ＭＩＭＯ検波方式
【課題】 ＭＩＭＯの信号検波において，最尤検出と同程度のビット誤り率特性を維持しつつ，演算量を大幅に削減できる検波方式を提供することを目的とする．
【解決手段】メトリック生成手段に相当するメトリック生成回路３１は，端子２９−１から２９−４を通り入力する受信信号，端子３０から入力する伝送路のチャネル情報，及び信号候補生成回路４４が出力する送信信号候補を基に，送信信号候補に対応するメトリックを生成する．最小メトリック検出手段に相当する最小メトリック検出器３２は，このメトリックと送信信号候補を入力として，最小となるメトリックを探索し，その最小値に対応する送信信号候補のビットを求め，判定値として端子３３へ出力する．送信信号候補生成手段に相当する送信信号候補生成回路４４は，受信信号に雑音生成回路３８が発生する生成雑音を加え，線形変換回路３５によりチャネル情報から求める重み係数を用いて線形合成を行った後，量子化の一種である硬判定を行い，送信信号候補を生成する．
【解決手段】メトリック生成手段に相当するメトリック生成回路３１は，端子２９−１から２９−４を通り入力する受信信号，端子３０から入力する伝送路のチャネル情報，及び信号候補生成回路４４が出力する送信信号候補を基に，送信信号候補に対応するメトリックを生成する．最小メトリック検出手段に相当する最小メトリック検出器３２は，このメトリックと送信信号候補を入力として，最小となるメトリックを探索し，その最小値に対応する送信信号候補のビットを求め，判定値として端子３３へ出力する．送信信号候補生成手段に相当する送信信号候補生成回路４４は，受信信号に雑音生成回路３８が発生する生成雑音を加え，線形変換回路３５によりチャネル情報から求める重み係数を用いて線形合成を行った後，量子化の一種である硬判定を行い，送信信号候補を生成する．
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，携帯電話システム等の無線通信に関するものであり，特に複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）方式に関するものである．
【背景技術】
【０００２】
携帯電話システム等の無線通信において，周波数帯域を広げずに伝送速度を高める技術として，複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うＭＩＭＯ伝送が知られている．
図１に，送信アンテナ数Ｋ（Ｋは２以上の整数）のＭＩＭＯ伝送用送信機の構成を示す．まず，入力端子１から送信ビット系列がシリアル・パラレル変換器２−１へ入力され，Ｋ個のビット系列に分けられる．ビット系列は，各々対応するベースバンド変調回路３−１から３−Ｋへ端子７−１を通って入力され，送信信号に相当する複素シンボルが変調信号として生成される．この複素シンボルは同相成分と直交成分の２成分を持つが，一つの信号と見なす．ベースバンド変調回路３−１の出力である変調信号は，端子７−２と端子７−３を通り変調器４−１へ入力される．発振器６が出力するキャリア信号が端子７−４から入力し，変調器４−１は，このキャリア信号を用いて変調信号をＲＦ周波数帯へ周波数変換し，端子８を通して対応する送信アンテナ５−１で送信する．他の変調信号についても同様の操作が行われる．
【０００３】
図１の変調器４の構成を図２に示す．端子７−２と端子７−３からそれぞれ，変調信号である複素シンボルの同相成分と直交成分が入力され，端子７−４からキャリア信号が入力される．乗算器９−１は変調信号の同相成分にキャリア信号を乗算し，乗算器９−２は変調信号の直交成分に，移相器１０の出力である位相が９０度回転したキャリア信号を乗算する．これらの乗算結果は加算器１１で足し合わされ，増幅器１２で増幅された後，端子８から出力される．
【０００４】
また，図１のベースバンド変調回路３について，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送用の構成を図３に示す．端子７−１からビット系列が複素シンボル生成回路１３に入力され，ビットに応じて複素シンボルが生成される．複素シンボルの同相成分と直交成分がそれぞれ，端子７−２及び７−３から出力される．
【０００５】
さらに，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送用のベースバンド変調回路３の構成を，図４に示す．まず，端子７−１からビット系列がシリアル・パラレル変換器２−２へ入力され，サブキャリア数Ｎ（Ｎは２以上の整数）のビット系列に分けられる．Ｎ個のビット系列はそれぞれ，対応する複素シンボル生成回路１３−１から１３−Ｎへ入力され，複素シンボルが生成される．ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）回路はこれらの複素シンボルに対して，各サブキャリアに応じたキャリア信号を乗算して合成し，マルチキャリア信号を生成する．ガードインターバル付加器１５は，このマルチキャリア信号の最後の部分をガードインターバルとして先頭に付加してＯＦＤＭ変調信号を生成し，その同相成分と直交成分をそれぞれ，端子７−２及び７−３へ出力する．
【０００６】
次に，受信アンテナ数Ｌ（Ｌは２以上の整数）のＭＩＭＯシングルキャリア伝送用の受信機の構成を図５に示す．まず，受信アンテナ１６−１から１６−Ｌで受信した受信波はそれぞれ，対応する受信回路２０−１から２０−Ｌにおいてベースバンドへ周波数変換され，受信信号として出力される．受信回路２０−１は，増幅器１２，ハイブリッド１７，乗算器９−１と９−２，移相器１０，低域通過フィルタ１８−１と１８−２，及びＡ／Ｄ変換器１９−１及び１９−２から構成され，増幅器１２とハイブリッド１７は受信波を増幅後分岐し，移相器１０は発振器６が出力するキャリア信号の位相を９０度回転させ，乗算回路９−１及び９−２は増幅された受信波にキャリア信号とキャリア信号の位相を９０度回転したものをそれぞれ乗算して，２つの乗算結果を出力する．これらの乗算結果は低域通過フィルタ１８−１及び１８−２で高周波成分が除去された後，ベースバンド信号である受信信号の同相成分と直交成分が抽出される．Ａ／Ｄ変換器１９−１及び１９−２は受信信号をディジタル信号に変換して出力する．信号検出器２１は，受信信号と，伝送路のチャネル情報として伝送路推定回路４３が出力するインパルス応答の推定値を基に，送信信号である複素シンボルを検出し送信ビット系列の判定値を出力端子２２へ出力する．伝送路推定回路４３は，入力端子２３から入力する既知のトレーニング信号と，受信信号を用いて，伝送路のインパルス応答を推定し，この推定値を出力する．
【０００７】
また，図６にＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送用受信機の構成を示す．まず，受信アンテナ１６−１から１６−Ｌで受信した受信波はそれぞれ，対応するＯＦＤＭ受信回路２６−１から２６−Ｌにおいてベースバンドへ周波数変換された後，各サブキャリア成分に分離され，受信信号として出力される．ＯＦＤＭ受信回路２６−１は受信回路２０−１，ガードインターバル除去回路２４，及びＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路２５から構成され，受信回路２０−１は，発振器６が出力するキャリア信号を用いて受信波をベースバンドへ周波数変換する．ガードインターバル除去回路２４は，周波数変換された信号からガードインターバルに相当する部分を除去し，ＦＦＴ演算回路２５は，ＩＦＦＴの逆操作であるＦＦＴを行い，各サブキャリア成分へ分離し，受信信号として出力する．したがって，サブキャリア数Ｎ個の同相成分と直交成分が生成される．信号検出はサブキャリア毎に行い，第１サブキャリアに相当する受信信号は信号検出器２１−１へ入力され，第Ｎサブキャリアに相当する受信信号は信号検出器２１−Ｎへ入力される．信号検出器２１−１から２１−Ｎは，受信信号と，ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）回路２７が出力するチャネルの周波数応答推定値をチャネル情報として用い，送信信号である複素シンボルを検出し送信ビット系列の判定値を出力する．パラレル・シリアル変換回路２８は，信号検出器２１−１から２１−Ｎが出力する送信ビット系列の判定値をパラレル・シリアル変換して出力端子２２へ出力する．ＤＦＴ回路２７は，伝送路推定回路４３が出力する伝送路のインパルス応答の推定値にＤＦＴを行い，各サブキャリア周波数における周波数応答の推定値を出力する．
【０００８】
図５及び図６の信号検出器２１に適用できる各種検出方式の内，最適方式はビット誤り率を最小にできる最尤検出（非特許文献１参照）である．最尤検出に基づく信号検出器２１の構成を図７に示す．まず，各受信アンテナからの受信信号が端子を介してメトリック生成回路３１へ入力する．具体的には，端子２９−１と２９−２からは受信アンテナ１６−１の受信信号の同相成分及び直交成分が，端子２９−３と２９−４からは受信アンテナ１６−Ｌの受信信号の同相成分及び直交成分が，それぞれ入力する．伝送路のチャネル情報として端子３０から，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送の場合には伝送路のインパルス応答の推定値が，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送の場合には伝送路の周波数応答の推定値が入力する．メトリック生成手段に相当するメトリック生成回路３１は，受信信号，伝送路のチャネル情報，及び信号候補生成回路３４が出力する送信信号候補を基に，送信信号候補に対応するメトリックを生成する．このメトリックについて以下数式を用いて，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送を例に説明する．なお，ベースバンドの信号は全て，同相成分を実部，直交成分を虚部とする複素表示で表すものとする．
【０００９】
ｋは整数）送信アンテナと第ｐ受信アンテナ間のインパルス応答をｈｐｋ，第ｋ送信アンテナからの送信信号，即ち複素シンボルをｓｋとすると，ｙｐは
と表すことができる．なお，ｎｐは第ｐ受信アンテナの受信信号に加わる雑音であり，ｐが
数選択性と仮定した．
となる．
トを求め，判定値として端子３３へ出力する．なお，この最小メトリック検出器３２は最
と第ｐ受信アンテナ間の周波数応答の推定値に置き換えればよい．
このように最尤検出は，数式２のメトリックを送信信号候補の数だけ計算しなければならず，複素シンボルの多値数をＭとするとＭＫ回計算する必要がある．したがって，ＭやＫが大きい値のとき演算量が膨大になってしまうという問題がある．
【００１０】
以上説明したように，最尤検出はビット誤り率を最小にできるものの，演算量が膨大になるという問題がある．この演算量を削減できる準最適検波方式として，受信信号に線形操作を行う線形受信が知られている．線形受信の一種であるＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）（非特許文献２参照）に基づく信号検出器２１の構成を図８に示す．まず，各受信アンテナからの受信信号が端子を介して線形変換回路３５へ入力する．具体的には，端子２９−１と２９−２からは受信アンテナ１６−１の受信信号の同相成分及び直交成分が，端子２９−３と２９−４からは受信アンテナ１６−Ｌの受信信号の同相成分及び直交成分が，それぞれ入力する．伝送路のチャネル情報として端子３０から，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送の場合には伝送路のインパルス応答の推定値が，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送の場合には伝送路の周波数応答の推定値が入力する．線形変換回路３５は，チャネル情報から算出する重み付け係数を用いて受信信号に線形操作である線形合成を行い，Ｋ個の合成信号を生成する．硬判定器３６−１から３６−Ｋはそれぞれ，合成信号に量子化の一種である硬判定を行い，合成信号に最も近い複素シンボルを求める．その複素シンボルから送信ビットを推定し，判定値としてパラレル・シリアル変換器２８へ入力する．パラレル・シリアル変換器２８は判定値をパラレル・シリアル変換して端子３３へ出力する．
【００１１】
上記の線形変換回路３５の動作について数式を用いて説明する．まず，Ｌ次元受信信号ベクトルｙ，Ｋ次元送信信号ベクトルｓ，Ｌ次元雑音ベクトルｎを以下のように定義する．
を（ｐ，ｋ）成分とするＬ×Ｋ行列とする．合成信号を成分とするＫ次元ベクトルをｘとすると
と表すことができる．ここで，Ｗは重み付け係数を成分とするＫ×Ｌ行列，ＩはＫ×Ｋ単位行列である．ＷはＨから求めることができ，ｘを硬判定したものがｓの推定値となる．
この線形受信は最尤検出に較べ演算量を大幅に削減できるものの，送信信号候補の数を実質１にしていることと等価で，ビット誤り率が著しく劣化するという問題がある．
【００１２】
【非特許文献１】Ｘ．Ｚｈｕ ａｎｄ Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ，“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｉｎ ａ ＭＩＭＯ ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍ，” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．５０，ｎｏ．２，ｐｐ．１８７−１９１，Ｆｅｂｒｕａｒｙ ２００２．
【非特許文献２】Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎ，Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｈｉｒｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ出版，１９９６年．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
このように，ＭＩＭＯ検波方式の内，最尤検出は最適検波方式であり最小ビット誤り率を達成できるが，演算量が膨大になってしまう．この演算量を削減するため，従来から線形受信等の準最適検波方式が提案されているが，演算量を削減するとビット誤り率が大幅に劣化するという問題があった．
【００１４】
本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，最尤検出と同程度のビット誤り率特性を維持しつつ，演算量を大幅に削減できる検波方式を提供することを目的とする．
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，上記目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成される．即ち，本発明のＭＩＭＯ検波方式は，（ｉ）受信信号，伝送路のチャネル情報，及び複数の送信信号候補から，送信信号候補に対応するメトリックを生成するメトリック生成手段，（ｉｉ）メトリックの最小値を探索し，その最小値に対応する送信信号候補のビットを判定値として出力する最小メトリック検出手段，（ｉｉｉ）受信信号とチャネル情報を基に，線形操作と量子化により複数の送信信号候補を生成する送信信号候補生成手段とから構成される．従来技術と異なる点は，線形操作と量子化により複数の送信信号候補を求め，そのメトリックを生成することにある．
また，本発明のＭＩＭＯ検波方式は，複数の受信アンテナで受信した受信波を周波数変換して得られる信号を受信信号とし，伝送路のインパルス応答の推定値をチャネル情報にできる．
また，本発明のＭＩＭＯ検波方式は，複数の受信アンテナで受信した受信波を周波数変換した後，各サブキャリア成分に分離して得られる信号を受信信号とし，伝送路の周波数応答の推定値をチャネル情報にできる．
さらに，本発明のＭＩＭＯ検波方式の（ｉｉｉ）送信信号生成手段は，受信信号に生成した雑音を加算し，チャネル情報から求める重み付け係数を用いて線形操作を行った後，量子化により複数の送信信号候補を生成する．
加えて，本発明のＭＩＭＯ検波方式の（ｉｉｉ）送信信号生成手段は，受信信号に対してチャネル情報から求める重み付け係数を用いて線形操作を行い，初期値を求め，初期値とチャネル情報と受信信号とを基に更新値をさらに求め，初期値に更新値を加えた後，量子化により複数の送信信号候補を生成する．
【発明の効果】
【００１６】
本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，最尤検出と同程度のビット誤り率特性を維持しつつ，演算量を大幅に削減できる．
請求項２記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送に適用できる．
請求項３記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送に適用できる．
請求項４記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，送信信号候補の数を抑え演算量を削減できる．
請求項５記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，送信信号候補の数をさらに抑え演算量を大幅に削減できる．
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下，本発明を実施するための最良の形態について説明する．
まず，第１の発明のＭＩＭＯ検波方式を用いた信号検出器２１の構成（請求項４）を図９に示す．図７に示す従来の最尤検出に基づく信号検出器２１との違いは，信号候補生成回路３４を送信信号候補生成手段に相当する送信信号候補生成回路４４に置き換えた点にある．なお，送信信号候補生成回路４４は，加算回路３７−１から３７−Ｌ，雑音生成回路３８，線形変換回路３５，量子化器３９−１から３９−Ｋ，及びパラレル・シリアル変換器４０から構成され，以下では送信信号候補生成回路４４の動作について詳述する．
【００１８】
送信信号候補数をＣ（Ｃは２以上の整数）とする．雑音生成回路３８はＣ回人工的に複素ガウス信号を生成するが，１回目は値が零となる信号をＬ個生成し，２回目以降は平均値零，分散ξで互いに無相関となる複素ガウスをＬ個発生させる．加算回路３７−１から３７−Ｌは，受信信号に雑音生成回路３８が生成する生成雑音を加算する．具体的には，端子２９−１と２９−２から入力する受信アンテナ１６−１の受信信号の同相成分及び直交成分については，それぞれ１番目の生成雑音の同相成分及び直交成分を加算し，端子２９−３と２９−４から入力する受信アンテナ１６−Ｌの受信信号の同相成分及び直交成分については，それぞれＬ番目の生成雑音の同相成分及び直交成分を加算する．加算回路３
信号を生成する．この合成信号を成分とするＫ次元ベクテルをｘとすると
るＫ×Ｌ行列であり，１回目は生成雑音が加わっていないことと等価なので数式７のＷと等しくなるが，２回目以降は分散ξの生成雑音が新たに加わっているのでＷと異なる．なお，ＭＭＳＥではなくＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）による線形合成を行うこともでき
とすることもできる．量子化器３９−１から３９−Ｋはそれぞれ，上記の合成信号に量子化の一種である硬判定を行い，合成信号に最も近い複素シンボルを求め，パラレル・シリアル変換器４０へ入力する．パラレル・シリアル変換器４０はこの複素シンボルをパラレル・シリアル変換し，送信信号候補として出力する．
このように，従来の最尤検出では全ての送信信号候補に対してメトリックを計算する必要があったが，本発明では送信信号候補数をＣに削減でき，演算量を大幅に削減できる．また，従来のＭＭＳＥでは送信信号候補の数を実質１としているのに対し，本発明はＭＭＳＥによる送信信号候補を含むＣ個の送信信号候補に対してメトリックを計算し，最小メトリックに相当する送信信号候補を選択するので，ＭＭＳＥよりもビット誤り率が改善できる．
なお，繰り返し処理を行う場合，受信信号の代わりに，最小メトリックに対応する送信信号候補もしくはそのｘを使うこともでき，さらなるビット誤り率改善が期待できる．
【００１９】
次に，第２の発明のＭＩＭＯ検波方式を用いた信号検出器２１の構成（請求項５）を図１０に示す．図７に示す従来の最尤検出に基づく信号検出器２１との違いは，信号候補生成回路３４を送信信号候補生成手段に相当する送信信号候補生成回路４５に置き換えた点にある．なお，送信信号候補生成回路４５は，線形変換回路３５，量子化器４１−１から４１−Ｋ，更新値演算回路４２，加算回路３７−１から３７−Ｋ，量子化器３９−１から３９−Ｋ，及びパラレル・シリアル変換器４０から構成され，以下では送信信号候補生成回路４５の動作について詳述する．
【００２０】
まず，各受信アンテナからの受信信号が端子を介して線形変換回路３５へ入力する．具体的には，端子２９−１と２９−２からは受信アンテナ１６−１の受信信号の同相成分及び直交成分が，端子２９−３と２９−４からは受信アンテナ１６−Ｌの受信信号の同相成分及び直交成分が，それぞれ入力する．線形変換回路３５は，端子３０から入力するチャネル情報から重み付け係数を算出し，この重み付け係数を用いて受信信号に線形操作である線形合成を行い，Ｋ個の合成信号を生成する．この合成信号が初期値ｘに相当する．量子化器４１−１から４１−Ｋはそれぞれ，合成信号に量子化の一種である硬判定を行い，合成信号に最も近い複素シンボルを求め更新値演算回路４２に入力する．更新値演算回路４２は，初期値を硬判定した複素シンボル，受信信号，並びにチャネル情報から更新値を求める．加算回路３７−１から３７−Ｋは初期値に更新値を加算し，量子化器３９−１から３９−Ｋはこの加算結果に対して量子化の一種である硬判定を行い，加算結果に最も近い複素シンボルを求めパラレル・シリアル変換器４０へ入力する．パラレル・シリアル変換器４０はこの複素シンボルをパラレル・シリアル変換し，送信信号候補として出力する．
【００２１】
上記の更新値演算回路４２の動作について以下，数式を用いて詳述する．まず，合成信号を硬判定して得られる複素シンボル，即ち量子化器４１−１から４１−Ｋの出力を成分
ある．また，Ｐは数式１３で定義するＫ×Ｋ行列である．
μｒはｒ＝０では０とする．即ち，ｒ＝０の送信信号候補はｘを単に硬判定したものとなり，ＭＭＳＥと同じになる．ｒが１以上では
このように，μｒはＫ（Ｍ−１）＋１個値が存在する．送信信号候補は，ｘにｕを加算した後，硬判定したものであるから，μｒの数，即ちＫ（Ｍ−１）＋１個存在する．したがって，従来の最尤検出では全ての送信信号候補に対してメトリックを計算する必要があったが，本発明では送信信号候補数をＫ（Ｍ−１）＋１に削減でき，演算量を大幅に削減できる．また，従来のＭＭＳＥでは送信信号候補の数を実質１としているのに対し，本発明はＭＭＳＥによる送信信号候補を含むＫ（Ｍ−１）＋１個の送信信号候補に対してメトリックを計算し，最小メトリックに相当する送信信号候補を選択するので，ＭＭＳＥよりもビット誤り率が改善できる．
く線形操作を行ってもよい．また，初期値としてｘの代わりにｘの硬判定値を用いることも可能である．さらに，数式１２のｕの代わりに
としてもよい．ただし，ｅは零ベクトルとならない任意のＬ次元ベクトルである．
【００２２】
最後に，本発明は上述の発明を実施するための最良の形態に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】従来のＭＩＭＯ無線送信機のブロック構成図である．
【図２】図１の変調器のブロック構成図である．
【図３】ＭＩＭＯシングルキャリア伝送における，図１のベースバンド変調回路のブロック構成図である．
【図４】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送における，図１のベースバンド変調回路のブロック構成図である．
【図５】ＭＩＭＯシングルキャリア伝送における，従来の無線受信機のブロック構成図である．
【図６】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送における，従来の無線受信機のブロック構成図である．
【図７】図５と図６の信号検出器で，従来の最尤検出を用いたブロック構成図である．
【図８】図５と図６の信号検出器で，従来のＭＭＳＥを用いたブロック構成図である．
【図９】図５と図６の信号検出器で，第１の発明のブロック構成図である．
【図１０】図５と図６の信号検出器で，第２の発明のブロック構成図である．
【符号の説明】
【００２４】
１入力端子，２シリアル・パラレル変換器，３ベースバンド変調回路，４変調器，５送信アンテナ，６発振器，７端子，８端子，９乗算器，１０移相器，１１加算器，１２増幅器，１３複素シンボル生成回路，１４ＩＦＦＴ演算回路，１５ガードインターバル付加器，１６受信アンテナ，１７ハイブリッド，１８低域通過フィルタ，１９Ａ／Ｄ変換器，２０受信回路，２１信号検出器，２２出力端子，２３入力端子，２４ガードインターバル除去回路，２５ＦＦＴ演算回路，２６ＯＦＤＭ受信回路，２７ＤＦＴ回路，２８パラレル・シリアル変換器，２９端子，３０端子，３１メトリック生成回路，３２最小メトリック検出器，３３端子，３４信号候補生成回路，３５線形変換回路，３６硬判定器，３７加算回路，３８雑音生成回路，３９量子化器，４０パラレル・シリアル変換器，４２更新値演算回路，４３伝送路推定回路，４４送信信号候補生成回路，４５送信信号候補生成回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は，携帯電話システム等の無線通信に関するものであり，特に複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）方式に関するものである．
【背景技術】
【０００２】
携帯電話システム等の無線通信において，周波数帯域を広げずに伝送速度を高める技術として，複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うＭＩＭＯ伝送が知られている．
図１に，送信アンテナ数Ｋ（Ｋは２以上の整数）のＭＩＭＯ伝送用送信機の構成を示す．まず，入力端子１から送信ビット系列がシリアル・パラレル変換器２−１へ入力され，Ｋ個のビット系列に分けられる．ビット系列は，各々対応するベースバンド変調回路３−１から３−Ｋへ端子７−１を通って入力され，送信信号に相当する複素シンボルが変調信号として生成される．この複素シンボルは同相成分と直交成分の２成分を持つが，一つの信号と見なす．ベースバンド変調回路３−１の出力である変調信号は，端子７−２と端子７−３を通り変調器４−１へ入力される．発振器６が出力するキャリア信号が端子７−４から入力し，変調器４−１は，このキャリア信号を用いて変調信号をＲＦ周波数帯へ周波数変換し，端子８を通して対応する送信アンテナ５−１で送信する．他の変調信号についても同様の操作が行われる．
【０００３】
図１の変調器４の構成を図２に示す．端子７−２と端子７−３からそれぞれ，変調信号である複素シンボルの同相成分と直交成分が入力され，端子７−４からキャリア信号が入力される．乗算器９−１は変調信号の同相成分にキャリア信号を乗算し，乗算器９−２は変調信号の直交成分に，移相器１０の出力である位相が９０度回転したキャリア信号を乗算する．これらの乗算結果は加算器１１で足し合わされ，増幅器１２で増幅された後，端子８から出力される．
【０００４】
また，図１のベースバンド変調回路３について，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送用の構成を図３に示す．端子７−１からビット系列が複素シンボル生成回路１３に入力され，ビットに応じて複素シンボルが生成される．複素シンボルの同相成分と直交成分がそれぞれ，端子７−２及び７−３から出力される．
【０００５】
さらに，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送用のベースバンド変調回路３の構成を，図４に示す．まず，端子７−１からビット系列がシリアル・パラレル変換器２−２へ入力され，サブキャリア数Ｎ（Ｎは２以上の整数）のビット系列に分けられる．Ｎ個のビット系列はそれぞれ，対応する複素シンボル生成回路１３−１から１３−Ｎへ入力され，複素シンボルが生成される．ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）回路はこれらの複素シンボルに対して，各サブキャリアに応じたキャリア信号を乗算して合成し，マルチキャリア信号を生成する．ガードインターバル付加器１５は，このマルチキャリア信号の最後の部分をガードインターバルとして先頭に付加してＯＦＤＭ変調信号を生成し，その同相成分と直交成分をそれぞれ，端子７−２及び７−３へ出力する．
【０００６】
次に，受信アンテナ数Ｌ（Ｌは２以上の整数）のＭＩＭＯシングルキャリア伝送用の受信機の構成を図５に示す．まず，受信アンテナ１６−１から１６−Ｌで受信した受信波はそれぞれ，対応する受信回路２０−１から２０−Ｌにおいてベースバンドへ周波数変換され，受信信号として出力される．受信回路２０−１は，増幅器１２，ハイブリッド１７，乗算器９−１と９−２，移相器１０，低域通過フィルタ１８−１と１８−２，及びＡ／Ｄ変換器１９−１及び１９−２から構成され，増幅器１２とハイブリッド１７は受信波を増幅後分岐し，移相器１０は発振器６が出力するキャリア信号の位相を９０度回転させ，乗算回路９−１及び９−２は増幅された受信波にキャリア信号とキャリア信号の位相を９０度回転したものをそれぞれ乗算して，２つの乗算結果を出力する．これらの乗算結果は低域通過フィルタ１８−１及び１８−２で高周波成分が除去された後，ベースバンド信号である受信信号の同相成分と直交成分が抽出される．Ａ／Ｄ変換器１９−１及び１９−２は受信信号をディジタル信号に変換して出力する．信号検出器２１は，受信信号と，伝送路のチャネル情報として伝送路推定回路４３が出力するインパルス応答の推定値を基に，送信信号である複素シンボルを検出し送信ビット系列の判定値を出力端子２２へ出力する．伝送路推定回路４３は，入力端子２３から入力する既知のトレーニング信号と，受信信号を用いて，伝送路のインパルス応答を推定し，この推定値を出力する．
【０００７】
また，図６にＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送用受信機の構成を示す．まず，受信アンテナ１６−１から１６−Ｌで受信した受信波はそれぞれ，対応するＯＦＤＭ受信回路２６−１から２６−Ｌにおいてベースバンドへ周波数変換された後，各サブキャリア成分に分離され，受信信号として出力される．ＯＦＤＭ受信回路２６−１は受信回路２０−１，ガードインターバル除去回路２４，及びＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路２５から構成され，受信回路２０−１は，発振器６が出力するキャリア信号を用いて受信波をベースバンドへ周波数変換する．ガードインターバル除去回路２４は，周波数変換された信号からガードインターバルに相当する部分を除去し，ＦＦＴ演算回路２５は，ＩＦＦＴの逆操作であるＦＦＴを行い，各サブキャリア成分へ分離し，受信信号として出力する．したがって，サブキャリア数Ｎ個の同相成分と直交成分が生成される．信号検出はサブキャリア毎に行い，第１サブキャリアに相当する受信信号は信号検出器２１−１へ入力され，第Ｎサブキャリアに相当する受信信号は信号検出器２１−Ｎへ入力される．信号検出器２１−１から２１−Ｎは，受信信号と，ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）回路２７が出力するチャネルの周波数応答推定値をチャネル情報として用い，送信信号である複素シンボルを検出し送信ビット系列の判定値を出力する．パラレル・シリアル変換回路２８は，信号検出器２１−１から２１−Ｎが出力する送信ビット系列の判定値をパラレル・シリアル変換して出力端子２２へ出力する．ＤＦＴ回路２７は，伝送路推定回路４３が出力する伝送路のインパルス応答の推定値にＤＦＴを行い，各サブキャリア周波数における周波数応答の推定値を出力する．
【０００８】
図５及び図６の信号検出器２１に適用できる各種検出方式の内，最適方式はビット誤り率を最小にできる最尤検出（非特許文献１参照）である．最尤検出に基づく信号検出器２１の構成を図７に示す．まず，各受信アンテナからの受信信号が端子を介してメトリック生成回路３１へ入力する．具体的には，端子２９−１と２９−２からは受信アンテナ１６−１の受信信号の同相成分及び直交成分が，端子２９−３と２９−４からは受信アンテナ１６−Ｌの受信信号の同相成分及び直交成分が，それぞれ入力する．伝送路のチャネル情報として端子３０から，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送の場合には伝送路のインパルス応答の推定値が，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送の場合には伝送路の周波数応答の推定値が入力する．メトリック生成手段に相当するメトリック生成回路３１は，受信信号，伝送路のチャネル情報，及び信号候補生成回路３４が出力する送信信号候補を基に，送信信号候補に対応するメトリックを生成する．このメトリックについて以下数式を用いて，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送を例に説明する．なお，ベースバンドの信号は全て，同相成分を実部，直交成分を虚部とする複素表示で表すものとする．
【０００９】
ｋは整数）送信アンテナと第ｐ受信アンテナ間のインパルス応答をｈｐｋ，第ｋ送信アンテナからの送信信号，即ち複素シンボルをｓｋとすると，ｙｐは
と表すことができる．なお，ｎｐは第ｐ受信アンテナの受信信号に加わる雑音であり，ｐが
数選択性と仮定した．
となる．
トを求め，判定値として端子３３へ出力する．なお，この最小メトリック検出器３２は最
と第ｐ受信アンテナ間の周波数応答の推定値に置き換えればよい．
このように最尤検出は，数式２のメトリックを送信信号候補の数だけ計算しなければならず，複素シンボルの多値数をＭとするとＭＫ回計算する必要がある．したがって，ＭやＫが大きい値のとき演算量が膨大になってしまうという問題がある．
【００１０】
以上説明したように，最尤検出はビット誤り率を最小にできるものの，演算量が膨大になるという問題がある．この演算量を削減できる準最適検波方式として，受信信号に線形操作を行う線形受信が知られている．線形受信の一種であるＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）（非特許文献２参照）に基づく信号検出器２１の構成を図８に示す．まず，各受信アンテナからの受信信号が端子を介して線形変換回路３５へ入力する．具体的には，端子２９−１と２９−２からは受信アンテナ１６−１の受信信号の同相成分及び直交成分が，端子２９−３と２９−４からは受信アンテナ１６−Ｌの受信信号の同相成分及び直交成分が，それぞれ入力する．伝送路のチャネル情報として端子３０から，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送の場合には伝送路のインパルス応答の推定値が，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送の場合には伝送路の周波数応答の推定値が入力する．線形変換回路３５は，チャネル情報から算出する重み付け係数を用いて受信信号に線形操作である線形合成を行い，Ｋ個の合成信号を生成する．硬判定器３６−１から３６−Ｋはそれぞれ，合成信号に量子化の一種である硬判定を行い，合成信号に最も近い複素シンボルを求める．その複素シンボルから送信ビットを推定し，判定値としてパラレル・シリアル変換器２８へ入力する．パラレル・シリアル変換器２８は判定値をパラレル・シリアル変換して端子３３へ出力する．
【００１１】
上記の線形変換回路３５の動作について数式を用いて説明する．まず，Ｌ次元受信信号ベクトルｙ，Ｋ次元送信信号ベクトルｓ，Ｌ次元雑音ベクトルｎを以下のように定義する．
を（ｐ，ｋ）成分とするＬ×Ｋ行列とする．合成信号を成分とするＫ次元ベクトルをｘとすると
と表すことができる．ここで，Ｗは重み付け係数を成分とするＫ×Ｌ行列，ＩはＫ×Ｋ単位行列である．ＷはＨから求めることができ，ｘを硬判定したものがｓの推定値となる．
この線形受信は最尤検出に較べ演算量を大幅に削減できるものの，送信信号候補の数を実質１にしていることと等価で，ビット誤り率が著しく劣化するという問題がある．
【００１２】
【非特許文献１】Ｘ．Ｚｈｕ ａｎｄ Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ，“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｉｎ ａ ＭＩＭＯ ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍ，” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．５０，ｎｏ．２，ｐｐ．１８７−１９１，Ｆｅｂｒｕａｒｙ ２００２．
【非特許文献２】Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎ，Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｈｉｒｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ出版，１９９６年．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
このように，ＭＩＭＯ検波方式の内，最尤検出は最適検波方式であり最小ビット誤り率を達成できるが，演算量が膨大になってしまう．この演算量を削減するため，従来から線形受信等の準最適検波方式が提案されているが，演算量を削減するとビット誤り率が大幅に劣化するという問題があった．
【００１４】
本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，最尤検出と同程度のビット誤り率特性を維持しつつ，演算量を大幅に削減できる検波方式を提供することを目的とする．
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，上記目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成される．即ち，本発明のＭＩＭＯ検波方式は，（ｉ）受信信号，伝送路のチャネル情報，及び複数の送信信号候補から，送信信号候補に対応するメトリックを生成するメトリック生成手段，（ｉｉ）メトリックの最小値を探索し，その最小値に対応する送信信号候補のビットを判定値として出力する最小メトリック検出手段，（ｉｉｉ）受信信号とチャネル情報を基に，線形操作と量子化により複数の送信信号候補を生成する送信信号候補生成手段とから構成される．従来技術と異なる点は，線形操作と量子化により複数の送信信号候補を求め，そのメトリックを生成することにある．
また，本発明のＭＩＭＯ検波方式は，複数の受信アンテナで受信した受信波を周波数変換して得られる信号を受信信号とし，伝送路のインパルス応答の推定値をチャネル情報にできる．
また，本発明のＭＩＭＯ検波方式は，複数の受信アンテナで受信した受信波を周波数変換した後，各サブキャリア成分に分離して得られる信号を受信信号とし，伝送路の周波数応答の推定値をチャネル情報にできる．
さらに，本発明のＭＩＭＯ検波方式の（ｉｉｉ）送信信号生成手段は，受信信号に生成した雑音を加算し，チャネル情報から求める重み付け係数を用いて線形操作を行った後，量子化により複数の送信信号候補を生成する．
加えて，本発明のＭＩＭＯ検波方式の（ｉｉｉ）送信信号生成手段は，受信信号に対してチャネル情報から求める重み付け係数を用いて線形操作を行い，初期値を求め，初期値とチャネル情報と受信信号とを基に更新値をさらに求め，初期値に更新値を加えた後，量子化により複数の送信信号候補を生成する．
【発明の効果】
【００１６】
本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，最尤検出と同程度のビット誤り率特性を維持しつつ，演算量を大幅に削減できる．
請求項２記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，ＭＩＭＯシングルキャリア伝送に適用できる．
請求項３記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送に適用できる．
請求項４記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，送信信号候補の数を抑え演算量を削減できる．
請求項５記載の発明のＭＩＭＯ検波方式によれば，送信信号候補の数をさらに抑え演算量を大幅に削減できる．
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下，本発明を実施するための最良の形態について説明する．
まず，第１の発明のＭＩＭＯ検波方式を用いた信号検出器２１の構成（請求項４）を図９に示す．図７に示す従来の最尤検出に基づく信号検出器２１との違いは，信号候補生成回路３４を送信信号候補生成手段に相当する送信信号候補生成回路４４に置き換えた点にある．なお，送信信号候補生成回路４４は，加算回路３７−１から３７−Ｌ，雑音生成回路３８，線形変換回路３５，量子化器３９−１から３９−Ｋ，及びパラレル・シリアル変換器４０から構成され，以下では送信信号候補生成回路４４の動作について詳述する．
【００１８】
送信信号候補数をＣ（Ｃは２以上の整数）とする．雑音生成回路３８はＣ回人工的に複素ガウス信号を生成するが，１回目は値が零となる信号をＬ個生成し，２回目以降は平均値零，分散ξで互いに無相関となる複素ガウスをＬ個発生させる．加算回路３７−１から３７−Ｌは，受信信号に雑音生成回路３８が生成する生成雑音を加算する．具体的には，端子２９−１と２９−２から入力する受信アンテナ１６−１の受信信号の同相成分及び直交成分については，それぞれ１番目の生成雑音の同相成分及び直交成分を加算し，端子２９−３と２９−４から入力する受信アンテナ１６−Ｌの受信信号の同相成分及び直交成分については，それぞれＬ番目の生成雑音の同相成分及び直交成分を加算する．加算回路３
信号を生成する．この合成信号を成分とするＫ次元ベクテルをｘとすると
るＫ×Ｌ行列であり，１回目は生成雑音が加わっていないことと等価なので数式７のＷと等しくなるが，２回目以降は分散ξの生成雑音が新たに加わっているのでＷと異なる．なお，ＭＭＳＥではなくＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）による線形合成を行うこともでき
とすることもできる．量子化器３９−１から３９−Ｋはそれぞれ，上記の合成信号に量子化の一種である硬判定を行い，合成信号に最も近い複素シンボルを求め，パラレル・シリアル変換器４０へ入力する．パラレル・シリアル変換器４０はこの複素シンボルをパラレル・シリアル変換し，送信信号候補として出力する．
このように，従来の最尤検出では全ての送信信号候補に対してメトリックを計算する必要があったが，本発明では送信信号候補数をＣに削減でき，演算量を大幅に削減できる．また，従来のＭＭＳＥでは送信信号候補の数を実質１としているのに対し，本発明はＭＭＳＥによる送信信号候補を含むＣ個の送信信号候補に対してメトリックを計算し，最小メトリックに相当する送信信号候補を選択するので，ＭＭＳＥよりもビット誤り率が改善できる．
なお，繰り返し処理を行う場合，受信信号の代わりに，最小メトリックに対応する送信信号候補もしくはそのｘを使うこともでき，さらなるビット誤り率改善が期待できる．
【００１９】
次に，第２の発明のＭＩＭＯ検波方式を用いた信号検出器２１の構成（請求項５）を図１０に示す．図７に示す従来の最尤検出に基づく信号検出器２１との違いは，信号候補生成回路３４を送信信号候補生成手段に相当する送信信号候補生成回路４５に置き換えた点にある．なお，送信信号候補生成回路４５は，線形変換回路３５，量子化器４１−１から４１−Ｋ，更新値演算回路４２，加算回路３７−１から３７−Ｋ，量子化器３９−１から３９−Ｋ，及びパラレル・シリアル変換器４０から構成され，以下では送信信号候補生成回路４５の動作について詳述する．
【００２０】
まず，各受信アンテナからの受信信号が端子を介して線形変換回路３５へ入力する．具体的には，端子２９−１と２９−２からは受信アンテナ１６−１の受信信号の同相成分及び直交成分が，端子２９−３と２９−４からは受信アンテナ１６−Ｌの受信信号の同相成分及び直交成分が，それぞれ入力する．線形変換回路３５は，端子３０から入力するチャネル情報から重み付け係数を算出し，この重み付け係数を用いて受信信号に線形操作である線形合成を行い，Ｋ個の合成信号を生成する．この合成信号が初期値ｘに相当する．量子化器４１−１から４１−Ｋはそれぞれ，合成信号に量子化の一種である硬判定を行い，合成信号に最も近い複素シンボルを求め更新値演算回路４２に入力する．更新値演算回路４２は，初期値を硬判定した複素シンボル，受信信号，並びにチャネル情報から更新値を求める．加算回路３７−１から３７−Ｋは初期値に更新値を加算し，量子化器３９−１から３９−Ｋはこの加算結果に対して量子化の一種である硬判定を行い，加算結果に最も近い複素シンボルを求めパラレル・シリアル変換器４０へ入力する．パラレル・シリアル変換器４０はこの複素シンボルをパラレル・シリアル変換し，送信信号候補として出力する．
【００２１】
上記の更新値演算回路４２の動作について以下，数式を用いて詳述する．まず，合成信号を硬判定して得られる複素シンボル，即ち量子化器４１−１から４１−Ｋの出力を成分
ある．また，Ｐは数式１３で定義するＫ×Ｋ行列である．
μｒはｒ＝０では０とする．即ち，ｒ＝０の送信信号候補はｘを単に硬判定したものとなり，ＭＭＳＥと同じになる．ｒが１以上では
このように，μｒはＫ（Ｍ−１）＋１個値が存在する．送信信号候補は，ｘにｕを加算した後，硬判定したものであるから，μｒの数，即ちＫ（Ｍ−１）＋１個存在する．したがって，従来の最尤検出では全ての送信信号候補に対してメトリックを計算する必要があったが，本発明では送信信号候補数をＫ（Ｍ−１）＋１に削減でき，演算量を大幅に削減できる．また，従来のＭＭＳＥでは送信信号候補の数を実質１としているのに対し，本発明はＭＭＳＥによる送信信号候補を含むＫ（Ｍ−１）＋１個の送信信号候補に対してメトリックを計算し，最小メトリックに相当する送信信号候補を選択するので，ＭＭＳＥよりもビット誤り率が改善できる．
く線形操作を行ってもよい．また，初期値としてｘの代わりにｘの硬判定値を用いることも可能である．さらに，数式１２のｕの代わりに
としてもよい．ただし，ｅは零ベクトルとならない任意のＬ次元ベクトルである．
【００２２】
最後に，本発明は上述の発明を実施するための最良の形態に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】従来のＭＩＭＯ無線送信機のブロック構成図である．
【図２】図１の変調器のブロック構成図である．
【図３】ＭＩＭＯシングルキャリア伝送における，図１のベースバンド変調回路のブロック構成図である．
【図４】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送における，図１のベースバンド変調回路のブロック構成図である．
【図５】ＭＩＭＯシングルキャリア伝送における，従来の無線受信機のブロック構成図である．
【図６】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送における，従来の無線受信機のブロック構成図である．
【図７】図５と図６の信号検出器で，従来の最尤検出を用いたブロック構成図である．
【図８】図５と図６の信号検出器で，従来のＭＭＳＥを用いたブロック構成図である．
【図９】図５と図６の信号検出器で，第１の発明のブロック構成図である．
【図１０】図５と図６の信号検出器で，第２の発明のブロック構成図である．
【符号の説明】
【００２４】
１入力端子，２シリアル・パラレル変換器，３ベースバンド変調回路，４変調器，５送信アンテナ，６発振器，７端子，８端子，９乗算器，１０移相器，１１加算器，１２増幅器，１３複素シンボル生成回路，１４ＩＦＦＴ演算回路，１５ガードインターバル付加器，１６受信アンテナ，１７ハイブリッド，１８低域通過フィルタ，１９Ａ／Ｄ変換器，２０受信回路，２１信号検出器，２２出力端子，２３入力端子，２４ガードインターバル除去回路，２５ＦＦＴ演算回路，２６ＯＦＤＭ受信回路，２７ＤＦＴ回路，２８パラレル・シリアル変換器，２９端子，３０端子，３１メトリック生成回路，３２最小メトリック検出器，３３端子，３４信号候補生成回路，３５線形変換回路，３６硬判定器，３７加算回路，３８雑音生成回路，３９量子化器，４０パラレル・シリアル変換器，４２更新値演算回路，４３伝送路推定回路，４４送信信号候補生成回路，４５送信信号候補生成回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号と，伝送路のチャネル情報と，複数の送信信号候補とを基に，前記送信信号候補に対応するメトリックを生成するメトリック生成手段と，
前記メトリックの最小値を探索し，その最小値に対応する前記送信信号候補のビットを判定値として出力する最小メトリック検出手段と，
前記受信信号と前記チャネル情報を基に，線形操作と量子化により複数の前記送信信号候補を生成する送信信号候補生成手段とから構成されることを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【請求項２】
請求項１の前記受信信号は，複数の受信アンテナで受信した受信波を周波数変換して得られる信号とし，請求項１の前記チャネル情報は，伝送路のインパルス応答の推定値とすることを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【請求項３】
請求項１の前記受信信号は，複数の受信アンテナで受信した受信波を周波数変換した後，各サブキャリア成分に分離して得られる信号とし，請求項１の前記チャネル情報は，伝送路の周波数応答の推定値とすることを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【請求項４】
請求項１の前記送信信号生成手段は，前記受信信号に生成した雑音を加算し，前記チャネル情報から求める重み付け係数を用いて線形操作を行った後，量子化により複数の前記送信信号候補を生成することを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【請求項５】
請求項１の前記送信信号生成手段は，前記受信信号に対して前記チャネル情報から求める重み付け係数を用いて線形操作を行い，初期値を求め，前記初期値と前記チャネル情報と前記受信信号とを基に更新値をさらに求め，前記初期値に前記更新値を加えた後，量子化により複数の前記送信信号候補を生成することを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【請求項１】
受信信号と，伝送路のチャネル情報と，複数の送信信号候補とを基に，前記送信信号候補に対応するメトリックを生成するメトリック生成手段と，
前記メトリックの最小値を探索し，その最小値に対応する前記送信信号候補のビットを判定値として出力する最小メトリック検出手段と，
前記受信信号と前記チャネル情報を基に，線形操作と量子化により複数の前記送信信号候補を生成する送信信号候補生成手段とから構成されることを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【請求項２】
請求項１の前記受信信号は，複数の受信アンテナで受信した受信波を周波数変換して得られる信号とし，請求項１の前記チャネル情報は，伝送路のインパルス応答の推定値とすることを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【請求項３】
請求項１の前記受信信号は，複数の受信アンテナで受信した受信波を周波数変換した後，各サブキャリア成分に分離して得られる信号とし，請求項１の前記チャネル情報は，伝送路の周波数応答の推定値とすることを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【請求項４】
請求項１の前記送信信号生成手段は，前記受信信号に生成した雑音を加算し，前記チャネル情報から求める重み付け係数を用いて線形操作を行った後，量子化により複数の前記送信信号候補を生成することを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【請求項５】
請求項１の前記送信信号生成手段は，前記受信信号に対して前記チャネル情報から求める重み付け係数を用いて線形操作を行い，初期値を求め，前記初期値と前記チャネル情報と前記受信信号とを基に更新値をさらに求め，前記初期値に前記更新値を加えた後，量子化により複数の前記送信信号候補を生成することを特徴とするＭＩＭＯ検波方式．
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２００７−３００５８６（Ｐ２００７−３００５８６Ａ）
【公開日】平成１９年１１月１５日（２００７．１１．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１５２６３８（Ｐ２００６−１５２６３８）
【出願日】平成１８年５月１日（２００６．５．１）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１１月１５日（２００７．１１．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年５月１日（２００６．５．１）
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
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