マルチバンドドハティ増幅器
【課題】複数の周波数に対して十分な動作性能を得ることが可能なドハティ増幅器を提供する。
【解決手段】入力信号を二つに分配する分配器と、分配器で分配された一方の信号を増幅するキャリア増幅器と、分配された他方の信号を遅延させる遅延器と、遅延器の出力信号を増幅するピーク増幅器と、キャリア増幅器の出力端に接続され、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換器と、ピーク増幅器の出力信号とインピーダンス変換器の出力信号とを合成する合成器と、を含み、遅延器の電気長がインピーダンス変換器の電気長と略同一であり、インピーダンス変換器が、Ｎ（Ｎ≧２）種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成を有し、当該Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。
【解決手段】入力信号を二つに分配する分配器と、分配器で分配された一方の信号を増幅するキャリア増幅器と、分配された他方の信号を遅延させる遅延器と、遅延器の出力信号を増幅するピーク増幅器と、キャリア増幅器の出力端に接続され、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換器と、ピーク増幅器の出力信号とインピーダンス変換器の出力信号とを合成する合成器と、を含み、遅延器の電気長がインピーダンス変換器の電気長と略同一であり、インピーダンス変換器が、Ｎ（Ｎ≧２）種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成を有し、当該Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信機用高効率電力増幅器に関し、特に、ドハティ増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
送信増幅器の高効率化を達成する構成として、動作級の異なる二つの増幅回路を並列に構成したドハティ増幅器構成が知られている（例えば、非特許文献１参照）。図１０に、従来のドハティ増幅器の基本的な構成を示す。
図１０に示すように、従来のドハティ増幅器１００は、入力信号を二つに分配する分配器１０１と、分配器１０１での分配信号の一方が入力されるキャリア増幅器１０２と、分配器１０１での分配信号の他方が入力される１／４波長線路１０４と、１／４波長線路１０４の出力信号が入力されるピーク増幅器１０５と、キャリア増幅器１０２の出力信号が入力される１／４波長線路１０３と、１／４波長線路１０３の出力信号とピーク増幅器１０５の出力信号とを合成する合成器１０６とから構成される。
【０００３】
ここで、キャリア増幅器１０２は、例えばＡＢ級やＢ級の増幅器であり、ピーク増幅器１０５は、例えばＣ級の増幅器である。また、ピーク増幅器１０５は、キャリア増幅器１０２の飽和時に動作するように設定される。これにより、入力信号の電流値が十分に低い場合には、ドハティ増幅器１００は、キャリア増幅器１０２のみによって入力信号を増幅する。一方、キャリア増幅器１０２が飽和する程度に入力信号の電流値が高い場合には、ドハティ増幅器１００は、キャリア増幅器１０２とピーク増幅器１０５とによって各分配信号を増幅し、各増幅信号を合成器１０６にて合成する。
【０００４】
このように、ドハティ増幅器１００は、入力信号の電流値が低い場合にピーク増幅器１０５が動作せず、これによって消費電力を節約する。さらに、入力信号の電流値が高い場合に、キャリア増幅器１０２とピーク増幅器１０５とが動作し、２つの増幅出力を合成することで飽和電力が大きな増幅を行う。これらにより、全体としての高い効率を実現している。
【０００５】
また、ドハティ増幅器１００は、キャリア増幅器１０２の出力側に１／４波長線路１０３を有している。この１／４波長線路１０３の機能により、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスは、ピーク増幅器１０５のＯＮ／ＯＦＦに応じて変化する。これにより、ドハティ増幅器１００の効率をより一層向上させている。以下、この理由を簡単に説明する。
【０００６】
まず、説明の簡略化のため、ドハティ増幅器１００の１／４波長線路１０３が無損失分布定数線路であると仮定する。一般に、無損失分布定数線路には、以下の関係が成り立つ。
【数１】
なお、Ｖ０，Ｉ０は、それぞれ、当該無損失分布定数線路の入力端での電圧値及び電流値である。また、ＶＬ，ＩＬは、それぞれ、当該無損失分布定数線路の出力端での電圧値及び電流値である。さらに、βは、周波数に依存する位相定数であり、Ｌは線路長である。また、ｊは虚数単位であり、Ｒ０は、当該無損失分布定数線路の特性インピーダンスである。
【０００７】
１／４波長線路１０３の場合、βＬ＝π／２を満たすため、１／４波長線路１０３には、以下の関係が成り立つ。
【数２】
また、１／４波長線路１０３とピーク増幅器１０５との接合部からみたドハティ増幅器１００出力側の負荷インピーダンスがＲ０／２であるとき、１／４波長線路１０３は、特性インピーダンスがＲ０となるように設定される。
【０００８】
ドハティ増幅器１００の入力信号の電流値が低く、ピーク増幅器１０５がＯＦＦの場合、ピーク増幅器１０５の出力インピーダンスは、理想的には無限大となる。この場合、１／４波長線路１０３の出力端からみた負荷インピーダンスＶＬ／ＩＬはＲ０／２となる。この場合、式（２）より、
R0/2=VL/IL={j・R0・I0}/{(j・V0)/R0}= R02・(I0/V0) …(3)
が成り立つ。そして、式（３）を変形すると、
V0/I0=2R0 …(4)
となる。これは、１／４波長線路１０３の入力端、すなわち、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスが２Ｒ０となることを示している。
【０００９】
一方、入力信号の電流値が高く、ピーク増幅器１０５がＯＮの場合、キャリア増幅器１０２とピーク増幅器１０５とが並列に動作し、両方の増幅器の出力信号が合成される。この場合、１／４波長線路１０３の出力端の負荷インピーダンスＶＬ／ＩＬはＲ０となり、ピーク増幅器１０５の出力端からみた負荷インピーダンスもＲ０となる。この場合、式（２）より、
R0=VL/IL={j・R0・I0}/{(j・V0)/R0}= R02・(I0/V0) …(5)
が成り立つ。そして、式（５）を変形すると、
V0/I0=R0 …(6)
となる。これは、１／４波長線路１０３の入力端、すなわち、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスがＲ０となることを示している。
【００１０】
このように、ピーク増幅器１０５がＯＦＦの場合、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスは２Ｒ０となり、ピーク増幅器１０５がＯＮである場合、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスはＲ０となる。
ここで、キャリア増幅器１０２は、出力端からみた負荷インピーダンスが２Ｒ０の際、飽和電力は小さいが効率がよくなるように設計されている。その結果、入力信号の電流値が小さく、ピーク増幅器１０５がＯＦＦの場合において、ドハティ増幅器１００の高効率増幅動作が実現される。
【００１１】
一方、キャリア増幅器１０２及びピーク増幅器１０５は、共に、出力端からみた負荷インピーダンスがＲ０の際、飽和電力が最大となるように設計されている。その結果、ピーク増幅器１０５がＯＮの際には、ドハティ増幅器１００は、飽和電力が大きな増幅動作を行うことができ、線形な増幅動作を行うことができる。なお、ここで、キャリア増幅器１０２は飽和増幅動作を行っていることから、その分、ピーク増幅器１０５に入力される電流量が低減され、ピーク増幅器１０５が飽和してしまうことをさらに抑制できる。
【非特許文献１】W. H. Doherty, "A new high efficiency power amplifier for modulated waves", Proc. IRE, Vol. 24, No. 9, pp. 1163-1182, Sept. 1936.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
このように、従来のドハティ増幅器１００の特徴は、ピーク増幅器１０５のＯＮ／ＯＦＦ動作と、１／４波長線路１０３によるインピーダンス変換回路を用いた高効率増幅動作とにある。ここで、式（１）に示した通り、１／４波長線路１０３の入力端のインピーダンスＶ０／Ｉ０と、出力端のインピーダンスＶＬ／ＩＬとの関係は、伝送信号の周波数に依存する（位相定数βが周波数に依存するため）。従来のドハティ増幅器１００では、１つの周波数（例えば、信号増幅すべき周波数帯域の中心周波数）において、１／４波長線路１０３が所望のインピーダンス変換を行うように１／４波長線路１０３が設計されていた。そのため、その周波数帯域以外の周波数の信号については、１／４波長線路１０３は所望のインピーダンス変換を行わない。この場合、キャリア増幅器１０２出力とピーク増幅器105出力の合成が最適でなくなり、ドハティ増幅器１００の動作が不完全となる。
【００１３】
図１１は、設計周波数２ＧＨｚにおいて所望のインピーダンス変換を行うように設計された１／４波長線路１０３のキャリア増幅器１０２側（Port1）の入力インピーダンス（振幅（mag）と位相（Phase）とを表現）を示すグラフである。図１１に示すように、このように設計された１／４波長線路１０３の入力インピーダンスは、設計周波数２ＧＨｚでは設計値１００Ohmとなっているが、それ以外の周波数では設計値１００Ohmとはならない。
【００１４】
このように、従来のドハティ増幅器１００では、１／４波長線路１０３の設計周波数に応じ、ドハティ増幅器１００として動作する周波数帯域が決まっていた。このため、従来のドハティ増幅器１００では、設計周波数以外の周波数（式（１）におけるβＬがπ／２の偶数倍である場合を除く）に対しては、十分な動作を行うことができなかった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、複数の周波数に対して十分な動作性能を得ることが可能なドハティ増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明では上記課題を解決するために、入力信号を二つに分配する分配器と、分配器の一方の出力端に接続され、分配器で分配された一方の信号を増幅するキャリア増幅器と、分配器の他方の出力端に接続され、分配された他方の信号を遅延させる遅延器と、遅延器の出力端に接続され、その出力信号を増幅するピーク増幅器と、キャリア増幅器の出力端に接続され、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換器と、ピーク増幅器の出力端とインピーダンス変換器の出力端とに接続され、ピーク増幅器の出力信号とインピーダンス変換器の出力信号とを合成する合成器と、を含み、遅延器の電気長がインピーダンス変換器の電気長と略同一であり、インピーダンス変換器が、Ｎ（Ｎ≧２）種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成を有し、当該Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う、マルチバンドドハティ増幅器が提供される。
【００１６】
なお、「遅延器の電気長がインピーダンス変換器の電気長と略同一」とは、遅延器の電気長がインピーダンス変換器の電気長と同一であること、及び、これらがマルチバンドドハティ増幅器として所望の性能が得られる程度に近似していること、を意味する。また、「Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う」とは、Ｎ種類の周波数について、同一のインピーダンスに変換を行うこと、及び、マルチバンドドハティ増幅器として所望の性能が得られる程度に、Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンスに変換を行うこと、を意味する。さらに、インピーダンス変換器が「Ｎ種類の周波数について、同一のインピーダンス変換を行う」とは、インピーダンス変換器の一端のインピーダンスがαである場合に、当該インピーダンス変換器の他端のインピーダンスがβであるといった関係が、当該Ｎ種類の周波数について成り立つことを意味する。
【００１７】
ここで、このようなインピーダンス変換器は、Ｎ種類（Ｎ≧２）の周波数について、キャリア増幅器の出力端からみた負荷インピーダンスを略同一値にする。これにより、当該Ｎ種類の周波数について、キャリア増幅器を最適に動作させることができ、結果的に、複数の周波数に対して十分な動作を行うことが可能なドハティ増幅器を実現できる。また、インピーダンス変換器と電気長が略同一の遅延器をインピーダンス変換器と並列に接続することにより、インピーダンス変換器による信号の遅延を補正できる。
【００１８】
また、本発明において、遅延器は、インピーダンス変換器と構成が相違する遅延線路であってもよい。遅延器は、ピーク増幅器側の信号の位相を、インピーダンス変換器による位相遅延と同じだけ遅延させるものであれば足りる。よって、遅延器として上述のインピーダンス変換器と同一構成のものを用いる必要はなく、幅広い自由度のもと設計を行うことが可能である。
【００１９】
また、本発明において好ましくは、合成器は、ピーク増幅器の出力端とインピーダンス変換器の出力端とが接合された接合部に、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成を有する。そして、このＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。
【００２０】
このような合成器を用いることにより、上述のＮ種類の周波数について、当該接合部からみた負荷インピーダンスを略同一値にできる。これにより、当該Ｎ種類の周波数について、キャリア増幅器をより最適に動作させることができ、結果的に、複数の周波数に対し、十分な動作を行うことが可能なドハティ増幅器を実現できる。
【００２１】
また、本発明において好ましくは、合成器が有するＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、ピーク増幅器がＯＮの場合に、Ｎ種類の周波数について、接合部からみた負荷インピーダンスを、当該接合部からみた出力インピーダンスに整合させる。
これにより、マルチバンドドハティ増幅器にとって重要なピーク増幅器がＯＮの際の動作効率を向上させることができる。
【発明の効果】
【００２２】
以上のように、本発明のマルチバンドドハティ増幅器では、複数の周波数に対して十分な動作性能を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明を実施するための最良の形態を図面を参照して説明する。
〔構成〕
図１は、本形態におけるマルチバンドドハティ増幅器１０の構成を例示したブロック図である。
図１に例示するマルチバンドドハティ増幅器１０は、入力信号を二つに分配する分配器１１と、分配器１１の一方の出力端に接続され、分配器１１で分配された一方の信号を増幅するキャリア増幅器１２と、分配器１１の他方の出力端に接続され、分配された他方の信号を遅延させる遅延器である遅延線路１４と、遅延線路１４の出力端に接続され、その出力信号を増幅するピーク増幅器１５と、キャリア増幅器１２の出力端に接続され、インピーダンス変換を行う多周波帯用インピーダンス変換器１３と、ピーク増幅器１５の出力端と多周波帯用インピーダンス変換器１３の出力端とに接続され、ピーク増幅器１５の出力信号と多周波帯用インピーダンス変換器１３の出力信号とを合成する多周波帯用合成器１６とを有する。
【００２４】
＜分配器１１＞
分配器１１は、例えば、Ｎ個（Ｎ≧２）の周波数帯で均等に電力分配できるウイルキンソン電力分配器又は方向性結合器等によって構成できる。具体的には、各周波数帯の各中心周波数比が２以下であれば、例えば、プランチ型方向性結合器や結合型方向性結合器や設計が最適化されたウイルキンソン電力分配器等により分配器１１を構成することができる。また、各周波数帯の各中心周波数比が２以上であれば、マルチセクション結合型方向性結合器やマルチセクションウイルキンソン電力分配器等により分配器１１を構成できる。マルチバンドドハティ増幅器１０の増幅特性を考慮すると、分配器１１は、なるべく電力を等分配する構成であることが望ましい。しかし、分配器１１が、電力を完全に等分配しなくても、キャリア増幅器１２又はピーク増幅器１５の利得を調整することにより、分配器１１の分配誤差を補正することもできる。この場合、分配器１１の設計の自由度が高まり、分配器１１を容易に具体化できる。
【００２５】
＜多周波帯用インピーダンス変換器１３＞
図２（ａ）は、図１に示したマルチバンドドハティ増幅器１０が具備する多周波帯用インピーダンス変換器１３の構成を例示した概念図である。
図２（ａ）に例示するように、多周波帯用インピーダンス変換器１３は、Ｎ種類（Ｎ≧２）のインピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１〜Ｎを従続接続した構成である。そして、この多周波帯用インピーダンス変換器１３は、当該Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。なお、「略同一」及び「同一インピーダンス変換」の意義は、前述した通りである。
【００２６】
このような多周波帯用インピーダンス変換器１３の構成は、例えば、以下の参考文献１に開示されている。
参考文献１：Cesar Monzon, "A small dual-frequency transformer in two section", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 51, No.4, pp. 1157-1161, Apr. 2003
図２（ｂ）は、Ｎ＝２の場合における多周波帯用インピーダンス変換器１３の構成例を示す図である。
【００２７】
図２（ｂ）に例示した多周波帯用インピーダンス変換器１３は、相互に線幅が異なる２種類のインピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１，２をＰｏｒｔ１側から従続接続した構成である。ここで例示する多周波帯用インピーダンス変換器１３は、比誘電率が２．２の誘電体基板上に形成されたマイクロストリップラインである。この例の場合、インピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１は、特性インピーダンスが７９Ｏｈｍの線路であり、インピーダンス変換用伝送線路１３ａ−２は、特性インピーダンスが６３．６Ｏｈｍの線路であり、各インピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１，２の長手方向の長さは、それぞれ５０ｍｍである。このように構成された多周波帯用インピーダンス変換器１３は、１ＧＨｚと２ＧＨｚの２種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。すなわち、Ｐｏｒｔ１のインピーダンスが１００Ｏｈｍである場合にＰｏｒｔ２側のインピーダンスが５０Ｏｈｍとなる関係が、信号の周波数が１ＧＨｚである場合と２ＧＨｚである場合とで成り立つ。
【００２８】
なお、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３は、誘電体基板上に形成したマイクロストリップラインであったが、多周波帯用インピーダンス変換器１３の構成は、これに限定されない。即ち、ストリップラインやコプレナーウェーブガイド等によって、多周波帯用インピーダンス変換器１３を構成してもよい。
【００２９】
図４は、従来のインピーダンス変換器と、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３のＳ２２特性（反射特性）の計算シミュレーション結果を示すグラフである。なお、この例の従来のインピーダンス変換器は、周波数２ＧＨｚにおいて、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスが１００Ｏｈｍである場合にＰｏｒｔ２側のインピーダンスが５０Ｏｈｍとなる１／４波長線路である。
【００３０】
図４に例示するように、信号の周波数が２ＧＨｚである場合、従来のインピーダンス変換器も、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３も、Ｓ２２特性は−４０ｄＢ以下である。これは、信号の周波数が２ＧＨｚである場合、何れのインピーダンス変換器でもインピーダンス整合がよくとれていることを示している。
【００３１】
これに対し、信号の周波数が１ＧＨｚである場合、従来のインピーダンス変換器でのＳ２２特性は−１３ｄＢ程度であり、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３でのＳ２２特性は−４５ｄＢ程度である。これは、信号の周波数が１ＧＨｚである場合、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３では、インピーダンス整合がよくとれているが、従来のインピーダンス変換器では、インピーダンス整合がよくとれていないことを示している。
【００３２】
図５は、従来のインピーダンス変換器と、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３との、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスの周波数特性を例示したグラフである
なお、このグラフは、各インピーダンス変換器のＰｏｒｔ２側のインピーダンスが５０Ｏｈｍである場合のデータを示す。
図５に例示するように、信号の周波数が２ＧＨｚである場合、従来のインピーダンス変換器（従来構成）も、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３（考案構成）も、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスは、大きさ１００Ｏｈｍ、偏角０ｄｅｇとなっている。
【００３３】
一方、信号の周波数が１ＧＨｚである場合、従来のインピーダンス変換器におけるＰｏｒｔ１側のインピーダンスは、大きさ５０Ｏｈｍ、偏角３５ｄｅｇとなっている。このように、従来のインピーダンス変換器では、Ｐｏｒｔ２側の所定のインピーダンスに対し、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスが、周波数に応じて変化する。これは、従来の１／４波長線路によるインピーダンス変換器では、複数の周波数（この例では１ＧＨｚと２ＧＨｚ）において、インピーダンス整合を行うことができないことを示している。
【００３４】
これに対し、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３では、信号の周波数が１ＧＨｚである場合にも、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスは、大きさ１００Ｏｈｍ、偏角０ｄｅｇとなっている。これは、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３では、複数の周波数（この例では１ＧＨｚと２ＧＨｚ）において、インピーダンス整合を行うことが可能であることを示している。
【００３５】
また、このような多周波帯用インピーダンス変換器１３を用いた場合、複数の周波数（この例では１ＧＨｚと２ＧＨｚ）に対し、キャリア増幅器１２の出力側からみた負荷インピーダンスは略同一の複素数値となる。そのため、その負荷インピーダンスに対してキャリア増幅器１２が高効率動作するようにキャリア増幅器１２を設定すれば、それら複数の周波数における高効率増幅が可能となる。
【００３６】
＜遅延線路１４＞
遅延線路１４は、インピーダンス変換器１３と略同一の電気長に構成される。これにより、ピーク増幅器１５側の信号の位相を、インピーダンス変換器１３の電気長分だけ遅延させ、キャリア増幅器１２側の信号とピーク増幅器１５側の信号との位相とを一致させることができる。なお、ここでの「略同一」の意義は前述した通りである。また、遅延線路１４には、インピーダンス変換器１３と同一の構成の線路を用いてもかまわないが、特にその必要はなく、インピーダンス変換器１３と略同一の電気長をもつ線路であれば、例えば、特性インピーダンス５０Ｏｈｍの線路等どのようなものを用いてもよい。ピーク増幅器１５の入力端側でのインピーダンスの不整合は、ピーク増幅器15の内部整合回路によりマルチバンドドハティ増幅器１０の動作に大きな影響を与えないからである（これを示すデータについては後述する）。また、インピーダンス変換器１３の実装形態も特に限定はなく、絶縁体基板にマイクロストリップライン、ストリップライン、コプレナーウェーブガイド等を形成して実装してもよいし、分配器１１にインピーダンス変換器１３を取り込む構成としてもよい。
【００３７】
＜キャリア増幅器１２＞
キャリア増幅器１２は、上述したＮ個の周波数をそれぞれ中心周波数とするＮ周波数帯で利得が得られる増幅器である。キャリア増幅器１２のバイアス電圧は、一般にＡＢ級又はB級に設定されている。キャリア増幅器１２に使用されるマイクロ波半導体には、少なくとも上記のＮ周波数帯で十分な小信号利得を持つデバイスを使用する。例えば、１ＧＨｚと２ＧＨｚとをそれぞれ中心周波数とする２つの周波数帯で増幅する場合（Ｎ＝２）には、Ｃバンドまで増幅できるGaAs MESFET等を使用することができる。
【００３８】
また、キャリア増幅器１２は、上記のＮ周波数帯で必要な利得が得られるように、その入力整合回路及び出力整合回路の構成が決められる。これにより、キャリア増幅器１２は、上記のＮ周波数帯で必要な利得を得ることができる。なお、各周波数帯で利得差があっても、各利得差が、マルチバンドドハティ増幅器１０として要求される特性を得られる範囲内のものであれば、特に問題はない。
【００３９】
＜ピーク増幅器１５＞
ピーク増幅器１５は、上記のＮ周波数帯で利得が得られる増幅器である。ピーク増幅器１５のバイアス電圧は、一般にキャリア増幅器１２のバイアス電圧よりも深く設定される（例えばＣ級にバイアスされる）。ピーク増幅器１５に使用されるマイクロ波半導体は、キャリア増幅器１２と同一の基準で選択される。
【００４０】
また、ピーク増幅器１５は、上記のＮ周波数帯で必要な利得が得られるように、その入力整合回路及び出力整合回路の構成が決められる。これにより、ピーク増幅器１５は、上記のＮ周波数帯で必要な利得を得ることができる。なお、各周波数帯で利得差があっても、各利得差が、マルチバンドドハティ増幅器１０として要求される特性を得られる範囲内のものであれば、特に問題はない。
【００４１】
＜多周波帯用合成器１６＞
多周波帯用合成器１６は、多周波帯用インピーダンス変換器１３の出力端とピーク増幅器１５の出力端とが接合され、その接合部に、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成からなる。そして、このＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、上記のＮ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。このような構成の詳細は、例えば、前述の参考文献１に開示されている。
【００４２】
この多周波帯用合成器１６により、上記のＮ種類の周波数について、上記の接合部からみたキャリア増幅器１２及びピーク増幅器１５側の出力インピーダンスを、その接合部からみた負荷インピーダンスに整合させることができる。なお、上記の接合部からみたキャリア増幅器１２及びピーク増幅器１５側の出力インピーダンスは、ピーク増幅器１５がＯＦＦであるとき（理想的には、ピーク増幅器１５の出力インピーダンスは無限大）と、ＯＮであるときとで異なる。そのため、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成によって、ピーク増幅器１５がＯＦＦであるときとＯＮであるときの両方の場合に、完全なインピーダンス整合を行うことはできない。本形態の多周波帯用合成器１６は、ピーク増幅器１５がＯＮの場合に、上述のＮ種類の周波数について、上記接合部からみた負荷インピーダンスを、当該接合部からみたキャリア増幅器１２及びピーク増幅器１５側の出力インピーダンスに整合させる構成とする。マルチバンドドハティ増幅器１０にとっては、ピーク増幅器がＯＦＦであるときの動作性能よりも、ピーク増幅器がＯＮであるときの動作効率のほうが重要だからである。
【００４３】
図３（ａ）は、Ｎ＝２の場合における多周波帯用合成器１６の構成例を示す図である。
図３（ａ）に例示した多周波帯用合成器１６は、相互に線幅が異なる２種類のインピーダンス変換用伝送線路１６ａ−１，２をＰｏｒｔ１側から従続接続した構成である。ここで例示する多周波帯用合成器１６は、比誘電率が２．２の誘電体基板上に形成されたマイクロストリップラインである。この例の場合、インピーダンス変換用伝送線路１６ａ−１は、特性インピーダンスが３１．４６Ｏｈｍの線路であり、インピーダンス変換用伝送線路１６ａ−２は、特性インピーダンスが３９．７８Ｏｈｍの線路であり、各インピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１，２の長手方向の長さは、それぞれ５０ｍｍである。このように構成された多周波帯用合成器１６は、１ＧＨｚと２ＧＨｚの２種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。すなわち、Ｐｏｒｔ２側のインピーダンスが５０Ｏｈｍである場合にＰｏｒｔ１のインピーダンスが２５Ｏｈｍとなる関係が、信号の周波数が１ＧＨｚである場合と２ＧＨｚである場合とで成り立つ。
【００４４】
なお、図３（ａ）の多周波帯用合成器１６は、誘電体基板上に形成したマイクロストリップラインであったが、多周波帯用合成器１６の構成は、これに限定されない。即ち、ストリップラインやコプレナーウェーブガイド等によって、多周波帯用合成器１６を構成してもよい。
図３（ｂ）は、図３（ａ）の例の多周波帯用合成器１６の接続構成を示す図である。
図３（ｂ）に示すように、図３（ａ）の例の多周波帯用合成器１６のＰｏｒｔ１側の一端は、多周波帯用インピーダンス変換器１３の出力端とピーク増幅器１５の出力端との接合部に接続され、他端はマルチバンドドハティ増幅器１０の外部負荷（５０Ｏｈｍ）に接続される。これにより、図３（ａ）の例の多周波帯用合成器１６は、１ＧＨｚと２ＧＨｚの２種類の周波数について、上記の接合部からみた負荷インピーダンスを２５Ｏｈｍに変換し、ピーク増幅器１５がＯＮのときの上記の接合部からみた入力インピーダンスと整合させる。
【００４５】
〔シミュレーション結果１〕
以下に、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と従来のドハティ増幅器の計算機シミュレーション結果を示す。なお、以下のシミュレーション結果は、Ｎ＝２の場合のものであり、多周波帯用インピーダンス変換器１３として図２（ｂ）に例示したものを用い、多周波帯用合成器１６として図３に例示したものを用いたものである。また、ここでは、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０及び従来のドハティ増幅器とも、キャリア増幅器とピーク増幅器には、Ｃバンド用GaAs MESFETを用いることとした。また、入力信号はＣＷ１波（搬送波）とした。
【００４６】
図６（ａ）は、入力信号のシミュレーション周波数１ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、の入出力特性を示したグラフである。図６（ａ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸は出力電力を示す。
図６（ａ）に示す通り、入力信号のシミュレーション周波数１ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と従来のドハティ増幅器の入出力特性は、ほぼ同一であり、飽和出力３２ｄＢｍ、利得１０ｄＢ程度である。
【００４７】
また、図６（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数２ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、の入出力特性を示したグラフである。図６（ｂ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸は出力電力を示す。
図６（ｂ）に示す通り、入力信号のシミュレーション周波数２ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と従来のドハティ増幅器の入出力特性も、ほぼ同一である。
【００４８】
図７（ａ）は、入力信号のシミュレーション周波数１ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、のドレイン効率特性を示したグラフである。図７（ａ）における横軸は、それぞれの入力電力を示し、縦軸はそれらに対するドレイン効率を示す。
【００４９】
図７（ａ）に示すように、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合、設計周波数が１ＧＨｚである従来ドハティ増幅器の最大ドレイン効率は６０％程度であり、設計周波数が２ＧＨｚである従来ドハティ増幅器の最大ドレイン効率は５０％程度である。これに対し、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の最大ドレイン効率は６７．１%と非常に高い。
【００５０】
図７（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数２ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、のドレイン効率特性を示したグラフである。図７（ｂ）における横軸は、それぞれの入力電力を示し、縦軸はそれらに対するドレイン効率を示す。
【００５１】
図７（ａ）に示すように、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合、設計周波数が１ＧＨｚである従来ドハティ増幅器の最大ドレイン効率は４０％程度であり、設計周波数が２ＧＨｚである従来ドハティ増幅器の最大ドレイン効率は６６％程度である。これに対し、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の最大ドレイン効率は６２．４%である。
【００５２】
図７から、従来ドハティ増幅器は、入力信号のシミュレーション周波数と設計周波数とが一致する場合には、60%以上の高い最大ドレイン効率を示すが、入力信号のシミュレーション周波数と設計周波数とが異なる場合には、ドハティ増幅器特有の高い最大ドレイン効率が得られない。これに対し、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚの場合にも２ＧＨｚの場合にも、62%以上の高いドレイン効率が得られている。これらより、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の構成が、従来ドハティ増幅器よりも有効であることがいえる。
【００５３】
上記図６及び図７の計算機シミュレーションの結果より、以下のことが言える。
図６から、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器、及び設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器のいずれも、十分な利得が得られていることが分かる。これは、上述の計算機シミュレーションでは、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０及び従来のドハティ増幅器とも、キャリア増幅器とピーク増幅器としてＣバンド用GaAs MESFETを用いることを前提にしており、検討した１ＧＨｚ及び２ＨＧｚにおいて小信号利得が十分に得られていたからである。
【００５４】
しかし、図７に示した通り、従来ドハティ増幅器は、入力信号のシミュレーション周波数と設計周波数とが異なる場合には、ドハティ増幅器特有の高い最大ドレイン効率が得られなかった。これは、従来ドハティ増幅器では、入力信号のシミュレーション周波数と設計周波数とが異なる場合には、キャリア増幅器出力信号とピーク増幅器出力信号とを同相合成できないためである。これに対し、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の場合、検討した１ＧＨｚ及び２ＨＧｚにおいて、十分な最大ドレイン効率が得られている。
【００５５】
また、ここで例示したマルチバンドドハティ増幅器１０の遅延線路１４は、単なる５０Ｏｈｍ線路であり、多周波帯用インピーダンス変換器１３のように複数の周波数（この例では、１ＧＨｚと２ＧＨｚ）で略同一のインピーダンス変換特性を持つものではない。それにも拘わらず、ここで例示したマルチバンドドハティ増幅器１０は、検討した１ＧＨｚ及び２ＨＧｚにおいて、十分な最大ドレイン効率が得られている。これにより、信号の周波数の違いに起因するピーク増幅器１５の入力端でのインピーダンス不整合は、マルチバンドドハティ増幅器１０の動作効率には殆ど影響しないことがわかる。すなわち、必ずしも、遅延線路１４の代わりに、多周波帯用インピーダンス変換器１３と同じ構成の遅延器を用いる必要はない。
【００５６】
〔シミュレーション結果２〕
次に、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の多周波帯用合成器１６の代わりに、１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）を用いた構成（検討構成）の計算機シミュレーション結果を示す。なお、以下のシミュレーション結果は、Ｎ＝２の場合のものであり、多周波帯用インピーダンス変換器１３には、図２（ｂ）に例示したものを用いた。また、ここで比較対象とする従来のドハティ増幅器は、キャリア増幅器側のインピーダンス変換器が１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）であり、ピーク増幅器の入力側に１／４波長線路が接続され、１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）を具備する合成器を用いたものとする。さらに、ここでは、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０及び従来のドハティ増幅器とも、キャリア増幅器とピーク増幅器には、Ｃバンド用GaAs MESFETを用いることとした。また、入力信号はＣＷ１波とした。
【００５７】
まず、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の多周波帯用合成器１６の代わりに、１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）を用い、遅延線路１４として図２（ｂ）の多周波帯用インピーダンス変換器１３と同じ構成のものを用いた構成（検討構成１）の計算機シミュレーション結果を示す。
【００５８】
図８（ａ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）の入出力特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）の入出力特性と、を示したグラフである。図８（ａ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸は出力電力を示す。また、図８（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）のドレイン効率特性と、入力信号のシミュレーション周波数２ＧＨｚにおける、検討構成１（検討構成１ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）のドレイン効率特性と、を示したグラフである。図８（ｂ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸はドレイン効率を示す。
【００５９】
図８に示すように、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合、検討構成１は従来構成に比較して、入力電力１０ｄＢｍに対する出力電力が２ｄＢ、ドレイン効率が１０％劣化している。また、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合、検討構成１と従来構成との出力電力特性はほぼ一致しているが、検討構成１は従来構成に比較し、飽和点でのドレイン効率効率が１０％程度改善している。しかし、何れの構成も、１ＧＨｚと２ＧＨｚで高効率増幅が達成されていない。
【００６０】
次に、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の多周波帯用合成器１６の代わりに、１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）を用い、遅延線路１４として５０Ｏｈｍの遅延線路を用いた構成（検討構成２）の計算機シミュレーション結果を示す。
【００６１】
図９（ａ）は、入力信号のシミュレーション周波数１ＧＨｚにおける、検討構成２（検討構成２ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）の入出力特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）の入出力特性と、を示したグラフである。図９（ａ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸は出力電力を示す。また、図９（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ １ＧＨｚ）と、従来構成（検討構成２ １ＧＨｚ）のドレイン効率特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）のドレイン効率特性と、を示したグラフである。図９（ｂ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸はドレイン効率を示す。
【００６２】
図９に示すように、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合、検討構成２は従来構成に比較し、入出力電力効率とドレイン効率効率とがわずかに劣化している。一方、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合には、これらはほぼ同等である。しかし、何れの構成も、１ＧＨｚと２ＧＨｚで高効率増幅が達成されていない。
【００６３】
上記図８及び図９の計算機シミュレーションの結果より、以下のことが言える。
マルチバンドドハティ増幅器１０の合成器として、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した多周波帯用合成器１６を採用した場合、合成器に単なる１／４波長線路を用いる場合に比べ、複数周波数（この例では１ＧＨｚと２ＧＨｚ）における高効率増幅性能が向上する。
また、入出力特性と効率特性とを総合判断すると、ピーク増幅器入力側の遅延器として多周波帯用インピーダンス変換器１３と同じ構成ものを用いた場合と、単なる遅延線路（例えば、５０Ｏｈｍ線路）を用いた場合との間で、大きな性能の差はない。
【００６４】
なお、本発明は上述の実施の形態に限定されるものではない。例えば、上述の実施の形態では、Ｎ＝２、設計周波数１ＧＨｚ，２ＧＨｚの場合のマルチバンドドハティ増幅器のシミュレーション結果を示したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、Ｎは３以上の自然数であってもよいし、マルチバンドドハティ増幅器の設計周波数は、１ＧＨｚや２ＧＨｚを含んでいても、含んでいなくてもよい。その他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明のマルチバンドドハティ増幅器の産業上の利用分野としては、例えば、複数の周波数帯において、信号振幅の平均値と最大値が大きく異なる信号を増幅する通信システムを例示できる。上述のように、本発明のマルチバンドドハティ増幅器は、複数の周波数帯に対して高効率で信号増幅できる。そのため、本発明のマルチバンドドハティ増幅器を、このようなシステムの送信増幅器として用いれば、送信増幅器の低消費電力化を実現できる。また、送信増幅器の低消費電力化により、送信機の小型化、軽量化も実現できる。なお、本発明のマルチバンドドハティ増幅器の利用分野は、このような通信システムに限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】図１は、本形態におけるマルチバンドドハティ増幅器の構成を例示したブロック図である。
【図２】図２（ａ）は、図１に示したマルチバンドドハティ増幅器が具備する多周波帯用インピーダンス変換器の構成を例示した概念図である。図２（ｂ）は、Ｎ＝２の場合における多周波帯用インピーダンス変換器の構成例を示す図である。
【図３】図３（ａ）は、Ｎ＝２の場合における多周波帯用合成器の構成例を示す図である。図３（ｂ）は、図３（ａ）の例の多周波帯用合成器の接続構成を示す図である。
【図４】図４は、従来のインピーダンス変換器と、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器のＳ２２特性（反射特性）の計算シミュレーション結果を示すグラフである。
【図５】図５は、従来のインピーダンス変換器と、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器との、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスの周波数特性を例示したグラフである。
【図６】図６（ａ）（ｂ）は、それぞれ、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚ，２ＧＨｚである場合における、本形態のマルチバンドドハティ増幅器と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、の入出力特性を示したグラフである。
【図７】図７（ａ），（ｂ）は、それぞれ、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚ，２ＧＨｚである場合における、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、のドレイン効率特性を示したグラフである。
【図８】図８（ａ）（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）の入出力特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）の入出力特性及びドレイン効率特性を示したグラフである。
【図９】図９（ａ）（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）の入出力特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）の入出力特性及びドレイン効率特性を示したグラフである。
【図１０】図１０は、従来のドハティ増幅器の基本的な構成を示す図である。
【図１１】図１１は、設計周波数２ＧＨｚにおいて所望のインピーダンス変換を行うように設計された１／４波長線路のキャリア増幅器側の入力インピーダンスを示すグラフである。
【符号の説明】
【００６７】
１０…マルチバンドドハティ増幅器，１１…分配器，１２…キャリア増幅器，１３…多周波帯用インピーダンス変換器，１４…遅延線路，１５…ピーク増幅器，１６…多周波帯用合成器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信機用高効率電力増幅器に関し、特に、ドハティ増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
送信増幅器の高効率化を達成する構成として、動作級の異なる二つの増幅回路を並列に構成したドハティ増幅器構成が知られている（例えば、非特許文献１参照）。図１０に、従来のドハティ増幅器の基本的な構成を示す。
図１０に示すように、従来のドハティ増幅器１００は、入力信号を二つに分配する分配器１０１と、分配器１０１での分配信号の一方が入力されるキャリア増幅器１０２と、分配器１０１での分配信号の他方が入力される１／４波長線路１０４と、１／４波長線路１０４の出力信号が入力されるピーク増幅器１０５と、キャリア増幅器１０２の出力信号が入力される１／４波長線路１０３と、１／４波長線路１０３の出力信号とピーク増幅器１０５の出力信号とを合成する合成器１０６とから構成される。
【０００３】
ここで、キャリア増幅器１０２は、例えばＡＢ級やＢ級の増幅器であり、ピーク増幅器１０５は、例えばＣ級の増幅器である。また、ピーク増幅器１０５は、キャリア増幅器１０２の飽和時に動作するように設定される。これにより、入力信号の電流値が十分に低い場合には、ドハティ増幅器１００は、キャリア増幅器１０２のみによって入力信号を増幅する。一方、キャリア増幅器１０２が飽和する程度に入力信号の電流値が高い場合には、ドハティ増幅器１００は、キャリア増幅器１０２とピーク増幅器１０５とによって各分配信号を増幅し、各増幅信号を合成器１０６にて合成する。
【０００４】
このように、ドハティ増幅器１００は、入力信号の電流値が低い場合にピーク増幅器１０５が動作せず、これによって消費電力を節約する。さらに、入力信号の電流値が高い場合に、キャリア増幅器１０２とピーク増幅器１０５とが動作し、２つの増幅出力を合成することで飽和電力が大きな増幅を行う。これらにより、全体としての高い効率を実現している。
【０００５】
また、ドハティ増幅器１００は、キャリア増幅器１０２の出力側に１／４波長線路１０３を有している。この１／４波長線路１０３の機能により、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスは、ピーク増幅器１０５のＯＮ／ＯＦＦに応じて変化する。これにより、ドハティ増幅器１００の効率をより一層向上させている。以下、この理由を簡単に説明する。
【０００６】
まず、説明の簡略化のため、ドハティ増幅器１００の１／４波長線路１０３が無損失分布定数線路であると仮定する。一般に、無損失分布定数線路には、以下の関係が成り立つ。
【数１】
なお、Ｖ０，Ｉ０は、それぞれ、当該無損失分布定数線路の入力端での電圧値及び電流値である。また、ＶＬ，ＩＬは、それぞれ、当該無損失分布定数線路の出力端での電圧値及び電流値である。さらに、βは、周波数に依存する位相定数であり、Ｌは線路長である。また、ｊは虚数単位であり、Ｒ０は、当該無損失分布定数線路の特性インピーダンスである。
【０００７】
１／４波長線路１０３の場合、βＬ＝π／２を満たすため、１／４波長線路１０３には、以下の関係が成り立つ。
【数２】
また、１／４波長線路１０３とピーク増幅器１０５との接合部からみたドハティ増幅器１００出力側の負荷インピーダンスがＲ０／２であるとき、１／４波長線路１０３は、特性インピーダンスがＲ０となるように設定される。
【０００８】
ドハティ増幅器１００の入力信号の電流値が低く、ピーク増幅器１０５がＯＦＦの場合、ピーク増幅器１０５の出力インピーダンスは、理想的には無限大となる。この場合、１／４波長線路１０３の出力端からみた負荷インピーダンスＶＬ／ＩＬはＲ０／２となる。この場合、式（２）より、
R0/2=VL/IL={j・R0・I0}/{(j・V0)/R0}= R02・(I0/V0) …(3)
が成り立つ。そして、式（３）を変形すると、
V0/I0=2R0 …(4)
となる。これは、１／４波長線路１０３の入力端、すなわち、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスが２Ｒ０となることを示している。
【０００９】
一方、入力信号の電流値が高く、ピーク増幅器１０５がＯＮの場合、キャリア増幅器１０２とピーク増幅器１０５とが並列に動作し、両方の増幅器の出力信号が合成される。この場合、１／４波長線路１０３の出力端の負荷インピーダンスＶＬ／ＩＬはＲ０となり、ピーク増幅器１０５の出力端からみた負荷インピーダンスもＲ０となる。この場合、式（２）より、
R0=VL/IL={j・R0・I0}/{(j・V0)/R0}= R02・(I0/V0) …(5)
が成り立つ。そして、式（５）を変形すると、
V0/I0=R0 …(6)
となる。これは、１／４波長線路１０３の入力端、すなわち、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスがＲ０となることを示している。
【００１０】
このように、ピーク増幅器１０５がＯＦＦの場合、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスは２Ｒ０となり、ピーク増幅器１０５がＯＮである場合、キャリア増幅器１０２の出力端からみた負荷インピーダンスはＲ０となる。
ここで、キャリア増幅器１０２は、出力端からみた負荷インピーダンスが２Ｒ０の際、飽和電力は小さいが効率がよくなるように設計されている。その結果、入力信号の電流値が小さく、ピーク増幅器１０５がＯＦＦの場合において、ドハティ増幅器１００の高効率増幅動作が実現される。
【００１１】
一方、キャリア増幅器１０２及びピーク増幅器１０５は、共に、出力端からみた負荷インピーダンスがＲ０の際、飽和電力が最大となるように設計されている。その結果、ピーク増幅器１０５がＯＮの際には、ドハティ増幅器１００は、飽和電力が大きな増幅動作を行うことができ、線形な増幅動作を行うことができる。なお、ここで、キャリア増幅器１０２は飽和増幅動作を行っていることから、その分、ピーク増幅器１０５に入力される電流量が低減され、ピーク増幅器１０５が飽和してしまうことをさらに抑制できる。
【非特許文献１】W. H. Doherty, "A new high efficiency power amplifier for modulated waves", Proc. IRE, Vol. 24, No. 9, pp. 1163-1182, Sept. 1936.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
このように、従来のドハティ増幅器１００の特徴は、ピーク増幅器１０５のＯＮ／ＯＦＦ動作と、１／４波長線路１０３によるインピーダンス変換回路を用いた高効率増幅動作とにある。ここで、式（１）に示した通り、１／４波長線路１０３の入力端のインピーダンスＶ０／Ｉ０と、出力端のインピーダンスＶＬ／ＩＬとの関係は、伝送信号の周波数に依存する（位相定数βが周波数に依存するため）。従来のドハティ増幅器１００では、１つの周波数（例えば、信号増幅すべき周波数帯域の中心周波数）において、１／４波長線路１０３が所望のインピーダンス変換を行うように１／４波長線路１０３が設計されていた。そのため、その周波数帯域以外の周波数の信号については、１／４波長線路１０３は所望のインピーダンス変換を行わない。この場合、キャリア増幅器１０２出力とピーク増幅器105出力の合成が最適でなくなり、ドハティ増幅器１００の動作が不完全となる。
【００１３】
図１１は、設計周波数２ＧＨｚにおいて所望のインピーダンス変換を行うように設計された１／４波長線路１０３のキャリア増幅器１０２側（Port1）の入力インピーダンス（振幅（mag）と位相（Phase）とを表現）を示すグラフである。図１１に示すように、このように設計された１／４波長線路１０３の入力インピーダンスは、設計周波数２ＧＨｚでは設計値１００Ohmとなっているが、それ以外の周波数では設計値１００Ohmとはならない。
【００１４】
このように、従来のドハティ増幅器１００では、１／４波長線路１０３の設計周波数に応じ、ドハティ増幅器１００として動作する周波数帯域が決まっていた。このため、従来のドハティ増幅器１００では、設計周波数以外の周波数（式（１）におけるβＬがπ／２の偶数倍である場合を除く）に対しては、十分な動作を行うことができなかった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、複数の周波数に対して十分な動作性能を得ることが可能なドハティ増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明では上記課題を解決するために、入力信号を二つに分配する分配器と、分配器の一方の出力端に接続され、分配器で分配された一方の信号を増幅するキャリア増幅器と、分配器の他方の出力端に接続され、分配された他方の信号を遅延させる遅延器と、遅延器の出力端に接続され、その出力信号を増幅するピーク増幅器と、キャリア増幅器の出力端に接続され、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換器と、ピーク増幅器の出力端とインピーダンス変換器の出力端とに接続され、ピーク増幅器の出力信号とインピーダンス変換器の出力信号とを合成する合成器と、を含み、遅延器の電気長がインピーダンス変換器の電気長と略同一であり、インピーダンス変換器が、Ｎ（Ｎ≧２）種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成を有し、当該Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う、マルチバンドドハティ増幅器が提供される。
【００１６】
なお、「遅延器の電気長がインピーダンス変換器の電気長と略同一」とは、遅延器の電気長がインピーダンス変換器の電気長と同一であること、及び、これらがマルチバンドドハティ増幅器として所望の性能が得られる程度に近似していること、を意味する。また、「Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う」とは、Ｎ種類の周波数について、同一のインピーダンスに変換を行うこと、及び、マルチバンドドハティ増幅器として所望の性能が得られる程度に、Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンスに変換を行うこと、を意味する。さらに、インピーダンス変換器が「Ｎ種類の周波数について、同一のインピーダンス変換を行う」とは、インピーダンス変換器の一端のインピーダンスがαである場合に、当該インピーダンス変換器の他端のインピーダンスがβであるといった関係が、当該Ｎ種類の周波数について成り立つことを意味する。
【００１７】
ここで、このようなインピーダンス変換器は、Ｎ種類（Ｎ≧２）の周波数について、キャリア増幅器の出力端からみた負荷インピーダンスを略同一値にする。これにより、当該Ｎ種類の周波数について、キャリア増幅器を最適に動作させることができ、結果的に、複数の周波数に対して十分な動作を行うことが可能なドハティ増幅器を実現できる。また、インピーダンス変換器と電気長が略同一の遅延器をインピーダンス変換器と並列に接続することにより、インピーダンス変換器による信号の遅延を補正できる。
【００１８】
また、本発明において、遅延器は、インピーダンス変換器と構成が相違する遅延線路であってもよい。遅延器は、ピーク増幅器側の信号の位相を、インピーダンス変換器による位相遅延と同じだけ遅延させるものであれば足りる。よって、遅延器として上述のインピーダンス変換器と同一構成のものを用いる必要はなく、幅広い自由度のもと設計を行うことが可能である。
【００１９】
また、本発明において好ましくは、合成器は、ピーク増幅器の出力端とインピーダンス変換器の出力端とが接合された接合部に、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成を有する。そして、このＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。
【００２０】
このような合成器を用いることにより、上述のＮ種類の周波数について、当該接合部からみた負荷インピーダンスを略同一値にできる。これにより、当該Ｎ種類の周波数について、キャリア増幅器をより最適に動作させることができ、結果的に、複数の周波数に対し、十分な動作を行うことが可能なドハティ増幅器を実現できる。
【００２１】
また、本発明において好ましくは、合成器が有するＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、ピーク増幅器がＯＮの場合に、Ｎ種類の周波数について、接合部からみた負荷インピーダンスを、当該接合部からみた出力インピーダンスに整合させる。
これにより、マルチバンドドハティ増幅器にとって重要なピーク増幅器がＯＮの際の動作効率を向上させることができる。
【発明の効果】
【００２２】
以上のように、本発明のマルチバンドドハティ増幅器では、複数の周波数に対して十分な動作性能を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明を実施するための最良の形態を図面を参照して説明する。
〔構成〕
図１は、本形態におけるマルチバンドドハティ増幅器１０の構成を例示したブロック図である。
図１に例示するマルチバンドドハティ増幅器１０は、入力信号を二つに分配する分配器１１と、分配器１１の一方の出力端に接続され、分配器１１で分配された一方の信号を増幅するキャリア増幅器１２と、分配器１１の他方の出力端に接続され、分配された他方の信号を遅延させる遅延器である遅延線路１４と、遅延線路１４の出力端に接続され、その出力信号を増幅するピーク増幅器１５と、キャリア増幅器１２の出力端に接続され、インピーダンス変換を行う多周波帯用インピーダンス変換器１３と、ピーク増幅器１５の出力端と多周波帯用インピーダンス変換器１３の出力端とに接続され、ピーク増幅器１５の出力信号と多周波帯用インピーダンス変換器１３の出力信号とを合成する多周波帯用合成器１６とを有する。
【００２４】
＜分配器１１＞
分配器１１は、例えば、Ｎ個（Ｎ≧２）の周波数帯で均等に電力分配できるウイルキンソン電力分配器又は方向性結合器等によって構成できる。具体的には、各周波数帯の各中心周波数比が２以下であれば、例えば、プランチ型方向性結合器や結合型方向性結合器や設計が最適化されたウイルキンソン電力分配器等により分配器１１を構成することができる。また、各周波数帯の各中心周波数比が２以上であれば、マルチセクション結合型方向性結合器やマルチセクションウイルキンソン電力分配器等により分配器１１を構成できる。マルチバンドドハティ増幅器１０の増幅特性を考慮すると、分配器１１は、なるべく電力を等分配する構成であることが望ましい。しかし、分配器１１が、電力を完全に等分配しなくても、キャリア増幅器１２又はピーク増幅器１５の利得を調整することにより、分配器１１の分配誤差を補正することもできる。この場合、分配器１１の設計の自由度が高まり、分配器１１を容易に具体化できる。
【００２５】
＜多周波帯用インピーダンス変換器１３＞
図２（ａ）は、図１に示したマルチバンドドハティ増幅器１０が具備する多周波帯用インピーダンス変換器１３の構成を例示した概念図である。
図２（ａ）に例示するように、多周波帯用インピーダンス変換器１３は、Ｎ種類（Ｎ≧２）のインピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１〜Ｎを従続接続した構成である。そして、この多周波帯用インピーダンス変換器１３は、当該Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。なお、「略同一」及び「同一インピーダンス変換」の意義は、前述した通りである。
【００２６】
このような多周波帯用インピーダンス変換器１３の構成は、例えば、以下の参考文献１に開示されている。
参考文献１：Cesar Monzon, "A small dual-frequency transformer in two section", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 51, No.4, pp. 1157-1161, Apr. 2003
図２（ｂ）は、Ｎ＝２の場合における多周波帯用インピーダンス変換器１３の構成例を示す図である。
【００２７】
図２（ｂ）に例示した多周波帯用インピーダンス変換器１３は、相互に線幅が異なる２種類のインピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１，２をＰｏｒｔ１側から従続接続した構成である。ここで例示する多周波帯用インピーダンス変換器１３は、比誘電率が２．２の誘電体基板上に形成されたマイクロストリップラインである。この例の場合、インピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１は、特性インピーダンスが７９Ｏｈｍの線路であり、インピーダンス変換用伝送線路１３ａ−２は、特性インピーダンスが６３．６Ｏｈｍの線路であり、各インピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１，２の長手方向の長さは、それぞれ５０ｍｍである。このように構成された多周波帯用インピーダンス変換器１３は、１ＧＨｚと２ＧＨｚの２種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。すなわち、Ｐｏｒｔ１のインピーダンスが１００Ｏｈｍである場合にＰｏｒｔ２側のインピーダンスが５０Ｏｈｍとなる関係が、信号の周波数が１ＧＨｚである場合と２ＧＨｚである場合とで成り立つ。
【００２８】
なお、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３は、誘電体基板上に形成したマイクロストリップラインであったが、多周波帯用インピーダンス変換器１３の構成は、これに限定されない。即ち、ストリップラインやコプレナーウェーブガイド等によって、多周波帯用インピーダンス変換器１３を構成してもよい。
【００２９】
図４は、従来のインピーダンス変換器と、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３のＳ２２特性（反射特性）の計算シミュレーション結果を示すグラフである。なお、この例の従来のインピーダンス変換器は、周波数２ＧＨｚにおいて、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスが１００Ｏｈｍである場合にＰｏｒｔ２側のインピーダンスが５０Ｏｈｍとなる１／４波長線路である。
【００３０】
図４に例示するように、信号の周波数が２ＧＨｚである場合、従来のインピーダンス変換器も、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３も、Ｓ２２特性は−４０ｄＢ以下である。これは、信号の周波数が２ＧＨｚである場合、何れのインピーダンス変換器でもインピーダンス整合がよくとれていることを示している。
【００３１】
これに対し、信号の周波数が１ＧＨｚである場合、従来のインピーダンス変換器でのＳ２２特性は−１３ｄＢ程度であり、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３でのＳ２２特性は−４５ｄＢ程度である。これは、信号の周波数が１ＧＨｚである場合、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３では、インピーダンス整合がよくとれているが、従来のインピーダンス変換器では、インピーダンス整合がよくとれていないことを示している。
【００３２】
図５は、従来のインピーダンス変換器と、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３との、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスの周波数特性を例示したグラフである
なお、このグラフは、各インピーダンス変換器のＰｏｒｔ２側のインピーダンスが５０Ｏｈｍである場合のデータを示す。
図５に例示するように、信号の周波数が２ＧＨｚである場合、従来のインピーダンス変換器（従来構成）も、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３（考案構成）も、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスは、大きさ１００Ｏｈｍ、偏角０ｄｅｇとなっている。
【００３３】
一方、信号の周波数が１ＧＨｚである場合、従来のインピーダンス変換器におけるＰｏｒｔ１側のインピーダンスは、大きさ５０Ｏｈｍ、偏角３５ｄｅｇとなっている。このように、従来のインピーダンス変換器では、Ｐｏｒｔ２側の所定のインピーダンスに対し、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスが、周波数に応じて変化する。これは、従来の１／４波長線路によるインピーダンス変換器では、複数の周波数（この例では１ＧＨｚと２ＧＨｚ）において、インピーダンス整合を行うことができないことを示している。
【００３４】
これに対し、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３では、信号の周波数が１ＧＨｚである場合にも、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスは、大きさ１００Ｏｈｍ、偏角０ｄｅｇとなっている。これは、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器１３では、複数の周波数（この例では１ＧＨｚと２ＧＨｚ）において、インピーダンス整合を行うことが可能であることを示している。
【００３５】
また、このような多周波帯用インピーダンス変換器１３を用いた場合、複数の周波数（この例では１ＧＨｚと２ＧＨｚ）に対し、キャリア増幅器１２の出力側からみた負荷インピーダンスは略同一の複素数値となる。そのため、その負荷インピーダンスに対してキャリア増幅器１２が高効率動作するようにキャリア増幅器１２を設定すれば、それら複数の周波数における高効率増幅が可能となる。
【００３６】
＜遅延線路１４＞
遅延線路１４は、インピーダンス変換器１３と略同一の電気長に構成される。これにより、ピーク増幅器１５側の信号の位相を、インピーダンス変換器１３の電気長分だけ遅延させ、キャリア増幅器１２側の信号とピーク増幅器１５側の信号との位相とを一致させることができる。なお、ここでの「略同一」の意義は前述した通りである。また、遅延線路１４には、インピーダンス変換器１３と同一の構成の線路を用いてもかまわないが、特にその必要はなく、インピーダンス変換器１３と略同一の電気長をもつ線路であれば、例えば、特性インピーダンス５０Ｏｈｍの線路等どのようなものを用いてもよい。ピーク増幅器１５の入力端側でのインピーダンスの不整合は、ピーク増幅器15の内部整合回路によりマルチバンドドハティ増幅器１０の動作に大きな影響を与えないからである（これを示すデータについては後述する）。また、インピーダンス変換器１３の実装形態も特に限定はなく、絶縁体基板にマイクロストリップライン、ストリップライン、コプレナーウェーブガイド等を形成して実装してもよいし、分配器１１にインピーダンス変換器１３を取り込む構成としてもよい。
【００３７】
＜キャリア増幅器１２＞
キャリア増幅器１２は、上述したＮ個の周波数をそれぞれ中心周波数とするＮ周波数帯で利得が得られる増幅器である。キャリア増幅器１２のバイアス電圧は、一般にＡＢ級又はB級に設定されている。キャリア増幅器１２に使用されるマイクロ波半導体には、少なくとも上記のＮ周波数帯で十分な小信号利得を持つデバイスを使用する。例えば、１ＧＨｚと２ＧＨｚとをそれぞれ中心周波数とする２つの周波数帯で増幅する場合（Ｎ＝２）には、Ｃバンドまで増幅できるGaAs MESFET等を使用することができる。
【００３８】
また、キャリア増幅器１２は、上記のＮ周波数帯で必要な利得が得られるように、その入力整合回路及び出力整合回路の構成が決められる。これにより、キャリア増幅器１２は、上記のＮ周波数帯で必要な利得を得ることができる。なお、各周波数帯で利得差があっても、各利得差が、マルチバンドドハティ増幅器１０として要求される特性を得られる範囲内のものであれば、特に問題はない。
【００３９】
＜ピーク増幅器１５＞
ピーク増幅器１５は、上記のＮ周波数帯で利得が得られる増幅器である。ピーク増幅器１５のバイアス電圧は、一般にキャリア増幅器１２のバイアス電圧よりも深く設定される（例えばＣ級にバイアスされる）。ピーク増幅器１５に使用されるマイクロ波半導体は、キャリア増幅器１２と同一の基準で選択される。
【００４０】
また、ピーク増幅器１５は、上記のＮ周波数帯で必要な利得が得られるように、その入力整合回路及び出力整合回路の構成が決められる。これにより、ピーク増幅器１５は、上記のＮ周波数帯で必要な利得を得ることができる。なお、各周波数帯で利得差があっても、各利得差が、マルチバンドドハティ増幅器１０として要求される特性を得られる範囲内のものであれば、特に問題はない。
【００４１】
＜多周波帯用合成器１６＞
多周波帯用合成器１６は、多周波帯用インピーダンス変換器１３の出力端とピーク増幅器１５の出力端とが接合され、その接合部に、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成からなる。そして、このＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、上記のＮ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。このような構成の詳細は、例えば、前述の参考文献１に開示されている。
【００４２】
この多周波帯用合成器１６により、上記のＮ種類の周波数について、上記の接合部からみたキャリア増幅器１２及びピーク増幅器１５側の出力インピーダンスを、その接合部からみた負荷インピーダンスに整合させることができる。なお、上記の接合部からみたキャリア増幅器１２及びピーク増幅器１５側の出力インピーダンスは、ピーク増幅器１５がＯＦＦであるとき（理想的には、ピーク増幅器１５の出力インピーダンスは無限大）と、ＯＮであるときとで異なる。そのため、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成によって、ピーク増幅器１５がＯＦＦであるときとＯＮであるときの両方の場合に、完全なインピーダンス整合を行うことはできない。本形態の多周波帯用合成器１６は、ピーク増幅器１５がＯＮの場合に、上述のＮ種類の周波数について、上記接合部からみた負荷インピーダンスを、当該接合部からみたキャリア増幅器１２及びピーク増幅器１５側の出力インピーダンスに整合させる構成とする。マルチバンドドハティ増幅器１０にとっては、ピーク増幅器がＯＦＦであるときの動作性能よりも、ピーク増幅器がＯＮであるときの動作効率のほうが重要だからである。
【００４３】
図３（ａ）は、Ｎ＝２の場合における多周波帯用合成器１６の構成例を示す図である。
図３（ａ）に例示した多周波帯用合成器１６は、相互に線幅が異なる２種類のインピーダンス変換用伝送線路１６ａ−１，２をＰｏｒｔ１側から従続接続した構成である。ここで例示する多周波帯用合成器１６は、比誘電率が２．２の誘電体基板上に形成されたマイクロストリップラインである。この例の場合、インピーダンス変換用伝送線路１６ａ−１は、特性インピーダンスが３１．４６Ｏｈｍの線路であり、インピーダンス変換用伝送線路１６ａ−２は、特性インピーダンスが３９．７８Ｏｈｍの線路であり、各インピーダンス変換用伝送線路１３ａ−１，２の長手方向の長さは、それぞれ５０ｍｍである。このように構成された多周波帯用合成器１６は、１ＧＨｚと２ＧＨｚの２種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う。すなわち、Ｐｏｒｔ２側のインピーダンスが５０Ｏｈｍである場合にＰｏｒｔ１のインピーダンスが２５Ｏｈｍとなる関係が、信号の周波数が１ＧＨｚである場合と２ＧＨｚである場合とで成り立つ。
【００４４】
なお、図３（ａ）の多周波帯用合成器１６は、誘電体基板上に形成したマイクロストリップラインであったが、多周波帯用合成器１６の構成は、これに限定されない。即ち、ストリップラインやコプレナーウェーブガイド等によって、多周波帯用合成器１６を構成してもよい。
図３（ｂ）は、図３（ａ）の例の多周波帯用合成器１６の接続構成を示す図である。
図３（ｂ）に示すように、図３（ａ）の例の多周波帯用合成器１６のＰｏｒｔ１側の一端は、多周波帯用インピーダンス変換器１３の出力端とピーク増幅器１５の出力端との接合部に接続され、他端はマルチバンドドハティ増幅器１０の外部負荷（５０Ｏｈｍ）に接続される。これにより、図３（ａ）の例の多周波帯用合成器１６は、１ＧＨｚと２ＧＨｚの２種類の周波数について、上記の接合部からみた負荷インピーダンスを２５Ｏｈｍに変換し、ピーク増幅器１５がＯＮのときの上記の接合部からみた入力インピーダンスと整合させる。
【００４５】
〔シミュレーション結果１〕
以下に、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と従来のドハティ増幅器の計算機シミュレーション結果を示す。なお、以下のシミュレーション結果は、Ｎ＝２の場合のものであり、多周波帯用インピーダンス変換器１３として図２（ｂ）に例示したものを用い、多周波帯用合成器１６として図３に例示したものを用いたものである。また、ここでは、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０及び従来のドハティ増幅器とも、キャリア増幅器とピーク増幅器には、Ｃバンド用GaAs MESFETを用いることとした。また、入力信号はＣＷ１波（搬送波）とした。
【００４６】
図６（ａ）は、入力信号のシミュレーション周波数１ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、の入出力特性を示したグラフである。図６（ａ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸は出力電力を示す。
図６（ａ）に示す通り、入力信号のシミュレーション周波数１ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と従来のドハティ増幅器の入出力特性は、ほぼ同一であり、飽和出力３２ｄＢｍ、利得１０ｄＢ程度である。
【００４７】
また、図６（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数２ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、の入出力特性を示したグラフである。図６（ｂ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸は出力電力を示す。
図６（ｂ）に示す通り、入力信号のシミュレーション周波数２ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と従来のドハティ増幅器の入出力特性も、ほぼ同一である。
【００４８】
図７（ａ）は、入力信号のシミュレーション周波数１ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、のドレイン効率特性を示したグラフである。図７（ａ）における横軸は、それぞれの入力電力を示し、縦軸はそれらに対するドレイン効率を示す。
【００４９】
図７（ａ）に示すように、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合、設計周波数が１ＧＨｚである従来ドハティ増幅器の最大ドレイン効率は６０％程度であり、設計周波数が２ＧＨｚである従来ドハティ増幅器の最大ドレイン効率は５０％程度である。これに対し、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の最大ドレイン効率は６７．１%と非常に高い。
【００５０】
図７（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数２ＧＨｚにおける、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、のドレイン効率特性を示したグラフである。図７（ｂ）における横軸は、それぞれの入力電力を示し、縦軸はそれらに対するドレイン効率を示す。
【００５１】
図７（ａ）に示すように、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合、設計周波数が１ＧＨｚである従来ドハティ増幅器の最大ドレイン効率は４０％程度であり、設計周波数が２ＧＨｚである従来ドハティ増幅器の最大ドレイン効率は６６％程度である。これに対し、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の最大ドレイン効率は６２．４%である。
【００５２】
図７から、従来ドハティ増幅器は、入力信号のシミュレーション周波数と設計周波数とが一致する場合には、60%以上の高い最大ドレイン効率を示すが、入力信号のシミュレーション周波数と設計周波数とが異なる場合には、ドハティ増幅器特有の高い最大ドレイン効率が得られない。これに対し、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚの場合にも２ＧＨｚの場合にも、62%以上の高いドレイン効率が得られている。これらより、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の構成が、従来ドハティ増幅器よりも有効であることがいえる。
【００５３】
上記図６及び図７の計算機シミュレーションの結果より、以下のことが言える。
図６から、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器、及び設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器のいずれも、十分な利得が得られていることが分かる。これは、上述の計算機シミュレーションでは、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０及び従来のドハティ増幅器とも、キャリア増幅器とピーク増幅器としてＣバンド用GaAs MESFETを用いることを前提にしており、検討した１ＧＨｚ及び２ＨＧｚにおいて小信号利得が十分に得られていたからである。
【００５４】
しかし、図７に示した通り、従来ドハティ増幅器は、入力信号のシミュレーション周波数と設計周波数とが異なる場合には、ドハティ増幅器特有の高い最大ドレイン効率が得られなかった。これは、従来ドハティ増幅器では、入力信号のシミュレーション周波数と設計周波数とが異なる場合には、キャリア増幅器出力信号とピーク増幅器出力信号とを同相合成できないためである。これに対し、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の場合、検討した１ＧＨｚ及び２ＨＧｚにおいて、十分な最大ドレイン効率が得られている。
【００５５】
また、ここで例示したマルチバンドドハティ増幅器１０の遅延線路１４は、単なる５０Ｏｈｍ線路であり、多周波帯用インピーダンス変換器１３のように複数の周波数（この例では、１ＧＨｚと２ＧＨｚ）で略同一のインピーダンス変換特性を持つものではない。それにも拘わらず、ここで例示したマルチバンドドハティ増幅器１０は、検討した１ＧＨｚ及び２ＨＧｚにおいて、十分な最大ドレイン効率が得られている。これにより、信号の周波数の違いに起因するピーク増幅器１５の入力端でのインピーダンス不整合は、マルチバンドドハティ増幅器１０の動作効率には殆ど影響しないことがわかる。すなわち、必ずしも、遅延線路１４の代わりに、多周波帯用インピーダンス変換器１３と同じ構成の遅延器を用いる必要はない。
【００５６】
〔シミュレーション結果２〕
次に、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の多周波帯用合成器１６の代わりに、１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）を用いた構成（検討構成）の計算機シミュレーション結果を示す。なお、以下のシミュレーション結果は、Ｎ＝２の場合のものであり、多周波帯用インピーダンス変換器１３には、図２（ｂ）に例示したものを用いた。また、ここで比較対象とする従来のドハティ増幅器は、キャリア増幅器側のインピーダンス変換器が１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）であり、ピーク増幅器の入力側に１／４波長線路が接続され、１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）を具備する合成器を用いたものとする。さらに、ここでは、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０及び従来のドハティ増幅器とも、キャリア増幅器とピーク増幅器には、Ｃバンド用GaAs MESFETを用いることとした。また、入力信号はＣＷ１波とした。
【００５７】
まず、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の多周波帯用合成器１６の代わりに、１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）を用い、遅延線路１４として図２（ｂ）の多周波帯用インピーダンス変換器１３と同じ構成のものを用いた構成（検討構成１）の計算機シミュレーション結果を示す。
【００５８】
図８（ａ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）の入出力特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）の入出力特性と、を示したグラフである。図８（ａ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸は出力電力を示す。また、図８（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）のドレイン効率特性と、入力信号のシミュレーション周波数２ＧＨｚにおける、検討構成１（検討構成１ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）のドレイン効率特性と、を示したグラフである。図８（ｂ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸はドレイン効率を示す。
【００５９】
図８に示すように、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合、検討構成１は従来構成に比較して、入力電力１０ｄＢｍに対する出力電力が２ｄＢ、ドレイン効率が１０％劣化している。また、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合、検討構成１と従来構成との出力電力特性はほぼ一致しているが、検討構成１は従来構成に比較し、飽和点でのドレイン効率効率が１０％程度改善している。しかし、何れの構成も、１ＧＨｚと２ＧＨｚで高効率増幅が達成されていない。
【００６０】
次に、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０の多周波帯用合成器１６の代わりに、１／４波長線路（設計周波数１ＧＨｚ）を用い、遅延線路１４として５０Ｏｈｍの遅延線路を用いた構成（検討構成２）の計算機シミュレーション結果を示す。
【００６１】
図９（ａ）は、入力信号のシミュレーション周波数１ＧＨｚにおける、検討構成２（検討構成２ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）の入出力特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）の入出力特性と、を示したグラフである。図９（ａ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸は出力電力を示す。また、図９（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ １ＧＨｚ）と、従来構成（検討構成２ １ＧＨｚ）のドレイン効率特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）のドレイン効率特性と、を示したグラフである。図９（ｂ）における横軸は、それぞれに対する入力電力を示し、縦軸はドレイン効率を示す。
【００６２】
図９に示すように、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合、検討構成２は従来構成に比較し、入出力電力効率とドレイン効率効率とがわずかに劣化している。一方、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合には、これらはほぼ同等である。しかし、何れの構成も、１ＧＨｚと２ＧＨｚで高効率増幅が達成されていない。
【００６３】
上記図８及び図９の計算機シミュレーションの結果より、以下のことが言える。
マルチバンドドハティ増幅器１０の合成器として、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した多周波帯用合成器１６を採用した場合、合成器に単なる１／４波長線路を用いる場合に比べ、複数周波数（この例では１ＧＨｚと２ＧＨｚ）における高効率増幅性能が向上する。
また、入出力特性と効率特性とを総合判断すると、ピーク増幅器入力側の遅延器として多周波帯用インピーダンス変換器１３と同じ構成ものを用いた場合と、単なる遅延線路（例えば、５０Ｏｈｍ線路）を用いた場合との間で、大きな性能の差はない。
【００６４】
なお、本発明は上述の実施の形態に限定されるものではない。例えば、上述の実施の形態では、Ｎ＝２、設計周波数１ＧＨｚ，２ＧＨｚの場合のマルチバンドドハティ増幅器のシミュレーション結果を示したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、Ｎは３以上の自然数であってもよいし、マルチバンドドハティ増幅器の設計周波数は、１ＧＨｚや２ＧＨｚを含んでいても、含んでいなくてもよい。その他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明のマルチバンドドハティ増幅器の産業上の利用分野としては、例えば、複数の周波数帯において、信号振幅の平均値と最大値が大きく異なる信号を増幅する通信システムを例示できる。上述のように、本発明のマルチバンドドハティ増幅器は、複数の周波数帯に対して高効率で信号増幅できる。そのため、本発明のマルチバンドドハティ増幅器を、このようなシステムの送信増幅器として用いれば、送信増幅器の低消費電力化を実現できる。また、送信増幅器の低消費電力化により、送信機の小型化、軽量化も実現できる。なお、本発明のマルチバンドドハティ増幅器の利用分野は、このような通信システムに限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】図１は、本形態におけるマルチバンドドハティ増幅器の構成を例示したブロック図である。
【図２】図２（ａ）は、図１に示したマルチバンドドハティ増幅器が具備する多周波帯用インピーダンス変換器の構成を例示した概念図である。図２（ｂ）は、Ｎ＝２の場合における多周波帯用インピーダンス変換器の構成例を示す図である。
【図３】図３（ａ）は、Ｎ＝２の場合における多周波帯用合成器の構成例を示す図である。図３（ｂ）は、図３（ａ）の例の多周波帯用合成器の接続構成を示す図である。
【図４】図４は、従来のインピーダンス変換器と、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器のＳ２２特性（反射特性）の計算シミュレーション結果を示すグラフである。
【図５】図５は、従来のインピーダンス変換器と、図２（ｂ）の例の多周波帯用インピーダンス変換器との、Ｐｏｒｔ１側のインピーダンスの周波数特性を例示したグラフである。
【図６】図６（ａ）（ｂ）は、それぞれ、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚ，２ＧＨｚである場合における、本形態のマルチバンドドハティ増幅器と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、の入出力特性を示したグラフである。
【図７】図７（ａ），（ｂ）は、それぞれ、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚ，２ＧＨｚである場合における、本形態のマルチバンドドハティ増幅器１０と、設計周波数が１ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、設計周波数が２ＧＨｚである従来のドハティ増幅器と、のドレイン効率特性を示したグラフである。
【図８】図８（ａ）（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）の入出力特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成１（検討構成１ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）の入出力特性及びドレイン効率特性を示したグラフである。
【図９】図９（ａ）（ｂ）は、入力信号のシミュレーション周波数が１ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ １ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 １ＧＨｚ）の入出力特性と、入力信号のシミュレーション周波数が２ＧＨｚである場合における、検討構成２（検討構成２ ２ＧＨｚ）と、従来構成（従来構成 ２ＧＨｚ）の入出力特性及びドレイン効率特性を示したグラフである。
【図１０】図１０は、従来のドハティ増幅器の基本的な構成を示す図である。
【図１１】図１１は、設計周波数２ＧＨｚにおいて所望のインピーダンス変換を行うように設計された１／４波長線路のキャリア増幅器側の入力インピーダンスを示すグラフである。
【符号の説明】
【００６７】
１０…マルチバンドドハティ増幅器，１１…分配器，１２…キャリア増幅器，１３…多周波帯用インピーダンス変換器，１４…遅延線路，１５…ピーク増幅器，１６…多周波帯用合成器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を二つに分配する分配器と、
前記分配器の一方の出力端に接続され、前記分配器で分配された一方の信号を増幅するキャリア増幅器と、
前記分配器の他方の出力端に接続され、分配された他方の信号を遅延させる遅延器と、
前記遅延器の出力端に接続され、その出力信号を増幅するピーク増幅器と、
前記キャリア増幅器の出力端に接続され、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換器と、
前記ピーク増幅器の出力端と前記インピーダンス変換器の出力端とに接続され、前記ピーク増幅器の出力信号と前記インピーダンス変換器の出力信号とを合成する合成器と、を含み、
前記遅延器の電気長は、
前記インピーダンス変換器の電気長と略同一であり、
前記インピーダンス変換器は、
Ｎ（Ｎ≧２）種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成を有し、Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う、
ことを特徴とするマルチバンドドハティ増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載のマルチバンドドハティ増幅器であって、
前記遅延器は、
前記インピーダンス変換器と構成が相違する遅延線路である、
ことを特徴とするマルチバンドドハティ増幅器。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のマルチバンドドハティ増幅器であって、
前記合成器は、
前記ピーク増幅器の出力端と前記インピーダンス変換器の出力端とが接合された接合部に、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成を有し、
前記合成器が有するＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、前記Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う、
ことを特徴とするマルチバンドドハティ増幅器。
【請求項４】
請求項３に記載のマルチバンドドハティ増幅器であって、
前記合成器が有するＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、
前記ピーク増幅器がＯＮの場合に、前記Ｎ種類の周波数について、前記接合部からみた負荷インピーダンスを、当該接合部からみた出力インピーダンスに整合させる、
ことを特徴とするマルチバンドドハティ増幅器。
【請求項１】
入力信号を二つに分配する分配器と、
前記分配器の一方の出力端に接続され、前記分配器で分配された一方の信号を増幅するキャリア増幅器と、
前記分配器の他方の出力端に接続され、分配された他方の信号を遅延させる遅延器と、
前記遅延器の出力端に接続され、その出力信号を増幅するピーク増幅器と、
前記キャリア増幅器の出力端に接続され、インピーダンス変換を行うインピーダンス変換器と、
前記ピーク増幅器の出力端と前記インピーダンス変換器の出力端とに接続され、前記ピーク増幅器の出力信号と前記インピーダンス変換器の出力信号とを合成する合成器と、を含み、
前記遅延器の電気長は、
前記インピーダンス変換器の電気長と略同一であり、
前記インピーダンス変換器は、
Ｎ（Ｎ≧２）種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続した構成を有し、Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う、
ことを特徴とするマルチバンドドハティ増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載のマルチバンドドハティ増幅器であって、
前記遅延器は、
前記インピーダンス変換器と構成が相違する遅延線路である、
ことを特徴とするマルチバンドドハティ増幅器。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のマルチバンドドハティ増幅器であって、
前記合成器は、
前記ピーク増幅器の出力端と前記インピーダンス変換器の出力端とが接合された接合部に、Ｎ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成を有し、
前記合成器が有するＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、前記Ｎ種類の周波数について、略同一のインピーダンス変換を行う、
ことを特徴とするマルチバンドドハティ増幅器。
【請求項４】
請求項３に記載のマルチバンドドハティ増幅器であって、
前記合成器が有するＮ種類のインピーダンス変換用伝送線路を従続接続させた構成は、
前記ピーク増幅器がＯＮの場合に、前記Ｎ種類の周波数について、前記接合部からみた負荷インピーダンスを、当該接合部からみた出力インピーダンスに整合させる、
ことを特徴とするマルチバンドドハティ増幅器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２００８−５３２１（Ｐ２００８−５３２１Ａ）
【公開日】平成２０年１月１０日（２００８．１．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１７４１９１（Ｐ２００６−１７４１９１）
【出願日】平成１８年６月２３日（２００６．６．２３）
【出願人】（３９２０２６６９３）株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ (5,876)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１月１０日（２００８．１．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年６月２３日（２００６．６．２３）
【出願人】（３９２０２６６９３）株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ (5,876)
【Ｆターム（参考）】
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