スイッチング電源装置
【課題】出力電流を推定するにあたり、電流や電圧の検出に必要なセンサの数を減らして、システムの簡素化を図る。
【解決手段】スイッチング電源装置６は、カレントトランス１２と、スイッチング回路１３と、整流回路１５と、平滑回路１６と、入力電圧検出回路１８と、制御部１９と、出力電圧検出回路２２と、ＰＷＭ信号生成部３０とを備えている。制御部１９は、入力電圧検出回路１８で検出されたカレントトランス１２の二次側の電圧波形から、当該電圧のデューティ比および電圧平均値を算出する。そして、算出されたデューティ比と、電圧平均値と、出力電圧検出回路２２で検出された出力電圧Ｖｏとに基づいて、出力電流Ｉｏを算出する。
【解決手段】スイッチング電源装置６は、カレントトランス１２と、スイッチング回路１３と、整流回路１５と、平滑回路１６と、入力電圧検出回路１８と、制御部１９と、出力電圧検出回路２２と、ＰＷＭ信号生成部３０とを備えている。制御部１９は、入力電圧検出回路１８で検出されたカレントトランス１２の二次側の電圧波形から、当該電圧のデューティ比および電圧平均値を算出する。そして、算出されたデューティ比と、電圧平均値と、出力電圧検出回路２２で検出された出力電圧Ｖｏとに基づいて、出力電流Ｉｏを算出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換し、このパルス電圧を整流して直流電圧を出力するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、電気自動車やハイブリッドカーには、走行用モータを駆動するための高電圧バッテリが搭載されるとともに、このバッテリの電圧を降圧して各種の車載電装品へ供給する電源装置が搭載される。この電源装置としては、一般に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づくスイッチング動作により直流電圧をパルス電圧に変換するスイッチング回路と、パルス電圧を整流する整流回路と、整流回路で整流された電圧を平滑する平滑回路とを備えたスイッチング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）が用いられる。後掲の特許文献１〜３には、このようなスイッチング電源装置が記載されている。
【０００３】
スイッチング電源装置では、回路の状態を常時監視するために、入力電圧、入力電流、出力電圧、出力電流などを検出する多数のセンサが必要となる。また、入力電圧を検出するには、許容電力値の大きな抵抗により入力電圧を分圧するため、回路実装上大きなスペースが必要となる。さらに、入力電流や出力電流を検出する手段としては、電流センサやシャント抵抗などがあるが、電流センサは構造が複雑であり、シャント抵抗は電力損失が大きいという難点がある。一方、電流検出手段としてカレントトランスを用いた場合は、構造が簡略化されるという利点がある。特許文献１〜３のスイッチング電源装置では、入力電流の検出にカレントトランスが用いられている。
【０００４】
特許文献１のスイッチング電源装置では、電流検出部が、カレントトランスと、このカレントトランスで得られた信号のピーク値を保持し、これを検出信号として出力するサンプルホールド部とで構成される。制御部は、この電流検出部からの検出信号と出力電圧に基づいて、所定のパルス幅をもつ駆動信号をスイッチング素子に供給する。また、制御部は、出力電圧とスイッチング素子への駆動信号とに基づき、一次電流のリップル分の平均値を推定し、この平均値から、負荷を流れる出力電流の値を算出する。
【０００５】
特許文献２のスイッチング電源装置では、電流検出部が、スイッチ手段の電流を電圧として検出するカレントトランスと、スイッチ手段の駆動パルスのデューティ比を電圧に変換する電圧変換回路とを備えている。そして、電流検出部は、カレントトランスの検出電圧に電圧変換回路の変換電圧を加算し、これを補正検出電圧としてＰＷＭ制御部に出力する。
【０００６】
特許文献３のスイッチング電源装置では、スイッチング手段に流れる電流のピーク電流をカレントトランスにより検出し、出力電流の制限を行う過電流保護手段が備わっている。そして、この過電流保護手段において、入力電圧と出力電圧、およびスイッチング手段のデューティ比に比例する電圧を用いて、検出されたピーク電流値を補正する。
【０００７】
ところで、スイッチング電源装置において、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、出力電圧を制御する制御部とを、１つのマイクロコンピュータ（以下「マイコン」という）で構成した場合は、同じマイコン内でＰＷＭ処理と制御処理を並行して行わねばならないため、ＰＷＭ処理が制御処理の影響を受けて遅くなるという問題がある。
【０００８】
一方、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、出力電圧を制御する制御部とを、別のマイコンで構成した場合は、ＰＷＭ処理と制御処理が独立に行われるので、ＰＷＭ処理を高速化することができる。例えば、制御用マイコンの処理周期を１ｍｓとし、ＰＷＭ用マイコンの処理周期を１０μｓとすることで、ＰＷＭ用マイコンの処理周期が短くなって、スイッチング回路の動作周波数が大きくなる。これにより、故障検出時に短時間でスイッチング回路が動作し、応答性を高めることができる。また、スイッチング回路と整流回路の間に設けられたトランスを小さくすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００８−２３６９９９号公報
【特許文献２】特開２００３−２７４６４８号公報
【特許文献３】特開２００２−３０５８７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、電流検出手段としてカレントトランスを用いたスイッチング電源装置において、特許文献１〜３とは別の方法により出力電流を推定演算するものである。本発明の主たる課題は、電流や電圧の検出に必要なセンサの数を減らして、システムの簡素化を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係るスイッチング電源装置は、ＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作により直流電圧をパルス電圧に変換するスイッチング回路と、パルス電圧を整流する整流回路と、この整流回路で整流された電圧を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、この第１の電圧検出回路で検出された電圧に基づいてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号をスイッチング回路へ出力するＰＷＭ信号生成部と、スイッチング回路の前段に設けられたカレントトランスと、このカレントトランスの二次側の電圧を検出する第２の電圧検出回路と、平滑回路の出力電流を算出する制御部とを備えている。そして、制御部は、第２の電圧検出回路で検出された電圧の波形から、当該電圧のデューティ比を算出し、算出されたデューティ比と、第１の電圧検出回路で検出された電圧と、第２の電圧検出回路で検出された電圧とに基づいて、出力電流を算出する。
【００１２】
このようにすると、カレントトランスの二次側の電圧を検出し、制御部で所定の演算を行うことにより、出力電流を容易に推定することができる。したがって、センサの数を減らしてシステムを簡素化し、小型軽量化およびコストダウンが可能となる。また、無駄な電力を使わないので、電力損失を低減することができる。さらに、入力電圧を考慮して出力電流を演算することで、入力電圧の変化に対応して正確な出力電流値を算出することができる。
【００１３】
本発明において、制御部は、デューティ比と、第１の電圧検出回路で検出された電圧とに基づいて、スイッチング回路に与えられる入力電圧を算出し、第２の電圧検出回路で検出された電圧に基づいて、当該電圧の平均値またはピーク値を算出し、算出された入力電圧と、算出された平均値またはピーク値を用いて、出力電流を算出することができる。
【００１４】
また、制御部は、、第２の電圧検出回路で検出された電圧に基づいて、当該電圧の平均値またはピーク値を算出し、算出された平均値またはピーク値を用いて、カレントトランスの一次側に流れる入力電流を算出することもできる。
【００１５】
さらに、制御部は、出力電流の電流値に基づいて、回路故障の有無を判定することもできる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のスイッチング電源装置によれば、簡単な回路構成により、出力電流を算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】電気自動車の電気的構成を示したブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図３】カレントトランスの二次側の電圧波形を示した図である。
【図４】カレントトランスの基本構成を示した図である。
【図５】出力電流の算出手順を示したフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。ここでは、本発明のスイッチング電源装置を電気自動車（またはハイブリッドカー）に搭載する場合を例に挙げる。
【００１９】
図１に示したように、電気自動車（またはハイブリッドカー）１００は、車載充電器１、高電圧バッテリ２、電力制御部３、インバータ４、モータ５、スイッチング電源装置６、車載電装品７、低圧バッテリ８を備えている。図１における実線矢印は、電力の流れを表しており、破線矢印は、信号の流れを表している。
【００２０】
車載充電器１は、家庭用電源（ＡＣ１００Ｖ）により充電される。高電圧バッテリ２は、車載充電器１の電力を蓄電するとともに、外部の高速充電器９から供給される電力を蓄電する。高電圧バッテリ２からは、インバータ４とスイッチング電源装置６へ電源が供給される。インバータ４は、モータ駆動用の電圧を生成してモータ５へ供給する。スイッチング電源装置６は、低圧バッテリ８を充電するための直流電圧を生成する。スイッチング電源装置６については、後で詳しく説明する。低圧バッテリ８の直流電圧は、各種の車載電装品７へ供給される。電力制御部３は、高電圧バッテリ２、インバータ４、スイッチング電源装置６などの電力系統を、ＣＡＮ（Control Area Network）バスを介して制御する。また、電力制御部３と、車載充電器１および高速充電器９との間も、ＣＡＮバスを介して通信可能となっており、充電情報などが伝達される。
【００２１】
次に、スイッチング電源装置６の詳細につき、図２を参照しながら説明する。図２において、図１と同一部分には同一符号を付してある。ここに示したスイッチング電源装置６は、高電圧の直流をスイッチングして交流に変換した後、低電圧の直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００２２】
スイッチング電源装置６の入力端子Ｔ１、Ｔ２には、高電圧バッテリ２が接続される。高電圧バッテリ２の電圧は、例えばＤＣ２２０Ｖ〜ＤＣ４００Ｖである。入力端子Ｔ１、Ｔ２に入力される高電圧バッテリ２の電圧（入力電圧Ｖｉ）は、フィルタ回路１１によりノイズが除去される。フィルタ回路１１は、カレントトランス１２の一次側コイルを介して、スイッチング回路１３の入力側に接続されている。カレントトランス１２の二次側コイルは、入力電圧検出回路１８に接続されている。入力電圧検出回路１８は、本発明における第２の電圧検出回路に相当し、カレントトランス１２の二次側の電圧を検出する。
【００２３】
スイッチング回路１３は、半導体スイッチング素子として、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）を有する公知の回路からなる。スイッチング回路１３のＦＥＴは、ドライブ回路２１から与えられるＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号により、オンオフのスイッチング動作を行なう。
【００２４】
スイッチング回路１３の出力側には、メイントランス１４の一次側コイルが接続されている。メイントランス１４の二次側コイルは、ダイオードＤ１、Ｄ２からなる整流回路１５の入力側に接続されている。整流回路１５の出力側には、コイルＬおよびコンデンサＣからなる平滑回路１６が接続されている。平滑回路１６の出力は、出力端子Ｔ３、Ｔ４に接続されており、この出力端子Ｔ３、Ｔ４には、低電圧バッテリ８が接続されている。低電圧バッテリ８は、出力端子Ｔ３、Ｔ４から出力される出力電圧により、例えばＤＣ１２Ｖに充電される。
【００２５】
平滑回路１６の出力側には、出力電圧検出回路２２が設けられている。この出力電圧検出回路２２は、出力端子Ｔ３、Ｔ４間の電圧、すなわち平滑回路１６の出力電圧Ｖｏを検出する。検出された出力電圧Ｖｏの電圧値は、フィードバック制御のためにＰＷＭ回路２０へ与えられるとともに、制御部１９にも与えられる。
【００２６】
制御部１９は、マイコン（制御用マイコン）から構成されている。制御部１９には、入力電圧検出回路１８で検出された電圧と、出力電圧検出回路２２で検出された電圧が入力される。制御部１９は、これらの電圧に基づいて、後述する演算処理を行う。制御部１９はまた、端子Ｔ５を介して電力制御部３（図１）との間で通信を行う。
【００２７】
電源１７は、フィルタ回路１１の出力側に接続されている。この電源１７は、高電圧バッテリ２の電圧を降圧し、制御部１９などに対して、例えばＤＣ１２Ｖの電源電圧を供給する。
【００２８】
ＰＷＭ回路２０は、出力電圧検出回路２２からフィードバックされる出力電圧値を基準電圧値と比較し、その偏差に基づいてＰＷＭ信号のデューティ比を演算する。そして、そのデューティ比に応じた信号（矩形波電圧）をドライブ回路２１へ出力する。ドライブ回路２１は、ＰＷＭ回路２０からの信号に基づき、所定のデューティ比をもったＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号は、スイッチング回路１３のＦＥＴのゲートに与えられ、ＦＥＴをオンオフさせる。ＰＷＭ回路２０およびドライブ回路２１により、ＰＷＭ信号生成部３０が構成される。このＰＷＭ信号生成部３０は、制御部１９とは別のマイコン（ＰＷＭ用マイコン）から構成されている。制御部１９は、ＰＷＭ回路２０に対して、動作開始指令信号および動作停止指令信号を与える。
【００２９】
以上の構成からなるスイッチング電源装置６の動作について説明する。入力端子Ｔ１、Ｔ２へ入力される高電圧バッテリ２の直流電圧は、フィルタ回路１１でノイズが除去された後、カレントトランス１２を介して、スイッチング回路１３へ与えられる。スイッチング回路１３では、ＰＷＭ信号生成部３０からのＰＷＭ信号に基づくＦＥＴのオンオフにより、直流電圧に対してスイッチング動作を行う。これにより、直流電圧は高周波のパルス電圧に変換される。
【００３０】
このパルス電圧は、メイントランス１４を介して、整流回路１５へ与えられる。整流回路１５は、ダイオードＤ１、Ｄ２によりパルス電圧を整流する。整流回路１５で整流された電圧は、平滑回路１６へ入力される。平滑回路１６は、コイルＬおよびコンデンサＣのフィルタ作用により整流電圧を平滑し、低電圧の直流電圧として出力端子Ｔ３、Ｔ４へ出力する。この直流電圧により、出力端子Ｔ３、Ｔ４に接続された低圧バッテリ８が充電される。
【００３１】
一方、平滑回路１６の出力電圧は、出力電圧検出回路２２へ入力される。出力電圧検出回路２２は、検出した出力電圧の電圧値を、ＰＷＭ回路２０と制御部１９へ出力する。ＰＷＭ回路２０は、前述のように、出力電圧値と基準電圧値との偏差に基づいて、ＰＷＭ信号のデューティ比を演算する。ドライブ回路２１は、このデューティ比に応じたＰＷＭ信号を生成して、スイッチング回路１３のＦＥＴのゲートへ出力する。これにより、出力電圧を一定に保つためのフィードバック制御が行なわれる。
【００３２】
また、カレントトランス１２の二次側の電圧は、入力電圧検出回路１８へ入力される。この二次側電圧は、端子Ｔ１からカレントトランス１２の一次側に流れる電流、すなわち入力電流Ｉｉの電流値を電圧値に変換したものである。入力電圧検出回路１８で検出された電圧は、制御部１９へ与えられる。
【００３３】
制御部１９は、入力電圧検出回路１８からの電圧と、出力電圧検出回路２２からの電圧とに基づいて、平滑回路１６からの出力電流Ｉｏを演算する。そして、出力電流Ｉｏの電流値に基づいて、回路故障の有無を判定する。この場合、制御部１９は、出力電流Ｉｏの電流値が異常値になると、故障が発生したと判断して、端子Ｔ５を介して電力制御部３（図１）へ通知する。電力制御部３は、この通知を受け取ると、各部への電源供給を遮断するなどの処理を行う。なお、回路故障には、スイッチング電源装置６における故障と、負荷における故障とがある。
【００３４】
次に、制御部１９が行う演算の詳細について説明する。図３は、カレントトランス１２の二次側の電圧波形を示している。この電圧波形から、当該電圧のデューティ比Ｄと、電圧平均値Ｖｃｏを取得することができる。デューティ比Ｄは、図３における信号のハイレベル（オン）区間Ｔｏｎと、信号の周期Ｔとから、次式で算出することができる。
Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ ・・・（１）
また、電圧平均値Ｖｃｏは、カレントトランス１２の二次側電圧をフィルタ（図示省略）を用いて平均化するか、あるいは、マイコンで演算して算出することができる。
【００３５】
カレントトランス１２の二次側電圧は、スイッチング回路１３のスイッチング動作により生じるものであるため、この電圧のデューティ比Ｄは、スイッチング回路１３におけるＰＷＭ信号のデューティ比と同じとなる（図３のＴｏｎは、スイッチング回路１３のＦＥＴがオンしている時間である）。したがって、カレントトランス１２の二次側電圧のデューティ比Ｄと、入力端子Ｔ１、Ｔ２間の入力電圧Ｖｉと、出力端子Ｔ３、Ｔ４間の出力電圧Ｖｏとの間には、次式の関係が成立する。
Ｖｏ＝Ｖｉ・（Ｎ２／Ｎ１）・Ｄ ・・・（２）
ここで、Ｎ１はメイントランス１４の一次側コイルの巻線数、Ｎ２はメイントランス１４の二次側コイルの巻線数である。
【００３６】
上式（２）より、出力電圧Ｖｏがわかれば、デューティ比Ｄから入力電圧Ｖｉを推定できることがわかる。入力電圧Ｖｉは、
Ｖｉ＝Ｖｏ・（Ｎ１／Ｎ２）／Ｄ ・・・（３）
で求められる。
【００３７】
一方、入力電流Ｉｉが変化することによって、図３の電圧波形のデューティ比Ｄおよび電圧平均値Ｖｃｏが変化する。前述のように、カレントトランス１２の二次側電圧は、カレントトランス１２の一次側に流れる入力電流に対応しているから、電圧平均値Ｖｃｏから入力電流を算出することができる。
【００３８】
ここで、図４に示したカレントトランスの基本構成において、
Ｉｉ：入力電流
Ｎｃ１：カレントトランスの一次側コイルの巻線数
Ｎｃ２：カレントトランスの二次側コイルの巻線数
ＶＦ：ダイオードの順方向降下電圧
Ｒｃ：出力レベル決定抵抗の抵抗値
Ｋ：カレントトランスの結合度
としたとき、カレントトランス１２の電圧平均値Ｖｃｏは
Ｖｃｏ＝Ｋ・Ｉｉ・Ｒｃ・（Ｎｃ１／Ｎｃ２）＋ＶＦ ・・・（４）
となる。これより、入力電流Ｉｉは、
Ｉｉ＝（Ｖｃｏ−ＶＦ）・Ｎｃ２／（Ｋ・Ｒｃ・Ｎｃ１） ・・・（５）
となる。
【００３９】
一方、出力電流Ｉｏは、入力電流Ｉｉ、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ、変換効率ηを用いて、
Ｉｏ＝Ｉｉ・Ｖｉ・η／Ｖｏ ・・・（６）
で表すことができる。式（６）に式（５）を代入すると、出力電流Ｉｏは、
Ｉｏ＝η・（Ｖｃｏ−ＶＦ）・Ｖｉ・Ｎｃ２／（Ｋ・Ｖｏ・Ｒｃ・Ｎｃ１） ・・・（７）
となる。
【００４０】
上式（７）より、出力電流Ｉｏは、カレントトランス１２の電圧平均値Ｖｃｏと、入力電圧Ｖｉと、出力電圧Ｖｏとを用いて算出できることがわかる。そして、電圧平均値Ｖｃｏは、入力電圧検出回路１８での検出結果から取得でき、入力電圧Ｖｉは、式（３）のように、デューティ比Ｄと出力電圧Ｖｏから取得でき、出力電圧Ｖｏは出力電圧検出回路２２での検出結果から取得できる。したがって、カレントトランス１２の出力波形（図３）から、デューティ比Ｄと電圧平均値Ｖｃｏとを求めることにより、出力電流Ｉｏの値を推定することができる。また、電圧平均値Ｖｃｏから、式（５）により入力電流Ｉｉの値も推定することができる。
【００４１】
このように、本実施形態によれば、カレントトランス１２の二次側電圧を検出し、制御部１９で所定の演算を行うことにより、出力電流Ｉｏを容易に推定することができる。したがって、センサの数を減らしてシステムを簡素化し、小型軽量化およびコストダウンが可能となる。また、無駄な電力を使わないので、電力損失を低減することができる。さらに、式（７）からわかるように、入力電圧Ｖｉを考慮して出力電流Ｉｏを演算するので、入力電圧Ｖｉの変化に対応して正確な出力電流値を算出することができる。
【００４２】
図５は、以上述べた出力電流の算出手順を示したフローチャートである。各ステップの処理は、制御部１９を構成するマイコンにより実行される。
【００４３】
ステップＳ１では、入力電圧検出回路１８での検出結果に基づき、カレントトランス１２の二次側の電圧波形（図３）を取得する。
【００４４】
ステップＳ２では、ステップＳ１で取得した電圧波形から、電圧平均値Ｖｃｏを算出する。
【００４５】
ステップＳ３では、ステップＳ１で取得した電圧波形から、前記の式（１）により、デューティ比Ｄを算出する。
【００４６】
ステップＳ４では、ステップＳ３で算出したデューティ比Ｄと、出力電圧検出回路２２で検出された出力電圧Ｖｏとを用いて、前記の式（３）により、入力電圧Ｖｉを算出する。
【００４７】
ステップＳ５では、ステップＳ２で算出したカレントトランス１２の電圧平均値Ｖｃｏと、ステップＳ４で算出した入力電圧Ｖｉと、出力電圧検出回路２２により検出された出力電圧Ｖｏとを用いて、前記の式（７）により、出力電流Ｉｏを算出する。
【００４８】
本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、前記実施形態では、電圧平均値Ｖｃｏを用いて出力電流Ｉｏを算出したが、電圧平均値Ｖｃｏの代わりに、図３に示した電圧ピーク値Ｖｐを用いて出力電流Ｉｏを算出してもよい。
【００４９】
また、前記実施形態では、出力電流Ｉｏに基づいて回路故障の有無を判定するようにしたが、これに加えて、入力電流Ｉｉに基づいて回路故障の有無を判定するようにしてもよい。さらには、上記に加えて、出力電圧検出回路２２で検出された出力電圧Ｖｏに基づいて、回路故障の有無を判定するようにしてもよい。
【００５０】
また、前記実施形態では、スイッチング電源装置６から出力される直流電圧により低圧バッテリ８を充電したが、スイッチング電源装置６の出力を直接負荷に供給してもよい。
【００５１】
さらに、前記実施形態では、スイッチング電源装置６を電気自動車（またはハイブリッドカー）に搭載した例を挙げたが、本発明に係るスイッチング電源装置は、車載以外の用途にも適用することができる。
【符号の説明】
【００５２】
６ スイッチング電源装置
１２ カレントトランス
１３ スイッチング回路
１５ 整流回路
１６ 平滑回路
１８ 入力電圧検出回路（第２の電圧検出回路）
１９ 制御部
２０ ＰＷＭ回路
２１ ドライブ回路
２２ 出力電圧検出回路（第１の電圧検出回路）
３０ ＰＷＭ信号生成部
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
Ｉｉ 入力電流
Ｉｏ 出力電流
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換し、このパルス電圧を整流して直流電圧を出力するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、電気自動車やハイブリッドカーには、走行用モータを駆動するための高電圧バッテリが搭載されるとともに、このバッテリの電圧を降圧して各種の車載電装品へ供給する電源装置が搭載される。この電源装置としては、一般に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づくスイッチング動作により直流電圧をパルス電圧に変換するスイッチング回路と、パルス電圧を整流する整流回路と、整流回路で整流された電圧を平滑する平滑回路とを備えたスイッチング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）が用いられる。後掲の特許文献１〜３には、このようなスイッチング電源装置が記載されている。
【０００３】
スイッチング電源装置では、回路の状態を常時監視するために、入力電圧、入力電流、出力電圧、出力電流などを検出する多数のセンサが必要となる。また、入力電圧を検出するには、許容電力値の大きな抵抗により入力電圧を分圧するため、回路実装上大きなスペースが必要となる。さらに、入力電流や出力電流を検出する手段としては、電流センサやシャント抵抗などがあるが、電流センサは構造が複雑であり、シャント抵抗は電力損失が大きいという難点がある。一方、電流検出手段としてカレントトランスを用いた場合は、構造が簡略化されるという利点がある。特許文献１〜３のスイッチング電源装置では、入力電流の検出にカレントトランスが用いられている。
【０００４】
特許文献１のスイッチング電源装置では、電流検出部が、カレントトランスと、このカレントトランスで得られた信号のピーク値を保持し、これを検出信号として出力するサンプルホールド部とで構成される。制御部は、この電流検出部からの検出信号と出力電圧に基づいて、所定のパルス幅をもつ駆動信号をスイッチング素子に供給する。また、制御部は、出力電圧とスイッチング素子への駆動信号とに基づき、一次電流のリップル分の平均値を推定し、この平均値から、負荷を流れる出力電流の値を算出する。
【０００５】
特許文献２のスイッチング電源装置では、電流検出部が、スイッチ手段の電流を電圧として検出するカレントトランスと、スイッチ手段の駆動パルスのデューティ比を電圧に変換する電圧変換回路とを備えている。そして、電流検出部は、カレントトランスの検出電圧に電圧変換回路の変換電圧を加算し、これを補正検出電圧としてＰＷＭ制御部に出力する。
【０００６】
特許文献３のスイッチング電源装置では、スイッチング手段に流れる電流のピーク電流をカレントトランスにより検出し、出力電流の制限を行う過電流保護手段が備わっている。そして、この過電流保護手段において、入力電圧と出力電圧、およびスイッチング手段のデューティ比に比例する電圧を用いて、検出されたピーク電流値を補正する。
【０００７】
ところで、スイッチング電源装置において、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、出力電圧を制御する制御部とを、１つのマイクロコンピュータ（以下「マイコン」という）で構成した場合は、同じマイコン内でＰＷＭ処理と制御処理を並行して行わねばならないため、ＰＷＭ処理が制御処理の影響を受けて遅くなるという問題がある。
【０００８】
一方、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、出力電圧を制御する制御部とを、別のマイコンで構成した場合は、ＰＷＭ処理と制御処理が独立に行われるので、ＰＷＭ処理を高速化することができる。例えば、制御用マイコンの処理周期を１ｍｓとし、ＰＷＭ用マイコンの処理周期を１０μｓとすることで、ＰＷＭ用マイコンの処理周期が短くなって、スイッチング回路の動作周波数が大きくなる。これにより、故障検出時に短時間でスイッチング回路が動作し、応答性を高めることができる。また、スイッチング回路と整流回路の間に設けられたトランスを小さくすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００８−２３６９９９号公報
【特許文献２】特開２００３−２７４６４８号公報
【特許文献３】特開２００２−３０５８７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、電流検出手段としてカレントトランスを用いたスイッチング電源装置において、特許文献１〜３とは別の方法により出力電流を推定演算するものである。本発明の主たる課題は、電流や電圧の検出に必要なセンサの数を減らして、システムの簡素化を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係るスイッチング電源装置は、ＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作により直流電圧をパルス電圧に変換するスイッチング回路と、パルス電圧を整流する整流回路と、この整流回路で整流された電圧を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、この第１の電圧検出回路で検出された電圧に基づいてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号をスイッチング回路へ出力するＰＷＭ信号生成部と、スイッチング回路の前段に設けられたカレントトランスと、このカレントトランスの二次側の電圧を検出する第２の電圧検出回路と、平滑回路の出力電流を算出する制御部とを備えている。そして、制御部は、第２の電圧検出回路で検出された電圧の波形から、当該電圧のデューティ比を算出し、算出されたデューティ比と、第１の電圧検出回路で検出された電圧と、第２の電圧検出回路で検出された電圧とに基づいて、出力電流を算出する。
【００１２】
このようにすると、カレントトランスの二次側の電圧を検出し、制御部で所定の演算を行うことにより、出力電流を容易に推定することができる。したがって、センサの数を減らしてシステムを簡素化し、小型軽量化およびコストダウンが可能となる。また、無駄な電力を使わないので、電力損失を低減することができる。さらに、入力電圧を考慮して出力電流を演算することで、入力電圧の変化に対応して正確な出力電流値を算出することができる。
【００１３】
本発明において、制御部は、デューティ比と、第１の電圧検出回路で検出された電圧とに基づいて、スイッチング回路に与えられる入力電圧を算出し、第２の電圧検出回路で検出された電圧に基づいて、当該電圧の平均値またはピーク値を算出し、算出された入力電圧と、算出された平均値またはピーク値を用いて、出力電流を算出することができる。
【００１４】
また、制御部は、、第２の電圧検出回路で検出された電圧に基づいて、当該電圧の平均値またはピーク値を算出し、算出された平均値またはピーク値を用いて、カレントトランスの一次側に流れる入力電流を算出することもできる。
【００１５】
さらに、制御部は、出力電流の電流値に基づいて、回路故障の有無を判定することもできる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のスイッチング電源装置によれば、簡単な回路構成により、出力電流を算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】電気自動車の電気的構成を示したブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図３】カレントトランスの二次側の電圧波形を示した図である。
【図４】カレントトランスの基本構成を示した図である。
【図５】出力電流の算出手順を示したフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。ここでは、本発明のスイッチング電源装置を電気自動車（またはハイブリッドカー）に搭載する場合を例に挙げる。
【００１９】
図１に示したように、電気自動車（またはハイブリッドカー）１００は、車載充電器１、高電圧バッテリ２、電力制御部３、インバータ４、モータ５、スイッチング電源装置６、車載電装品７、低圧バッテリ８を備えている。図１における実線矢印は、電力の流れを表しており、破線矢印は、信号の流れを表している。
【００２０】
車載充電器１は、家庭用電源（ＡＣ１００Ｖ）により充電される。高電圧バッテリ２は、車載充電器１の電力を蓄電するとともに、外部の高速充電器９から供給される電力を蓄電する。高電圧バッテリ２からは、インバータ４とスイッチング電源装置６へ電源が供給される。インバータ４は、モータ駆動用の電圧を生成してモータ５へ供給する。スイッチング電源装置６は、低圧バッテリ８を充電するための直流電圧を生成する。スイッチング電源装置６については、後で詳しく説明する。低圧バッテリ８の直流電圧は、各種の車載電装品７へ供給される。電力制御部３は、高電圧バッテリ２、インバータ４、スイッチング電源装置６などの電力系統を、ＣＡＮ（Control Area Network）バスを介して制御する。また、電力制御部３と、車載充電器１および高速充電器９との間も、ＣＡＮバスを介して通信可能となっており、充電情報などが伝達される。
【００２１】
次に、スイッチング電源装置６の詳細につき、図２を参照しながら説明する。図２において、図１と同一部分には同一符号を付してある。ここに示したスイッチング電源装置６は、高電圧の直流をスイッチングして交流に変換した後、低電圧の直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００２２】
スイッチング電源装置６の入力端子Ｔ１、Ｔ２には、高電圧バッテリ２が接続される。高電圧バッテリ２の電圧は、例えばＤＣ２２０Ｖ〜ＤＣ４００Ｖである。入力端子Ｔ１、Ｔ２に入力される高電圧バッテリ２の電圧（入力電圧Ｖｉ）は、フィルタ回路１１によりノイズが除去される。フィルタ回路１１は、カレントトランス１２の一次側コイルを介して、スイッチング回路１３の入力側に接続されている。カレントトランス１２の二次側コイルは、入力電圧検出回路１８に接続されている。入力電圧検出回路１８は、本発明における第２の電圧検出回路に相当し、カレントトランス１２の二次側の電圧を検出する。
【００２３】
スイッチング回路１３は、半導体スイッチング素子として、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）を有する公知の回路からなる。スイッチング回路１３のＦＥＴは、ドライブ回路２１から与えられるＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号により、オンオフのスイッチング動作を行なう。
【００２４】
スイッチング回路１３の出力側には、メイントランス１４の一次側コイルが接続されている。メイントランス１４の二次側コイルは、ダイオードＤ１、Ｄ２からなる整流回路１５の入力側に接続されている。整流回路１５の出力側には、コイルＬおよびコンデンサＣからなる平滑回路１６が接続されている。平滑回路１６の出力は、出力端子Ｔ３、Ｔ４に接続されており、この出力端子Ｔ３、Ｔ４には、低電圧バッテリ８が接続されている。低電圧バッテリ８は、出力端子Ｔ３、Ｔ４から出力される出力電圧により、例えばＤＣ１２Ｖに充電される。
【００２５】
平滑回路１６の出力側には、出力電圧検出回路２２が設けられている。この出力電圧検出回路２２は、出力端子Ｔ３、Ｔ４間の電圧、すなわち平滑回路１６の出力電圧Ｖｏを検出する。検出された出力電圧Ｖｏの電圧値は、フィードバック制御のためにＰＷＭ回路２０へ与えられるとともに、制御部１９にも与えられる。
【００２６】
制御部１９は、マイコン（制御用マイコン）から構成されている。制御部１９には、入力電圧検出回路１８で検出された電圧と、出力電圧検出回路２２で検出された電圧が入力される。制御部１９は、これらの電圧に基づいて、後述する演算処理を行う。制御部１９はまた、端子Ｔ５を介して電力制御部３（図１）との間で通信を行う。
【００２７】
電源１７は、フィルタ回路１１の出力側に接続されている。この電源１７は、高電圧バッテリ２の電圧を降圧し、制御部１９などに対して、例えばＤＣ１２Ｖの電源電圧を供給する。
【００２８】
ＰＷＭ回路２０は、出力電圧検出回路２２からフィードバックされる出力電圧値を基準電圧値と比較し、その偏差に基づいてＰＷＭ信号のデューティ比を演算する。そして、そのデューティ比に応じた信号（矩形波電圧）をドライブ回路２１へ出力する。ドライブ回路２１は、ＰＷＭ回路２０からの信号に基づき、所定のデューティ比をもったＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号は、スイッチング回路１３のＦＥＴのゲートに与えられ、ＦＥＴをオンオフさせる。ＰＷＭ回路２０およびドライブ回路２１により、ＰＷＭ信号生成部３０が構成される。このＰＷＭ信号生成部３０は、制御部１９とは別のマイコン（ＰＷＭ用マイコン）から構成されている。制御部１９は、ＰＷＭ回路２０に対して、動作開始指令信号および動作停止指令信号を与える。
【００２９】
以上の構成からなるスイッチング電源装置６の動作について説明する。入力端子Ｔ１、Ｔ２へ入力される高電圧バッテリ２の直流電圧は、フィルタ回路１１でノイズが除去された後、カレントトランス１２を介して、スイッチング回路１３へ与えられる。スイッチング回路１３では、ＰＷＭ信号生成部３０からのＰＷＭ信号に基づくＦＥＴのオンオフにより、直流電圧に対してスイッチング動作を行う。これにより、直流電圧は高周波のパルス電圧に変換される。
【００３０】
このパルス電圧は、メイントランス１４を介して、整流回路１５へ与えられる。整流回路１５は、ダイオードＤ１、Ｄ２によりパルス電圧を整流する。整流回路１５で整流された電圧は、平滑回路１６へ入力される。平滑回路１６は、コイルＬおよびコンデンサＣのフィルタ作用により整流電圧を平滑し、低電圧の直流電圧として出力端子Ｔ３、Ｔ４へ出力する。この直流電圧により、出力端子Ｔ３、Ｔ４に接続された低圧バッテリ８が充電される。
【００３１】
一方、平滑回路１６の出力電圧は、出力電圧検出回路２２へ入力される。出力電圧検出回路２２は、検出した出力電圧の電圧値を、ＰＷＭ回路２０と制御部１９へ出力する。ＰＷＭ回路２０は、前述のように、出力電圧値と基準電圧値との偏差に基づいて、ＰＷＭ信号のデューティ比を演算する。ドライブ回路２１は、このデューティ比に応じたＰＷＭ信号を生成して、スイッチング回路１３のＦＥＴのゲートへ出力する。これにより、出力電圧を一定に保つためのフィードバック制御が行なわれる。
【００３２】
また、カレントトランス１２の二次側の電圧は、入力電圧検出回路１８へ入力される。この二次側電圧は、端子Ｔ１からカレントトランス１２の一次側に流れる電流、すなわち入力電流Ｉｉの電流値を電圧値に変換したものである。入力電圧検出回路１８で検出された電圧は、制御部１９へ与えられる。
【００３３】
制御部１９は、入力電圧検出回路１８からの電圧と、出力電圧検出回路２２からの電圧とに基づいて、平滑回路１６からの出力電流Ｉｏを演算する。そして、出力電流Ｉｏの電流値に基づいて、回路故障の有無を判定する。この場合、制御部１９は、出力電流Ｉｏの電流値が異常値になると、故障が発生したと判断して、端子Ｔ５を介して電力制御部３（図１）へ通知する。電力制御部３は、この通知を受け取ると、各部への電源供給を遮断するなどの処理を行う。なお、回路故障には、スイッチング電源装置６における故障と、負荷における故障とがある。
【００３４】
次に、制御部１９が行う演算の詳細について説明する。図３は、カレントトランス１２の二次側の電圧波形を示している。この電圧波形から、当該電圧のデューティ比Ｄと、電圧平均値Ｖｃｏを取得することができる。デューティ比Ｄは、図３における信号のハイレベル（オン）区間Ｔｏｎと、信号の周期Ｔとから、次式で算出することができる。
Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ ・・・（１）
また、電圧平均値Ｖｃｏは、カレントトランス１２の二次側電圧をフィルタ（図示省略）を用いて平均化するか、あるいは、マイコンで演算して算出することができる。
【００３５】
カレントトランス１２の二次側電圧は、スイッチング回路１３のスイッチング動作により生じるものであるため、この電圧のデューティ比Ｄは、スイッチング回路１３におけるＰＷＭ信号のデューティ比と同じとなる（図３のＴｏｎは、スイッチング回路１３のＦＥＴがオンしている時間である）。したがって、カレントトランス１２の二次側電圧のデューティ比Ｄと、入力端子Ｔ１、Ｔ２間の入力電圧Ｖｉと、出力端子Ｔ３、Ｔ４間の出力電圧Ｖｏとの間には、次式の関係が成立する。
Ｖｏ＝Ｖｉ・（Ｎ２／Ｎ１）・Ｄ ・・・（２）
ここで、Ｎ１はメイントランス１４の一次側コイルの巻線数、Ｎ２はメイントランス１４の二次側コイルの巻線数である。
【００３６】
上式（２）より、出力電圧Ｖｏがわかれば、デューティ比Ｄから入力電圧Ｖｉを推定できることがわかる。入力電圧Ｖｉは、
Ｖｉ＝Ｖｏ・（Ｎ１／Ｎ２）／Ｄ ・・・（３）
で求められる。
【００３７】
一方、入力電流Ｉｉが変化することによって、図３の電圧波形のデューティ比Ｄおよび電圧平均値Ｖｃｏが変化する。前述のように、カレントトランス１２の二次側電圧は、カレントトランス１２の一次側に流れる入力電流に対応しているから、電圧平均値Ｖｃｏから入力電流を算出することができる。
【００３８】
ここで、図４に示したカレントトランスの基本構成において、
Ｉｉ：入力電流
Ｎｃ１：カレントトランスの一次側コイルの巻線数
Ｎｃ２：カレントトランスの二次側コイルの巻線数
ＶＦ：ダイオードの順方向降下電圧
Ｒｃ：出力レベル決定抵抗の抵抗値
Ｋ：カレントトランスの結合度
としたとき、カレントトランス１２の電圧平均値Ｖｃｏは
Ｖｃｏ＝Ｋ・Ｉｉ・Ｒｃ・（Ｎｃ１／Ｎｃ２）＋ＶＦ ・・・（４）
となる。これより、入力電流Ｉｉは、
Ｉｉ＝（Ｖｃｏ−ＶＦ）・Ｎｃ２／（Ｋ・Ｒｃ・Ｎｃ１） ・・・（５）
となる。
【００３９】
一方、出力電流Ｉｏは、入力電流Ｉｉ、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ、変換効率ηを用いて、
Ｉｏ＝Ｉｉ・Ｖｉ・η／Ｖｏ ・・・（６）
で表すことができる。式（６）に式（５）を代入すると、出力電流Ｉｏは、
Ｉｏ＝η・（Ｖｃｏ−ＶＦ）・Ｖｉ・Ｎｃ２／（Ｋ・Ｖｏ・Ｒｃ・Ｎｃ１） ・・・（７）
となる。
【００４０】
上式（７）より、出力電流Ｉｏは、カレントトランス１２の電圧平均値Ｖｃｏと、入力電圧Ｖｉと、出力電圧Ｖｏとを用いて算出できることがわかる。そして、電圧平均値Ｖｃｏは、入力電圧検出回路１８での検出結果から取得でき、入力電圧Ｖｉは、式（３）のように、デューティ比Ｄと出力電圧Ｖｏから取得でき、出力電圧Ｖｏは出力電圧検出回路２２での検出結果から取得できる。したがって、カレントトランス１２の出力波形（図３）から、デューティ比Ｄと電圧平均値Ｖｃｏとを求めることにより、出力電流Ｉｏの値を推定することができる。また、電圧平均値Ｖｃｏから、式（５）により入力電流Ｉｉの値も推定することができる。
【００４１】
このように、本実施形態によれば、カレントトランス１２の二次側電圧を検出し、制御部１９で所定の演算を行うことにより、出力電流Ｉｏを容易に推定することができる。したがって、センサの数を減らしてシステムを簡素化し、小型軽量化およびコストダウンが可能となる。また、無駄な電力を使わないので、電力損失を低減することができる。さらに、式（７）からわかるように、入力電圧Ｖｉを考慮して出力電流Ｉｏを演算するので、入力電圧Ｖｉの変化に対応して正確な出力電流値を算出することができる。
【００４２】
図５は、以上述べた出力電流の算出手順を示したフローチャートである。各ステップの処理は、制御部１９を構成するマイコンにより実行される。
【００４３】
ステップＳ１では、入力電圧検出回路１８での検出結果に基づき、カレントトランス１２の二次側の電圧波形（図３）を取得する。
【００４４】
ステップＳ２では、ステップＳ１で取得した電圧波形から、電圧平均値Ｖｃｏを算出する。
【００４５】
ステップＳ３では、ステップＳ１で取得した電圧波形から、前記の式（１）により、デューティ比Ｄを算出する。
【００４６】
ステップＳ４では、ステップＳ３で算出したデューティ比Ｄと、出力電圧検出回路２２で検出された出力電圧Ｖｏとを用いて、前記の式（３）により、入力電圧Ｖｉを算出する。
【００４７】
ステップＳ５では、ステップＳ２で算出したカレントトランス１２の電圧平均値Ｖｃｏと、ステップＳ４で算出した入力電圧Ｖｉと、出力電圧検出回路２２により検出された出力電圧Ｖｏとを用いて、前記の式（７）により、出力電流Ｉｏを算出する。
【００４８】
本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、前記実施形態では、電圧平均値Ｖｃｏを用いて出力電流Ｉｏを算出したが、電圧平均値Ｖｃｏの代わりに、図３に示した電圧ピーク値Ｖｐを用いて出力電流Ｉｏを算出してもよい。
【００４９】
また、前記実施形態では、出力電流Ｉｏに基づいて回路故障の有無を判定するようにしたが、これに加えて、入力電流Ｉｉに基づいて回路故障の有無を判定するようにしてもよい。さらには、上記に加えて、出力電圧検出回路２２で検出された出力電圧Ｖｏに基づいて、回路故障の有無を判定するようにしてもよい。
【００５０】
また、前記実施形態では、スイッチング電源装置６から出力される直流電圧により低圧バッテリ８を充電したが、スイッチング電源装置６の出力を直接負荷に供給してもよい。
【００５１】
さらに、前記実施形態では、スイッチング電源装置６を電気自動車（またはハイブリッドカー）に搭載した例を挙げたが、本発明に係るスイッチング電源装置は、車載以外の用途にも適用することができる。
【符号の説明】
【００５２】
６ スイッチング電源装置
１２ カレントトランス
１３ スイッチング回路
１５ 整流回路
１６ 平滑回路
１８ 入力電圧検出回路（第２の電圧検出回路）
１９ 制御部
２０ ＰＷＭ回路
２１ ドライブ回路
２２ 出力電圧検出回路（第１の電圧検出回路）
３０ ＰＷＭ信号生成部
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
Ｉｉ 入力電流
Ｉｏ 出力電流
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づくスイッチング動作により直流電圧をパルス電圧に変換するスイッチング回路と、
前記パルス電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路で整流された電圧を平滑する平滑回路と、
前記平滑回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、
前記第１の電圧検出回路で検出された電圧に基づいてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を前記スイッチング回路へ出力するＰＷＭ信号生成部と、
前記スイッチング回路の前段に設けられたカレントトランスと、
前記カレントトランスの二次側の電圧を検出する第２の電圧検出回路と、
前記平滑回路の出力電流を算出する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記第２の電圧検出回路で検出された電圧の波形から、当該電圧のデューティ比を算出し、
算出された前記デューティ比と、前記第１の電圧検出回路で検出された電圧と、前記第２の電圧検出回路で検出された電圧とに基づいて、前記出力電流を算出することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記制御部は、
前記デューティ比と、前記第１の電圧検出回路で検出された電圧とに基づいて、前記スイッチング回路に与えられる入力電圧を算出し、
前記第２の電圧検出回路で検出された電圧に基づいて、当該電圧の平均値またはピーク値を算出し、
算出された前記入力電圧と、算出された前記平均値またはピーク値を用いて、前記出力電流を算出することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記制御部は、
前記第２の電圧検出回路で検出された電圧に基づいて、当該電圧の平均値またはピーク値を算出し、
算出された前記平均値またはピーク値を用いて、前記カレントトランスの一次側に流れる入力電流を算出することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置において、
前記制御部は、前記出力電流の電流値に基づいて、回路故障の有無を判定することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項１】
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づくスイッチング動作により直流電圧をパルス電圧に変換するスイッチング回路と、
前記パルス電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路で整流された電圧を平滑する平滑回路と、
前記平滑回路の出力電圧を検出する第１の電圧検出回路と、
前記第１の電圧検出回路で検出された電圧に基づいてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を前記スイッチング回路へ出力するＰＷＭ信号生成部と、
前記スイッチング回路の前段に設けられたカレントトランスと、
前記カレントトランスの二次側の電圧を検出する第２の電圧検出回路と、
前記平滑回路の出力電流を算出する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記第２の電圧検出回路で検出された電圧の波形から、当該電圧のデューティ比を算出し、
算出された前記デューティ比と、前記第１の電圧検出回路で検出された電圧と、前記第２の電圧検出回路で検出された電圧とに基づいて、前記出力電流を算出することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記制御部は、
前記デューティ比と、前記第１の電圧検出回路で検出された電圧とに基づいて、前記スイッチング回路に与えられる入力電圧を算出し、
前記第２の電圧検出回路で検出された電圧に基づいて、当該電圧の平均値またはピーク値を算出し、
算出された前記入力電圧と、算出された前記平均値またはピーク値を用いて、前記出力電流を算出することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記制御部は、
前記第２の電圧検出回路で検出された電圧に基づいて、当該電圧の平均値またはピーク値を算出し、
算出された前記平均値またはピーク値を用いて、前記カレントトランスの一次側に流れる入力電流を算出することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置において、
前記制御部は、前記出力電流の電流値に基づいて、回路故障の有無を判定することを特徴とするスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−９０４０６（Ｐ２０１２−９０４０６Ａ）
【公開日】平成２４年５月１０日（２０１２．５．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２３４２７４（Ｐ２０１０−２３４２７４）
【出願日】平成２２年１０月１９日（２０１０．１０．１９）
【出願人】（５１０１２３８３９）オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 (110)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年５月１０日（２０１２．５．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１０月１９日（２０１０．１０．１９）
【出願人】（５１０１２３８３９）オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 (110)
【Ｆターム（参考）】
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