マトリックスコンバーターの制御方法、及び、この方法を実行可能なマトリックスコンバーター
【課題】出力電圧の歪みを可能な限り制限しながら、ネットワークから生じる入力電圧の最大振幅を用いることを可能にするマトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置の制御方法を提供する。
【解決手段】ダイレクト・マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置において、入力電圧の１００％に等しい出力電圧を得るため、負荷に印加されることを意図された制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、最大で、３つの入力相と３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）の振幅まで増幅するステップと、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同じ周波数（ｆ２）且つ同相に設定可能にする同期化および位相整合ステップと、を備える。
【解決手段】ダイレクト・マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置において、入力電圧の１００％に等しい出力電圧を得るため、負荷に印加されることを意図された制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、最大で、３つの入力相と３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）の振幅まで増幅するステップと、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同じ周波数（ｆ２）且つ同相に設定可能にする同期化および位相整合ステップと、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置の制御方法、この方法を実行可能なマトリックスコンバーターに関する。
【背景技術】
【０００２】
ダイレクト・マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置は、３つのスイッチングセルを有するスイッチングマトリックス内に配置された９つの双方向スイッチを備える。このスイッチングマトリックスは、一方の側が、ＡＣ電圧源、例えばネットワークに結合された３つの入力相（input phases）ｕ，ｖ，ｗに接続され、且つ、他方の側が、例えばモーターの様な電気負荷に結合された３つの出力相（output phases）ａ，ｂ，ｃに接続されている。スイッチは、ある出力相を入力相のうちの何れか１つに接続するように、個々に制御される。
【０００３】
一般的に、マトリックスコンバーターのスイッチの制御命令は、空間ベクトル変調（ＳＶＭ）、ベクトル変調またはインターセクティブ変調（intersective modulation）のような様々な方法により生成され得る。
【０００４】
マトリックスコンバーターを制御するのにどのような方法が用いられても、負荷に印加される出力電圧の最大振幅は、ネットワーク上で得られる入力電圧の振幅の８７％に制限されることが知られている。この状況は、特に特許出願ＵＳ２００８／０４９４６９に記載されている。”A novel control method for forced commutated cycloconverters using instantaneous values of input line-to-line voltages”と題され、アキオ イシグロ、タケシ フルハシ及びシゲル オクマにより作成された文献「IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, vol. 38, No.3, June 1991」も、この現象を記載している。
【０００５】
しかしながら、特定の用途に関して、且つ、効率を最適化するため、ネットワーク上で得られる入力電圧の振幅の最大値を用いることができる必要があることが分かり得る。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、出力電圧の歪みを可能な限り制限しながら、ネットワークから生じる入力電圧の最大振幅を用いることを可能にするマトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この目的は、
３つの入力相であって、入力電圧を、前記入力相と、電気負荷に接続された３つの出力相と、の間に加えるＡＣ電圧源に接続された、３つの入力相と、
３つのスイッチングセルに分配される電流と電圧に関して双方向性であると共に、制御電圧ベクトルを前記負荷に加える目的で、１つの出力相を前記入力相のうちの何れか１つに接続するように個々に制御されることを意図された９つの電気スイッチと、
を備えるダイレクト・マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置において実行される制御方法であって、
前記制御電圧ベクトルを、前記３つの入力相と前記３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトルと同じ周波数に、且つ、この回転電圧ベクトルと同相に設定可能にする、同期化および位相整合ステップと、
前記制御電圧ベクトルを、前記入力電圧の振幅の８７％を越え、且つ、最大で前記回転電圧ベクトルの振幅まで増幅するステップと、
を備えることを特徴とする方法によって達成される。
【０００８】
本発明の１つの特長によれば、前記同期化および位相整合ステップと、前記増幅ステップは、少なくとも一部が同時に実行される。
【０００９】
他の特長によれば、選択された前記回転電圧ベクトルは、最も近いものであり、且つ、前記制御電圧ベクトルと同一方向に回転するものである。
【００１０】
特有の実施形態によれば、前記増幅ステップは、前記回転電圧ベクトルに対する前記制御電圧ベクトルの位相シフトがπ／３より小さい時に開始する。好ましくは、前記増幅ステップは、前記回転電圧ベクトルに対する前記制御電圧ベクトルの位相シフトがπ／６より小さい時に開始する。更に有利な態様では、前記増幅ステップ並びに前記位相整合および同期化ステップは、前記制御電圧ベクトルから生じる（arising）合成電圧の最大値を、前記入力相間の合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に、実行される。
【００１１】
本発明は、また、
３つの入力相であって、入力電圧を、前記入力相と、電気負荷に接続された３つの出力相と、の間に加えるＡＣ電圧源に接続された、３つの入力相と、
３つのスイッチングセルに分配される電流と電圧に関して双方向性であると共に、制御電圧ベクトルを前記負荷に加える目的で、１つの出力相を前記入力相のうちの何れか１つに接続するように個々に制御されることを意図された９つの電気スイッチと、
を備えるマトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置であって、
前記制御電圧ベクトルを、前記入力電圧の振幅の８７％を越え、且つ、最大で、前記３つの入力相と前記３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトルの振幅まで増幅し、そして、前記制御電圧ベクトルを前記回転電圧ベクトルと同じ周波数に同期化し、そして、前記制御電圧ベクトルを前記回転電圧ベクトルと同相に設定するように設計された制御手段を備える
ことを特徴とする可変速駆動装置に関する。
【００１２】
前記可変速駆動装置の１つの特長によれば、選択された前記回転電圧ベクトルは、最も近いものであり、且つ、前記制御電圧ベクトルと同一方向に回転するものである。
【００１３】
他の特長によれば、前記制御電圧ベクトルを増幅する前記制御手段は、前記回転電圧ベクトルに対する前記制御電圧ベクトルの位相シフトがπ／３より小さい、好ましくはπ／６より小さい時に起動される。有利には、前記制御手段は、前記制御電圧ベクトルから生じる合成電圧の最大値を、前記入力相間の合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に、作動させられる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
他の特徴及び利点は、一例として与えられ、添付図面によって表現された実施形態を参照して以下の詳細な説明において明らかになる。
【図１】図１はマトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置の実現の原理を概略的に表す。
【図２】図２は、本発明の制御方法の動作原理を示す図を表す。
【図３】図３は、制御電圧ベクトルが置かれる基準フレームを示す。
【図４】図４は、特に選択された回転電圧ベクトルの関数として制御電圧ベクトルを表すのに用いられる基準フレームを表す。
【図５Ａ】図５Ａは、本発明の動作原理を示すことができる様々な曲線を表す。
【図５Ｂ】図５Ｂは、本発明の動作原理を示すことができる様々な曲線を表す。
【図５Ｃ】図５Ｃは、本発明の動作原理を示すことができる様々な曲線を表す。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下の説明では、単純化する理由で、出力電圧の最大振幅の制限は入力電圧の振幅の８７％に固定されているが、それは、従来技術で周知の電圧間の√３／２の比に実際には相当する。
【００１６】
図１を参照すると、マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置は、電流と電圧に関して双方向性である、各々３つのスイッチからなる３つのスイッチングセルＣｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３を有するスイッチングマトリックスの形に配列された、例えば、直列のダブルＩＧＢＴ＋逆並列ダイオード、又は、ＲＢ−ＩＧＢＴ（２つのＩＧＢＴスイッチを備える逆阻止ＩＧＢＴを表す）のような９つのスイッチを備える。可変速駆動装置は、ＡＣ電圧源、例えば電気ネットワークに接続された３つの入力相ｕ，ｖ，ｗと、制御される電気負荷（図示せず）、例えば電気モーターに接続された３つの出力相ａ，ｂ，ｃと、を更に備える。
【００１７】
各々の９つの双方向スイッチは、１つの出力相ａ，ｂ，ｃを入力相ｕ，ｖ，ｗのうちの何れか１つに接続するように個々に制御される。双方向スイッチの制御は、スイッチングマトリックスのスイッチのデューティ比を有する３×３制御マトリックスに基づいて実行される。各スイッチングセルＣｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３は、出力相ａ，ｂ又はｃの電圧を、３つの入力相ｕ，ｖ，ｗに接続された３つのスイッチのデューティ比に基づいて制御する。動作中、スイッチングセルＣｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３ごとに１つのスイッチが閉状態に命令され得る。図において、ｆａｕ，ｆａｖ，ｆａｗ，ｆｂｕ，ｆｂｖ，ｆｂｗ，ｆｃｕ，ｆｃｖ，ｆｃｗと指定された点は、それぞれ双方向スイッチを表す。
【００１８】
慣例により各スイッチングセルのスイッチは、１から３に番号付けられている。従って、スイッチングマトリックスのアクティブ状態を特定するため、各セルの閉じたスイッチのインデックス番号が示されている。例えば、アクティブ状態１３１は、セルＣｅｌ１の上部のスイッチ（ｆａｕ−Ｎｏ．１）が閉じていて、セルＣｅｌ２の下部のスイッチ（ｆｂｗ−Ｎｏ．３）が閉じていて、且つ、セルＣｅｌ３の上部のスイッチ（ｆｃｕ−Ｎｏ．１）が閉じていることを表す。
【００１９】
３×３制御マトリックス（行列）は、以下の形式をとる。
【数１】
ここで、ａｕ，ａｖ，ａｗは、スイッチｆａｕ，ｆａｖ，ｆａｗの各々のデューティ比であり、
ｂｕ，ｂｖ，ｂｗは、スイッチｆｂｕ，ｆｂｖ，ｆｂｗの各々のデューティ比であり、
ｃｕ，ｃｖ，ｃｗは、スイッチｆｃｕ，ｆｃｖ，ｆｃｗの各々のデューティ比である。
【００２０】
制御マトリックスは、空間ベクトル変調（ＳＶＭ）、ベクトル変調またはインターセクティブ変調のような、様々な方法で得られ得る。
【００２１】
制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は、モーターに加えられる出力電圧を表す。
【００２２】
図２を参照すると、上述したタイプのマトリックスコンバーターにおいて、単一の出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’は、決定された制御法則、例えば図２に示されたＵ／Ｆタイプの法則に従って負荷に供給される電流の周波数ｆｓ（ステーター（固定子）周波数とも呼ばれる）の関数として変化することが知られている。図２において、出力電圧は、出力周波数ｆｓの関数として、単一の入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の８７％（√３／２）にほぼ等しい最大振幅まで増加する。
【００２３】
本発明の原理は、モーターに加えられる電圧の歪みを制限し、且つ、さらに避けながら、負荷に、その振幅が入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の１００％に等しい制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を加えることができることにある。
【００２４】
この目的のため、本発明のマトリックスコンバーターは、その振幅が入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の１００％に等しく、且つ、ネットワークの周波数ｆ２に同期している、出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’を得ることを可能にする特有の制御方法を実行する。本発明の制御方法は、従って、出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’の振幅が入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の８７％の閾値を越えることができるように、実行される。図２は、例えば、破線を介して点Ａ’から点Ｂに達することにある本発明の原理を示す。点Ａ’は、例えば、入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の８７％に等しい出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’の最大振幅に相当する。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は、出力電圧を表し、従ってネットワークの周波数ｆ２より高い又は低くても良い周波数ｆ１にある。図２において、点Ａ’は、従って、入力電圧の振幅の８７％に等しい出力電圧の振幅を表す水平の破線上のどこへでも位置し得る。
【００２５】
入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの１００％に等しい出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’を得るために、本発明の制御方法は、２つのステップ、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の同期および位相整合（phasing）ステップと、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を増幅するステップと、を備える。これらの２つのステップは、順々に、又は、有利な方法では少なくとも一部が同時に、実行され得る。
【００２６】
より正確には、従って、同期、および、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同相に設定するステップと、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の振幅を、入力電圧の振幅の１００％まで増幅するステップと、を備える本発明の制御方法が得られる。
【００２７】
マトリックスコンバーターのベクトル表現において、各々の出力相を異なる入力相に正確に接続できるようにする６つの回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）が存在する。これらの６つの回転ベクトルは、コンバーターの双方向スイッチの次のスイッチングの組み合わせにより定義される：１２３，１３２，２１３，３２１，２３１，３１２。これらの６つの回転ベクトルのうち、３つのベクトル、即ちベクトル（ベクトルＶ１２３，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）は反時計回り（Ｓｒ１、図３及び４）に回転し、且つ、３つの他のもの（ベクトルＶ１３２，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）は時計回り（Ｓｒ２、図４）に回転する。以下の説明では、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は反時計回り（Ｓｒ１）に回転することが任意に仮定されている。その結果、電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）は、ベクトル（ベクトルＶ１２３，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）の中から選択されるであろう。もちろん、もし制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）がネットワークに関して時計回り（Ｓｒ２）に回転すれば（モーターの回転方向の変化）、反対方向に回転する他の３つの電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）（ベクトルＶ１３２，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）も使用できるであろう。
【００２８】
図２において、点Ａ’からＢに直接達する、即ちＡを介さずに達することは、特に、本発明の目的を、モーターの減磁（defluxing）を引き起こすことなく加速度の制限を必然的に含み、達することができるようにする。
【００２９】
理論では、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）によってたどられた軌跡は、この同期時間ｔｓｙｎｃに適合するのに必要な加速度を定義しながら、且つ、出力電圧の歪みを制限し又は更に避けることができる決定された電圧上昇プロファイルに適合しながら、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）をネットワークの周波数ｆ２に至らせることができるようにする、同期時間ｔｓｙｎｃを考慮することでモデル化され得る。
【００３０】
この同期時間ｔｓｙｎｃと、同期時間ｔｓｙｎｃに適合するのに必要な加速度Ａと、を決定するために、モーターが、ネットワークの周波数ｆ２より低い、例えば５０Ｈｚに等しい周波数ｆ１で回転するということが仮定される。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と、回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）中の最も近いものとの間に、従って、
Δｆ＝ｆ２−ｆ１ （１）
に等しい周波数ギャップが存在する。
【００３１】
この周波数ギャップは、最初の瞬間にてΔｆ０に等しく、且つ、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との間の同期に近づく状態でゼロである傾向がある。
【００３２】
さらに、Δθは、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との間に形成された角度を示し、この角度は初期ではΔθ０に等しい。同期および位相整合ステップの目的は、この角度をゼロにすることである。
【００３３】
さらに、Ａを、Ｈｚ／ｓで表され且つ一定と仮定され、モーターに加えられ、それをネットワークの周波数ｆ２に到達するようにする加速度とする。我々は従って、
Δｆ（ｔ）＝Δｆ０−Ａｔ 及び
Δθ（ｔ）＝Δθ０−２πΔｆ０ｔ＋πＡｔ２ （２）
を得る。
【００３４】
システムは、ｔｓｙｎｃが、
【数２】
及び
【数３】
を満たす瞬間に同期される。
【００３５】
従って、
【数４】
を得る。
【００３６】
好ましくは、任意の歪みを避けるために、電圧上昇はΔθがπ／６より小さい時にのみ開始し得る、ということを理解すると、Δθ０＝π／６の時、初期の周波数ギャップΔｆ０の関数として、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との間の同期を達成するのに必要な同期時間ｔｓｙｎｃと加速度Ａとを取り出すことができる。
【数５】
【００３７】
電圧上昇に関しては、制御を飽和状態にすることなく、即ち出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’に歪みをもたらすことなく、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の振幅を増加するための無限の実行可能なプロファイル（profiles）が存在する。このことは、例えば、次の関係を介して、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の振幅を、Δθ＜π／６で、制御電圧ベクトルと選択された回転ベクトルとの間のΔθで表される位相差の関数として表すことを含み得る。
【数６】
Ｖｍａｉｎｓは、ネットワーク電圧の振幅である、選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）の振幅に相当することが分かる。
【００３８】
もしＶｍｏｔ（Δθ）が以上で定義された式（６）で定義されるプロファイルを超えると、モーター制御の周期的な飽和に関係した低周波の歪みが起こるであろう。
【００３９】
実際には、以上で定義された２つのステップが少なくとも一部同時に実行される実行の優先モードに従って、本発明の制御方法は、従来、マトリックス変調で用いられた、即ち、入力電圧と、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）に最も近い３つの回転ベクトル（ベクトルＶ１２３，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）の中の１つとして定義される回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と、の振幅の８７％に制限された、決定された電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）を用いて制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を再構成することにある。電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）は、例えば、”A novel control method for forced commutated cycloconverters using instantaneous values of input line-to-line voltages”と題され、アキオ イシグロ、タケシ フルハシ及びシゲル オクマにより作成された文献「IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, vol. 38, No.3, June 1991」に記載された方式で用いられたものであり得る。それは、本出願人によりフランスで２００８年１２月１８日にＮｏ．ＦＲ０８５８７５９でファイルされた特許出願に記載された改善された方法のような、任意の他の方式でも用いられ得る。
【００４０】
電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）は、ネットワークの周波数ｆ２にて回転すると共に、その最大振幅は、入力電圧の振幅の８７％に等しい。この電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）は、選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対して、π／３より低い値だけ、好ましくはπ／６だけ、前方に位相シフトされて選択される。電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）及び回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）は、同じ方向（Ｓｒ１）に、例えば５０Ｈｚに等しい周波数ｆ２で回転する。
【００４１】
最初、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は、電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）と一致し（図３）、且つ、これらの２つのベクトルは、従って、選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対してπ／６だけ位相シフトされる。
【００４２】
π／６の最初の位相シフトは、好ましくは、出力電圧の歪みを避けるため、実施されなければならない。このことは、一般的な方法で言うと、本発明の方法が、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる相間の合成電圧の最大値を、入力相間に印加された合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に実行されなければならないことに等しい。
【００４３】
周波数同期、および、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との進行する位相整合（progressive phasing）は、選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）と電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）（図４）から構成される回転基準フレームを考慮することにより実現され、この基準フレームは、従って、それが構成されている２つのベクトルと同一方向に、これら２つのベクトルの周波数ｆ２にて回転している。
【００４４】
上述の理論的な場合を考慮するため、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は、基準フレームのそれとは反対方向（Ｓｒ２）にΔｆ＝ｆ２−ｆ１に等しい周波数にて回転することが仮定される。
【００４５】
この基準フレームに基づいて、次に、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、基準フレームを形成している選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）及び電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）の関数として表現できる。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の分解は、以下の関係に従って、時間依存関数α（ｔ）を用いて実行される。
【数７】
α＝０は、ベクトルＶｍｏｔ＝ベクトルＶｍａｔｒｉｘである初期状態に対応する。
α＝１は、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）が選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同期し且つ同相である状態、及び、入力電圧のそれと等しい振幅に対応する。
【００４６】
関数α（ｔ）は、例えば、モーターの加速度Ａが線形（linear）であるように選択される。
【００４７】
αを決定するため、初期状態が、ベクトルＶｍｏｔ＝ベクトルＶｍａｔｒｉｘと、２つのベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）及び（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）間に形成される角度Δφと、に対応する、新たな基準フレームが考慮される。
【００４８】
予め、且つ、電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）と選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との間のπ／６の初期位相シフトΔθ０を考慮することにより定義された角度Δθに関して、従って、以下を得る。
Δφ＝π／６−Δθ （７）
【００４９】
さらに、αは、以下の幾何学的な近似でΔφと関連付けられている。
【数８】
【００５０】
上述の関係（２）に基づいて、時間の関数としての角度Δφの変化は、以下の方法で表現される。
Δφ（ｔ）＝２πΔｆ０ｔ−πＡｔ２ （９）
【００５１】
上述の関係（８）に基づいて、従って、以下を得る。
【数９】
【００５２】
さらに、以上で定義された関係（５）に基づいて、以下を得る。
【数１０】
【００５３】
本発明によれば、初期周波数ギャップΔｆ０を知ることにより、従って、加速度Ａに応じて、時間の関数としてのαの変化に追随することができ、且つ、従って、基準電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）と選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）とにより形成された基準フレームにおける制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位置及び振幅を知ることができる。
【００５４】
例えば、もし５０Ｈｚ／ｓの加速度を有することを望むとき、所期周波数ギャップΔｆ０は２．９Ｈｚでなければならない。もし周波数ｆ２が例えば５０Ｈｚに等しいとき、同期化及び位相整合は、従って、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の周波数ｆ１が４７．１Ｈｚにあるときに開始しなければならないであろう。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）に同期化して、そして、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）に増幅するのに必要な時間は、従って、５７．７ｍｓであろう。
【００５５】
他の例では、ネットワーク周波数ｆ２に関して６．５Ｈｚの初期周波数ギャップΔｆ０で、もし同期化と位相整合を制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の周波数ｆ１が４３．５Ｈｚ（Ｕ／Ｆ法則の場合）である時より早く開始することが選択されたとき、２５３．５Ｈｚ／ｓの加速度を加えることが必要であろう。出力周波数を６．５Ｈｚ増加させ、且つ、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の振幅を１３％増加させるのに必要な時間ｔｓｙｎｃは、従って、２５ｍｓであろう。
【００５６】
上述したように、制御の飽和なしの電圧上昇を考慮して、プロファイルは以下に繰り返される方程式（６）に従う。
【数１１】
【００５７】
本発明の動作原理は、電圧上昇が同期化及び位相整合と同時である場合において、図５Ａから５Ｃにより図示されている。
【００５８】
図５Ａは、３つの曲線２，２０，２００を用いて時間の関数として３つの単一の入力電圧の変化を、且つ、３つの曲線１，１０，１００を用いて、モーターに加えられるべき制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる３つの単一の出力電圧の変化を、示している。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる単一の出力電圧を表す曲線１，１０，１００は、次第に単一の入力電圧を表す曲線２，２０，２００に重ねられている、即ち、複数の電圧は同相であり且つ周波数及び振幅に関して互いに同期化している、ということが理解され得る。
【００５９】
図５Ｂは、図５Ａと同じ時間スケールで、モーター供給周波数の変化（evolution）を示している。従って、図５Ａに示されるように電圧は増加し続けている一方、周波数は未だｆ２（５０Ｈｚ）に到達していないことが理解され得る。周波数ｆ２（図５Ｂ）にて、即ち同期にて、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じている単一の電圧は、単一の入力電圧（図５Ａ）の１００％にある。
【００６０】
図５Ｃも、上述の２つの図と同じ時間ウィンドウで、入力相間の合成電圧のエンベロープ４と、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じている相間の合成電圧のエンベロープ３と、を示している。従って、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じている相間の合成電圧の最大値は、常に入力相間の合成電圧の最大値より低く、それにより出力電圧の歪みの無いことを保証できるようにすることが理解され得る。上述したように、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じている合成電圧の最大値は、最初に入力相間の合成電圧の最大値の８７％の上限に達する。その後、本発明の制御方法に基づいて、ｔ＝４６０ｍｓの時、且つ、モーターの供給周波数が従って４６Ｈｚ（図５Ｂ）に等しい時、この値は、次第に増加する。ｔ＝５００ｍｓにて、従って入力電圧の１００％が５０Ｈｚの周波数にて得られる。
【００６１】
本発明の方法は、従って、コンバーターの効率を最大化できるようにする。それは、ダイレクト・マトリックスコンバーターに適合するが、インダイレクト・マトリックスコンバーターには適合しない。この方法は、定格速度における最大モータートルクを増加させることができる一方、モーターの磁束を定格磁束に減少させ、従って、それによりコンバーターの効率を向上する。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置の制御方法、この方法を実行可能なマトリックスコンバーターに関する。
【背景技術】
【０００２】
ダイレクト・マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置は、３つのスイッチングセルを有するスイッチングマトリックス内に配置された９つの双方向スイッチを備える。このスイッチングマトリックスは、一方の側が、ＡＣ電圧源、例えばネットワークに結合された３つの入力相（input phases）ｕ，ｖ，ｗに接続され、且つ、他方の側が、例えばモーターの様な電気負荷に結合された３つの出力相（output phases）ａ，ｂ，ｃに接続されている。スイッチは、ある出力相を入力相のうちの何れか１つに接続するように、個々に制御される。
【０００３】
一般的に、マトリックスコンバーターのスイッチの制御命令は、空間ベクトル変調（ＳＶＭ）、ベクトル変調またはインターセクティブ変調（intersective modulation）のような様々な方法により生成され得る。
【０００４】
マトリックスコンバーターを制御するのにどのような方法が用いられても、負荷に印加される出力電圧の最大振幅は、ネットワーク上で得られる入力電圧の振幅の８７％に制限されることが知られている。この状況は、特に特許出願ＵＳ２００８／０４９４６９に記載されている。”A novel control method for forced commutated cycloconverters using instantaneous values of input line-to-line voltages”と題され、アキオ イシグロ、タケシ フルハシ及びシゲル オクマにより作成された文献「IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, vol. 38, No.3, June 1991」も、この現象を記載している。
【０００５】
しかしながら、特定の用途に関して、且つ、効率を最適化するため、ネットワーク上で得られる入力電圧の振幅の最大値を用いることができる必要があることが分かり得る。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、出力電圧の歪みを可能な限り制限しながら、ネットワークから生じる入力電圧の最大振幅を用いることを可能にするマトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この目的は、
３つの入力相であって、入力電圧を、前記入力相と、電気負荷に接続された３つの出力相と、の間に加えるＡＣ電圧源に接続された、３つの入力相と、
３つのスイッチングセルに分配される電流と電圧に関して双方向性であると共に、制御電圧ベクトルを前記負荷に加える目的で、１つの出力相を前記入力相のうちの何れか１つに接続するように個々に制御されることを意図された９つの電気スイッチと、
を備えるダイレクト・マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置において実行される制御方法であって、
前記制御電圧ベクトルを、前記３つの入力相と前記３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトルと同じ周波数に、且つ、この回転電圧ベクトルと同相に設定可能にする、同期化および位相整合ステップと、
前記制御電圧ベクトルを、前記入力電圧の振幅の８７％を越え、且つ、最大で前記回転電圧ベクトルの振幅まで増幅するステップと、
を備えることを特徴とする方法によって達成される。
【０００８】
本発明の１つの特長によれば、前記同期化および位相整合ステップと、前記増幅ステップは、少なくとも一部が同時に実行される。
【０００９】
他の特長によれば、選択された前記回転電圧ベクトルは、最も近いものであり、且つ、前記制御電圧ベクトルと同一方向に回転するものである。
【００１０】
特有の実施形態によれば、前記増幅ステップは、前記回転電圧ベクトルに対する前記制御電圧ベクトルの位相シフトがπ／３より小さい時に開始する。好ましくは、前記増幅ステップは、前記回転電圧ベクトルに対する前記制御電圧ベクトルの位相シフトがπ／６より小さい時に開始する。更に有利な態様では、前記増幅ステップ並びに前記位相整合および同期化ステップは、前記制御電圧ベクトルから生じる（arising）合成電圧の最大値を、前記入力相間の合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に、実行される。
【００１１】
本発明は、また、
３つの入力相であって、入力電圧を、前記入力相と、電気負荷に接続された３つの出力相と、の間に加えるＡＣ電圧源に接続された、３つの入力相と、
３つのスイッチングセルに分配される電流と電圧に関して双方向性であると共に、制御電圧ベクトルを前記負荷に加える目的で、１つの出力相を前記入力相のうちの何れか１つに接続するように個々に制御されることを意図された９つの電気スイッチと、
を備えるマトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置であって、
前記制御電圧ベクトルを、前記入力電圧の振幅の８７％を越え、且つ、最大で、前記３つの入力相と前記３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトルの振幅まで増幅し、そして、前記制御電圧ベクトルを前記回転電圧ベクトルと同じ周波数に同期化し、そして、前記制御電圧ベクトルを前記回転電圧ベクトルと同相に設定するように設計された制御手段を備える
ことを特徴とする可変速駆動装置に関する。
【００１２】
前記可変速駆動装置の１つの特長によれば、選択された前記回転電圧ベクトルは、最も近いものであり、且つ、前記制御電圧ベクトルと同一方向に回転するものである。
【００１３】
他の特長によれば、前記制御電圧ベクトルを増幅する前記制御手段は、前記回転電圧ベクトルに対する前記制御電圧ベクトルの位相シフトがπ／３より小さい、好ましくはπ／６より小さい時に起動される。有利には、前記制御手段は、前記制御電圧ベクトルから生じる合成電圧の最大値を、前記入力相間の合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に、作動させられる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
他の特徴及び利点は、一例として与えられ、添付図面によって表現された実施形態を参照して以下の詳細な説明において明らかになる。
【図１】図１はマトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置の実現の原理を概略的に表す。
【図２】図２は、本発明の制御方法の動作原理を示す図を表す。
【図３】図３は、制御電圧ベクトルが置かれる基準フレームを示す。
【図４】図４は、特に選択された回転電圧ベクトルの関数として制御電圧ベクトルを表すのに用いられる基準フレームを表す。
【図５Ａ】図５Ａは、本発明の動作原理を示すことができる様々な曲線を表す。
【図５Ｂ】図５Ｂは、本発明の動作原理を示すことができる様々な曲線を表す。
【図５Ｃ】図５Ｃは、本発明の動作原理を示すことができる様々な曲線を表す。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下の説明では、単純化する理由で、出力電圧の最大振幅の制限は入力電圧の振幅の８７％に固定されているが、それは、従来技術で周知の電圧間の√３／２の比に実際には相当する。
【００１６】
図１を参照すると、マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置は、電流と電圧に関して双方向性である、各々３つのスイッチからなる３つのスイッチングセルＣｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３を有するスイッチングマトリックスの形に配列された、例えば、直列のダブルＩＧＢＴ＋逆並列ダイオード、又は、ＲＢ−ＩＧＢＴ（２つのＩＧＢＴスイッチを備える逆阻止ＩＧＢＴを表す）のような９つのスイッチを備える。可変速駆動装置は、ＡＣ電圧源、例えば電気ネットワークに接続された３つの入力相ｕ，ｖ，ｗと、制御される電気負荷（図示せず）、例えば電気モーターに接続された３つの出力相ａ，ｂ，ｃと、を更に備える。
【００１７】
各々の９つの双方向スイッチは、１つの出力相ａ，ｂ，ｃを入力相ｕ，ｖ，ｗのうちの何れか１つに接続するように個々に制御される。双方向スイッチの制御は、スイッチングマトリックスのスイッチのデューティ比を有する３×３制御マトリックスに基づいて実行される。各スイッチングセルＣｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３は、出力相ａ，ｂ又はｃの電圧を、３つの入力相ｕ，ｖ，ｗに接続された３つのスイッチのデューティ比に基づいて制御する。動作中、スイッチングセルＣｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３ごとに１つのスイッチが閉状態に命令され得る。図において、ｆａｕ，ｆａｖ，ｆａｗ，ｆｂｕ，ｆｂｖ，ｆｂｗ，ｆｃｕ，ｆｃｖ，ｆｃｗと指定された点は、それぞれ双方向スイッチを表す。
【００１８】
慣例により各スイッチングセルのスイッチは、１から３に番号付けられている。従って、スイッチングマトリックスのアクティブ状態を特定するため、各セルの閉じたスイッチのインデックス番号が示されている。例えば、アクティブ状態１３１は、セルＣｅｌ１の上部のスイッチ（ｆａｕ−Ｎｏ．１）が閉じていて、セルＣｅｌ２の下部のスイッチ（ｆｂｗ−Ｎｏ．３）が閉じていて、且つ、セルＣｅｌ３の上部のスイッチ（ｆｃｕ−Ｎｏ．１）が閉じていることを表す。
【００１９】
３×３制御マトリックス（行列）は、以下の形式をとる。
【数１】
ここで、ａｕ，ａｖ，ａｗは、スイッチｆａｕ，ｆａｖ，ｆａｗの各々のデューティ比であり、
ｂｕ，ｂｖ，ｂｗは、スイッチｆｂｕ，ｆｂｖ，ｆｂｗの各々のデューティ比であり、
ｃｕ，ｃｖ，ｃｗは、スイッチｆｃｕ，ｆｃｖ，ｆｃｗの各々のデューティ比である。
【００２０】
制御マトリックスは、空間ベクトル変調（ＳＶＭ）、ベクトル変調またはインターセクティブ変調のような、様々な方法で得られ得る。
【００２１】
制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は、モーターに加えられる出力電圧を表す。
【００２２】
図２を参照すると、上述したタイプのマトリックスコンバーターにおいて、単一の出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’は、決定された制御法則、例えば図２に示されたＵ／Ｆタイプの法則に従って負荷に供給される電流の周波数ｆｓ（ステーター（固定子）周波数とも呼ばれる）の関数として変化することが知られている。図２において、出力電圧は、出力周波数ｆｓの関数として、単一の入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の８７％（√３／２）にほぼ等しい最大振幅まで増加する。
【００２３】
本発明の原理は、モーターに加えられる電圧の歪みを制限し、且つ、さらに避けながら、負荷に、その振幅が入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の１００％に等しい制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を加えることができることにある。
【００２４】
この目的のため、本発明のマトリックスコンバーターは、その振幅が入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の１００％に等しく、且つ、ネットワークの周波数ｆ２に同期している、出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’を得ることを可能にする特有の制御方法を実行する。本発明の制御方法は、従って、出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’の振幅が入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の８７％の閾値を越えることができるように、実行される。図２は、例えば、破線を介して点Ａ’から点Ｂに達することにある本発明の原理を示す。点Ａ’は、例えば、入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの振幅の８７％に等しい出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’の最大振幅に相当する。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は、出力電圧を表し、従ってネットワークの周波数ｆ２より高い又は低くても良い周波数ｆ１にある。図２において、点Ａ’は、従って、入力電圧の振幅の８７％に等しい出力電圧の振幅を表す水平の破線上のどこへでも位置し得る。
【００２５】
入力電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの１００％に等しい出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’を得るために、本発明の制御方法は、２つのステップ、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の同期および位相整合（phasing）ステップと、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を増幅するステップと、を備える。これらの２つのステップは、順々に、又は、有利な方法では少なくとも一部が同時に、実行され得る。
【００２６】
より正確には、従って、同期、および、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同相に設定するステップと、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の振幅を、入力電圧の振幅の１００％まで増幅するステップと、を備える本発明の制御方法が得られる。
【００２７】
マトリックスコンバーターのベクトル表現において、各々の出力相を異なる入力相に正確に接続できるようにする６つの回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）が存在する。これらの６つの回転ベクトルは、コンバーターの双方向スイッチの次のスイッチングの組み合わせにより定義される：１２３，１３２，２１３，３２１，２３１，３１２。これらの６つの回転ベクトルのうち、３つのベクトル、即ちベクトル（ベクトルＶ１２３，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）は反時計回り（Ｓｒ１、図３及び４）に回転し、且つ、３つの他のもの（ベクトルＶ１３２，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）は時計回り（Ｓｒ２、図４）に回転する。以下の説明では、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は反時計回り（Ｓｒ１）に回転することが任意に仮定されている。その結果、電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）は、ベクトル（ベクトルＶ１２３，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）の中から選択されるであろう。もちろん、もし制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）がネットワークに関して時計回り（Ｓｒ２）に回転すれば（モーターの回転方向の変化）、反対方向に回転する他の３つの電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）（ベクトルＶ１３２，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）も使用できるであろう。
【００２８】
図２において、点Ａ’からＢに直接達する、即ちＡを介さずに達することは、特に、本発明の目的を、モーターの減磁（defluxing）を引き起こすことなく加速度の制限を必然的に含み、達することができるようにする。
【００２９】
理論では、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）によってたどられた軌跡は、この同期時間ｔｓｙｎｃに適合するのに必要な加速度を定義しながら、且つ、出力電圧の歪みを制限し又は更に避けることができる決定された電圧上昇プロファイルに適合しながら、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）をネットワークの周波数ｆ２に至らせることができるようにする、同期時間ｔｓｙｎｃを考慮することでモデル化され得る。
【００３０】
この同期時間ｔｓｙｎｃと、同期時間ｔｓｙｎｃに適合するのに必要な加速度Ａと、を決定するために、モーターが、ネットワークの周波数ｆ２より低い、例えば５０Ｈｚに等しい周波数ｆ１で回転するということが仮定される。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と、回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）中の最も近いものとの間に、従って、
Δｆ＝ｆ２−ｆ１ （１）
に等しい周波数ギャップが存在する。
【００３１】
この周波数ギャップは、最初の瞬間にてΔｆ０に等しく、且つ、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との間の同期に近づく状態でゼロである傾向がある。
【００３２】
さらに、Δθは、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との間に形成された角度を示し、この角度は初期ではΔθ０に等しい。同期および位相整合ステップの目的は、この角度をゼロにすることである。
【００３３】
さらに、Ａを、Ｈｚ／ｓで表され且つ一定と仮定され、モーターに加えられ、それをネットワークの周波数ｆ２に到達するようにする加速度とする。我々は従って、
Δｆ（ｔ）＝Δｆ０−Ａｔ 及び
Δθ（ｔ）＝Δθ０−２πΔｆ０ｔ＋πＡｔ２ （２）
を得る。
【００３４】
システムは、ｔｓｙｎｃが、
【数２】
及び
【数３】
を満たす瞬間に同期される。
【００３５】
従って、
【数４】
を得る。
【００３６】
好ましくは、任意の歪みを避けるために、電圧上昇はΔθがπ／６より小さい時にのみ開始し得る、ということを理解すると、Δθ０＝π／６の時、初期の周波数ギャップΔｆ０の関数として、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との間の同期を達成するのに必要な同期時間ｔｓｙｎｃと加速度Ａとを取り出すことができる。
【数５】
【００３７】
電圧上昇に関しては、制御を飽和状態にすることなく、即ち出力電圧Ｖａｎ’，Ｖｂｎ’，Ｖｃｎ’に歪みをもたらすことなく、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の振幅を増加するための無限の実行可能なプロファイル（profiles）が存在する。このことは、例えば、次の関係を介して、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の振幅を、Δθ＜π／６で、制御電圧ベクトルと選択された回転ベクトルとの間のΔθで表される位相差の関数として表すことを含み得る。
【数６】
Ｖｍａｉｎｓは、ネットワーク電圧の振幅である、選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）の振幅に相当することが分かる。
【００３８】
もしＶｍｏｔ（Δθ）が以上で定義された式（６）で定義されるプロファイルを超えると、モーター制御の周期的な飽和に関係した低周波の歪みが起こるであろう。
【００３９】
実際には、以上で定義された２つのステップが少なくとも一部同時に実行される実行の優先モードに従って、本発明の制御方法は、従来、マトリックス変調で用いられた、即ち、入力電圧と、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）に最も近い３つの回転ベクトル（ベクトルＶ１２３，ベクトルＶ２３１，ベクトルＶ３１２）の中の１つとして定義される回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と、の振幅の８７％に制限された、決定された電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）を用いて制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を再構成することにある。電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）は、例えば、”A novel control method for forced commutated cycloconverters using instantaneous values of input line-to-line voltages”と題され、アキオ イシグロ、タケシ フルハシ及びシゲル オクマにより作成された文献「IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, vol. 38, No.3, June 1991」に記載された方式で用いられたものであり得る。それは、本出願人によりフランスで２００８年１２月１８日にＮｏ．ＦＲ０８５８７５９でファイルされた特許出願に記載された改善された方法のような、任意の他の方式でも用いられ得る。
【００４０】
電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）は、ネットワークの周波数ｆ２にて回転すると共に、その最大振幅は、入力電圧の振幅の８７％に等しい。この電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）は、選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対して、π／３より低い値だけ、好ましくはπ／６だけ、前方に位相シフトされて選択される。電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）及び回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）は、同じ方向（Ｓｒ１）に、例えば５０Ｈｚに等しい周波数ｆ２で回転する。
【００４１】
最初、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は、電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）と一致し（図３）、且つ、これらの２つのベクトルは、従って、選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対してπ／６だけ位相シフトされる。
【００４２】
π／６の最初の位相シフトは、好ましくは、出力電圧の歪みを避けるため、実施されなければならない。このことは、一般的な方法で言うと、本発明の方法が、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる相間の合成電圧の最大値を、入力相間に印加された合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に実行されなければならないことに等しい。
【００４３】
周波数同期、および、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との進行する位相整合（progressive phasing）は、選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）と電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）（図４）から構成される回転基準フレームを考慮することにより実現され、この基準フレームは、従って、それが構成されている２つのベクトルと同一方向に、これら２つのベクトルの周波数ｆ２にて回転している。
【００４４】
上述の理論的な場合を考慮するため、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）は、基準フレームのそれとは反対方向（Ｓｒ２）にΔｆ＝ｆ２−ｆ１に等しい周波数にて回転することが仮定される。
【００４５】
この基準フレームに基づいて、次に、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、基準フレームを形成している選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）及び電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）の関数として表現できる。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の分解は、以下の関係に従って、時間依存関数α（ｔ）を用いて実行される。
【数７】
α＝０は、ベクトルＶｍｏｔ＝ベクトルＶｍａｔｒｉｘである初期状態に対応する。
α＝１は、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）が選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同期し且つ同相である状態、及び、入力電圧のそれと等しい振幅に対応する。
【００４６】
関数α（ｔ）は、例えば、モーターの加速度Ａが線形（linear）であるように選択される。
【００４７】
αを決定するため、初期状態が、ベクトルＶｍｏｔ＝ベクトルＶｍａｔｒｉｘと、２つのベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）及び（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）間に形成される角度Δφと、に対応する、新たな基準フレームが考慮される。
【００４８】
予め、且つ、電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）と選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）との間のπ／６の初期位相シフトΔθ０を考慮することにより定義された角度Δθに関して、従って、以下を得る。
Δφ＝π／６−Δθ （７）
【００４９】
さらに、αは、以下の幾何学的な近似でΔφと関連付けられている。
【数８】
【００５０】
上述の関係（２）に基づいて、時間の関数としての角度Δφの変化は、以下の方法で表現される。
Δφ（ｔ）＝２πΔｆ０ｔ−πＡｔ２ （９）
【００５１】
上述の関係（８）に基づいて、従って、以下を得る。
【数９】
【００５２】
さらに、以上で定義された関係（５）に基づいて、以下を得る。
【数１０】
【００５３】
本発明によれば、初期周波数ギャップΔｆ０を知ることにより、従って、加速度Ａに応じて、時間の関数としてのαの変化に追随することができ、且つ、従って、基準電圧ベクトル（ベクトルＶｍａｔｒｉｘ）と選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）とにより形成された基準フレームにおける制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位置及び振幅を知ることができる。
【００５４】
例えば、もし５０Ｈｚ／ｓの加速度を有することを望むとき、所期周波数ギャップΔｆ０は２．９Ｈｚでなければならない。もし周波数ｆ２が例えば５０Ｈｚに等しいとき、同期化及び位相整合は、従って、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の周波数ｆ１が４７．１Ｈｚにあるときに開始しなければならないであろう。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）に同期化して、そして、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を選択された回転ベクトル（ベクトルＶ３／３）に増幅するのに必要な時間は、従って、５７．７ｍｓであろう。
【００５５】
他の例では、ネットワーク周波数ｆ２に関して６．５Ｈｚの初期周波数ギャップΔｆ０で、もし同期化と位相整合を制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の周波数ｆ１が４３．５Ｈｚ（Ｕ／Ｆ法則の場合）である時より早く開始することが選択されたとき、２５３．５Ｈｚ／ｓの加速度を加えることが必要であろう。出力周波数を６．５Ｈｚ増加させ、且つ、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の振幅を１３％増加させるのに必要な時間ｔｓｙｎｃは、従って、２５ｍｓであろう。
【００５６】
上述したように、制御の飽和なしの電圧上昇を考慮して、プロファイルは以下に繰り返される方程式（６）に従う。
【数１１】
【００５７】
本発明の動作原理は、電圧上昇が同期化及び位相整合と同時である場合において、図５Ａから５Ｃにより図示されている。
【００５８】
図５Ａは、３つの曲線２，２０，２００を用いて時間の関数として３つの単一の入力電圧の変化を、且つ、３つの曲線１，１０，１００を用いて、モーターに加えられるべき制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる３つの単一の出力電圧の変化を、示している。制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる単一の出力電圧を表す曲線１，１０，１００は、次第に単一の入力電圧を表す曲線２，２０，２００に重ねられている、即ち、複数の電圧は同相であり且つ周波数及び振幅に関して互いに同期化している、ということが理解され得る。
【００５９】
図５Ｂは、図５Ａと同じ時間スケールで、モーター供給周波数の変化（evolution）を示している。従って、図５Ａに示されるように電圧は増加し続けている一方、周波数は未だｆ２（５０Ｈｚ）に到達していないことが理解され得る。周波数ｆ２（図５Ｂ）にて、即ち同期にて、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じている単一の電圧は、単一の入力電圧（図５Ａ）の１００％にある。
【００６０】
図５Ｃも、上述の２つの図と同じ時間ウィンドウで、入力相間の合成電圧のエンベロープ４と、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じている相間の合成電圧のエンベロープ３と、を示している。従って、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じている相間の合成電圧の最大値は、常に入力相間の合成電圧の最大値より低く、それにより出力電圧の歪みの無いことを保証できるようにすることが理解され得る。上述したように、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じている合成電圧の最大値は、最初に入力相間の合成電圧の最大値の８７％の上限に達する。その後、本発明の制御方法に基づいて、ｔ＝４６０ｍｓの時、且つ、モーターの供給周波数が従って４６Ｈｚ（図５Ｂ）に等しい時、この値は、次第に増加する。ｔ＝５００ｍｓにて、従って入力電圧の１００％が５０Ｈｚの周波数にて得られる。
【００６１】
本発明の方法は、従って、コンバーターの効率を最大化できるようにする。それは、ダイレクト・マトリックスコンバーターに適合するが、インダイレクト・マトリックスコンバーターには適合しない。この方法は、定格速度における最大モータートルクを増加させることができる一方、モーターの磁束を定格磁束に減少させ、従って、それによりコンバーターの効率を向上する。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３つの入力相（ｕ，ｖ，ｗ）であって、入力電圧を、前記入力相と、電気負荷に接続された３つの出力相（ａ，ｂ，ｃ）と、の間に加えるＡＣ電圧源に接続された、３つの入力相（ｕ，ｖ，ｗ）と、
３つのスイッチングセル（Ｃｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３）に分配される電流と電圧に関して双方向性であると共に、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を前記負荷に加える目的で、１つの出力相を前記入力相のうちの何れか１つに接続するように個々に制御されることを意図された９つの電気スイッチ（ｆａｕ，ｆａｖ，ｆａｗ，ｆｂｕ，ｆｂｖ，ｆｂｗ，ｆｃｕ，ｆｃｖ，ｆｃｗ）と、
を備えるダイレクト・マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置において実行される制御方法であって、
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、前記３つの入力相と前記３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同じ周波数（ｆ２）に、且つ、この回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同相に設定可能にする、同期化および位相整合ステップと、
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、前記入力電圧の振幅の８７％を越え、且つ、最大で前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）の振幅まで増幅するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記同期化および位相整合ステップと、前記増幅ステップは、少なくとも一部が同時に実行される
ことを特徴とする請求項１の方法。
【請求項３】
選択された前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）は、最も近いものであり、且つ、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と同一方向に回転するものである
ことを特徴とする請求項１または請求項２の方法。
【請求項４】
前記増幅ステップは、前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対する前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位相シフトがπ／３より小さい時に開始する
ことを特徴とする請求項１から３の何れかの方法。
【請求項５】
前記増幅ステップは、前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対する前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位相シフトがπ／６より小さい時に開始する
ことを特徴とする請求項１から３の何れかの方法。
【請求項６】
前記増幅ステップ並びに前記位相整合および同期化ステップは、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる合成電圧の最大値を、前記入力相間の合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に、実行される
ことを特徴とする請求項１から３の何れかの方法。
【請求項７】
３つの入力相（ｕ，ｖ，ｗ）であって、入力電圧を、前記入力相と、電気負荷に接続された３つの出力相（ａ，ｂ，ｃ）と、の間に加えるＡＣ電圧源に接続された、３つの入力相（ｕ，ｖ，ｗ）と、
３つのスイッチングセル（Ｃｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３）に分配される電流と電圧に関して双方向性であると共に、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を前記負荷に加える目的で、１つの出力相を前記入力相のうちの何れか１つに接続するように個々に制御されることを意図された９つの電気スイッチ（ｆａｕ，ｆａｖ，ｆａｗ，ｆｂｕ，ｆｂｖ，ｆｂｗ，ｆｃｕ，ｆｃｖ，ｆｃｗ）と、
を備えるマトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置であって、
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、前記入力電圧の振幅の８７％を越え、且つ、最大で、前記３つの入力相と前記３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）の振幅まで増幅し、そして、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同じ周波数（ｆ２）に同期化し、そして、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同相に設定するように設計された制御手段を備える
ことを特徴とする可変速駆動装置。
【請求項８】
選択された前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）は、最も近いものであり、且つ、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と同一方向に回転するものである
ことを特徴とする請求項７の可変速駆動装置。
【請求項９】
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を増幅する前記制御手段は、前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対する前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位相シフトがπ／３より小さい時に起動される
ことを特徴とする請求項７または請求項８の可変速駆動装置。
【請求項１０】
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を増幅する前記制御手段は、前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対する前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位相シフトがπ／６より小さい時に起動される
ことを特徴とする請求項７または請求項８の可変速駆動装置。
【請求項１１】
前記制御手段は、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる合成電圧の最大値を、前記入力相間の合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に、作動させられる
ことを特徴とする請求項７または請求項８の可変速駆動装置。
【請求項１】
３つの入力相（ｕ，ｖ，ｗ）であって、入力電圧を、前記入力相と、電気負荷に接続された３つの出力相（ａ，ｂ，ｃ）と、の間に加えるＡＣ電圧源に接続された、３つの入力相（ｕ，ｖ，ｗ）と、
３つのスイッチングセル（Ｃｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３）に分配される電流と電圧に関して双方向性であると共に、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を前記負荷に加える目的で、１つの出力相を前記入力相のうちの何れか１つに接続するように個々に制御されることを意図された９つの電気スイッチ（ｆａｕ，ｆａｖ，ｆａｗ，ｆｂｕ，ｆｂｖ，ｆｂｗ，ｆｃｕ，ｆｃｖ，ｆｃｗ）と、
を備えるダイレクト・マトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置において実行される制御方法であって、
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、前記３つの入力相と前記３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同じ周波数（ｆ２）に、且つ、この回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同相に設定可能にする、同期化および位相整合ステップと、
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、前記入力電圧の振幅の８７％を越え、且つ、最大で前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）の振幅まで増幅するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記同期化および位相整合ステップと、前記増幅ステップは、少なくとも一部が同時に実行される
ことを特徴とする請求項１の方法。
【請求項３】
選択された前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）は、最も近いものであり、且つ、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と同一方向に回転するものである
ことを特徴とする請求項１または請求項２の方法。
【請求項４】
前記増幅ステップは、前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対する前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位相シフトがπ／３より小さい時に開始する
ことを特徴とする請求項１から３の何れかの方法。
【請求項５】
前記増幅ステップは、前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対する前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位相シフトがπ／６より小さい時に開始する
ことを特徴とする請求項１から３の何れかの方法。
【請求項６】
前記増幅ステップ並びに前記位相整合および同期化ステップは、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる合成電圧の最大値を、前記入力相間の合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に、実行される
ことを特徴とする請求項１から３の何れかの方法。
【請求項７】
３つの入力相（ｕ，ｖ，ｗ）であって、入力電圧を、前記入力相と、電気負荷に接続された３つの出力相（ａ，ｂ，ｃ）と、の間に加えるＡＣ電圧源に接続された、３つの入力相（ｕ，ｖ，ｗ）と、
３つのスイッチングセル（Ｃｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３）に分配される電流と電圧に関して双方向性であると共に、制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を前記負荷に加える目的で、１つの出力相を前記入力相のうちの何れか１つに接続するように個々に制御されることを意図された９つの電気スイッチ（ｆａｕ，ｆａｖ，ｆａｗ，ｆｂｕ，ｆｂｖ，ｆｂｗ，ｆｃｕ，ｆｃｖ，ｆｃｗ）と、
を備えるマトリックスコンバータータイプの可変速駆動装置であって、
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を、前記入力電圧の振幅の８７％を越え、且つ、最大で、前記３つの入力相と前記３つの出力相との間の正確な結合により定義された回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）の振幅まで増幅し、そして、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同じ周波数（ｆ２）に同期化し、そして、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）と同相に設定するように設計された制御手段を備える
ことを特徴とする可変速駆動装置。
【請求項８】
選択された前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）は、最も近いものであり、且つ、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）と同一方向に回転するものである
ことを特徴とする請求項７の可変速駆動装置。
【請求項９】
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を増幅する前記制御手段は、前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対する前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位相シフトがπ／３より小さい時に起動される
ことを特徴とする請求項７または請求項８の可変速駆動装置。
【請求項１０】
前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）を増幅する前記制御手段は、前記回転電圧ベクトル（ベクトルＶ３／３）に対する前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）の位相シフトがπ／６より小さい時に起動される
ことを特徴とする請求項７または請求項８の可変速駆動装置。
【請求項１１】
前記制御手段は、前記制御電圧ベクトル（ベクトルＶｍｏｔ）から生じる合成電圧の最大値を、前記入力相間の合成電圧の最大値より低く各瞬間にて保持している間に、作動させられる
ことを特徴とする請求項７または請求項８の可変速駆動装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【公開番号】特開２０１１−１７２４７７（Ｐ２０１１−１７２４７７Ａ）
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１１−２８６２４（Ｐ２０１１−２８６２４）
【出願日】平成２３年２月１４日（２０１１．２．１４）
【出願人】（５０２３６３１９１）シュネーデル、トウシバ、インベーター、ヨーロッパ、ソシエテ、パル、アクション、セプリフエ (42)
【氏名又は名称原語表記】ＳＣＨＮＥＩＤＥＲ ＴＯＳＨＩＢＡ ＩＮＶＥＲＴＥＲ ＥＵＲＯＰＥ ＳＡＳ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月１日（２０１１．９．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２８６２４（Ｐ２０１１−２８６２４）
【出願日】平成２３年２月１４日（２０１１．２．１４）
【出願人】（５０２３６３１９１）シュネーデル、トウシバ、インベーター、ヨーロッパ、ソシエテ、パル、アクション、セプリフエ (42)
【氏名又は名称原語表記】ＳＣＨＮＥＩＤＥＲ ＴＯＳＨＩＢＡ ＩＮＶＥＲＴＥＲ ＥＵＲＯＰＥ ＳＡＳ
【Ｆターム（参考）】
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