アレイアンテナ
【課題】能動素子を使用することなく、各アンテナ素子に供給する励振電力の位相量と振幅を可変する。
【解決手段】２ｍ（ｍ≧２）個のアンテナ素子と、各アンテナ素子に供給する励振電力の位相と振幅を制御する制御回路と備え、制御回路は、ｍ段トーナメント形式に接続された（２ｍ−１）個の基本回路を有し、基本回路は、入力端子から入力される励振電力の位相量を可変し、所定の位相差を有する第１励振電力と第２励振電力を出力する分配可変移相器と、出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有し分配可変移相器から出力される第１励振電力と第２励振電力がそれぞれ第１端子と第４端子に入力されるハイブリッド回路と、ハイブリッド回路の第２端子から出力される励振電力の位相量を可変し第１の出力端子から出力する第１の可変移相器と、ハイブリッド回路の第３端子から出力される励振電力の位相量を可変し第２の出力端子から出力する第２の可変移相器とを有する。
【解決手段】２ｍ（ｍ≧２）個のアンテナ素子と、各アンテナ素子に供給する励振電力の位相と振幅を制御する制御回路と備え、制御回路は、ｍ段トーナメント形式に接続された（２ｍ−１）個の基本回路を有し、基本回路は、入力端子から入力される励振電力の位相量を可変し、所定の位相差を有する第１励振電力と第２励振電力を出力する分配可変移相器と、出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有し分配可変移相器から出力される第１励振電力と第２励振電力がそれぞれ第１端子と第４端子に入力されるハイブリッド回路と、ハイブリッド回路の第２端子から出力される励振電力の位相量を可変し第１の出力端子から出力する第１の可変移相器と、ハイブリッド回路の第３端子から出力される励振電力の位相量を可変し第２の出力端子から出力する第２の可変移相器とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アレイアンテナに係り、特に、携帯電話基地局用のアレイアンテナのチルト角制御に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話基地局用等のアレイアンテナでは、例えば、基地局のサ−ビスエリアを最適化するため等の理由により、各基地局におけるアレイアンテナから放射される放射ビ−ムのチルト角を制御している。
図８は、チルト角制御装置を備える従来のアレイアンテナの一例の概略構成を示す図である。図８において、１１〜１８はアンテナ素子、１１はチルト角制御装置、ＰＨ１〜ＰＨ８は可変移相器、Ｔｉｎは入力端子である。
図８に示すアレイアンテナでは、入力端子（Ｔｉｎ）に加えられた励振電力（Ｖｉｎ）は、各可変移相器（ＰＨ１〜ＰＨ８）で位相量が可変され、各アンテナ素子（１１〜１８）に供給される。そして、各可変移相器（ＰＨ１〜ＰＨ８）の可変位相量を調整することにより、チルト角を制御することが可能である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
前述したようなアレイアンテナにおいて、チルト角を制御する一方、使用環境に合わせて垂直面内指向特性におけるサイドローブを抑圧するためには、各アンテナ素子（３１〜３８）に供給される励振電力の位相量ばかりでなく、振幅も調整する必要がある。
このような場合、従来のアレイアンテナでは、減衰器と高周波アンプ回路を使用して、各アンテナ素子（３１〜３８）に供給する励振電力の振幅を調整している。
しかしながら、このようなアレイアンテナでは、高周波アンプ回路用の電源回路が必要となり、コストが高くなるという問題点があり、そのため、能動素子を使用することなく、各アンテナ素子に供給する励振電力の位相量と振幅を可変することができるアレイアンテナが要望されている。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、能動素子を使用することなく、各アンテナ素子に供給する励振電力の位相量と振幅を可変することが可能なアレイアンテナを提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
前述の目的を達成するために、本発明は、ｍを２以上の整数（ｍ≧２）とするとき、２ｍ個のアンテナ素子（あるいは、複数個のアンテナ素子からなるアンテナ素子群）と、前記各アンテナ素子に供給する励振電力の位相と振幅を制御する制御回路とを備えるアレイアンテナであって、前記制御回路は、ｍ段多段に接続された（２ｍ−１）個の基本回路を有し、ｎを１以上ｍ以下の整数（１≦ｎ≦ｍ）とするとき、ｎ段目の基本回路の個数は、２（ｎ−１）個であり、前記基本回路は、１個の入力端子と、第１の出力端子と、第２の出力端子と、前記１個の入力端子から入力される励振電力の位相量を可変し、所定の位相差を有する第１励振電力と第２励振電力を出力する分配可変移相器と、出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有し、前記分配可変移相器から出力される第１励振電力と第２励振電力が、それぞれ第１端子と第４端子に入力されるハイブリッド回路と、前記ハイブリッド回路の第２端子から出力される励振電力の位相量を可変し、前記第１の出力端子から出力する第１の可変移相器と、前記ハイブリッド回路の第３端子から出力される励振電力の位相量を可変し、前記第２の出力端子から出力する第２の可変移相器とを有し、１段目の１個の基本回路の入力端子に入力励振電力が入力され、ｍ段目の２（ｍ−１）個の基本回路の２（ｍ−１）個の第１の出力端子と２（ｍ−１）個の第２の出力端子は、前記２ｍ個のアンテナ素子（あるいは、複数個のアンテナ素子からなるアンテナ素子群）の中の対応するアンテナ素子（あるいは、複数個のアンテナ素子からなるアンテナ素子群）に接続され、ｋを１以上（ｍ−１）以下の整数（１≦ｋ≦ｍ−１）とするとき、ｋ段目の２（ｋ−１）個の基本回路の２（ｋ−１）個の第１の出力端子と２（ｋ−１）個の第２の出力端子は、（ｋ＋１）段目の２ｋ個の基本回路の中の対応する基本回路の入力端子に接続されることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００５】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明のアレイアンテナによれば、能動素子を使用することなく、各アンテナ素子に供給する励振電力の位相量と振幅を可変することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、本発明の実施例のアレイアンテナの概略構成を示す図である。
本実施例のアレイアンテナは、ｍを２以上の整数（ｍ≧２）とするとき、２ｍ個のアンテナ素子で構成されるが、図１では、ｍ＝３の場合について説明する。
図１に示すアレイアンテナは、８（＝２３）個のアンテナ素子（１１〜１８）と、各アンテナ素子（１１〜１８）に供給する励振電力の位相と振幅を制御する制御回路１０とで構成される。
制御回路１０は、３（ｍ＝３）段多段に（または、トーナメント形式で）接続された７（＝２ｍ−１）個の基本回路（３１１，３２１，３２２，３３１〜３３４）を有する。
ここで、ｎを１以上３以下の整数｛１≦ｎ≦３（ｍ＝３）｝とするとき、ｎ段目の基本回路の個数は、２（ｎ−１）個である。
１段目の１個の基本回路（３１１）の入力端子（Ｔｉｎ）に励振電力（Ｖｉｎ）が入力され、３段目の４個の基本回路（３３１〜３３４）の４個の第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）と４個の第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）は、８個のアンテナ素子（１１〜１８）の中の対応するアンテナ素子に接続される。
また、ｋを１以上２（＝ｍ−１）以下の整数（１≦ｋ≦２）とするとき、ｋ段目の２（ｋ−１）個の基本回路（３１１，または、３２１〜３２２）の２（ｋ−１）個の第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）と２（ｋ−１）個の第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）は、（ｋ＋１）段目の２ｋ個の基本回路の中の対応する基本回路の入力端子（Ｔｉｎ）に接続される。
【０００７】
図２は、図１に示す基本回路の構成を説明するための図である。
基本回路３は、１個の入力端子（Ｔｉｎ）と、第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）と、第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）と、分配可変移相器（ＰＨＡ）と、ハイブリッド回路（Ｈ）と、第１の可変移相器（ＰＨＢ）と、第２の可変移相器（ＰＨＣ）とを有する。
分配可変移相器（ＰＨＡ）は、１個の入力端子（Ｔｉｎ）から入力される励振電力（Ｖｉｎ）の位相量を可変し、所定の位相差を有する第１励振電力（ＶＰ１）と第２励振電力（ＶＰ２）を出力する。
なお、この分配可変移相器（ＰＨＡ）としては、例えば、特開２００１−２８４９０１号公報に記載されているもの等が使用可能である。
ハイブリッド回路（Ｈ）は、分配可変移相器（ＰＨＡ）から出力される第１励振電力（ＶＰ１）と第２励振電力（ＶＰ２）が、それぞれ第１端子（Ｔ１）と第４端子（Ｔ４）に入力され、第２端子（Ｔ２）から出力される第３励振電力（ＶＨ１）を第１の可変移相器（ＰＨＢ）に出力し、第３端子（Ｔ３）から出力される第４励振電力（ＶＨ２）を第２の可変移相器（ＰＨＣ）に出力する。
なお、ハイブリッド回路（Ｈ）は、出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有するとともに、振幅がほぼ等しくなるように構成されたハイブリッド回路であれば、任意のハイブリッド回路が使用可能である。
第１の可変移相器（ＰＨＢ）は、ハイブリッド回路（Ｈ）の第２端子（Ｔ２）から出力される第３励振電力（ＶＨ１）の位相量を可変し、第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）から出力する。
第２の可変移相器（ＰＨＣ）は、ハイブリッド回路（Ｈ）の第３端子（Ｔ３）から出力される第４励振電力（ＶＨ２）の位相量を可変し、第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）から出力する。
【０００８】
今、分配可変移相器（ＰＨＡ）から出力される第１励振電力（ＶＰ１）と第２励振電力（ＶＰ２）の位相差をθとするとき、第１励振電力（ＶＰ１）と第２励振電力（ＶＰ２）は、下記（１）式で表される。
［式１］
VP1=ASinωt
VP2=ASin(ωt-θ)
また、ハイブリッド回路（Ｈ）の第２端子（Ｔ２）から出力される第３励振電力（ＶＨ１）と、ハイブリッド回路（Ｈ）の第３端子（Ｔ３）から出力される第４励振電力（ＶＨは、下記（２）式で表される。
［式２］
VH1=ASinωt+ASin{ωt-(θ+π/2)}
=2ACos{(θ+π/2)/2}×Sin{ωt-(θ+π/2 )/2}
VH2=ASin(ωt-π/2)+ASin(ωt-θ)
=2ACos{(θ-π/2)/2}×Sin{ωt-(θ+π/2 )/2}
さらに、第１の可変移相器（ＰＨＢ）における位相可変量をθａ、第２の可変移相器（ＰＨＣ）における位相可変量をθｂとするとき、第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）から出力される励振電力をＶｏｕｔ１、第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）から出力される励振電力をＶｏｕｔ２、下記（３）式で表される。
［式３］
Vout1=2ACos{(θ+π/2)/2}×Sin{ωt-(θ+π/2 )/2-θa}
Vout2=2ACos{(θ-π/2)/2}×Sin{ωt-(θ+π/2 )/2-θb}
【０００９】
図３は、θを、（−π／２）から（π／２）まで変化させたときの、Cos{(θ+π/2)/2}と、Cos{(θ-π/2)/2}の値の変化を示すグラフである。
図３から分かるように、θを、（−π／２）から（π／２）まで変化させたときに、Cos{(θ+π/2)/2}と、Cos{(θ-π/2)/2}はともに、０から１まで連続的に変化する。
したがって、本実施例では、ハイブリッド回路（Ｈ）の第２端子（Ｔ２）から出力されるＶＨ１の第３励振電力と、ハイブリッド回路（Ｈ）の第３端子（Ｔ３）から出力されるＶＨ２の第４励振電力の振幅差として、１：１の等振幅から、０：１あるいは１：０振幅差まで、振幅差を連続的に可変することができる。
さらに、第１の可変移相器（ＰＨＢ）により、θを加味して、ＶＨ１の第３励振電力の位相量を調整することにより、第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力の位相量を所定の値に可変することができる。
同様に、第２の可変移相器（ＰＨＣ）により、θを加味して、ＶＨ２の第４励振電力の位相量を調整することにより、第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）から出力されるＶｏｕｔ２の励振電力の位相量を、所定の値に可変することができる。
【００１０】
例えば、θを０°、θａを（−π／４）、θｂをπ／４とすると、Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２は、下記（４）式のようになり、振幅差が等振幅で、位相差が（π／２）のＶｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の励振電力を得ることができる。
［式４］
Ｖｏｕｔ１＝√２ＡＳｉｎωｔ
Ｖｏｕｔ２＝√２ＡＳｉｎ（ωｔ−π／２）｝
なお、実際の使用にあたっては、まず所望の指向特性を与え、この指向特性から各基本回路３から出力する励振電力の振幅と位相量を計算する。そして、各基本回路３から出力する励振電力の振幅と位相量を実現するために、分配可変移相器（ＰＨＡ）、第１の可変移相器（ＰＨＢ）、および第２の可変移相器（ＰＨＣ）の位相量をコンピュータで計算することにより、所望の指向特性を得ることができる。
なお、分配可変移相器（ＰＨＡ）、第１の可変移相器（ＰＨＢ）、および第２の可変移相器（ＰＨＣ）の位相量は、コンピュータで制御するようにしてもよい。
【００１１】
図４ないし図７は、本実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。図４ないし図７において、アンテナ素子は８個である。
図４は、チルト角が０°で、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差が等振幅の場合の垂直面内指向特性を示す。
図５は、チルト角が５°で、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差が等振幅の場合の垂直面内指向特性を示す。
図６は、チルト角が０°で、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差を変化させた場合の垂直面内指向特性を示す。
図７は、チルト角が５°で、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差を変化させた場合の垂直面内指向特性を示す。
図４と図６、図５と図７を比較することにより、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差を所定の値に変化させることにより、サイドローブが減少していることが分かる。
【００１２】
以上説明したように、本実施例のアレイアンテナによれば、能動素子を使用することなく、各アンテナ素子に供給する励振電力の振幅および位相量を所定の値に調整することが可能である。
その結果として、本実施例のアレイアンテナでは、全体としての垂直面内指向性を、使用環境に合わせて最適化することが可能である。例えば、利得最大設計にしたり、低サイドローブ設計にしたり、チルト角を自由に設定することができる。また、状況に応じ、垂直面内指向性を随時切り替え可能として、その時々、あるいは場所毎の最適な指向特性でアレイアンテナを使用することも可能である。
なお、図１に示す８個のアンテナ素子（１１〜１８）に代えて、複数のアンテナ素子から成る８個のアンテナ素子群を使用することも可能である。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施例のアレイアンテナの概略構成を示す図である。
【図２】図１に示す基本回路の構成を説明するための図である。
【図３】θを、（−π／２）から（π／２）まで変化させたときの、Cos{(θ+π/2)/2}と、Cos{(θ-π/2)/2}の値の変化を示すグラフである。
【図４】本発明の実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。
【図５】本発明の実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。
【図６】本発明の実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。
【図７】本発明の実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。
【図８】チルト角制御装置を備える従来のアレイアンテナの一例の概略構成を示す図である。
【符号の説明】
【００１４】
１１〜１８ アンテナ素子
３，３１１，３２１，３２２，３３１〜３３４ 基本回路
１０ 制御回路
１１ チルト角制御装置
ＰＨＡ 分配可変移相器
ＰＨＢ，ＰＨＣ，ＰＨ１〜ＰＨ８ 可変移相器
Ｈ ハイブリッド回路
Ｔｉｎ 入力端子
Ｔｏｕｔ１，Ｔｏｕｔ２ 出力端子
Ｔ１〜Ｔ４ 端子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アレイアンテナに係り、特に、携帯電話基地局用のアレイアンテナのチルト角制御に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話基地局用等のアレイアンテナでは、例えば、基地局のサ−ビスエリアを最適化するため等の理由により、各基地局におけるアレイアンテナから放射される放射ビ−ムのチルト角を制御している。
図８は、チルト角制御装置を備える従来のアレイアンテナの一例の概略構成を示す図である。図８において、１１〜１８はアンテナ素子、１１はチルト角制御装置、ＰＨ１〜ＰＨ８は可変移相器、Ｔｉｎは入力端子である。
図８に示すアレイアンテナでは、入力端子（Ｔｉｎ）に加えられた励振電力（Ｖｉｎ）は、各可変移相器（ＰＨ１〜ＰＨ８）で位相量が可変され、各アンテナ素子（１１〜１８）に供給される。そして、各可変移相器（ＰＨ１〜ＰＨ８）の可変位相量を調整することにより、チルト角を制御することが可能である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
前述したようなアレイアンテナにおいて、チルト角を制御する一方、使用環境に合わせて垂直面内指向特性におけるサイドローブを抑圧するためには、各アンテナ素子（３１〜３８）に供給される励振電力の位相量ばかりでなく、振幅も調整する必要がある。
このような場合、従来のアレイアンテナでは、減衰器と高周波アンプ回路を使用して、各アンテナ素子（３１〜３８）に供給する励振電力の振幅を調整している。
しかしながら、このようなアレイアンテナでは、高周波アンプ回路用の電源回路が必要となり、コストが高くなるという問題点があり、そのため、能動素子を使用することなく、各アンテナ素子に供給する励振電力の位相量と振幅を可変することができるアレイアンテナが要望されている。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、能動素子を使用することなく、各アンテナ素子に供給する励振電力の位相量と振幅を可変することが可能なアレイアンテナを提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
前述の目的を達成するために、本発明は、ｍを２以上の整数（ｍ≧２）とするとき、２ｍ個のアンテナ素子（あるいは、複数個のアンテナ素子からなるアンテナ素子群）と、前記各アンテナ素子に供給する励振電力の位相と振幅を制御する制御回路とを備えるアレイアンテナであって、前記制御回路は、ｍ段多段に接続された（２ｍ−１）個の基本回路を有し、ｎを１以上ｍ以下の整数（１≦ｎ≦ｍ）とするとき、ｎ段目の基本回路の個数は、２（ｎ−１）個であり、前記基本回路は、１個の入力端子と、第１の出力端子と、第２の出力端子と、前記１個の入力端子から入力される励振電力の位相量を可変し、所定の位相差を有する第１励振電力と第２励振電力を出力する分配可変移相器と、出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有し、前記分配可変移相器から出力される第１励振電力と第２励振電力が、それぞれ第１端子と第４端子に入力されるハイブリッド回路と、前記ハイブリッド回路の第２端子から出力される励振電力の位相量を可変し、前記第１の出力端子から出力する第１の可変移相器と、前記ハイブリッド回路の第３端子から出力される励振電力の位相量を可変し、前記第２の出力端子から出力する第２の可変移相器とを有し、１段目の１個の基本回路の入力端子に入力励振電力が入力され、ｍ段目の２（ｍ−１）個の基本回路の２（ｍ−１）個の第１の出力端子と２（ｍ−１）個の第２の出力端子は、前記２ｍ個のアンテナ素子（あるいは、複数個のアンテナ素子からなるアンテナ素子群）の中の対応するアンテナ素子（あるいは、複数個のアンテナ素子からなるアンテナ素子群）に接続され、ｋを１以上（ｍ−１）以下の整数（１≦ｋ≦ｍ−１）とするとき、ｋ段目の２（ｋ−１）個の基本回路の２（ｋ−１）個の第１の出力端子と２（ｋ−１）個の第２の出力端子は、（ｋ＋１）段目の２ｋ個の基本回路の中の対応する基本回路の入力端子に接続されることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００５】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明のアレイアンテナによれば、能動素子を使用することなく、各アンテナ素子に供給する励振電力の位相量と振幅を可変することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、本発明の実施例のアレイアンテナの概略構成を示す図である。
本実施例のアレイアンテナは、ｍを２以上の整数（ｍ≧２）とするとき、２ｍ個のアンテナ素子で構成されるが、図１では、ｍ＝３の場合について説明する。
図１に示すアレイアンテナは、８（＝２３）個のアンテナ素子（１１〜１８）と、各アンテナ素子（１１〜１８）に供給する励振電力の位相と振幅を制御する制御回路１０とで構成される。
制御回路１０は、３（ｍ＝３）段多段に（または、トーナメント形式で）接続された７（＝２ｍ−１）個の基本回路（３１１，３２１，３２２，３３１〜３３４）を有する。
ここで、ｎを１以上３以下の整数｛１≦ｎ≦３（ｍ＝３）｝とするとき、ｎ段目の基本回路の個数は、２（ｎ−１）個である。
１段目の１個の基本回路（３１１）の入力端子（Ｔｉｎ）に励振電力（Ｖｉｎ）が入力され、３段目の４個の基本回路（３３１〜３３４）の４個の第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）と４個の第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）は、８個のアンテナ素子（１１〜１８）の中の対応するアンテナ素子に接続される。
また、ｋを１以上２（＝ｍ−１）以下の整数（１≦ｋ≦２）とするとき、ｋ段目の２（ｋ−１）個の基本回路（３１１，または、３２１〜３２２）の２（ｋ−１）個の第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）と２（ｋ−１）個の第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）は、（ｋ＋１）段目の２ｋ個の基本回路の中の対応する基本回路の入力端子（Ｔｉｎ）に接続される。
【０００７】
図２は、図１に示す基本回路の構成を説明するための図である。
基本回路３は、１個の入力端子（Ｔｉｎ）と、第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）と、第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）と、分配可変移相器（ＰＨＡ）と、ハイブリッド回路（Ｈ）と、第１の可変移相器（ＰＨＢ）と、第２の可変移相器（ＰＨＣ）とを有する。
分配可変移相器（ＰＨＡ）は、１個の入力端子（Ｔｉｎ）から入力される励振電力（Ｖｉｎ）の位相量を可変し、所定の位相差を有する第１励振電力（ＶＰ１）と第２励振電力（ＶＰ２）を出力する。
なお、この分配可変移相器（ＰＨＡ）としては、例えば、特開２００１−２８４９０１号公報に記載されているもの等が使用可能である。
ハイブリッド回路（Ｈ）は、分配可変移相器（ＰＨＡ）から出力される第１励振電力（ＶＰ１）と第２励振電力（ＶＰ２）が、それぞれ第１端子（Ｔ１）と第４端子（Ｔ４）に入力され、第２端子（Ｔ２）から出力される第３励振電力（ＶＨ１）を第１の可変移相器（ＰＨＢ）に出力し、第３端子（Ｔ３）から出力される第４励振電力（ＶＨ２）を第２の可変移相器（ＰＨＣ）に出力する。
なお、ハイブリッド回路（Ｈ）は、出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有するとともに、振幅がほぼ等しくなるように構成されたハイブリッド回路であれば、任意のハイブリッド回路が使用可能である。
第１の可変移相器（ＰＨＢ）は、ハイブリッド回路（Ｈ）の第２端子（Ｔ２）から出力される第３励振電力（ＶＨ１）の位相量を可変し、第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）から出力する。
第２の可変移相器（ＰＨＣ）は、ハイブリッド回路（Ｈ）の第３端子（Ｔ３）から出力される第４励振電力（ＶＨ２）の位相量を可変し、第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）から出力する。
【０００８】
今、分配可変移相器（ＰＨＡ）から出力される第１励振電力（ＶＰ１）と第２励振電力（ＶＰ２）の位相差をθとするとき、第１励振電力（ＶＰ１）と第２励振電力（ＶＰ２）は、下記（１）式で表される。
［式１］
VP1=ASinωt
VP2=ASin(ωt-θ)
また、ハイブリッド回路（Ｈ）の第２端子（Ｔ２）から出力される第３励振電力（ＶＨ１）と、ハイブリッド回路（Ｈ）の第３端子（Ｔ３）から出力される第４励振電力（ＶＨは、下記（２）式で表される。
［式２］
VH1=ASinωt+ASin{ωt-(θ+π/2)}
=2ACos{(θ+π/2)/2}×Sin{ωt-(θ+π/2 )/2}
VH2=ASin(ωt-π/2)+ASin(ωt-θ)
=2ACos{(θ-π/2)/2}×Sin{ωt-(θ+π/2 )/2}
さらに、第１の可変移相器（ＰＨＢ）における位相可変量をθａ、第２の可変移相器（ＰＨＣ）における位相可変量をθｂとするとき、第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）から出力される励振電力をＶｏｕｔ１、第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）から出力される励振電力をＶｏｕｔ２、下記（３）式で表される。
［式３］
Vout1=2ACos{(θ+π/2)/2}×Sin{ωt-(θ+π/2 )/2-θa}
Vout2=2ACos{(θ-π/2)/2}×Sin{ωt-(θ+π/2 )/2-θb}
【０００９】
図３は、θを、（−π／２）から（π／２）まで変化させたときの、Cos{(θ+π/2)/2}と、Cos{(θ-π/2)/2}の値の変化を示すグラフである。
図３から分かるように、θを、（−π／２）から（π／２）まで変化させたときに、Cos{(θ+π/2)/2}と、Cos{(θ-π/2)/2}はともに、０から１まで連続的に変化する。
したがって、本実施例では、ハイブリッド回路（Ｈ）の第２端子（Ｔ２）から出力されるＶＨ１の第３励振電力と、ハイブリッド回路（Ｈ）の第３端子（Ｔ３）から出力されるＶＨ２の第４励振電力の振幅差として、１：１の等振幅から、０：１あるいは１：０振幅差まで、振幅差を連続的に可変することができる。
さらに、第１の可変移相器（ＰＨＢ）により、θを加味して、ＶＨ１の第３励振電力の位相量を調整することにより、第１の出力端子（Ｔｏｕｔ１）から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力の位相量を所定の値に可変することができる。
同様に、第２の可変移相器（ＰＨＣ）により、θを加味して、ＶＨ２の第４励振電力の位相量を調整することにより、第２の出力端子（Ｔｏｕｔ２）から出力されるＶｏｕｔ２の励振電力の位相量を、所定の値に可変することができる。
【００１０】
例えば、θを０°、θａを（−π／４）、θｂをπ／４とすると、Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２は、下記（４）式のようになり、振幅差が等振幅で、位相差が（π／２）のＶｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の励振電力を得ることができる。
［式４］
Ｖｏｕｔ１＝√２ＡＳｉｎωｔ
Ｖｏｕｔ２＝√２ＡＳｉｎ（ωｔ−π／２）｝
なお、実際の使用にあたっては、まず所望の指向特性を与え、この指向特性から各基本回路３から出力する励振電力の振幅と位相量を計算する。そして、各基本回路３から出力する励振電力の振幅と位相量を実現するために、分配可変移相器（ＰＨＡ）、第１の可変移相器（ＰＨＢ）、および第２の可変移相器（ＰＨＣ）の位相量をコンピュータで計算することにより、所望の指向特性を得ることができる。
なお、分配可変移相器（ＰＨＡ）、第１の可変移相器（ＰＨＢ）、および第２の可変移相器（ＰＨＣ）の位相量は、コンピュータで制御するようにしてもよい。
【００１１】
図４ないし図７は、本実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。図４ないし図７において、アンテナ素子は８個である。
図４は、チルト角が０°で、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差が等振幅の場合の垂直面内指向特性を示す。
図５は、チルト角が５°で、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差が等振幅の場合の垂直面内指向特性を示す。
図６は、チルト角が０°で、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差を変化させた場合の垂直面内指向特性を示す。
図７は、チルト角が５°で、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差を変化させた場合の垂直面内指向特性を示す。
図４と図６、図５と図７を比較することにより、各基本回路３から出力されるＶｏｕｔ１の励振電力と、Ｖｏｕｔ２の励振電力の振幅差を所定の値に変化させることにより、サイドローブが減少していることが分かる。
【００１２】
以上説明したように、本実施例のアレイアンテナによれば、能動素子を使用することなく、各アンテナ素子に供給する励振電力の振幅および位相量を所定の値に調整することが可能である。
その結果として、本実施例のアレイアンテナでは、全体としての垂直面内指向性を、使用環境に合わせて最適化することが可能である。例えば、利得最大設計にしたり、低サイドローブ設計にしたり、チルト角を自由に設定することができる。また、状況に応じ、垂直面内指向性を随時切り替え可能として、その時々、あるいは場所毎の最適な指向特性でアレイアンテナを使用することも可能である。
なお、図１に示す８個のアンテナ素子（１１〜１８）に代えて、複数のアンテナ素子から成る８個のアンテナ素子群を使用することも可能である。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施例のアレイアンテナの概略構成を示す図である。
【図２】図１に示す基本回路の構成を説明するための図である。
【図３】θを、（−π／２）から（π／２）まで変化させたときの、Cos{(θ+π/2)/2}と、Cos{(θ-π/2)/2}の値の変化を示すグラフである。
【図４】本発明の実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。
【図５】本発明の実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。
【図６】本発明の実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。
【図７】本発明の実施例のアレイアンテナの一例の垂直面内指向特性を示す図である。
【図８】チルト角制御装置を備える従来のアレイアンテナの一例の概略構成を示す図である。
【符号の説明】
【００１４】
１１〜１８ アンテナ素子
３，３１１，３２１，３２２，３３１〜３３４ 基本回路
１０ 制御回路
１１ チルト角制御装置
ＰＨＡ 分配可変移相器
ＰＨＢ，ＰＨＣ，ＰＨ１〜ＰＨ８ 可変移相器
Ｈ ハイブリッド回路
Ｔｉｎ 入力端子
Ｔｏｕｔ１，Ｔｏｕｔ２ 出力端子
Ｔ１〜Ｔ４ 端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｍを２以上の整数（ｍ≧２）とするとき、２ｍ個のアンテナ素子と、
前記各アンテナ素子に供給する励振電力の位相と振幅を制御する制御回路とを備えるアレイアンテナであって、
前記制御回路は、ｍ段多段に接続された（２ｍ−１）個の基本回路を有し、
ｎを１以上ｍ以下の整数（１≦ｎ≦ｍ）とするとき、ｎ段目の基本回路の個数は、２（ｎ−１）個であり、
前記基本回路は、１個の入力端子と、
第１の出力端子と、
第２の出力端子と、
前記１個の入力端子から入力される励振電力の位相量を可変し、所定の位相差を有する第１励振電力と第２励振電力を出力する分配可変移相器と、
出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有し、前記分配可変移相器から出力される第１励振電力と第２励振電力が、それぞれ第１端子と第４端子に入力されるハイブリッド回路と、
前記ハイブリッド回路の第２端子から出力される励振電力の位相量を可変し、前記第１の出力端子から出力する第１の可変移相器と、
前記ハイブリッド回路の第３端子から出力される励振電力の位相量を可変し、前記第２の出力端子から出力する第２の可変移相器とを有し、
１段目の１個の基本回路の入力端子に励振電力が入力され、
ｍ段目の２（ｍ−１）個の基本回路の２（ｍ−１）個の第１の出力端子と２（ｍ−１）個の第２の出力端子は、前記２ｍ個のアンテナ素子の中の対応するアンテナ素子に接続され、
ｋを１以上（ｍ−１）以下の整数（１≦ｋ≦ｍ−１）とするとき、ｋ段目の２（ｋ−１）個の基本回路の２（ｋ−１）個の第１の出力端子と２（ｋ−１）個の第２の出力端子は、（ｋ＋１）段目の２ｋ個の基本回路の中の対応する基本回路の入力端子に接続されることを特徴とするアレイアンテナ。
【請求項２】
前記２ｍ個の各アンテナ素子に代えて、複数個のアンテナ素子からなるアンテナ素子群を用いることを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ。
【請求項１】
ｍを２以上の整数（ｍ≧２）とするとき、２ｍ個のアンテナ素子と、
前記各アンテナ素子に供給する励振電力の位相と振幅を制御する制御回路とを備えるアレイアンテナであって、
前記制御回路は、ｍ段多段に接続された（２ｍ−１）個の基本回路を有し、
ｎを１以上ｍ以下の整数（１≦ｎ≦ｍ）とするとき、ｎ段目の基本回路の個数は、２（ｎ−１）個であり、
前記基本回路は、１個の入力端子と、
第１の出力端子と、
第２の出力端子と、
前記１個の入力端子から入力される励振電力の位相量を可変し、所定の位相差を有する第１励振電力と第２励振電力を出力する分配可変移相器と、
出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有し、前記分配可変移相器から出力される第１励振電力と第２励振電力が、それぞれ第１端子と第４端子に入力されるハイブリッド回路と、
前記ハイブリッド回路の第２端子から出力される励振電力の位相量を可変し、前記第１の出力端子から出力する第１の可変移相器と、
前記ハイブリッド回路の第３端子から出力される励振電力の位相量を可変し、前記第２の出力端子から出力する第２の可変移相器とを有し、
１段目の１個の基本回路の入力端子に励振電力が入力され、
ｍ段目の２（ｍ−１）個の基本回路の２（ｍ−１）個の第１の出力端子と２（ｍ−１）個の第２の出力端子は、前記２ｍ個のアンテナ素子の中の対応するアンテナ素子に接続され、
ｋを１以上（ｍ−１）以下の整数（１≦ｋ≦ｍ−１）とするとき、ｋ段目の２（ｋ−１）個の基本回路の２（ｋ−１）個の第１の出力端子と２（ｋ−１）個の第２の出力端子は、（ｋ＋１）段目の２ｋ個の基本回路の中の対応する基本回路の入力端子に接続されることを特徴とするアレイアンテナ。
【請求項２】
前記２ｍ個の各アンテナ素子に代えて、複数個のアンテナ素子からなるアンテナ素子群を用いることを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００７−３１８６００（Ｐ２００７−３１８６００Ａ）
【公開日】平成１９年１２月６日（２００７．１２．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１４７８８６（Ｐ２００６−１４７８８６）
【出願日】平成１８年５月２９日（２００６．５．２９）
【出願人】（０００２３２２８７）日本電業工作株式会社 (71)
【出願人】（３９２０２６６９３）株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ (5,876)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１２月６日（２００７．１２．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年５月２９日（２００６．５．２９）
【出願人】（０００２３２２８７）日本電業工作株式会社 (71)
【出願人】（３９２０２６６９３）株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ (5,876)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]