コヒーレント受信装置およびコヒーレント受信方法
【課題】コヒーレント受信を採用する光通信の効率を向上させる。
【解決手段】コヒーレント受信装置は、受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換する受信器フロントエンドと、部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタと、プリフィルタリングされた全応答デジタル信号を等化するイコライザと、イコライザによって等化された信号について位相再生を行う位相再生装置と、位相再生装置により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングして、全応答デジタル信号を部分応答デジタル信号に戻すポストフィルタを備える。プリフィルタの伝達関数は、部分応答信号の伝達関数の近似反転である。
【解決手段】コヒーレント受信装置は、受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換する受信器フロントエンドと、部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタと、プリフィルタリングされた全応答デジタル信号を等化するイコライザと、イコライザによって等化された信号について位相再生を行う位相再生装置と、位相再生装置により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングして、全応答デジタル信号を部分応答デジタル信号に戻すポストフィルタを備える。プリフィルタの伝達関数は、部分応答信号の伝達関数の近似反転である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレント受信装置、コヒーレント受信方法、フィルタに係わり、たとえば、部分応答直交振幅変調（ＰＲ−ＱＡＭ：Partial Response Quadrature Amplitude Modulation）システムにおいて使用されるコヒーレント受信装置、コヒーレント受信方法、コヒーレント受信装置が備えるプリフィルタに適用可能である。
【背景技術】
【０００２】
低コストで大容量の光ファイバ伝送システムは、将来の光通信が発展していく方向である。ビット当たりの伝送コストをさらに低下させ、光ファイバ当たりの容量をさらに増大させるためには、より狭いスペクトラムを有する、進歩した変調フォーマットを使用することが良い解決法の１つである。部分応答直交振幅変調（ＰＲ−ＱＡＭ）は、直交部分応答（ＱＰＲ）とも呼ばれ、スペクトラム効率が高く、光通信の分野において様々な関連する研究がなされている。ＰＲ−ＱＡＭは、部分応答および直交振幅変調を組み合わせた変調形式である。部分応答システムは、制御されたシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter-Symbol Interference）を導入することにより、高いスペクトラム効率を実現する。部分応答システムにおいて、部分応答信号の第１のカテゴリは、デュオバイナリ信号とも呼ばれ、滑らかなスペクトラムを有し、物理的に実装可能なフィルタによって生成されるので、広く研究および適用されている。
【０００３】
関連する技術として、下記の特許文献１〜２、非特許文献１〜７に記載の技術が提案されている。なお、特許文献１〜２、非特許文献１〜７に記載の内容は、参照により、本出願に取り込まれるものとする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許４０５５７２７
【特許文献２】米国特許５２１４３９０
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Kazuro KIKUCHI, Yuta ISHIKAWA, and Kazuhiro KATOH, “Coherent Demodulation of Optical Quadrature Duobinary Signal with Spectral Efficiency of 4 bit/s/Hz per Polarization,”ECOC 07, Sep. 16-20, 2007 Berlin, Germany
【非特許文献２】Ilya Lyubomirsky, "Quadrature Duobinary for High-Spectral Efficiency 100G Transmission," Journal of Lightwave Technology, to be published (www.ee.ucr.edu/〜ilyubomi/JLT-11759-2009-Final.pdf)
【非特許文献３】I. Lyubomirsky, “Quadrature duobinary modulation for 100G transmission beyond the Nyquist limit,” to be presented in Optical Fiber Communication Conference (OFC), paper OThM4, San Diego, USA, Mar. 2010
【非特許文献４】Peter Kabal and Subbarayan Pasupathy, "Partial-response signaling," IEEE Transactions on Communications, Vol. 23, No. 9, pp. 921-934, Sep. 1975
【非特許文献５】Jitendra K. Tugnait and Uma Gummadavelli, "Blind Equalization and Channel Estimation with Partial Response Input Signals," IEEE Transactions on Communications, vol.45, no. 9, pp.1025-1031, sep. 1997
【非特許文献６】Ezra Ip and Joseph M. Kahn, "Feed forward Carrier Recovery for Coherent Optical Communications," Journal of Lightware Technology, vol. 25, no. 9, pp. 2675-2692, sep. 2007
【非特許文献７】Andreas Leven, Noriaki Kaneda, Ut- VaKoc, and Young-Kai Chen, “Frequency Estimation in Intradyne Reception,” IEEE Photonic Technology Letters, vol. 19, no. 6, pp. 366-368, Mar. 2007
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
現在、ＰＲ−ＱＡＭ光通信システムに対して設けられるコヒーレント受信器は、適応等化技術を採用していない。機能および性能の点において、デジタル信号処理（ＤＳＰ）技術の利点を発揮させるためには、リンクにより発生する線形劣化を解消するために、ＰＲ−ＱＡＭシステムのコヒーレント受信器において適応等化技術が広く使用されることが期待される。ところが、コヒーレント受信器において一般的に使用されている定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ：Constant Modulus Algorithm）またはそれを改良した等化アルゴリズムは、ＰＲ−ＱＡＭシステムにおいて直接的に使用することはできない。この理由は以下の通りである。すなわち、処理対象の信号が独立した同一の分布についての統計的な特徴に係る要件を満たすことが、ＣＡＭまたはその改良アルゴリズムの重要な前提条件である。これに対して、ＰＲ−ＱＡＭシステムは、制御されたシンボル間干渉を導入するので、上記要件に違反してしまい、受信器を新たに設計する必要がある。
【０００７】
ＣＭＡを採用した適応等化モジュールの前段および後段にそれぞれデジタルプリフィルタおよびデジタルポストフィルタを挿入する方法は、上述の問題を解決できる可能性がある。ところが、従来技術は、典型的な光コヒーレント通信システムにおいて、システムがキャリア位相再生の問題を有していないことを前提としているか、或いは、受信器のフロントエンドにおいて位相ロックループ技術を使用することにより位相ミスマッチの問題が取り除かれていることを前提としている。しかし、位相ロックループのループ遅延により引き起こされる欠点のため、デジタル領域での位相再生の前に、光通信システムにおける等化が実行されることが一般に期待される。また、従来技術のプリフィルタ装置は、比較的複雑であり、このことがハードウェア構成を複雑にする。
【０００８】
本発明は、従来技術の制限に起因する１または複数の問題点を解決するものであり、１以上の有用な選択肢を提供するものである。
本発明の１つの目的は、コヒーレント受信を採用する光通信の効率を向上させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の１つの態様のコヒーレント受信装置は、受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換する受信器フロントエンドと、前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタと、プリフィルタリングされた前記全応答デジタル信号を等化するイコライザと、前記イコライザによって等化された信号について位相再生を行う位相再生装置と、前記位相再生装置により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングして、全応答デジタル信号を部分応答デジタル信号に戻すポストフィルタを備える。前記ポストフィルタの伝達関数は、前記部分応答デジタル信号の伝達関数と同じであり、前記プリフィルタは、伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用するものである。
【数１】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい。
【００１０】
上記構成のコヒーレント受信装置において、Ａは、例えば、１である。ｍ、ｎは、それぞれ、例えば、１、ゼロである。αは、例えば、０．７５から０．８５の間である。イコライザは、例えば、定包絡線アルゴリズムまたは改良された定包絡線アルゴリズムを利用して適応等化を実行する。
【００１１】
本発明の１つの態様のコヒーレント受信方法は、受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換するフロントエンド処理と、前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタリング処理と、前記全応答デジタル信号を等化する等化処理と、前記等化処理が行われた信号について位相再生を行う位相再生処理と、前記位相再生処理により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングするポストフィルタリング処理を備える。前記ポストフィルタリング処理で使用される伝達関数は、前記部分応答デジタル信号の伝達関数と同じであり、前記プリフィルタリング処理は、伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用する。
【数２】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい。
【００１２】
上述のコヒーレント受信装置およびコヒーレント受信方法によれば、上述のプリフィルタ（または、プリフィルタリング処理）を使用するので、定包絡線アルゴリズムまたはそれを改良した等化アルゴリズムを採用することができ、リンクにおいて発生する線形劣化を容易に且つ確実に処理することができる。また、構成がシンプルであり、低コスト化を実現できる。
【００１３】
上述のコヒーレント受信装置においては、プリフィルタとポストフィルタとの間に位相再生モジュールが配置されるので、位相再生の機能を考慮することができ、位相再生のためのフィードバック系（例えば、位相ロックループ）を必要としない。また、位相再生装置の複雑さは、低いままである。
【００１４】
なお、上述の方法および装置（コヒーレント受信装置、フィルタ）は、様々な部分応答タイプおよび様々なスケールのＱＡＭを含む、ＰＲ−ＱＡＭを使用する任意のシステムに好適である。よって、上述の方法および装置は、非常に汎用的である。
【００１５】
以下の記載および図面を参照すれば、上述のおよび更なる態様、実施形態、および本発明の特徴は、より明確になる。本発明の具体的な実施形態は、本発明の使用方法を示す明細書および図面において詳しく開示されている。ただし、本発明の範囲は、それらの実施形態に限定されるものではなく、また、本発明の実施形態は、特許請求の範囲の精神および規定の範囲内で、様々な変形、変更、およびその均等なものを含む。
【００１６】
１つの実施形態について記載されたおよび／または表わされた特徴は、同一または類似の方法で１または複数の他の実施形態において使用でき、および／または、他の実施形態の特徴と組み合わせることができ、他の実施形態の特徴と置き換えることもできる。
【００１７】
なお、「含む／備える」または「含んでいる／備えている」という語は、特徴、構成部分、ステップ、組立て品が存在することを意味するものであって、１または複数の他の特徴、構成部分、ステップ、組立て品、またはそれらの組合せの存在または追加を排除するものではない。
【発明の効果】
【００１８】
上述の態様によれば、コヒーレント受信を採用する光通信の効率が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態のコヒーレント光受信装置を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態の受信器フロントエンドの構成を示す図である。
【図３】本発明の実施形態によるデュオバイナリ信号に対するプリフィルタの構成を示す図である。
【図４】本発明の実施形態のコヒーレント受信装置のＤＳＰ部分を示す図である。
【図５】図４に示すコヒーレント受信装置において使用可能な受信器フロントエンドの実施例である。
【図６】本発明の実施形態のコヒーレント受信方法を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。実施形態は、本発明を限定するものではなく、単なる例示的なものである。当業者が本発明の原理および実施形態を容易に理解できるように、本発明の実施形態は、光通信システムを一例として記載する。なお、本発明の実施形態は、ＰＲ−ＱＡＭ変調形式を使用するすべての通信システムに適用可能であり、光通信システムに限定されるものではない。
【００２１】
図１は、本発明の実施形態のコヒーレント光受信装置を示すブロック図である。なお、図１においては、受信器が備える構成部分のうち、本発明を理解するために必ずしも重要でない部分については、省略されている。それらの省略されている構成部分は、当業者に知られている又は将来知られ得る様々な装置または方法を使用して実装可能であり、商業的に入手可能な要素または特別に製造された部品等を使用して実装可能である。また、それらの省略されている構成部分またはＤＳＰモジュールは、特に限定されるものではないが、例えば、電源、受信器フロントエンド不均衡補償モジュール、大きな分散を補償するモジュール、非線形補償モジュール等を含む。
【００２２】
図１に示すように、本発明の実施形態のコヒーレント受信装置１０は、受信器フロントエンド１１、プリフィルタ１２、イコライザ１３、位相再生装置１４、ポストフィルタ１５、データ再生装置１６を備える。
【００２３】
受信器フロントエンド１１は、受信信号（この実施形態では、アナログＰＲ−ＱＡＭ光信号）に対してフロントエンド処理を行うように構成されている。フロントエンド処理において、アナログＰＲ−ＱＡＭ信号はデジタルＰＲ−ＱＡＭ信号に変換される。このデジタルＰＲ−ＱＡＭ信号は、プリフィルタ１２によってプリフィルタリングされる。イコライザ１３は、プリフィルタリングされた信号を等化する。好ましくは、イコライザ１３は、適応イコライザであって、プリフィルタリングされた信号に対して適応等化を行う。位相再生装置１４は、イコライザ１３により等化（または、適応等化）された信号について位相再生を行う。ポストフィルタ１５は、上述のようにして位相再生が行われた信号に対してポストフィルタリングを行う。そして、ポストフィルタリングされた信号は、データ再生のためにデータ再生装置１６に送られ、さらに後続のデータ処理部へ入力される。
【００２４】
図２は、本発明の実施形態の受信器フロントエンド１１の構成を示す図である。図２に示すように、受信器フロントエンド１１は、光ミキサ１１２、局部発振レーザ１１３、受光素子（ＰＤ）１１４、１１５、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１１６、１１７を備える。受信器フロントエンド１１は、入力光信号１１１をベースバンドデジタル電気信号Ｉ＋ｊＱに変換する。ここで、Ｉは同相成分であり、Ｑは直交成分である。なお、この明細書では、ベースバンドデジタル電気信号Ｉ＋ｊＱは、デジタル領域におけるＰＲ−ＱＡＭ信号である。
【００２５】
図２に示す構成は、受信器フロントエンド１１を実現するための一例であって、当業者であれば、受信器フロントエンド１１を実現するための他の構成を使用することができる。光ミキサ１１２、局部発振レーザ１１３、受光素子１１４、１１５、アナログ／デジタル変換器１１６、１１７の構成および使用方法は、当業者にとって明らかであるので、ここでは説明を省略する。
【００２６】
プリフィルタ１２は、部分応答信号を全応答信号に変換するために使用される。すなわち、プリフィルタ１２は、部分応答システムによって導入された、人工的に制御された部分ＩＳＩを除去する。プリフィルタの伝達関数は、例えば、部分応答伝達関数の反転により実現される。しかしながら、本発明の発明者は、デジタル信号処理理論によれば、典型的な部分応答伝達関数は複素平面単位円上にゼロ点を有し、プリフィルタの伝達関数は、部分応答伝達関数の厳密な反転ではなく、部分応答伝達関数の近似反転（或いは、準反転）となるように設計すべきであることを見出した。
【００２７】
部分応答信号のｚ変換（ｚ領域伝達関数）は、下記の形式で表わされる。
【数３】
ｍ、ｎは、それぞれ、通常、小さな整数である。また、異なる部分応答タイプの下では、ｍ、ｎは、互いに異なる値であり、同時にゼロにならない。Ａは、他の項目であって、その値および表現は、部分応答タイプに応じて変化する。例えば、非常に典型的な部分応答タイプに対しては、Ａの値は、通常、１である。より複雑な部分応答タイプに対しては、Ａの値および表現も複雑になる。例えば、典型的な第１のカテゴリの部分応答信号（デュオバイナリ信号とも呼ばれる）に対する伝達関数は、下記の通りである。
【数４】
【００２８】
部分応答のショック応答列のｚ変換（ｚ領域伝達関数）についての本発明の発明者による研究に基づき、本発明は、係数αを付加することにより、部分応答伝達関数の近似反転を得る。
【００２９】
本発明の実施形態においては、プリフィルタ１２の伝達関数（ここでは、ｚ領域伝達関数）
は、下式で表わされる。
【数５】
特に、デュオバイナリ信号のためのプリフィルタのｚ領域伝達関数は、下式で表わされる。
【数６】
【００３０】
上記式（１）〜（４）から分かるように、パラメータαは、部分応答伝達関数の近似反転が得られるように、部分応答伝達関数のゼロ点を面ｚの単位円内へ移動させるために導入されている。これによって、部分応答が厳密な反転を持たないという条件は、効果的に取り除かれる。αを選択するときには、実際のシステムに応じて最適化が実行されるが、以下の原則を守ることが好ましい。
（１）部分応答に関連して、上記（３）式により表わされるプリフィルタの伝達関数の反転の近似度が高くなり、また、プリフィルタがＣＭＡまたはその改良アルゴリズムの前提条件を満たすためにシンボル間相関を除去できるように、αは、１に近い値とする
（２）αは、１に無限に近づいてはいけない。なぜならば、仮に、αが１に無限に近づくと、プリフィルタは原雑音の一部を無限に増幅してしまい、ＣＭＡが収束しなくなるか、或いはＣＭＡの性能が劣化するからである。
【００３１】
本発明の発明者は、上記係数αを選択するためのシミュレーションを行った。シミュレーション環境は、現在普及している112Gbit/s光ファイバ通信システムである。変調形式は、デュオバイナリＱＰＳＫ、すなわち部分応答タイプは第１のカテゴリである。ＱＡＭは、ＱＰＳＫを選択する。レーザの線幅およびレーザの周波数差（例えば、送信器のレーザおよび受信器内の局部発振レーザの周波数差）は、現在の技術の典型的な値とする。光ファイバリンクは、弱い非線形性の伝送リンク、すなわち主に線形劣化が発生するリンクである。線形等化アルゴリズムは、典型的なＣＭＡである。位相再生は、最も一般的なアルゴリズム（例えば、四次法アルゴリズム）を採用する。そして、多数回のシミュレーションを行った結果、αの最適値は、概ね０．７５〜０．８５であった。
【００３２】
図３は、本発明の実施形態によるデュオバイナリ信号に対するプリフィルタ１２の構成を示す図である。図３に示すように、本発明の実施形態によれば、プリフィルタ１２は、加算器１２１、遅延器１２２、乗算器１２３を含む。加算器１２１は、乗算器１２３の出力信号に入力信号ｘ(n)を加算して、出力信号ｙ(n)を得る。遅延器１２２は、加算器１２１の出力信号ｙ(n)をサンプル時間だけ遅延させて信号ｙ(n−1)を得る。乗算器１２３は、遅延器１２２の出力信号に対して予め決められた係数αを乗算する。そして、乗算器１２３により得られる積は、加算器１２１に与えられる。
【００３３】
なお、図３に示すプリフィルタ１２の構成は、１つの例であって、本発明はこの構成に限定されるものではない。当業者であれば、上記（４）式に基づいて、様々な形態のプリフィルタを構成することができる。また、当業者であれば、上記（３）式およびｎ、ｍの値に応じて、適切なプリフィルタを実装する（得る、又は組み立てる）ことができる。
【００３４】
プリフィルタを通過した後のＰＲ−ＱＡＭ信号は、通常のＱＡＭ信号に変換されているので、等化（好ましくは、適応等化）および位相再生は、通常のＱＡＭ信号のためのイコライザ（例えば、ＣＭＡアルゴリズムまたは改良されたＣＡＭアルゴリズムに基づく適応イコライザ）で実行することができる。通常のＱＡＭ信号は、例えば、部分応答でないＱＡＭ信号、或いは、全応答ＱＡＭ信号である。位相再生装置は、例えば、周波数差推定モジュール、位相推定モジュール、位相再生モジュールを含む。この場合、当業者により知られている任意の適応フィルタ１３および位相再生器１４を採用することができる。例えば、適応等化装置として、中国特許出願「適応バランス装置およびその方法」（公開番号：CN101599929A、Liu Ling Et.al.）に記載されている構成を採用してもよい。さらに、適応等化装置および位相再生装置として、中国特許出願「フィルタ係数を変更する装置および方法」（公開番号：CN101552640、Liu Ling Et.al.）に記載されている構成を採用してもよい。これらの特許文献に記載の内容は、参照により、本出願に取り込まれるものとする。キャリア位相再生としては、コヒーレント光通信における周波数差推定およびキャリア位相再生のための一般的なアルゴリズム、例えば上述した非特許文献６、７に記載されているアルゴリズムを使用してもよい。
【００３５】
ポストフィルタ１５は、全応答信号を部分応答信号に戻す変換を行うように構成されている。すなわち、ポストフィルタ１５は、プリフィルタ１２に対応する。たとえば、プリフィルタ１２が上記（３）式の伝達関数を採用する場合は、ポストフィルタ１５は、上記（１）式の伝達関数を採用する。また、プリフィルタ１２が上記（４）式の伝達関数を採用する場合は、ポストフィルタ１５は、上記（２）式の伝達関数を採用する。
【００３６】
データ再生装置１６は、当業者に知られているＰＲ−ＱＡＭのための様々なデータ再生装置を採用することができる。例えば、データ再生装置１６として、シンボル毎に直接的に検出する装置または最尤系列検出装置（Digital Communication (the 4th edition), written by J. G. Proakis, translated by Zhang Lijun, etc., Beijing: Electronic Industry Press, 2006, pages 407 to 410等に記載されている）を採用してもよい。
【００３７】
本発明の実施形態によれば、光受信フロントエンドにより受信され、Ａ／Ｄ変換されたＰＲ−ＱＡＭ信号は、本発明の実施形態のプリフィルタを通過し、定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ）または必要に応じて改良されたアルゴリズムを採用する線形イコライザにより処理され、位相再生装置によるキャリア位相再生が実行され、最後に、線形等化され且つ位相再生されたＰＲ−ＱＡＭ信号となる。本発明の実施形態においては、キャリア位相再生モジュールは、プリフィルタとポストフィルタとの間に配置されるが、この構成により多くの利点が得られる。仮に、キャリア位相再生モジュールがプリフィルタの前段に設けられているものとすると、信号は等化されていないので、位相再生のためにフィードバック系（シミュレーションでは、位相ロックループを使用する）が必要となる。また、仮に、キャリア位相再生モジュールがポストフィルタの後段に設けられているものとすると、ＰＲ−ＱＡＭ信号のコンステレーションに応じてキャリア位相再生器を変更する必要があり、構成が複雑になる。
【００３８】
通常のＱＡＭ信号に好適なＣＭＡおよびその改良アルゴリズムにおいては、等化すべき信号が独立した同一の分布についての統計的な特徴に係る要件を満たすことが必要である。ＰＲ−ＱＡＭシステムにおいては、元のＱＡＭ信号に対して、制御されたシンボル間干渉が導入されるので、ＣＭＡまたはその改良アルゴリズムは、ＰＲ−ＱＡＭシステムに直接的に適用することはできない。これに対して、本発明の実施形態においては、プリフィルタによって部分応答信号が一時的に全応答信号に変換される。すなわち、ＰＲ−ＱＡＭ信号が一時的に通常のＱＡＭ信号に変換される。よって、通常のＱＡＭ信号に対する、当業者によく知られているコヒーレント受信器ＤＳＰアルゴリズム（例えば、ＣＭＡおよびその改良アルゴリズム、周波数差推定アルゴリズム、キャリア位相推定アルゴリズム等）を、変更することなく、直接的に適用することができる。等化および位相再生の後、ＰＲ−ＱＡＭ信号は、後続のデータ判定および検出のために、（プリフィルタに対して）対称的なポストフィルタによって再生される。したがって、本発明の実施形態は、簡易な構成のプリフィルタおよび上述の構成を使用することにより、コヒーレント受信装置のコストを低下させ、性能を向上させることができる。
【００３９】
なお、上述の説明においては、プリフィルタ、適応イコライザ、位相再生装置、ポストフィルタは、１つの信号チャネルに対して記載されているが、本発明の実施形態は、偏波多重コヒーレント光通信システムに対しても好適である。偏波多重コヒーレント光通信システムにおいては、送信端末は、互いに直交する双方の偏波で情報を送信し、受信端末において偏波ダイバーシティのコヒーレント光受信器が使用される。偏波ダイバーシティを利用するデジタルコヒーレント光受信器においても、本発明の実施形態のプリフィルタ等を使用することができる。
【００４０】
図４は、本発明の実施形態のコヒーレント受信装置のＤＳＰ部分を示す図である。図４に示すように、本発明の実施形態のコヒーレント受信装置は、Ｈ偏波方向信号およびＶ偏波方向信号（すなわち、Ｈ偏波方向の信号およびＶ偏波方向の信号）にそれぞれ対応する２つのブランチを有している。各ブランチは、それぞれ、プリフィルタ１２、位相再生装置１４、ポストフィルタ１５、および不図示のデータ再生装置を含む。本発明の実施形態によるコヒーレント受信装置の等化装置は、バタフライ型イコライザ１３’（たとえば、ＣＭＡに基づくバタフライ構成の４つのＦＩＲフィルタ）を使用する。Ｗｈｈ、Ｗｖｈ、Ｗｈｖ、Ｗｖｖは、バタフライ構成に配置された４つのＦＩＲフィルタの等価な伝達関数を表す。なお、図４に示す例では、位相再生装置１４は、周波数差推定モジュール、位相推定モジュール、位相再生モジュールを含む構成である。
【００４１】
また、図４では、位相再生装置および等化装置が互いに分離されて描かれており、位相再生装置１４は等化装置１３（図４では、バタフライ型イコライザ１３’）に対してフィードバックを有していないが、本発明は、この構成に限定されるものではない。すなわち、位相再生装置は、等化装置１３に対して、適応フィードバック信号、制御信号、係数調整信号などを提供してもよい。フィードバック信号の種別および量は、本発明を限定するものではない。
【００４２】
図５は、図４に示すコヒーレント受信装置において使用可能な受信器フロントエンドの実施例である。図５に示すように、受信器フロントエンドへの入力光信号は、偏波ビームスプリッタ２１１により２つの成分（Ｈ偏波およびＶ偏波）に分離され、それぞれ光９０°ミキサ２１２の第１の入力ポートおよび第２の入力ポートに導かれる。受信器の局部発振レーザ（局部レーザ）２１３の出力は、偏波ビームスプリッタ２１４に入力される。偏波ビームスプリッタ２１４は、局部発振レーザ２１３の出力光を２つの成分（Ｈ偏波およびＶ偏波）に分離し、光９０°ミキサ２１２に入力する。光９０°ミキサ２１２は、入力された４つの信号チャネルを混合する。光９０°ミキサ２１２により得られる２組の混合信号は、それぞれ、バランス型受光器（ＰＤ）２１５、２１６により電気信号に変換され、さらに対応するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２１７、２１８によりデジタル信号に変換される。これにより、Ｈ偏波方向信号およびＶ偏波方向信号が得られる。
【００４３】
図６は、本発明の実施形態のコヒーレント受信方法を示すフローチャートである。図６に示すように、本発明の実施形態のコヒーレント受信方法は、まず、ステップＳ６０１において、入力光信号をデジタル電気信号に変換するフロントエンド処理を実行する。この電気信号は、本発明の実施形態においては、例えば、ＰＲ−ＱＡＭ電気信号である。
【００４４】
ステップＳ６０２において、上述のフロントエンド処理により得られるデジタル電気信号をプリフィルタリングし、部分応答信号を全応答電気信号に変換する。この処理においては、例えば、上記（３）式で表わされる伝達関数が使用される。また、１つの実施例においては、デュオバイナリ信号に対して上記（４）式で表わされる伝達関数が使用される。
【００４５】
ステップＳ６０３において、上述のプリフィルタリングにより得られる全応答信号について、等化および位相再生が実行される。好ましくは、例えば、適応等化が実行される。適応等化としては、ＣＭＡまたはその改良アルゴリズムに基づく等化を採用してもよい。
【００４６】
ステップＳ６０４において、位相再生された信号に対してポストフィルタリングを実行し、全応答信号を部分応答信号に戻す変換を行う。例えば、プリフィルタリング処理において上記（３）式の伝達関数が使用されたときは、ステップＳ６０４において上記（１）式の伝達関数が使用される。また、プリフィルタリング処理において上記（４）式の伝達関数が使用されたときは、ステップＳ６０４において上記（２）式の伝達関数が使用される。
【００４７】
ステップＳ６０５において、ポストフィルタリングにより得られる全応答信号に対して、データ再生などの処理が実行される。データ再生は、当業者に知られている様々な方法で実行することができる。なお、ステップＳ６０５においては、データ再生に加えて、さらに他の処理を実行してもよい。
【００４８】
コヒーレント受信方法が偏波多重コヒーレント光通信システムにおいて使用されるときは、ステップＳ６０１〜Ｓ６０５は、下記のように実行される。ステップＳ６０１のフロントエンド処理は、受信した部分応答信号を、Ｈ偏波方向部分応答デジタル信号およびＶ偏波方向部分応答デジタル信号に変換する。ステップＳ６０２のプリフィルタリング処理は、Ｈ偏波方向部分応答デジタル信号をプリフィルタリングしてＨ偏波方向全応答デジタル信号を生成するＨパスプリフィルタリング処理、およびＶ偏波方向部分応答デジタル信号をプリフィルタリングしてＶ偏波方向全応答デジタル信号を生成するＶパスプリフィルタリング処理を含む。ステップＳ６０３の等化および位相再生処理においては、等化処理は、フィルタリングされたＨ偏波方向全応答デジタル信号およびＶ偏波方向全応答デジタル信号に対してバタフライ等化を実行するために、バタフライ型イコライザ（例えば、バタフライ構成に配置された４つのＦＩＲフィルタ）を使用して、Ｈ偏波方向全応答デジタル等化信号およびＶ偏波方向全応答デジタル等化信号を生成する。さらに、位相再生処理は、Ｈ偏波方向全応答デジタル等化信号について位相再生を行うＨパス位相再生処理、およびＶ偏波方向全応答デジタル等化信号について位相再生を行うＶパス位相再生処理を含む。ステップＳ６０４のポストフィルタリング処理は、位相再生されたＨ偏波方向全応答デジタル等化信号をポストフィルタリングするＨパスポストフィルタリング処理、および位相再生されたＶ偏波方向全応答デジタル等化信号をポストフィルタリングするＶパスポストフィルタリング処理を含む。ステップＳ６０５のデータ再生処理は、光通信分野において知られている任意の方法を使用することができ、本発明の実施形態に影響を及ぼさないので、ここでは説明を省略する。
【００４９】
上述した本発明の装置および方法は、ハードウェアで、またはハードウェアとソフトウェアとの組合せで実装することができる。本発明は、論理ユニット（例えば、ＦＰＧＡ、マイクロチップ、ＣＰＵ）により実行されたときに、その論理ユニットに、上述の装置または構成部分の機能を実装させる、或いは、上述の方法または処理を実装させる、コンピュータ読取り可能プログラムに係わる。本発明は、上述のプログラムを記憶する記憶媒体、例えば、ハードディスク、磁気ディスク、光ディスク、ＤＶＤ、フラッシュメモリ、にも係わる。
【００５０】
本発明は、上述の実施形態との組合せにおいて記載された。しかし、この技術分野の当業者にとっては、明細書の記載は単なる例であり、本発明の範囲を限定するものではないことは明らかである。また、この技術分野の当業者は、本発明の精神および原理に基づいて、本発明の様々な変更および変形を創造することができ、そのような変更および変形も本発明の範囲に含まれる。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレント受信装置、コヒーレント受信方法、フィルタに係わり、たとえば、部分応答直交振幅変調（ＰＲ−ＱＡＭ：Partial Response Quadrature Amplitude Modulation）システムにおいて使用されるコヒーレント受信装置、コヒーレント受信方法、コヒーレント受信装置が備えるプリフィルタに適用可能である。
【背景技術】
【０００２】
低コストで大容量の光ファイバ伝送システムは、将来の光通信が発展していく方向である。ビット当たりの伝送コストをさらに低下させ、光ファイバ当たりの容量をさらに増大させるためには、より狭いスペクトラムを有する、進歩した変調フォーマットを使用することが良い解決法の１つである。部分応答直交振幅変調（ＰＲ−ＱＡＭ）は、直交部分応答（ＱＰＲ）とも呼ばれ、スペクトラム効率が高く、光通信の分野において様々な関連する研究がなされている。ＰＲ−ＱＡＭは、部分応答および直交振幅変調を組み合わせた変調形式である。部分応答システムは、制御されたシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter-Symbol Interference）を導入することにより、高いスペクトラム効率を実現する。部分応答システムにおいて、部分応答信号の第１のカテゴリは、デュオバイナリ信号とも呼ばれ、滑らかなスペクトラムを有し、物理的に実装可能なフィルタによって生成されるので、広く研究および適用されている。
【０００３】
関連する技術として、下記の特許文献１〜２、非特許文献１〜７に記載の技術が提案されている。なお、特許文献１〜２、非特許文献１〜７に記載の内容は、参照により、本出願に取り込まれるものとする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許４０５５７２７
【特許文献２】米国特許５２１４３９０
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Kazuro KIKUCHI, Yuta ISHIKAWA, and Kazuhiro KATOH, “Coherent Demodulation of Optical Quadrature Duobinary Signal with Spectral Efficiency of 4 bit/s/Hz per Polarization,”ECOC 07, Sep. 16-20, 2007 Berlin, Germany
【非特許文献２】Ilya Lyubomirsky, "Quadrature Duobinary for High-Spectral Efficiency 100G Transmission," Journal of Lightwave Technology, to be published (www.ee.ucr.edu/〜ilyubomi/JLT-11759-2009-Final.pdf)
【非特許文献３】I. Lyubomirsky, “Quadrature duobinary modulation for 100G transmission beyond the Nyquist limit,” to be presented in Optical Fiber Communication Conference (OFC), paper OThM4, San Diego, USA, Mar. 2010
【非特許文献４】Peter Kabal and Subbarayan Pasupathy, "Partial-response signaling," IEEE Transactions on Communications, Vol. 23, No. 9, pp. 921-934, Sep. 1975
【非特許文献５】Jitendra K. Tugnait and Uma Gummadavelli, "Blind Equalization and Channel Estimation with Partial Response Input Signals," IEEE Transactions on Communications, vol.45, no. 9, pp.1025-1031, sep. 1997
【非特許文献６】Ezra Ip and Joseph M. Kahn, "Feed forward Carrier Recovery for Coherent Optical Communications," Journal of Lightware Technology, vol. 25, no. 9, pp. 2675-2692, sep. 2007
【非特許文献７】Andreas Leven, Noriaki Kaneda, Ut- VaKoc, and Young-Kai Chen, “Frequency Estimation in Intradyne Reception,” IEEE Photonic Technology Letters, vol. 19, no. 6, pp. 366-368, Mar. 2007
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
現在、ＰＲ−ＱＡＭ光通信システムに対して設けられるコヒーレント受信器は、適応等化技術を採用していない。機能および性能の点において、デジタル信号処理（ＤＳＰ）技術の利点を発揮させるためには、リンクにより発生する線形劣化を解消するために、ＰＲ−ＱＡＭシステムのコヒーレント受信器において適応等化技術が広く使用されることが期待される。ところが、コヒーレント受信器において一般的に使用されている定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ：Constant Modulus Algorithm）またはそれを改良した等化アルゴリズムは、ＰＲ−ＱＡＭシステムにおいて直接的に使用することはできない。この理由は以下の通りである。すなわち、処理対象の信号が独立した同一の分布についての統計的な特徴に係る要件を満たすことが、ＣＡＭまたはその改良アルゴリズムの重要な前提条件である。これに対して、ＰＲ−ＱＡＭシステムは、制御されたシンボル間干渉を導入するので、上記要件に違反してしまい、受信器を新たに設計する必要がある。
【０００７】
ＣＭＡを採用した適応等化モジュールの前段および後段にそれぞれデジタルプリフィルタおよびデジタルポストフィルタを挿入する方法は、上述の問題を解決できる可能性がある。ところが、従来技術は、典型的な光コヒーレント通信システムにおいて、システムがキャリア位相再生の問題を有していないことを前提としているか、或いは、受信器のフロントエンドにおいて位相ロックループ技術を使用することにより位相ミスマッチの問題が取り除かれていることを前提としている。しかし、位相ロックループのループ遅延により引き起こされる欠点のため、デジタル領域での位相再生の前に、光通信システムにおける等化が実行されることが一般に期待される。また、従来技術のプリフィルタ装置は、比較的複雑であり、このことがハードウェア構成を複雑にする。
【０００８】
本発明は、従来技術の制限に起因する１または複数の問題点を解決するものであり、１以上の有用な選択肢を提供するものである。
本発明の１つの目的は、コヒーレント受信を採用する光通信の効率を向上させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の１つの態様のコヒーレント受信装置は、受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換する受信器フロントエンドと、前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタと、プリフィルタリングされた前記全応答デジタル信号を等化するイコライザと、前記イコライザによって等化された信号について位相再生を行う位相再生装置と、前記位相再生装置により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングして、全応答デジタル信号を部分応答デジタル信号に戻すポストフィルタを備える。前記ポストフィルタの伝達関数は、前記部分応答デジタル信号の伝達関数と同じであり、前記プリフィルタは、伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用するものである。
【数１】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい。
【００１０】
上記構成のコヒーレント受信装置において、Ａは、例えば、１である。ｍ、ｎは、それぞれ、例えば、１、ゼロである。αは、例えば、０．７５から０．８５の間である。イコライザは、例えば、定包絡線アルゴリズムまたは改良された定包絡線アルゴリズムを利用して適応等化を実行する。
【００１１】
本発明の１つの態様のコヒーレント受信方法は、受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換するフロントエンド処理と、前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタリング処理と、前記全応答デジタル信号を等化する等化処理と、前記等化処理が行われた信号について位相再生を行う位相再生処理と、前記位相再生処理により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングするポストフィルタリング処理を備える。前記ポストフィルタリング処理で使用される伝達関数は、前記部分応答デジタル信号の伝達関数と同じであり、前記プリフィルタリング処理は、伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用する。
【数２】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい。
【００１２】
上述のコヒーレント受信装置およびコヒーレント受信方法によれば、上述のプリフィルタ（または、プリフィルタリング処理）を使用するので、定包絡線アルゴリズムまたはそれを改良した等化アルゴリズムを採用することができ、リンクにおいて発生する線形劣化を容易に且つ確実に処理することができる。また、構成がシンプルであり、低コスト化を実現できる。
【００１３】
上述のコヒーレント受信装置においては、プリフィルタとポストフィルタとの間に位相再生モジュールが配置されるので、位相再生の機能を考慮することができ、位相再生のためのフィードバック系（例えば、位相ロックループ）を必要としない。また、位相再生装置の複雑さは、低いままである。
【００１４】
なお、上述の方法および装置（コヒーレント受信装置、フィルタ）は、様々な部分応答タイプおよび様々なスケールのＱＡＭを含む、ＰＲ−ＱＡＭを使用する任意のシステムに好適である。よって、上述の方法および装置は、非常に汎用的である。
【００１５】
以下の記載および図面を参照すれば、上述のおよび更なる態様、実施形態、および本発明の特徴は、より明確になる。本発明の具体的な実施形態は、本発明の使用方法を示す明細書および図面において詳しく開示されている。ただし、本発明の範囲は、それらの実施形態に限定されるものではなく、また、本発明の実施形態は、特許請求の範囲の精神および規定の範囲内で、様々な変形、変更、およびその均等なものを含む。
【００１６】
１つの実施形態について記載されたおよび／または表わされた特徴は、同一または類似の方法で１または複数の他の実施形態において使用でき、および／または、他の実施形態の特徴と組み合わせることができ、他の実施形態の特徴と置き換えることもできる。
【００１７】
なお、「含む／備える」または「含んでいる／備えている」という語は、特徴、構成部分、ステップ、組立て品が存在することを意味するものであって、１または複数の他の特徴、構成部分、ステップ、組立て品、またはそれらの組合せの存在または追加を排除するものではない。
【発明の効果】
【００１８】
上述の態様によれば、コヒーレント受信を採用する光通信の効率が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態のコヒーレント光受信装置を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態の受信器フロントエンドの構成を示す図である。
【図３】本発明の実施形態によるデュオバイナリ信号に対するプリフィルタの構成を示す図である。
【図４】本発明の実施形態のコヒーレント受信装置のＤＳＰ部分を示す図である。
【図５】図４に示すコヒーレント受信装置において使用可能な受信器フロントエンドの実施例である。
【図６】本発明の実施形態のコヒーレント受信方法を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。実施形態は、本発明を限定するものではなく、単なる例示的なものである。当業者が本発明の原理および実施形態を容易に理解できるように、本発明の実施形態は、光通信システムを一例として記載する。なお、本発明の実施形態は、ＰＲ−ＱＡＭ変調形式を使用するすべての通信システムに適用可能であり、光通信システムに限定されるものではない。
【００２１】
図１は、本発明の実施形態のコヒーレント光受信装置を示すブロック図である。なお、図１においては、受信器が備える構成部分のうち、本発明を理解するために必ずしも重要でない部分については、省略されている。それらの省略されている構成部分は、当業者に知られている又は将来知られ得る様々な装置または方法を使用して実装可能であり、商業的に入手可能な要素または特別に製造された部品等を使用して実装可能である。また、それらの省略されている構成部分またはＤＳＰモジュールは、特に限定されるものではないが、例えば、電源、受信器フロントエンド不均衡補償モジュール、大きな分散を補償するモジュール、非線形補償モジュール等を含む。
【００２２】
図１に示すように、本発明の実施形態のコヒーレント受信装置１０は、受信器フロントエンド１１、プリフィルタ１２、イコライザ１３、位相再生装置１４、ポストフィルタ１５、データ再生装置１６を備える。
【００２３】
受信器フロントエンド１１は、受信信号（この実施形態では、アナログＰＲ−ＱＡＭ光信号）に対してフロントエンド処理を行うように構成されている。フロントエンド処理において、アナログＰＲ−ＱＡＭ信号はデジタルＰＲ−ＱＡＭ信号に変換される。このデジタルＰＲ−ＱＡＭ信号は、プリフィルタ１２によってプリフィルタリングされる。イコライザ１３は、プリフィルタリングされた信号を等化する。好ましくは、イコライザ１３は、適応イコライザであって、プリフィルタリングされた信号に対して適応等化を行う。位相再生装置１４は、イコライザ１３により等化（または、適応等化）された信号について位相再生を行う。ポストフィルタ１５は、上述のようにして位相再生が行われた信号に対してポストフィルタリングを行う。そして、ポストフィルタリングされた信号は、データ再生のためにデータ再生装置１６に送られ、さらに後続のデータ処理部へ入力される。
【００２４】
図２は、本発明の実施形態の受信器フロントエンド１１の構成を示す図である。図２に示すように、受信器フロントエンド１１は、光ミキサ１１２、局部発振レーザ１１３、受光素子（ＰＤ）１１４、１１５、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１１６、１１７を備える。受信器フロントエンド１１は、入力光信号１１１をベースバンドデジタル電気信号Ｉ＋ｊＱに変換する。ここで、Ｉは同相成分であり、Ｑは直交成分である。なお、この明細書では、ベースバンドデジタル電気信号Ｉ＋ｊＱは、デジタル領域におけるＰＲ−ＱＡＭ信号である。
【００２５】
図２に示す構成は、受信器フロントエンド１１を実現するための一例であって、当業者であれば、受信器フロントエンド１１を実現するための他の構成を使用することができる。光ミキサ１１２、局部発振レーザ１１３、受光素子１１４、１１５、アナログ／デジタル変換器１１６、１１７の構成および使用方法は、当業者にとって明らかであるので、ここでは説明を省略する。
【００２６】
プリフィルタ１２は、部分応答信号を全応答信号に変換するために使用される。すなわち、プリフィルタ１２は、部分応答システムによって導入された、人工的に制御された部分ＩＳＩを除去する。プリフィルタの伝達関数は、例えば、部分応答伝達関数の反転により実現される。しかしながら、本発明の発明者は、デジタル信号処理理論によれば、典型的な部分応答伝達関数は複素平面単位円上にゼロ点を有し、プリフィルタの伝達関数は、部分応答伝達関数の厳密な反転ではなく、部分応答伝達関数の近似反転（或いは、準反転）となるように設計すべきであることを見出した。
【００２７】
部分応答信号のｚ変換（ｚ領域伝達関数）は、下記の形式で表わされる。
【数３】
ｍ、ｎは、それぞれ、通常、小さな整数である。また、異なる部分応答タイプの下では、ｍ、ｎは、互いに異なる値であり、同時にゼロにならない。Ａは、他の項目であって、その値および表現は、部分応答タイプに応じて変化する。例えば、非常に典型的な部分応答タイプに対しては、Ａの値は、通常、１である。より複雑な部分応答タイプに対しては、Ａの値および表現も複雑になる。例えば、典型的な第１のカテゴリの部分応答信号（デュオバイナリ信号とも呼ばれる）に対する伝達関数は、下記の通りである。
【数４】
【００２８】
部分応答のショック応答列のｚ変換（ｚ領域伝達関数）についての本発明の発明者による研究に基づき、本発明は、係数αを付加することにより、部分応答伝達関数の近似反転を得る。
【００２９】
本発明の実施形態においては、プリフィルタ１２の伝達関数（ここでは、ｚ領域伝達関数）
は、下式で表わされる。
【数５】
特に、デュオバイナリ信号のためのプリフィルタのｚ領域伝達関数は、下式で表わされる。
【数６】
【００３０】
上記式（１）〜（４）から分かるように、パラメータαは、部分応答伝達関数の近似反転が得られるように、部分応答伝達関数のゼロ点を面ｚの単位円内へ移動させるために導入されている。これによって、部分応答が厳密な反転を持たないという条件は、効果的に取り除かれる。αを選択するときには、実際のシステムに応じて最適化が実行されるが、以下の原則を守ることが好ましい。
（１）部分応答に関連して、上記（３）式により表わされるプリフィルタの伝達関数の反転の近似度が高くなり、また、プリフィルタがＣＭＡまたはその改良アルゴリズムの前提条件を満たすためにシンボル間相関を除去できるように、αは、１に近い値とする
（２）αは、１に無限に近づいてはいけない。なぜならば、仮に、αが１に無限に近づくと、プリフィルタは原雑音の一部を無限に増幅してしまい、ＣＭＡが収束しなくなるか、或いはＣＭＡの性能が劣化するからである。
【００３１】
本発明の発明者は、上記係数αを選択するためのシミュレーションを行った。シミュレーション環境は、現在普及している112Gbit/s光ファイバ通信システムである。変調形式は、デュオバイナリＱＰＳＫ、すなわち部分応答タイプは第１のカテゴリである。ＱＡＭは、ＱＰＳＫを選択する。レーザの線幅およびレーザの周波数差（例えば、送信器のレーザおよび受信器内の局部発振レーザの周波数差）は、現在の技術の典型的な値とする。光ファイバリンクは、弱い非線形性の伝送リンク、すなわち主に線形劣化が発生するリンクである。線形等化アルゴリズムは、典型的なＣＭＡである。位相再生は、最も一般的なアルゴリズム（例えば、四次法アルゴリズム）を採用する。そして、多数回のシミュレーションを行った結果、αの最適値は、概ね０．７５〜０．８５であった。
【００３２】
図３は、本発明の実施形態によるデュオバイナリ信号に対するプリフィルタ１２の構成を示す図である。図３に示すように、本発明の実施形態によれば、プリフィルタ１２は、加算器１２１、遅延器１２２、乗算器１２３を含む。加算器１２１は、乗算器１２３の出力信号に入力信号ｘ(n)を加算して、出力信号ｙ(n)を得る。遅延器１２２は、加算器１２１の出力信号ｙ(n)をサンプル時間だけ遅延させて信号ｙ(n−1)を得る。乗算器１２３は、遅延器１２２の出力信号に対して予め決められた係数αを乗算する。そして、乗算器１２３により得られる積は、加算器１２１に与えられる。
【００３３】
なお、図３に示すプリフィルタ１２の構成は、１つの例であって、本発明はこの構成に限定されるものではない。当業者であれば、上記（４）式に基づいて、様々な形態のプリフィルタを構成することができる。また、当業者であれば、上記（３）式およびｎ、ｍの値に応じて、適切なプリフィルタを実装する（得る、又は組み立てる）ことができる。
【００３４】
プリフィルタを通過した後のＰＲ−ＱＡＭ信号は、通常のＱＡＭ信号に変換されているので、等化（好ましくは、適応等化）および位相再生は、通常のＱＡＭ信号のためのイコライザ（例えば、ＣＭＡアルゴリズムまたは改良されたＣＡＭアルゴリズムに基づく適応イコライザ）で実行することができる。通常のＱＡＭ信号は、例えば、部分応答でないＱＡＭ信号、或いは、全応答ＱＡＭ信号である。位相再生装置は、例えば、周波数差推定モジュール、位相推定モジュール、位相再生モジュールを含む。この場合、当業者により知られている任意の適応フィルタ１３および位相再生器１４を採用することができる。例えば、適応等化装置として、中国特許出願「適応バランス装置およびその方法」（公開番号：CN101599929A、Liu Ling Et.al.）に記載されている構成を採用してもよい。さらに、適応等化装置および位相再生装置として、中国特許出願「フィルタ係数を変更する装置および方法」（公開番号：CN101552640、Liu Ling Et.al.）に記載されている構成を採用してもよい。これらの特許文献に記載の内容は、参照により、本出願に取り込まれるものとする。キャリア位相再生としては、コヒーレント光通信における周波数差推定およびキャリア位相再生のための一般的なアルゴリズム、例えば上述した非特許文献６、７に記載されているアルゴリズムを使用してもよい。
【００３５】
ポストフィルタ１５は、全応答信号を部分応答信号に戻す変換を行うように構成されている。すなわち、ポストフィルタ１５は、プリフィルタ１２に対応する。たとえば、プリフィルタ１２が上記（３）式の伝達関数を採用する場合は、ポストフィルタ１５は、上記（１）式の伝達関数を採用する。また、プリフィルタ１２が上記（４）式の伝達関数を採用する場合は、ポストフィルタ１５は、上記（２）式の伝達関数を採用する。
【００３６】
データ再生装置１６は、当業者に知られているＰＲ−ＱＡＭのための様々なデータ再生装置を採用することができる。例えば、データ再生装置１６として、シンボル毎に直接的に検出する装置または最尤系列検出装置（Digital Communication (the 4th edition), written by J. G. Proakis, translated by Zhang Lijun, etc., Beijing: Electronic Industry Press, 2006, pages 407 to 410等に記載されている）を採用してもよい。
【００３７】
本発明の実施形態によれば、光受信フロントエンドにより受信され、Ａ／Ｄ変換されたＰＲ−ＱＡＭ信号は、本発明の実施形態のプリフィルタを通過し、定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ）または必要に応じて改良されたアルゴリズムを採用する線形イコライザにより処理され、位相再生装置によるキャリア位相再生が実行され、最後に、線形等化され且つ位相再生されたＰＲ−ＱＡＭ信号となる。本発明の実施形態においては、キャリア位相再生モジュールは、プリフィルタとポストフィルタとの間に配置されるが、この構成により多くの利点が得られる。仮に、キャリア位相再生モジュールがプリフィルタの前段に設けられているものとすると、信号は等化されていないので、位相再生のためにフィードバック系（シミュレーションでは、位相ロックループを使用する）が必要となる。また、仮に、キャリア位相再生モジュールがポストフィルタの後段に設けられているものとすると、ＰＲ−ＱＡＭ信号のコンステレーションに応じてキャリア位相再生器を変更する必要があり、構成が複雑になる。
【００３８】
通常のＱＡＭ信号に好適なＣＭＡおよびその改良アルゴリズムにおいては、等化すべき信号が独立した同一の分布についての統計的な特徴に係る要件を満たすことが必要である。ＰＲ−ＱＡＭシステムにおいては、元のＱＡＭ信号に対して、制御されたシンボル間干渉が導入されるので、ＣＭＡまたはその改良アルゴリズムは、ＰＲ−ＱＡＭシステムに直接的に適用することはできない。これに対して、本発明の実施形態においては、プリフィルタによって部分応答信号が一時的に全応答信号に変換される。すなわち、ＰＲ−ＱＡＭ信号が一時的に通常のＱＡＭ信号に変換される。よって、通常のＱＡＭ信号に対する、当業者によく知られているコヒーレント受信器ＤＳＰアルゴリズム（例えば、ＣＭＡおよびその改良アルゴリズム、周波数差推定アルゴリズム、キャリア位相推定アルゴリズム等）を、変更することなく、直接的に適用することができる。等化および位相再生の後、ＰＲ−ＱＡＭ信号は、後続のデータ判定および検出のために、（プリフィルタに対して）対称的なポストフィルタによって再生される。したがって、本発明の実施形態は、簡易な構成のプリフィルタおよび上述の構成を使用することにより、コヒーレント受信装置のコストを低下させ、性能を向上させることができる。
【００３９】
なお、上述の説明においては、プリフィルタ、適応イコライザ、位相再生装置、ポストフィルタは、１つの信号チャネルに対して記載されているが、本発明の実施形態は、偏波多重コヒーレント光通信システムに対しても好適である。偏波多重コヒーレント光通信システムにおいては、送信端末は、互いに直交する双方の偏波で情報を送信し、受信端末において偏波ダイバーシティのコヒーレント光受信器が使用される。偏波ダイバーシティを利用するデジタルコヒーレント光受信器においても、本発明の実施形態のプリフィルタ等を使用することができる。
【００４０】
図４は、本発明の実施形態のコヒーレント受信装置のＤＳＰ部分を示す図である。図４に示すように、本発明の実施形態のコヒーレント受信装置は、Ｈ偏波方向信号およびＶ偏波方向信号（すなわち、Ｈ偏波方向の信号およびＶ偏波方向の信号）にそれぞれ対応する２つのブランチを有している。各ブランチは、それぞれ、プリフィルタ１２、位相再生装置１４、ポストフィルタ１５、および不図示のデータ再生装置を含む。本発明の実施形態によるコヒーレント受信装置の等化装置は、バタフライ型イコライザ１３’（たとえば、ＣＭＡに基づくバタフライ構成の４つのＦＩＲフィルタ）を使用する。Ｗｈｈ、Ｗｖｈ、Ｗｈｖ、Ｗｖｖは、バタフライ構成に配置された４つのＦＩＲフィルタの等価な伝達関数を表す。なお、図４に示す例では、位相再生装置１４は、周波数差推定モジュール、位相推定モジュール、位相再生モジュールを含む構成である。
【００４１】
また、図４では、位相再生装置および等化装置が互いに分離されて描かれており、位相再生装置１４は等化装置１３（図４では、バタフライ型イコライザ１３’）に対してフィードバックを有していないが、本発明は、この構成に限定されるものではない。すなわち、位相再生装置は、等化装置１３に対して、適応フィードバック信号、制御信号、係数調整信号などを提供してもよい。フィードバック信号の種別および量は、本発明を限定するものではない。
【００４２】
図５は、図４に示すコヒーレント受信装置において使用可能な受信器フロントエンドの実施例である。図５に示すように、受信器フロントエンドへの入力光信号は、偏波ビームスプリッタ２１１により２つの成分（Ｈ偏波およびＶ偏波）に分離され、それぞれ光９０°ミキサ２１２の第１の入力ポートおよび第２の入力ポートに導かれる。受信器の局部発振レーザ（局部レーザ）２１３の出力は、偏波ビームスプリッタ２１４に入力される。偏波ビームスプリッタ２１４は、局部発振レーザ２１３の出力光を２つの成分（Ｈ偏波およびＶ偏波）に分離し、光９０°ミキサ２１２に入力する。光９０°ミキサ２１２は、入力された４つの信号チャネルを混合する。光９０°ミキサ２１２により得られる２組の混合信号は、それぞれ、バランス型受光器（ＰＤ）２１５、２１６により電気信号に変換され、さらに対応するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２１７、２１８によりデジタル信号に変換される。これにより、Ｈ偏波方向信号およびＶ偏波方向信号が得られる。
【００４３】
図６は、本発明の実施形態のコヒーレント受信方法を示すフローチャートである。図６に示すように、本発明の実施形態のコヒーレント受信方法は、まず、ステップＳ６０１において、入力光信号をデジタル電気信号に変換するフロントエンド処理を実行する。この電気信号は、本発明の実施形態においては、例えば、ＰＲ−ＱＡＭ電気信号である。
【００４４】
ステップＳ６０２において、上述のフロントエンド処理により得られるデジタル電気信号をプリフィルタリングし、部分応答信号を全応答電気信号に変換する。この処理においては、例えば、上記（３）式で表わされる伝達関数が使用される。また、１つの実施例においては、デュオバイナリ信号に対して上記（４）式で表わされる伝達関数が使用される。
【００４５】
ステップＳ６０３において、上述のプリフィルタリングにより得られる全応答信号について、等化および位相再生が実行される。好ましくは、例えば、適応等化が実行される。適応等化としては、ＣＭＡまたはその改良アルゴリズムに基づく等化を採用してもよい。
【００４６】
ステップＳ６０４において、位相再生された信号に対してポストフィルタリングを実行し、全応答信号を部分応答信号に戻す変換を行う。例えば、プリフィルタリング処理において上記（３）式の伝達関数が使用されたときは、ステップＳ６０４において上記（１）式の伝達関数が使用される。また、プリフィルタリング処理において上記（４）式の伝達関数が使用されたときは、ステップＳ６０４において上記（２）式の伝達関数が使用される。
【００４７】
ステップＳ６０５において、ポストフィルタリングにより得られる全応答信号に対して、データ再生などの処理が実行される。データ再生は、当業者に知られている様々な方法で実行することができる。なお、ステップＳ６０５においては、データ再生に加えて、さらに他の処理を実行してもよい。
【００４８】
コヒーレント受信方法が偏波多重コヒーレント光通信システムにおいて使用されるときは、ステップＳ６０１〜Ｓ６０５は、下記のように実行される。ステップＳ６０１のフロントエンド処理は、受信した部分応答信号を、Ｈ偏波方向部分応答デジタル信号およびＶ偏波方向部分応答デジタル信号に変換する。ステップＳ６０２のプリフィルタリング処理は、Ｈ偏波方向部分応答デジタル信号をプリフィルタリングしてＨ偏波方向全応答デジタル信号を生成するＨパスプリフィルタリング処理、およびＶ偏波方向部分応答デジタル信号をプリフィルタリングしてＶ偏波方向全応答デジタル信号を生成するＶパスプリフィルタリング処理を含む。ステップＳ６０３の等化および位相再生処理においては、等化処理は、フィルタリングされたＨ偏波方向全応答デジタル信号およびＶ偏波方向全応答デジタル信号に対してバタフライ等化を実行するために、バタフライ型イコライザ（例えば、バタフライ構成に配置された４つのＦＩＲフィルタ）を使用して、Ｈ偏波方向全応答デジタル等化信号およびＶ偏波方向全応答デジタル等化信号を生成する。さらに、位相再生処理は、Ｈ偏波方向全応答デジタル等化信号について位相再生を行うＨパス位相再生処理、およびＶ偏波方向全応答デジタル等化信号について位相再生を行うＶパス位相再生処理を含む。ステップＳ６０４のポストフィルタリング処理は、位相再生されたＨ偏波方向全応答デジタル等化信号をポストフィルタリングするＨパスポストフィルタリング処理、および位相再生されたＶ偏波方向全応答デジタル等化信号をポストフィルタリングするＶパスポストフィルタリング処理を含む。ステップＳ６０５のデータ再生処理は、光通信分野において知られている任意の方法を使用することができ、本発明の実施形態に影響を及ぼさないので、ここでは説明を省略する。
【００４９】
上述した本発明の装置および方法は、ハードウェアで、またはハードウェアとソフトウェアとの組合せで実装することができる。本発明は、論理ユニット（例えば、ＦＰＧＡ、マイクロチップ、ＣＰＵ）により実行されたときに、その論理ユニットに、上述の装置または構成部分の機能を実装させる、或いは、上述の方法または処理を実装させる、コンピュータ読取り可能プログラムに係わる。本発明は、上述のプログラムを記憶する記憶媒体、例えば、ハードディスク、磁気ディスク、光ディスク、ＤＶＤ、フラッシュメモリ、にも係わる。
【００５０】
本発明は、上述の実施形態との組合せにおいて記載された。しかし、この技術分野の当業者にとっては、明細書の記載は単なる例であり、本発明の範囲を限定するものではないことは明らかである。また、この技術分野の当業者は、本発明の精神および原理に基づいて、本発明の様々な変更および変形を創造することができ、そのような変更および変形も本発明の範囲に含まれる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換する受信器フロントエンドと、
前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタと、
プリフィルタリングされた前記全応答デジタル信号を等化するイコライザと、
前記イコライザによって等化された信号について位相再生を行う位相再生装置と、
前記位相再生装置により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングして、全応答デジタル信号を部分応答デジタル信号に戻すポストフィルタを備え、
前記ポストフィルタの伝達関数は、前記部分応答デジタル信号の伝達関数と同じであり、
前記プリフィルタは、伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用するものであり、
【数７】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい
ことを特徴とするコヒーレント受信装置。
【請求項２】
Ａは１である
ことを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント受信装置。
【請求項３】
ｍは１であり、ｎはゼロである
ことを特徴とする請求項１または２に記載のコヒーレント受信装置。
【請求項４】
αは、０．７５から０．８５の間である
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のコヒーレント受信装置。
【請求項５】
前記イコライザは、定包絡線アルゴリズムまたは改良された定包絡線アルゴリズムを利用して適応等化を実行する
ことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のコヒーレント受信装置。
【請求項６】
前記コヒーレント受信装置は、偏波多重コヒーレント光通信システムにおいて使用され、
前記受信器フロントエンドは、受信光信号をＨ偏波方向およびＶ偏波方向の部分応答デジタル信号に変換するために使用され、
前記プリフィルタは、第１および第２のプリフィルタを備え、前記位相再生装置は、第１および第２の位相再生装置を備え、前記ポストフィルタは、第１および第２のポストフィルタを備え、
前記第１のプリフィルタは、Ｈ偏波方向の前記部分応答デジタル信号をプリフィルタリングして、Ｈ偏波方向の全応答デジタル信号を生成し、
前記第２のプリフィルタは、Ｖ偏波方向の前記部分応答デジタル信号をプリフィルタリングして、Ｖ偏波方向の全応答デジタル信号を生成し、
前記イコライザは、Ｈ偏波方向およびＶ偏波方向においてそれぞれフィルタリングされた前記全応答デジタル信号に対してバタフライ等化および偏波分離を行い、Ｈ偏波方向およびＶ偏波方向においてそれぞれ全応答デジタル等化信号を得る、バタフライ型イコライザであり、
前記第１の位相再生装置は、Ｈ偏波方向において前記全応答デジタル等化信号について位相再生を行い、
前記第２の位相再生装置は、Ｖ偏波方向において前記全応答デジタル等化信号について位相再生を行い、
前記第１のポストフィルタは、Ｈ偏波方向において位相再生された前記全応答デジタル等化信号をポストフィルタリングし、
前記第２のポストフィルタは、Ｖ偏波方向において位相再生された前記全応答デジタル等化信号をポストフィルタリングする
ことを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント受信装置。
【請求項７】
受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換するフロントエンド処理と、
前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタリング処理と、
前記全応答デジタル信号を等化する等化処理と、
前記等化処理が行われた信号について位相再生を行う位相再生処理と、
前記位相再生処理により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングするポストフィルタリング処理を備え、
前記ポストフィルタリング処理で使用される伝達関数は、前記部分応答デジタル信号の伝達関数と同じであり、
前記プリフィルタリング処理は、伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用するものであり、
【数８】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい
ことを特徴とするコヒーレント受信方法。
【請求項８】
受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換する受信器フロントエンドを備えるコヒーレント受信装置において使用されるフィルタであって、
伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用して、前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換する、
【数９】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい
ことを特徴とするフィルタ。
【請求項１】
受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換する受信器フロントエンドと、
前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタと、
プリフィルタリングされた前記全応答デジタル信号を等化するイコライザと、
前記イコライザによって等化された信号について位相再生を行う位相再生装置と、
前記位相再生装置により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングして、全応答デジタル信号を部分応答デジタル信号に戻すポストフィルタを備え、
前記ポストフィルタの伝達関数は、前記部分応答デジタル信号の伝達関数と同じであり、
前記プリフィルタは、伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用するものであり、
【数７】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい
ことを特徴とするコヒーレント受信装置。
【請求項２】
Ａは１である
ことを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント受信装置。
【請求項３】
ｍは１であり、ｎはゼロである
ことを特徴とする請求項１または２に記載のコヒーレント受信装置。
【請求項４】
αは、０．７５から０．８５の間である
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のコヒーレント受信装置。
【請求項５】
前記イコライザは、定包絡線アルゴリズムまたは改良された定包絡線アルゴリズムを利用して適応等化を実行する
ことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のコヒーレント受信装置。
【請求項６】
前記コヒーレント受信装置は、偏波多重コヒーレント光通信システムにおいて使用され、
前記受信器フロントエンドは、受信光信号をＨ偏波方向およびＶ偏波方向の部分応答デジタル信号に変換するために使用され、
前記プリフィルタは、第１および第２のプリフィルタを備え、前記位相再生装置は、第１および第２の位相再生装置を備え、前記ポストフィルタは、第１および第２のポストフィルタを備え、
前記第１のプリフィルタは、Ｈ偏波方向の前記部分応答デジタル信号をプリフィルタリングして、Ｈ偏波方向の全応答デジタル信号を生成し、
前記第２のプリフィルタは、Ｖ偏波方向の前記部分応答デジタル信号をプリフィルタリングして、Ｖ偏波方向の全応答デジタル信号を生成し、
前記イコライザは、Ｈ偏波方向およびＶ偏波方向においてそれぞれフィルタリングされた前記全応答デジタル信号に対してバタフライ等化および偏波分離を行い、Ｈ偏波方向およびＶ偏波方向においてそれぞれ全応答デジタル等化信号を得る、バタフライ型イコライザであり、
前記第１の位相再生装置は、Ｈ偏波方向において前記全応答デジタル等化信号について位相再生を行い、
前記第２の位相再生装置は、Ｖ偏波方向において前記全応答デジタル等化信号について位相再生を行い、
前記第１のポストフィルタは、Ｈ偏波方向において位相再生された前記全応答デジタル等化信号をポストフィルタリングし、
前記第２のポストフィルタは、Ｖ偏波方向において位相再生された前記全応答デジタル等化信号をポストフィルタリングする
ことを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント受信装置。
【請求項７】
受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換するフロントエンド処理と、
前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換するプリフィルタリング処理と、
前記全応答デジタル信号を等化する等化処理と、
前記等化処理が行われた信号について位相再生を行う位相再生処理と、
前記位相再生処理により位相再生が行われた信号をポストフィルタリングするポストフィルタリング処理を備え、
前記ポストフィルタリング処理で使用される伝達関数は、前記部分応答デジタル信号の伝達関数と同じであり、
前記プリフィルタリング処理は、伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用するものであり、
【数８】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい
ことを特徴とするコヒーレント受信方法。
【請求項８】
受信した部分応答光信号を部分応答デジタル信号に変換する受信器フロントエンドを備えるコヒーレント受信装置において使用されるフィルタであって、
伝達関数
を有する部分応答信号に対して、下記の伝達関数
を使用して、前記部分応答デジタル信号を全応答デジタル信号に変換する、
【数９】
ｍおよびｎはゼロ以上の整数であり、ｍおよびｎは同時にゼロとなることはなく、αはゼロよりも大きく１よりも小さい
ことを特徴とするフィルタ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１１−２２３５６３（Ｐ２０１１−２２３５６３Ａ）
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−５９８８５（Ｐ２０１１−５９８８５）
【出願日】平成２３年３月１７日（２０１１．３．１７）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月１７日（２０１１．３．１７）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
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