スイッチング電源
【課題】絶縁トランスを介したノイズ電流経路の発生を抑制し、放射ノイズの低減を図ることができるスイッチング電源を提供する。
【解決手段】
直流電力をオンオフするスイッチング素子１４と、該スイッチング素子１４を一次側巻線Ｌｐに接続し、二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎに電源系統ＰＲ１〜ＰＲｎを接続したトランス１３を有するスイッチング電源であって、前記スイッチング素子１４を駆動する制御回路１６の電源を、前記トランス１３の電源系統とは異なる電源系統から供給するようにした。
【解決手段】
直流電力をオンオフするスイッチング素子１４と、該スイッチング素子１４を一次側巻線Ｌｐに接続し、二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎに電源系統ＰＲ１〜ＰＲｎを接続したトランス１３を有するスイッチング電源であって、前記スイッチング素子１４を駆動する制御回路１６の電源を、前記トランス１３の電源系統とは異なる電源系統から供給するようにした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力をオンオフするスイッチング素子と、該スイッチング素子を一次側巻線に接続し、二次側巻線に電源系統を接続したトランスを有するスイッチング電源に関し、放射ノイズを抑制するようにしたものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＥＭＣ（Electromagnetic Compatibility）規制が厳しくなる中、様々な電気機
器・電子機器でノイズの低減が技術課題となっている。特に、これらの主部品である半導体などのスイッチング素子がオン／オフすることによって発生するノイズの低減について、対策が必要とされている。
【０００３】
スイッチング電源においても、例えばＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子がオン／オフすることによって放射ノイズを発生する。この放射ノイズの発生には電界要因（ダイポールアンテナによる放射）と磁界要因（ループアンテナによる放射）の２種類が有るが、スイッチング電源のような絶縁トランスを介して電力配分する場合には、一次側巻線−二次側巻線間が結合してノイズ電流が流れるため、この対策が重要と言われている。すなわち、電界要因よりも電流起因の磁界要因の放射が支配的と考えられている。
【０００４】
例えば、下記非特許文献１においては、トランスを介した一次側巻線及び二次側巻線間の結合によってコモンモード電流の漏れ電流が流れるため、このコモンモード漏れ電流を抑制するために、幾つかのシールド対策が提案されている。具体的には、シールド電位の固定方法に関するものや、シールドの多重化、及びそれらを複合的に用いてコモンモード漏れ電流を抑制する方法である。
【０００５】
また、下記特許文献１には、スイッチング電源において、トランスの一次側巻線に接続されたスイッチング素子を駆動する制御ＩＣの電源として、トランスの二次側のドライブ巻線からダイオードを介して電力を供給するようにした構成が開示されている。この場合、ドライブ巻線のダイオード接続側とは反対側がトランスの一次側巻線と同様に接地されている。
【非特許文献１】ノイズ対策ハンドブック（３８８頁〜３９１頁）（日刊工業新聞社１９９４年８月３０日発行）
【特許文献１】特開２００４−３５０３７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記非特許文献１に記載された従来例では、絶縁トランスに用いられているシールド方法が紹介されており、用途に応じて一次側に落とす場合、二次側に落とす場合、直接接地に落とす場合、さらにこれらを組み合わせた場合などが存在するが、スイッチング電源に一般的に用いられるのは、一次側の負極側ラインＮに落とす方式である。
【０００７】
この方式は、コモンモード電流を抑制する上では効果があるが、ノーマルモードとしてのノイズ抑制効果は低いという未解決の課題がある。上述したように、非特許文献１には幾つかのシールドを組合せた対策も提唱されているが、実際の製品ではコスト的な問題に加え、そのトランスが非常に大型化してしまうことなどから、現実的には難しく、特殊な用途での活用に限定されてしまう。
【０００８】
一方、スイッチング電源に配置しているスイッチング素子を駆動する制御ＩＣの電源は、特許文献１に記載されているように、トランスの二次側の一系統の一つを制御ＩＣ用のドライバ巻線として活用している。これは電源損失の抑制や、コストとの両立という観点
では有効であるが、制御ＩＣを駆動する系統のみ、一次側と二次側の接地ラインを共通化しているため、トランスの一次−二次間の結合によるノイズ電流の経路となりやすいことが危惧される。さらに、前述したシールドの中でも、一次側の負極側ラインＮにシールドを落とす方式と組合せることにより、課題となるノーマルモードのノイズ電流をさらに増加させることになる。
【０００９】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、スイッチング素子を駆動する制御回路の電源を絶縁トランスから得ることを止めて、絶縁トランスを介したノイズ電流経路の発生を抑制し、放射ノイズの低減を図ることができるスイッチング電源を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源は、直流電力をオンオフするスイッチング素子と、該スイッチング素子を一次側巻線に接続し、二次側巻線に電源系統を接続したトランスを有し、前記スイッチング素子を駆動する制御回路の電源を、前記トランスの電源系統とは異なる電源系統から供給し、前記トランスは絶縁トランスで構成され、前記絶縁トランスの一次側巻線及び二次側巻線間にシールドを配し、該シールドを一次側又は二次側の負電位以外の安定電位に接地したことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、絶縁トランスの一次側巻線に供給する直流電力をオンオフするスイッチング素子を駆動する制御回路の電源を、トランスの電源系統とは異なる電源系統から供給するので、制御回路用のドライバ巻線をトランスの二次側に設ける必要がなく、ドライバ巻線を通じてノイズ電流の経路が形成されることを確実に抑制することができるという効果が得られる。
【００１２】
また、トランスとして絶縁トランスを適用した場合に、その一次側巻線及び二次側巻線間に介挿するシールドを一次側の負極側ラインと共通化することなく、非接地状態とするか一次側及び二次側の負電位以外の安定電位に接地することにより、ノーマルモードノイズの増加を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明をフライバックコンバータに適用した場合の一実施形態示す回路図であって、図中、１はスイッチング電源である。このスイッチング電源１は、三相交流電源１０からの三相交流を全波整流回路１１で全波整流し、この全波整流回路１１の出力側に接続された正極側ラインＰ及び負極側ラインＮ間に平滑用コンデンサ１２が接続されている。
【００１４】
そして、正極側ラインＰは直接絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐの一端に接続され、負極側ラインＮは例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ等のスイッチング素子１４を介して絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐの他端に接続されている。ここで、スイッチング素子１４にはこれと逆並列にフライホイールダイオード１５が接続されている。また、スイッチング素子１４はそのゲートに制御回路としての制御ＩＣ１６が接続され、この制御ＩＣ１６によってパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される。この制御ＩＣ１６は一対の直流電源入力端子ｔｄｐ及びｔｄｎとパルス幅変調信号出力端子ｔｐとを備えている。直流電源入力端子ｔｄｐには、一端が負極側ラインＮに接
続されたＩＣ電源供給用絶縁直流トランス１８の他端が接続されている。このＩＣ電源供給用絶縁直流トランス１８の一次側には三相交流電源１０の３相出力ラインのうちの２つの出力ラインに接続された制御ＩＣ用直流電源１７が接続されている。また、直流電源入力端子ｔｄｎは負極側ラインＮに接続されている。
【００１５】
さらに、正極側ラインＰの平滑用コンデンサ１２及び一次側巻線Ｌｐの間と、一次側巻線Ｌｐ及びスイッチング素子１４の間とに、サージ電圧の発生を抑制するＲＣＤスナバ回路１９が介挿されている。このＲＣＤスナバ回路１９は、それぞれ一端が正極側ラインＰに接続されたＲＣＤスナバ用抵抗２０及びＲＣＤスナバ用コンデンサ２１の並列回路とこれらＲＣＤスナバ用抵抗２０及びＲＣＤスナバ用コンデンサ２１の他端にカソードが接続され、一次側巻線Ｌｐ及びスイッチング素子１４間にアノードが接続されたＲＣＤスナバ用ダイオード２２とで構成されている。
【００１６】
絶縁トランス１３の二次側には、所要数ｎ個（ｎは１以上の整数）の二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎが設けられ、各二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎのそれぞれには二次側巻線Ｌｓｉ（ｉ＝１〜ｎ）の一端にダイオード２３のアノードが接続され、このダイオード２３のカソード側と二次側巻線Ｌｓｉの他端との間に平滑用コンデンサ２４が接続され、この平滑用コンデンサ２４と並列に電源系統ＰＲｉが接続されている。
【００１７】
そして、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐ及び二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎとの間にシールド２５が配設され、このシールド２５が負極側ラインＮに接続されている。
次に、上記実施形態の動作を説明する。
【００１８】
三相交流電源１０から供給される三相交流電力を全波整流回路１１で全波整流することにより、直流電力に変換され、この全波整流回路１１から出力される整流出力が平滑用コンデンサ１２で平滑化されて絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐ及びスイッチング素子１４の直列回路に入力される。
【００１９】
この状態で、スイッチング素子１４のゲートに制御ＩＣ１６からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を供給することにより、絶縁トランス１３でエネルギの蓄積及び放出を繰り返す。すなわち、スイッチング素子１４がオン状態となると、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐに直流電源電圧が印加される。この直流電源電圧をＥ、一次側巻線ＬｐのインダクタンスをＬ、スイッチング素子１４のオン期間をＴｏｎとすると、スイッチング素子１４がオン状態を継続する間、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐを流れる一次側電流Ｉｐは、Ｅ×Ｔｏｎ／Ｌだけ増加することになり絶縁トランス１３にエネルギが蓄積される。
【００２０】
次いで、スイッチング素子１４をオフ状態とすると、絶縁トランス１３の二次側に起電力Ｖｓが発生し、ダイオード２３及びコンデンサ２４を介して二次電流が流れる、ダイオード２３の導通によってコンデンサ２４の端子電圧が起電力Ｖｓと略等しくなり、この電圧は絶縁トランス１３の二次側電流を減少させる方向に作用する。このため、スイッチング素子１４のオフ状態を継続している間に、絶縁トランス１３に蓄えられたエネルギがコンデンサ２４に放出され、最終的に負荷としての電源系統ＰＲ１〜ＰＲｎに供給される。
【００２１】
以上のスイッチング素子１４のオンオフを繰り返すことにより、絶縁トランス１３の二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎに接続された電源系統ＰＲ１〜ＰＲｎに直流電力が供給される。
ところで、上記フライバックコンバータの構成を有するスイッチング電源１では、スイッチング素子１４を制御ＩＣ１６によって高周波数のパルス幅変調制御を行なうので、スイッチングノイズ電流が発生し、これに基づいて放射ノイズが発生するが、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐ及び二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎ間にシールド２５が配設されており、このシールド２５によって、一次側から二次側へ影響する電界をシールドするシールド効果を発揮することができ、二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎにスイッチングノイズ電流が伝達されることを抑制することができる。
【００２２】
また、制御ＩＣ１６の電源が、絶縁トランス１３の二次側巻線をドライブ巻線として直流電力を供給するのではなく、三相交流電源１０の出力電圧を制御ＩＣ用直流電源１７で直流化し、ＩＣ用絶縁直流トランス１８を介して制御ＩＣ１６に供給されるので、ドライブ巻線がトランスの一次−二次間の結合によるノイズ電流の経路となることがなく、ノイズ電流を抑制して、放射ノイズを低減することができる。
【００２３】
因みに、従来例では、図４に示すように、絶縁トランス１３の二次側巻線をドライバ巻線Ｌｓｄとし、このドライバ巻線Ｌｓｄの一端を、ダイオード３１を介して制御ＩＣ１６の正極側電源端子ｔｄｐに接続し、他端を直接負極側ラインＮに接続し、制御ＩＣ１６の負極側電源端子ｔｄｎを負極側ラインＮに接続し、さらにダイオード３１のカソード側と負極側ラインＮ間に平滑用コンデンサ３２を介挿することにより、絶縁トランス１３から直流電力を制御ＩＣ１６に供給するようにしていることを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。なお、符号３４はフライバックコンバータの一次側を、符号３５はフライバックコンバータの二次側をそれぞれ示す。
【００２４】
この従来例においては、絶縁トランス１３の一次側に設けられているスイッチング素子１４のオンオフ時に急峻な電位変動が発生し、これが伝導してノイズ電流となり、その伝播経路によって放射ノイズを発生する要因となる。複数の電力系統ＰＲ１〜ＰＲｎには絶縁トランス１３を介して電源供給しているため、直流的には絶縁されているが、高周波では結合して電流が流れ、ノイズの伝播経路となる。
【００２５】
この図４の従来例におけるノイズ電流に関する概念図を図５に示す。この図５に示すように、ノイズ電流としてはＲＣＤスナバ用コンデンサ２１から絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐを通り、さらにＲＣＤスナバ用ダイオード２２を通ってＲＣＤスナバ用コンデンサ２１に達する電流経路Ｉ１と、絶縁トランス１３の二次側で、平滑用コンデンサ２４から二次側巻線Ｌｓ１を通り、ダイオード２３を通って平滑用コンデンサ２４に達する電流経路Ｉ２と、同様に平滑用コンデンサ２４から二次側巻線Ｌｓｎを通り、ダイオード２３を通って平滑用コンデンサ２４に達する電流経路Ｉ３と、平滑用コンデンサ３２からドライバ巻線Ｌｓｄを通り、ダイオード３１を通って平滑用コンデンサ２４に達する電流経路Ｉ４と、シールド２５から負極側ラインＮに達する電流経路Ｉ５とがある。
【００２６】
一般に、周波数が低い伝導ノイズ領域のコモンモードノイズにおいては、絶縁トランス１３に設けたシールド２５が有効であると言われているが、放射ノイズ対策としては効果が少ない上、制御ＩＣ１６に電力を供給するドライバ巻線Ｌｓｄの他端が負極側ラインＮに接続されて共通負極側ライン化されることによって、却って放射ノイズを悪化させてしまうことが懸念される。この点に関する一例として、図５に示す代表的な電流経路Ｉ２、Ｉ３及びＩ４についてそれぞれダイオードのカソード側でＡＣプローブ（テクトロニクス社製、Ｐ６０２２）３３を用いて測定した結果を周波数に対する電流スペクトル特性として図６に示す。
【００２７】
この図６から明らかなように、ドライバ巻線Ｌｓｄを含む制御ＩＣ用電源系統における電流経路Ｉ４での特性線Ｌ４が他の電流経路Ｉ２及びＩ３の特性線Ｌ２及びＬ３に比較して３０ＭＨｚ〜８０ＭＨｚの周波数領域で、５〜１０ｄＢほど高いことが分かる。
【００２８】
また、電源系統ＰＲ１及びＰＲｎと制御ＩＣ用電源系統とにおける電流、電圧及び出力を下記表１に示す。この表１から制御ＩＣ電源系統の電源は、他の電源系統ＰＲ１及びＰＲｎと比較して、電圧、電流及び出力の値共に大きな差異は見られず、ほぼ同等レベルである。それにも関わらずノイズ電流が高いことからも、絶縁トランス１３にドライバ巻線Ｌｓｄを配置した構成による影響であることが示唆される。
【００２９】
【表１】
したがって、前述した第１の実施形態のように、制御ＩＣ１６の電源として絶縁トランス１３の二次側にドライバ巻線を配置することなく、三相交流電源１０から制御ＩＣ用直流電源１７で直流電力を形成し、この直流電力を、絶縁直流トランス１８を介して制御ＩＣ１６に供給することにより、制御ＩＣ用電源系統に発生するノイズ電流を抑制することができる。
【００３０】
次に、本発明の第２の実施形態を図２について説明する。
この第２の実施形態においては、絶縁トランスのシールドを負極側ラインＮとは異なる接地部に接地するようにしたものである。
【００３１】
すなわち、第２の実施形態では、図２に示すように、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐ及び二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎ間に配設したシールド２５を、負極側ラインＮとは独立した異なる接地部位に接地することを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００３２】
この第２の実施形態によると、絶縁トランス１３に設けたシールド２５を負極側ラインＮから切り離して異なる接地部位に接地するようにしたので、シールド２５で一次側巻線Ｌｐのノイズ電流を二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎに伝導されることを抑制する良好なシールド効果を発揮しながら、前述した図５の従来例におけるシールド２５と負極側ラインＮとの間に形成される電流経路Ｉ５を除去することができ、この分ノイズ電流を低減させて放射ノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００３３】
次に、本発明の第３の実施形態を図３について説明する。
この第３の実施形態では、絶縁トランスに設けたシールドを負極側ラインに接続することなく非接地状態とするようにしたものである。
【００３４】
すなわち、第３の実施形態では、図３に示すように、絶縁トランス１３のシールド２５を負極側ラインＮから切り離して非接地状態に維持するようにしたことを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００３５】
この第３の実施形態によると、前述した第２の実施形態と同様に、絶縁トランス１３に設けたシールド２５が負極側ラインＮから切り離されているので、前述した図５の従来例におけるシールド２５と負極側ラインＮとの間に形成される電流経路Ｉ５を除去することができ、この分ノーマルモードのノイズ電流を低減させて放射ノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００３６】
このとき、シールドのメカニズムから考察すると、シールド２５を負極側ラインＮに接続することは、周波数の低い電界を遮蔽するための静電シールドとしてはあったほうが良いが、１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ以上の周波数領域では、理論的には接地しなくてもシールド効果は保てると言われており、電位の安定化（負極側ラインＮへの接続）よりもその材質を導電性の高いものにして、シールド表面に渦電流を多く流せるようにすることが重
要である。したがって、放射ノイズの抑制という観点では、シールド２５の負極側ラインＮへの接続による同電位化は行わなくても、機能的な差異は少ない。
【００３７】
なお、上記第１〜第３の実施形態においては、制御ＩＣ１６の電源として、三相交流電源１０の交流出力を制御ＩＣ用直流電源１７で直流化して絶縁直流トランス１８を介して制御ＩＣ１６に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、全波整流回路１１の出力側の直流電力を使用したり、この直流電力を分圧抵抗で分圧して制御ＩＣに供給するようにしたりしてもよく、要は絶縁トランス１３の二次側からではなく、別系統で制御ＩＣに電力を供給できれば良いものである。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態を示す回路図である。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】従来例の電流経路を示す回路図である。
【図６】主要電流経路の周波数に対する電流スペクトルの関係を示す特性線図である。
【符号の説明】
【００３９】
１…スイッチング電源、１０…三相交流電源、１１…全波整流回路、１２…平滑用コンデンサ、１３…絶縁トランス、Ｌｐ…一次側巻線、Ｌｓ１〜Ｌｓｎ…二次側巻線、１４…スイッチング素子、１６…制御ＩＣ、１７…制御ＩＣ用直流電源、１８…ＩＣ用絶縁トランス、２３…ダイオード、２４…平滑用コンデンサ、２５…シールド、ＰＲ１〜ＰＲｎ…電源系統
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力をオンオフするスイッチング素子と、該スイッチング素子を一次側巻線に接続し、二次側巻線に電源系統を接続したトランスを有するスイッチング電源に関し、放射ノイズを抑制するようにしたものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＥＭＣ（Electromagnetic Compatibility）規制が厳しくなる中、様々な電気機
器・電子機器でノイズの低減が技術課題となっている。特に、これらの主部品である半導体などのスイッチング素子がオン／オフすることによって発生するノイズの低減について、対策が必要とされている。
【０００３】
スイッチング電源においても、例えばＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子がオン／オフすることによって放射ノイズを発生する。この放射ノイズの発生には電界要因（ダイポールアンテナによる放射）と磁界要因（ループアンテナによる放射）の２種類が有るが、スイッチング電源のような絶縁トランスを介して電力配分する場合には、一次側巻線−二次側巻線間が結合してノイズ電流が流れるため、この対策が重要と言われている。すなわち、電界要因よりも電流起因の磁界要因の放射が支配的と考えられている。
【０００４】
例えば、下記非特許文献１においては、トランスを介した一次側巻線及び二次側巻線間の結合によってコモンモード電流の漏れ電流が流れるため、このコモンモード漏れ電流を抑制するために、幾つかのシールド対策が提案されている。具体的には、シールド電位の固定方法に関するものや、シールドの多重化、及びそれらを複合的に用いてコモンモード漏れ電流を抑制する方法である。
【０００５】
また、下記特許文献１には、スイッチング電源において、トランスの一次側巻線に接続されたスイッチング素子を駆動する制御ＩＣの電源として、トランスの二次側のドライブ巻線からダイオードを介して電力を供給するようにした構成が開示されている。この場合、ドライブ巻線のダイオード接続側とは反対側がトランスの一次側巻線と同様に接地されている。
【非特許文献１】ノイズ対策ハンドブック（３８８頁〜３９１頁）（日刊工業新聞社１９９４年８月３０日発行）
【特許文献１】特開２００４−３５０３７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記非特許文献１に記載された従来例では、絶縁トランスに用いられているシールド方法が紹介されており、用途に応じて一次側に落とす場合、二次側に落とす場合、直接接地に落とす場合、さらにこれらを組み合わせた場合などが存在するが、スイッチング電源に一般的に用いられるのは、一次側の負極側ラインＮに落とす方式である。
【０００７】
この方式は、コモンモード電流を抑制する上では効果があるが、ノーマルモードとしてのノイズ抑制効果は低いという未解決の課題がある。上述したように、非特許文献１には幾つかのシールドを組合せた対策も提唱されているが、実際の製品ではコスト的な問題に加え、そのトランスが非常に大型化してしまうことなどから、現実的には難しく、特殊な用途での活用に限定されてしまう。
【０００８】
一方、スイッチング電源に配置しているスイッチング素子を駆動する制御ＩＣの電源は、特許文献１に記載されているように、トランスの二次側の一系統の一つを制御ＩＣ用のドライバ巻線として活用している。これは電源損失の抑制や、コストとの両立という観点
では有効であるが、制御ＩＣを駆動する系統のみ、一次側と二次側の接地ラインを共通化しているため、トランスの一次−二次間の結合によるノイズ電流の経路となりやすいことが危惧される。さらに、前述したシールドの中でも、一次側の負極側ラインＮにシールドを落とす方式と組合せることにより、課題となるノーマルモードのノイズ電流をさらに増加させることになる。
【０００９】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、スイッチング素子を駆動する制御回路の電源を絶縁トランスから得ることを止めて、絶縁トランスを介したノイズ電流経路の発生を抑制し、放射ノイズの低減を図ることができるスイッチング電源を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源は、直流電力をオンオフするスイッチング素子と、該スイッチング素子を一次側巻線に接続し、二次側巻線に電源系統を接続したトランスを有し、前記スイッチング素子を駆動する制御回路の電源を、前記トランスの電源系統とは異なる電源系統から供給し、前記トランスは絶縁トランスで構成され、前記絶縁トランスの一次側巻線及び二次側巻線間にシールドを配し、該シールドを一次側又は二次側の負電位以外の安定電位に接地したことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、絶縁トランスの一次側巻線に供給する直流電力をオンオフするスイッチング素子を駆動する制御回路の電源を、トランスの電源系統とは異なる電源系統から供給するので、制御回路用のドライバ巻線をトランスの二次側に設ける必要がなく、ドライバ巻線を通じてノイズ電流の経路が形成されることを確実に抑制することができるという効果が得られる。
【００１２】
また、トランスとして絶縁トランスを適用した場合に、その一次側巻線及び二次側巻線間に介挿するシールドを一次側の負極側ラインと共通化することなく、非接地状態とするか一次側及び二次側の負電位以外の安定電位に接地することにより、ノーマルモードノイズの増加を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明をフライバックコンバータに適用した場合の一実施形態示す回路図であって、図中、１はスイッチング電源である。このスイッチング電源１は、三相交流電源１０からの三相交流を全波整流回路１１で全波整流し、この全波整流回路１１の出力側に接続された正極側ラインＰ及び負極側ラインＮ間に平滑用コンデンサ１２が接続されている。
【００１４】
そして、正極側ラインＰは直接絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐの一端に接続され、負極側ラインＮは例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ等のスイッチング素子１４を介して絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐの他端に接続されている。ここで、スイッチング素子１４にはこれと逆並列にフライホイールダイオード１５が接続されている。また、スイッチング素子１４はそのゲートに制御回路としての制御ＩＣ１６が接続され、この制御ＩＣ１６によってパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される。この制御ＩＣ１６は一対の直流電源入力端子ｔｄｐ及びｔｄｎとパルス幅変調信号出力端子ｔｐとを備えている。直流電源入力端子ｔｄｐには、一端が負極側ラインＮに接
続されたＩＣ電源供給用絶縁直流トランス１８の他端が接続されている。このＩＣ電源供給用絶縁直流トランス１８の一次側には三相交流電源１０の３相出力ラインのうちの２つの出力ラインに接続された制御ＩＣ用直流電源１７が接続されている。また、直流電源入力端子ｔｄｎは負極側ラインＮに接続されている。
【００１５】
さらに、正極側ラインＰの平滑用コンデンサ１２及び一次側巻線Ｌｐの間と、一次側巻線Ｌｐ及びスイッチング素子１４の間とに、サージ電圧の発生を抑制するＲＣＤスナバ回路１９が介挿されている。このＲＣＤスナバ回路１９は、それぞれ一端が正極側ラインＰに接続されたＲＣＤスナバ用抵抗２０及びＲＣＤスナバ用コンデンサ２１の並列回路とこれらＲＣＤスナバ用抵抗２０及びＲＣＤスナバ用コンデンサ２１の他端にカソードが接続され、一次側巻線Ｌｐ及びスイッチング素子１４間にアノードが接続されたＲＣＤスナバ用ダイオード２２とで構成されている。
【００１６】
絶縁トランス１３の二次側には、所要数ｎ個（ｎは１以上の整数）の二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎが設けられ、各二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎのそれぞれには二次側巻線Ｌｓｉ（ｉ＝１〜ｎ）の一端にダイオード２３のアノードが接続され、このダイオード２３のカソード側と二次側巻線Ｌｓｉの他端との間に平滑用コンデンサ２４が接続され、この平滑用コンデンサ２４と並列に電源系統ＰＲｉが接続されている。
【００１７】
そして、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐ及び二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎとの間にシールド２５が配設され、このシールド２５が負極側ラインＮに接続されている。
次に、上記実施形態の動作を説明する。
【００１８】
三相交流電源１０から供給される三相交流電力を全波整流回路１１で全波整流することにより、直流電力に変換され、この全波整流回路１１から出力される整流出力が平滑用コンデンサ１２で平滑化されて絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐ及びスイッチング素子１４の直列回路に入力される。
【００１９】
この状態で、スイッチング素子１４のゲートに制御ＩＣ１６からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を供給することにより、絶縁トランス１３でエネルギの蓄積及び放出を繰り返す。すなわち、スイッチング素子１４がオン状態となると、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐに直流電源電圧が印加される。この直流電源電圧をＥ、一次側巻線ＬｐのインダクタンスをＬ、スイッチング素子１４のオン期間をＴｏｎとすると、スイッチング素子１４がオン状態を継続する間、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐを流れる一次側電流Ｉｐは、Ｅ×Ｔｏｎ／Ｌだけ増加することになり絶縁トランス１３にエネルギが蓄積される。
【００２０】
次いで、スイッチング素子１４をオフ状態とすると、絶縁トランス１３の二次側に起電力Ｖｓが発生し、ダイオード２３及びコンデンサ２４を介して二次電流が流れる、ダイオード２３の導通によってコンデンサ２４の端子電圧が起電力Ｖｓと略等しくなり、この電圧は絶縁トランス１３の二次側電流を減少させる方向に作用する。このため、スイッチング素子１４のオフ状態を継続している間に、絶縁トランス１３に蓄えられたエネルギがコンデンサ２４に放出され、最終的に負荷としての電源系統ＰＲ１〜ＰＲｎに供給される。
【００２１】
以上のスイッチング素子１４のオンオフを繰り返すことにより、絶縁トランス１３の二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎに接続された電源系統ＰＲ１〜ＰＲｎに直流電力が供給される。
ところで、上記フライバックコンバータの構成を有するスイッチング電源１では、スイッチング素子１４を制御ＩＣ１６によって高周波数のパルス幅変調制御を行なうので、スイッチングノイズ電流が発生し、これに基づいて放射ノイズが発生するが、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐ及び二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎ間にシールド２５が配設されており、このシールド２５によって、一次側から二次側へ影響する電界をシールドするシールド効果を発揮することができ、二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎにスイッチングノイズ電流が伝達されることを抑制することができる。
【００２２】
また、制御ＩＣ１６の電源が、絶縁トランス１３の二次側巻線をドライブ巻線として直流電力を供給するのではなく、三相交流電源１０の出力電圧を制御ＩＣ用直流電源１７で直流化し、ＩＣ用絶縁直流トランス１８を介して制御ＩＣ１６に供給されるので、ドライブ巻線がトランスの一次−二次間の結合によるノイズ電流の経路となることがなく、ノイズ電流を抑制して、放射ノイズを低減することができる。
【００２３】
因みに、従来例では、図４に示すように、絶縁トランス１３の二次側巻線をドライバ巻線Ｌｓｄとし、このドライバ巻線Ｌｓｄの一端を、ダイオード３１を介して制御ＩＣ１６の正極側電源端子ｔｄｐに接続し、他端を直接負極側ラインＮに接続し、制御ＩＣ１６の負極側電源端子ｔｄｎを負極側ラインＮに接続し、さらにダイオード３１のカソード側と負極側ラインＮ間に平滑用コンデンサ３２を介挿することにより、絶縁トランス１３から直流電力を制御ＩＣ１６に供給するようにしていることを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。なお、符号３４はフライバックコンバータの一次側を、符号３５はフライバックコンバータの二次側をそれぞれ示す。
【００２４】
この従来例においては、絶縁トランス１３の一次側に設けられているスイッチング素子１４のオンオフ時に急峻な電位変動が発生し、これが伝導してノイズ電流となり、その伝播経路によって放射ノイズを発生する要因となる。複数の電力系統ＰＲ１〜ＰＲｎには絶縁トランス１３を介して電源供給しているため、直流的には絶縁されているが、高周波では結合して電流が流れ、ノイズの伝播経路となる。
【００２５】
この図４の従来例におけるノイズ電流に関する概念図を図５に示す。この図５に示すように、ノイズ電流としてはＲＣＤスナバ用コンデンサ２１から絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐを通り、さらにＲＣＤスナバ用ダイオード２２を通ってＲＣＤスナバ用コンデンサ２１に達する電流経路Ｉ１と、絶縁トランス１３の二次側で、平滑用コンデンサ２４から二次側巻線Ｌｓ１を通り、ダイオード２３を通って平滑用コンデンサ２４に達する電流経路Ｉ２と、同様に平滑用コンデンサ２４から二次側巻線Ｌｓｎを通り、ダイオード２３を通って平滑用コンデンサ２４に達する電流経路Ｉ３と、平滑用コンデンサ３２からドライバ巻線Ｌｓｄを通り、ダイオード３１を通って平滑用コンデンサ２４に達する電流経路Ｉ４と、シールド２５から負極側ラインＮに達する電流経路Ｉ５とがある。
【００２６】
一般に、周波数が低い伝導ノイズ領域のコモンモードノイズにおいては、絶縁トランス１３に設けたシールド２５が有効であると言われているが、放射ノイズ対策としては効果が少ない上、制御ＩＣ１６に電力を供給するドライバ巻線Ｌｓｄの他端が負極側ラインＮに接続されて共通負極側ライン化されることによって、却って放射ノイズを悪化させてしまうことが懸念される。この点に関する一例として、図５に示す代表的な電流経路Ｉ２、Ｉ３及びＩ４についてそれぞれダイオードのカソード側でＡＣプローブ（テクトロニクス社製、Ｐ６０２２）３３を用いて測定した結果を周波数に対する電流スペクトル特性として図６に示す。
【００２７】
この図６から明らかなように、ドライバ巻線Ｌｓｄを含む制御ＩＣ用電源系統における電流経路Ｉ４での特性線Ｌ４が他の電流経路Ｉ２及びＩ３の特性線Ｌ２及びＬ３に比較して３０ＭＨｚ〜８０ＭＨｚの周波数領域で、５〜１０ｄＢほど高いことが分かる。
【００２８】
また、電源系統ＰＲ１及びＰＲｎと制御ＩＣ用電源系統とにおける電流、電圧及び出力を下記表１に示す。この表１から制御ＩＣ電源系統の電源は、他の電源系統ＰＲ１及びＰＲｎと比較して、電圧、電流及び出力の値共に大きな差異は見られず、ほぼ同等レベルである。それにも関わらずノイズ電流が高いことからも、絶縁トランス１３にドライバ巻線Ｌｓｄを配置した構成による影響であることが示唆される。
【００２９】
【表１】
したがって、前述した第１の実施形態のように、制御ＩＣ１６の電源として絶縁トランス１３の二次側にドライバ巻線を配置することなく、三相交流電源１０から制御ＩＣ用直流電源１７で直流電力を形成し、この直流電力を、絶縁直流トランス１８を介して制御ＩＣ１６に供給することにより、制御ＩＣ用電源系統に発生するノイズ電流を抑制することができる。
【００３０】
次に、本発明の第２の実施形態を図２について説明する。
この第２の実施形態においては、絶縁トランスのシールドを負極側ラインＮとは異なる接地部に接地するようにしたものである。
【００３１】
すなわち、第２の実施形態では、図２に示すように、絶縁トランス１３の一次側巻線Ｌｐ及び二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎ間に配設したシールド２５を、負極側ラインＮとは独立した異なる接地部位に接地することを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００３２】
この第２の実施形態によると、絶縁トランス１３に設けたシールド２５を負極側ラインＮから切り離して異なる接地部位に接地するようにしたので、シールド２５で一次側巻線Ｌｐのノイズ電流を二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎに伝導されることを抑制する良好なシールド効果を発揮しながら、前述した図５の従来例におけるシールド２５と負極側ラインＮとの間に形成される電流経路Ｉ５を除去することができ、この分ノイズ電流を低減させて放射ノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００３３】
次に、本発明の第３の実施形態を図３について説明する。
この第３の実施形態では、絶縁トランスに設けたシールドを負極側ラインに接続することなく非接地状態とするようにしたものである。
【００３４】
すなわち、第３の実施形態では、図３に示すように、絶縁トランス１３のシールド２５を負極側ラインＮから切り離して非接地状態に維持するようにしたことを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００３５】
この第３の実施形態によると、前述した第２の実施形態と同様に、絶縁トランス１３に設けたシールド２５が負極側ラインＮから切り離されているので、前述した図５の従来例におけるシールド２５と負極側ラインＮとの間に形成される電流経路Ｉ５を除去することができ、この分ノーマルモードのノイズ電流を低減させて放射ノイズの発生をさらに抑制することができる。
【００３６】
このとき、シールドのメカニズムから考察すると、シールド２５を負極側ラインＮに接続することは、周波数の低い電界を遮蔽するための静電シールドとしてはあったほうが良いが、１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ以上の周波数領域では、理論的には接地しなくてもシールド効果は保てると言われており、電位の安定化（負極側ラインＮへの接続）よりもその材質を導電性の高いものにして、シールド表面に渦電流を多く流せるようにすることが重
要である。したがって、放射ノイズの抑制という観点では、シールド２５の負極側ラインＮへの接続による同電位化は行わなくても、機能的な差異は少ない。
【００３７】
なお、上記第１〜第３の実施形態においては、制御ＩＣ１６の電源として、三相交流電源１０の交流出力を制御ＩＣ用直流電源１７で直流化して絶縁直流トランス１８を介して制御ＩＣ１６に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、全波整流回路１１の出力側の直流電力を使用したり、この直流電力を分圧抵抗で分圧して制御ＩＣに供給するようにしたりしてもよく、要は絶縁トランス１３の二次側からではなく、別系統で制御ＩＣに電力を供給できれば良いものである。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態を示す回路図である。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】従来例の電流経路を示す回路図である。
【図６】主要電流経路の周波数に対する電流スペクトルの関係を示す特性線図である。
【符号の説明】
【００３９】
１…スイッチング電源、１０…三相交流電源、１１…全波整流回路、１２…平滑用コンデンサ、１３…絶縁トランス、Ｌｐ…一次側巻線、Ｌｓ１〜Ｌｓｎ…二次側巻線、１４…スイッチング素子、１６…制御ＩＣ、１７…制御ＩＣ用直流電源、１８…ＩＣ用絶縁トランス、２３…ダイオード、２４…平滑用コンデンサ、２５…シールド、ＰＲ１〜ＰＲｎ…電源系統
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力をオンオフするスイッチング素子と、該スイッチング素子を一次側巻線に接続し、二次側巻線に電源系統を接続したトランスを有するスイッチング電源であって、
前記スイッチング素子を駆動する制御回路の電源を、前記トランスの電源系統とは異なる電源系統から供給するようにし、
前記トランスは絶縁トランスで構成され、前記絶縁トランスの一次側巻線及び二次側巻線間にシールドを配し、該シールドを一次側又は二次側の負電位以外の安定電位に接地したことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項１】
直流電力をオンオフするスイッチング素子と、該スイッチング素子を一次側巻線に接続し、二次側巻線に電源系統を接続したトランスを有するスイッチング電源であって、
前記スイッチング素子を駆動する制御回路の電源を、前記トランスの電源系統とは異なる電源系統から供給するようにし、
前記トランスは絶縁トランスで構成され、前記絶縁トランスの一次側巻線及び二次側巻線間にシールドを配し、該シールドを一次側又は二次側の負電位以外の安定電位に接地したことを特徴とするスイッチング電源。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１３−５５８８４（Ｐ２０１３−５５８８４Ａ）
【公開日】平成２５年３月２１日（２０１３．３．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−２７７６３３（Ｐ２０１２−２７７６３３）
【出願日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【分割の表示】特願２００８−１８８５２２（Ｐ２００８−１８８５２２）の分割
【原出願日】平成２０年７月２２日（２００８．７．２２）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月２１日（２０１３．３．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年１２月２０日（２０１２．１２．２０）
【分割の表示】特願２００８−１８８５２２（Ｐ２００８−１８８５２２）の分割
【原出願日】平成２０年７月２２日（２００８．７．２２）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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