前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算手段と、
前記測位演算手段から前記測位情報を出力する周期を変更する出力周期変更手段と、
前記同期保持手段から前記レンジデータを取得した後、前記同期保持手段の動作を停止させる停止手段と、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記停止手段の停止時間を制御する制御手段と
を備えることを特徴とするＧＰＳ受信機。
【請求項２】
前記制御手段は、前記測位情報を出力する周期に応じて前記周波数変換手段の動作の停止時間を制御することを特徴とする請求項１に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項３】
前記制御手段は、前記測位情報を出力する周期が所定値よりも長い場合には、前記停止手段の停止時間を長く設定することを特徴とする請求項１に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項４】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって得られた中間周波データに対して搬送波周波数の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉手段と、
前記捕捉手段によって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持手段と、
前記同期保持手段からの前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算手段と、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記同期保持手段の動作時間を制御する制御手段と
を備えることを特徴とするＧＰＳ受信機。
【請求項５】
初期値として用いられる搬送波周波数の同期と拡散符号の位相同期のずれを予測する予測手段を備えることを特徴とする請求項４に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項６】
前記予測手段は、前記測位情報を出力する周期に応じて、前記同期保持手段に保持された前記搬送波周波数の値を予測して前記同期保持部に初期値として設定の更新することを特徴とする請求項５に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項７】
前記制御手段は、前記測位情報を出力する周期が長い場合に前記同期保持手段の動作時間を長くするように制御することを特徴とする請求項４に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項８】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって得られた中間周波データに対して搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉手段と、
前記捕捉手段によって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持手段と、
前記同期保持手段からの前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算手段と、
前記同期保持手段から前記レンジデータを取得した後、前記同期保持手段の動作を停止させる停止手段と、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記停止手段の停止時間を制御する制御手段と
を備えることを特徴とするナビゲーション装置。
【請求項９】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換ステップと、
前記周波数変換ステップによって得られた中間周波データに対して搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉ステップと、
前記捕捉ステップによって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持ステップと、
前記同期保持ステップにおいて取得した前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算ステップと、
前記同期保持ステップから前記レンジデータを取得した後、前記同期保持ステップにおける動作を停止させる停止ステップと、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記停止手段の停止時間を制御する制御ステップと
を備えることを特徴とするＧＰＳ受信機の測位方法。
【請求項１０】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換ステップと、
前記周波数変換ステップによって得られた中間周波データに対して搬送波周波数の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉ステップと、
前記捕捉ステップによって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持ステップと、
前記同期保持ステップにおいて取得した前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算ステップと、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記同期保持手段の動作時間を制御する制御ステップと
を備えることを特徴とするＧＰＳ受信機の測位方法。
【請求項１】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって得られた中間周波データに対して搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉手段と、
前記捕捉手段によって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持手段と、
前記同期保持手段からの前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算手段と、
前記測位演算手段から前記測位情報を出力する周期を変更する出力周期変更手段と、
前記同期保持手段から前記レンジデータを取得した後、前記同期保持手段の動作を停止させる停止手段と、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記停止手段の停止時間を制御する制御手段と
を備えることを特徴とするＧＰＳ受信機。
【請求項２】
前記制御手段は、前記測位情報を出力する周期に応じて前記周波数変換手段の動作の停止時間を制御することを特徴とする請求項１に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項３】
前記制御手段は、前記測位情報を出力する周期が所定値よりも長い場合には、前記停止手段の停止時間を長く設定することを特徴とする請求項１に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項４】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって得られた中間周波データに対して搬送波周波数の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉手段と、
前記捕捉手段によって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持手段と、
前記同期保持手段からの前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算手段と、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記同期保持手段の動作時間を制御する制御手段と
を備えることを特徴とするＧＰＳ受信機。
【請求項５】
初期値として用いられる搬送波周波数の同期と拡散符号の位相同期のずれを予測する予測手段を備えることを特徴とする請求項４に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項６】
前記予測手段は、前記測位情報を出力する周期に応じて、前記同期保持手段に保持された前記搬送波周波数の値を予測して前記同期保持部に初期値として設定の更新することを特徴とする請求項５に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項７】
前記制御手段は、前記測位情報を出力する周期が長い場合に前記同期保持手段の動作時間を長くするように制御することを特徴とする請求項４に記載のＧＰＳ受信機。
【請求項８】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって得られた中間周波データに対して搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉手段と、
前記捕捉手段によって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持手段と、
前記同期保持手段からの前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算手段と、
前記同期保持手段から前記レンジデータを取得した後、前記同期保持手段の動作を停止させる停止手段と、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記停止手段の停止時間を制御する制御手段と
を備えることを特徴とするナビゲーション装置。
【請求項９】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換ステップと、
前記周波数変換ステップによって得られた中間周波データに対して搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉ステップと、
前記捕捉ステップによって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持ステップと、
前記同期保持ステップにおいて取得した前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算ステップと、
前記同期保持ステップから前記レンジデータを取得した後、前記同期保持ステップにおける動作を停止させる停止ステップと、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記停止手段の停止時間を制御する制御ステップと
を備えることを特徴とするＧＰＳ受信機の測位方法。
【請求項１０】
ＧＰＳ衛星から送信された高周波ＧＰＳ信号を中間周波ＧＰＳ信号に変換する周波数変換ステップと、
前記周波数変換ステップによって得られた中間周波データに対して搬送波周波数の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉する同期捕捉ステップと、
前記捕捉ステップによって捕捉した前記搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを初期値として保持すると共に、前記周波数変換手段からの前記中間周波ＧＰＳ信号の供給を受けて、当該中間周波ＧＰＳ信号からレンジデータを取得する同期保持ステップと、
前記同期保持ステップにおいて取得した前記レンジデータに基づいて現在位置を測位演算し、当該現在位置を示す測位情報を出力する測位演算ステップと、
前記測位情報を出力する周期に応じて前記同期保持手段の動作時間を制御する制御ステップと
を備えることを特徴とするＧＰＳ受信機の測位方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【公開番号】特開２００６−２３４８４７（Ｐ２００６−２３４８４７Ａ）
【公開日】平成１８年９月７日（２００６．９．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１６０５３９（Ｐ２００６−１６０５３９）
【出願日】平成１８年６月９日（２００６．６．９）
【分割の表示】特願２００２−４７５０５（Ｐ２００２−４７５０５）の分割
【原出願日】平成１４年２月２５日（２００２．２．２５）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年９月７日（２００６．９．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年６月９日（２００６．６．９）
【分割の表示】特願２００２−４７５０５（Ｐ２００２−４７５０５）の分割
【原出願日】平成１４年２月２５日（２００２．２．２５）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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