スイッチング電源装置
【課題】小型化及び低コスト化のため１次側において過負荷保護を行うに際し、励磁電流の影響を抑えるとともに、広範囲な入力電圧に対応して安定した過負荷保護を行うスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続された第１直列回路と、共振コンデンサＣｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｌｐとが直列に接続された第２直列回路と、整流平滑回路と、整流平滑回路の出力電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０ａと、第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部と、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との少なくとも一方のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する負荷電流抽出部と、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う過電流保護部とを備える。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続された第１直列回路と、共振コンデンサＣｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｌｐとが直列に接続された第２直列回路と、整流平滑回路と、整流平滑回路の出力電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０ａと、第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部と、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との少なくとも一方のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する負荷電流抽出部と、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う過電流保護部とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流共振型のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
フラットパネルディスプレイ等に用いられるスイッチング電源装置は、スイッチング素子を２石用いるハーフブリッジ型で、さらにスイッチング損失を減らすことができる電流共振型を採用する場合が多い。電流共振型のスイッチング電源装置は、通常ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）との組み合わせで使用されるので、入力電圧一定で使用される場合が多い。
【０００３】
図７は、従来のスイッチング電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。まず、直流電源Ｖｉｎの電圧が印加されると、図示しない起動回路により制御回路１０が動作を開始する。制御回路１０は、発振回路１１、Ｄ型フリップフロップ回路１３、デットタイム生成回路１４，１５、レベルシフト回路１６、バッファ回路１７，１８を有し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とをデットタイムを有して交互にオン・オフさせる。
【０００４】
スイッチ素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌr→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ２のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
【０００５】
スイッチ素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧擬似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ２の電流は、スイッチ素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、ダイオードＤ８に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがダイオードＤ８を介して電流共振コンデンサＣｒｉを充電する。この期間にスイッチ素子Ｑ１をオンさせることでスイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチが可能となる。
【０００６】
スイッチ素子Ｑ１がオンすると、電流共振コンデンサＣｒｉを電源として、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
【０００７】
スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ１の電流は、スイッチ素子Ｑ１のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖが直流電源Ｖｉｎの電圧まで充電されると、ダイオードＤ９に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがダイオードＤ９を介して直流電源Ｖｉｎに回生される。この期間にスイッチ素子Ｑ２をオンさせることでスイッチ素子Ｑ２のゼロボルトスイッチが可能となる。
【０００８】
特許文献１には、入力電圧が広範囲化される場合にも過負荷検出信号の入力電圧依存性がないことを目的とするスイッチング電源の過負荷保護回路が記載されている。この過負荷保護回路は、交流電力を整流平滑化してトランスの一次巻線に印加してスイッチング素子によりオンオフし、このトランスの二次巻線に誘起されたスイッチング電圧を整流平滑化して出力するオンオフ型コンバータ部と、このコンバータ部の出力電圧を基準電圧と比較して誤差電圧を小さくする方向にスイッチング素子に対して制御信号を送るとともに、入力電圧が増大したときはパルス幅を狭くする方向に制御するパルス幅制御回路と、この一次巻線に流れる電流のピーク成分を検出する手段と、このトランスの一次側に設けられたバイアス巻線に誘起されるオンオン極性のスイッチング電圧を整流平滑化する整流平滑部とを備え、この電流検出手段で検出した負荷電流信号に、前記整流平滑部で検出した入力電圧補正信号を加算してパルス幅制御回路の過負荷保護端子に送るものである。
【０００９】
この過負荷保護回路によれば過負荷検出信号の入力電圧依存性をバイアス巻線を用いた整流平滑部の入力電圧補正信号により打ち消しているので、商用電源の電圧が広範囲化されても的確な過負荷保護を行うことができる。
【００１０】
また、特許文献２には、簡単な回路によって過電流制御を行うことを課題とする共振型のスイッチング電源が記載されている。このスイッチング電源は、２つのスイッチング素子と、共振回路と、トランスと、出力整流平滑回路と、過電流保護回路とを含む。２つのスイッチング素子は、直列に接続され、直列回路の両端が直流電源に導かれ、交互に駆動される。トランスは、少なくとも、一次巻線と、二次巻線とを含んでいる。共振回路は、共振コンデンサと、共振インダクタとを有している。共振コンデンサ、共振インダクタ及びトランスの一次巻線は直列に接続され、直列回路の両端が２つのスイッチング素子の接続点と、２つのスイッチング素子によって構成される直列回路の一端との間に接続されている。出力整流平滑回路は、トランスの二次巻線に接続されている。過電流保護回路は、トランスの二次巻線側に流れる電流を検出し、検出信号に基づいて、スイッチング素子に対し過電流保護動作を与える。
【００１１】
このスイッチング電源において、直列に接続された２つのスイッチング素子を交互に動作させることにより、入力された直流電源をスイッチングし、そのスイッチング出力を共振回路及びトランスの一次巻線に供給する。２つのスイッチング素子の接続点と、２つのスイッチング素子によって構成される直列回路の一端との間には、共振回路を構成する共振コンデンサ及び共振インダクタと、トランスの一次巻線を直列に接続した直列回路の両端が接続されているから、２つのスイッチング素子の交互動作により、共振回路及びトランスの一次巻線に、共振回路の共振周波数に対応した疑似正弦波電流が流れる。このとき、一次巻線と結合する二次巻線に誘起電圧が発生する。この誘起電圧はトランスの二次巻線に接続された出力整流平滑回路により直流に変換され、出力される。
【００１２】
過電流保護回路は、トランスの二次巻線側に流れる電流を検出し、検出信号に基づいて、スイッチング素子に対し過電流保護動作を与える。トランスの二次巻線側に流れる電流は、出力整流平滑回路の回路方式によって異なる。出力整流平滑回路が出力チョークコイルを含むチョークインプット型となっている場合は、トランスの二次巻線には台形状の電流が流れる。台形状電流は、出力電圧が零ボルトまで低下した場合は三角波となる。また、その尖頭値は出力電流とほぼ等しくなる。従って、この電流を検出し、電圧信号等に変換することにより、定電流電圧垂下特性の過電流制御を行うことができる。
【００１３】
出力整流平滑回路が出力チョークコイルを含まないコンデンサインプット型となっている場合は、トランスの二次巻線には正弦波状の電流が流れる。従って、この電流を検出し、その平均値を電圧信号等に変換することにより、定電流電圧垂下特性の過電流制御を行うことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平５−３４４７１２号公報
【特許文献２】特開平１０−２２９６７３号公報
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】ＣＱ出版社 電源回路設計 ２００９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
上述したように、電流共振型のスイッチング電源装置は、通常ＰＦＣとの組み合わせで使用される場合が多いが、ＰＦＣ部は部品コストと基板面積が大きく、高調波規制の対象とならない負荷容量が割合小さな領域（例えばＰＩＮ７５Ｗ以下）では、ＰＦＣ無しで電流共振が用いられる場合がある。しかしながら、ＰＦＣ無しで使用される場合には、入力電圧が一定とならない。特に、ワールドワイド入力（ＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ２７６Ｖ）では入力電圧が大幅に変化するため、入力電圧に応じて最大出力電圧が大幅に変化するという問題がある。
【００１７】
電流共振でワールドワイド入力対応のトランス設計を行うと、過負荷保護に対して入力補正（入力電圧が変化しても過負荷保護レベルを一定にする）が難しくなるという問題点がある。非特許文献１の２１４ページにも記載されているが、過電流検出を行う電流共振コンデンサＣｉ（又は一次巻線Ｐ）に流れる電流は、励磁電流（循環電流）と２次側への負荷電流の合計となる。電流共振型スイッチング電源は共振現象によりスイッチングロスを減らすために、入力電圧が広いほど励磁電流（循環電流）を大きくする必要がある。特に入力電圧上限では、入力電圧が高いだけ一次側負荷電流が少なくなるため励磁電流が占める割合が相対的に大きくなるため、負荷電流の検出が難しくなる。
【００１８】
特許文献１に記載の過負荷保護回路は、入力電圧を何らかの方法で検出し、それに応じて過電流検出レベルを変えるものであり、電流共振型スイッチング電源では上述した励磁電流が占める割合が大きいため所望の電源特性を得ることができないという問題がある。
【００１９】
図８は、従来のスイッチング電源装置において、ワイド入力で入力電圧が高い場合における無負荷時と最大負荷時の動作波形例を示す。図８（ａ）に示すように、無負荷時においては電流共振コンデンサに三角波状の励磁電流（循環電流）が流れている。また、図８（ｂ）に示すように、最大負荷時においては電流共振コンデンサに励磁電流と負荷電流との合成電流が正弦波状に流れるが、最大負荷を取っても電流のピーク値が大きく変わらない事がわかる。このため、電流ピーク値を検出する方法では、過負荷保護を行うことが難しい。このことは、ＰＦＣが存在し入力電圧一定の場合には励磁電流（循環電流）が小さいので問題にならないが、ワイド入力の場合には顕著に問題になる。
【００２０】
特許文献２に記載のスイッチング電源は、励磁電流をゼロとすることができるので、負荷電流だけを確認することができ、入力電圧によらず一定の過負荷保護を行うことができると予測され、所望の電源特性を得ることができると考えられる。しかしながら、この方式の問題点として、高価なカレントトランスを用いる必要がある。また、カレントトランスを使わずに抵抗でＩ−Ｖ変換を行って１次―２次間で信号伝達を行っても良いが、この場合は各種安全距離を取得する必要があり、基板レイアウトの制約と基板面積が増加する。可能であれば、高価なカレントトランスを用いず、また１次―２次間の信号伝達を行わない方がトータルの電源コストを考えると望まれる。
【００２１】
本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、小型化及び低コスト化のため１次側において過負荷保護を行うに際し、励磁電流の影響を抑えるとともに、広範囲な入力電圧に対応して安定した過負荷保護を行うスイッチング電源装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明に係るスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、直流電源の両端に接続され、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とのいずれか一方に並列に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との少なくとも一方のオン期間に同期して、前記電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、前記電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する負荷電流抽出部と、前記負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う過電流保護部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、小型化及び低コスト化のため１次側において過負荷保護を行うに際し、励磁電流の影響を抑えるとともに、広範囲な入力電圧に対応して安定した過負荷保護を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置における制御回路の中身の一部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置における基準電圧生成回路の出力を示す図である。
【図４】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の動作を示す各部の波形図である。
【図５】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置における制御回路の中身の一部の構成の別例を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例２の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置において、ワイド入力で入力電圧が高い場合における無負荷時と最大負荷時の動作波形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。
【実施例１】
【００２６】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。まず、本実施の形態の構成を説明する。図１は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００２７】
ローサイドのスイッチング素子Ｑ１は、本発明の第１スイッチ素子に対応する。また、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ２は、本発明の第２スイッチ素子に対応する。これらのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、例えばＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続された直列回路は、本発明の第１直列回路に対応し、直流電源の両端に接続されている。ただし、本実施例における直流電源とは、商用交流電源を全波整流し、平滑コンデンサで平滑することで得られた直流電圧を出力する電源回路により構成されるものであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる直列回路の両端に直流電圧を出力している。
【００２８】
また、共振コンデンサＣｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｌｐとが直列に接続された直列回路は、本発明の第２直列回路に対応する。ここで、共振リアクトルＬｒは、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐのリーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）により構成されてもよい。また、スイッチング素子Ｑ１には電圧共振コンデンサＣｖが並列に接続されている。本発明の第２直列回路は、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とのいずれか一方に並列に接続されるが、本実施例においては図１に示すように、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）に並列に接続されている。なお、第２直列回路が第２スイッチ素子に並列に接続される場合については後述する。
【００２９】
ダイオードＤ１，Ｄ２と平滑コンデンサＣｏとによる直列回路は、本発明の整流平滑回路に対応し、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１，Ｓ２に並列接続され、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１，Ｓ２の電圧を整流平滑するものである。この整流平滑回路で得られた平滑コンデンサＣｏの直流電圧は、図１に示すスイッチング電源装置の出力電圧となり、Ｏｕｔｐｕｔから直流電力を供給する。
【００３０】
また、図１に記載のスイッチング電源装置は、制御回路１０ａを有している。この制御回路１０ａは、上述した整流平滑回路の出力電圧に基づいて、出力電圧が所定の値に保持されるようにスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。
【００３１】
具体的には、エラーアンプ２０によって出力電圧が検出され、検出された出力電圧は、フォトカプラを介して一次側の制御回路１０ａのフィードバック端子（ＦＢ端子）に送られる。制御回路１０ａは、出力電圧に応じて内部の発振回路の発振周波数を調整し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。これにより、制御回路１０ａは、共振コンデンサＣｉへの充放電期間を変化させ、トランスＴ１の２次側に誘導される電力量を制御する。
【００３２】
ここで、スイッチング素子Ｑ１は、ＬＯ端子電圧がＬｏｗの場合にオフし、ＬＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合にオンする。また、スイッチング素子Ｑ２は、ＨＯ端子電圧がＬｏｗの場合にオフし、ＨＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合にオンする。
【００３３】
コンデンサＣ１と抵抗ＲＯＣＰとは、電流共振コンデンサＣｉに流れる電流を分流するためにコンデンサＣｉに並列に接続されており、消費電力の低減に資する。これらのコンデンサＣ１、及び抵抗ＲＯＣＰは、本発明の電流検出部に対応し、第２直列回路に流れる電流を検出する。すなわち、第２直列回路を流れる電流は、共振コンデンサＣｉとコンデンサＣ１とにより分流される。その際にコンデンサＣ１に流れる電流は、共振コンデンサＣｉに流れる電流に比例しており、抵抗ＲＯＣＰに流れる。
【００３４】
図２は、本実施例のスイッチング電源装置における制御回路１０ａの中身の一部の構成を示すブロック図である。スイッチ２２は、制御回路１０ａ内部においてＰＬ端子とＣＬ端子との間に設けられ、ＬＯ端子電圧がＬｏｗの場合に閉じ、ＬＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合に開く。このスイッチ２２と、制御回路１０ａの外部においてＣＬ端子に接続されたコンデンサＣ２とは、本発明の負荷電流抽出部に対応する。
【００３５】
本発明の負荷電流抽出部は、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）と第２スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ２）との少なくとも一方のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する。
【００３６】
本実施例においては、負荷電流抽出部は、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する。すなわち、負荷電流抽出部は、電流検出部により検出された電流を抵抗ＲＯＣＰで電圧信号に変換したものを抵抗Ｒ３を介してＰＬ端子から取り込み、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期してスイッチ２２を開閉することで、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期した電圧信号をＣＬ端子に出力する。
【００３７】
したがって、ＣＬ端子に出力された電圧信号は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期して、コンデンサＣ２に対し充放電を行う。これにより、ＣＬ端子電圧は、電圧信号を平均化したものとなる。すなわち、負荷電流抽出部は、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する際に、正負の符号を含む形で電圧信号に変換し、整流することなく電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する。
【００３８】
図２に示す基準電圧生成回路２４、コンパレータ２６、及び過電力保護回路２８は、本発明の過電流保護部に対応し、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う。ここで、過電流保護部の各構成について説明する。
【００３９】
基準電圧生成回路２４は、入力されたＶｓｅｎ電圧に基づいて第２基準電圧値を生成し、出力する。ここで、Ｖｓｅｎ電圧は、入力電圧（直流電源の電圧）から生成される抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗分割に応じた値の電圧である。言い換えると、基準電圧生成回路２４は、直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成する。
【００４０】
図３は、本実施例のスイッチング電源装置における基準電圧生成回路２４の出力を示す図であり、入力されたＶｓｅｎ電圧に対して出力する第２基準電圧の電圧値を示している。基本的に、基準電圧生成回路２４は、図３に示すように、直流電源の電圧値の増加（Ｖｓｅｎ電圧の増加）に対して第２基準電圧値を減少させ、直流電源の電圧値の減少（Ｖｓｅｎ電圧の減少）に対して第２基準電圧値を増加させるような相補的な関係となる電圧を出力する。
【００４１】
これは、１次側に流れる電流は入力電圧が高いと小さくなるので、Ｖｓｅｎ電圧が高くなると第２基準電圧が小さくなるように基準電圧生成回路２４が調整し、適切な過電流検出を行うことができるようにするためである。
【００４２】
ただし、基準電圧生成回路２４は、実際のスイッチング電源特性に合わせて非線形特性を持っていてもよく、例えば図３（ａ）に示すように所定のＶｓｅｎ電圧値を境としてＶｓｅｎ電圧に対する第２基準電圧値の傾きを変化させてもよいし、図３（ｂ）に示すようにＶｓｅｎ電圧に対して第２基準電圧値が単純に負の傾斜を持たせるようにしてもよい。
【００４３】
コンパレータ２６は、基準電圧生成回路２４により生成された第２基準電圧値とＣＬ端子電圧とを比較し、ＣＬ端子電圧の電圧値が第２基準電圧値未満である場合にＬｏｗレベルの電圧を出力し、ＣＬ端子電圧の電圧値が第２基準電圧値以上である場合にＨｉｇｈレベルの電圧を出力する。
【００４４】
過電力保護回路２８は、コンパレータ２６によりＨｉｇｈレベルの電圧が出力された場合に、過電流保護（過電力保護）動作を行う。過電力保護回路２８による保護動作は、従来からある一般的な動作でよく、例えば発振を停止させて２次側への電力供給を停止してもよいし、発振周波数を強制的に上昇させて２次側への電力供給を制限してもよい。過電力保護回路２８による具体的な動作は、本発明の本質的な部分ではなく、上述した方法に制限されるものではない。
【００４５】
すなわち、過電流保護部は全体として、直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成し、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値（ＣＬ端子電圧値に相当）が第２基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行う。
【００４６】
次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。過電流が流れていない通常の動作は、図７で説明した従来の装置と同様である。コンデンサＣ１と抵抗ＲＯＣＰとは、上述したように第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部であり、本来共振コンデンサＣｉに流れる電流をコンデンサＣ１に分流し、抵抗ＲＯＣＰにおいて電圧に変換する。
【００４７】
本実施例における負荷電流抽出部は、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する。すなわち、負荷電流抽出部は、抵抗ＲＯＣＰで電圧信号に変換したものを抵抗Ｒ３を介してＰＬ端子から取り込み、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期してＣＬ端子からコンデンサＣ２に対して充放電を行う。
【００４８】
図４は、本実施例のスイッチング電源装置の動作を示す各部の波形図である。スイッチ２２は、上述したようにＬＯ端子電圧がＬｏｗの場合に閉じ、ＬＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合に開く。したがって、抵抗Ｒ３に流れる電流は、図４に示すようにスイッチング素子Ｑ１がオンの期間にゼロとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフの期間に第２直列回路に流れる電流に応じた値となる。
【００４９】
このようにローサイド側又はハイサイド側に波形を分けるのは、電流共振コンデンサＣｉに流れる電流は、ローサイドとハイサイドを合算するとゼロになるためである。本実施例におけるスイッチング電源装置は、ローサイド側ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ１）のゲート信号を用いている。
【００５０】
図４に示すように、本実施例のスイッチング電源装置は、ローサイド側ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ１）のゲート信号がＬｏｗの時に、ＣＬ端子に接続されたコンデンサＣ２に、抵抗Ｒ３を通して充放電を行う。これにより、ＣＬ端子に対してマイナス方向から平均化を行う事ができる。
【００５１】
すなわち、励磁電流（循環電流）は図４に示すようにマイナス方向からプラス方向に流れているので相殺され、励磁電流（循環電流）分の影響を少なくする事ができ、負荷電流分のみがコンデンサＣ２に充電される。したがって、コンデンサＣ２に接続されたＣＬ端子電圧は、２次側に送られる負荷電流値に基づいた値となる。
【００５２】
このようにして、本実施例の負荷電流抽出部は、負荷電流分のみを抽出し、負荷電流値に対応した電圧をＣＬ端子に出力することができる。
【００５３】
コンパレータ２６は、基準電圧生成回路２４により生成された第２基準電圧値とＣＬ端子電圧とを比較し、ＣＬ端子電圧の電圧値が第２基準電圧値未満である場合にＬｏｗレベルの電圧を出力し、ＣＬ端子電圧の電圧値が第２基準電圧値以上である場合にＨｉｇｈレベルの電圧を出力する。過電力保護回路２８は、コンパレータ２６によりＨｉｇｈレベルの電圧が出力された場合に、過電流保護（過電力保護）動作を行う。
【００５４】
すなわち、過電流保護部は、直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成し、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値（ＣＬ端子電圧値に相当）が第２基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行う。
【００５５】
上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係るスイッチング電源装置によれば、小型化及び低コスト化のため１次側において過負荷保護を行うに際し、励磁電流（循環電流）の影響を抑えるとともに、広範囲な入力電圧に対応して安定した過負荷保護を行うことができる。
【００５６】
すなわち、本実施例のスイッチング電源装置は、ＰＦＣ無しで且つワールドワイド入力のように入力電圧が変化する場合においても対応することができ、基準電圧生成回路２４が直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成するので、適切な検出スレッシュによる過電流検出を行うことができる。
【００５７】
また、一次巻線Ｐに流れる電流が励磁電流（循環電流）と２次側への負荷電流の合計であり、入力電圧が高い場合に一次側負荷電流が少なくなるため励磁電流が占める割合が相対的に大きくなっても、負荷電流抽出部が励磁電流（循環電流）の影響を小さくして負荷電流値のみを抽出するので、本実施例のスイッチング電源装置は、適切に過電流検出を行うことができる。
【００５８】
さらに、特許文献２に記載のスイッチング電源のように高価なカレントトランスを用いる必要がないため低コストで実現することができ、また１次側において過負荷保護を行うため、１次―２次間で信号伝達を行う必要がなく、各種安全距離を取得する必要がないので装置の小型化が期待できる。特に、１次制御回路と合わせてＩＣ化すれば、設計が簡単で大幅なコストダウンが可能となる。
【００５９】
なお、本発明を実現するに際し、過電流保護部は、必ずしも図２に示す構成に限らない。図５は、本実施例のスイッチング電源装置における制御回路１０ａの中身の一部の構成の別例を示すブロック図である。
【００６０】
図５に示す振幅調整回路２３、乗算回路２５、コンパレータ２６、及び過電力保護回路２８は、本発明の過電流保護部に対応し、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う。ここで、過電流保護部の各構成について説明する。
【００６１】
振幅調整回路２３は、入力されたＶｓｅｎ電圧を適切なスケールに調整する回路であり、特にＩＣ化する際に電圧値をＩＣの動作範囲内に収める役割を有する。この振幅調整回路２３は、本発明の本質的部分には特に関係しない。
【００６２】
乗算回路２５は、ＣＬ端子電圧と振幅調整回路２３により適切な振幅に調整されたＶｓｅｎ電圧とを乗算して出力する。ここで、ＣＬ端子電圧は、２次側に送られる負荷電流値に基づいているので、（ＣＬ端子電圧）×（Ｖｓｅｎ電圧）＝（２次側負荷電力に相似）ということができる。
【００６３】
コンパレータ２６は、第１基準電圧２７と乗算回路２５による出力電圧とを比較し、乗算回路２５による出力電圧値が第１基準電圧値未満である場合にＬｏｗレベルの電圧を出力し、乗算回路２５による出力電圧値が第１基準電圧値以上である場合にＨｉｇｈレベルの電圧を出力する。また、過電力保護回路２８は、図２の場合と同様である。
【００６４】
すなわち、過電流保護部は全体として、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値（ＣＬ端子電圧値に相当）と直流電源の電圧値（Ｖｓｅｎ電圧値に相当）とを乗算し、得られた乗算値が第１基準電圧２７による第１基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行う。
【００６５】
本実施例のスイッチング電源装置は、図５に示すような過電流保護部を用いたとしても、図２に示す過電流保護部と同様の効果を得ることができる。特に、乗算回路２５による出力値が２次側負荷電力に相当するので、図２の場合のように基準電圧生成回路２４による第２基準電圧を適切に調整する必要が無く、過電流保護部は、得られた乗算値と固定値たる第１基準電圧値とを比較することにより、適切に過負荷保護動作を行うことができる。
【実施例２】
【００６６】
図６は、本発明の実施例２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源装置の構成と異なる点は、共振回路の構成部品がハイサイド側ＭＯＳＦＥＴに変更されている点である。すなわち、本実施例において、共振コンデンサＣｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｌｐとが直列に接続された直列回路（本発明の第２直列回路に対応）は、実施例１の場合と異なり、第２スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ２）に並列に接続されている。
【００６７】
また、本実施例においては、分流コンデンサを使用しない代わりに、ローサイド側ＭＯＳＦＥＴのソース−ＧＮＤ間に電流検出用抵抗ＲＯＣＰが設けられている。本実施例において、この抵抗ＲＯＣＰは、本発明の電流検出部に対応し、第２直列回路に流れる電流を検出する。すなわち、第２直列回路を流れる電流は、スイッチング素子Ｑ１を介して、抵抗ＲＯＣＰに流れる。
【００６８】
本実施例のスイッチング電源装置における制御回路１０ｂの中身の一部の構成は、実施例１で説明した図２あるいは図５と同様でよい。ただし、スイッチ２２は、ＬＯ端子電圧がＬｏｗの場合に開き、ＬＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合に閉じる。このスイッチ２２と、制御回路１０ｂの外部においてＣＬ端子に接続されたコンデンサＣ２とは、本発明の負荷電流抽出部に対応する。
【００６９】
その他の構成は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。
【００７０】
次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。基本的な動作は実施例１で説明したスイッチング電源装置と同様である。抵抗ＲＯＣＰは、上述したように第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部であり、スイッチング素子Ｑ１がオンしたときに共振コンデンサＣｉに流れる電流を抵抗ＲＯＣＰにおいて電圧に変換する。
【００７１】
本実施例における負荷電流抽出部は、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する。すなわち、負荷電流抽出部は、抵抗ＲＯＣＰで電圧信号に変換したものを抵抗Ｒ３を介してＰＬ端子から取り込み、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期してＣＬ端子からコンデンサＣ２に対して充放電を行う。
【００７２】
その他の作用は実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。
【００７３】
上述のとおり、本発明の実施例２の形態に係るスイッチング電源装置によれば、共振回路の構成部品がハイサイド側にある場合や、分流コンデンサを使用せずに電流検出用の抵抗ＲＯＣＰがローサイド側ＭＯＳＦＥＴに直列に接続されているような場合であっても、実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００７４】
なお、抵抗ＲＯＣＰの代わりにカレントトランスを代用した場合には、抵抗ＲＯＣＰの電力損失を抑え、巻線間は低圧で済むため、特許文献２に記載のスイッチング電源装置のように１次−２次間耐圧は必要とせず、安価なものが使用できる。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
本発明に係るスイッチング電源装置は、電流共振型のスイッチング電源装置に利用可能である。
【符号の説明】
【００７６】
１０，１０ａ，１０ｂ 制御回路
１１ 発振回路
１３ Ｄ型フリップフロップ回路
１４，１５ デッドタイム生成回路
１６ レベルシフト回路
１７，１８ バッファ回路
２０ 電圧検出回路（エラーアンプ）
２２ スイッチ
２３ 振幅調整回路
２４ 基準電圧生成回路
２５ 乗算回路
２６ コンパレータ
２７ 第１基準電圧
２８ 過電力保護回路
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｃｉ，Ｃｒｉ 共振コンデンサ
Ｃｖ，Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ８，Ｄ９ ダイオード
Ｌｐ 一次巻線
Ｌｒ 共振リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，ＲＯＣＰ 抵抗
Ｓ１，Ｓ２ 二次巻線
Ｔ，Ｔ１，Ｔ２ トランス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流共振型のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
フラットパネルディスプレイ等に用いられるスイッチング電源装置は、スイッチング素子を２石用いるハーフブリッジ型で、さらにスイッチング損失を減らすことができる電流共振型を採用する場合が多い。電流共振型のスイッチング電源装置は、通常ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）との組み合わせで使用されるので、入力電圧一定で使用される場合が多い。
【０００３】
図７は、従来のスイッチング電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。まず、直流電源Ｖｉｎの電圧が印加されると、図示しない起動回路により制御回路１０が動作を開始する。制御回路１０は、発振回路１１、Ｄ型フリップフロップ回路１３、デットタイム生成回路１４，１５、レベルシフト回路１６、バッファ回路１７，１８を有し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とをデットタイムを有して交互にオン・オフさせる。
【０００４】
スイッチ素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌr→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ２のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
【０００５】
スイッチ素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧擬似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ２の電流は、スイッチ素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、ダイオードＤ８に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがダイオードＤ８を介して電流共振コンデンサＣｒｉを充電する。この期間にスイッチ素子Ｑ１をオンさせることでスイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチが可能となる。
【０００６】
スイッチ素子Ｑ１がオンすると、電流共振コンデンサＣｒｉを電源として、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。
【０００７】
スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ１の電流は、スイッチ素子Ｑ１のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖが直流電源Ｖｉｎの電圧まで充電されると、ダイオードＤ９に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがダイオードＤ９を介して直流電源Ｖｉｎに回生される。この期間にスイッチ素子Ｑ２をオンさせることでスイッチ素子Ｑ２のゼロボルトスイッチが可能となる。
【０００８】
特許文献１には、入力電圧が広範囲化される場合にも過負荷検出信号の入力電圧依存性がないことを目的とするスイッチング電源の過負荷保護回路が記載されている。この過負荷保護回路は、交流電力を整流平滑化してトランスの一次巻線に印加してスイッチング素子によりオンオフし、このトランスの二次巻線に誘起されたスイッチング電圧を整流平滑化して出力するオンオフ型コンバータ部と、このコンバータ部の出力電圧を基準電圧と比較して誤差電圧を小さくする方向にスイッチング素子に対して制御信号を送るとともに、入力電圧が増大したときはパルス幅を狭くする方向に制御するパルス幅制御回路と、この一次巻線に流れる電流のピーク成分を検出する手段と、このトランスの一次側に設けられたバイアス巻線に誘起されるオンオン極性のスイッチング電圧を整流平滑化する整流平滑部とを備え、この電流検出手段で検出した負荷電流信号に、前記整流平滑部で検出した入力電圧補正信号を加算してパルス幅制御回路の過負荷保護端子に送るものである。
【０００９】
この過負荷保護回路によれば過負荷検出信号の入力電圧依存性をバイアス巻線を用いた整流平滑部の入力電圧補正信号により打ち消しているので、商用電源の電圧が広範囲化されても的確な過負荷保護を行うことができる。
【００１０】
また、特許文献２には、簡単な回路によって過電流制御を行うことを課題とする共振型のスイッチング電源が記載されている。このスイッチング電源は、２つのスイッチング素子と、共振回路と、トランスと、出力整流平滑回路と、過電流保護回路とを含む。２つのスイッチング素子は、直列に接続され、直列回路の両端が直流電源に導かれ、交互に駆動される。トランスは、少なくとも、一次巻線と、二次巻線とを含んでいる。共振回路は、共振コンデンサと、共振インダクタとを有している。共振コンデンサ、共振インダクタ及びトランスの一次巻線は直列に接続され、直列回路の両端が２つのスイッチング素子の接続点と、２つのスイッチング素子によって構成される直列回路の一端との間に接続されている。出力整流平滑回路は、トランスの二次巻線に接続されている。過電流保護回路は、トランスの二次巻線側に流れる電流を検出し、検出信号に基づいて、スイッチング素子に対し過電流保護動作を与える。
【００１１】
このスイッチング電源において、直列に接続された２つのスイッチング素子を交互に動作させることにより、入力された直流電源をスイッチングし、そのスイッチング出力を共振回路及びトランスの一次巻線に供給する。２つのスイッチング素子の接続点と、２つのスイッチング素子によって構成される直列回路の一端との間には、共振回路を構成する共振コンデンサ及び共振インダクタと、トランスの一次巻線を直列に接続した直列回路の両端が接続されているから、２つのスイッチング素子の交互動作により、共振回路及びトランスの一次巻線に、共振回路の共振周波数に対応した疑似正弦波電流が流れる。このとき、一次巻線と結合する二次巻線に誘起電圧が発生する。この誘起電圧はトランスの二次巻線に接続された出力整流平滑回路により直流に変換され、出力される。
【００１２】
過電流保護回路は、トランスの二次巻線側に流れる電流を検出し、検出信号に基づいて、スイッチング素子に対し過電流保護動作を与える。トランスの二次巻線側に流れる電流は、出力整流平滑回路の回路方式によって異なる。出力整流平滑回路が出力チョークコイルを含むチョークインプット型となっている場合は、トランスの二次巻線には台形状の電流が流れる。台形状電流は、出力電圧が零ボルトまで低下した場合は三角波となる。また、その尖頭値は出力電流とほぼ等しくなる。従って、この電流を検出し、電圧信号等に変換することにより、定電流電圧垂下特性の過電流制御を行うことができる。
【００１３】
出力整流平滑回路が出力チョークコイルを含まないコンデンサインプット型となっている場合は、トランスの二次巻線には正弦波状の電流が流れる。従って、この電流を検出し、その平均値を電圧信号等に変換することにより、定電流電圧垂下特性の過電流制御を行うことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平５−３４４７１２号公報
【特許文献２】特開平１０−２２９６７３号公報
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】ＣＱ出版社 電源回路設計 ２００９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
上述したように、電流共振型のスイッチング電源装置は、通常ＰＦＣとの組み合わせで使用される場合が多いが、ＰＦＣ部は部品コストと基板面積が大きく、高調波規制の対象とならない負荷容量が割合小さな領域（例えばＰＩＮ７５Ｗ以下）では、ＰＦＣ無しで電流共振が用いられる場合がある。しかしながら、ＰＦＣ無しで使用される場合には、入力電圧が一定とならない。特に、ワールドワイド入力（ＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ２７６Ｖ）では入力電圧が大幅に変化するため、入力電圧に応じて最大出力電圧が大幅に変化するという問題がある。
【００１７】
電流共振でワールドワイド入力対応のトランス設計を行うと、過負荷保護に対して入力補正（入力電圧が変化しても過負荷保護レベルを一定にする）が難しくなるという問題点がある。非特許文献１の２１４ページにも記載されているが、過電流検出を行う電流共振コンデンサＣｉ（又は一次巻線Ｐ）に流れる電流は、励磁電流（循環電流）と２次側への負荷電流の合計となる。電流共振型スイッチング電源は共振現象によりスイッチングロスを減らすために、入力電圧が広いほど励磁電流（循環電流）を大きくする必要がある。特に入力電圧上限では、入力電圧が高いだけ一次側負荷電流が少なくなるため励磁電流が占める割合が相対的に大きくなるため、負荷電流の検出が難しくなる。
【００１８】
特許文献１に記載の過負荷保護回路は、入力電圧を何らかの方法で検出し、それに応じて過電流検出レベルを変えるものであり、電流共振型スイッチング電源では上述した励磁電流が占める割合が大きいため所望の電源特性を得ることができないという問題がある。
【００１９】
図８は、従来のスイッチング電源装置において、ワイド入力で入力電圧が高い場合における無負荷時と最大負荷時の動作波形例を示す。図８（ａ）に示すように、無負荷時においては電流共振コンデンサに三角波状の励磁電流（循環電流）が流れている。また、図８（ｂ）に示すように、最大負荷時においては電流共振コンデンサに励磁電流と負荷電流との合成電流が正弦波状に流れるが、最大負荷を取っても電流のピーク値が大きく変わらない事がわかる。このため、電流ピーク値を検出する方法では、過負荷保護を行うことが難しい。このことは、ＰＦＣが存在し入力電圧一定の場合には励磁電流（循環電流）が小さいので問題にならないが、ワイド入力の場合には顕著に問題になる。
【００２０】
特許文献２に記載のスイッチング電源は、励磁電流をゼロとすることができるので、負荷電流だけを確認することができ、入力電圧によらず一定の過負荷保護を行うことができると予測され、所望の電源特性を得ることができると考えられる。しかしながら、この方式の問題点として、高価なカレントトランスを用いる必要がある。また、カレントトランスを使わずに抵抗でＩ−Ｖ変換を行って１次―２次間で信号伝達を行っても良いが、この場合は各種安全距離を取得する必要があり、基板レイアウトの制約と基板面積が増加する。可能であれば、高価なカレントトランスを用いず、また１次―２次間の信号伝達を行わない方がトータルの電源コストを考えると望まれる。
【００２１】
本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、小型化及び低コスト化のため１次側において過負荷保護を行うに際し、励磁電流の影響を抑えるとともに、広範囲な入力電圧に対応して安定した過負荷保護を行うスイッチング電源装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明に係るスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、直流電源の両端に接続され、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とのいずれか一方に並列に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との少なくとも一方のオン期間に同期して、前記電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、前記電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する負荷電流抽出部と、前記負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う過電流保護部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、小型化及び低コスト化のため１次側において過負荷保護を行うに際し、励磁電流の影響を抑えるとともに、広範囲な入力電圧に対応して安定した過負荷保護を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置における制御回路の中身の一部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置における基準電圧生成回路の出力を示す図である。
【図４】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置の動作を示す各部の波形図である。
【図５】本発明の実施例１の形態のスイッチング電源装置における制御回路の中身の一部の構成の別例を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例２の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置において、ワイド入力で入力電圧が高い場合における無負荷時と最大負荷時の動作波形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。
【実施例１】
【００２６】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。まず、本実施の形態の構成を説明する。図１は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００２７】
ローサイドのスイッチング素子Ｑ１は、本発明の第１スイッチ素子に対応する。また、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ２は、本発明の第２スイッチ素子に対応する。これらのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、例えばＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続された直列回路は、本発明の第１直列回路に対応し、直流電源の両端に接続されている。ただし、本実施例における直流電源とは、商用交流電源を全波整流し、平滑コンデンサで平滑することで得られた直流電圧を出力する電源回路により構成されるものであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる直列回路の両端に直流電圧を出力している。
【００２８】
また、共振コンデンサＣｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｌｐとが直列に接続された直列回路は、本発明の第２直列回路に対応する。ここで、共振リアクトルＬｒは、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐのリーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）により構成されてもよい。また、スイッチング素子Ｑ１には電圧共振コンデンサＣｖが並列に接続されている。本発明の第２直列回路は、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とのいずれか一方に並列に接続されるが、本実施例においては図１に示すように、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）に並列に接続されている。なお、第２直列回路が第２スイッチ素子に並列に接続される場合については後述する。
【００２９】
ダイオードＤ１，Ｄ２と平滑コンデンサＣｏとによる直列回路は、本発明の整流平滑回路に対応し、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１，Ｓ２に並列接続され、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１，Ｓ２の電圧を整流平滑するものである。この整流平滑回路で得られた平滑コンデンサＣｏの直流電圧は、図１に示すスイッチング電源装置の出力電圧となり、Ｏｕｔｐｕｔから直流電力を供給する。
【００３０】
また、図１に記載のスイッチング電源装置は、制御回路１０ａを有している。この制御回路１０ａは、上述した整流平滑回路の出力電圧に基づいて、出力電圧が所定の値に保持されるようにスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。
【００３１】
具体的には、エラーアンプ２０によって出力電圧が検出され、検出された出力電圧は、フォトカプラを介して一次側の制御回路１０ａのフィードバック端子（ＦＢ端子）に送られる。制御回路１０ａは、出力電圧に応じて内部の発振回路の発振周波数を調整し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。これにより、制御回路１０ａは、共振コンデンサＣｉへの充放電期間を変化させ、トランスＴ１の２次側に誘導される電力量を制御する。
【００３２】
ここで、スイッチング素子Ｑ１は、ＬＯ端子電圧がＬｏｗの場合にオフし、ＬＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合にオンする。また、スイッチング素子Ｑ２は、ＨＯ端子電圧がＬｏｗの場合にオフし、ＨＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合にオンする。
【００３３】
コンデンサＣ１と抵抗ＲＯＣＰとは、電流共振コンデンサＣｉに流れる電流を分流するためにコンデンサＣｉに並列に接続されており、消費電力の低減に資する。これらのコンデンサＣ１、及び抵抗ＲＯＣＰは、本発明の電流検出部に対応し、第２直列回路に流れる電流を検出する。すなわち、第２直列回路を流れる電流は、共振コンデンサＣｉとコンデンサＣ１とにより分流される。その際にコンデンサＣ１に流れる電流は、共振コンデンサＣｉに流れる電流に比例しており、抵抗ＲＯＣＰに流れる。
【００３４】
図２は、本実施例のスイッチング電源装置における制御回路１０ａの中身の一部の構成を示すブロック図である。スイッチ２２は、制御回路１０ａ内部においてＰＬ端子とＣＬ端子との間に設けられ、ＬＯ端子電圧がＬｏｗの場合に閉じ、ＬＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合に開く。このスイッチ２２と、制御回路１０ａの外部においてＣＬ端子に接続されたコンデンサＣ２とは、本発明の負荷電流抽出部に対応する。
【００３５】
本発明の負荷電流抽出部は、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）と第２スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ２）との少なくとも一方のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する。
【００３６】
本実施例においては、負荷電流抽出部は、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する。すなわち、負荷電流抽出部は、電流検出部により検出された電流を抵抗ＲＯＣＰで電圧信号に変換したものを抵抗Ｒ３を介してＰＬ端子から取り込み、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期してスイッチ２２を開閉することで、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期した電圧信号をＣＬ端子に出力する。
【００３７】
したがって、ＣＬ端子に出力された電圧信号は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期して、コンデンサＣ２に対し充放電を行う。これにより、ＣＬ端子電圧は、電圧信号を平均化したものとなる。すなわち、負荷電流抽出部は、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する際に、正負の符号を含む形で電圧信号に変換し、整流することなく電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する。
【００３８】
図２に示す基準電圧生成回路２４、コンパレータ２６、及び過電力保護回路２８は、本発明の過電流保護部に対応し、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う。ここで、過電流保護部の各構成について説明する。
【００３９】
基準電圧生成回路２４は、入力されたＶｓｅｎ電圧に基づいて第２基準電圧値を生成し、出力する。ここで、Ｖｓｅｎ電圧は、入力電圧（直流電源の電圧）から生成される抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗分割に応じた値の電圧である。言い換えると、基準電圧生成回路２４は、直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成する。
【００４０】
図３は、本実施例のスイッチング電源装置における基準電圧生成回路２４の出力を示す図であり、入力されたＶｓｅｎ電圧に対して出力する第２基準電圧の電圧値を示している。基本的に、基準電圧生成回路２４は、図３に示すように、直流電源の電圧値の増加（Ｖｓｅｎ電圧の増加）に対して第２基準電圧値を減少させ、直流電源の電圧値の減少（Ｖｓｅｎ電圧の減少）に対して第２基準電圧値を増加させるような相補的な関係となる電圧を出力する。
【００４１】
これは、１次側に流れる電流は入力電圧が高いと小さくなるので、Ｖｓｅｎ電圧が高くなると第２基準電圧が小さくなるように基準電圧生成回路２４が調整し、適切な過電流検出を行うことができるようにするためである。
【００４２】
ただし、基準電圧生成回路２４は、実際のスイッチング電源特性に合わせて非線形特性を持っていてもよく、例えば図３（ａ）に示すように所定のＶｓｅｎ電圧値を境としてＶｓｅｎ電圧に対する第２基準電圧値の傾きを変化させてもよいし、図３（ｂ）に示すようにＶｓｅｎ電圧に対して第２基準電圧値が単純に負の傾斜を持たせるようにしてもよい。
【００４３】
コンパレータ２６は、基準電圧生成回路２４により生成された第２基準電圧値とＣＬ端子電圧とを比較し、ＣＬ端子電圧の電圧値が第２基準電圧値未満である場合にＬｏｗレベルの電圧を出力し、ＣＬ端子電圧の電圧値が第２基準電圧値以上である場合にＨｉｇｈレベルの電圧を出力する。
【００４４】
過電力保護回路２８は、コンパレータ２６によりＨｉｇｈレベルの電圧が出力された場合に、過電流保護（過電力保護）動作を行う。過電力保護回路２８による保護動作は、従来からある一般的な動作でよく、例えば発振を停止させて２次側への電力供給を停止してもよいし、発振周波数を強制的に上昇させて２次側への電力供給を制限してもよい。過電力保護回路２８による具体的な動作は、本発明の本質的な部分ではなく、上述した方法に制限されるものではない。
【００４５】
すなわち、過電流保護部は全体として、直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成し、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値（ＣＬ端子電圧値に相当）が第２基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行う。
【００４６】
次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。過電流が流れていない通常の動作は、図７で説明した従来の装置と同様である。コンデンサＣ１と抵抗ＲＯＣＰとは、上述したように第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部であり、本来共振コンデンサＣｉに流れる電流をコンデンサＣ１に分流し、抵抗ＲＯＣＰにおいて電圧に変換する。
【００４７】
本実施例における負荷電流抽出部は、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する。すなわち、負荷電流抽出部は、抵抗ＲＯＣＰで電圧信号に変換したものを抵抗Ｒ３を介してＰＬ端子から取り込み、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期してＣＬ端子からコンデンサＣ２に対して充放電を行う。
【００４８】
図４は、本実施例のスイッチング電源装置の動作を示す各部の波形図である。スイッチ２２は、上述したようにＬＯ端子電圧がＬｏｗの場合に閉じ、ＬＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合に開く。したがって、抵抗Ｒ３に流れる電流は、図４に示すようにスイッチング素子Ｑ１がオンの期間にゼロとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフの期間に第２直列回路に流れる電流に応じた値となる。
【００４９】
このようにローサイド側又はハイサイド側に波形を分けるのは、電流共振コンデンサＣｉに流れる電流は、ローサイドとハイサイドを合算するとゼロになるためである。本実施例におけるスイッチング電源装置は、ローサイド側ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ１）のゲート信号を用いている。
【００５０】
図４に示すように、本実施例のスイッチング電源装置は、ローサイド側ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ１）のゲート信号がＬｏｗの時に、ＣＬ端子に接続されたコンデンサＣ２に、抵抗Ｒ３を通して充放電を行う。これにより、ＣＬ端子に対してマイナス方向から平均化を行う事ができる。
【００５１】
すなわち、励磁電流（循環電流）は図４に示すようにマイナス方向からプラス方向に流れているので相殺され、励磁電流（循環電流）分の影響を少なくする事ができ、負荷電流分のみがコンデンサＣ２に充電される。したがって、コンデンサＣ２に接続されたＣＬ端子電圧は、２次側に送られる負荷電流値に基づいた値となる。
【００５２】
このようにして、本実施例の負荷電流抽出部は、負荷電流分のみを抽出し、負荷電流値に対応した電圧をＣＬ端子に出力することができる。
【００５３】
コンパレータ２６は、基準電圧生成回路２４により生成された第２基準電圧値とＣＬ端子電圧とを比較し、ＣＬ端子電圧の電圧値が第２基準電圧値未満である場合にＬｏｗレベルの電圧を出力し、ＣＬ端子電圧の電圧値が第２基準電圧値以上である場合にＨｉｇｈレベルの電圧を出力する。過電力保護回路２８は、コンパレータ２６によりＨｉｇｈレベルの電圧が出力された場合に、過電流保護（過電力保護）動作を行う。
【００５４】
すなわち、過電流保護部は、直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成し、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値（ＣＬ端子電圧値に相当）が第２基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行う。
【００５５】
上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係るスイッチング電源装置によれば、小型化及び低コスト化のため１次側において過負荷保護を行うに際し、励磁電流（循環電流）の影響を抑えるとともに、広範囲な入力電圧に対応して安定した過負荷保護を行うことができる。
【００５６】
すなわち、本実施例のスイッチング電源装置は、ＰＦＣ無しで且つワールドワイド入力のように入力電圧が変化する場合においても対応することができ、基準電圧生成回路２４が直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成するので、適切な検出スレッシュによる過電流検出を行うことができる。
【００５７】
また、一次巻線Ｐに流れる電流が励磁電流（循環電流）と２次側への負荷電流の合計であり、入力電圧が高い場合に一次側負荷電流が少なくなるため励磁電流が占める割合が相対的に大きくなっても、負荷電流抽出部が励磁電流（循環電流）の影響を小さくして負荷電流値のみを抽出するので、本実施例のスイッチング電源装置は、適切に過電流検出を行うことができる。
【００５８】
さらに、特許文献２に記載のスイッチング電源のように高価なカレントトランスを用いる必要がないため低コストで実現することができ、また１次側において過負荷保護を行うため、１次―２次間で信号伝達を行う必要がなく、各種安全距離を取得する必要がないので装置の小型化が期待できる。特に、１次制御回路と合わせてＩＣ化すれば、設計が簡単で大幅なコストダウンが可能となる。
【００５９】
なお、本発明を実現するに際し、過電流保護部は、必ずしも図２に示す構成に限らない。図５は、本実施例のスイッチング電源装置における制御回路１０ａの中身の一部の構成の別例を示すブロック図である。
【００６０】
図５に示す振幅調整回路２３、乗算回路２５、コンパレータ２６、及び過電力保護回路２８は、本発明の過電流保護部に対応し、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う。ここで、過電流保護部の各構成について説明する。
【００６１】
振幅調整回路２３は、入力されたＶｓｅｎ電圧を適切なスケールに調整する回路であり、特にＩＣ化する際に電圧値をＩＣの動作範囲内に収める役割を有する。この振幅調整回路２３は、本発明の本質的部分には特に関係しない。
【００６２】
乗算回路２５は、ＣＬ端子電圧と振幅調整回路２３により適切な振幅に調整されたＶｓｅｎ電圧とを乗算して出力する。ここで、ＣＬ端子電圧は、２次側に送られる負荷電流値に基づいているので、（ＣＬ端子電圧）×（Ｖｓｅｎ電圧）＝（２次側負荷電力に相似）ということができる。
【００６３】
コンパレータ２６は、第１基準電圧２７と乗算回路２５による出力電圧とを比較し、乗算回路２５による出力電圧値が第１基準電圧値未満である場合にＬｏｗレベルの電圧を出力し、乗算回路２５による出力電圧値が第１基準電圧値以上である場合にＨｉｇｈレベルの電圧を出力する。また、過電力保護回路２８は、図２の場合と同様である。
【００６４】
すなわち、過電流保護部は全体として、負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値（ＣＬ端子電圧値に相当）と直流電源の電圧値（Ｖｓｅｎ電圧値に相当）とを乗算し、得られた乗算値が第１基準電圧２７による第１基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行う。
【００６５】
本実施例のスイッチング電源装置は、図５に示すような過電流保護部を用いたとしても、図２に示す過電流保護部と同様の効果を得ることができる。特に、乗算回路２５による出力値が２次側負荷電力に相当するので、図２の場合のように基準電圧生成回路２４による第２基準電圧を適切に調整する必要が無く、過電流保護部は、得られた乗算値と固定値たる第１基準電圧値とを比較することにより、適切に過負荷保護動作を行うことができる。
【実施例２】
【００６６】
図６は、本発明の実施例２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源装置の構成と異なる点は、共振回路の構成部品がハイサイド側ＭＯＳＦＥＴに変更されている点である。すなわち、本実施例において、共振コンデンサＣｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｌｐとが直列に接続された直列回路（本発明の第２直列回路に対応）は、実施例１の場合と異なり、第２スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ２）に並列に接続されている。
【００６７】
また、本実施例においては、分流コンデンサを使用しない代わりに、ローサイド側ＭＯＳＦＥＴのソース−ＧＮＤ間に電流検出用抵抗ＲＯＣＰが設けられている。本実施例において、この抵抗ＲＯＣＰは、本発明の電流検出部に対応し、第２直列回路に流れる電流を検出する。すなわち、第２直列回路を流れる電流は、スイッチング素子Ｑ１を介して、抵抗ＲＯＣＰに流れる。
【００６８】
本実施例のスイッチング電源装置における制御回路１０ｂの中身の一部の構成は、実施例１で説明した図２あるいは図５と同様でよい。ただし、スイッチ２２は、ＬＯ端子電圧がＬｏｗの場合に開き、ＬＯ端子電圧がＨｉｇｈの場合に閉じる。このスイッチ２２と、制御回路１０ｂの外部においてＣＬ端子に接続されたコンデンサＣ２とは、本発明の負荷電流抽出部に対応する。
【００６９】
その他の構成は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。
【００７０】
次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。基本的な動作は実施例１で説明したスイッチング電源装置と同様である。抵抗ＲＯＣＰは、上述したように第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部であり、スイッチング素子Ｑ１がオンしたときに共振コンデンサＣｉに流れる電流を抵抗ＲＯＣＰにおいて電圧に変換する。
【００７１】
本実施例における負荷電流抽出部は、第１スイッチ素子（スイッチング素子Ｑ１）のオン期間に同期して、電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する。すなわち、負荷電流抽出部は、抵抗ＲＯＣＰで電圧信号に変換したものを抵抗Ｒ３を介してＰＬ端子から取り込み、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に同期してＣＬ端子からコンデンサＣ２に対して充放電を行う。
【００７２】
その他の作用は実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。
【００７３】
上述のとおり、本発明の実施例２の形態に係るスイッチング電源装置によれば、共振回路の構成部品がハイサイド側にある場合や、分流コンデンサを使用せずに電流検出用の抵抗ＲＯＣＰがローサイド側ＭＯＳＦＥＴに直列に接続されているような場合であっても、実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００７４】
なお、抵抗ＲＯＣＰの代わりにカレントトランスを代用した場合には、抵抗ＲＯＣＰの電力損失を抑え、巻線間は低圧で済むため、特許文献２に記載のスイッチング電源装置のように１次−２次間耐圧は必要とせず、安価なものが使用できる。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
本発明に係るスイッチング電源装置は、電流共振型のスイッチング電源装置に利用可能である。
【符号の説明】
【００７６】
１０，１０ａ，１０ｂ 制御回路
１１ 発振回路
１３ Ｄ型フリップフロップ回路
１４，１５ デッドタイム生成回路
１６ レベルシフト回路
１７，１８ バッファ回路
２０ 電圧検出回路（エラーアンプ）
２２ スイッチ
２３ 振幅調整回路
２４ 基準電圧生成回路
２５ 乗算回路
２６ コンパレータ
２７ 第１基準電圧
２８ 過電力保護回路
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｃｉ，Ｃｒｉ 共振コンデンサ
Ｃｖ，Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ８，Ｄ９ ダイオード
Ｌｐ 一次巻線
Ｌｒ 共振リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，ＲＯＣＰ 抵抗
Ｓ１，Ｓ２ 二次巻線
Ｔ，Ｔ１，Ｔ２ トランス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続され、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とのいずれか一方に並列に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
前記第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との少なくとも一方のオン期間に同期して、前記電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、前記電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する負荷電流抽出部と、
前記負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う過電流保護部と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記共振リアクトルは、前記トランスの１次巻線のリーケージインダクタンスにより構成されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記負荷電流抽出部は、前記電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する際に、正負の符号を含む形で電圧信号に変換し、整流することなく前記電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記過電流保護部は、前記負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値と前記直流電源の電圧値とを乗算し、得られた乗算値が第１基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行うことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記過電流保護部は、前記直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成し、前記負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値が前記第２基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行うことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項１】
直流電源の両端に接続され、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とのいずれか一方に並列に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
前記第２直列回路に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との少なくとも一方のオン期間に同期して、前記電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換するとともに、前記電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出する負荷電流抽出部と、
前記負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値に基づいて過電流保護動作を行う過電流保護部と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記共振リアクトルは、前記トランスの１次巻線のリーケージインダクタンスにより構成されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記負荷電流抽出部は、前記電流検出部により検出された電流を電圧信号に変換する際に、正負の符号を含む形で電圧信号に変換し、整流することなく前記電圧信号の電圧値を平均して負荷電流値を抽出することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記過電流保護部は、前記負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値と前記直流電源の電圧値とを乗算し、得られた乗算値が第１基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行うことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記過電流保護部は、前記直流電源の電圧値に基づいて第２基準電圧値を生成し、前記負荷電流抽出部により抽出された負荷電流値が前記第２基準電圧値以上である場合に過電流保護動作を行うことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１２−１７０２１８（Ｐ２０１２−１７０２１８Ａ）
【公開日】平成２４年９月６日（２０１２．９．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２８７３８（Ｐ２０１１−２８７３８）
【出願日】平成２３年２月１４日（２０１１．２．１４）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年９月６日（２０１２．９．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月１４日（２０１１．２．１４）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
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