ディスク評価装置
【課題】 高密度記録された記録ディスクに対しても信頼性の高いディスク評価を行うことが可能なディスク評価装置を提供することを目的とする。
【解決手段】記録ディスクから読み取られた読取信号を６６ＭＨｚのチャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてサンプリングして得た読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅制限値以下に制限した振幅制限読取サンプル値系列を得る。ここで、振幅制限読取サンプル値系列における極大サンプル及び極小サンプルの間隔が所定の高域波長間隔である場合に、これら極大及び極小サンプルの値を夫々増大させる高域強調処理を施して得られた高域強調読取サンプル値系列をチャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換する。そして、かかる高域強調読取信号における２７〜３３ＭＨｚのカットオフ周波数以下の成分のみを評価読取信号とし、この評価読取信号を所定閥値にて２値化した２値化信号のジッタをディスク評価値とする。
【解決手段】記録ディスクから読み取られた読取信号を６６ＭＨｚのチャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてサンプリングして得た読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅制限値以下に制限した振幅制限読取サンプル値系列を得る。ここで、振幅制限読取サンプル値系列における極大サンプル及び極小サンプルの間隔が所定の高域波長間隔である場合に、これら極大及び極小サンプルの値を夫々増大させる高域強調処理を施して得られた高域強調読取サンプル値系列をチャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換する。そして、かかる高域強調読取信号における２７〜３３ＭＨｚのカットオフ周波数以下の成分のみを評価読取信号とし、この評価読取信号を所定閥値にて２値化した２値化信号のジッタをディスク評価値とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、記録ディスクの品質評価を行うディスク評価装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、製造された記録ディスクの品質はこの記録ディスクから読み取られた読取信号に生じているジッタを用いて評価している。
【０００３】
しかしながら、記録ディスクに記録されている記録情報の記録密度が高くなると、読取信号中における高周波成分のＳ／Ｎ比が低下すると共に符号間干渉の影響を受けやすくなる。よって、高密度記録された記録ディスクからでは本来のジッタよりも大なるジッタが検出されてしまい、記録ディスクを正しく評価できないという問題が生じた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、かかる問題を解決すべくなされたものであり、高密度記録された記録ディスクに対しても信頼性の高いディスク評価を行うことが可能なディスク評価装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によるディスク評価装置は、情報データに対してチャネルクロックに従って所定の変調処理を施して得られた変調信号が記録されている記録ディスクの評価を行うディスク評価装置であって、前記記録ディスクから前記変調信号の読み取りを行って読取信号を得る情報読取手段と、前記読取信号を前記チャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてサンプリングして読取サンプル値系列を得るＡ／Ｄ変換器と、前記読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅制限値以下に制限した振幅制限読取サンプル値系列を得る振幅制限手段と、前記振幅制限読取サンプル値系列における極大のサンプル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき前記極大のサンプル値及び前記極小のサンプル値を増大せしめて高域強調した高域強調読取サンプル値系列を得る高域強調フィルタと、前記高域強調読取サンプル値系列を前記チャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記高域強調読取信号における所定のカットオフ周波数以下の成分のみを抽出してこれを評価読取信号として得るローパスフィルタと、前記評価読取信号を所定閥値にて２値化した２値化信号を得る２値化回路と、を備え、前記チャネルクロックの周波数は６６ＭＨｚであり、前記カットオフ周波数は２７ＭＨｚ以上３３ＭＨｚ以下であり、前記２値化信号のジッタをディスク評価値とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
本発明によるディスク評価装置は、先ず、記録ディスクから読み取られた読取信号を６６ＭＨｚのチャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてサンプリングして得た読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅制限値以下に制限した振幅制限読取サンプル値系列を得る。次に、振幅制限読取サンプル値系列における極大サンプル及び極小サンプルの間隔が所定の高域波長間隔である場合に、これら極大及び極小サンプルの値を夫々増大させる高域強調処理を施して得られた高域強調読取サンプル値系列をチャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換する。そして、かかる高域強調読取信号における２７〜３３ＭＨｚのカットオフ周波数以下の成分のみを評価読取信号とし、この評価読取信号を所定閥値にて２値化した２値化信号のジッタをディスク評価値とする。かかる構成により、記録ディスクに記録されている記録情報の記録密度が高くても、ディスク評価装置間でのばらつきが少ない、信頼性の高いディスク評価を行うことが可能となる。
【実施例】
【０００７】
以下、本発明の実施例について説明する。
【０００８】
図１は、本発明によるディスク評価装置の構成を示す図である。
【０００９】
図１において、ピックアップ１は、スピンドルモータ２によって回転する評価対象の記録ディスク３の記録面に読取ビーム光を照射した際の反射光を光電変換して読取信号ＲRFを得る。尚、記録ディスク３には、情報データに対して例えば６６ＭＨｚのチャネルクロックに従ってＲＬＬ(１、７)変調処理を施して得られた変調信号が予め記録されている。ハイパスフィルタ５は、上記読取信号ＲRFの低域成分を除去した読取信号ＲHCをプリローパスフィルタ６に供給する。プリローパスフィルタ６は、Ａ／Ｄ変換器７によるサンプリング処理時の折り返しを防止すべく、サンプリング周波数の１／２以上の高域成分を読取信号ＲHCから除去した読取信号ＲLHCをＡ／Ｄ変換器７に供給する。Ａ／Ｄ変換器７は、ＰＬＬ(phase locked loop)回路８から供給されたサンプリングクロックＳＫに応じて読取信号ＲLHCをサンプリングして得た読取サンプル値系列ＲＳをプリイコライザ９に供給する。尚、サンプリングクロックＳＫは上記チャネルクロックと同一周波数を有する。プリイコライザ９は、かかる読取サンプル値系列ＲＳ中から、上記ピックアップ１及び記録ディスク３からなる情報読取系の伝送特性に基づく符号間干渉を除去した読取サンプル値系列ＲＳCをリミットイコライザ１０に供給する。尚、プリイコライザ９は、例えば［ｋ、１、１、ｋ］なるタップ係数を有するトランスバーサルフィルタである。
【００１０】
リミットイコライザ１０は、符号間干渉を増加させることなく上記読取サンプル値系列ＲＳCに対して高域強調処理を施して得られた高域強調読取サンプル値系列ＲＳHを、ＰＬＬ回路８及びＤ／Ａ変換器１１に供給する。
【００１１】
図２は、リミットイコライザ１０の内部構成を示す図である。
【００１２】
図２に示すように、リミットイコライザ１０は、補間フィルタ４１、振幅制限回路４２、高域強調フィルタ４３、及び加算器４４から構成される。
【００１３】
補間フィルタ４１は、上記読取サンプル値系列ＲＳCに対して補間演算処理を施すことにより、記録ディスク３から読み取られた読取信号を上記サンプリングクロックＳＫによるクロックタイミングの中間タイミングでサンプリングした際に得られるであろうサンプル値系列を求める。そして、補間フィルタ４１は、この求めたサンプル値系列を上記読取サンプル値系列ＲＳCに含めて補間した補間読取サンプル値系列ＲＳPを得てこれを振幅制限回路４２に供給する。
【００１４】
振幅制限回路４２は、かかる補間読取サンプル値系列ＲＳPを所定の振幅制限値Ｔh及び−Ｔhにて振幅制限して得た振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMを高域強調フィルタ４３に供給する。つまり、振幅制限回路４２は、補間読取サンプル値系列ＲＳPにおける各読取サンプル値が上記振幅制限値−Ｔh〜Ｔhなる範囲内にある場合には、この補間読取サンプル値系列ＲＳPをそのまま上記振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMとして高域強調フィルタ４３に供給する。又、補間読取サンプル値系列ＲＳPの各読取サンプル値が振幅制限値Ｔhよりも大である場合には、この振幅制限値Ｔhの系列を振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMとして高域強調フィルタ４３に供給する。一方、補間読取サンプル値系列ＲＳPの各読取サンプル値が振幅制限値−Ｔhよりも小である場合には、この振幅制限値−Ｔhの系列を振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMとして高域強調フィルタ４３に供給する。この際、上記振幅制限値Ｔh及び−Ｔh各々は、補間読取サンプル値系列ＲＳPにおける極大のサンプル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき、つまりＲＬＬ(１、７)変調での最短ランレングス２Ｔに該当する際には各サンプル値が上述した如き振幅制限に掛からないような値に設定されている。つまり、ランレングス２Ｔに対応した補間読取サンプル値系列ＲＳPは、そのまま振幅制限回路４２を通過して振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMとして出力されるのである。
【００１５】
高域強調フィルタ４３は、上記振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIM中における最短ランレングス２Ｔに対応したサンプル系列のみそのレベルを増大させた高域読取サンプル値系列を生成し、これを加算器４４に供給する。高域強調フィルタ４３は、例えばタップ係数が[−ｋ、ｋ、ｋ、−ｋ]なるトランスバーサルフィルタである。かかる構成により、高域強調フィルタ４３は、例えば図３(ａ)又は図３(ｂ)に示されるが如き振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIM中における時点Ｄ-1.5、Ｄ-0.5、Ｄ0.5、及びＤ1.5各々での値に基づいて時点Ｄ0での値を求め、これを高域読取サンプル値ＲＳHIGとして順次出力する。つまり、
ＲＳHIG＝(−ｋ)・Ｙ-1.5＋ｋ・Ｙ-0.5＋ｋ・Ｙ0.5＋(−ｋ)・Ｙ1.5
Ｙ-1.5：ＲＳLIM中における時点Ｄ-1.5での振幅制限読取サンプル値
Ｙ-0.5：ＲＳLIM中における時点Ｄ-0.5での振幅制限読取サンプル値
Ｙ0.5：ＲＳLIM中における時点Ｄ0.5での振幅制限読取サンプル値
Ｙ1.5：ＲＳLIM中における時点Ｄ1.5での振幅制限読取サンプル値
となる。
【００１６】
この際、図３(ａ)に示されるように、ランレングス２Ｔに対応した時点Ｄ-1.5及びＤ-0.5(又は時点Ｄ0.5及びＤ1.5)各々での振幅制限読取サンプル値は互いに略同一となる。一方、図３(ｂ)に示す如くランレングスが３Ｔ及び４Ｔ各々の場合における時点Ｄ-1.5及び時点Ｄ-0.5(又は時点Ｄ0.5及びＤ1.5)各々での振幅制限読取サンプル値は、振幅制限回路４２の動作により共に振幅制限値−Ｔh(又はＴh)となる。よって、高域強調を強く掛けるべく高域強調フィルタ４３のタップ係数ｋの値を大きくしても、ゼロクロス時点Ｄ0において得られる高域読取サンプル値は一定値に維持されるので、符号間干渉が生じない。
【００１７】
加算器４４は、かかる高域読取サンプル値系列ＲＳHIGと、上記プリイコライザ９から供給された読取サンプル値系列ＲＳCとを加算し、その加算結果を高域強調読取サンプル値系列ＲＳHとして出力する。
【００１８】
以上の如き構成により、リミットイコライザ１０は、上記読取サンプル値系列ＲＳCにおける極大のサンプル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき、つまりＲＬＬ(１、７)変調におけるランレングス２Ｔに該当するとき、これらサンプル値を夫々増大させて高域強調を行うのである。
【００１９】
図４は、上記リミットイコライザ１０によって高域強調処理を施して得られた高域強調読取サンプル値系列ＲＳHのスペクトラム(実線にて示す)と、このような高域強調を行わないイコライザによって得られる読取サンプル値系列のスペクトラム(破線にて示す)とを対比して示す図である。図４に示すように、リミットイコライザ１０の出力(実線にて示す)には、高域強調を実施しないイコライザの出力(破線にて示す)にはみられない高調波成分を含んでいる。
【００２０】
ＰＬＬ回路８は、上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳHに生じている位相誤差分を補正した、上記チャネルクロックと同一周波数(６６ＭＨｚ)のクロック信号を生成し、これを上記サンプリングクロックＳＫとして上記Ａ／Ｄ変換器７、Ｄ／Ａ変換器１１、及びジッタ測定回路３０に供給する。Ｄ／Ａ変換器１１は、上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳHをサンプリングクロックＳＫに応じたタイミングにてアナログ信号に変換し、これを高域強調読取信号ＲＤとしてポストローパスフィルタ１２に供給する。
【００２１】
ポストローパスフィルタ１２は、かかる高域強調読取信号ＲＤ中に存在する折り返し成分(後述する)を除去することにより、上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳHにおけるベースバンド成分のみを抽出し、これを評価読取信号ＲＲとして２値化回路１３に供給する。
【００２２】
以下に、ポストローパスフィルタ１２の詳細な動作について説明する。
【００２３】
図５は、ポストローパスフィルタ１２に入力された高域強調読取信号ＲＤの周波数帯域を示す図である。
【００２４】
高域強調読取信号ＲＤは、上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳHをサンプリングクロックＳＫのタイミングにてアナログ信号に変換して得られたものである。よって、高域強調読取信号ＲＤ中には、図５に示す如く、サンプリング周波数ｆｓ(６６ＭＨｚ)の１／２以下の帯域に高域強調読取サンプル値系列ＲＳHのベースバンド成分が存在すると共に、(１／２)・ｆｓ以上の帯域にはその折り返し成分が存在する。そこで、ポストローパスフィルタ１２は、図５の破線にて示す如きカットオフ特性にて上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳH中の(１／２)・ｆｓ以上の折り返し成分を除去する。これにより、ポストローパスフィルタ１２は、高域強調読取信号ＲＤ中から高域強調読取サンプル値系列ＲＳHのベースバンド成分のみを抽出し、これを評価読取信号ＲＲとして出力する。
【００２５】
図６は、ポストローパスフィルタ１２に入力された高域強調読取信号ＲＤ、及びポストローパスフィルタ１２から出力された評価読取信号ＲＲ各々の波形の一例を示す図である。
【００２６】
図６に示すように、高域強調読取信号ＲＤはＤ／Ａ変換器１１によって得られたものである為、その０次ホールド特性によって階段状の波形となってしまい、ジッタ測定には適さない。そこで、ポストローパスフィルタ１２により、高域強調読取信号ＲＤ中に存在する高域強調読取サンプル値系列ＲＳHの折り返し成分を除去した、図６に示す如き滑らかな波形を有する評価読取信号ＲＲを生成するのである。
【００２７】
図７は、情報データがチャネルクロック６６ＭＨｚでＲＬＬ(１、７)変調処理されて記録ディスク３に記録されている場合における、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数とジッタ量との対応関係を示す図である。
【００２８】
尚、図７に示す一例においては、ピックアップ１に搭載されている対物レンズ(図示せぬ)の開口数ＮＡ及び波長λは、下記の如きである。
【００２９】
ＮＡ＝０．８５
波長λ＝４０５ｎｍ
この際、リミットイコライザ１０を用いない場合(破線にて示す)には、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数をチャネルクロックの周波数の１／２、つまり３３ＭＨｚよりも小に設定しておけば、ジッタの変動はなかった。ところが、上述した如きリミットイコライザ１０を採用した場合には、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数が３０ＭＨｚよりも大に設定されていると、図５に示す如き高域強調読取サンプル値系列ＲＳHの折り返し成分を十分に減衰させることが出来なくなり、図７に示すようにジッタ量が増加してしまう。更に、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数を３０ＭＨｚよりも小に設定すると、図４の実線にて示す如き高域強調読取サンプル値系列ＲＳH中の高調波成分が減衰してしまうので、図７に示すようにジッタ量が増加してしまう。
【００３０】
つまり、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数が３０ＭＨｚ近傍においてジッタ量が最小となるのである。更に、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数が３０ＭＨｚ近傍であれば、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数が多少変動してしまっても、図７に示すようにその変動に対するジッタ量の変動量は小である。
【００３１】
このように、情報データがチャネルクロック６６ＭＨｚでＲＬＬ(１、７)変調記録されている記録ディスク３を評価するにあたり上述した如きリミットイコライザ１０を採用した場合には、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数を３０ＭＨｚ近傍に設定しておくのが好ましいのである。ここで、カットオフ周波数の３０ＭＨｚ近傍とは、ジッタ量の変動を０．２％以内に抑えることを考慮した際に許容されるカットオフ周波数の変動分±１０％を含むものであり、２７〜３３ＭＨｚである。尚、２倍速(チャネルクロック周波数１３２ＭＨｚ)でディスク評価する場合には、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数を６０ＭＨｚ近傍に設定するのが好ましい。
【００３２】
要するに、チャネルクロックの周波数をｆｃｌｋ[ＭＨｚ]、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数をｆｃ[ＭＨｚ]とした場合、ｆｃ／ｆｃｌｋが略５／１１となるように、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数ｆｃを決定すれば良いのである。
【００３３】
更に、カットオフ周波数の変動分±１０％を考慮した場合には、
９／２２≦ｆｃ／ｆｃｌｋ≦１／２
を満たす範囲内でポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数ｆｃを決定すれば良いのである。
【００３４】
２値化回路１３は、上記ポストローパスフィルタ１２から供給された評価読取信号ＲＲが所定閥値よりも大なるときには所定の高電圧、小なるときには所定の低電圧を有する２値信号を生成し、これをジッタ測定回路３０に供給する。ジッタ測定回路３０は、かかる２値信号のエッジタイミングと基準クロック信号におけるクロックタイミングとの時間差のバラツキを測定し、その測定結果をディスク評価値として出力する。
【００３５】
このように、ジッタ測定回路３０は、リミットイコライザ１０によって符号間干渉を生じさせることなく最短ランレングスに該当する読取サンプル値系列のみに高域強調を施し、かつポストローパスフィルタ１２によってＤ／Ａ変換時に生じた折り返し成分を除去した読取信号をジッタの測定対象としている。
【００３６】
従って、例え記録ディスクに記録されている記録情報の記録密度が高くても、信頼性の高いディスク評価を行うことが可能となる。又、ディスク評価装置にリミットイコライザを適用した場合に、従来考慮されていなかったポストローパスフィルタのカットオフ周波数を本発明のように設定することにより、リミットイコライザのジッタ改善効果を十分に発揮することが可能になる。更に、ポストローパスフィルタのカットオフ周波数が多少変動してもジッタの変動は微量なので、ディスク評価装置間のばらつきの無い、信頼性の高いジッタ評価が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明によるディスク評価装置の構成を示す図である。
【図２】リミットイコライザ１０の内部構成を示す図である。
【図３】補間読取サンプル値系列ＲＳP及び振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMの一例を示す図である。
【図４】リミットイコライザ１０の出力と、高域強調を行わないイコライザの出力とを対比して示す図である。
【図５】ポストローパスフィルタ１２に入力された高域強調読取信号ＲＤの周波数帯域を示す図である。
【図６】ポストローパスフィルタ１２に入力された高域強調読取信号ＲＤと、ポストローパスフィルタ１２から出力された評価読取信号ＲＲ各々の波形の一例を示す図である。
【図７】情報データがチャネルクロック６６ＭＨｚでＲＬＬ(１、７)変調処理されて記録ディスク３に記録されている場合における、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数とジッタ量との対応関係を示す図である。
【符号の説明】
【００３８】
３ 記録ディスク
１０ リミットイコライザ
１１ Ｄ／Ａ変換器
１２ ポストローパスフィルタ
３０ ジッタ測定回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、記録ディスクの品質評価を行うディスク評価装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、製造された記録ディスクの品質はこの記録ディスクから読み取られた読取信号に生じているジッタを用いて評価している。
【０００３】
しかしながら、記録ディスクに記録されている記録情報の記録密度が高くなると、読取信号中における高周波成分のＳ／Ｎ比が低下すると共に符号間干渉の影響を受けやすくなる。よって、高密度記録された記録ディスクからでは本来のジッタよりも大なるジッタが検出されてしまい、記録ディスクを正しく評価できないという問題が生じた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、かかる問題を解決すべくなされたものであり、高密度記録された記録ディスクに対しても信頼性の高いディスク評価を行うことが可能なディスク評価装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によるディスク評価装置は、情報データに対してチャネルクロックに従って所定の変調処理を施して得られた変調信号が記録されている記録ディスクの評価を行うディスク評価装置であって、前記記録ディスクから前記変調信号の読み取りを行って読取信号を得る情報読取手段と、前記読取信号を前記チャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてサンプリングして読取サンプル値系列を得るＡ／Ｄ変換器と、前記読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅制限値以下に制限した振幅制限読取サンプル値系列を得る振幅制限手段と、前記振幅制限読取サンプル値系列における極大のサンプル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき前記極大のサンプル値及び前記極小のサンプル値を増大せしめて高域強調した高域強調読取サンプル値系列を得る高域強調フィルタと、前記高域強調読取サンプル値系列を前記チャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換するＤ／Ａ変換器と、前記高域強調読取信号における所定のカットオフ周波数以下の成分のみを抽出してこれを評価読取信号として得るローパスフィルタと、前記評価読取信号を所定閥値にて２値化した２値化信号を得る２値化回路と、を備え、前記チャネルクロックの周波数は６６ＭＨｚであり、前記カットオフ周波数は２７ＭＨｚ以上３３ＭＨｚ以下であり、前記２値化信号のジッタをディスク評価値とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
本発明によるディスク評価装置は、先ず、記録ディスクから読み取られた読取信号を６６ＭＨｚのチャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてサンプリングして得た読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅制限値以下に制限した振幅制限読取サンプル値系列を得る。次に、振幅制限読取サンプル値系列における極大サンプル及び極小サンプルの間隔が所定の高域波長間隔である場合に、これら極大及び極小サンプルの値を夫々増大させる高域強調処理を施して得られた高域強調読取サンプル値系列をチャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換する。そして、かかる高域強調読取信号における２７〜３３ＭＨｚのカットオフ周波数以下の成分のみを評価読取信号とし、この評価読取信号を所定閥値にて２値化した２値化信号のジッタをディスク評価値とする。かかる構成により、記録ディスクに記録されている記録情報の記録密度が高くても、ディスク評価装置間でのばらつきが少ない、信頼性の高いディスク評価を行うことが可能となる。
【実施例】
【０００７】
以下、本発明の実施例について説明する。
【０００８】
図１は、本発明によるディスク評価装置の構成を示す図である。
【０００９】
図１において、ピックアップ１は、スピンドルモータ２によって回転する評価対象の記録ディスク３の記録面に読取ビーム光を照射した際の反射光を光電変換して読取信号ＲRFを得る。尚、記録ディスク３には、情報データに対して例えば６６ＭＨｚのチャネルクロックに従ってＲＬＬ(１、７)変調処理を施して得られた変調信号が予め記録されている。ハイパスフィルタ５は、上記読取信号ＲRFの低域成分を除去した読取信号ＲHCをプリローパスフィルタ６に供給する。プリローパスフィルタ６は、Ａ／Ｄ変換器７によるサンプリング処理時の折り返しを防止すべく、サンプリング周波数の１／２以上の高域成分を読取信号ＲHCから除去した読取信号ＲLHCをＡ／Ｄ変換器７に供給する。Ａ／Ｄ変換器７は、ＰＬＬ(phase locked loop)回路８から供給されたサンプリングクロックＳＫに応じて読取信号ＲLHCをサンプリングして得た読取サンプル値系列ＲＳをプリイコライザ９に供給する。尚、サンプリングクロックＳＫは上記チャネルクロックと同一周波数を有する。プリイコライザ９は、かかる読取サンプル値系列ＲＳ中から、上記ピックアップ１及び記録ディスク３からなる情報読取系の伝送特性に基づく符号間干渉を除去した読取サンプル値系列ＲＳCをリミットイコライザ１０に供給する。尚、プリイコライザ９は、例えば［ｋ、１、１、ｋ］なるタップ係数を有するトランスバーサルフィルタである。
【００１０】
リミットイコライザ１０は、符号間干渉を増加させることなく上記読取サンプル値系列ＲＳCに対して高域強調処理を施して得られた高域強調読取サンプル値系列ＲＳHを、ＰＬＬ回路８及びＤ／Ａ変換器１１に供給する。
【００１１】
図２は、リミットイコライザ１０の内部構成を示す図である。
【００１２】
図２に示すように、リミットイコライザ１０は、補間フィルタ４１、振幅制限回路４２、高域強調フィルタ４３、及び加算器４４から構成される。
【００１３】
補間フィルタ４１は、上記読取サンプル値系列ＲＳCに対して補間演算処理を施すことにより、記録ディスク３から読み取られた読取信号を上記サンプリングクロックＳＫによるクロックタイミングの中間タイミングでサンプリングした際に得られるであろうサンプル値系列を求める。そして、補間フィルタ４１は、この求めたサンプル値系列を上記読取サンプル値系列ＲＳCに含めて補間した補間読取サンプル値系列ＲＳPを得てこれを振幅制限回路４２に供給する。
【００１４】
振幅制限回路４２は、かかる補間読取サンプル値系列ＲＳPを所定の振幅制限値Ｔh及び−Ｔhにて振幅制限して得た振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMを高域強調フィルタ４３に供給する。つまり、振幅制限回路４２は、補間読取サンプル値系列ＲＳPにおける各読取サンプル値が上記振幅制限値−Ｔh〜Ｔhなる範囲内にある場合には、この補間読取サンプル値系列ＲＳPをそのまま上記振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMとして高域強調フィルタ４３に供給する。又、補間読取サンプル値系列ＲＳPの各読取サンプル値が振幅制限値Ｔhよりも大である場合には、この振幅制限値Ｔhの系列を振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMとして高域強調フィルタ４３に供給する。一方、補間読取サンプル値系列ＲＳPの各読取サンプル値が振幅制限値−Ｔhよりも小である場合には、この振幅制限値−Ｔhの系列を振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMとして高域強調フィルタ４３に供給する。この際、上記振幅制限値Ｔh及び−Ｔh各々は、補間読取サンプル値系列ＲＳPにおける極大のサンプル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき、つまりＲＬＬ(１、７)変調での最短ランレングス２Ｔに該当する際には各サンプル値が上述した如き振幅制限に掛からないような値に設定されている。つまり、ランレングス２Ｔに対応した補間読取サンプル値系列ＲＳPは、そのまま振幅制限回路４２を通過して振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMとして出力されるのである。
【００１５】
高域強調フィルタ４３は、上記振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIM中における最短ランレングス２Ｔに対応したサンプル系列のみそのレベルを増大させた高域読取サンプル値系列を生成し、これを加算器４４に供給する。高域強調フィルタ４３は、例えばタップ係数が[−ｋ、ｋ、ｋ、−ｋ]なるトランスバーサルフィルタである。かかる構成により、高域強調フィルタ４３は、例えば図３(ａ)又は図３(ｂ)に示されるが如き振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIM中における時点Ｄ-1.5、Ｄ-0.5、Ｄ0.5、及びＤ1.5各々での値に基づいて時点Ｄ0での値を求め、これを高域読取サンプル値ＲＳHIGとして順次出力する。つまり、
ＲＳHIG＝(−ｋ)・Ｙ-1.5＋ｋ・Ｙ-0.5＋ｋ・Ｙ0.5＋(−ｋ)・Ｙ1.5
Ｙ-1.5：ＲＳLIM中における時点Ｄ-1.5での振幅制限読取サンプル値
Ｙ-0.5：ＲＳLIM中における時点Ｄ-0.5での振幅制限読取サンプル値
Ｙ0.5：ＲＳLIM中における時点Ｄ0.5での振幅制限読取サンプル値
Ｙ1.5：ＲＳLIM中における時点Ｄ1.5での振幅制限読取サンプル値
となる。
【００１６】
この際、図３(ａ)に示されるように、ランレングス２Ｔに対応した時点Ｄ-1.5及びＤ-0.5(又は時点Ｄ0.5及びＤ1.5)各々での振幅制限読取サンプル値は互いに略同一となる。一方、図３(ｂ)に示す如くランレングスが３Ｔ及び４Ｔ各々の場合における時点Ｄ-1.5及び時点Ｄ-0.5(又は時点Ｄ0.5及びＤ1.5)各々での振幅制限読取サンプル値は、振幅制限回路４２の動作により共に振幅制限値−Ｔh(又はＴh)となる。よって、高域強調を強く掛けるべく高域強調フィルタ４３のタップ係数ｋの値を大きくしても、ゼロクロス時点Ｄ0において得られる高域読取サンプル値は一定値に維持されるので、符号間干渉が生じない。
【００１７】
加算器４４は、かかる高域読取サンプル値系列ＲＳHIGと、上記プリイコライザ９から供給された読取サンプル値系列ＲＳCとを加算し、その加算結果を高域強調読取サンプル値系列ＲＳHとして出力する。
【００１８】
以上の如き構成により、リミットイコライザ１０は、上記読取サンプル値系列ＲＳCにおける極大のサンプル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき、つまりＲＬＬ(１、７)変調におけるランレングス２Ｔに該当するとき、これらサンプル値を夫々増大させて高域強調を行うのである。
【００１９】
図４は、上記リミットイコライザ１０によって高域強調処理を施して得られた高域強調読取サンプル値系列ＲＳHのスペクトラム(実線にて示す)と、このような高域強調を行わないイコライザによって得られる読取サンプル値系列のスペクトラム(破線にて示す)とを対比して示す図である。図４に示すように、リミットイコライザ１０の出力(実線にて示す)には、高域強調を実施しないイコライザの出力(破線にて示す)にはみられない高調波成分を含んでいる。
【００２０】
ＰＬＬ回路８は、上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳHに生じている位相誤差分を補正した、上記チャネルクロックと同一周波数(６６ＭＨｚ)のクロック信号を生成し、これを上記サンプリングクロックＳＫとして上記Ａ／Ｄ変換器７、Ｄ／Ａ変換器１１、及びジッタ測定回路３０に供給する。Ｄ／Ａ変換器１１は、上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳHをサンプリングクロックＳＫに応じたタイミングにてアナログ信号に変換し、これを高域強調読取信号ＲＤとしてポストローパスフィルタ１２に供給する。
【００２１】
ポストローパスフィルタ１２は、かかる高域強調読取信号ＲＤ中に存在する折り返し成分(後述する)を除去することにより、上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳHにおけるベースバンド成分のみを抽出し、これを評価読取信号ＲＲとして２値化回路１３に供給する。
【００２２】
以下に、ポストローパスフィルタ１２の詳細な動作について説明する。
【００２３】
図５は、ポストローパスフィルタ１２に入力された高域強調読取信号ＲＤの周波数帯域を示す図である。
【００２４】
高域強調読取信号ＲＤは、上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳHをサンプリングクロックＳＫのタイミングにてアナログ信号に変換して得られたものである。よって、高域強調読取信号ＲＤ中には、図５に示す如く、サンプリング周波数ｆｓ(６６ＭＨｚ)の１／２以下の帯域に高域強調読取サンプル値系列ＲＳHのベースバンド成分が存在すると共に、(１／２)・ｆｓ以上の帯域にはその折り返し成分が存在する。そこで、ポストローパスフィルタ１２は、図５の破線にて示す如きカットオフ特性にて上記高域強調読取サンプル値系列ＲＳH中の(１／２)・ｆｓ以上の折り返し成分を除去する。これにより、ポストローパスフィルタ１２は、高域強調読取信号ＲＤ中から高域強調読取サンプル値系列ＲＳHのベースバンド成分のみを抽出し、これを評価読取信号ＲＲとして出力する。
【００２５】
図６は、ポストローパスフィルタ１２に入力された高域強調読取信号ＲＤ、及びポストローパスフィルタ１２から出力された評価読取信号ＲＲ各々の波形の一例を示す図である。
【００２６】
図６に示すように、高域強調読取信号ＲＤはＤ／Ａ変換器１１によって得られたものである為、その０次ホールド特性によって階段状の波形となってしまい、ジッタ測定には適さない。そこで、ポストローパスフィルタ１２により、高域強調読取信号ＲＤ中に存在する高域強調読取サンプル値系列ＲＳHの折り返し成分を除去した、図６に示す如き滑らかな波形を有する評価読取信号ＲＲを生成するのである。
【００２７】
図７は、情報データがチャネルクロック６６ＭＨｚでＲＬＬ(１、７)変調処理されて記録ディスク３に記録されている場合における、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数とジッタ量との対応関係を示す図である。
【００２８】
尚、図７に示す一例においては、ピックアップ１に搭載されている対物レンズ(図示せぬ)の開口数ＮＡ及び波長λは、下記の如きである。
【００２９】
ＮＡ＝０．８５
波長λ＝４０５ｎｍ
この際、リミットイコライザ１０を用いない場合(破線にて示す)には、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数をチャネルクロックの周波数の１／２、つまり３３ＭＨｚよりも小に設定しておけば、ジッタの変動はなかった。ところが、上述した如きリミットイコライザ１０を採用した場合には、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数が３０ＭＨｚよりも大に設定されていると、図５に示す如き高域強調読取サンプル値系列ＲＳHの折り返し成分を十分に減衰させることが出来なくなり、図７に示すようにジッタ量が増加してしまう。更に、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数を３０ＭＨｚよりも小に設定すると、図４の実線にて示す如き高域強調読取サンプル値系列ＲＳH中の高調波成分が減衰してしまうので、図７に示すようにジッタ量が増加してしまう。
【００３０】
つまり、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数が３０ＭＨｚ近傍においてジッタ量が最小となるのである。更に、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数が３０ＭＨｚ近傍であれば、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数が多少変動してしまっても、図７に示すようにその変動に対するジッタ量の変動量は小である。
【００３１】
このように、情報データがチャネルクロック６６ＭＨｚでＲＬＬ(１、７)変調記録されている記録ディスク３を評価するにあたり上述した如きリミットイコライザ１０を採用した場合には、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数を３０ＭＨｚ近傍に設定しておくのが好ましいのである。ここで、カットオフ周波数の３０ＭＨｚ近傍とは、ジッタ量の変動を０．２％以内に抑えることを考慮した際に許容されるカットオフ周波数の変動分±１０％を含むものであり、２７〜３３ＭＨｚである。尚、２倍速(チャネルクロック周波数１３２ＭＨｚ)でディスク評価する場合には、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数を６０ＭＨｚ近傍に設定するのが好ましい。
【００３２】
要するに、チャネルクロックの周波数をｆｃｌｋ[ＭＨｚ]、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数をｆｃ[ＭＨｚ]とした場合、ｆｃ／ｆｃｌｋが略５／１１となるように、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数ｆｃを決定すれば良いのである。
【００３３】
更に、カットオフ周波数の変動分±１０％を考慮した場合には、
９／２２≦ｆｃ／ｆｃｌｋ≦１／２
を満たす範囲内でポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数ｆｃを決定すれば良いのである。
【００３４】
２値化回路１３は、上記ポストローパスフィルタ１２から供給された評価読取信号ＲＲが所定閥値よりも大なるときには所定の高電圧、小なるときには所定の低電圧を有する２値信号を生成し、これをジッタ測定回路３０に供給する。ジッタ測定回路３０は、かかる２値信号のエッジタイミングと基準クロック信号におけるクロックタイミングとの時間差のバラツキを測定し、その測定結果をディスク評価値として出力する。
【００３５】
このように、ジッタ測定回路３０は、リミットイコライザ１０によって符号間干渉を生じさせることなく最短ランレングスに該当する読取サンプル値系列のみに高域強調を施し、かつポストローパスフィルタ１２によってＤ／Ａ変換時に生じた折り返し成分を除去した読取信号をジッタの測定対象としている。
【００３６】
従って、例え記録ディスクに記録されている記録情報の記録密度が高くても、信頼性の高いディスク評価を行うことが可能となる。又、ディスク評価装置にリミットイコライザを適用した場合に、従来考慮されていなかったポストローパスフィルタのカットオフ周波数を本発明のように設定することにより、リミットイコライザのジッタ改善効果を十分に発揮することが可能になる。更に、ポストローパスフィルタのカットオフ周波数が多少変動してもジッタの変動は微量なので、ディスク評価装置間のばらつきの無い、信頼性の高いジッタ評価が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明によるディスク評価装置の構成を示す図である。
【図２】リミットイコライザ１０の内部構成を示す図である。
【図３】補間読取サンプル値系列ＲＳP及び振幅制限読取サンプル値系列ＲＳLIMの一例を示す図である。
【図４】リミットイコライザ１０の出力と、高域強調を行わないイコライザの出力とを対比して示す図である。
【図５】ポストローパスフィルタ１２に入力された高域強調読取信号ＲＤの周波数帯域を示す図である。
【図６】ポストローパスフィルタ１２に入力された高域強調読取信号ＲＤと、ポストローパスフィルタ１２から出力された評価読取信号ＲＲ各々の波形の一例を示す図である。
【図７】情報データがチャネルクロック６６ＭＨｚでＲＬＬ(１、７)変調処理されて記録ディスク３に記録されている場合における、ポストローパスフィルタ１２のカットオフ周波数とジッタ量との対応関係を示す図である。
【符号の説明】
【００３８】
３ 記録ディスク
１０ リミットイコライザ
１１ Ｄ／Ａ変換器
１２ ポストローパスフィルタ
３０ ジッタ測定回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報データに対してチャネルクロックに従って所定の変調処理を施して得られた変調信号が記録されている記録ディスクの評価を行うディスク評価装置であって、
前記記録ディスクから前記変調信号の読み取りを行って読取信号を得る情報読取手段と、
前記読取信号を前記チャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてサンプリングして読取サンプル値系列を得るＡ／Ｄ変換器と、
前記読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅制限値以下に制限した振幅制限読取サンプル値系列を得る振幅制限手段と、
前記振幅制限読取サンプル値系列における極大のサンプル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき前記極大のサンプル値及び前記極小のサンプル値を増大せしめて高域強調した高域強調読取サンプル値系列を得る高域強調フィルタと、
前記高域強調読取サンプル値系列を前記チャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換するＤ／Ａ変換器と、
前記高域強調読取信号における所定のカットオフ周波数以下の成分のみを抽出してこれを評価読取信号として得るローパスフィルタと、
前記評価読取信号を所定閥値にて２値化した２値化信号を得る２値化回路と、を備え、
前記チャネルクロックの周波数は６６ＭＨｚであり、前記カットオフ周波数は２７ＭＨｚ以上３３ＭＨｚ以下であり、
前記２値化信号のジッタをディスク評価値とすることを特徴とするディスク評価装置。
【請求項２】
前記情報読取手段は対物レンズを備え、当該対物レンズの開口数は０．８５であることを特徴とする請求項１記載のディスク評価装置。
【請求項３】
前記情報読取手段における読取波長は４０５ｎｍであることを特徴とする請求項１又は２記載のディスク評価装置。
【請求項１】
情報データに対してチャネルクロックに従って所定の変調処理を施して得られた変調信号が記録されている記録ディスクの評価を行うディスク評価装置であって、
前記記録ディスクから前記変調信号の読み取りを行って読取信号を得る情報読取手段と、
前記読取信号を前記チャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてサンプリングして読取サンプル値系列を得るＡ／Ｄ変換器と、
前記読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅制限値以下に制限した振幅制限読取サンプル値系列を得る振幅制限手段と、
前記振幅制限読取サンプル値系列における極大のサンプル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき前記極大のサンプル値及び前記極小のサンプル値を増大せしめて高域強調した高域強調読取サンプル値系列を得る高域強調フィルタと、
前記高域強調読取サンプル値系列を前記チャネルクロックと同一周波数のクロックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換するＤ／Ａ変換器と、
前記高域強調読取信号における所定のカットオフ周波数以下の成分のみを抽出してこれを評価読取信号として得るローパスフィルタと、
前記評価読取信号を所定閥値にて２値化した２値化信号を得る２値化回路と、を備え、
前記チャネルクロックの周波数は６６ＭＨｚであり、前記カットオフ周波数は２７ＭＨｚ以上３３ＭＨｚ以下であり、
前記２値化信号のジッタをディスク評価値とすることを特徴とするディスク評価装置。
【請求項２】
前記情報読取手段は対物レンズを備え、当該対物レンズの開口数は０．８５であることを特徴とする請求項１記載のディスク評価装置。
【請求項３】
前記情報読取手段における読取波長は４０５ｎｍであることを特徴とする請求項１又は２記載のディスク評価装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００６−６６０６７（Ｐ２００６−６６０６７Ａ）
【公開日】平成１８年３月９日（２００６．３．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２９３２８０（Ｐ２００５−２９３２８０）
【出願日】平成１７年１０月６日（２００５．１０．６）
【分割の表示】特願２００２−１０３５２４（Ｐ２００２−１０３５２４）の分割
【原出願日】平成１４年４月５日（２００２．４．５）
【出願人】（０００００５０１６）パイオニア株式会社 (3,620)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年３月９日（２００６．３．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１０月６日（２００５．１０．６）
【分割の表示】特願２００２−１０３５２４（Ｐ２００２−１０３５２４）の分割
【原出願日】平成１４年４月５日（２００２．４．５）
【出願人】（０００００５０１６）パイオニア株式会社 (3,620)
【Ｆターム（参考）】
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