スイッチング回路の制御装置
【課題】スイッチング回路の損失を低減させる。
【解決手段】スイッチング回路の制御装置１０は、還流ダイオードに転流電流が流れるときに、この還流ダイオードに並列なスイッチング素子をオン作動させるＰＷＭ演算部２５と、モータの目標回転数および目標トルクに基づき、スイッチング素子をオン作動させるオン時間を変更するデッドタイム演算部２５ａと、を備える。デッドタイム演算部２５ａは、目標回転数の増大に伴ってオン時間を減少傾向に変化させるとともに、力行を正かつ回生を負とする目標トルクの絶対値の増大に伴ってオン時間を減少傾向に変化させる。
【解決手段】スイッチング回路の制御装置１０は、還流ダイオードに転流電流が流れるときに、この還流ダイオードに並列なスイッチング素子をオン作動させるＰＷＭ演算部２５と、モータの目標回転数および目標トルクに基づき、スイッチング素子をオン作動させるオン時間を変更するデッドタイム演算部２５ａと、を備える。デッドタイム演算部２５ａは、目標回転数の増大に伴ってオン時間を減少傾向に変化させるとともに、力行を正かつ回生を負とする目標トルクの絶対値の増大に伴ってオン時間を減少傾向に変化させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング回路の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば電動車両などに搭載され、直流電源から供給される電力を用いてスイッチング回路のスイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistorのような逆導通可能な双方向性の半導体素子）をＯＮ／ＯＦＦ制御することでモータなどの負荷を駆動させる装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
この装置に具備されるスイッチング回路は、高電位側端子に接続されてハイサイドアームを構成するハイ側スイッチング素子と、低電位側端子に接続されてローサイドアームを構成するロー側スイッチング素子と、各スイッチング素子に逆導通方向に並列に接続される還流ダイオードとにより構成され、ハイサイドアームとローサイドアームとの接続点にはモータなどの誘導性負荷が接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特願２０１０−１０３８４０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記従来技術に係る装置によれば、スイッチング回路の損失および素子の発熱を低減するために、例えば電流量に応じて並列に接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの何れか一方に電流を流したり、例えば対をなすハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れか一方に流れる順方向電流に応じて、転流電流が流れる他方のＯＮ時間を設定したり、例えば転流電流が流れるスイッチング素子の温度に応じて、転流電流が流れるＯＮ時間を設定している。
これらに対して、スイッチング回路の損失を、より一層、低減させることが望まれている。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、スイッチング回路の損失を低減させることが可能なスイッチング回路の制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の請求項１に係るスイッチング回路の制御装置は、直列に接続された複数の双方向導通型のスイッチング素子（例えば、実施の形態での各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）および各前記複数のスイッチング素子毎に並列に接続された前記スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する逆導通素子（例えば、実施の形態での各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬ）から構成され、直流電源（例えば、実施の形態でのバッテリ１１）と交流電動機（例えば、実施の形態でのモータ１２）との間で電力変換を行なうスイッチング回路（例えば、実施の形態でのインバータ１３）の制御装置であって、前記逆導通素子に転流電流が流れるときに、該逆導通素子に並列な前記スイッチング素子をオン作動させる制御手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ演算部２５）と、前記交流電動機の目標回転数を取得する目標回転数取得手段（例えば、実施の形態での処理装置１４）と、前記交流電動機の目標トルクを取得する目標トルク取得手段（例えば、実施の形態での処理装置１４）と、前記目標回転数および前記目標トルクに基づき、前記スイッチング素子をオン作動させるオン時間を変更するオン時間変更手段（例えば、実施の形態でのデッドタイム演算部２５ａ）と、を備える。
【０００７】
さらに、本発明の請求項２に係るスイッチング回路の制御装置では、前記オン時間変更手段は、前記目標回転数の増大に伴って前記オン時間を減少傾向に変化させるとともに、力行を正かつ回生を負とする前記目標トルクの絶対値の増大に伴って前記オン時間を減少傾向に変化させる。
【０００８】
さらに、本発明の請求項３に係るスイッチング回路の制御装置は、前記直流電源の電圧を検出する電圧検出手段（例えば、実施の形態での電圧センサ３３）を備え、前記オン時間変更手段は、前記電圧検出手段によって検出された前記電圧に基づき、前記オン時間を変更する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の請求項１に係るスイッチング回路の制御装置によれば、交流電動機の制御に用いられるパラメータである目標回転数および目標トルクに基づいて、転流電流が流れる逆導通素子に並列なスイッチング素子のオン時間を制御することにより、交流電動機の特性を考慮しつつ、スイッチング回路の損失を低減することができ、しかも、制御処理が複雑化することを防止することができる。
【００１０】
さらに、本発明の請求項２に係るスイッチング回路の制御装置によれば、順方向電流が増大する場合には、逆導通素子に流れる転流電流を増大させることによって、スイッチング素子に転流電流が流れることによる導通損失を低減し、スイッチング回路の損失を低減することができる。
【００１１】
さらに、本発明の請求項３に係るスイッチング回路の制御装置によれば、交流電動機およびスイッチング回路の特性を総合的に考慮して、転流電流が流れる逆導通素子に並列なスイッチング素子のオン時間を詳細かつ柔軟に制御することができ、スイッチング回路の損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の構成図である。
【図３】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるモータの目標トルクと回転数と順方向電流との対応関係の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオン／オフの状態の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子および還流ダイオードに流れる電流の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオン／オフの状態の例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および比較例における電流の通電状態の例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置のモータの目標トルクおよび目標回転数とスイッチング素子のデッドタイムとの対応関係の例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図１０】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および比較例における電流の通電状態の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の一実施形態に係るスイッチング回路の制御装置について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０は、例えば車両に搭載され、図１および図２に示すように、バッテリ１１を直流電源として３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を制御するインバータ１３と、処理装置１４とを備えて構成されている。
【００１４】
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、双方向性のＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。
【００１５】
このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。
そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１１の正極側端子に接続されてハイ側アームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１１の接地された負極側端子に接続されてロー側アームを構成している。
そして、各相毎に、ハイ側アームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはロー側アームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
【００１６】
つまり、ブリッジ回路１３ａは、各相毎にハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）および還流ダイオード（各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ）を逆並列に接続（すなわち、双方向導通型のハイ側スイッチング素子と、該ハイ側スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する還流ダイオードとを並列に接続）してなるハイ側アームと、各相毎にロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）および還流ダイオード（各還流ダイオードＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬ）を逆並列に接続（すなわち、双方向導通型のロー側スイッチング素子と、該ロー側スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する還流ダイオードとを並列に接続）してなるロー側アームとが、各相毎に直列に接続されて構成されている。
そして、各相毎に、ハイ側アームおよびロー側アームの接続点にモータ１２のステータ巻線１２ａが接続されている。
【００１７】
インバータ１３は、例えばモータ１２の駆動時において、処理装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替える。これによって、バッテリ１１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線１２ａへの通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線１２ａに交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００１８】
一方、例えばモータ１２の回生時において、インバータ１３は、モータ１２の回転角に基づいて同期がとられて処理装置１４から出力されるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、モータ１２から出力される３相交流電力を直流電力に変換してバッテリ１１に充電可能である。
【００１９】
処理装置１４は、例えば、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなうものであり、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算し、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。
処理装置１４は、例えば、電流指令演算部２１と、差分演算部２２と、電流フィードバック演算部２３と、ｄｑ−３相変換部２４と、ＰＷＭ演算部２５と、３相−ｄｑ変換部２６とを備えて構成されている。
【００２０】
電流指令演算部２１は、モータ１２の目標トルクと回転数とに基づき、インバータ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上での目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとして差分演算部２２へ出力されている。
【００２１】
なお、モータ１２の回転数は、例えば、回転子（図示略）の回転角（例えば、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）を検出する回転角センサ３１から出力される検出値に基づき算出されてもよいし、あるいは、回転子（図示略）の回転数を検出する回転数センサ（図示略）により検出されてもよい。
【００２２】
電流指令演算部２１は、例えば図３に示すように、予めモータ１２の目標トルクと回転数とスイッチング素子の順方向電流との所定の対応関係を示すマップなどのデータを複数の異なる電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）毎に対応付けて記憶している。
そして、電流指令演算部２１は、モータ１２の目標トルクと回転数と電圧センサ３３により検出される電源電圧とに応じたスイッチング素子の順方向電流を、予め記憶しているマップに対するマップ検索などにより取得し、この順方向電流に応じた目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算する。
【００２３】
なお、例えば図３に示す適宜の電源電圧Ａに対する所定のマップでは、目標トルクの増大あるいは回転数の増大あるいは電源電圧の低下に伴い、順方向電流が増大傾向に変化するように設定されているが、これに限定されず、例えばモータ１２やインバータ１３などの特性あるいは素子特性データなどに応じた適宜の傾向を示すように設定されてもよい。
【００２４】
また、回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばモータ１２の回転子（図示略）に具備される永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、回転子の回転位相に同期して回転している。
これにより、インバータ１３からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号である目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃを与えるようになっている。
【００２５】
差分演算部２２は、電流指令演算部２１から出力される目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃと３相−ｄｑ変換部２６から出力されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの各偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを算出する。
電流フィードバック演算部２３は、例えばＰＩＤ（比例積分微分）動作などにより、各偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。
【００２６】
ｄｑ−３相変換部２４は、モータ１２の回転子（図示略）の回転角を検出する回転角センサ３１から出力される回転角の検出値により、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗに変換する。
【００２７】
ＰＷＭ演算部２５は、例えばモータ１２の駆動時には、各相のステータ巻線１２ａに交流の正弦波状のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電するために、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。
【００２８】
ＰＷＭ演算部２５は、例えば図４に示すように、いわゆる相補ＰＷＭ（パルス幅変調）によってブリッジ回路１３ａのハイ側アームおよびロー側アームの各スイッチング素子を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動させる。そして、各相毎のハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオンの比率は、各相毎のハイ側およびロー側オンデューティＤｕｔｙＵ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＶ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＷ（Ｈ，Ｌ）により設定されている。
これにより、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンおよびロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオフの状態と、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオフおよびロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンの状態とが、交互に切り替えられる。
【００２９】
そして、例えば図５に示すように、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンにおいてハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に順方向電流が流れる場合には、ロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンにおいてロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に逆方向電流が流れると共に、このロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に逆並列に接続されている還流ダイオード（２）に転流電流が流れる。
【００３０】
一方、ロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンにおいてロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に順方向電流が流れる場合には、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンにおいてハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に逆方向電流が流れると共に、このハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に逆並列に接続されている還流ダイオード（１）に転流電流が流れる。
【００３１】
なお、例えば図５に示すように、転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子のオンの状態において、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる場合には、転流電流（逆方向電流）がスイッチング素子のみ、あるいは還流ダイオードのみに流れる場合に比べて、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの合成抵抗が小さくなることに伴って、スイッチング回路全体としての損失を低減させることができる。
【００３２】
そして、ＰＷＭ演算部２５は、モータ１２に通電される相電流の方向に応じたハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れかをオン作動させるオン時間に係るデッドタイムを、モータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電圧センサ３３により検出される電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）により設定可能なデッドタイム演算部２５ａを備えている。
【００３３】
例えば、デッドタイム演算部２５ａは、ハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）およびロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）のうち順方向電流が流れるスイッチング素子のデッドタイムを所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ（例えば、５％など）とする。
そして、ハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）およびロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）のうち転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子のデッドタイムを、モータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧により設定する。
【００３４】
これにより、例えば図６に示すように、デッドタイム演算部２５ａによって設定されるスイッチング素子（転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子）のオンデューティ（ＳＷ２＿Ｔｏｎ）はゼロから所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎに対応する所定の上限値（＝１００％−ＳＷ１＿Ｔｏｎ％−Ｔｄ＿Ｍｉｎ％）までの間の適宜の値（例えば、ａ％，ｂ％，ｃ％など）となるように設定される。
【００３５】
これにより、例えば図７（Ａ）に示すようにスイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を採用する比較例では、スイッチング素子のオンであってもスイッチング素子に逆方向電流が流れずに還流ダイオードのみに転流電流が流れることに対して、例えば図７（Ｂ），（Ｃ）に示すようにスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を採用する実施例では、デッドタイム演算部２５ａによって設定されるデッドタイムに応じてスイッチング素子と還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる。
【００３６】
デッドタイム演算部２５ａは、例えば、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子のデッドタイムに係るマップあるいは数式を記憶しており、該マップあるいは数式に基づいて、転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子のデッドタイムを設定する。
【００３７】
なお、例えば図８に示す適宜の電源電圧Ａに対する所定のマップでは、モータ１２の目標回転数または力行を正かつ回生を負とする目標トルクが増大することに伴い、スイッチング素子の損失が増大すると判断されて、デッドタイムが増大傾向に変化するように設定され、スイッチング素子に流れる逆方向電流が低下傾向に変化するように（つまり、スイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流が増大傾向に変化するように）設定されている。
【００３８】
また、例えば電源電圧が増大することに伴い、スイッチング素子の損失が低下すると判断されて、デッドタイムが低下傾向に変化するように設定され、スイッチング素子に流れる逆方向電流が増大傾向に変化するように（つまり、スイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流が低下傾向に変化するように）設定されている。
なお、デッドタイムの傾向はこれに限定されず、例えばモータ１２やインバータ１３などの特性あるいは素子特性データなどに応じた適宜の傾向を示すように設定されてもよい。
【００３９】
そして、３相−ｄｑ変換部２６は、各相電流検出部３２により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値と、回転角センサ３１から出力される回転角の検出値とにより、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００４０】
本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このスイッチング回路の制御装置１０の動作例、特に、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れかをオン作動させるオン時間に係るデッドタイムを設定する処理について説明する。
【００４１】
先ず、例えば図９に示すステップＳ０１においては、モータ１２の回転角および相電流と、電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）を取得する。
次に、ステップＳ０２においては、相電流がゼロよりも大きいか、つまり相電流の符号が正であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０３に進む。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ０５に進む。
【００４２】
そして、ステップＳ０３においては、オン作動において順方向電流が流れるハイ側アームのハイ側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＨを所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ（例えば、５％など）とする。
次に、ステップＳ０４においては、オン作動において順方向電流が流れていない（つまり、逆方向電流が流れる）ロー側アームのロー側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＬを、例えばモータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧に基づく所定のマップに対するマップ検索により演算し、後述するステップＳ０７に進む。
【００４３】
また、ステップＳ０５においては、転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子（つまりオン作動において逆方向電流が流れるスイッチング素子）であるハイ側アームのハイ側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＨを、例えばモータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧に基づく所定のマップに対するマップ検索により演算する。
次に、ステップＳ０６においては、オン作動において順方向電流が流れるロー側アームのロー側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＬを所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ（例えば、５％など）とし、ステップＳ０７に進む。
【００４４】
そして、ステップＳ０７においては、この時点で設定されている各デッドタイムＴｄＨ，ＴｄＬを決定し、エンドに進む。
【００４５】
例えば図１０に示す比較例ではブリッジ回路１３ａのハイ側アームおよびロー側アームの各スイッチング素子のデッドタイムを一定（例えば、所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ：５％）として各スイッチング素子を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動させる相補ＰＷＭ制御が実行され、実施例ではデッドタイム演算部２５ａによってデッドタイムが設定されるデッドタイム可変ＰＷＭ制御が実行されている。
【００４６】
そして、例えばスイッチング周期ａでは、相電流が所定値未満であって、相電流の電流符号が正または負となり、スイッチング素子に流れる逆方向電流が、このスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流よりも大きくなる状態であって、実施例および比較例において各デッドタイムＴｄＨ，ＴｄＬが同等となる。
【００４７】
また、例えばスイッチング周期ｂでは、相電流が所定値よりも大きく、相電流の電流符号が正となり、スイッチング素子に流れる逆方向電流が、このスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流よりも小さくなる状態であって、比較例において各デッドタイムＴｄＨ，ＴｄＬが一定（例えば、所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ：５％）となることに対して、実施例では、逆方向電流が流れるロー側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＬがモータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧に応じて可変となる。
【００４８】
また、例えばスイッチング周期ｃでは、相電流が所定値よりも大きく、相電流の電流符号が正となり、スイッチング素子に流れる逆方向電流が、このスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流よりも大きくなる状態であって、比較例において各デッドタイムＴｄＨ，ＴｄＬが一定（例えば、所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ：５％）となることに対して、実施例では、逆方向電流が流れるロー側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＬがモータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧に応じて可変となる。
【００４９】
上述したように、本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０によれば、モータ１２の制御に用いられるパラメータである目標回転数および目標トルクに基づいて、転流電流が流れる還流ダイオードに並列なスイッチング素子のオン時間を制御することにより、モータ１２の特性を考慮しつつ、スイッチング回路（つまりインバータ１３）の損失を低減することができ、しかも、制御処理が複雑化することを防止することができる。
【００５０】
さらに、モータ１２の目標回転数または目標トルクが増大する場合には、還流ダイオードに流れる転流電流を増大させることによって、この還流ダイオードに並列に接続されたスイッチング素子に逆方向電流が流れることによる導通損失を低減し、スイッチング回路（つまりインバータ１３）の損失を低減することができる。
【００５１】
さらに、電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）に基づきスイッチング素子のオン時間を制御することにより、モータ１２およびスイッチング回路（つまりインバータ１３）の特性を総合的に考慮して、転流電流が流れる還流ダイオードに並列なスイッチング素子のオン時間を詳細かつ柔軟に制御することができ、スイッチング回路（つまりインバータ１３）の損失を低減することができる。
【００５２】
なお、上述した実施の形態においては、モータ１２の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを各相電流検出部３２により検出するとしたが、これに限定されず、例えばインバータ１３の直流側電流を検出する電流センサから出力される検出値と、ＰＷＭ演算部２５から出力されるＰＷＭ信号とに基づいて各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定してもよい。
【符号の説明】
【００５３】
１０ スイッチング回路の制御装置
１２ モータ（交流電動機）
１３ インバータ（スイッチング回路）
１４ 処理装置（目標回転数取得手段、目標トルク取得手段）
２５ ＰＷＭ演算部（制御手段）
２５ａ デッドタイム演算部（オン時間変更手段）
３３ 電圧センサ（電圧検出手段）
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング回路の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば電動車両などに搭載され、直流電源から供給される電力を用いてスイッチング回路のスイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistorのような逆導通可能な双方向性の半導体素子）をＯＮ／ＯＦＦ制御することでモータなどの負荷を駆動させる装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
この装置に具備されるスイッチング回路は、高電位側端子に接続されてハイサイドアームを構成するハイ側スイッチング素子と、低電位側端子に接続されてローサイドアームを構成するロー側スイッチング素子と、各スイッチング素子に逆導通方向に並列に接続される還流ダイオードとにより構成され、ハイサイドアームとローサイドアームとの接続点にはモータなどの誘導性負荷が接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特願２０１０−１０３８４０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記従来技術に係る装置によれば、スイッチング回路の損失および素子の発熱を低減するために、例えば電流量に応じて並列に接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの何れか一方に電流を流したり、例えば対をなすハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れか一方に流れる順方向電流に応じて、転流電流が流れる他方のＯＮ時間を設定したり、例えば転流電流が流れるスイッチング素子の温度に応じて、転流電流が流れるＯＮ時間を設定している。
これらに対して、スイッチング回路の損失を、より一層、低減させることが望まれている。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、スイッチング回路の損失を低減させることが可能なスイッチング回路の制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の請求項１に係るスイッチング回路の制御装置は、直列に接続された複数の双方向導通型のスイッチング素子（例えば、実施の形態での各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）および各前記複数のスイッチング素子毎に並列に接続された前記スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する逆導通素子（例えば、実施の形態での各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬ）から構成され、直流電源（例えば、実施の形態でのバッテリ１１）と交流電動機（例えば、実施の形態でのモータ１２）との間で電力変換を行なうスイッチング回路（例えば、実施の形態でのインバータ１３）の制御装置であって、前記逆導通素子に転流電流が流れるときに、該逆導通素子に並列な前記スイッチング素子をオン作動させる制御手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ演算部２５）と、前記交流電動機の目標回転数を取得する目標回転数取得手段（例えば、実施の形態での処理装置１４）と、前記交流電動機の目標トルクを取得する目標トルク取得手段（例えば、実施の形態での処理装置１４）と、前記目標回転数および前記目標トルクに基づき、前記スイッチング素子をオン作動させるオン時間を変更するオン時間変更手段（例えば、実施の形態でのデッドタイム演算部２５ａ）と、を備える。
【０００７】
さらに、本発明の請求項２に係るスイッチング回路の制御装置では、前記オン時間変更手段は、前記目標回転数の増大に伴って前記オン時間を減少傾向に変化させるとともに、力行を正かつ回生を負とする前記目標トルクの絶対値の増大に伴って前記オン時間を減少傾向に変化させる。
【０００８】
さらに、本発明の請求項３に係るスイッチング回路の制御装置は、前記直流電源の電圧を検出する電圧検出手段（例えば、実施の形態での電圧センサ３３）を備え、前記オン時間変更手段は、前記電圧検出手段によって検出された前記電圧に基づき、前記オン時間を変更する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の請求項１に係るスイッチング回路の制御装置によれば、交流電動機の制御に用いられるパラメータである目標回転数および目標トルクに基づいて、転流電流が流れる逆導通素子に並列なスイッチング素子のオン時間を制御することにより、交流電動機の特性を考慮しつつ、スイッチング回路の損失を低減することができ、しかも、制御処理が複雑化することを防止することができる。
【００１０】
さらに、本発明の請求項２に係るスイッチング回路の制御装置によれば、順方向電流が増大する場合には、逆導通素子に流れる転流電流を増大させることによって、スイッチング素子に転流電流が流れることによる導通損失を低減し、スイッチング回路の損失を低減することができる。
【００１１】
さらに、本発明の請求項３に係るスイッチング回路の制御装置によれば、交流電動機およびスイッチング回路の特性を総合的に考慮して、転流電流が流れる逆導通素子に並列なスイッチング素子のオン時間を詳細かつ柔軟に制御することができ、スイッチング回路の損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の構成図である。
【図３】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるモータの目標トルクと回転数と順方向電流との対応関係の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオン／オフの状態の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子および還流ダイオードに流れる電流の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置におけるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオン／オフの状態の例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および比較例における電流の通電状態の例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置のモータの目標トルクおよび目標回転数とスイッチング素子のデッドタイムとの対応関係の例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図１０】本発明の実施の形態に係るスイッチング回路の制御装置の実施例および比較例における電流の通電状態の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の一実施形態に係るスイッチング回路の制御装置について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０は、例えば車両に搭載され、図１および図２に示すように、バッテリ１１を直流電源として３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を制御するインバータ１３と、処理装置１４とを備えて構成されている。
【００１４】
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、双方向性のＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。
【００１５】
このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。
そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１１の正極側端子に接続されてハイ側アームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１１の接地された負極側端子に接続されてロー側アームを構成している。
そして、各相毎に、ハイ側アームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはロー側アームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
【００１６】
つまり、ブリッジ回路１３ａは、各相毎にハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）および還流ダイオード（各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ）を逆並列に接続（すなわち、双方向導通型のハイ側スイッチング素子と、該ハイ側スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する還流ダイオードとを並列に接続）してなるハイ側アームと、各相毎にロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）および還流ダイオード（各還流ダイオードＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬ）を逆並列に接続（すなわち、双方向導通型のロー側スイッチング素子と、該ロー側スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する還流ダイオードとを並列に接続）してなるロー側アームとが、各相毎に直列に接続されて構成されている。
そして、各相毎に、ハイ側アームおよびロー側アームの接続点にモータ１２のステータ巻線１２ａが接続されている。
【００１７】
インバータ１３は、例えばモータ１２の駆動時において、処理装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替える。これによって、バッテリ１１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線１２ａへの通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線１２ａに交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００１８】
一方、例えばモータ１２の回生時において、インバータ１３は、モータ１２の回転角に基づいて同期がとられて処理装置１４から出力されるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、モータ１２から出力される３相交流電力を直流電力に変換してバッテリ１１に充電可能である。
【００１９】
処理装置１４は、例えば、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなうものであり、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算し、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。
処理装置１４は、例えば、電流指令演算部２１と、差分演算部２２と、電流フィードバック演算部２３と、ｄｑ−３相変換部２４と、ＰＷＭ演算部２５と、３相−ｄｑ変換部２６とを備えて構成されている。
【００２０】
電流指令演算部２１は、モータ１２の目標トルクと回転数とに基づき、インバータ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上での目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとして差分演算部２２へ出力されている。
【００２１】
なお、モータ１２の回転数は、例えば、回転子（図示略）の回転角（例えば、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）を検出する回転角センサ３１から出力される検出値に基づき算出されてもよいし、あるいは、回転子（図示略）の回転数を検出する回転数センサ（図示略）により検出されてもよい。
【００２２】
電流指令演算部２１は、例えば図３に示すように、予めモータ１２の目標トルクと回転数とスイッチング素子の順方向電流との所定の対応関係を示すマップなどのデータを複数の異なる電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）毎に対応付けて記憶している。
そして、電流指令演算部２１は、モータ１２の目標トルクと回転数と電圧センサ３３により検出される電源電圧とに応じたスイッチング素子の順方向電流を、予め記憶しているマップに対するマップ検索などにより取得し、この順方向電流に応じた目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算する。
【００２３】
なお、例えば図３に示す適宜の電源電圧Ａに対する所定のマップでは、目標トルクの増大あるいは回転数の増大あるいは電源電圧の低下に伴い、順方向電流が増大傾向に変化するように設定されているが、これに限定されず、例えばモータ１２やインバータ１３などの特性あるいは素子特性データなどに応じた適宜の傾向を示すように設定されてもよい。
【００２４】
また、回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばモータ１２の回転子（図示略）に具備される永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、回転子の回転位相に同期して回転している。
これにより、インバータ１３からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号である目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃを与えるようになっている。
【００２５】
差分演算部２２は、電流指令演算部２１から出力される目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃと３相−ｄｑ変換部２６から出力されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの各偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを算出する。
電流フィードバック演算部２３は、例えばＰＩＤ（比例積分微分）動作などにより、各偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。
【００２６】
ｄｑ−３相変換部２４は、モータ１２の回転子（図示略）の回転角を検出する回転角センサ３１から出力される回転角の検出値により、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗに変換する。
【００２７】
ＰＷＭ演算部２５は、例えばモータ１２の駆動時には、各相のステータ巻線１２ａに交流の正弦波状のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電するために、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。
【００２８】
ＰＷＭ演算部２５は、例えば図４に示すように、いわゆる相補ＰＷＭ（パルス幅変調）によってブリッジ回路１３ａのハイ側アームおよびロー側アームの各スイッチング素子を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動させる。そして、各相毎のハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のオンの比率は、各相毎のハイ側およびロー側オンデューティＤｕｔｙＵ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＶ（Ｈ，Ｌ），ＤｕｔｙＷ（Ｈ，Ｌ）により設定されている。
これにより、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンおよびロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオフの状態と、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオフおよびロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンの状態とが、交互に切り替えられる。
【００２９】
そして、例えば図５に示すように、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンにおいてハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に順方向電流が流れる場合には、ロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンにおいてロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に逆方向電流が流れると共に、このロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に逆並列に接続されている還流ダイオード（２）に転流電流が流れる。
【００３０】
一方、ロー側アームのロー側スイッチング素子（ＳＷ２）のオンにおいてロー側スイッチング素子（ＳＷ２）に順方向電流が流れる場合には、ハイ側アームのハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）のオンにおいてハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に逆方向電流が流れると共に、このハイ側スイッチング素子（ＳＷ１）に逆並列に接続されている還流ダイオード（１）に転流電流が流れる。
【００３１】
なお、例えば図５に示すように、転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子のオンの状態において、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる場合には、転流電流（逆方向電流）がスイッチング素子のみ、あるいは還流ダイオードのみに流れる場合に比べて、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの合成抵抗が小さくなることに伴って、スイッチング回路全体としての損失を低減させることができる。
【００３２】
そして、ＰＷＭ演算部２５は、モータ１２に通電される相電流の方向に応じたハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れかをオン作動させるオン時間に係るデッドタイムを、モータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電圧センサ３３により検出される電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）により設定可能なデッドタイム演算部２５ａを備えている。
【００３３】
例えば、デッドタイム演算部２５ａは、ハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）およびロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）のうち順方向電流が流れるスイッチング素子のデッドタイムを所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ（例えば、５％など）とする。
そして、ハイ側スイッチング素子（各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ）およびロー側スイッチング素子（各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）のうち転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子のデッドタイムを、モータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧により設定する。
【００３４】
これにより、例えば図６に示すように、デッドタイム演算部２５ａによって設定されるスイッチング素子（転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子）のオンデューティ（ＳＷ２＿Ｔｏｎ）はゼロから所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎに対応する所定の上限値（＝１００％−ＳＷ１＿Ｔｏｎ％−Ｔｄ＿Ｍｉｎ％）までの間の適宜の値（例えば、ａ％，ｂ％，ｃ％など）となるように設定される。
【００３５】
これにより、例えば図７（Ａ）に示すようにスイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を採用する比較例では、スイッチング素子のオンであってもスイッチング素子に逆方向電流が流れずに還流ダイオードのみに転流電流が流れることに対して、例えば図７（Ｂ），（Ｃ）に示すようにスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を採用する実施例では、デッドタイム演算部２５ａによって設定されるデッドタイムに応じてスイッチング素子と還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる。
【００３６】
デッドタイム演算部２５ａは、例えば、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子のうち転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子のデッドタイムに係るマップあるいは数式を記憶しており、該マップあるいは数式に基づいて、転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子のデッドタイムを設定する。
【００３７】
なお、例えば図８に示す適宜の電源電圧Ａに対する所定のマップでは、モータ１２の目標回転数または力行を正かつ回生を負とする目標トルクが増大することに伴い、スイッチング素子の損失が増大すると判断されて、デッドタイムが増大傾向に変化するように設定され、スイッチング素子に流れる逆方向電流が低下傾向に変化するように（つまり、スイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流が増大傾向に変化するように）設定されている。
【００３８】
また、例えば電源電圧が増大することに伴い、スイッチング素子の損失が低下すると判断されて、デッドタイムが低下傾向に変化するように設定され、スイッチング素子に流れる逆方向電流が増大傾向に変化するように（つまり、スイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流が低下傾向に変化するように）設定されている。
なお、デッドタイムの傾向はこれに限定されず、例えばモータ１２やインバータ１３などの特性あるいは素子特性データなどに応じた適宜の傾向を示すように設定されてもよい。
【００３９】
そして、３相−ｄｑ変換部２６は、各相電流検出部３２により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値と、回転角センサ３１から出力される回転角の検出値とにより、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００４０】
本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このスイッチング回路の制御装置１０の動作例、特に、ハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の何れかをオン作動させるオン時間に係るデッドタイムを設定する処理について説明する。
【００４１】
先ず、例えば図９に示すステップＳ０１においては、モータ１２の回転角および相電流と、電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）を取得する。
次に、ステップＳ０２においては、相電流がゼロよりも大きいか、つまり相電流の符号が正であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０３に進む。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ０５に進む。
【００４２】
そして、ステップＳ０３においては、オン作動において順方向電流が流れるハイ側アームのハイ側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＨを所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ（例えば、５％など）とする。
次に、ステップＳ０４においては、オン作動において順方向電流が流れていない（つまり、逆方向電流が流れる）ロー側アームのロー側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＬを、例えばモータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧に基づく所定のマップに対するマップ検索により演算し、後述するステップＳ０７に進む。
【００４３】
また、ステップＳ０５においては、転流電流が流れている還流ダイオードに並列なスイッチング素子（つまりオン作動において逆方向電流が流れるスイッチング素子）であるハイ側アームのハイ側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＨを、例えばモータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧に基づく所定のマップに対するマップ検索により演算する。
次に、ステップＳ０６においては、オン作動において順方向電流が流れるロー側アームのロー側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＬを所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ（例えば、５％など）とし、ステップＳ０７に進む。
【００４４】
そして、ステップＳ０７においては、この時点で設定されている各デッドタイムＴｄＨ，ＴｄＬを決定し、エンドに進む。
【００４５】
例えば図１０に示す比較例ではブリッジ回路１３ａのハイ側アームおよびロー側アームの各スイッチング素子のデッドタイムを一定（例えば、所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ：５％）として各スイッチング素子を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動させる相補ＰＷＭ制御が実行され、実施例ではデッドタイム演算部２５ａによってデッドタイムが設定されるデッドタイム可変ＰＷＭ制御が実行されている。
【００４６】
そして、例えばスイッチング周期ａでは、相電流が所定値未満であって、相電流の電流符号が正または負となり、スイッチング素子に流れる逆方向電流が、このスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流よりも大きくなる状態であって、実施例および比較例において各デッドタイムＴｄＨ，ＴｄＬが同等となる。
【００４７】
また、例えばスイッチング周期ｂでは、相電流が所定値よりも大きく、相電流の電流符号が正となり、スイッチング素子に流れる逆方向電流が、このスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流よりも小さくなる状態であって、比較例において各デッドタイムＴｄＨ，ＴｄＬが一定（例えば、所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ：５％）となることに対して、実施例では、逆方向電流が流れるロー側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＬがモータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧に応じて可変となる。
【００４８】
また、例えばスイッチング周期ｃでは、相電流が所定値よりも大きく、相電流の電流符号が正となり、スイッチング素子に流れる逆方向電流が、このスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードに流れる転流電流よりも大きくなる状態であって、比較例において各デッドタイムＴｄＨ，ＴｄＬが一定（例えば、所定の最小デッドタイムＴｄ＿Ｍｉｎ：５％）となることに対して、実施例では、逆方向電流が流れるロー側スイッチング素子のデッドタイムＴｄＬがモータ１２の目標回転数および目標トルクおよび電源電圧に応じて可変となる。
【００４９】
上述したように、本実施の形態によるスイッチング回路の制御装置１０によれば、モータ１２の制御に用いられるパラメータである目標回転数および目標トルクに基づいて、転流電流が流れる還流ダイオードに並列なスイッチング素子のオン時間を制御することにより、モータ１２の特性を考慮しつつ、スイッチング回路（つまりインバータ１３）の損失を低減することができ、しかも、制御処理が複雑化することを防止することができる。
【００５０】
さらに、モータ１２の目標回転数または目標トルクが増大する場合には、還流ダイオードに流れる転流電流を増大させることによって、この還流ダイオードに並列に接続されたスイッチング素子に逆方向電流が流れることによる導通損失を低減し、スイッチング回路（つまりインバータ１３）の損失を低減することができる。
【００５１】
さらに、電源電圧（つまり、バッテリ１１の出力電圧）に基づきスイッチング素子のオン時間を制御することにより、モータ１２およびスイッチング回路（つまりインバータ１３）の特性を総合的に考慮して、転流電流が流れる還流ダイオードに並列なスイッチング素子のオン時間を詳細かつ柔軟に制御することができ、スイッチング回路（つまりインバータ１３）の損失を低減することができる。
【００５２】
なお、上述した実施の形態においては、モータ１２の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを各相電流検出部３２により検出するとしたが、これに限定されず、例えばインバータ１３の直流側電流を検出する電流センサから出力される検出値と、ＰＷＭ演算部２５から出力されるＰＷＭ信号とに基づいて各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定してもよい。
【符号の説明】
【００５３】
１０ スイッチング回路の制御装置
１２ モータ（交流電動機）
１３ インバータ（スイッチング回路）
１４ 処理装置（目標回転数取得手段、目標トルク取得手段）
２５ ＰＷＭ演算部（制御手段）
２５ａ デッドタイム演算部（オン時間変更手段）
３３ 電圧センサ（電圧検出手段）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された複数の双方向導通型のスイッチング素子および各前記複数のスイッチング素子毎に並列に接続された前記スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する逆導通素子から構成され、直流電源と交流電動機との間で電力変換を行なうスイッチング回路の制御装置であって、
前記逆導通素子に転流電流が流れるときに、該逆導通素子に並列な前記スイッチング素子をオン作動させる制御手段と、
前記交流電動機の目標回転数を取得する目標回転数取得手段と、
前記交流電動機の目標トルクを取得する目標トルク取得手段と、
前記目標回転数および前記目標トルクに基づき、前記スイッチング素子をオン作動させるオン時間を変更するオン時間変更手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング回路の制御装置。
【請求項２】
前記オン時間変更手段は、
前記目標回転数の増大に伴って前記オン時間を減少傾向に変化させるとともに、力行を正かつ回生を負とする前記目標トルクの絶対値の増大に伴って前記オン時間を減少傾向に変化させることを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング回路の制御装置。
【請求項３】
前記直流電源の電圧を検出する電圧検出手段を備え、
前記オン時間変更手段は、前記電圧検出手段によって検出された前記電圧に基づき、前記オン時間を変更することを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のスイッチング回路の制御装置。
【請求項１】
直列に接続された複数の双方向導通型のスイッチング素子および各前記複数のスイッチング素子毎に並列に接続された前記スイッチング素子の順方向導通に対して逆導通する逆導通素子から構成され、直流電源と交流電動機との間で電力変換を行なうスイッチング回路の制御装置であって、
前記逆導通素子に転流電流が流れるときに、該逆導通素子に並列な前記スイッチング素子をオン作動させる制御手段と、
前記交流電動機の目標回転数を取得する目標回転数取得手段と、
前記交流電動機の目標トルクを取得する目標トルク取得手段と、
前記目標回転数および前記目標トルクに基づき、前記スイッチング素子をオン作動させるオン時間を変更するオン時間変更手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング回路の制御装置。
【請求項２】
前記オン時間変更手段は、
前記目標回転数の増大に伴って前記オン時間を減少傾向に変化させるとともに、力行を正かつ回生を負とする前記目標トルクの絶対値の増大に伴って前記オン時間を減少傾向に変化させることを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング回路の制御装置。
【請求項３】
前記直流電源の電圧を検出する電圧検出手段を備え、
前記オン時間変更手段は、前記電圧検出手段によって検出された前記電圧に基づき、前記オン時間を変更することを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のスイッチング回路の制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１３−１７２９４（Ｐ２０１３−１７２９４Ａ）
【公開日】平成２５年１月２４日（２０１３．１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１４７９３０（Ｐ２０１１−１４７９３０）
【出願日】平成２３年７月４日（２０１１．７．４）
【出願人】（０００００５３２６）本田技研工業株式会社 (23,863)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月２４日（２０１３．１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月４日（２０１１．７．４）
【出願人】（０００００５３２６）本田技研工業株式会社 (23,863)
【Ｆターム（参考）】
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