アーク加工用電源装置
【課題】 倍電圧整流回路において、リップルの小さい回路構成を実現すること。
【解決手段】 三相全波整流回路と三相全波整流回路に並列に設けた平滑コンデンサと、インバータ回路の出力を制御する出力制御回路と、インバータ出力をアークに適した電圧に変換する主変圧器と、変換した出力を整流する２次整流回路とを設けたアーク加工用電源装置において、三相全波整流回路と平滑コンデンサとの間に設けた第１乃至第３の直列回路と、第１の入力端子（Ｕ相）乃至第３の入力端子（Ｗ相）と第１乃至第３の直列回路の間に設けて所定の各相の電位差によって生じる充電電流を各直列回路に供給する充電用スイッチング素子と、三相全波整流回路の直流電圧が所定の基準電圧以下のとき充電制御信号を出力して充電用スイッチング素子を導通し、基準電圧以上のとき充電制御信号の出力を停止する充電制御回路とを、備えたことを特徴とするアーク加工用電源装置である。
【解決手段】 三相全波整流回路と三相全波整流回路に並列に設けた平滑コンデンサと、インバータ回路の出力を制御する出力制御回路と、インバータ出力をアークに適した電圧に変換する主変圧器と、変換した出力を整流する２次整流回路とを設けたアーク加工用電源装置において、三相全波整流回路と平滑コンデンサとの間に設けた第１乃至第３の直列回路と、第１の入力端子（Ｕ相）乃至第３の入力端子（Ｗ相）と第１乃至第３の直列回路の間に設けて所定の各相の電位差によって生じる充電電流を各直列回路に供給する充電用スイッチング素子と、三相全波整流回路の直流電圧が所定の基準電圧以下のとき充電制御信号を出力して充電用スイッチング素子を導通し、基準電圧以上のとき充電制御信号の出力を停止する充電制御回路とを、備えたことを特徴とするアーク加工用電源装置である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流電源が高電圧又はその約半分の低電圧の２系統どちらでも使用可能なアーク加工用電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
アーク加工用電源装置において、三相交流電源が２００Ｖ又は４００Ｖの２系統の電源を共用するために、変圧器の巻数比等を切り換えることによって対応してきた。
【０００３】
図４は、従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図である。同図において、ダイオードＤ１３乃至ダイオードＤ２１は、三相交流電源を直流電圧に三相全波整流する１次整流用のダイオードである。スイッチＳＷ１乃至スイッチＳＷ３は、互いに連動する電圧切換スイッチであり、平滑コンデンサＣ１１及び平滑コンデンサＣ１２は、直流電圧を平滑するコンデンサである。
【０００４】
インバータ回路ＩＮＶは、例えば、図示省略の４つのスイッチング素子でフルブリッジを形成する。主変圧器ＩＮＴは、アーク加工に適した高周波交流電圧に変換して出力し、２次整流回路ＤＲ１は、高周波交流電圧を直流電圧に整流して出力する。
【０００５】
図４に示す、電圧切換スイッチＳＷ１乃至電圧切換スイッチＳＷ３がａ側、例えば２００Ｖ側（低電圧側）にあるときはダイオードＤ１３乃至ダイオードＤ２１とコンデンサＣ８乃至コンデンサＣ１０とによって倍電圧整流回路を形成する。一方、電圧切換スイッチＳＷ１乃至電圧切換スイッチＳＷ３がｂ側、例えば４００Ｖ側（高電圧側）にあるときはダイオードＤ１３乃至スイッチＤ２１によって三相全波整流回路が形成される。
【０００６】
つぎに、図５に示す三相交流電源の入力波形図を用いて動作について説明する。図４に示す、電圧切換スイッチＳＷ１乃至電圧切換スイッチＳＷ３がｂ側、例えば４００Ｖ側（高電圧側）にあるときは、回路は通常の三相全波整流回路となるので説明を省略し、電圧切換スイッチＳＷ１乃至電圧切換スイッチＳＷ３がａ側、２００Ｖ側（低電圧側）にあるときの動作を三相交流電源の各Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電圧波形とともに説明する。
【０００７】
図５に示す、Ｔ１の期間はＵ相の電位が最も高くＶ相の電位が最も低い。従って、ＵＶ間の電圧によってダイオードＤ１４を通してコンデンサＣ８が充電される。このとき、図に示す、出力端子１、２間には入力端子Ｕ、電圧切換スイッチＳＷ３、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ１９、出力端子１、平滑コンデンサＣ１１、平滑コンデンサＣ１２、出力端子２、ダイオードＤ１８、第２の入力端子（Ｖ相）の経路で電圧が印加される。
【０００８】
このとき、ダイオードＤ１３及びダイオードＤ１６はコンデンサＣ１０とＵ相またはＶ相の電位によって逆バイアスされており導通しない。ここでコンデンサＣ１０は、これより先のＴ５の期間に充電され、極性はダイオードＤ１９とダイオードＤ２０との接続点がプラスとなってＵＶ間の電圧と同極性であるので出力端子１、２間にはこれらの和の電圧が印加される。
【０００９】
Ｔ２の期間において、コンデンサＣ８の端子電圧はＵＶ間電圧の波高値まで充電されているので、これ以上充電されることなく、この状態を保持する。一方、出力端子１、２間にはＷ相の電位が最も低くなるために、ダイオードＤ２１を通してＷＵ間電圧とコンデンサＣ１０の端子電圧との和が出力される。
【００１０】
Ｔ３の期間において、Ｖ相の電位が最高、Ｗ相の電位が最低となるのでＶＷ間電圧によってコンデンサＣ９が充電され、同時にコンデンサＣ８の電圧とＶＷ間電圧との和が、出力端子１、２間に出力される。
【００１１】
Ｔ４の期間において、コンデンサＣ９の充電は停止し、コンデンサＣ９の端子電圧とＶＵ間の電圧との和が出力端子１，２間に出力される。
【００１２】
Ｔ５の期間において、ＷＵ間の電圧によってコンデンサＣ１０が充電されるとともにコンデンサＣ９の端子電圧とＷＵ間の電圧との和が出力端子１、２間に出力される。
【００１３】
Ｔ６の期間において、コンデンサＣ１０の充電は停止し、コンデンサＣ９の端子電圧とＷＶ間の電圧との和が出力端子１，２間に出力される。
【００１４】
上述のＴ１からＴ６が繰り返される各期間において、各コンデンサの端子電圧は常に同極性であり、かつ出力端子１側がプラス極性であるので出力端子１、２間には交流電源の線間電圧の２倍の出力電圧が供給されることになる。（例えば、特許文献１）
【００１５】
【特許文献１】特開平５−９６３７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
従来のアーク加工用電源装置では、三相交流電源が２００Ｖ又は４００Ｖの２系統の電源を共用するために、図４に示す電圧切換スイッチＳＷ１乃至ＳＷ３をａ側、例えば２００Ｖ側（低電圧側）のときに、９つのダイオードと３つのコンデンサとによって倍電圧整流回路を形成し、この三相全波整流回路は、三相交流電源の２００Ｖを三相全波整流した脈動を有する直流電圧を２倍に昇圧して出力する。一方、電圧切換スイッチＳＷ１乃至ＳＷ３をｂ側、例えば４００Ｖ側（高電圧側）のときには、９つのダイオードによって三相全波整流回路を形成し、この三相全波整流回路は、三相交流電源の４００Ｖを三相全波整流して出力するようにして、２系統の電源の共用を可能にさせていた。
【００１７】
しかし、従来の倍電圧整流回路において、三相交流電源が４００Ｖ系統のときには、三相全波整流した直流電圧のリップル値に変化がなく、平滑コンデンサの寿命に影響はない。しかし、三相交流電源が２００Ｖ系統のとき、三相全波整流した脈動を有する直流電圧を２倍に昇圧するので、昇圧に応じて直流電圧のリップル値も増加する。このリップル値の増加に伴って平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの寿命が短くなってしまう。通常平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの寿命は、５年〜７年程度であり、溶接機に使用する全部品の中で寿命が一番短く、この平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの寿命が溶接機の寿命となる。よって、三相交流電源が２００Ｖ系統のとき、リップル値の増加に対応して、平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの寿命を延ばすために容量を大きくする必要に迫られるが、容量を大きくすると平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの外寸が大きくなり、溶接機の大形化につながってしまう。
【００１８】
そこで、本発明では、上述した課題を解決することができるアーク加工用電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、第１の入力端子乃至第３の入力端子から入力される三相交流電源を整流し脈動する直流電圧を出力する三相ブリッジダイオードからなる三相全波整流回路と、上記三相全波整流回路に並列に設けて上記脈動する直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、上記インバータ回路の出力を制御する出力制御回路と、アーク加工に適した高周波交流電圧に変換する主変圧器と、上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路とを、設けたアーク加工用電源装置において、第１の昇圧コンデンサ乃至第６の昇圧コンデンサを同一容量とし、上記第１の昇圧コンデンサ及び第２の昇圧コンデンサを直列にして上記三相全波整流回路と上記平滑コンデンサとの間に設けられている第１の直列回路と、上記第３の昇圧コンデンサ及び第４の昇圧コンデンサを直列にして上記三相全波整流回路と上記平滑コンデンサとの間に設けられている第２の直列回路と、上記第５の昇圧コンデンサ及び第６の昇圧コンデンサを直列にして上記三相全波整流回路と上記平滑コンデンサとの間に設けられている第３の直列回路と、上記第１の入力端子と上記第１の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を上記第１の直列回路に供給する第１の充電用スイッチング素子及び第２の充電用スイッチング素子並びに上記第１の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第１の充電用ダイオード及び第２の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第２の充電用ダイオードと、上記第２の入力端子と上記第２の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を上記第２の直列回路に供給する第３の充電用スイッチング素子及び第４の充電用スイッチング素子並びに上記第３の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第３の充電用ダイオード及び第４の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第４の充電用ダイオードと、上記第３の入力端子と上記第３の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を上記第３の直列回路に供給する第５の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子並び上記第５の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第５の充電用ダイオード及び第６の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第６の充電用ダイオードと、上記三相全波整流回路の直流電圧が予め定めた基準電圧値以下のとき、互いに半周期ずらした最大導通比率の同一時間の第１の充電制御信号及び第２の充電制御信号を繰り返し出力し、第１の充電制御信号に応じて上記第１の充電用スイッチング素子、第３の充電用スイッチング素子及び第５の充電用スイッチング素子を導通し、第２の充電制御信号に応じて上記第２の充電用スイッチング素子、第４の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子を導通し、上記直流電圧が上記基準電圧値以上のとき、上記第１の充電制御信号及び第２の充電制御信号の出力を停止して上記第１の充電用スイッチング素子乃至第６の充電用スイッチング素子を遮断する充電制御回路とを、備えたことを特徴とするアーク加工用電源装置である。
【００２０】
第２の発明は、上記充電制御回路は、上記三相交流電源が投入されたときから予め定めた時間後に、上記直流電圧と上記基準電圧とを比較することを、特徴とする請求項１記載のアーク加工用電源装置である。
【発明の効果】
【００２１】
第１の発明によれば、倍電圧昇圧回路は、第１の充電用スイッチング素子乃至第６の充電用スイッチング素子並びに第１の昇圧コンデンサ乃至第６の昇圧コンデンサから形成される。そして、第１の充電用スイッチング素子、第３の充電用スイッチング素子及び第５の充電用スイッチング素子並びに第２の充電用スイッチング素子、第４の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子を予め定めた高周波（例えば、可聴領域以上の２０ｋＨｚ）で交互に導通し、第１の昇圧コンデンサ乃至第６の昇圧コンデンサを高速で充電して三相全波整流回路の直流電圧を倍電圧に昇圧するので、昇圧された直流電圧のリップルは高周波化によってリップル値が大きく減少し、このリップル値の減少によって平滑コンデンサ及び各昇圧コンデンサの寿命が延びる。
【００２２】
第２の発明によれば、充電制御回路は、三相交流電源が投入され、この三相交流電源の整流を開始したときから予め定めた時間が経過したときに、整流された直流電圧と基準電圧とを比較するので、三相交流電源の入力電圧が２００Ｖ又は４００Ｖかを正確に自動判別できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
図１は、本発明の実施形態１に係るアーク加工用電源装置である。同図において、図４に示す従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図と同一符号の構成物は、同一動作を行うので説明は省略し、符号の相違する構成物についてのみ説明する。
【００２４】
図１に示す第１のダイオードＤ１乃至第６のダイオードＤ６は、三相ブリッジダイオードからなる三相全波整流回路を形成する。入力電圧検出回路ＩＶは、三相全波整流された直流電圧を検出して入力電圧検出信号Ｉｖとして出力する。
【００２５】
図１に示す、第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６は同一容量とし、第１の昇圧コンデンサＣ１及び第２の昇圧コンデンサＣ２を直列に設けて第１の直列回路を形成し、第３の昇圧コンデンサＣ３及び第４の昇圧コンデンサＣ４を直列に設けて第２の直列回路を形成し、第５の昇圧コンデンサＣ５及び第６の昇圧コンデンサＣ６を直列に設けて第３の直列回路を形成する。
【００２６】
第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１及び第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２は、第１の入力端子（Ｕ相）と第１の昇圧コンデンサＣ１及び第２の昇圧コンデンサＣ２から形成される第１の直列回路の中点との間に設けると共に、第１の充電用ダイオードＤ７を第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１に対して逆方向に並列に接続し、第２の充電用ダイオードＤ８を第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２に対して逆方向に並列に接続して第１の昇圧コンデンサＣ１及び第２の昇圧コンデンサＣ２に各相の電位差によって生じる電流を充電する。
【００２７】
第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４は、第２の入力端子（Ｖ相）と第３の昇圧コンデンサＣ３及び第４の昇圧コンデンサＣ４から形成される第２の直列回路の中点との間に設けると共に、第３の充電用ダイオードＤ９を第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３に対して逆方向に並列に接続し、第４の充電用ダイオードＤ１０を第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４に対して逆方向に並列に接続して第３の昇圧コンデンサＣ３及び第４の昇圧コンデンサＣ４に各相の電位差によって生じる電流を充電する。
【００２８】
第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６は、第３の入力端子（Ｗ相）と第５の昇圧コンデンサＣ５及び第６の昇圧コンデンサＣ６から形成される第３の直列回路の中点との間に設けると共に、第５の充電用ダイオードＤ１１を第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５に対して逆方向に並列に接続し、第６の充電用ダイオードＤ１２を第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６に対して逆方向に並列に接続して第５の昇圧コンデンサＣ５及び第６の昇圧コンデンサＣ６に各相の電位差によって生じる電流を充電する。
【００２９】
インバータ回路ＩＮＶは、４つのスイッチング素子で形成するフルブリッジ回路を使用しているが、ハーフブリッジ回路又はフォワード回路を使用してもよい。
【００３０】
出力電流検出回路ＩＤは、出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。比較演算回路ＥＲは、出力電流設定信号Ｉｒと出力電流検出信号Ｉｄとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒとして出力する。出力制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するＰＷＭ制御を行ない、比較演算信号Ｅｒの値に応じて、第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅を制御する。
【００３１】
図２は充電制御回路ＣＲの詳細図であり、第１の比較回路ＣＰ１、第２の比較回路ＣＰ２、入力基準設定回路ＶＲ１、基準電圧設定回路ＶＲ２、第１のアンド回路ＡＤ１、第２のアンド回路ＡＤ２、時限回路ＴＩ、反転回路ＩＮ及びスイッチング素子駆動回路ＳＤによって形成されている。そして、上記充電制御回路ＣＲは、入力電圧検出回路ＩＶによって検出された入力電圧検出信号Ｉｖの値が、基準電圧設定回路ＶＲ２によって設定された予め定めた基準電圧設定値Ｖｒ２より小さいときに、三相交流電源が２００Ｖ系統であると判別してスイッチング素子駆動回路ＳＤが動作を開始して、互いに半周期ずらした最大導通比率の同一時間の第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２を出力する。
【００３２】
つぎに、図５に示す三相交流電源の入力波形図を用いて、三相交流電源が２００Ｖ系統のときについて、本発明の昇圧動作について説明する。同図において、Ｔ１の期間はＵ相の電位が最も高くＶ相の電位が最も低い、この期間において電流は第１の入力端子（Ｕ相）から第２の入力端子（Ｖ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第１のダイオードＤ１、第３の昇圧コンデンサＣ３、第４の充電用ダイオードＤ１０及び第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３の経路で電流が流れ上記第３の昇圧コンデンサＣ３を充電する。
【００３３】
また、図５に示すＴ１の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第１の充電用ダイオードＤ７、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第２の昇圧コンデンサＣ２及び第４のダイオードＤ４の経路で電流が流れ上記第２の昇圧コンデンサＣ２を充電する。
【００３４】
図５に示すＴ２の期間は、Ｕ相の電位が最も高くＷ相の電位が最も低い、この期間において電流は第１の入力端子（Ｕ相）から第３の入力端子（Ｗ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第１のダイオードＤ１、第５の昇圧コンデンサＣ５、第６の充電用ダイオードＤ１２及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５の経路で電流が流れ上記第５の昇圧コンデンサＣ５を充電する。
【００３５】
また、図５に示すＴ２の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第１の充電用ダイオードＤ７、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第２の昇圧コンデンサＣ２及び第６のダイオードＤ６の経路で電流が流れ上記第２の昇圧コンデンサＣ２を充電する。
【００３６】
図５に示すＴ３の期間は、Ｖ相の電位が最も高くＷ相の電位が最も低い、この期間において電流は第１の入力端子（Ｖ相）から第３の入力端子（Ｗ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第３のダイオードＤ３、第５の昇圧コンデンサＣ５、第６の充電用ダイオードＤ１２及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５の経路で電流が流れ上記第５の昇圧コンデンサＣ５を充電する。
【００３７】
また、図５に示すＴ３の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第３の充電用ダイオードＤ９、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４、第４の昇圧コンデンサＣ４及び第６のダイオードＤ６の経路で電流が流れ上記第４の昇圧コンデンサＣ４を充電する。
【００３８】
図５に示すＴ４期間は、Ｖ相の電位が最も高くＵ相の電位が最も低い、この期間において電流は第２の入力端子（Ｖ相）から第１の入力端子（Ｕ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第３のダイオードＤ３、第１の昇圧コンデンサＣ１、第２の充電用ダイオードＤ８及び第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１の経路で電流が流れ上記第１の昇圧コンデンサＣ１を充電する。
【００３９】
また、図５に示すＴ４の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第３の充電用ダイオードＤ９、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４、第４の昇圧コンデンサＣ４及び第２のダイオードＤ２の経路で電流が流れ上記第４の昇圧コンデンサＣ４を充電する。
【００４０】
図５に示すＴ５期間は、Ｗ相の電位が最も高くＵ相の電位が最も低い、この期間において電流は第３の入力端子（Ｗ相）から第１の入力端子（Ｕ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第５のダイオードＤ５、第１の昇圧コンデンサＣ１、第２の充電用ダイオードＤ８及び第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１の経路で電流が流れ上記第１の昇圧コンデンサＣ１を充電する。
【００４１】
また、図５に示すＴ５の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第５の充電用ダイオードＤ１１、第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６、第６の昇圧コンデンサＣ６及び第２のダイオードＤ２の経路で電流が流れ上記第６の昇圧コンデンサＣ６を充電する。
【００４２】
図５に示すＴ６期間は、Ｗ相の電位が最も高くＶ相の電位が最も低い、この期間において電流は第３の入力端子（Ｗ相）から第２の入力端子（Ｖ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第５のダイオードＤ５、第３の昇圧コンデンサＣ３、第４の充電用ダイオードＤ１０及び第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３の経路で電流が流れ上記第３の昇圧コンデンサＣ３を充電する。
【００４３】
また、図５に示すＴ６の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第５の充電用ダイオードＤ１１、第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６、第６の昇圧コンデンサＣ６及び第４のダイオードＤ４の経路で電流が流れ上記第６の昇圧コンデンサＣ６を充電する。
【００４４】
上述より、第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６は充電され、インバータ回路ＩＮＶの入力電圧は、昇圧された電圧（例えば、２００Ｖ→４００Ｖ）が入力される。このとき、第１の充電用スイッチング素子、第３の充電用スイッチング素子及び第５の充電用スイッチング素子並びに第２の充電用スイッチング素子、第４の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子を所定の高周波（例えば、数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚ）で交互に導通し、第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６を高周波で充電し所定の電圧に昇圧するために、昇圧された直流電圧のリップル値は高周波化によって減少する。そして、充電用スイッチング素子のスイッチング周波数を、数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚとしているが、可聴領域及び充電用スイッチング素子の損失を考慮して２０ｋＨｚ程度が望ましい。また、平滑コンデンサＣ７の容量と第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６の各容量の合計を同一にして、平滑コンデンサＣ７を削除し第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６を平滑コンデンサＣ７の替わりに使用してもよい。
【００４５】
「実施の形態２」
図３は、本発明の実施の形態２の動作を説明する波形図である。図３（Ａ）の波形は入力電圧検出信号Ｉｖを示し、図３（Ｂ）の波形は図２に示す第１の比較信号Ｃｐ１を示し、図３（Ｃ）の波形は図２に示すアンド信号Ａｄ２を示し、図３（Ｄ）の波形は第１の充電制御信号Ｔｃ１を示し、図３（Ｅ）の波形は第２の充電制御信号Ｔｃ２を示す。
【００４６】
つぎに、三相交流用電源が２００Ｖ系統のときについての動作について説明する。
図示省略のマグネットスイッチ等をオンすると、三相交流電源は三相全波整流回路に入力されると三相交流電源を整流し脈動する直流電圧に変換して出力する。入力電圧検出回路ＩＶは、脈動する直流電圧を検出して図３（Ａ）に示す入力電圧検出信号Ｉｖとして出力する。
【００４７】
図３に示す時刻ｔ＝ｔ１において、図２に示す第１の比較回路ＣＰ１は、入力基準設定回路ＶＲ１によって設定した入力基準値Ｖｒ１と入力電圧検出信号Ｉｖとを比較し、入力電圧検出信号Ｉｖが入力基準値Ｖｒ１より大きくなったとき、図３（Ｂ）に示す第１の比較信号Ｃｐ１をＨｉｇｈレベルにする。時限回路ＴＩは、第１の比較信号Ｃｐ１がＨｉｇｈレベルになると時限を開始し、第１のアンド回路ＡＤ１は第１の比較信号Ｃｐ１と時限信号Ｔｉとのアンド論理を行って、時刻ｔ＝ｔ２のときに、第１のアンド信号Ａｄ１をＨｉｇｈレベルにして出力する。
【００４８】
図２に示す第２の比較回路ＣＰ２は、基準電圧設定回路ＶＲ２によって設定した基準電圧値Ｖｒ２と入力電圧検出信号Ｉｖとを比較し、入力電圧検出信号Ｉｖが基準電圧値Ｖｒ２より小さいときに、第２の比較信号Ｃｐ２がＬｏｗレベルになり、反転回路ＩＮによってＨｉｇｈレベルにして第２のアンド回路ＡＮＤ２に入力する。
【００４９】
時刻ｔ＝ｔ２において、第２のアンド回路は、入力信号である第１のアンド信号Ａｄ１はＨｉｇｈレベル、反転信号ＩｎもＨｉｇｈレベルであるので第２のアンド信号Ａｄ２はＨｉｇｈレベルになる。スイッチング素子駆動回路ＳＤは、第２のアンド信号Ａｄ２がＨｉｇｈレベルになると三相交流電源が２００Ｖ系であると判別して、図３（Ｄ）及び（Ｅ）に示す互いに半周期ずれて繰り返す第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２を出力する。このとき、第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２の出力周波数は、三相交流電源周波数の６倍（例えば、３６０Ｈｚ）以上の２０ｋＨｚの高周波に設定してある。
【００５０】
時刻ｔ＝ｔ２において、図３（Ｄ）に示す第１の充電制御信号Ｔｃ１がＨｉｇｈレベルになると、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５は導通し、時刻ｔ＝ｔ３において遮断する。
【００５１】
時刻ｔ＝ｔ４において、図３（Ｅ）に示す第２の充電制御信号Ｔｃ２がＨｉｇｈレベルになると、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６は導通し、時刻ｔ＝ｔ５において遮断する。
【００５２】
つぎに、三相交流用電源が４００Ｖ系統のときについての動作について説明する。
図２に示す第２の比較回路ＣＰ２は、基準電圧設定回路ＶＲ２によって設定した基準電圧値Ｖｒ２と入力電圧検出信号Ｉｖとを比較し入力電圧検出信号Ｉｖが基準電圧値Ｖｒ２より大きいときに、第２の比較信号Ｃｐ２がＨｉｇｈレベルになり、反転回路ＩＮによってＬｏｗレベルにして第２のアンド回路ＡＮＤ２に入力する。
【００５３】
図３に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第２のアンド回路ＡＮＤ２は、第１のアンド信号Ａｄ１のＨｉｇｈレベルと反転信号ＩｎのＬｏｗレベルとのアンド論理を行って第２のアンド信号Ａｄ２をＬｏｗレベルにする。スイッチング素子駆動回路ＳＤは、第２のアンド信号Ａｄ２がＬｏｗレベルになると三相交流電源が４００Ｖ系であると判別して、第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２の出力を停止する。
【００５４】
充電制御回路ＣＲは、第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２の出力を停止して、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１乃至第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６を遮断する。このとき三相全波整流回路は４００Ｖの三相交流電源を三相全波整流し脈動する直流電圧にし、この直流電圧を平滑コンデンサＣ７によって平滑してインバータ回路ＩＮＶに出力する。上述の充電制御回路ＣＲによって、三相交流用電源が２００Ｖ系統又は４００Ｖ系統のどちらであるか精度良く判別できる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図２】図１に示す充電制御回路ＣＲの詳細図である。
【図３】本発明の実施の形態２の動作を説明する波形図である。
【図４】従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図５】三相交流電源の入力波形図である。
【符号の説明】
【００５６】
ＡＤ１ 第１のアンド回路
ＡＤ２ 第１のアンド回路
Ｃ１ 第１の昇圧コンデンサ
Ｃ２ 第２の昇圧コンデンサ
Ｃ３ 第３の昇圧コンデンサ
Ｃ４ 第４の昇圧コンデンサ
Ｃ５ 第５の昇圧コンデンサ
Ｃ６ 第６の昇圧コンデンサ
Ｃ７ 平滑コンデンサ
Ｃ８ コンデンサ
Ｃ９ コンデンサ
Ｃ１０ コンデンサ
Ｃ１１ 平滑コンデンサ
Ｃ１２ 平滑コンデンサ
ＣＲ 充電制御回路
ＣＰ１ 第１の比較回路
ＣＰ２ 第２の比較回路
Ｄ１ 第１のダイオード
Ｄ２ 第２のダイオード
Ｄ３ 第３のダイオード
Ｄ４ 第４のダイオード
Ｄ５ 第５のダイオード
Ｄ６ 第６のダイオード
Ｄ７ 第１の充電用ダイオード
Ｄ８ 第２の充電用ダイオード
Ｄ９ 第３の充電用ダイオード
Ｄ１０ 第４の充電用ダイオード
Ｄ１１ 第５の充電用ダイオード
Ｄ１２ 第６の充電用ダイオード
Ｄ１３ ダイオード
Ｄ１４ ダイオード
Ｄ１５ ダイオード
Ｄ１６ ダイオード
Ｄ１７ ダイオード
Ｄ１８ ダイオード
Ｄ１９ ダイオード
Ｄ２０ ダイオード
Ｄ２１ ダイオード
ＤＣＬ 直流リアクトル
ＤＲ１ ２次整流回路
ＥＲ 比較演算回路
Ｅｒ 比較演算信号
ＩＤ 出力電流検出回路
Ｉｄ 出力電流検出信号
ＩＮ 反転回路
Ｉｎ 反転信号
ＩＲ 出力電流設定回路
Ｉｒ 出力電流設定信号
ＩＶ 入力電圧検出回路
Ｉｖ 入力電圧検出信号
ＩＮＶ インバータ回路
ＩＮＴ 主変圧器
Ｍ 被加工物
ＳＣ 出力制御回路
ＳＤ スイッチング素子駆動回路
Ｓｃ１ 第１の出力制御信号
Ｓｃ２ 第２の出力制御信号
ＳＷ１ 電圧切換スイッチ
ＳＷ２ 電圧切換スイッチ
ＳＷ３ 電圧切換スイッチ
ＴＨ トーチ
ＴＩ 時限回路
Ｔｃ１ 第１の充電制御信号
Ｔｃ２ 第２の充電制御信号
ＴＲ１ 第１の充電用スイッチング素子
ＴＲ２ 第２の充電用スイッチング素子
ＴＲ３ 第３の充電用スイッチング素子
ＴＲ４ 第４の充電用スイッチング素子
ＴＲ５ 第５の充電用スイッチング素子
ＴＲ６ 第６の充電用スイッチング素子
ＶＲ１ 入力基準設定回路
Ｖｒ１ 入力基準設定信号（入力基準値）
ＶＲ２ 基準電圧設定回路
Ｖｒ２ 基準電圧設定信号（基準電圧値）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流電源が高電圧又はその約半分の低電圧の２系統どちらでも使用可能なアーク加工用電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
アーク加工用電源装置において、三相交流電源が２００Ｖ又は４００Ｖの２系統の電源を共用するために、変圧器の巻数比等を切り換えることによって対応してきた。
【０００３】
図４は、従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図である。同図において、ダイオードＤ１３乃至ダイオードＤ２１は、三相交流電源を直流電圧に三相全波整流する１次整流用のダイオードである。スイッチＳＷ１乃至スイッチＳＷ３は、互いに連動する電圧切換スイッチであり、平滑コンデンサＣ１１及び平滑コンデンサＣ１２は、直流電圧を平滑するコンデンサである。
【０００４】
インバータ回路ＩＮＶは、例えば、図示省略の４つのスイッチング素子でフルブリッジを形成する。主変圧器ＩＮＴは、アーク加工に適した高周波交流電圧に変換して出力し、２次整流回路ＤＲ１は、高周波交流電圧を直流電圧に整流して出力する。
【０００５】
図４に示す、電圧切換スイッチＳＷ１乃至電圧切換スイッチＳＷ３がａ側、例えば２００Ｖ側（低電圧側）にあるときはダイオードＤ１３乃至ダイオードＤ２１とコンデンサＣ８乃至コンデンサＣ１０とによって倍電圧整流回路を形成する。一方、電圧切換スイッチＳＷ１乃至電圧切換スイッチＳＷ３がｂ側、例えば４００Ｖ側（高電圧側）にあるときはダイオードＤ１３乃至スイッチＤ２１によって三相全波整流回路が形成される。
【０００６】
つぎに、図５に示す三相交流電源の入力波形図を用いて動作について説明する。図４に示す、電圧切換スイッチＳＷ１乃至電圧切換スイッチＳＷ３がｂ側、例えば４００Ｖ側（高電圧側）にあるときは、回路は通常の三相全波整流回路となるので説明を省略し、電圧切換スイッチＳＷ１乃至電圧切換スイッチＳＷ３がａ側、２００Ｖ側（低電圧側）にあるときの動作を三相交流電源の各Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電圧波形とともに説明する。
【０００７】
図５に示す、Ｔ１の期間はＵ相の電位が最も高くＶ相の電位が最も低い。従って、ＵＶ間の電圧によってダイオードＤ１４を通してコンデンサＣ８が充電される。このとき、図に示す、出力端子１、２間には入力端子Ｕ、電圧切換スイッチＳＷ３、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ１９、出力端子１、平滑コンデンサＣ１１、平滑コンデンサＣ１２、出力端子２、ダイオードＤ１８、第２の入力端子（Ｖ相）の経路で電圧が印加される。
【０００８】
このとき、ダイオードＤ１３及びダイオードＤ１６はコンデンサＣ１０とＵ相またはＶ相の電位によって逆バイアスされており導通しない。ここでコンデンサＣ１０は、これより先のＴ５の期間に充電され、極性はダイオードＤ１９とダイオードＤ２０との接続点がプラスとなってＵＶ間の電圧と同極性であるので出力端子１、２間にはこれらの和の電圧が印加される。
【０００９】
Ｔ２の期間において、コンデンサＣ８の端子電圧はＵＶ間電圧の波高値まで充電されているので、これ以上充電されることなく、この状態を保持する。一方、出力端子１、２間にはＷ相の電位が最も低くなるために、ダイオードＤ２１を通してＷＵ間電圧とコンデンサＣ１０の端子電圧との和が出力される。
【００１０】
Ｔ３の期間において、Ｖ相の電位が最高、Ｗ相の電位が最低となるのでＶＷ間電圧によってコンデンサＣ９が充電され、同時にコンデンサＣ８の電圧とＶＷ間電圧との和が、出力端子１、２間に出力される。
【００１１】
Ｔ４の期間において、コンデンサＣ９の充電は停止し、コンデンサＣ９の端子電圧とＶＵ間の電圧との和が出力端子１，２間に出力される。
【００１２】
Ｔ５の期間において、ＷＵ間の電圧によってコンデンサＣ１０が充電されるとともにコンデンサＣ９の端子電圧とＷＵ間の電圧との和が出力端子１、２間に出力される。
【００１３】
Ｔ６の期間において、コンデンサＣ１０の充電は停止し、コンデンサＣ９の端子電圧とＷＶ間の電圧との和が出力端子１，２間に出力される。
【００１４】
上述のＴ１からＴ６が繰り返される各期間において、各コンデンサの端子電圧は常に同極性であり、かつ出力端子１側がプラス極性であるので出力端子１、２間には交流電源の線間電圧の２倍の出力電圧が供給されることになる。（例えば、特許文献１）
【００１５】
【特許文献１】特開平５−９６３７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
従来のアーク加工用電源装置では、三相交流電源が２００Ｖ又は４００Ｖの２系統の電源を共用するために、図４に示す電圧切換スイッチＳＷ１乃至ＳＷ３をａ側、例えば２００Ｖ側（低電圧側）のときに、９つのダイオードと３つのコンデンサとによって倍電圧整流回路を形成し、この三相全波整流回路は、三相交流電源の２００Ｖを三相全波整流した脈動を有する直流電圧を２倍に昇圧して出力する。一方、電圧切換スイッチＳＷ１乃至ＳＷ３をｂ側、例えば４００Ｖ側（高電圧側）のときには、９つのダイオードによって三相全波整流回路を形成し、この三相全波整流回路は、三相交流電源の４００Ｖを三相全波整流して出力するようにして、２系統の電源の共用を可能にさせていた。
【００１７】
しかし、従来の倍電圧整流回路において、三相交流電源が４００Ｖ系統のときには、三相全波整流した直流電圧のリップル値に変化がなく、平滑コンデンサの寿命に影響はない。しかし、三相交流電源が２００Ｖ系統のとき、三相全波整流した脈動を有する直流電圧を２倍に昇圧するので、昇圧に応じて直流電圧のリップル値も増加する。このリップル値の増加に伴って平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの寿命が短くなってしまう。通常平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの寿命は、５年〜７年程度であり、溶接機に使用する全部品の中で寿命が一番短く、この平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの寿命が溶接機の寿命となる。よって、三相交流電源が２００Ｖ系統のとき、リップル値の増加に対応して、平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの寿命を延ばすために容量を大きくする必要に迫られるが、容量を大きくすると平滑コンデンサ及び昇圧コンデンサの外寸が大きくなり、溶接機の大形化につながってしまう。
【００１８】
そこで、本発明では、上述した課題を解決することができるアーク加工用電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、第１の入力端子乃至第３の入力端子から入力される三相交流電源を整流し脈動する直流電圧を出力する三相ブリッジダイオードからなる三相全波整流回路と、上記三相全波整流回路に並列に設けて上記脈動する直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、上記インバータ回路の出力を制御する出力制御回路と、アーク加工に適した高周波交流電圧に変換する主変圧器と、上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路とを、設けたアーク加工用電源装置において、第１の昇圧コンデンサ乃至第６の昇圧コンデンサを同一容量とし、上記第１の昇圧コンデンサ及び第２の昇圧コンデンサを直列にして上記三相全波整流回路と上記平滑コンデンサとの間に設けられている第１の直列回路と、上記第３の昇圧コンデンサ及び第４の昇圧コンデンサを直列にして上記三相全波整流回路と上記平滑コンデンサとの間に設けられている第２の直列回路と、上記第５の昇圧コンデンサ及び第６の昇圧コンデンサを直列にして上記三相全波整流回路と上記平滑コンデンサとの間に設けられている第３の直列回路と、上記第１の入力端子と上記第１の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を上記第１の直列回路に供給する第１の充電用スイッチング素子及び第２の充電用スイッチング素子並びに上記第１の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第１の充電用ダイオード及び第２の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第２の充電用ダイオードと、上記第２の入力端子と上記第２の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を上記第２の直列回路に供給する第３の充電用スイッチング素子及び第４の充電用スイッチング素子並びに上記第３の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第３の充電用ダイオード及び第４の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第４の充電用ダイオードと、上記第３の入力端子と上記第３の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を上記第３の直列回路に供給する第５の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子並び上記第５の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第５の充電用ダイオード及び第６の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第６の充電用ダイオードと、上記三相全波整流回路の直流電圧が予め定めた基準電圧値以下のとき、互いに半周期ずらした最大導通比率の同一時間の第１の充電制御信号及び第２の充電制御信号を繰り返し出力し、第１の充電制御信号に応じて上記第１の充電用スイッチング素子、第３の充電用スイッチング素子及び第５の充電用スイッチング素子を導通し、第２の充電制御信号に応じて上記第２の充電用スイッチング素子、第４の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子を導通し、上記直流電圧が上記基準電圧値以上のとき、上記第１の充電制御信号及び第２の充電制御信号の出力を停止して上記第１の充電用スイッチング素子乃至第６の充電用スイッチング素子を遮断する充電制御回路とを、備えたことを特徴とするアーク加工用電源装置である。
【００２０】
第２の発明は、上記充電制御回路は、上記三相交流電源が投入されたときから予め定めた時間後に、上記直流電圧と上記基準電圧とを比較することを、特徴とする請求項１記載のアーク加工用電源装置である。
【発明の効果】
【００２１】
第１の発明によれば、倍電圧昇圧回路は、第１の充電用スイッチング素子乃至第６の充電用スイッチング素子並びに第１の昇圧コンデンサ乃至第６の昇圧コンデンサから形成される。そして、第１の充電用スイッチング素子、第３の充電用スイッチング素子及び第５の充電用スイッチング素子並びに第２の充電用スイッチング素子、第４の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子を予め定めた高周波（例えば、可聴領域以上の２０ｋＨｚ）で交互に導通し、第１の昇圧コンデンサ乃至第６の昇圧コンデンサを高速で充電して三相全波整流回路の直流電圧を倍電圧に昇圧するので、昇圧された直流電圧のリップルは高周波化によってリップル値が大きく減少し、このリップル値の減少によって平滑コンデンサ及び各昇圧コンデンサの寿命が延びる。
【００２２】
第２の発明によれば、充電制御回路は、三相交流電源が投入され、この三相交流電源の整流を開始したときから予め定めた時間が経過したときに、整流された直流電圧と基準電圧とを比較するので、三相交流電源の入力電圧が２００Ｖ又は４００Ｖかを正確に自動判別できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
図１は、本発明の実施形態１に係るアーク加工用電源装置である。同図において、図４に示す従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図と同一符号の構成物は、同一動作を行うので説明は省略し、符号の相違する構成物についてのみ説明する。
【００２４】
図１に示す第１のダイオードＤ１乃至第６のダイオードＤ６は、三相ブリッジダイオードからなる三相全波整流回路を形成する。入力電圧検出回路ＩＶは、三相全波整流された直流電圧を検出して入力電圧検出信号Ｉｖとして出力する。
【００２５】
図１に示す、第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６は同一容量とし、第１の昇圧コンデンサＣ１及び第２の昇圧コンデンサＣ２を直列に設けて第１の直列回路を形成し、第３の昇圧コンデンサＣ３及び第４の昇圧コンデンサＣ４を直列に設けて第２の直列回路を形成し、第５の昇圧コンデンサＣ５及び第６の昇圧コンデンサＣ６を直列に設けて第３の直列回路を形成する。
【００２６】
第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１及び第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２は、第１の入力端子（Ｕ相）と第１の昇圧コンデンサＣ１及び第２の昇圧コンデンサＣ２から形成される第１の直列回路の中点との間に設けると共に、第１の充電用ダイオードＤ７を第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１に対して逆方向に並列に接続し、第２の充電用ダイオードＤ８を第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２に対して逆方向に並列に接続して第１の昇圧コンデンサＣ１及び第２の昇圧コンデンサＣ２に各相の電位差によって生じる電流を充電する。
【００２７】
第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４は、第２の入力端子（Ｖ相）と第３の昇圧コンデンサＣ３及び第４の昇圧コンデンサＣ４から形成される第２の直列回路の中点との間に設けると共に、第３の充電用ダイオードＤ９を第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３に対して逆方向に並列に接続し、第４の充電用ダイオードＤ１０を第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４に対して逆方向に並列に接続して第３の昇圧コンデンサＣ３及び第４の昇圧コンデンサＣ４に各相の電位差によって生じる電流を充電する。
【００２８】
第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６は、第３の入力端子（Ｗ相）と第５の昇圧コンデンサＣ５及び第６の昇圧コンデンサＣ６から形成される第３の直列回路の中点との間に設けると共に、第５の充電用ダイオードＤ１１を第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５に対して逆方向に並列に接続し、第６の充電用ダイオードＤ１２を第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６に対して逆方向に並列に接続して第５の昇圧コンデンサＣ５及び第６の昇圧コンデンサＣ６に各相の電位差によって生じる電流を充電する。
【００２９】
インバータ回路ＩＮＶは、４つのスイッチング素子で形成するフルブリッジ回路を使用しているが、ハーフブリッジ回路又はフォワード回路を使用してもよい。
【００３０】
出力電流検出回路ＩＤは、出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。比較演算回路ＥＲは、出力電流設定信号Ｉｒと出力電流検出信号Ｉｄとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒとして出力する。出力制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するＰＷＭ制御を行ない、比較演算信号Ｅｒの値に応じて、第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅を制御する。
【００３１】
図２は充電制御回路ＣＲの詳細図であり、第１の比較回路ＣＰ１、第２の比較回路ＣＰ２、入力基準設定回路ＶＲ１、基準電圧設定回路ＶＲ２、第１のアンド回路ＡＤ１、第２のアンド回路ＡＤ２、時限回路ＴＩ、反転回路ＩＮ及びスイッチング素子駆動回路ＳＤによって形成されている。そして、上記充電制御回路ＣＲは、入力電圧検出回路ＩＶによって検出された入力電圧検出信号Ｉｖの値が、基準電圧設定回路ＶＲ２によって設定された予め定めた基準電圧設定値Ｖｒ２より小さいときに、三相交流電源が２００Ｖ系統であると判別してスイッチング素子駆動回路ＳＤが動作を開始して、互いに半周期ずらした最大導通比率の同一時間の第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２を出力する。
【００３２】
つぎに、図５に示す三相交流電源の入力波形図を用いて、三相交流電源が２００Ｖ系統のときについて、本発明の昇圧動作について説明する。同図において、Ｔ１の期間はＵ相の電位が最も高くＶ相の電位が最も低い、この期間において電流は第１の入力端子（Ｕ相）から第２の入力端子（Ｖ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第１のダイオードＤ１、第３の昇圧コンデンサＣ３、第４の充電用ダイオードＤ１０及び第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３の経路で電流が流れ上記第３の昇圧コンデンサＣ３を充電する。
【００３３】
また、図５に示すＴ１の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第１の充電用ダイオードＤ７、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第２の昇圧コンデンサＣ２及び第４のダイオードＤ４の経路で電流が流れ上記第２の昇圧コンデンサＣ２を充電する。
【００３４】
図５に示すＴ２の期間は、Ｕ相の電位が最も高くＷ相の電位が最も低い、この期間において電流は第１の入力端子（Ｕ相）から第３の入力端子（Ｗ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第１のダイオードＤ１、第５の昇圧コンデンサＣ５、第６の充電用ダイオードＤ１２及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５の経路で電流が流れ上記第５の昇圧コンデンサＣ５を充電する。
【００３５】
また、図５に示すＴ２の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第１の充電用ダイオードＤ７、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第２の昇圧コンデンサＣ２及び第６のダイオードＤ６の経路で電流が流れ上記第２の昇圧コンデンサＣ２を充電する。
【００３６】
図５に示すＴ３の期間は、Ｖ相の電位が最も高くＷ相の電位が最も低い、この期間において電流は第１の入力端子（Ｖ相）から第３の入力端子（Ｗ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第３のダイオードＤ３、第５の昇圧コンデンサＣ５、第６の充電用ダイオードＤ１２及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５の経路で電流が流れ上記第５の昇圧コンデンサＣ５を充電する。
【００３７】
また、図５に示すＴ３の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第３の充電用ダイオードＤ９、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４、第４の昇圧コンデンサＣ４及び第６のダイオードＤ６の経路で電流が流れ上記第４の昇圧コンデンサＣ４を充電する。
【００３８】
図５に示すＴ４期間は、Ｖ相の電位が最も高くＵ相の電位が最も低い、この期間において電流は第２の入力端子（Ｖ相）から第１の入力端子（Ｕ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第３のダイオードＤ３、第１の昇圧コンデンサＣ１、第２の充電用ダイオードＤ８及び第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１の経路で電流が流れ上記第１の昇圧コンデンサＣ１を充電する。
【００３９】
また、図５に示すＴ４の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第３の充電用ダイオードＤ９、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４、第４の昇圧コンデンサＣ４及び第２のダイオードＤ２の経路で電流が流れ上記第４の昇圧コンデンサＣ４を充電する。
【００４０】
図５に示すＴ５期間は、Ｗ相の電位が最も高くＵ相の電位が最も低い、この期間において電流は第３の入力端子（Ｗ相）から第１の入力端子（Ｕ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第５のダイオードＤ５、第１の昇圧コンデンサＣ１、第２の充電用ダイオードＤ８及び第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１の経路で電流が流れ上記第１の昇圧コンデンサＣ１を充電する。
【００４１】
また、図５に示すＴ５の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第５の充電用ダイオードＤ１１、第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６、第６の昇圧コンデンサＣ６及び第２のダイオードＤ２の経路で電流が流れ上記第６の昇圧コンデンサＣ６を充電する。
【００４２】
図５に示すＴ６期間は、Ｗ相の電位が最も高くＶ相の電位が最も低い、この期間において電流は第３の入力端子（Ｗ相）から第２の入力端子（Ｖ相）に流れる。このとき、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５が導通すると、第５のダイオードＤ５、第３の昇圧コンデンサＣ３、第４の充電用ダイオードＤ１０及び第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３の経路で電流が流れ上記第３の昇圧コンデンサＣ３を充電する。
【００４３】
また、図５に示すＴ６の期間において、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６が導通すると、第５の充電用ダイオードＤ１１、第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６、第６の昇圧コンデンサＣ６及び第４のダイオードＤ４の経路で電流が流れ上記第６の昇圧コンデンサＣ６を充電する。
【００４４】
上述より、第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６は充電され、インバータ回路ＩＮＶの入力電圧は、昇圧された電圧（例えば、２００Ｖ→４００Ｖ）が入力される。このとき、第１の充電用スイッチング素子、第３の充電用スイッチング素子及び第５の充電用スイッチング素子並びに第２の充電用スイッチング素子、第４の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子を所定の高周波（例えば、数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚ）で交互に導通し、第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６を高周波で充電し所定の電圧に昇圧するために、昇圧された直流電圧のリップル値は高周波化によって減少する。そして、充電用スイッチング素子のスイッチング周波数を、数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚとしているが、可聴領域及び充電用スイッチング素子の損失を考慮して２０ｋＨｚ程度が望ましい。また、平滑コンデンサＣ７の容量と第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６の各容量の合計を同一にして、平滑コンデンサＣ７を削除し第１の昇圧コンデンサＣ１乃至第６の昇圧コンデンサＣ６を平滑コンデンサＣ７の替わりに使用してもよい。
【００４５】
「実施の形態２」
図３は、本発明の実施の形態２の動作を説明する波形図である。図３（Ａ）の波形は入力電圧検出信号Ｉｖを示し、図３（Ｂ）の波形は図２に示す第１の比較信号Ｃｐ１を示し、図３（Ｃ）の波形は図２に示すアンド信号Ａｄ２を示し、図３（Ｄ）の波形は第１の充電制御信号Ｔｃ１を示し、図３（Ｅ）の波形は第２の充電制御信号Ｔｃ２を示す。
【００４６】
つぎに、三相交流用電源が２００Ｖ系統のときについての動作について説明する。
図示省略のマグネットスイッチ等をオンすると、三相交流電源は三相全波整流回路に入力されると三相交流電源を整流し脈動する直流電圧に変換して出力する。入力電圧検出回路ＩＶは、脈動する直流電圧を検出して図３（Ａ）に示す入力電圧検出信号Ｉｖとして出力する。
【００４７】
図３に示す時刻ｔ＝ｔ１において、図２に示す第１の比較回路ＣＰ１は、入力基準設定回路ＶＲ１によって設定した入力基準値Ｖｒ１と入力電圧検出信号Ｉｖとを比較し、入力電圧検出信号Ｉｖが入力基準値Ｖｒ１より大きくなったとき、図３（Ｂ）に示す第１の比較信号Ｃｐ１をＨｉｇｈレベルにする。時限回路ＴＩは、第１の比較信号Ｃｐ１がＨｉｇｈレベルになると時限を開始し、第１のアンド回路ＡＤ１は第１の比較信号Ｃｐ１と時限信号Ｔｉとのアンド論理を行って、時刻ｔ＝ｔ２のときに、第１のアンド信号Ａｄ１をＨｉｇｈレベルにして出力する。
【００４８】
図２に示す第２の比較回路ＣＰ２は、基準電圧設定回路ＶＲ２によって設定した基準電圧値Ｖｒ２と入力電圧検出信号Ｉｖとを比較し、入力電圧検出信号Ｉｖが基準電圧値Ｖｒ２より小さいときに、第２の比較信号Ｃｐ２がＬｏｗレベルになり、反転回路ＩＮによってＨｉｇｈレベルにして第２のアンド回路ＡＮＤ２に入力する。
【００４９】
時刻ｔ＝ｔ２において、第２のアンド回路は、入力信号である第１のアンド信号Ａｄ１はＨｉｇｈレベル、反転信号ＩｎもＨｉｇｈレベルであるので第２のアンド信号Ａｄ２はＨｉｇｈレベルになる。スイッチング素子駆動回路ＳＤは、第２のアンド信号Ａｄ２がＨｉｇｈレベルになると三相交流電源が２００Ｖ系であると判別して、図３（Ｄ）及び（Ｅ）に示す互いに半周期ずれて繰り返す第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２を出力する。このとき、第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２の出力周波数は、三相交流電源周波数の６倍（例えば、３６０Ｈｚ）以上の２０ｋＨｚの高周波に設定してある。
【００５０】
時刻ｔ＝ｔ２において、図３（Ｄ）に示す第１の充電制御信号Ｔｃ１がＨｉｇｈレベルになると、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１、第３の充電用スイッチング素子ＴＲ３及び第５の充電用スイッチング素子ＴＲ５は導通し、時刻ｔ＝ｔ３において遮断する。
【００５１】
時刻ｔ＝ｔ４において、図３（Ｅ）に示す第２の充電制御信号Ｔｃ２がＨｉｇｈレベルになると、第２の充電用スイッチング素子ＴＲ２、第４の充電用スイッチング素子ＴＲ４及び第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６は導通し、時刻ｔ＝ｔ５において遮断する。
【００５２】
つぎに、三相交流用電源が４００Ｖ系統のときについての動作について説明する。
図２に示す第２の比較回路ＣＰ２は、基準電圧設定回路ＶＲ２によって設定した基準電圧値Ｖｒ２と入力電圧検出信号Ｉｖとを比較し入力電圧検出信号Ｉｖが基準電圧値Ｖｒ２より大きいときに、第２の比較信号Ｃｐ２がＨｉｇｈレベルになり、反転回路ＩＮによってＬｏｗレベルにして第２のアンド回路ＡＮＤ２に入力する。
【００５３】
図３に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第２のアンド回路ＡＮＤ２は、第１のアンド信号Ａｄ１のＨｉｇｈレベルと反転信号ＩｎのＬｏｗレベルとのアンド論理を行って第２のアンド信号Ａｄ２をＬｏｗレベルにする。スイッチング素子駆動回路ＳＤは、第２のアンド信号Ａｄ２がＬｏｗレベルになると三相交流電源が４００Ｖ系であると判別して、第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２の出力を停止する。
【００５４】
充電制御回路ＣＲは、第１の充電制御信号Ｔｃ１及び第２の充電制御信号Ｔｃ２の出力を停止して、第１の充電用スイッチング素子ＴＲ１乃至第６の充電用スイッチング素子ＴＲ６を遮断する。このとき三相全波整流回路は４００Ｖの三相交流電源を三相全波整流し脈動する直流電圧にし、この直流電圧を平滑コンデンサＣ７によって平滑してインバータ回路ＩＮＶに出力する。上述の充電制御回路ＣＲによって、三相交流用電源が２００Ｖ系統又は４００Ｖ系統のどちらであるか精度良く判別できる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図２】図１に示す充電制御回路ＣＲの詳細図である。
【図３】本発明の実施の形態２の動作を説明する波形図である。
【図４】従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図５】三相交流電源の入力波形図である。
【符号の説明】
【００５６】
ＡＤ１ 第１のアンド回路
ＡＤ２ 第１のアンド回路
Ｃ１ 第１の昇圧コンデンサ
Ｃ２ 第２の昇圧コンデンサ
Ｃ３ 第３の昇圧コンデンサ
Ｃ４ 第４の昇圧コンデンサ
Ｃ５ 第５の昇圧コンデンサ
Ｃ６ 第６の昇圧コンデンサ
Ｃ７ 平滑コンデンサ
Ｃ８ コンデンサ
Ｃ９ コンデンサ
Ｃ１０ コンデンサ
Ｃ１１ 平滑コンデンサ
Ｃ１２ 平滑コンデンサ
ＣＲ 充電制御回路
ＣＰ１ 第１の比較回路
ＣＰ２ 第２の比較回路
Ｄ１ 第１のダイオード
Ｄ２ 第２のダイオード
Ｄ３ 第３のダイオード
Ｄ４ 第４のダイオード
Ｄ５ 第５のダイオード
Ｄ６ 第６のダイオード
Ｄ７ 第１の充電用ダイオード
Ｄ８ 第２の充電用ダイオード
Ｄ９ 第３の充電用ダイオード
Ｄ１０ 第４の充電用ダイオード
Ｄ１１ 第５の充電用ダイオード
Ｄ１２ 第６の充電用ダイオード
Ｄ１３ ダイオード
Ｄ１４ ダイオード
Ｄ１５ ダイオード
Ｄ１６ ダイオード
Ｄ１７ ダイオード
Ｄ１８ ダイオード
Ｄ１９ ダイオード
Ｄ２０ ダイオード
Ｄ２１ ダイオード
ＤＣＬ 直流リアクトル
ＤＲ１ ２次整流回路
ＥＲ 比較演算回路
Ｅｒ 比較演算信号
ＩＤ 出力電流検出回路
Ｉｄ 出力電流検出信号
ＩＮ 反転回路
Ｉｎ 反転信号
ＩＲ 出力電流設定回路
Ｉｒ 出力電流設定信号
ＩＶ 入力電圧検出回路
Ｉｖ 入力電圧検出信号
ＩＮＶ インバータ回路
ＩＮＴ 主変圧器
Ｍ 被加工物
ＳＣ 出力制御回路
ＳＤ スイッチング素子駆動回路
Ｓｃ１ 第１の出力制御信号
Ｓｃ２ 第２の出力制御信号
ＳＷ１ 電圧切換スイッチ
ＳＷ２ 電圧切換スイッチ
ＳＷ３ 電圧切換スイッチ
ＴＨ トーチ
ＴＩ 時限回路
Ｔｃ１ 第１の充電制御信号
Ｔｃ２ 第２の充電制御信号
ＴＲ１ 第１の充電用スイッチング素子
ＴＲ２ 第２の充電用スイッチング素子
ＴＲ３ 第３の充電用スイッチング素子
ＴＲ４ 第４の充電用スイッチング素子
ＴＲ５ 第５の充電用スイッチング素子
ＴＲ６ 第６の充電用スイッチング素子
ＶＲ１ 入力基準設定回路
Ｖｒ１ 入力基準設定信号（入力基準値）
ＶＲ２ 基準電圧設定回路
Ｖｒ２ 基準電圧設定信号（基準電圧値）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力端子乃至第３の入力端子から入力される三相交流電源を整流し脈動する直流電圧を出力する三相ブリッジダイオードからなる三相全波整流回路と、前記三相全波整流回路に並列に設けて前記脈動する直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力を制御する出力制御回路と、アーク加工に適した高周波交流電圧に変換する主変圧器と、前記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路とを、設けたアーク加工用電源装置において、第１の昇圧コンデンサ乃至第６の昇圧コンデンサを同一容量とし、前記第１の昇圧コンデンサ及び第２の昇圧コンデンサを直列にして前記三相全波整流回路と前記平滑コンデンサとの間に設けられている第１の直列回路と、前記第３の昇圧コンデンサ及び第４の昇圧コンデンサを直列にして前記三相全波整流回路と前記平滑コンデンサとの間に設けられている第２の直列回路と、前記第５の昇圧コンデンサ及び第６の昇圧コンデンサを直列にして前記三相全波整流回路と前記平滑コンデンサとの間に設けられている第３の直列回路と、前記第１の入力端子と前記第１の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を前記第１の直列回路に供給する第１の充電用スイッチング素子及び第２の充電用スイッチング素子並びに前記第１の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第１の充電用ダイオード及び第２の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第２の充電用ダイオードと、前記第２の入力端子と前記第２の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を前記第２の直列回路に供給する第３の充電用スイッチング素子及び第４の充電用スイッチング素子並びに前記第３の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第３の充電用ダイオード及び第４の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第４の充電用ダイオードと、前記第３の入力端子と前記第３の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を前記第３の直列回路に供給する第５の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子並びに前記第５の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第５の充電用ダイオード及び第６の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第６の充電用ダイオードと、前記三相全波整流回路の直流電圧が予め定めた基準電圧値以下のとき、互いに半周期ずらした最大導通比率の同一時間の第１の充電制御信号及び第２の充電制御信号を繰り返し出力し、第１の充電制御信号に応じて前記第１の充電用スイッチング素子、第３の充電用スイッチング素子及び第５の充電用スイッチング素子を導通し、第２の充電制御信号に応じて前記第２の充電用スイッチング素子、第４の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子を導通し、前記直流電圧が前記基準電圧値以上のとき、前記第１の充電制御信号及び第２の充電制御信号の出力を停止して前記第１の充電用スイッチング素子乃至第６の充電用スイッチング素子を遮断する充電制御回路とを、備えたことを特徴とするアーク加工用電源装置。
【請求項２】
前記充電制御回路は、前記三相交流電源が投入されたときから予め定めた時間後に、前記直流電圧と前記基準電圧とを比較することを、特徴とする請求項１記載のアーク加工用電源装置。
【請求項１】
第１の入力端子乃至第３の入力端子から入力される三相交流電源を整流し脈動する直流電圧を出力する三相ブリッジダイオードからなる三相全波整流回路と、前記三相全波整流回路に並列に設けて前記脈動する直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力を制御する出力制御回路と、アーク加工に適した高周波交流電圧に変換する主変圧器と、前記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路とを、設けたアーク加工用電源装置において、第１の昇圧コンデンサ乃至第６の昇圧コンデンサを同一容量とし、前記第１の昇圧コンデンサ及び第２の昇圧コンデンサを直列にして前記三相全波整流回路と前記平滑コンデンサとの間に設けられている第１の直列回路と、前記第３の昇圧コンデンサ及び第４の昇圧コンデンサを直列にして前記三相全波整流回路と前記平滑コンデンサとの間に設けられている第２の直列回路と、前記第５の昇圧コンデンサ及び第６の昇圧コンデンサを直列にして前記三相全波整流回路と前記平滑コンデンサとの間に設けられている第３の直列回路と、前記第１の入力端子と前記第１の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を前記第１の直列回路に供給する第１の充電用スイッチング素子及び第２の充電用スイッチング素子並びに前記第１の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第１の充電用ダイオード及び第２の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第２の充電用ダイオードと、前記第２の入力端子と前記第２の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を前記第２の直列回路に供給する第３の充電用スイッチング素子及び第４の充電用スイッチング素子並びに前記第３の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第３の充電用ダイオード及び第４の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第４の充電用ダイオードと、前記第３の入力端子と前記第３の直列回路の中点との間に設けて予め定めた各相の電位差によって生じる充電電流を前記第３の直列回路に供給する第５の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子並びに前記第５の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第５の充電用ダイオード及び第６の充電用スイッチング素子に逆方向に並列に設けた第６の充電用ダイオードと、前記三相全波整流回路の直流電圧が予め定めた基準電圧値以下のとき、互いに半周期ずらした最大導通比率の同一時間の第１の充電制御信号及び第２の充電制御信号を繰り返し出力し、第１の充電制御信号に応じて前記第１の充電用スイッチング素子、第３の充電用スイッチング素子及び第５の充電用スイッチング素子を導通し、第２の充電制御信号に応じて前記第２の充電用スイッチング素子、第４の充電用スイッチング素子及び第６の充電用スイッチング素子を導通し、前記直流電圧が前記基準電圧値以上のとき、前記第１の充電制御信号及び第２の充電制御信号の出力を停止して前記第１の充電用スイッチング素子乃至第６の充電用スイッチング素子を遮断する充電制御回路とを、備えたことを特徴とするアーク加工用電源装置。
【請求項２】
前記充電制御回路は、前記三相交流電源が投入されたときから予め定めた時間後に、前記直流電圧と前記基準電圧とを比較することを、特徴とする請求項１記載のアーク加工用電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００８−６２２４６（Ｐ２００８−６２２４６Ａ）
【公開日】平成２０年３月２１日（２００８．３．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２３９７１８（Ｐ２００６−２３９７１８）
【出願日】平成１８年９月５日（２００６．９．５）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年３月２１日（２００８．３．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年９月５日（２００６．９．５）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
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